WO2012053239A1 - 分波器 - Google Patents

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WO2012053239A1
WO2012053239A1 PCT/JP2011/058926 JP2011058926W WO2012053239A1 WO 2012053239 A1 WO2012053239 A1 WO 2012053239A1 JP 2011058926 W JP2011058926 W JP 2011058926W WO 2012053239 A1 WO2012053239 A1 WO 2012053239A1
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filter
resonator
series
thin film
piezoelectric thin
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PCT/JP2011/058926
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原基揚
井上将吾
岩城匡郁
堤潤
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太陽誘電株式会社
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Publication date
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    • H04B1/0057—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with common antenna for more than one band using diplexing or multiplexing filters for selecting the desired band

Definitions

  • the present invention relates to a duplexer.
  • a duplexer that suppresses interference between a received signal and a transmitted signal, particularly a duplexer for high frequency is used.
  • a duplexer is generally configured with a transmission filter and a reception filter as one package.
  • a ladder filter may be used as a low-loss filter constituting the duplexer.
  • the ladder type filter is a filter configured by connecting a series arm and a parallel arm each provided with a resonator.
  • a surface acoustic wave (SAW) resonator and a piezoelectric thin film resonator are used.
  • the piezoelectric thin film resonator does not use a fine pattern such as a comb electrode included in the SAW resonator, and thus is particularly suitable for a high-frequency device corresponding to 1 GHz or more.
  • the transmission filter and the reception filter constituting the duplexer are required to be impedance matched so as to have a high impedance in each pass band. Impedance matching is particularly important when the pass band of the reception filter is close to the pass band of the transmission filter.
  • a phase shifter may be used to perform impedance matching.
  • Patent Document 1 discloses an invention in which a phase shifter for impedance matching is used in the same package as a filter.
  • An object of this invention is to provide the splitter which can suppress a ripple in view of the said subject.
  • the present invention provides a first filter having one end connected to a common terminal and the other end connected to a first terminal; one end connected to the common terminal; the other end connected to a second terminal; A second filter having a pass band on a higher frequency side than the first pass band, and a phase between each of the first filter and the common terminal and between the second filter and the common terminal.
  • the second filter is a ladder type filter in which a plurality of piezoelectric thin film resonators are connected in a ladder shape, and the piezoelectric thin film resonator is disposed on a lower frequency side than a resonance frequency of the piezoelectric thin film resonator.
  • the propagation constant in the direction orthogonal to the thickness direction of the piezoelectric thin film provided is a real number
  • the first-stage resonator of the second filter viewed from the common terminal side is a duplexer that is a parallel resonator. According to the present invention, it is possible to provide a duplexer capable of suppressing ripples.
  • the series resonator closest to the common terminal included in the second filter may be divided in series. According to this configuration, it becomes possible to suppress the ripple more effectively.
  • the present invention provides a first filter having one end connected to a common terminal and the other end connected to a first terminal; one end connected to the common terminal; the other end connected to a second terminal; A second filter having a pass band on a higher frequency side than the first pass band, and a phase between each of the first filter and the common terminal and between the second filter and the common terminal.
  • the second filter is a ladder type filter in which a plurality of piezoelectric thin film resonators are connected in a ladder shape, and the piezoelectric thin film resonator is disposed on a lower frequency side than a resonance frequency of the piezoelectric thin film resonator.
  • the propagation constant in the direction perpendicular to the thickness direction of the piezoelectric thin film provided is a real number
  • the first stage resonator of the second filter viewed from the common terminal side is a series resonator
  • the series resonator is connected in series.
  • Splitter being split A. According to the present invention, it is possible to provide a duplexer capable of suppressing ripples.
  • the piezoelectric thin film may have a Poisson's ratio of less than 0.3.
  • At least one series resonator is a series other than the one series resonator among the plurality of series resonators. It can be set as the structure which has a capacitance value different from a resonator. According to this configuration, spurious generated in each of the plurality of series resonators cancel each other. Therefore, it is possible to suppress the spurs from strengthening each other and efficiently suppress the spurious.
  • the resonator may have a configuration in which the shape of the region where the upper electrode and the lower electrode overlap with each other through the piezoelectric thin film is different. According to this configuration, spurious generated in each of the plurality of series resonators cancel each other. Therefore, it is possible to suppress the spurs from strengthening each other and efficiently suppress the spurious.
