JPH0734650B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH0734650B2 JPH0734650B2 JP63307239A JP30723988A JPH0734650B2 JP H0734650 B2 JPH0734650 B2 JP H0734650B2 JP 63307239 A JP63307239 A JP 63307239A JP 30723988 A JP30723988 A JP 30723988A JP H0734650 B2 JPH0734650 B2 JP H0734650B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はいわゆる昇圧型のDC−DCコンバータに関し、特
に、乾電池1,2本を直流電源とし、その電圧が極めて低
くても動作可能のDC−DCコンバータに関する。
に、乾電池1,2本を直流電源とし、その電圧が極めて低
くても動作可能のDC−DCコンバータに関する。
乾電池を電源とするポータブル機器においては、小形，
軽量化のため使用する電池の本数は極力少ないことが望
まれる。またこの機器を少ない電池本数で、できる限り
長時間動作させるためには、電池電圧が下がった場合に
もその機器が動作し得るようにする必要がある。従って
このような機器に組み込まれた安定化電源回路としての
DC−DCコンバータは電源電池電圧の下限まで極力広い動
作範囲を持つことが必要である。
軽量化のため使用する電池の本数は極力少ないことが望
まれる。またこの機器を少ない電池本数で、できる限り
長時間動作させるためには、電池電圧が下がった場合に
もその機器が動作し得るようにする必要がある。従って
このような機器に組み込まれた安定化電源回路としての
DC−DCコンバータは電源電池電圧の下限まで極力広い動
作範囲を持つことが必要である。
従来のDC−DCコンバータは、電源電池電圧を入力源とし
て動作し開閉駆動信号を出力する定電圧制御用ICと、こ
の開閉駆動信号を受けて電池電圧を繰り返し開閉して交
流を出力するチョッパと、その交流を昇圧する昇圧コイ
ルと、その昇圧された交流を整流して平滑化する整流平
滑回路とで構成されている。
て動作し開閉駆動信号を出力する定電圧制御用ICと、こ
の開閉駆動信号を受けて電池電圧を繰り返し開閉して交
流を出力するチョッパと、その交流を昇圧する昇圧コイ
ルと、その昇圧された交流を整流して平滑化する整流平
滑回路とで構成されている。
しかしながら、上記従来のDC−DCコンバータにあって
は、開閉駆動信号を出力する定電圧制御用ICの動作下限
が２〜2.5Vで、充分低くはなく、この電圧以下では動作
不能であることから、開閉駆動信号が発生せず、DC−DC
コンバータが動作しないので、従って電池本数の削減に
も限界があった。
は、開閉駆動信号を出力する定電圧制御用ICの動作下限
が２〜2.5Vで、充分低くはなく、この電圧以下では動作
不能であることから、開閉駆動信号が発生せず、DC−DC
コンバータが動作しないので、従って電池本数の削減に
も限界があった。
そこで本発明の課題は、上記のような定電圧制御部を有
する昇圧型DC−DCコンバータに適用され、低い電源電池
電圧でも動作し所定のデューティ比のドライブパルスを
出力する起動パルス発生回路を設け、コンバータの起動
時にはこのドライブパルスをチョッパに与えて直流出力
電圧を予め立ち上げ、この立ち上げ後にその直流出力電
圧を以て動作する定電圧制御部からのドライブパルスを
上記チョッパに切り換えて与えることにより、動作可能
電圧の下限値を大幅に低くしたDC−DCコンバータを提供
することにある。
する昇圧型DC−DCコンバータに適用され、低い電源電池
電圧でも動作し所定のデューティ比のドライブパルスを
出力する起動パルス発生回路を設け、コンバータの起動
時にはこのドライブパルスをチョッパに与えて直流出力
電圧を予め立ち上げ、この立ち上げ後にその直流出力電
圧を以て動作する定電圧制御部からのドライブパルスを
上記チョッパに切り換えて与えることにより、動作可能
電圧の下限値を大幅に低くしたDC−DCコンバータを提供
することにある。
上記課題解決のために講じた技術的手段は、直流電源電
圧（入力電圧Eiなど）を入力源とし、第１の電圧値（電
圧値E1など）が動作下限で所定のデューティ比の第１の
開閉駆動信号（ドライブパルスP1など）を出力する第１
の駆動信号発生手段（起動パルス発生回路３など）を新
たに付加し、第１と電圧値以上の第２の電圧値（電圧値
E2など）が動作下限で直流出力電圧（出力電圧E0など）
を入力源とし、該直流出力電圧を検出しつつこれを定常
電圧値（電圧値E3など）に維持すべき第２の開閉駆動信
号（ドライブパルスP2など）を出力する第２の駆動信号
発生手段（制御回路４など）と、直流出力電圧が少なく
とも第２の電圧値まで立ち上がる以前には第１の開閉駆
動信号を、またこの立ち上がりの後には第２の開閉駆動
信号を、それぞれ開閉手段（スイッチングトランジスタ
10など）に切り換えて与える駆動信号切換手段（電圧検
出切換回路６など）と、を備えたものである。
