WO2011065199A1 - フィルタ、分波器、通信モジュール - Google Patents

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WO2011065199A1
WO2011065199A1 PCT/JP2010/069658 JP2010069658W WO2011065199A1 WO 2011065199 A1 WO2011065199 A1 WO 2011065199A1 JP 2010069658 W JP2010069658 W JP 2010069658W WO 2011065199 A1 WO2011065199 A1 WO 2011065199A1
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resonator
pitch
reflector
filter
excitation electrode
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PCT/JP2010/069658
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基揚 原
堤　潤
井上　将吾
匡郁 岩城
上田　政則
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太陽誘電株式会社
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    • H—ELECTRICITY
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    • H03H9/0566—Constructional combinations of supports or holders with electromechanical or other electronic elements for duplexers
    • H03H9/0576—Constructional combinations of supports or holders with electromechanical or other electronic elements for duplexers including surface acoustic wave [SAW] devices

Definitions

  • the present disclosure relates to a filter, a duplexer, and a communication module.
  • the transmission filter and the reception filter included in the duplexer have low loss in the pass band, and suppression is performed in the other band (the band of the reception filter with respect to the band of the transmission filter and the band of the transmission filter with respect to the band of the reception filter). High is preferred.
  • Patent Documents 1 and 2 disclose examples of ladder filters.
  • the filter disclosed in the present application is a filter including at least one series resonator and a plurality of parallel resonators, wherein the series resonator and the parallel resonator include an excitation electrode and a reflector, If the parallel resonators have different resonance frequencies, at least one parallel resonator of the parallel resonators other than the parallel resonator having the highest resonance frequency among the plurality of parallel resonators is more than the pitch of the excitation electrodes.
  • the reflector having a narrow pitch is provided.
  • the filter disclosed in the present application is a filter including at least one series resonator and a plurality of parallel resonators, wherein the series resonator and the parallel resonator include an excitation electrode and a reflector,
  • the parallel resonators have different resonance frequencies
  • at least one of the plurality of parallel resonators other than the parallel resonator having the highest resonance frequency propagates through the reflector.
  • the ratio (P ref / V aref ) between the speed of sound V aref and the pitch P ref of the reflector is the ratio of the speed of sound V ares propagating through the excitation electrode and the pitch P res of the excitation electrode (P res / V ares ). Smaller than.
  • the filter disclosed in the present application is a filter including a plurality of series resonators and at least one parallel resonator, wherein the series resonator and the parallel resonator include an excitation electrode and a reflector,
  • the antiresonance frequencies of the series resonators are different from each other, at least one of the series resonators other than the series resonator having the lowest antiresonance frequency is a reflection having a pitch wider than the pitch of the excitation electrodes. Equipped with a bowl.
  • the filter disclosed in the present application is a filter including a plurality of series resonators and at least one parallel resonator, wherein the series resonator and the parallel resonator include an excitation electrode and a reflector,
  • the series resonator and the parallel resonator include an excitation electrode and a reflector
  • Circuit diagram of connecting the resonators S in series with the input terminal T in and an output terminal T out Circuit diagram of connecting the resonator P in parallel between the input terminal T in and an output terminal T out
  • Characteristic diagram showing frequency characteristics of resonator S and resonator P 1A is a circuit diagram in which the resonator S shown in FIG. 1A is arranged on the series arm and the resonator P shown in FIG. 1B is arranged on the parallel arm.
  • Characteristic diagram showing frequency characteristics of filter shown in FIG. 2A Ladder filter circuit diagram Ladder filter circuit diagram Plan view of surface acoustic wave resonator Sectional view of the A-A 'portion in FIG.
  • the duplexer includes a transmission filter and a reception filter, but a ladder filter can be used as a technique for realizing these filters using an acoustic wave element.
  • a ladder filter is a high-frequency filter in which two resonators having different resonance frequencies are connected in a ladder shape.
  • FIG. 1A is a circuit diagram of a series resonator.
  • FIG. 1B is a circuit diagram of the parallel resonator.
  • FIG. 1C is a characteristic diagram of passbands of the series resonator S and the parallel resonator P.
  • the resonance frequency frs is the resonance frequency of the series resonator S shown in FIG. 1A.
  • the antiresonance frequency f as is the antiresonance frequency of the series resonator S.
  • the resonance frequency f rp is the resonance frequency of the parallel resonator P.
  • the antiresonance frequency f ap is the antiresonance frequency of the parallel resonator P.
  • a filter characteristic as shown in FIG. 2B can be realized by connecting the series resonator S to the series arm and connecting the parallel resonator P to the parallel arm as shown in FIG. 2A.
  • a ladder filter is a circuit in which a pair of ladder-type circuits shown in FIG. 2A is connected in multiple stages.
  • each ladder-type circuit is as shown in FIG. 3A. Is connected in a mirror-inverted form. That is, in the series arm of the ladder filter, the series resonator and the parallel arm are not connected alternately, but the series resonator, the parallel arm, the parallel arm, and the series resonator are connected in this order as shown in FIG. 3A. .
  • multistage connection is performed as shown in FIG. 3A, there are locations where the same type of resonators are connected in series in the series arm and locations where the same type of resonators are connected in parallel in the parallel arm.
  • FIG. 3B shows a ladder filter in a case where the resonators surrounded by broken lines in FIG. 3A are capacitively combined.
  • a resonator having a capacitance Cs connected to the series arm is combined to have a capacitance of Cs / 2.
  • the resonator having the capacitor Cs connected to the parallel arm is combined to have a capacitance of 2Cs.
  • a surface acoustic wave resonator is widely used.
  • FIG. 4A is a plan view of the SAW resonator.
  • 4B is a cross-sectional view taken along line AA ′ in FIG. 4A.
  • the SAW resonator includes a piezoelectric substrate 1 and a pair of IDTs (InterDigitated) that serve as excitation electrodes formed on the piezoelectric substrate 1.
  • Transducers) 2 and 3 and grating reflectors (hereinafter referred to as reflectors) 4 and 5 disposed at both ends thereof.
  • An input terminal 6 is connected to the IDT 2.
  • An output terminal 7 is connected to the IDT 3.
  • the plus sign indicates the excitation electrode of IDT2
  • the minus sign indicates the excitation electrode of IDT3.
  • FIG. 5A is a plan view of a boundary acoustic wave resonator.
  • FIG. 5B is a cross-sectional view taken along the line A-A ′ in FIG. 5A.
  • the IDTs 2 and 3 and the reflectors 4 and 5 are covered with a dielectric film 8.
  • FIG. 6A is a plan view of a Love wave resonator.
  • 6B is a cross-sectional view taken along the line A-A ′ in FIG. 6A.
  • the Love wave resonator includes a substrate 10, a piezoelectric film 11 formed on the substrate 10, IDTs 2 and 3 formed on the piezoelectric film 11, and reflectors 4 and 5.
  • a gap 12 is formed in a region overlapping the IDTs 2 and 3 and the reflectors 4 and 5.
  • Both the boundary acoustic wave resonator and the Love wave resonator as described above have the same excitation electrode structure as that of the SAW resonator, and show electric characteristics similar to those of the SAW resonator having the resonance point and the antiresonance point.
  • the pole arrangement of the series resonator and the parallel resonator constituting the ladder filter is suggested to be the same, but the pole arrangement of each resonator is not necessarily the same.
  • FIG. 7A to 7E show examples in which the pole arrangement of the resonator is changed.
  • FIG. 7A is a circuit diagram of a ladder filter.
  • FIG. 7B is a characteristic diagram of pass characteristics when the pole arrangements of the series resonators S1 to S3 and the parallel resonators P1 and P2 are the same. As shown in FIG. 7B, strong pull-in, which is a characteristic of the ladder filter, is generated at both ends of the pass band.
  • FIG. 7C is a characteristic diagram when the resonance point of an appropriate parallel resonator is shifted to the low frequency side.
  • two pull-in points can be generated on the low frequency side of the filter pass band as shown in the band R1 of FIG. 7C.
  • the amount of attenuation at the pull-in point deteriorates (it is difficult to obtain a sufficient amount of attenuation).
  • FIG. 7D is a characteristic diagram when the antiresonance point of an appropriate series resonator is shifted to the high frequency side.
  • two pull-in points can be generated on the high frequency side of the filter pass band as shown in the band R2 of FIG. 7D.
  • the amount of attenuation at the pull-in point deteriorates (it is difficult to obtain a sufficient amount of attenuation).