  • the present invention provides a first filter having one end connected to a common terminal and the other end connected to a first terminal; one end connected to the common terminal; the other end connected to a second terminal; A second filter having a pass band on a higher frequency side than the first pass band, and a phase between each of the first filter and the common terminal and between the second filter and the common terminal.
  • the second filter is a ladder type filter in which a plurality of piezoelectric thin film resonators are connected in a ladder type, and the piezoelectric thin film resonator is disposed on a higher frequency side than the resonance frequency of the piezoelectric thin film resonator.
  • the propagation constant in the direction orthogonal to the thickness direction of the piezoelectric thin film provided is a real number
  • the first-stage resonator of the second filter viewed from the common terminal side is a duplexer that is a series resonator. According to the present invention, it is possible to provide a duplexer capable of suppressing ripples.
  • the piezoelectric thin film may have a Poisson's ratio of 0.3 or more.
  • the first filter may be a transmission filter
  • the second filter may be a reception filter
  • an interval between the pass band of the first filter and the pass band of the second filter may be 40 MHz or less. According to this configuration, it becomes possible to suppress the ripple more effectively.
  • an inductor having one end connected between the common terminal, the first filter and the second filter, and the other end grounded may be provided. According to this configuration, it becomes possible to suppress the ripple more effectively.
  • the duplexer may be a duplexer for the W-CDMA Band 2 system. According to this configuration, it becomes possible to suppress the ripple more effectively.
  • FIG. 1A is a configuration diagram of a series resonator
  • FIG. 1B is a configuration diagram of a parallel resonator
  • FIG. 1C shows the pass characteristics of the series resonator and the series resonator.
  • FIG. 2A is a configuration diagram of a one-stage ladder filter
  • FIG. 2B is a diagram illustrating pass characteristics of the one-stage ladder filter.
  • 3A and 3B are configuration diagrams of a multistage ladder filter.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a duplexer.
  • FIG. 5A is a circuit diagram illustrating a ladder type filter whose first stage is a series resonator
  • FIG. 5B is a circuit diagram illustrating a ladder type filter whose first stage is a parallel resonator.
  • FIG. 5C is a diagram illustrating the calculation result of the pass characteristic of the transmission filter.
  • 6A and 6B are Smith charts showing the calculation results of the reflection characteristics of the transmission filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • FIGS. 7A and 7B are Smith charts showing calculation results of reflection characteristics in the pass band of the transmission filter of the transmission filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • 8A and 8B are Smith charts showing the calculation results of the reflection characteristics in the pass band of the reception filter of the transmission filter provided in the duplexer according to the comparative example.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating the calculation result of the pass characteristic of the reception filter.
  • FIGS. 1 are Smith charts showing the calculation results of the reflection characteristics of the transmission filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • FIGS. 10A and 10B are Smith charts showing the calculation results of the reflection characteristics of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • FIGS. 11A and 11B are Smith charts showing the calculation results of the reflection characteristics in the pass band of the reception filter of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • 12A and 12B are Smith charts showing the calculation results of the reflection characteristics in the pass band of the transmission filter of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • FIG. 13A is a diagram illustrating a calculation result of pass characteristics of the reception filter when the guard bandwidth is 70 MHz.
  • FIG. 13B is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic of the reception filter in the pass band of the transmission filter when the guard bandwidth is 70 MHz.
  • FIG. 13A is a diagram illustrating a calculation result of pass characteristics of the reception filter when the guard bandwidth is 70 MHz.
  • FIG. 13B is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic of the reception filter in the
  • FIG. 14A is a diagram illustrating a calculation result of pass characteristics of the reception filter when the guard bandwidth is 40 MHz.
  • FIG. 14B is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic of the reception filter in the pass band of the transmission filter when the guard bandwidth is 40 MHz.
  • FIG. 15A is a diagram illustrating a calculation result of the pass characteristic of the reception filter when the guard bandwidth is 30 MHz.
  • FIG. 15B is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic of the reception filter in the pass band of the transmission filter when the guard bandwidth is 30 MHz.
  • FIG. 16A is a diagram illustrating a calculation result of pass characteristics of the reception filter when the guard bandwidth is 20 MHz.
  • FIG. 16B is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic of the reception filter in the pass band of the transmission filter when the guard bandwidth is 20 MHz.
  • FIG. 17A to FIG. 17C are circuit diagrams illustrating a duplexer including a phase shifter.