圧（入力電圧Eiなど）を入力源とし、第１の電圧値（電
圧値E1など）が動作下限で所定のデューティ比の第１の
開閉駆動信号（ドライブパルスP1など）を出力する第１
の駆動信号発生手段（起動パルス発生回路３など）を新
たに付加し、第１と電圧値以上の第２の電圧値（電圧値
E2など）が動作下限で直流出力電圧（出力電圧E0など）
を入力源とし、該直流出力電圧を検出しつつこれを定常
電圧値（電圧値E3など）に維持すべき第２の開閉駆動信
号（ドライブパルスP2など）を出力する第２の駆動信号
発生手段（制御回路４など）と、直流出力電圧が少なく
とも第２の電圧値まで立ち上がる以前には第１の開閉駆
動信号を、またこの立ち上がりの後には第２の開閉駆動
信号を、それぞれ開閉手段（スイッチングトランジスタ
10など）に切り換えて与える駆動信号切換手段（電圧検
出切換回路６など）と、を備えたものである。
本発明は、上記各手段に加えて、直流出力電圧の消失に
受動して前記第１の開閉駆動信号を吸収する信号吸収手
段（ダイオードＤなど）をも包含する。また、昇圧手段
がトランス（トランス22）の場合には、直流電源電圧に
基づく所定電圧値を直流出力電圧側に投入する電圧投入
手段（起動スイッチSWなど）をも包含する。
受動して前記第１の開閉駆動信号を吸収する信号吸収手
段（ダイオードＤなど）をも包含する。また、昇圧手段
がトランス（トランス22）の場合には、直流電源電圧に
基づく所定電圧値を直流出力電圧側に投入する電圧投入
手段（起動スイッチSWなど）をも包含する。
かかる手段によれば、直流電源電圧が投入され、その電
圧が第２の電圧値以下の低い第１の電圧値に達すると、
第２の駆動信号発生手段は未だ動作しないが、第１の駆
動信号発生手段が動作し、第１の開閉駆動信号が駆動信
号切換手段を介して開閉手段に供給される。これにより
直流電源電圧がその開閉手段の開閉動作によって交流化
され、その交流は昇圧手段で昇圧された後、昇圧された
交流は交直変換手段で整流平滑化されて直流出力電圧が
現れる。この直流出力電圧は所定のデューティ比の第１
の開閉駆動信号に基づいて得られるので、直流電源電圧
の立ち上がりに応じて上昇する。直流出力電圧が第２の
電圧値に達すると、この直流出力電圧を入力源とする第
２の駆動信号発生手段が動作を開始して第２の開閉駆動
信号を発生し、駆動信号切換手段の切換動作によって今
度は、第２の開閉駆動信号が開閉手段に与えられ、これ
に基づいて直流出力電圧が定常電圧値に維持制御される
こととなる。
圧が第２の電圧値以下の低い第１の電圧値に達すると、
第２の駆動信号発生手段は未だ動作しないが、第１の駆
動信号発生手段が動作し、第１の開閉駆動信号が駆動信
号切換手段を介して開閉手段に供給される。これにより
直流電源電圧がその開閉手段の開閉動作によって交流化
され、その交流は昇圧手段で昇圧された後、昇圧された
交流は交直変換手段で整流平滑化されて直流出力電圧が
現れる。この直流出力電圧は所定のデューティ比の第１
の開閉駆動信号に基づいて得られるので、直流電源電圧
の立ち上がりに応じて上昇する。直流出力電圧が第２の
電圧値に達すると、この直流出力電圧を入力源とする第
２の駆動信号発生手段が動作を開始して第２の開閉駆動
信号を発生し、駆動信号切換手段の切換動作によって今
度は、第２の開閉駆動信号が開閉手段に与えられ、これ
に基づいて直流出力電圧が定常電圧値に維持制御される
こととなる。
直流電源電圧が第２の駆動信号発生手段を動作可能とす
る第２の電圧値以下のときでも、それより低い第１の電
圧値に達しているときには、第１の開閉駆動信号に基づ
いて、直流出力電圧を第２の電圧値以上に立ち上げ、こ
れにより、立ち上げられる直流出力電圧をフィードバッ
クして入力源とする第２の駆動信号発生手段が支障なく
第２の開閉駆動信号を発生させ、これが直流出力電圧を
定電圧制御するので、低い第１の電圧値を動作下限と
し、動作範囲の広いDC−DCコンバータが得られる。
る第２の電圧値以下のときでも、それより低い第１の電
圧値に達しているときには、第１の開閉駆動信号に基づ
いて、直流出力電圧を第２の電圧値以上に立ち上げ、こ
れにより、立ち上げられる直流出力電圧をフィードバッ
クして入力源とする第２の駆動信号発生手段が支障なく
第２の開閉駆動信号を発生させ、これが直流出力電圧を
定電圧制御するので、低い第１の電圧値を動作下限と
し、動作範囲の広いDC−DCコンバータが得られる。
また第２の駆動信号発生手段が一度動作を開始すると、
直流電源電圧が下がって来ても、第２の駆動信号発生手
段は直流出力電圧の定常電圧値を受け続けるから、直流
電源電圧が開閉手段等の動作入力下限値等に降下するま
で、直流出力電圧が定常電圧値で推移するので、直流電
源電圧が第１の電圧値以下でも、ある程度定常動作が持
続する。
直流電源電圧が下がって来ても、第２の駆動信号発生手
段は直流出力電圧の定常電圧値を受け続けるから、直流
電源電圧が開閉手段等の動作入力下限値等に降下するま
で、直流出力電圧が定常電圧値で推移するので、直流電
源電圧が第１の電圧値以下でも、ある程度定常動作が持
続する。
また、出力短絡が発生すると直流出力電圧が消失し第１
の開閉駆動信号により開閉手段が駆動されることになる