  • the method of shifting the resonance point of the parallel resonator to the low frequency side or shifting the antiresonance point of the series resonator to the high frequency side does not provide a steep attenuation point. Attenuation band with can be generated near the passband. Therefore, this is a method that can be employed in a duplexer that combines a plurality of filters.
  • FIG. 7E shows the pass characteristic of the duplexer combining the filter having the pass characteristic shown in FIG. 7C and the filter having the pass characteristic shown in FIG. 7D.
  • the characteristic indicated by the solid line is the pass characteristic of the resonator having the characteristic shown in FIG. 7D
  • the characteristic indicated by the broken line is the pass characteristic of the resonator having the characteristic shown in FIG. 7C.
  • the transmission / reception filter such as WCDMA_Band2 (transmission band: 1850 to 1910 MHz, reception band: 1930 to 1990 MHz) and WCDMA_Band3 (transmission band: 1710 to 1785 MHz, reception band: 1805 to 1880 MHz) may be used.
  • WCDMA_Band2 transmission band: 1850 to 1910 MHz, reception band: 1930 to 1990 MHz
  • WCDMA_Band3 transmission band: 1710 to 1785 MHz, reception band: 1805 to 1880 MHz
  • the main purpose of this embodiment is to secure an attenuation band for both the transmission filter and the reception filter and to realize sufficient steepness.
  • the present embodiment will be described with some examples.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a duplexer for WCDMA_Band 2 that is an example of the duplexer.
  • the duplexer shown in FIG. 8 includes a transmission filter 21, a reception filter 22, a phase shifter 23, and a balun circuit 24.
  • the reception filter 22 is a ladder filter having a six-stage configuration.
  • the phase shifter 23 is a circuit in which a series resonator and an inductance are connected in parallel.
  • the balun circuit 24 is a circuit that converts one input system (single input) into two output systems (balanced output).
  • the transmission filter 21 and the phase shifter 23 are connected to the antenna terminal ANT.
  • Table 1 is a table showing the resonance frequency and anti-resonance frequency of the parallel resonator included in the reception filter 22.
  • the resonance points of the parallel resonators P1 and P2 are located in the vicinity of the lower end frequency of the passband (1930 to 1990 MHz).
  • the resonance points of the parallel resonators P3 and P4 are located in a frequency band that is distant from the pass band to the lower frequency side.
  • 9A shows the pitch P res excitation electrodes and the pitch P ref of reflectors are equal, the passing characteristics of the resonator.
  • 9B illustrates the pitch P res excitation electrodes and the pitch P ref of reflectors are equal, the reflection characteristics of the reflector.
  • 9A and 9B are characteristics when the excitation electrode pitch P res and reflector pitch P ref was either 2.03.
  • the stopband is the reflector stopband that is almost totally reflected from the reflector.
  • 10A shows the pitch P ref reflectors when wider than the pitch P res excitation electrodes, the pass characteristics of the resonator.
  • Figure 10B shows the pitch P ref reflectors when wider than the pitch P res exciting electrode, the reflective properties of the reflector. 10A and 10B, the excitation electrode pitch P res and 2.03, a characteristic when the reflector pitch P ref was 2.06Myuemu. As shown in FIG. 10B, the resonance point f r and the anti-resonance point f a of the resonator are included in the stop band of the reflector. Therefore, in order to realize a low-loss filter, it is generally desirable that the reflector pitch is larger than the excitation electrode pitch.
  • the ripple B generated in the pass characteristic shown in FIG. 10A is located at the lower end frequency of the stop band of the reflector.
  • the ripple C is located at the upper end frequency of the stop band of the reflector.
  • the ripples B and C become more prominent as the resonator capacity is smaller.
  • FIG. 11A is the case where the pitch P ref of the reflector is smaller than the pitch P res of the excitation electrodes, showing transmission characteristics of the resonator.
  • FIG. 11B shows the reflection characteristics of the reflector when the reflector pitch P ref is narrower than the excitation electrode pitch Pres . 11A and 11B, the excitation electrode pitch P res and 2.03, a characteristic when the reflector pitch P ref was 2.00 .mu.m.
  • the ripple B showing the stopband end of the reflector is generated to the high frequency side from the resonance point f r .
  • the resonance point f r is disposed in blocking outside of the reflector, a loss at the resonance point f r increases, undesirable in filter design. Moreover, not preferable from the viewpoint that the ripple B is generated between the resonance point f r and the antiresonance point f a.
  • the ratio of the electrode portion to the non-electrode portion (duty ratio) is the same in the reflector and the excitation electrode. Further, it is assumed that the electrode film thicknesses of the reflector and the excitation electrode are the same. However, in an actual device, the duty ratio and electrode film thickness may be different between the reflector and the excitation electrode, and the discussion based on the electrode pitch is more essentially based on the magnitude relationship of the leveling pitch. It is preferable to do.
  • the “leveling pitch” is a value obtained by dividing the electrode pitch (P res , P ref ) by the speed of sound (V ares , V aref ) of the surface wave propagating through the reflector and the excitation electrode. That is, it can be said that FIGS. 9A and 9B show characteristics when the leveling pitch is the same for the reflector and the excitation electrode. 10A and 10B can be said to show the characteristics when the leveling pitch of the reflector is wider than the leveling pitch of the excitation electrode. 11A and 11B can be said to show the characteristics when the leveling pitch of the reflector is narrower than the leveling pitch of the excitation electrode.
  • the parallel resonators P3 and P4 shown in (Table 1) have a characteristic that a resonance point is arranged at a point away from the pass band to the low frequency side in order to secure the attenuation band of the counterpart band.
  • This pole arrangement of the resonator can secure the width of the attenuation band, but degrades the attenuation at the pull-in point of the edge of the pass band and impairs the steepness of the filter. Therefore, in this embodiment, it is proposed to adjust the reflector pitch of a parallel resonator having a resonance point at a point away from the passband toward the low frequency side.
  • the reflector pitch of the parallel resonator having a resonance point at a point away from the pass band to the low frequency side is made narrower than the pitch of the excitation electrode, and the lower end frequency of the reflector stop band is set to the filter pass band. It is made to coincide with the pull-in point located at the lower end frequency of the.
  • FIG. 12A the reflector pitch of the parallel resonator P4 shown in (Table 1) is narrowed as shown in (Table 2), and the lower end frequency of the stop band of the reflector coincides with the pull-in point of the lower end of the filter pass band. It is a passage characteristic when letting it be.
  • FIG. 12B shows pass characteristics when the reflector pitch of the parallel resonator P4 is equal to the excitation electrode pitch.
  • the reflector pitch of the parallel resonator P4 When the reflector pitch of the parallel resonator P4 is narrowed, the amount of pull-in increases at the frequency indicated by the symbol A 'in FIG. 12A, and the steepness near the lower end frequency of the passband can be improved. On the other hand, when the reflector pitch of the parallel resonator P4 is equal to the excitation electrode pitch, the amount of pull-in at the frequency indicated by symbol A in FIG. 12B is small, the characteristics near the lower end frequency of the passband are dull, and sufficient steepness is obtained. It's hard to be done.
  • FIG. 13A is a characteristic diagram in which the characteristics of the parallel resonator P4 (see FIG. 12A) are superimposed on the characteristics of the reception filter.
  • FIG. 13B is a characteristic diagram in which the characteristics of the parallel resonator P4 shown in FIG. 12B (see FIG. 12B) are superimposed on the characteristics of the reception filter.
  • spurious B and C are spurious indicating the stop band end of the reflector.
  • the position of the ripple is opposite from the resonance point of the resonator that forms the pull-in of the lower end of the filter passband. It is desirable to be located between the resonance points.
  • the resonator that determines the pull-in point at the lower end of the filter passband is a resonator having the highest resonance frequency among the parallel resonators included in the filter.
  • the resonator that determines the pull-in point at the lower end of the filter passband is the parallel resonator P2.
  • Ripple generated at the frequency at the end of the stop band of the reflector does not necessarily need to be used for steepness improvement, and may be used to improve attenuation of the counterpart band. In that case, it is desirable that the lower end frequency of the stop band of the reflector to be confined is located between the resonance point of the parallel resonator P4 and the resonance point of the resonator (P2) having the highest resonance frequency.
  • the reflector pitch of an appropriate series resonator is expanded, and the frequency at the upper end of the stop band of the reflector is made to coincide with the pull-in point at the upper end of the filter pass band.