  • 18A and 18B are schematic views illustrating a reception filter in which the first-stage resonator functions as a capacitor.
  • FIG. 19A is a plan view illustrating a piezoelectric thin film resonator
  • FIG. 19B is a cross-sectional view illustrating the piezoelectric thin film resonator.
  • FIG. 20A to FIG. 20C are cross-sectional views illustrating a piezoelectric thin film resonator.
  • FIG. 21A is a diagram illustrating the dispersion characteristics of the piezoelectric thin film resonator
  • FIG. 21B is a Smith chart illustrating the reflection characteristics of the piezoelectric thin film resonator.
  • FIG. 22A is a diagram illustrating the dispersion characteristics of the piezoelectric thin film resonator
  • FIG. 22B is a Smith chart illustrating the reflection characteristics of the piezoelectric thin film resonator.
  • FIG. 23A is a diagram illustrating a region where a ripple occurs in the series resonator and the pass characteristics of the series resonator.
  • FIG. 23B is a diagram illustrating the calculation result of the pass characteristic of the filter including the piezoelectric thin film resonator having the frequency decreasing type dispersion characteristic.
  • FIGS. 24A and 24B are Smith charts showing the calculation results of the reflection characteristics of the piezoelectric thin film resonator.
  • FIGS. 25A and 25B are Smith charts showing the calculation results of the reflection characteristics of the piezoelectric thin film resonator.
  • FIGS. 26A and 26B are Smith charts showing the calculation results of the reflection characteristics of the piezoelectric thin film resonator.
  • FIG. 27 is a Smith chart showing the calculation results of the reflection characteristics of the piezoelectric thin film resonator.
  • FIG. 28A is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example
  • FIG. 28B is the calculation of the reflection characteristic of the reception filter subjected to phase rotation. It is a Smith chart which shows a result.
  • FIG. 29A is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic in the pass band of the reception filter of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • FIG. 29B is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic in the pass band of the reception filter of the reception filter subjected to phase rotation.
  • FIG. 30A is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic in the pass band of the transmission filter of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • FIG. 30B is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic in the pass band of the transmission filter of the reception filter subjected to phase rotation.
  • FIG. 29A is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic in the pass band of the reception filter of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • FIG. 30B is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic in the pass band of the transmission filter of the reception filter subjected to phase rotation.
  • FIG. 31A is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example
  • FIG. 31B is the calculation of the reflection characteristic of the reception filter subjected to phase rotation. It is a Smith chart which shows a result.
  • FIG. 32A is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristics in the pass band of the reception filter of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • FIG. 32B is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic in the pass band of the reception filter of the reception filter subjected to phase rotation.
  • FIG. 33A is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic in the pass band of the transmission filter of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • FIG. 32A is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic in the pass band of the transmission filter of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • FIG. 33B is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic in the pass band of the transmission filter of the reception filter subjected to phase rotation.
  • FIG. 34A is a circuit diagram illustrating a duplexer according to the first embodiment
  • FIG. 34B is a circuit diagram illustrating a duplexer according to the first modification of the first embodiment. is there.
  • FIG. 35A is a circuit diagram illustrating a duplexer according to a second modification of the first embodiment
  • FIG. 35B is a circuit diagram illustrating a duplexer according to the second embodiment. is there.
  • FIG. 36A is a circuit diagram illustrating a duplexer according to the third embodiment.
  • FIG. 36B is a circuit diagram illustrating a duplexer according to the first modification of the third embodiment. is there.
  • FIG. 37A is a circuit diagram illustrating a duplexer according to a second modification of the third embodiment
  • FIG. 37B is a duplexer according to the third modification of the third embodiment
  • FIG. 38 is a block diagram illustrating the RF module according to the fourth embodiment.
  • FIG. 1A is a configuration diagram of a series resonator
  • FIG. 1B is a configuration diagram of a parallel resonator
  • FIG. 1C is a diagram illustrating pass characteristics of the series resonator and the series resonator. is there.
  • the series resonator is one in which one of the two signal terminals is an input terminal In and the other is an output terminal Out. is there.
  • the parallel resonator has one of the two signal terminals connected to the ground terminal and the other connected to the input terminal In and the output. It is connected to the short circuit line of the terminal Out.
  • the horizontal axis represents frequency
  • the vertical axis represents passage amount.