が、この第１の開閉駆動信号は信号吸収手段により吸収
されるので、開閉手段は開状態にされ、出力短絡による
過電流破壊から保護される。
の開閉駆動信号により開閉手段が駆動されることになる
が、この第１の開閉駆動信号は信号吸収手段により吸収
されるので、開閉手段は開状態にされ、出力短絡による
過電流破壊から保護される。
さらに、昇圧手段にトランスを用いた場合、信号吸収手
段があると直流出力電圧が発生せずそのままでは起動し
ないので電圧投入手段を設けて起動可能としている。
段があると直流出力電圧が発生せずそのままでは起動し
ないので電圧投入手段を設けて起動可能としている。
次に、本発明の実施例を添付図面に基づいて説明する。
第１図は、本発明に係るDC−DCコンバータの第１実施例
を示すブロック回路図である。
を示すブロック回路図である。
図中、01は乾電池などの直流電源で、同図回路の動作可
能な直流電源電圧（入力電圧）Eiの下限としては例えば
1.8V程度までもの低電圧を見込むものとする。
能な直流電源電圧（入力電圧）Eiの下限としては例えば
1.8V程度までもの低電圧を見込むものとする。
15はチョッパ式の昇圧DC−DCコンバータを構成するリア
クトル（昇圧コイル）、10は直流電源01からリアクトル
15を介して供給される電流を繰り返し断続するチョッパ
のスイッチングトランジスタで、便宜上リアクトル15と
接地間に図示してある。11はスイッチングトランジスタ
10のオフ時にリアクトル15に発生する交流電圧を整流す
る整流ダイオード（整流回路）、12はその脈流電圧を平
滑化し直流出力電圧（出力電圧）E0を得る平滑コンデン
サ（平滑回路）である。
クトル（昇圧コイル）、10は直流電源01からリアクトル
15を介して供給される電流を繰り返し断続するチョッパ
のスイッチングトランジスタで、便宜上リアクトル15と
接地間に図示してある。11はスイッチングトランジスタ
10のオフ時にリアクトル15に発生する交流電圧を整流す
る整流ダイオード（整流回路）、12はその脈流電圧を平
滑化し直流出力電圧（出力電圧）E0を得る平滑コンデン
サ（平滑回路）である。
４は出力電圧E0を入力源として動作下限E2（例えば2.5
V）以上で動作する制御回路であり、定電圧制御用ICな
どからなる。この制御回路４は出力電圧E0を分圧抵抗1
3,14を介して検出し、その出力電圧E0を定常電圧値E
3（例えば5V）に保つような可変デューティ比TON/T（後
述）のドライブパルスP2を出力するものである。
V）以上で動作する制御回路であり、定電圧制御用ICな
どからなる。この制御回路４は出力電圧E0を分圧抵抗1
3,14を介して検出し、その出力電圧E0を定常電圧値E
3（例えば5V）に保つような可変デューティ比TON/T（後
述）のドライブパルスP2を出力するものである。
３は制御回路４の動作下限E2より低い動作下限E1（例え
ば1.8V）を有し、入力電圧Eiを入力源として動作する起
動パルス発生回路で、所定のデューテイ比のドライブパ
ルスP1を出力するものである。
ば1.8V）を有し、入力電圧Eiを入力源として動作する起
動パルス発生回路で、所定のデューテイ比のドライブパ
ルスP1を出力するものである。
５はドライブパルスP1またはP2を選択してスイッチング
トランジスタ10のベースＢに与えるドライブパルス選択
回路である。
トランジスタ10のベースＢに与えるドライブパルス選択
回路である。
６は出力電圧E0を検出しドライブパルス選択回路５及び
起動パルスを発生回路３の動作を切り換える電圧検出切
換回路である。
起動パルスを発生回路３の動作を切り換える電圧検出切
換回路である。
第２図はドライブパルスP1またはP2の波形例を示し、Ｔ
はドライブパルスP1またはP2の繰り返されるパルス周
期、TONはその周期Ｔ内においてスイッチングトランジ
スタ10をオンとするパルス持続時間、TOFFはそれをオフ
とするパルス休止時間で、デューティ比はTON/Tで与え
られる。
はドライブパルスP1またはP2の繰り返されるパルス周
期、TONはその周期Ｔ内においてスイッチングトランジ
スタ10をオンとするパルス持続時間、TOFFはそれをオフ
とするパルス休止時間で、デューティ比はTON/Tで与え
られる。
次に、上記実施例の作用効果を第３図を参照しつつ説明
する。
する。
まず、DC−DCコンバータに電源スイッチ（図示せず）を
介して入力電圧Eiが投入されると、入力電圧Eiは電源01
の内部抵抗と平滑コンデンサ12の容量等で定まる時定数
にしたがい立ち上がる。入力電圧Eiが起動パルス発生回
路３の動作下限電圧値E1（1.8V）未満の場合は、起動パ
ルス発生回路３及び制御回路４も動作しないが、電源01
の起電力があるときは入力電圧Eiは、下限電圧値E1（1.
8V）に達する。
介して入力電圧Eiが投入されると、入力電圧Eiは電源01
の内部抵抗と平滑コンデンサ12の容量等で定まる時定数
にしたがい立ち上がる。入力電圧Eiが起動パルス発生回
路３の動作下限電圧値E1（1.8V）未満の場合は、起動パ
ルス発生回路３及び制御回路４も動作しないが、電源01
の起電力があるときは入力電圧Eiは、下限電圧値E1（1.