  • the series resonator defining the pull-in point at the upper end of the filter passband is a resonator having the lowest antiresonance frequency among the series resonators constituting the circuit.
  • the upper end frequency of the reflector stop band shifted by extending the reflector is between the resonance frequency of the series resonator having the lowest anti-resonance frequency and the anti-resonance frequency. It is desirable to be located.
  • the upper end of the stopband of the extended reflector becomes the series resonator.
  • the anti-resonance point is preferably disposed between the anti-resonance point of the resonator having the lowest anti-resonance frequency.
  • FIG. 14 is an example of an RF module including the duplexer according to the present embodiment.
  • the RF module shown in FIG. 14 includes a switch module 202 (SW Module), a duplexer bank module 203 (Duplexer Bank). Module) and an amplifier module 204 (AMP Module).
  • the duplexer bank module 203 includes a plurality of duplexers 203a to 203c.
  • the switch module 202 is connected to the antennas 201a and 201b.
  • the switch module 202 appropriately selects a plurality of duplexers 203a to 203c included in the duplexer bank module 203, and performs transmission and reception signal communication.
  • the duplexer is a part of the filter bank module 203.
  • the duplexer can be combined with the amplifier module 204 and the switch module 202 to be modularized.
  • FIG. 15 shows a specific circuit diagram of the duplexer according to the present embodiment.
  • the duplexer includes an antenna terminal 301, a transmission filter 302, a reception filter 303, a matching circuit 307, a transmission terminal 308, and reception terminals 309a and 309b.
  • the antenna terminal 301 is connected to the antenna.
  • the transmission filter 302 is realized by a ladder filter.
  • the reception filter 303 includes a ladder filter 304, a lumped constant balun circuit 305, and a lattice filter 306.
  • the ladder filter 304 includes a resonator set to the conditions according to the present embodiment.
  • the lumped constant balun circuit 305 is a circuit that performs single-balance conversion in order to connect the output terminal (single terminal) of the ladder filter 304 to the input terminal (balance terminal) of the lattice filter 306.
  • FIG. 16A is a schematic diagram illustrating an example of a filter chip of a transmission filter in the duplexer according to the present embodiment.
  • the filter chip is formed by patterning Al electrodes on a 42 ° Y plate LiNbO 3 substrate 401 in a comb-teeth shape.
  • an input terminal 402 connected to an antenna terminal
  • a ladder filter 403 connected to a transmission terminal
  • ground terminals 405 and 406 are provided.
  • the ladder filter 403 includes series resonators 403a to 403d and parallel resonators 403e and 403f.
  • FIG. 16B is a schematic diagram illustrating an example of a filter chip of a reception filter in the duplexer according to the present embodiment.
  • the filter chip is formed by patterning Al electrodes on a 42 ° Y-plate LiNbO 3 substrate 501 in a comb shape.
  • a matching circuit resonator 502a, a ladder filter 503, a lumped constant balun resonator 504a and 504b, a lattice filter 505, output terminals 506a and 506b, bumps 507a and 507b, and ground terminals 508a to 508c are provided.
  • the matching circuit includes a matching circuit resonator 502a and an inductor L501.
  • the ladder filter 503 includes series resonators 503a and 503b and parallel resonators 503c to 503e.
  • the lumped constant balun includes resonators 504a and 504b that function as capacitors, and inductors L502 and L503.
  • the lattice filter 505 includes resonators 505a to 505d.
  • the bumps 507a and 507b are connected to an antenna terminal (not shown).
  • the transmission filter and the reception filter are illustrated as separate chips, but they can be easily formed on the same substrate.
  • FIG. 17 and FIG. 18 are schematic diagrams relating to the mounting method of the duplexer. Since the filter chip has a mechanically driven portion, it is desirable that the filter chip be hermetically sealed.
  • One form of hermetic sealing is realized by welding a flat metal lid to a ceramic package having a cavity.
  • FIG. 17 is an exploded perspective view of the filter chip of the duplexer.
  • the filter chip includes a reception filter chip 92 and a transmission filter chip 93 built in the cavity of the ceramic package 94 and is hermetically sealed by a metal lid 91. Thereby, the duplexer package 96 is completed.
  • FIG. 18 is a plan view showing a mounting example of the duplexer package 96.
  • a duplexer package 96, a matching circuit inductor chip 98a, and lumped constant balun circuit inductor chips 98b and 98c are mounted on a substrate 95.
  • conductive patterns 97a to 97e for connecting the duplexer package 96, the matching circuit inductor chip 98a, and the lumped constant balun circuit inductor chips 98b and 98c to each other or to the outside are provided. Patterned.
  • the conductive pattern 97a is connected to the antenna.
  • the conductive patterns 97b and 97c are connected to a receiving circuit.
  • the conductive pattern 97d is connected to the transmission circuit.
  • the conductive pattern 97e is connected to the ground.
  • an inductance is required for impedance matching with a balun or an antenna, and as a mounting form of the inductance, there is a method of integrating on a module board using an inductor chip as shown in FIG. .
  • the use example of the chip inductor is shown in FIG. 18, but the inductance is not necessarily a chip component.
  • an IPD Integrated Passive Device
  • a matching circuit inductor 62, lumped constant balun circuit inductors 63 and 64, and pads 65 a to 65 f are mounted on a substrate 61.
  • the matching circuit inductor 62 and the lumped constant balun circuit inductors 63 and 64 are all spiral coils.
  • the pads 65 a and 65 b are connected to the end of the matching circuit inductor 62.
  • the pads 65c and 65d are connected to the end of the lumped constant type balun circuit inductor 63.
  • the pads 65e and 65f are connected to the end of the lumped constant balun circuit inductor 64.
  • FIG. 20 is an exploded perspective view of the filter chip of the duplexer. As shown in FIG. 20, the filter chip incorporates a reception filter chip 92, a transmission filter chip 93, and an IPD 99 in the cavity of the ceramic package 94, and is hermetically sealed with a metal lid 91.
  • the filter according to the present embodiment has the highest resonance frequency when the resonance frequencies of the parallel resonators are not the same.
  • the pitch of the reflector is narrower than the pitch of the excitation electrodes of the resonator, and the lower end frequency of the stop band of the reflector is close to the filter passband It was.
  • the filter according to the present embodiment when the resonance frequencies of the plurality of parallel resonators are different from each other, at least one of the parallel resonators other than the parallel resonator having the highest resonance frequency among the plurality of parallel resonators.
  • the ratio of the parallel resonator, the ratio between the acoustic velocity V aref propagating the reflector and the pitch P ref of the reflector (P ref / V aref) is the acoustic velocity V ares propagating the excitation electrodes and the pitch P res excitation electrode and configured to be smaller than (P res / V ares).
  • the filter according to the present embodiment when the anti-resonance frequencies of the plurality of series resonators are different from each other, at least one of the series resonators other than the series resonator having the lowest anti-resonance frequency is A reflector having a pitch wider than the pitch of the excitation electrodes is provided.
  • the filter according to the present embodiment when the anti-resonance frequencies of the plurality of series resonators are different from each other, at least one of the series resonators other than the series resonator having the lowest anti-resonance frequency is The ratio (P res / V ares ) of the sound speed V ares propagating through the reflector and the pitch P ref of the reflector (P ref / V aref ) is the ratio of the sound speed V ares propagating through the excitation electrode and the pitch P res of the excitation electrode. )
  • the configuration is larger. As a result, both the transmission filter and the reception filter can secure an attenuation range and can realize sufficient steepness.
  • a filter comprising at least one series resonator and a plurality of parallel resonators, The series resonator and the parallel resonator each include an excitation electrode and a reflector. When the resonance frequencies of the plurality of parallel resonators are different from each other, at least one parallel resonator of the plurality of parallel resonators other than the parallel resonator having the highest resonance frequency is the excitation electrode.
  • a filter comprising the reflector having a pitch narrower than the pitch.
  • a filter comprising at least one series resonator and a plurality of parallel resonators, The series resonator and the parallel resonator each include an excitation electrode and a reflector.
  • the ratio (P ref / V aref ) between the propagating sound speed V aref and the pitch P ref of the reflector is the ratio (P res / V) of the sound speed V ares propagating through the excitation electrode and the pitch P res of the excitation electrode. ares ) Less than the filter.
  • the filter according to appendix 1 or 2 having a small capacity.