  • the pass characteristic of the series resonator is indicated by a solid line
  • the pass characteristic of the parallel resonator is indicated by a broken line.
  • pass characteristics of the series resonator has one resonance point (resonance frequency) f rs and one antiresonance point and (antiresonance frequency) f the as.
  • Amount passing at the resonance point f rs is maximized, the amount passed in the antiresonance point f as is minimized.
  • the pass characteristic of the parallel resonator has one resonance point f rp and one anti-resonance point f ap . The passing amount is minimized at the resonance point f rp , and the passing amount is maximized at the anti-resonance point f ap .
  • FIG. 2 (a) is a configuration diagram of a one-stage ladder type filter
  • FIG. 2 (b) is a diagram showing pass characteristics of the one-stage ladder type filter.
  • the series resonator S22 is connected as a series resonator in series with the input terminal In and the output terminal Out
  • the parallel resonator P22 is connected as a parallel resonator between the output terminal Out and the ground.
  • the resonance point f rs of the series resonator and the anti-resonance point f ap of the parallel resonator are designed so as to substantially coincide.
  • the horizontal axis indicates the frequency
  • the vertical axis indicates the passing amount.
  • the frequency band from the resonance point f rp of the parallel resonator to the anti-resonance point f as of the series resonator becomes a pass band, and the frequency is equal to or lower than the resonance point f rp of the parallel resonator and the anti-resonance point f as of the series resonator.
  • the band becomes the attenuation range.
  • the ladder type filter functions as a bandpass filter.
  • 3A and 3B are configuration diagrams of a multistage ladder filter.
  • the ladder filter F10 includes series resonators S1, S2a, S2b and S3, and parallel resonators P1a, P1b, P2a and P2b.
  • Series resonators S1, S2a, S2b, and S3 are connected in series between the input terminal In and the output terminal Out.
  • One end of the series resonator S1 is connected to the input terminal In.
  • One end of the series resonator S4 is connected to the output terminal Out.
  • a parallel resonator P1a and a parallel resonator P1b are connected in parallel between the series resonator S1 and the series resonator S2a.
  • a parallel resonator P2a and a parallel resonator P2b are connected in parallel between the series resonator 2b and the series resonator 3, respectively.
  • the parallel resonators P1a, P1b, P2a, and P2b are connected to the ground terminal.
  • the multi-stage ladder filter F10 is configured by connecting a plurality of single-stage ladder filters shown in FIG.
  • a ladder filter composed of a series resonator S1 and a parallel resonator P1a is connected to a ladder filter composed of a series resonator S2a and a parallel resonator P1b via a node N1.
  • a ladder type filter composed of a series resonator S2a and a parallel resonator P1b is connected to a ladder type filter composed of a series resonator S2b and a parallel resonator P2a via a node N2.
  • a ladder type filter including a series resonator S2b and a parallel resonator P2a is connected to a ladder type filter including a series resonator S3 and a parallel resonator P2b via a node N3.
  • adjacent one-stage ladder filters are connected in an inverted manner.
  • the series resonators S2a and S2b may be a single series resonator S2 in order to reduce the size of the filter.
  • the parallel resonators P1a and P1b may be one parallel resonator P1
  • the parallel resonators P2a and P2b may be one parallel resonator P2.
  • the configurations surrounded by the dotted line in FIG. 3A may be combined into one.
  • the series resonator and the parallel resonator function as a capacitor at a frequency outside the passband of the filter.
  • the capacitance value of the series resonator S2 is equal to the capacitance value obtained by combining the capacitance value of the series resonator S2a and the capacitance value of the series resonator S2b in series.
  • the capacitance value of the parallel resonator P1 is equal to the capacitance value obtained by combining the capacitance value of the parallel resonator P1a and the capacitance value of the parallel resonator P21 in parallel.
  • the capacitance value of the parallel resonator P2 is equal to the capacitance value obtained by combining the capacitance value of the parallel resonator P2a and the capacitance value of the parallel resonator P2b in parallel.
  • the multi-stage ladder filter has a configuration in which a plurality of one-stage ladder filters are connected.
  • An increase in the number of stages of the ladder filter means an increase in the number of one-stage ladder filters.
  • the one-stage ladder filter included in the ladder filter and the additional one-stage ladder filter have the same capacity. For this reason, the number of stages of the ladder filter affects the degree of suppression but does not affect the phase of the reflection characteristics. Further, the capacitance ratio Cp / Cs does not affect the phase of the reflection characteristics. Note that the capacitance ratio Cp / Cs and the number of stages affect the degree of suppression of the filter.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a duplexer.