8V）に達する。
入力電圧Eiが下限電圧値E1（1.8V）になると、起動パル
ス発生回路３が動作開始し、ある固定されたデューティ
比TON/TのドライブパルスP1を発生する。このドライブ
パルスP1はドライブパルス選択回路５を介してスイッチ
ングトランジスタ10のベースＢに供給され、そのデュー
ティ比TON/Tと入力電圧Eiの値によって入力電圧Eiを昇
圧した出力電圧E0が得られる。即ち、 で与えられる。
ス発生回路３が動作開始し、ある固定されたデューティ
比TON/TのドライブパルスP1を発生する。このドライブ
パルスP1はドライブパルス選択回路５を介してスイッチ
ングトランジスタ10のベースＢに供給され、そのデュー
ティ比TON/Tと入力電圧Eiの値によって入力電圧Eiを昇
圧した出力電圧E0が得られる。即ち、 で与えられる。
ドライブパルスP1の発生後、出力電圧E0が下限電圧値E2
（2.5V）に達すると、制御回路４が動作を開始すると共
に、電圧検出切換回路６の動作によりドライブパルス選
択回路５が切り換えられ、制御回路４からのドライブパ
ルスP2がドライブパルスP1に代わってスイッチングトラ
ンジスタ10のベースに供給される。このドライブパルス
P2に基づき、上記（１），（２）式で与えられる出力電
圧E0が若干昇圧された後、定常電圧値E3（例えば5V）に
て定常維持される。ところで、制御回路４の動作始動後
には、電源電力の消費を抑制するために、電圧検出切換
回路６の出力により起動パルス発生回路３の動作を停止
させても良いが、ただこの停止はドライブパルス選択回
路５が切り換わった後になるようにする。
（2.5V）に達すると、制御回路４が動作を開始すると共
に、電圧検出切換回路６の動作によりドライブパルス選
択回路５が切り換えられ、制御回路４からのドライブパ
ルスP2がドライブパルスP1に代わってスイッチングトラ
ンジスタ10のベースに供給される。このドライブパルス
P2に基づき、上記（１），（２）式で与えられる出力電
圧E0が若干昇圧された後、定常電圧値E3（例えば5V）に
て定常維持される。ところで、制御回路４の動作始動後
には、電源電力の消費を抑制するために、電圧検出切換
回路６の出力により起動パルス発生回路３の動作を停止
させても良いが、ただこの停止はドライブパルス選択回
路５が切り換わった後になるようにする。
このように、実質的にコンバータの定常動作は、入力電
圧Eiが制御回路４の動作下限電圧値E2（2.5V）より低い
起動パルス発生回路３の動作下限電圧値E1（1.8V）で開
始されるが、逆に電源電力が相当消費して入力電圧Eiが
低下する過程を考察するに、入力電圧Eiが電圧値E2（2.
5V）以下になると、従来のコンバータであれば動作停止
するが、上記実施例における制御回路４は出力電圧E0を
入力源としており、入力電圧Eiの低下分を打ち消すよう
にドライブパルスP2のデューティ比TON/Tが増大するの
で、出力電圧E0はそのまま定常電圧値E3（5V）に保たれ
ている。更に、入力電圧Eiが下降して電圧値E1（1.8V）
以下になっても、ドライブパルスP2のデューティ比TON/
Tが限りなく１に近づき、昇圧率が無限大になるので、
理論的には定常電圧値E1（1.8V）を得ることができる
が、例えばスイッチングトランジスタ10の入力動作下限
値（しきい値）より入力電圧Eiが低くなると、もはやス
イッチングトランジスタ10自体が動作しないので、その
時点で定常動作が断たれる。
圧Eiが制御回路４の動作下限電圧値E2（2.5V）より低い
起動パルス発生回路３の動作下限電圧値E1（1.8V）で開
始されるが、逆に電源電力が相当消費して入力電圧Eiが
低下する過程を考察するに、入力電圧Eiが電圧値E2（2.
5V）以下になると、従来のコンバータであれば動作停止
するが、上記実施例における制御回路４は出力電圧E0を
入力源としており、入力電圧Eiの低下分を打ち消すよう
にドライブパルスP2のデューティ比TON/Tが増大するの
で、出力電圧E0はそのまま定常電圧値E3（5V）に保たれ
ている。更に、入力電圧Eiが下降して電圧値E1（1.8V）
以下になっても、ドライブパルスP2のデューティ比TON/
Tが限りなく１に近づき、昇圧率が無限大になるので、
理論的には定常電圧値E1（1.8V）を得ることができる
が、例えばスイッチングトランジスタ10の入力動作下限
値（しきい値）より入力電圧Eiが低くなると、もはやス
イッチングトランジスタ10自体が動作しないので、その
時点で定常動作が断たれる。
第３図に示す入力電圧Eiの経時的変化は、電源投入時の
ピーク値が電圧値E2（2.5V）を超えている電源を連続動
作させた場合のものであるが、従来のコンバータでは定
常動作期間T1となるもの、本実施例においてはほぼ電圧
値E2（2.5V）以下の下降時間T2を加えた定常動作期間T3
となり、ほぼ下降時間T2だけ定常動作が延長される。ま
た、ピーク値が電圧値E1（1.8V）を超えるものの、電圧
値（2.5V）に達しない電源の場合には、従来のコンバー
タによれば全く動作しないが、上記実施例にあっては動
作可能であり、一旦起動すれば入力電圧Eiがスイッチン
グトランジスタ10等のしきい値に下降するまで動作し続
けることになる。また、直流電源01を電池で構成した場
合、その電圧が低下して来ても、一度電源をオフにする
と、再び電圧値がかなり回復するのが通例であるので、
この電池特性を最大限に活用することができる。
ピーク値が電圧値E2（2.5V）を超えている電源を連続動
作させた場合のものであるが、従来のコンバータでは定
常動作期間T1となるもの、本実施例においてはほぼ電圧
値E2（2.5V）以下の下降時間T2を加えた定常動作期間T3