  • a filter comprising a plurality of series resonators and at least one parallel resonator, The series resonator and the parallel resonator each include an excitation electrode and a reflector. When the anti-resonance frequencies of the plurality of series resonators are different from each other, at least one of the series resonators other than the series resonator having the lowest anti-resonance frequency has a wider pitch than the pitch of the excitation electrodes.
  • a filter comprising a reflector having the filter.
  • a filter comprising a plurality of series resonators and at least one parallel resonator,
  • the series resonator and the parallel resonator each include an excitation electrode and a reflector.
  • the antiresonance frequencies of the plurality of series resonators are different from each other, at least one of the series resonators other than the series resonator having the lowest antiresonance frequency has a sound velocity V aref propagating through the reflector.
  • the greater the ratio between the pitch P ref of the reflector (P ref / V aref) is the ratio between the pitch P res sound velocity V ares and the excitation electrode for propagating the excitation electrode (P res / V ares), filter.
  • a duplexer having a transmission filter and a reception filter, The duplexer comprising the filter according to any one of Supplementary notes 1 to 8, wherein the transmission filter or the reception filter.
  • Appendix 10 A communication module comprising the filter according to any one of appendices 1 to 8, or the duplexer according to appendix 9.
  • This application is useful for filters, duplexers, and communication modules.

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Abstract

【課題】送信フィルタ、受信フィルタともに減衰域を確保し、且つ、十分な急峻性を実現する。 【解決手段】少なくとも一つの直列共振器と複数の並列共振器とを備えたフィルタであって、直列共振器及び並列共振器は励振電極と反射器とを備え、複数の並列共振器の共振周波数が互いに異なる場合、複数の並列共振器のうち最も高い共振周波数を有する並列共振器以外の並列共振器のうち少なくとも一つの並列共振器は、励振電極のピッチより狭いピッチを有する反射器を備えている。

Description

フィルタ、分波器、通信モジュール
　本願の開示は、フィルタ、分波器、通信モジュールに関する。
　携帯電話に代表される無線機器の急速な普及により、分波器への需要は急速に拡大している。特に小型で高い急峻性を有する弾性波素子を用いた分波器への需要は旺盛である。
　近年、無線システムの高度化が急速に進展しており、それに伴い、高周波フィルタへの要求仕様は非常に複雑化している。例えば、分波器に含まれる送信フィルタおよび受信フィルタは、通過帯域において低損失であり、相手帯域（送信フィルタの帯域に対する受信フィルタの帯域、および受信フィルタの帯域に対する送信フィルタの帯域）において抑圧が高いことが好ましい。
　一般に、携帯電話端末等に搭載されるフィルタは、通過帯域を広く確保するため、共振子を多段接続することが多い。例えば、特許文献１及び２には、ラダーフィルタの一例が開示されている。
特許第３３８８４７５号公報 特開平１０－９３３７５号公報
　しかしながら特許文献１及び２が開示しているラダーフィルタでは、十分な急峻性を有する減衰点を確保することが困難である。
　本願に開示するフィルタは、少なくとも一つの直列共振器と複数の並列共振器とを備えたフィルタであって、前記直列共振器及び前記並列共振器は、励振電極と反射器とを備え、前記複数の並列共振器の共振周波数が互いに異なる場合、前記複数の並列共振器のうち最も高い共振周波数を有する並列共振器以外の並列共振器のうち少なくとも一つの並列共振器は、前記励振電極のピッチより狭いピッチを有する前記反射器を備えている。
　本願に開示するフィルタは、少なくとも一つの直列共振器と複数の並列共振器とを備えたフィルタであって、前記直列共振器及び前記並列共振器は、励振電極と反射器とを備え、前記複数の並列共振器の共振周波数が互いに異なる場合、前記複数の並列共振器のうち最も高い共振周波数を有する並列共振器以外の並列共振器のうち少なくとも一つの並列共振器は、前記反射器を伝搬する音速Ｖarefと前記反射器のピッチＰrefとの比（Ｐref／Ｖaref）が、前記励振電極を伝搬する音速Ｖaresと前記励振電極のピッチＰresとの比（Ｐres／Ｖares）より小さい。
　本願に開示するフィルタは、複数の直列共振器と少なくとも一つの並列共振器とを備えたフィルタであって、前記直列共振器及び前記並列共振器は、励振電極と反射器とを備え、前記複数の直列共振器の反共振周波数が互いに異なる場合、最も低い反共振周波数を有する直列共振器以外の直列共振器のうち少なくとも一つの直列共振器は、前記励振電極のピッチよりも広いピッチを有する反射器を備えている。
　本願に開示するフィルタは、複数の直列共振器と少なくとも一つの並列共振器とを備えたフィルタであって、前記直列共振器及び前記並列共振器は、励振電極と反射器とを備え、前記複数の直列共振器の反共振周波数が互いに異なる場合、最も低い反共振周波数を有する直列共振器以外の直列共振器のうち少なくとも一つの直列共振器は、前記反射器を伝搬する音速Ｖarefと前記反射器のピッチＰrefとの比（Ｐref／Ｖaref）が前記励振電極を伝搬する音速Ｖaresと前記励振電極のピッチＰresとの比（Ｐres／Ｖares）より大きい。
　本願の開示によれば、送信フィルタ、受信フィルタともに減衰域を確保し、且つ、十分な急峻性を実現することができる。