  • the duplexer 100 includes a transmission filter F11 and a reception filter F12.
  • One end of the transmission filter F11 and one end of the reception filter F12 are connected to the antenna terminal (common terminal) 102.
  • the other end of the transmission filter F11 is connected to the transmission terminal Tx.
  • the other end of the reception filter F12 is connected to the reception terminal Rx.
  • the antenna terminal 102 is connected to the antenna 104.
  • the reception filter F12 receives a signal from the antenna 104.
  • the reception filter F12 passes a signal having a frequency within the pass band among the received signals and outputs the signal to the reception terminal Rx.
  • the reception filter F12 suppresses a signal whose frequency is outside the passband.
  • the signal output to the reception terminal Rx is amplified by, for example, an amplifier.
  • a signal amplified by an amplifier or the like is input to the transmission terminal Tx.
  • the transmission filter F ⁇ b> 11 passes a signal having a frequency whose frequency is within the pass band among the signals input to the transmission terminal Tx, and outputs the signal to the antenna 104.
  • the antenna 104 transmits the signal that has passed through the transmission filter F11.
  • the transmission filter F11 suppresses signals whose frequency is outside the passband. The configuration of the filter will be described later.
  • FIG. 5A is a circuit diagram illustrating a transmission filter whose first stage is a series resonator.
  • the transmission filter F11a includes series resonators S1, S2, S3, and S4, and parallel resonators P1, P2, P3, and P4.
  • the series resonator S1 is connected to the antenna terminal Ant. Further, no parallel resonator is connected between the antenna terminal Ant and the series resonator S1.
  • One end of the parallel resonator P1 is connected between the series resonator S1 and the series resonator S2.
  • One end of a parallel resonator P2 is connected between the series resonator S2 and the series resonator S3.
  • One end of a parallel resonator P3 is connected between the series resonator S3 and the series resonator S4.
  • the series resonator S4 is connected to the transmission terminal Tx.
  • One end of the parallel resonator P4 is connected between the series resonator S4 and the transmission terminal Tx.
  • the other end of each of the parallel resonators P1 to P4 is grounded.
  • the transmission filter F11a is a seven-stage ladder filter.
  • the first-stage resonator is a series resonator S1.
  • Each resonator is composed of a piezoelectric thin film resonator.
  • FIG. 5B is a circuit diagram illustrating a transmission filter whose first stage is a parallel resonator. The description of the same configuration as that already described in FIG.
  • the series resonator S1 is connected to the antenna terminal Ant.
  • a parallel resonator P1 is connected between the antenna terminal Ant and the series resonator S1.
  • One end of a parallel resonator P2 is connected between the series resonator S1 and the series resonator S2.
  • One end of a parallel resonator P3 is connected between the series resonator S2 and the series resonator S3.
  • One end of a parallel resonator P4 is connected between the series resonator S3 and the series resonator S4.
  • the series resonator S4 is connected to the transmission terminal Tx.
  • a parallel resonator is not connected between the series resonator S4 and the transmission terminal Tx.
  • the transmission filter F11b is a seven-stage ladder filter.
  • the first-stage resonator is a parallel resonator P1.
  • Each resonator is composed of a piezoelectric thin film resonator.
  • the duplexer is a duplexer compatible with the W-CDMA (Wideband Code Division Multiple Access) Band 2 system.
  • the transmission band of the W-CDMA Band2 system is 1850 to 1910 MHz, and the reception band is 1930 to 1990 MHz.
  • the pass band of the transmission filter overlaps with the transmission band, and the pass band of the reception filter overlaps with the reception band.
  • the series resonators S1 to S4 have the same resonance frequency, and the parallel resonators P1 to P4 have the same resonance frequency.
  • the antenna terminal Ant and the transmission terminal Tx are impedance-matched at 50 ⁇ .
  • the capacitance value of the resonator of the transmission filter F11a is shown below.
  • the transmission filter F11a shown in FIG. 5A is a filter in which a plurality of one-stage ladder filters are connected and resonators are combined as described in FIGS. 3A and 3B. .
  • Each of the series resonators S2 to S4 is a resonator in which two series resonators are combined in series. Accordingly, the capacitance value of each of the series resonators S2 to S4 is 0.5 Cs obtained by combining two capacitance values Cs in series.