となり、ほぼ下降時間T2だけ定常動作が延長される。ま
た、ピーク値が電圧値E1（1.8V）を超えるものの、電圧
値（2.5V）に達しない電源の場合には、従来のコンバー
タによれば全く動作しないが、上記実施例にあっては動
作可能であり、一旦起動すれば入力電圧Eiがスイッチン
グトランジスタ10等のしきい値に下降するまで動作し続
けることになる。また、直流電源01を電池で構成した場
合、その電圧が低下して来ても、一度電源をオフにする
と、再び電圧値がかなり回復するのが通例であるので、
この電池特性を最大限に活用することができる。
第４図は、本発明に係るDC−DCコンバータの第２実施例
を示すブロック回路図である。尚、第４図において第１
図に示す部分と同一部分には同一参照符号を付し、その
説明を省略する。
を示すブロック回路図である。尚、第４図において第１
図に示す部分と同一部分には同一参照符号を付し、その
説明を省略する。
この実施例のうち第１実施例と異なる点は、出力端子20
と接地間に接続される負荷が短絡したとき、これによる
スイッチングトランジスタ10の破壊を防止するために、
スイッチングトランジスタ10のベースＢと出力端子20と
の間に、信号吸収手段としてのダイオードＤを設けたと
ころにある。本実施例の場合、ダイオードＤのアノード
はスイッチングトランジスタ10のベースＢに接続され、
そのカソードは出力端子20に接続されている。
と接地間に接続される負荷が短絡したとき、これによる
スイッチングトランジスタ10の破壊を防止するために、
スイッチングトランジスタ10のベースＢと出力端子20と
の間に、信号吸収手段としてのダイオードＤを設けたと
ころにある。本実施例の場合、ダイオードＤのアノード
はスイッチングトランジスタ10のベースＢに接続され、
そのカソードは出力端子20に接続されている。
今、コンバータが定常動作中に、出力端子20が何らかの
原因で接地（負荷短絡）したとき、出力電圧E0が接地電
圧（0V）まで低下する。この出力電圧E0の低下（消失）
によって制御回路４の動作が停止し、ドライブパルスP2
が発生しなくなり、ドライプパルスP1がドライブパルス
選択回路５を介してスイッチングトランジスタ10に代わ
って与えられるが、ダイオードＤのカソード電圧は0Vで
あるから、ダイオードＤを導通し、代替的にスイッチン
グトランジスタ10のベースＢに与えられたドライブパル
スP1がダイオードＤを介して逃げ、これによりスイッチ
ングトランジスタ10が完全に遮断され、負荷短絡に伴う
スイッチングトランジスタ10の過電流による破壊が防止
される。尚、この実施例において、信号吸収手段として
のダイオードＤのしきい値VFをスイッチングトランジス
タ10のベース・エミッタ電圧VBEより低い値に設定する
ため、ダイオードＤはしきい値のVFの小さなショットキ
バリアダイオードとすることが望ましい。また、定常状
態ではダイオードＤは非導通であるので、消費電力は増
加しない利点がある。
原因で接地（負荷短絡）したとき、出力電圧E0が接地電
圧（0V）まで低下する。この出力電圧E0の低下（消失）
によって制御回路４の動作が停止し、ドライブパルスP2
が発生しなくなり、ドライプパルスP1がドライブパルス
選択回路５を介してスイッチングトランジスタ10に代わ
って与えられるが、ダイオードＤのカソード電圧は0Vで
あるから、ダイオードＤを導通し、代替的にスイッチン
グトランジスタ10のベースＢに与えられたドライブパル
スP1がダイオードＤを介して逃げ、これによりスイッチ
ングトランジスタ10が完全に遮断され、負荷短絡に伴う
スイッチングトランジスタ10の過電流による破壊が防止
される。尚、この実施例において、信号吸収手段として
のダイオードＤのしきい値VFをスイッチングトランジス
タ10のベース・エミッタ電圧VBEより低い値に設定する
ため、ダイオードＤはしきい値のVFの小さなショットキ
バリアダイオードとすることが望ましい。また、定常状
態ではダイオードＤは非導通であるので、消費電力は増
加しない利点がある。
第５図は、本発明に係るDC−DCコンバータの第３実施例
を示すブロック回路図である。この実施例においても信
号吸収手段としてのダイオードＤが使用されている。第
２実施例と異なる点はダイオードＤがIC化された起動パ
ルス発生回路３内に設けられているところにある。即
ち、起動パルス発生回路３は、入力電圧Eiを入力源とす
るパルス発振器3aとそのパルスをドライブパルスP1とし
て増幅出力するNPNトランジスタTr1,Tr2の出力部とから
構成されており、ダイオードＤはNPNトランジスタTr1の
ベースＢと出力端子20との間に接続されている。本実施
例においては、ダイオードＤのアノードはNPNトランジ
スタTr1のベースＢに接続され、そのカソードは出力端
子20に接続されている。IC内のトランジスタTr1のサイ
ズはチョッパとしてのスイッチングトランジスタ10のそ
れに比して極めて小型であるので、ダイオードＤの接合
面積をトランジスタTr1のエミッタ面積より大きくする
ことが容易となり、ダイオードＤの順方向電圧をトラン
ジスタTr1のベース・エミッタ間電圧より小さくするこ
とが、ダイオードＤとしてショットキバリアダイオード
に限らず、通常の接合型ダイオードを用いても充分可能
である。従って、回路のIC化に際し集積し易く有利であ
る。
を示すブロック回路図である。この実施例においても信
号吸収手段としてのダイオードＤが使用されている。第
２実施例と異なる点はダイオードＤがIC化された起動パ
ルス発生回路３内に設けられているところにある。即
ち、起動パルス発生回路３は、入力電圧Eiを入力源とす
るパルス発振器3aとそのパルスをドライブパルスP1とし
て増幅出力するNPNトランジスタTr1,Tr2の出力部とから