入力端子Ｔinと出力端子Ｔoutとに直列に共振子Ｓを接続した回路図 入力端子Ｔinと出力端子Ｔoutとの間に並列に共振子Ｐを接続した回路図 共振子Ｓ及び共振子Ｐの周波数特性を示す特性図 図１Ａに示す共振子Ｓを直列腕に配し、図１Ｂに示す共振子Ｐを並列腕に配した回路図 図２Ａに示すフィルタの周波数特性を示す特性図 ラダーフィルタの回路図 ラダーフィルタの回路図 弾性表面波共振器の平面図 図４ＡにおけるＡ－Ａ’部の断面図 弾性境界波共振器の平面図 図５ＡにおけるＡ－Ａ’部の断面図 ラブ波共振器の平面図 図６ＡにおけるＡ－Ａ’部の断面図 ラダーフィルタの回路図 直列共振器と並列共振器の極配置を同一にした場合の通過特性図 並列共振器の共振点を低周波側にシフトさせた場合の通過特性図 直列共振器の反共振点を高周波側にシフトさせた場合の通過特性図 分波器の通過特性図 分波器のブロック図 共振器の通過特性図 共振器の反射特性図 共振器の通過特性図 共振器の反射特性図 共振器の通過特性図 共振器の反射特性図 並列共振器の反射器ピッチを狭くした場合の通過特性図 並列共振器の反射器ピッチと励振電極ピッチとが同じ場合の通過特性図 受信フィルタ及び並列共振器の周波数特性図 受信フィルタ及び並列共振器の周波数特性図 通信モジュールのブロック図 分波器の具体回路構成を示す回路図 送信フィルタの実施例を示す平面図 受信フィルタの実施例を示す平面図 分波器の具体構成を示す斜視図 分波器の具体実装例を示す平面図 ＩＰＤの構成を示す模式図 ＩＰＤを備えた分波器の具体構成を示す斜視図
　（実施の形態）
　　〔１．フィルタの構成〕
　携帯電話に代表される無線機器の急速な普及により、分波器への需要は急速に拡大している。特に小型で高い急峻性を有する弾性波素子を用いた分波器への需要は旺盛である。
　分波器は、送信用フィルタと受信用フィルタとを含むが、これらのフィルタを弾性波素子を用いて実現する手法として、ラダー型フィルタを用いることができる。ラダー型フィルタは、共振周波数の異なる二つの共振器を梯子状に結線している高周波フィルタである。
　図１Ａは、直列共振器の回路図である。図１Ｂは、並列共振器の回路図である。図１Ｃは、直列共振器Ｓと並列共振器Ｐの通過帯域の特性図である。図１Ｃにおいて、共振周波数ｆrsは、図１Ａに示す直列共振器Ｓの共振周波数である。反共振周波数ｆasは、直列共振器Ｓの反共振周波数である。共振周波数ｆrpは、並列共振器Ｐの共振周波数である。反共振周波数ｆapは、並列共振器Ｐの反共振周波数である。
　共振周波数ｆrsと反共振周波数ｆasとを有する直列共振器Ｓと、共振周波数ｆrpと反共振周波数ｆapとを有する並列共振器Ｐとにおいて、反共振周波数ｆapと共振周波数ｆrsとがほぼ同じ値を有するとき、図２Ａに示すように直列共振器Ｓを直列腕に接続して並列共振器Ｐを並列腕に接続することで、図２Ｂに示すようなフィルタ特性が実現できる。
　ラダーフィルタは、図２Ａに示す一対の梯子型回路が多段に接続されている回路であるが、接続の際に各段間での反射を防ぐため、それぞれの梯子型回路は図３Ａに示すようにミラー反転させた形で接続される。すなわち、ラダーフィルタの直列腕において、直列共振器と並列腕とを交互に接続するのではなく、図３Ａに示すように、直列共振器、並列腕、並列腕、直列共振器の順で接続する。図３Ａに示すように多段接続すると、直列腕において同種の共振器が直列接続されている箇所と、並列腕において同種の共振器が並列接続されている箇所とが存在する。しかし、実際のフィルタではラダーフィルタを小型化するために、これらの共振器は一つの共振器として容量的に合成される。図３Ｂは、図３Ａにおける破線で囲んだ共振器を容量的に合成した場合のラダーフィルタを示す。図３Ｂにおいて、直列腕に接続された容量Ｃｓを有する共振器は、合成されてＣｓ／２の容量を有する。また、並列腕に接続された容量Ｃｓを有する共振器は、合成されて２Ｃｓの容量を有する。
　ラダーフィルタに含まれる共振器は、弾性表面波（Surface Acoustic Wave）共振器が広く用いられている。
　図４Ａは、ＳＡＷ共振器の平面図である。図４Ｂは、図４ＡにおけるＡ－Ａ’部の断面図である。ＳＡＷ共振器は、圧電基板１と、圧電基板１上に形成されている励振電極となる一対のＩＤＴ（InterDigitated
Transducer）２及び３と、その両端に配置されるグレーティング反射器（以下、反射器）４及び５とを備えている。ＩＤＴ２には入力端子６が接続されている。ＩＤＴ３には出力端子７が接続されている。図４Ｂにおいて、プラス符号はＩＤＴ２の励振電極を示し、マイナス符号はＩＤＴ３の励振電極を示している。
　図５Ａは、弾性境界波共振器の平面図である。図５Ｂは、図５ＡにおけるＡ－Ａ’部の断面図である。弾性境界波共振器は、ＩＤＴ２及び３と反射器４及び５とを誘電体膜８で覆っている。図６Ａは、ラブ波共振器の平面図である。図６Ｂは、図６ＡにおけるＡ－Ａ’部の断面図である。ラブ波共振器は、基板１０と、基板１０上に形成されている圧電膜１１と、圧電膜１１上に形成されているＩＤＴ２及び３と、反射器４及び５とを備えている。基板１０において、ＩＤＴ２及び３と反射器４及び５に重なる領域には空隙１２が形成されている。以上のような弾性境界波共振器及びラブ波共振器は、いずれもＳＡＷ共振器と同様の励振電極構造を有し、共振点と反共振点を有するＳＡＷ共振器と同様の電気特性を示す。
　上記説明では、ラダーフィルタを構成する直列共振器および並列共振器の極配置はそれぞれ同一であることを示唆したが、各共振器の極配置は必ずしも同一である必要はない。
　図７Ａ～図７Ｅは、共振器の極配置を変化させた例を示す。図７Ａは、ラダーフィルタの回路図である。図７Ｂは、直列共振器Ｓ１～Ｓ３および並列共振器Ｐ１，Ｐ２のそれぞれの極配置を同一にした場合の通過特性の特性図である。図７Ｂに示すように、通過帯域の両端に、ラダーフィルタの特徴である強勢な引き込みが生成されている。
　図７Ｃは、適切な並列共振器の共振点を低周波側にシフトさせた場合の特性図である。並列共振器の共振点を低周波側にシフトさせることによって、図７Ｃの帯域Ｒ１に示すようにフィルタ通過帯域の低周波側に二つの引き込み点を生成することができる。ただし、引き込み点の減衰量は劣化する（十分な減衰量が得られにくい）。
　図７Ｄは、適切な直列共振器の反共振点を高周波側にシフトさせた場合の特性図である。直列共振器の反共振点を高周波側にシフトさせることによって、図７Ｄの帯域Ｒ２に示すように、フィルタ通過帯域の高周波側に二つの引き込み点を生成することができる。ただし、引き込み点の減衰量は劣化する（十分な減衰量が得られにくい）。
　図７Ｃ及び図７Ｄに示すように、並列共振器の共振点を低周波側にシフトまたは直列共振器の反共振点を高周波側にシフトさせる方法は、急峻な減衰点は得られないものの、帯域を持った減衰域を通過帯域近傍に生成することができる。したがって、複数のフィルタを組み合わせる分波器に採用することができる方法である。
　図７Ｅは、図７Ｃに示す通過特性を有するフィルタと図７Ｄに示す通過特性を有するフィルタとを組み合わせた分波器の通過特性を示す。図７Ｅにおいて、実線で示す特性は図７Ｄに示す特性を有する共振器の通過特性であり、破線で示す特性は図７Ｃに示す特性を有する共振器の通過特性である。
　分波器において十分な帯域幅を有する減衰帯域を確保するためには、フィルタに含まれる共振器の極配置を調整することは有効な手段の一つである。しかし、前述したように、共振器の極配置を調整すると、減衰極の減衰量は劣化し、フィルタの急峻性も劣化してしまう。また、分波器の仕様によっては、ＷＣＤＭＡ＿Ｂａｎｄ２（送信帯：１８５０～１９１０ＭＨｚ，受信帯：１９３０～１９９０ＭＨｚ）や、ＷＣＤＭＡ＿Ｂａｎｄ３（送信帯：１７１０～１７８５ＭＨｚ，受信帯：１８０５～１８８０ＭＨｚ）のように送受信フィルタの通過域が非常に近接する場合があり、急峻性の劣化は深刻な問題である（ＷＣＤＭＡ：Wideband Code Division Multiple Access）。
　本実施の形態は、送信フィルタ、受信フィルタともに減衰域を確保し、且つ、十分な急峻性を実現することを主な目的としている。以下、本実施の形態について幾つかの実施例を挙げて説明する。
　　（実施例１）
　図８は、分波器の一例であるＷＣＤＭＡ＿Ｂａｎｄ２用分波器の回路図である。図８に示す分波器は、送信フィルタ２１、受信フィルタ２２、移相器２３、バラン回路２４を備えている。受信フィルタ２２は、６段構成のラダー型フィルタである。移相器２３は、直列共振器とインダクタンスを並列接続した回路である。バラン回路２４は、１つの入力系統（シングル入力）を２つの出力系統（バランス出力）に変換する回路である。送信フィルタ２１及び移相器２３は、アンテナ端子ＡＮＴに接続されている。