  • Each of the parallel resonators P1 to P3 is a resonator in which two parallel resonators are combined in parallel. Accordingly, the capacitance value of each of the parallel resonators P1 to P3 is 2Cp obtained by combining the two capacitance values Cp in parallel.
  • the capacitance value of the resonator of the transmission filter F11b is shown below. Capacitance values of series resonators S1 to S3 in the transmission filter F11b; 0.5 Cs Capacitance value of series resonator S4 in transmission filter F11b: Cs Capacitance value of the parallel resonator P1 in the transmission filter F11b: Cp Capacitance values of the parallel resonators P2 to P4 in the transmission filter F11b: 2Cp Each of the series resonators S1 to S3 is a resonator in which two series resonators are combined in series.
  • the capacitance value of each of the series resonators S1 to S3 is 0.5 Cs obtained by combining two capacitance values Cs in series.
  • Each of the parallel resonators P2 to P4 is a resonator in which two parallel resonators are combined in parallel. Accordingly, the capacitance value of each of the parallel resonators P2 to P4 is 2Cp obtained by combining the two capacitance values Cp in parallel.
  • FIG. 5 (c) is a diagram showing the calculation result of the pass characteristic of the transmission filter.
  • the horizontal axis represents frequency, and the vertical axis represents attenuation.
  • the filter used for the calculation is either the transmission filter F11a or the transmission filter F11b shown in FIG.
  • the transmission filter F11a and the transmission filter F11b are obtained by inverting the arrangement of the antenna terminal Ant, the transmission terminal Tx, and the reception terminal Rx, and have the same pass characteristics.
  • a signal passes in the pass band of 1850 to 1910 MHz, and the signal is suppressed outside the pass band.
  • the pass band of the transmission filter F11a and the pass band of the transmission filter F11b are located in the transmission band of the W-CDMA Band2.
  • FIGS. 6A and 6B are Smith charts showing the calculation results of the reflection characteristics of the transmission filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • FIGS. 7A and 7B are Smith charts showing calculation results of reflection characteristics in the pass band of the transmission filter of the transmission filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • 8A and 8B are Smith charts showing the calculation results of the reflection characteristics in the pass band of the reception filter of the transmission filter provided in the duplexer according to the comparative example.
  • Each of FIG. 6A, FIG. 7A, and FIG. 8A shows the reflection characteristics of the transmission filter F11a.
  • FIG. 6B, FIG. 7B, and FIG. 8B shows the reflection characteristics of the transmission filter F11b.
  • the transmission filter F11a in which the series resonator S1 is the first stage and the transmission filter F11b in which the parallel resonator P1 is the first stage have a phase of reflection characteristics of about 90. ° Different. Specifically, the phase of the transmission filter F11a is advanced by about 90 ° with respect to the transmission filter F11b.
  • the reflection characteristics of both the transmission filter F11a and the transmission filter F11b are Smith charts. Located near the center. That is, the transmission filter F11a and the transmission filter F11b are impedance-matched to 50 ⁇ in the pass band of the transmission filter.
  • the reflection characteristic of the transmission filter F11a is located near the right end of the Smith chart in the passband of the reception filter (the passbands of the reception filters F12a and F12b).
  • the impedance of the transmission filter F11a is close to infinity.
  • the reflection characteristic of the transmission filter F11b is located between the right end and the lower end of the Smith chart in the passband of the reception filter. That is, in the pass band of the reception filter, the transmission filter F11a and the transmission filter F11b have high impedance. Since the transmission filter has a high impedance, the influence of the transmission filter in the pass band of the reception filter is suppressed. In addition, impedance matching of the reception filter is facilitated. Therefore, reception by the reception filter is performed satisfactorily.
  • the circuit diagram of the reception filter F12a is obtained by changing the transmission terminal Tx to the reception terminal Rx in FIG.
  • the circuit diagram of the reception filter F12b is obtained by changing the transmission terminal Tx to the reception terminal Rx in FIG. 5B.
  • Each of the reception filter F12a and the reception filter F12b is a seven-stage ladder filter.
  • the pass bands of the reception filters F12a and F12b are located on the higher frequency side than the pass bands of the transmission filters F11a and F11b.
  • the first-stage resonator viewed from the antenna terminal Ant is the series resonator S1.
  • the reception filter F12b the first-stage resonator viewed from the antenna terminal Ant is a parallel resonator P1.