構成されており、ダイオードＤはNPNトランジスタTr1の
ベースＢと出力端子20との間に接続されている。本実施
例においては、ダイオードＤのアノードはNPNトランジ
スタTr1のベースＢに接続され、そのカソードは出力端
子20に接続されている。IC内のトランジスタTr1のサイ
ズはチョッパとしてのスイッチングトランジスタ10のそ
れに比して極めて小型であるので、ダイオードＤの接合
面積をトランジスタTr1のエミッタ面積より大きくする
ことが容易となり、ダイオードＤの順方向電圧をトラン
ジスタTr1のベース・エミッタ間電圧より小さくするこ
とが、ダイオードＤとしてショットキバリアダイオード
に限らず、通常の接合型ダイオードを用いても充分可能
である。従って、回路のIC化に際し集積し易く有利であ
る。
第６図は本発明に係るDC−DCコンバータの第４実施例を
示すブロック図である。尚、第６図において第５図に示
す部分と同一部分には同一参照符号を付し、その説明を
省略する。この実施例は昇圧手段としてトランス22を用
いフライバック回路としたDC−DCコンバータである。
示すブロック図である。尚、第６図において第５図に示
す部分と同一部分には同一参照符号を付し、その説明を
省略する。この実施例は昇圧手段としてトランス22を用
いフライバック回路としたDC−DCコンバータである。
負荷短絡により出力電圧E0が、接地電圧まで下がると、
ダイオードＤが導通し、パルス発振器3aからのパルスが
吸収されるので、スイッチングトランジスタ10が完全に
遮断し、出力電圧E0が出力されないが、一方負荷短絡が
解消され、DC−DCコンバータを再起動する場合、入力電
圧Eiが、投入されてもダイオードＤが引き続き導通状態
にあるので、パルス発振器3aからのパルスがダイオード
Ｄを介して逃がされてしまい、再起動不可能である。そ
こで、この実施例においては、直流電源01と出力端子20
との間に電圧投入手段としての起動スイッチSWと抵抗Ｒ
とが直列接続されている。起動時に起動スイッチSWを一
瞬閉成すると、直流電源01から抵抗Ｒを介して電圧（例
えば0.1〜0.4V）が出力端子20に出力電圧E0として印加
され、ダイオードＤは逆方向電圧が印加して非導通とさ
れる。これによりパルス発振器3aで発生するパルスがNP
NトランジスタTr1のベースＢに入力されるので、起動パ
ルス発生回路３からドライブパルスP1がドライブパルス
選択回路５を介してスイッチングトランジスタ10のベー
スＢに供給され、コンバータが起動される。そして、起
動後は起動スイッチSWは開成される。このように、昇圧
手段がトランスのDC−DCコンバータにおいては起動スイ
ッチSWを付加することにより、起動が可能となる。
ダイオードＤが導通し、パルス発振器3aからのパルスが
吸収されるので、スイッチングトランジスタ10が完全に
遮断し、出力電圧E0が出力されないが、一方負荷短絡が
解消され、DC−DCコンバータを再起動する場合、入力電
圧Eiが、投入されてもダイオードＤが引き続き導通状態
にあるので、パルス発振器3aからのパルスがダイオード
Ｄを介して逃がされてしまい、再起動不可能である。そ
こで、この実施例においては、直流電源01と出力端子20
との間に電圧投入手段としての起動スイッチSWと抵抗Ｒ
とが直列接続されている。起動時に起動スイッチSWを一
瞬閉成すると、直流電源01から抵抗Ｒを介して電圧（例
えば0.1〜0.4V）が出力端子20に出力電圧E0として印加
され、ダイオードＤは逆方向電圧が印加して非導通とさ
れる。これによりパルス発振器3aで発生するパルスがNP
NトランジスタTr1のベースＢに入力されるので、起動パ
ルス発生回路３からドライブパルスP1がドライブパルス
選択回路５を介してスイッチングトランジスタ10のベー
スＢに供給され、コンバータが起動される。そして、起
動後は起動スイッチSWは開成される。このように、昇圧
手段がトランスのDC−DCコンバータにおいては起動スイ
ッチSWを付加することにより、起動が可能となる。
〔発明の効果〕 以上のように本発明によれば、電源としての電池から供
給される直流入力を開閉駆動信号に基づき繰り返し開閉
して交流に変換する開閉手段と、その交流を昇圧する昇
圧手段と、その昇圧された交流を整流平滑化して直流出
力に変換する交直変換手段とを含むDC−DCコンバータに
おいて、前記電源によりその電池電圧が印加されて駆動
され、その電圧が1.8V以下の第１の動作下限電圧以下で
あるときに所定のデューティ比の第１の開閉駆動信号を
出力する起動パルス発生回路と、前記直流出力によりそ
の出力電圧が印加されて駆動され、その電圧が前記第１
の動作下限電圧より高い第２の動作下限電圧以上である
ときに前記直流出力の出力電圧を検出してこれが定常電
圧に維持されるように第２の開閉駆動信号を出力する制
御回路と、前記直流入力が供給されて前記出力電圧が前
記第２の動作下限電圧に達するまでは前記第１の開閉駆
動信号を前記開閉手段に与え、その後には前記第２の開
閉駆動信号を前記開閉手段に与えるように前記開閉駆動
信号を切り換える駆動信号切換手段とを備えることを特
徴とするものであるから、次の効果を奏する。
給される直流入力を開閉駆動信号に基づき繰り返し開閉
して交流に変換する開閉手段と、その交流を昇圧する昇
圧手段と、その昇圧された交流を整流平滑化して直流出
力に変換する交直変換手段とを含むDC−DCコンバータに
おいて、前記電源によりその電池電圧が印加されて駆動
され、その電圧が1.8V以下の第１の動作下限電圧以下で
あるときに所定のデューティ比の第１の開閉駆動信号を
出力する起動パルス発生回路と、前記直流出力によりそ
の出力電圧が印加されて駆動され、その電圧が前記第１