　（表１）は、受信フィルタ２２に含まれる並列共振器の共振周波数と反共振周波数とを示した表である。（表１）に示すように、並列共振器Ｐ１及びＰ２の共振点は、通過帯域（１９３０～１９９０ＭＨｚ）の下端周波数の近傍に位置している。並列共振器Ｐ３及びＰ４の共振点は、通過帯域より低周波側に離れた周波数帯域に位置している。並列共振器Ｐ１～Ｐ４の共振周波数を異ならせることによって、受信フィルタ２２の帯域（１８５０～１９１０ＭＨｚ）に減衰帯を生成することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　ここで、励振電極のピッチと反射器のピッチとの関係性について説明する。
　図９Ａは、励振電極のピッチＰresと反射器のピッチＰrefとが等しい場合の、共振器の通過特性を示す。図９Ｂは、励振電極のピッチＰresと反射器のピッチＰrefとが等しい場合の、反射器の反射特性を示す。図９Ａ及び図９Ｂは、励振電極ピッチＰresと反射器ピッチＰrefとをいずれも２．０３μｍとしたときの特性である。図９Ａにおいて、阻止域は、反射器からほぼ全反射する反射器の阻止域である。
　図１０Ａは、反射器のピッチＰrefが励振電極のピッチＰresより広い場合の、共振器の通過特性を示す。図１０Ｂは、反射器のピッチＰrefが励振電極のピッチＰresより広い場合の、反射器の反射特性を示す。図１０Ａ及び図１０Ｂは、励振電極ピッチＰresを２．０３μｍとし、反射器ピッチＰrefを２．０６μｍとしたときの特性である。図１０Ｂに示すように、共振器の共振点ｆrおよび反共振点ｆaは、反射器の阻止域に包括されている。したがって、低損失フィルタの実現には、反射器のピッチは励振電極のピッチより大きいことが一般に望ましい。
　ここで、図１０Ａに示す通過特性に生成されるリップルＢは、反射器の阻止域の下端周波数に位置する。また、リップルＣは、反射器の阻止域の上端周波数に位置する。このリップルＢ及びＣは、共振器の容量が小さいほど顕著に現れる。
　図１１Ａは、反射器のピッチＰrefが励振電極のピッチＰresより狭い場合の、共振器の通過特性を示す。図１１Ｂは、反射器のピッチＰrefが励振電極のピッチＰresより狭い場合の、反射器の反射特性を示す。図１１Ａ及び図１１Ｂは、励振電極ピッチＰresを２．０３μｍとし、反射器ピッチＰrefを２．００μｍとしたときの特性である。反射器のピッチＰrefを励振電極のピッチＰresよりも狭くすることにより、図１１Ｂに示すように、反射器の阻止域端部を示すリップルＢが共振点ｆrより高周波側に生成される。この手法では、共振点ｆrが反射器の阻止域外に配置され、共振点ｆrでの損失が増大してしまうため、フィルタ設計においては好ましくない。また、共振点ｆrと反共振点ｆaとの間にリップルＢが生成される点からも好ましいとは言えない。
　なお、図９Ａ～図１１Ｂに示す特性を有する共振器では、反射器及び励振電極において、電極部と無電極部との比（デューティ比）が同じであることを想定している。また、反射器と励振電極の電極膜厚が同じであることを想定している。しかしながら、実際のデバイスでは、デューティ比や電極膜厚を、反射器と励振電極とで異ならせている場合もあり、電極ピッチに基づく議論は、より本質的には平準化ピッチの大小関係で議論することが好ましい。「平準化ピッチ」とは、電極ピッチ（Ｐres、Ｐref）を、反射器および励振電極を伝搬する表面波の音速（Ｖares、Ｖaref）で除算した値である。すなわち、図９Ａ及び図９Ｂは、平準化ピッチが反射器と励振電極とで等しい場合の特性を示していると換言することができる。また、図１０Ａ及び図１０Ｂは、反射器の平準化ピッチが励振電極の平準化ピッチより広い場合の特性を示していると換言することができる。また、図１１Ａ及び図１１Ｂは、反射器の平準化ピッチが励振電極の平準化ピッチより狭い場合の特性を示していると換言することができる。
　また、（表１）に示す並列共振器Ｐ３及びＰ４は、相手帯域の減衰域を確保するため、通過帯域から低周波側に離れた点に共振点を配置する特性を有する。この共振器の極配置は、減衰域の幅を確保できるものの、通過帯域のエッジの引き込み点の減衰量を劣化させ、フィルタの急峻性を損なわせる。そこで、本実施の形態では、通過帯域から低周波側に離れた点に共振点を有する並列共振器の反射器ピッチを調整することを提案する。具体的には、通過帯域から低周波側に離れた点に共振点を有する並列共振器の反射器ピッチを、励振電極のピッチより狭ピッチとし、反射器の阻止域の下端周波数をフィルタ通過帯域の下端周波数に位置する引き込み点に一致させるものである。
　図１２Ａは、（表１）で示した並列共振器Ｐ４の反射器ピッチを（表２）に示すように狭窄させ、反射器の阻止域の下端周波数をフィルタ通過帯域の下端の引き込み点に一致させたときの通過特性である。図１２Ｂは、並列共振器Ｐ４の反射器ピッチと励振電極ピッチとが等しい場合の通過特性である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　並列共振器Ｐ４の反射器ピッチを狭窄させた場合、図１２Ａの符号Ａ’で示す周波数において引き込み量が大きくなり、通過帯域の下端周波数近傍における急峻性を向上することができる。一方、並列共振器Ｐ４の反射器ピッチと励振電極ピッチとが等しい場合、図１２Ｂの符号Ａで示す周波数における引き込み量が少なく、通過帯域の下端周波数近傍における特性が鈍り、十分な急峻性が得られにくい。
　図１３Ａは、受信フィルタの特性に並列共振器Ｐ４の特性（図１２Ａ参照）を重ねた特性図である。図１３Ｂは、受信フィルタの特性に図１２Ｂに示す並列共振器Ｐ４の特性（図１２Ｂ参照）を重ねた特性図である。図１２Ａ及び図１２Ｂにおいて、スプリアスＢ及びＣは反射器の阻止域端部を示すスプリアスである。並列共振器Ｐ４の反射器ピッチを狭窄させた場合、図１３Ａに示すように反射器阻止域の下端とフィルタの通過帯域下端の引き込み点とを一致させることができる。したがって、通過帯域下端の急峻性を、図１３Ｂに示す特性に比べて改善することができる。
　上記に示すように、反射器の阻止域端部の周波数で生成されるリップルを急峻性改善に利用する場合、リップルの位置は、フィルタ通過帯域下端の引き込みを形成する共振器の共振点から反共振点の間に位置することが望ましい。
　ここで、フィルタ通過帯域下端の引き込み点を決定する共振器は、フィルタに含まれる並列共振器の中で最も高い共振周波数を有する共振器である。本実施例では、フィルタ通過帯域下端の引き込み点を決定する共振器は、並列共振器Ｐ２である。
　反射器の阻止域端部の周波数で生成されるリップルは、必ずしも急峻性改善に利用される必要は無く、相手帯域の減衰を改善するために用いられても良い。その場合は、狭窄される反射器の阻止域の下端周波数は、並列共振器Ｐ４の共振点から、最も高い共振周波数を有する共振器（Ｐ２）の共振点の間に位置されることが望ましい。
　なお、フィルタ通過帯域の下端の急峻性を改善する実施例について上記したが、同様の類推よりフィルタ通過帯域上端の急峻性を改善することも可能である。
　具体的には、適切な直列共振器の反射器ピッチを拡張し、反射器の阻止域上端の周波数をフィルタ通過帯域上端の引き込み点に一致させることである。これによって、図１２Ａ及び図１２Ｂに示す特性と同様の効果をフィルタ通過帯域上端にて得ることが可能である。フィルタ通過帯域上端の引き込み点を定義する直列共振器は、回路を構成する直列共振器のなかで、最も低い反共振周波数を有する共振器である。したがって、急峻性改善を得るためには、反射器を拡張してシフトされる反射器阻止域の上端周波数は、最も低い反共振周波数を有する直列共振器の共振周波数と反共振周波数との間に位置されることが望ましい。
　さらに、フィルタの通過帯域より高周波側に相手帯域があると仮定した場合、相手帯域の減衰を改善するために該リップルを使用すると、拡張される反射器の阻止域の上端は、該直列共振器の反共振点から、最も低い反共振周波数を有する共振器の反共振点の間に配置されることが望ましい。
　図１４は、本実施の形態にかかる分波器を備えたＲＦモジュールの一例である。図１４に示すＲＦモジュールは、スイッチモジュール２０２（SW Module）、分波器バンクモジュール２０３（Duplexer Bank
Module）、および増幅器モジュール２０４（AMP Module）を備えている。分波器バンクモジュール２０３は、複数の分波器２０３ａ～２０３ｃを備えている。スイッチモジュール２０２は、アンテナ２０１ａ及び２０１ｂに接続されている。スイッチモジュール２０２は、分波器バンクモジュール２０３に含まれている複数の分波器２０３ａ～２０３ｃを適宜選択して、送信信号や受信信号の交信を行う。図１４において、分波器はフィルタバンクモジュール２０３の一部としているが、例えば、分波器を増幅器モジュール２０４やスイッチモジュール２０２と組み合わせてモジュール化することもできる。