  • the conditions used to calculate the characteristics are the same as the conditions used to calculate the characteristics of the transmission filter.
  • the filter used for the calculation is either the reception filter F12a in which the transmission terminal Tx of the transmission filter F11a in FIG. 5A is replaced with the reception terminal Rx or the reception filter F12b in which the transmission filter F11b transmission terminal Tx is replaced with the reception terminal Rx.
  • the reception filter F12a and the reception filter F12b are inverted from each other and have the same characteristics.
  • the series resonators S1 to S4 have the same resonance frequency
  • the parallel resonators P1 to P4 have the same resonance frequency.
  • FIG. 9 is a diagram showing a calculation result of the characteristics of the reception filter. As shown in FIG. 9, a signal passes in the pass band 1930 to 1990 MHz, and the signal is suppressed outside the pass band. Thus, the pass band of the reception filter F12a and the pass band of the reception filter F12b are located in the reception band of the W-CDMA Band2.
  • FIGS. 10A and 10B are Smith charts showing the calculation results of the reflection characteristics of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • FIGS. 11A and 11B are Smith charts showing the calculation results of the reflection characteristics in the pass band of the reception filter of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • 12A and 12B are Smith charts showing the calculation results of the reflection characteristics in the pass band of the transmission filter of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • Each of FIG. 10A, FIG. 11A, and FIG. 12A shows the reflection characteristics of the reception filter F12a.
  • FIG. 10B, FIG. 11B, and FIG. 12B shows the reflection characteristics of the reception filter F12b.
  • the phase of the reflection characteristic is about 90 in the reception filter F12a in which the series resonator S1 is the first stage and the reception filter F12b in which the parallel resonator P1 is the first stage. ° Different.
  • the difference in phase is the same as in the transmission filter (see FIGS. 8A and 8B).
  • both the reception filter F12a and the reception filter F12b have reflection characteristics that pass near the center of the Smith chart. That is, the reception filter F12a and the reception filter F12b are impedance matched to 50 ⁇ in the pass band of the reception filter.
  • the reflection characteristic of the reception filter F12a is located near the left end of the Smith chart.
  • the reflection characteristic of the reception filter F12b is located in a region near the left end of the Smith chart.
  • the impedances of the reception filters F12a and F12b are close to zero. That is, the reception filter F12a and the reception filter F12b have low impedance in the pass band of the transmission filter. Since the reception filter has a low impedance, impedance matching of the transmission filter becomes difficult. In this case, the characteristics of the duplexer may be deteriorated.
  • the transmission filter and the reception filter are configured by a ladder filter including resonators having the same capacitance value
  • the transmission filter has high impedance in the pass band of the reception filter.
  • the reception filter has a low impedance in the pass band of the transmission filter.
  • FIG. 13A is a diagram showing the calculation result of the pass characteristic of the reception filter when the guard bandwidth is 70 MHz.
  • a region sandwiched between alternate long and short dash lines in the figure represents a pass band of the transmission filter.
  • the area between the broken lines represents the pass band of the reception filter.
  • FIG. 13B is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic of the reception filter in the pass band of the transmission filter when the guard bandwidth is 70 MHz.
  • the pass band of the reception filter is located in 1980 to 2040 MHz.
  • the attenuation is small in the pass band of the reception filter and large in the pass band of the transmission filter.
  • the reflection characteristic of the reception filter is located between the lower end and the left end of the Smith chart in the pass band of the transmission filter.
  • FIG. 14 (a) is a diagram showing a calculation result of the pass characteristic of the reception filter when the guard bandwidth is 40 MHz.
  • FIG. 14B is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic of the reception filter in the pass band of the transmission filter when the guard bandwidth is 40 MHz.
  • the pass band of the reception filter is located at 1950 to 2010 MHz.
  • the base of the signal passing through the pass band of the reception filter overlaps the pass band of the transmission filter.
  • the attenuation is small in the pass band of the reception filter and large in the pass band of the transmission filter.
  • the reflection characteristic of the reception filter approaches the left end of the Smith chart in the pass band of the transmission filter. That is, the impedance of the reception filter is closer to zero than when the guard bandwidth is 70 MHz.
  • FIG. 15A is a diagram showing the calculation result of the pass characteristic of the reception filter when the guard bandwidth is 30 MHz.
  • FIG. 15B is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic of the reception filter in the pass band of the transmission filter when the guard bandwidth is 30 MHz.