の動作下限電圧より高い第２の動作下限電圧以上である
ときに前記直流出力の出力電圧を検出してこれが定常電
圧に維持されるように第２の開閉駆動信号を出力する制
御回路と、前記直流入力が供給されて前記出力電圧が前
記第２の動作下限電圧に達するまでは前記第１の開閉駆
動信号を前記開閉手段に与え、その後には前記第２の開
閉駆動信号を前記開閉手段に与えるように前記開閉駆動
信号を切り換える駆動信号切換手段とを備えることを特
徴とするものであるから、次の効果を奏する。
起動パルス発生回路は、所定のデューティ比の開閉駆
動信号を出力するだけの簡単な回路構成のものでよいの
で、動作下限電圧を低くすることが可能であり、DC−DC
コンバータとしては電池電圧がその起動パルス発生回路
の動作下限電圧以上あれば起動できるので、動作可能電
圧の下限を1.8V以下にまで低くすることができ、電源電
池の本数を少なくすることができる。また、起動後に電
池の起電力がさらに低下しても直流出力から制御回路に
給電されて動作するので、より多くの電力を電池から引
き出すことができる。
動信号を出力するだけの簡単な回路構成のものでよいの
で、動作下限電圧を低くすることが可能であり、DC−DC
コンバータとしては電池電圧がその起動パルス発生回路
の動作下限電圧以上あれば起動できるので、動作可能電
圧の下限を1.8V以下にまで低くすることができ、電源電
池の本数を少なくすることができる。また、起動後に電
池の起電力がさらに低下しても直流出力から制御回路に
給電されて動作するので、より多くの電力を電池から引
き出すことができる。
上記手段に加えて、直流出力電圧の消失に受動して第
１の開閉駆動信号を吸収する信号吸収手段を備える場合
には、開閉手段の動作を完全に停止でき、負荷短絡に伴
う開閉手段の破壊を防止できる。信号吸収手段が能動す
るのではなく、受動するものであるから、定常状態にお
ける信号吸収手段自体の電力消費をなすくことができ
る。
１の開閉駆動信号を吸収する信号吸収手段を備える場合
には、開閉手段の動作を完全に停止でき、負荷短絡に伴
う開閉手段の破壊を防止できる。信号吸収手段が能動す
るのではなく、受動するものであるから、定常状態にお
ける信号吸収手段自体の電力消費をなすくことができ
る。
更に、昇圧手段がトランスである場合で、上記手段に
加えて直流電源電圧に基づく所定電圧値を直流出力電圧
側に投入する電圧投入手段を備えるときには、上記信号
吸収手段の吸収作用を解除できるので、この種のコンバ
ータの起動を可能にすることができる。
加えて直流電源電圧に基づく所定電圧値を直流出力電圧
側に投入する電圧投入手段を備えるときには、上記信号
吸収手段の吸収作用を解除できるので、この種のコンバ
ータの起動を可能にすることができる。
第１図は、本発明に係るDC−DCコンバータの第１実施例
を示すブロック回路図である。 第２図は、同実施例におけるドライブパルスP1,P2のデ
ューティ比を説明する波形図である。 第３図は、同実施例における入力電圧Eiの推移を示すグ
ラフ図である。 第４図は、本発明に係るDC−DCコンバータの第２実施例
を示すブロック回路図である。 第５図は、本発明に係るDC−DCコンバータの第３実施例
を示すブロック回路図である。 第６図は、本発明に係るDC−DCコンバータの第４実施例
を示すブロック回路図である。 01……直流電源、Ei……入力電圧、E0……出力電圧、３
……起動パルス発生回路、４……制御回路、５……ドラ
イブパルス選択回路、６……電圧検出切換回路、10……
スイッチングトランジスタ、11……整流ダイオード、12
……平滑コンデンサ、15……リアクトル、P1,P2……ド
ライブパルス、Ｔ……パルス周期、TON……オン時間、T
OFF……オフ時間、E1……起動パルス発生回路の動作下
限電圧値、E2……制御回路の動作下限電圧値、E3……出
力電圧の定常電圧値、20……出力端子、Ｄ……信号吸収
手段としてのダイオード、3a……パルス発振器、Tr1,Tr
2……NPNトランジスタ、SW……電圧投入手段としての起
動スイッチ、22……トランス。
を示すブロック回路図である。 第２図は、同実施例におけるドライブパルスP1,P2のデ
ューティ比を説明する波形図である。 第３図は、同実施例における入力電圧Eiの推移を示すグ
ラフ図である。 第４図は、本発明に係るDC−DCコンバータの第２実施例
を示すブロック回路図である。 第５図は、本発明に係るDC−DCコンバータの第３実施例
を示すブロック回路図である。 第６図は、本発明に係るDC−DCコンバータの第４実施例
を示すブロック回路図である。 01……直流電源、Ei……入力電圧、E0……出力電圧、３
……起動パルス発生回路、４……制御回路、５……ドラ
イブパルス選択回路、６……電圧検出切換回路、10……
スイッチングトランジスタ、11……整流ダイオード、12
……平滑コンデンサ、15……リアクトル、P1,P2……ド
ライブパルス、Ｔ……パルス周期、TON……オン時間、T
OFF……オフ時間、E1……起動パルス発生回路の動作下
限電圧値、E2……制御回路の動作下限電圧値、E3……出
力電圧の定常電圧値、20……出力端子、Ｄ……信号吸収
手段としてのダイオード、3a……パルス発振器、Tr1,Tr
2……NPNトランジスタ、SW……電圧投入手段としての起
動スイッチ、22……トランス。
Claims (3)
- 【請求項１】電源として電池から供給される直流入力を
開閉駆動信号に基づき繰り返し開閉して交流に変換する
開閉手段と、その交流を昇圧する昇圧手段と、その昇圧
された交流を整流平滑化して直流出力に変換する交直変
換手段とを含むDC−DCコンバータにおいて、前記電源に
よりその電池電圧が印加されて駆動され、その電圧が1.