　　（実施例２）
　図１５は、本実施の形態にかかる分波器の具体的な回路図を示す。分波器は、アンテナ端子３０１、送信フィルタ３０２、受信フィルタ３０３、整合回路３０７、送信端子３０８、受信端子３０９ａ及び３０９ｂを備えている。アンテナ端子３０１は、アンテナに接続されている。送信フィルタ３０２は、ラダーフィルタで実現されている。受信フィルタ３０３は、ラダーフィルタ３０４、集中定数型バラン回路３０５、およびラティスフィルタ３０６を備えている。ラダーフィルタ３０４は、本実施の形態にかかる条件に設定された共振器を備えている。集中定数型バラン回路３０５は、ラダーフィルタ３０４の出力端子（シングル端子）をラティスフィルタ３０６の入力端子（バランス端子）に接続するために、シングル－バランス変換を行う回路である。
　図１６Ａは、本実施の形態にかかる分波器における送信フィルタのフィルタチップを一例を示す模式図である。フィルタチップは、４２°Ｙ板ＬｉＮｂＯ3基板４０１上に、Ａｌ電極を櫛歯状にパターニングすることで形成される。基板４０１上には、アンテナ端子に接続された入力端子４０２、ラダーフィルタ４０３、送信端子に接続された出力端子４０４、グランド端子４０５及び４０６を備えている。ラダーフィルタ４０３は、直列共振器４０３ａ～４０３ｄと並列共振器４０３ｅ、４０３ｆを備えている。
　図１６Ｂは、本実施の形態にかかる分波器における受信フィルタのフィルタチップを一例を示す模式図である。フィルタチップは、４２°Ｙ板ＬｉＮｂＯ3基板５０１上に、Ａｌ電極を櫛歯状にパターニングすることで形成される。基板５０１上には、整合回路用共振器５０２ａ、ラダーフィルタ５０３、集中定数型バラン用共振器５０４ａ及び５０４ｂ，ラティスフィルタ５０５、出力端子５０６ａ及び５０６ｂ、バンプ５０７ａ及び５０７ｂ、グランド端子５０８ａ～５０８ｃを備えている。整合回路は、整合回路用共振器５０２ａとインダクタＬ５０１とを含む。ラダーフィルタ５０３は、直列共振器５０３ａ、５０３ｂと、並列共振器５０３ｃ～５０３ｅを備えている。集中定数型バランは、キャパシタとして機能する共振器５０４ａ及び５０４ｂと、インダクタＬ５０２及びＬ５０３とを含む。ラティスフィルタ５０５は、共振器５０５ａ～５０５ｄを備えている。バンプ５０７ａ及び５０７ｂは、アンテナ端子（不図示）に接続されている。
　なお、図１６Ａ及び図１６Ｂでは、送信フィルタと受信フィルタとを別個のチップで図示しているが、同一基板上に形成することも容易である。
　図１７および図１８は、分波器の実装方法に関する概略図である。フィルタチップは機械的に駆動される部位を有するため、気密封止されることが望ましい。気密封止の一形態としては、キャビティを有するセラミックパッケージに平板状の金属リッドを溶接することで実現される。
　図１７は、分波器のフィルタチップの分解斜視図である。図１７に示すようにフィルタチップは、セラミックパッケージ９４のキャビティ内に、受信フィルタ用チップ９２と送信フィルタ用チップ９３とが内蔵され、金属リッド９１により気密封止される。これにより、分波器パッケージ９６が完成する。
　図１８は、分波器パッケージ９６の実装例を示す平面図である。図１８に示すように、基板９５上には、分波器パッケージ９６、整合回路用インダクタチップ９８ａ、集中定数型バラン回路用インダクタチップ９８ｂ及び９８ｃが実装されている。また、基板９５上には、分波器パッケージ９６、整合回路用インダクタチップ９８ａ、集中定数型バラン回路用インダクタチップ９８ｂ及び９８ｃを互いに接続、または外部と接続するための、導電パターン９７ａ～９７ｅがパターニングされている。導電パターン９７ａは、アンテナに接続される。導電パターン９７ｂ及び９７ｃは、受信回路に接続される。導電パターン９７ｄは、送信回路に接続される。導電パターン９７ｅは、グランドに接続される。
　本実施例では、バランもしくはアンテナとのインピーダンス整合のためにインダクタンスを必要とし、そのインダクタンスの実装形態としては、図１８に示すように、インダクタチップを用いてモジュールボード上で集積する手法が挙げられる。
　インダクタンスの集積手法として、図１８では、チップインダクタの使用例を挙げたが、インダクタンスは必ずしもチップ部品である必要は無く、図１９に示すように、基板上に作成されるＩＰＤ（Integrated Passive Device）を用いても作製可能である。図１９に示すインダクタチップは、基板６１上に、整合回路用インダクタ６２、集中定数型バラン回路用インダクタ６３及び６４、パッド６５ａ～６５ｆが実装されている。整合回路用インダクタ６２、集中定数型バラン回路用インダクタ６３及び６４は、いずれもスパイラルコイルである。パッド６５ａ及び６５ｂは、整合回路用インダクタ６２の端部に接続されている。パッド６５ｃ及び６５ｄは、集中定数型バラン回路用インダクタ６３の端部に接続されている。パッド６５ｅ及び６５ｆは、集中定数型バラン回路用インダクタ６４の端部に接続されている。
　なお、ＩＰＤは、機械的強度を確保するために、パッケージ内部に収納されることが望ましい。図２０に示すように、フィルタチップとともに気密封止される手法が一実装形態として望ましい。図２０は、分波器のフィルタチップの分解斜視図である。図２０に示すようにフィルタチップは、セラミックパッケージ９４のキャビティ内に、受信フィルタ用チップ９２、送信フィルタ用チップ９３、およびＩＰＤ９９が内蔵され、金属リッド９１により気密封止されている。
　　〔２．実施の形態の効果、他〕
　本実施の形態にかかるフィルタは、少なくとも一つの直列共振器と複数の並列共振器とを梯子形に接続しているラダー型フィルタにおいて、並列共振器の共振周波数が同一でない場合、最も高い共振周波数を有する並列共振器以外の並列共振器のうち少なくとも一つにおいて、反射器のピッチを共振器の励振電極のピッチより狭くし、該反射器の阻止域の下端周波数をフィルタ通過帯域に近接させる構成とした。これにより、送信フィルタ、受信フィルタともに減衰域を確保し、且つ、十分な急峻性を実現することができる。
　また、本実施の形態にかかるフィルタは、複数の並列共振器の共振周波数が互いに異なる場合、複数の並列共振器のうち最も高い共振周波数を有する並列共振器以外の並列共振器のうち少なくとも一つの並列共振器は、反射器を伝搬する音速Ｖarefと反射器のピッチＰrefとの比（Ｐref／Ｖaref）が、励振電極を伝搬する音速Ｖaresと励振電極のピッチＰresとの比（Ｐres／Ｖares）より小さくする構成とした。これにより、送信フィルタ、受信フィルタともに減衰域を確保し、且つ、十分な急峻性を実現することができる。
　また、本実施の形態にかかるフィルタは、複数の直列共振器の反共振周波数が互いに異なる場合、最も低い反共振周波数を有する直列共振器以外の直列共振器のうち少なくとも一つの直列共振器は、励振電極のピッチよりも広いピッチを有する反射器を備えている。これにより、送信フィルタ、受信フィルタともに減衰域を確保し、且つ、十分な急峻性を実現することができる。
　また、本実施の形態にかかるフィルタは、複数の直列共振器の反共振周波数が互いに異なる場合、最も低い反共振周波数を有する直列共振器以外の直列共振器のうち少なくとも一つの直列共振器は、反射器を伝搬する音速Ｖarefと反射器のピッチＰrefとの比（Ｐref／Ｖaref）が励振電極を伝搬する音速Ｖaresと励振電極のピッチＰresとの比（Ｐres／Ｖares）より大きくする構成とした。これにより、送信フィルタ、受信フィルタともに減衰域を確保し、且つ、十分な急峻性を実現することができる。
　本実施の形態に関して、以下の付記を開示する。
　　（付記１）
　少なくとも一つの直列共振器と複数の並列共振器とを備えたフィルタであって、
　前記直列共振器及び前記並列共振器は、励振電極と反射器とを備え、
　前記複数の並列共振器の共振周波数が互いに異なる場合、前記複数の並列共振器のうち最も高い共振周波数を有する並列共振器以外の並列共振器のうち少なくとも一つの並列共振器は、前記励振電極のピッチより狭いピッチを有する前記反射器を備えている、フィルタ。
　　（付記２）
　少なくとも一つの直列共振器と複数の並列共振器とを備えたフィルタであって、
　前記直列共振器及び前記並列共振器は、励振電極と反射器とを備え、
　前記複数の並列共振器の共振周波数が互いに異なる場合、前記複数の並列共振器のうち最も高い共振周波数を有する並列共振器以外の並列共振器のうち少なくとも一つの並列共振器は、前記反射器を伝搬する音速Ｖarefと前記反射器のピッチＰrefとの比（Ｐref／Ｖaref）が、前記励振電極を伝搬する音速Ｖaresと前記励振電極のピッチＰresとの比（Ｐres／Ｖares）より小さい、フィルタ。
　　（付記３）
　前記反射器のピッチが前記励振電極のピッチより狭い共振器、もしくは、前記反射器を伝搬する音速Ｖarefと前記反射器のピッチＰrefとの比（Ｐref／Ｖaref）が前記励振電極を伝搬する音速Ｖaresと前記励振電極のピッチＰresとの比（Ｐres／Ｖares）より小さい共振器において、
　その阻止帯域の下端周波数が該共振器の共振点と、最も高い共振周波数を有する共振器の反共振点の間に配置される、付記１または２記載のフィルタ。
　　（付記４）
　前記反射器のピッチが前記励振電極のピッチより狭い共振器、もしくは、前記反射器を伝搬する音速Ｖarefと前記反射器のピッチＰrefとの比（Ｐref／Ｖaref）が前記励振電極を伝搬する音速Ｖaresと前記励振電極のピッチＰresとの比（Ｐres／Ｖares）より小さい並列共振器のうちの一つの並列共振器は、前記複数の並列共振器の中で最も静電容量が小さい、付記１または２記載のフィルタ。
　　（付記５）
　複数の直列共振器と少なくとも一つの並列共振器とを備えたフィルタであって、
　前記直列共振器及び前記並列共振器は、励振電極と反射器とを備え、
　前記複数の直列共振器の反共振周波数が互いに異なる場合、最も低い反共振周波数を有する直列共振器以外の直列共振器のうち少なくとも一つの直列共振器は、前記励振電極のピッチよりも広いピッチを有する反射器を備えている、フィルタ。
　　（付記６）
　複数の直列共振器と少なくとも一つの並列共振器とを備えたフィルタであって、
　前記直列共振器及び前記並列共振器は、励振電極と反射器とを備え、
　前記複数の直列共振器の反共振周波数が互いに異なる場合、最も低い反共振周波数を有する直列共振器以外の直列共振器のうち少なくとも一つの直列共振器は、前記反射器を伝搬する音速Ｖarefと前記反射器のピッチＰrefとの比（Ｐref／Ｖaref）が前記励振電極を伝搬する音速Ｖaresと前記励振電極のピッチＰresとの比（Ｐres／Ｖares）より大きい、フィルタ。
　　（付記７）
　前記反射器のピッチが前記励振電極のピッチより広い共振器、もしくは、前記反射器を伝搬する音速Ｖarefと前記反射器のピッチＰrefとの比（Ｐref／Ｖaref）が前記励振電極を伝搬する音速Ｖaresと前記励振電極のピッチＰresとの比（Ｐres／Ｖares）より大きい共振器において、
　その阻止帯域の上端周波数が、該共振器の反共振点と最も低い反共振周波数を有する共振器の共振点の間に配置される、付記５または６に記載のフィルタ。
　　（付記８）
　前記反射器のピッチが前記励振電極のピッチより広い共振器、もしくは、前記反射器を伝搬する音速Ｖarefと前記反射器のピッチＰrefとの比（Ｐref／Ｖaref）が前記励振電極を伝搬する音速Ｖaresと前記励振電極のピッチＰresとの比（Ｐres／Ｖares）より大きい共振器のうち一つの共振器は、前記複数の直列共振器の中で最も静電容量が小さい、付記５または６に記載のフィルタ。
　　（付記９）
　送信フィルタと受信フィルタとを備えた分波器であって、
　前記送信フィルタまたは前記受信フィルタは、付記１～８のうちいずれか一つに記載のフィルタを備えた、分波器。
　　（付記１０）
　付記１～８のうちいずれか一つに記載のフィルタ、または付記９に記載の分波器を備えた、通信モジュール。
　本願は、フィルタ、分波器、通信モジュールに有用である。
　２１　送信フィルタ
　２２　受信フィルタ
　２３　整合回路
　２４　バラン回路
　Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４　並列共振器

Claims (8)

  1. 　少なくとも一つの直列共振器と複数の並列共振器とを備えたフィルタであって、
    　前記直列共振器及び前記並列共振器は、励振電極と反射器とを備え、
    　前記複数の並列共振器の共振周波数が互いに異なる場合、前記複数の並列共振器のうち最も高い共振周波数を有する並列共振器以外の並列共振器のうち少なくとも一つの並列共振器は、前記励振電極のピッチより狭いピッチを有する前記反射器を備えている、フィルタ。
  2. 　少なくとも一つの直列共振器と複数の並列共振器とを備えたフィルタであって、
    　前記直列共振器及び前記並列共振器は、励振電極と反射器とを備え、
    　前記複数の並列共振器の共振周波数が互いに異なる場合、前記複数の並列共振器のうち最も高い共振周波数を有する並列共振器以外の並列共振器のうち少なくとも一つの並列共振器は、前記反射器を伝搬する音速Ｖarefと前記反射器のピッチＰrefとの比（Ｐref／Ｖaref）が、前記励振電極を伝搬する音速Ｖaresと前記励振電極のピッチＰresとの比（Ｐres／Ｖares）より小さい、フィルタ。
  3. 　前記反射器のピッチが前記励振電極のピッチより狭い共振器、もしくは、前記反射器を伝搬する音速Ｖarefと前記反射器のピッチＰrefとの比（Ｐref／Ｖaref）が前記励振電極を伝搬する音速Ｖaresと前記励振電極のピッチＰresとの比（Ｐres／Ｖares）より小さい共振器において、
    　その阻止帯域の下端周波数が該共振器の共振点と、最も高い共振周波数を有する共振器の反共振点の間に配置される、請求項１または２記載のフィルタ。
  4. 　前記反射器のピッチが前記励振電極のピッチより狭い共振器、もしくは、前記反射器を伝搬する音速Ｖarefと前記反射器のピッチＰrefとの比（Ｐref／Ｖaref）が前記励振電極を伝搬する音速Ｖaresと前記励振電極のピッチＰresとの比（Ｐres／Ｖares）より小さい並列共振器のうちの一つの並列共振器は、前記複数の並列共振器の中で最も静電容量が小さい、請求項１または２記載のフィルタ。
  5. 　複数の直列共振器と少なくとも一つの並列共振器とを備えたフィルタであって、
    　前記直列共振器及び前記並列共振器は、励振電極と反射器とを備え、
    　前記複数の直列共振器の反共振周波数が互いに異なる場合、最も低い反共振周波数を有する直列共振器以外の直列共振器のうち少なくとも一つの直列共振器は、前記励振電極のピッチよりも広いピッチを有する反射器を備えている、フィルタ。
  6. 　複数の直列共振器と少なくとも一つの並列共振器とを備えたフィルタであって、
    　前記直列共振器及び前記並列共振器は、励振電極と反射器とを備え、
    　前記複数の直列共振器の反共振周波数が互いに異なる場合、最も低い反共振周波数を有する直列共振器以外の直列共振器のうち少なくとも一つの直列共振器は、前記反射器を伝搬する音速Ｖarefと前記反射器のピッチＰrefとの比（Ｐref／Ｖaref）が前記励振電極を伝搬する音速Ｖaresと前記励振電極のピッチＰresとの比（Ｐres／Ｖares）より大きい、フィルタ。
  7. 　前記反射器のピッチが前記励振電極のピッチより広い共振器、もしくは、前記反射器を伝搬する音速Ｖarefと前記反射器のピッチＰrefとの比（Ｐref／Ｖaref）が前記励振電極を伝搬する音速Ｖaresと前記励振電極のピッチＰresとの比（Ｐres／Ｖares）より大きい共振器において、
    　その阻止帯域の上端周波数が、該共振器の反共振点と最も低い反共振周波数を有する共振器の共振点の間に配置される、請求項５または６に記載のフィルタ。
  8. 　前記反射器のピッチが前記励振電極のピッチより広い共振器、もしくは、前記反射器を伝搬する音速Ｖarefと前記反射器のピッチＰrefとの比（Ｐref／Ｖaref）が前記励振電極を伝搬する音速Ｖaresと前記励振電極のピッチＰresとの比（Ｐres／Ｖares）より大きい共振器のうち一つの共振器は、前記複数の直列共振器の中で最も静電容量が小さい、請求項５または６に記載のフィルタ。
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