8V以下の第１の動作下限電圧以下であるときに所定のデ
ューティ比の第１の開閉駆動信号を出力する起動パルス
発生回路と、前記直流出力によりその出力電圧が印加さ
れて駆動され、その電圧が前記第１の動作下限電圧より
高い第２の動作下限電圧以上であるときに前記直流出力
の出力電圧を検出してこれが定常電圧に維持されるよう
に第２の開閉駆動信号を出力する制御回路と、前記直流
入力が供給されて前記出力電圧が前記第２の動作下限電
圧に達するまでは前記第１の開閉駆動信号を前記開閉手
段に与え、その後には前記第２の開閉駆動信号を前記開
閉手段に与えるように前記開閉駆動信号を切り換える駆
動信号切換手段とを備えることを特徴とするDC−DCコン
バータ。 - 【請求項２】請求項１に記載のDC−DCコンバータにおい
て、前記直流出力の出力電圧の消失に受動して前記第１
の開閉駆動信号を吸収する信号吸収手段を備えることを
特徴とするDC−DCコンバータ。 - 【請求項３】請求項２に記載のDC−DCコンバータにおい
て、前記昇圧手段がトランスで、前記電源の電池電圧に
基づく所定電圧を前記直流出力側に投入する電圧投入手
段を備えることを特徴とするDC−DCコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63307239A JPH0734650B2 (ja) | 1988-02-24 | 1988-12-05 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63-41136 | 1988-02-24 | ||
| JP4113688 | 1988-02-24 | ||
| JP63307239A JPH0734650B2 (ja) | 1988-02-24 | 1988-12-05 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01295665A JPH01295665A (ja) | 1989-11-29 |
| JPH0734650B2 true JPH0734650B2 (ja) | 1995-04-12 |
Family
ID=26380697
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63307239A Expired - Lifetime JPH0734650B2 (ja) | 1988-02-24 | 1988-12-05 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0734650B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006320062A (ja) * | 2005-05-11 | 2006-11-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 発振回路およびそれを用いたスイッチング電源装置 |
| US20220035398A1 (en) * | 2020-07-29 | 2022-02-03 | Seiko Epson Corporation | Circuit Device And Real-Time Clock Device |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003092873A (ja) * | 2001-09-19 | 2003-03-28 | Fuji Electric Co Ltd | スイッチング電源回路およびその半導体集積回路 |
| JP4320995B2 (ja) * | 2002-01-08 | 2009-08-26 | 日本電信電話株式会社 | 太陽電池出力の昇圧回路 |
| JP3688676B2 (ja) | 2002-11-14 | 2005-08-31 | ローム株式会社 | スイッチング電源装置及びそのコントローラｉｃ |
| JP2005151636A (ja) | 2003-11-12 | 2005-06-09 | Nec Microwave Inc | 電源回路 |
| JP2006114486A (ja) * | 2004-09-17 | 2006-04-27 | Seiko Instruments Inc | 燃料電池電源システム |
| JP4757007B2 (ja) | 2005-12-08 | 2011-08-24 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータおよび昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 |
| JP2008079448A (ja) | 2006-09-22 | 2008-04-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 昇圧電源装置 |
| JP4489090B2 (ja) * | 2007-01-30 | 2010-06-23 | シャープ株式会社 | イオン発生装置及び電気機器 |
| JP4921433B2 (ja) * | 2008-07-17 | 2012-04-25 | 株式会社リコー | 保護機能付きｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP5475612B2 (ja) * | 2010-10-14 | 2014-04-16 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 電源装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58121185U (ja) * | 1982-01-19 | 1983-08-18 | ミツミ電機株式会社 | 短絡保護回路 |
| JPH0650945B2 (ja) * | 1985-09-11 | 1994-06-29 | ティーディーケイ株式会社 | スイツチング電源 |
-
1988
- 1988-12-05 JP JP63307239A patent/JPH0734650B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006320062A (ja) * | 2005-05-11 | 2006-11-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 発振回路およびそれを用いたスイッチング電源装置 |
| JP4611104B2 (ja) * | 2005-05-11 | 2011-01-12 | パナソニック株式会社 | 発振回路およびそれを用いたスイッチング電源装置 |
| US20220035398A1 (en) * | 2020-07-29 | 2022-02-03 | Seiko Epson Corporation | Circuit Device And Real-Time Clock Device |
| US11836001B2 (en) * | 2020-07-29 | 2023-12-05 | Seiko Epson Corporation | Circuit device and real-time clock device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01295665A (ja) | 1989-11-29 |
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