  • the pass band of the reception filter is 1940 to 2000 MHz.
  • a wider region of the base of the signal passing through the pass band of the reception filter overlaps with the pass band of the transmission filter.
  • the reflection characteristic of the reception filter is located near the left end of the Smith chart. That is, the impedance of the reception filter is closer to 0 ⁇ than when the guard bandwidth is 40 MHz.
  • FIG. 16A is a diagram showing the calculation result of the pass characteristic of the reception filter when the guard bandwidth is 20 MHz.
  • FIG. 16B is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic of the reception filter in the pass band of the transmission filter when the guard bandwidth is 20 MHz. Note that FIG. 16B is the same as that shown in FIG.
  • the pass band of the reception filter is 1930 to 1990 MHz.
  • the reflection characteristic of the reception filter in the pass band of the transmission filter is located near the left end of the Smith chart and fluctuates greatly. That is, the impedance of the reception filter is closer to zero than when the guard bandwidth is 30 MHz.
  • the impedance of the reception filter in the pass band of the transmission filter is further decreased, and the characteristics of the duplexer may be deteriorated. Get higher.
  • the impedance of the filter becomes lower at a frequency lower than the pass band of the filter.
  • the reception band is located on the higher frequency side than the transmission band.
  • the pass band of the reception filter is often on the higher frequency side than the pass band of the transmission filter.
  • the suppression of the reception filter deteriorates in the pass band of the transmission filter.
  • the decrease in the impedance of the reception filter becomes more conspicuous as the distance between the pass band of the transmission filter and the pass band of the reception filter becomes narrower. For this reason, when the guard bandwidth, which is the interval between the pass band of the reception filter and the pass band of the transmission filter, is narrowed, the characteristics may be further deteriorated.
  • FIG. 17A to FIG. 17C are circuit diagrams illustrating a duplexer including a phase shifter.
  • the transmission filter F11 and the reception filter F12 are illustrated in a simplified manner. The description of the same configuration as that already described in FIGS. 5A and 5B is omitted.
  • the duplexer shown in FIG. 17A includes a microstrip line 10 between the antenna terminal Ant and the reception filter F12.
  • the microstrip line 10 functions as a phase shifter.
  • the 17B includes a ⁇ -type phase shifter 12 between the antenna terminal Ant and the reception filter F12.
  • the phase shifter 12 includes capacitors C1 and C2 and an inductor L1. One end of the inductor L1 is connected to the antenna terminal Ant, and the other end is connected to the reception filter F12. One end of a capacitor C1 is connected between the antenna terminal Ant and the inductor L1. One end of a capacitor C2 is connected between the inductor L1 and the reception filter F12. The other end of each of the capacitors C1 and C2 is grounded.
  • the 17B includes a ⁇ -type phase shifter 14 between the antenna terminal Ant and the reception filter F12.
  • the phase shifter 14 includes inductors L2 and L3, and a capacitor C3. One end of the capacitor C3 is connected to the antenna terminal Ant, and the other end is connected to the reception filter F12. One end of an inductor L2 is connected between the antenna terminal Ant and the capacitor C3. One end of an inductor L3 is connected between the capacitor C3 and the reception filter F12. The other ends of the inductors L2 and L3 are grounded.
  • the microstrip line 10 and the phase shifters 12 and 14 rotate the phase of the reception filter, respectively.
  • the reflection characteristic located near the left end of the Smith chart can be rotated to approach the right end of the Smith chart.
  • the suppression of the reception filter is improved by increasing the impedance of the reception filter in the pass band of the transmission filter.
  • a phase shifter such as the microstrip line 10 and the phase shifters 12 and 14
  • there is a possibility that a loss of the phase shifter is added to the loss of the reception filter F12 and the loss of the reception signal is increased.
  • there is a risk of a decrease in reception sensitivity There is also a risk of cost increase due to an increase in the size of the duplexer and a complicated configuration.
  • the filter In order to suppress a decrease in reception sensitivity, it is preferable not to use a phase shifter.
  • the filter itself preferably has a phase rotation function.
  • the first-stage resonator viewed from the antenna terminal functions as a capacitor.
  • FIGS. 18A and 18B are schematic views illustrating a reception filter in which the first-stage resonator functions as a capacitor. Note that the capacitance ratio Cp / Cs does not affect the phase of the reflection characteristics. As described with reference to FIGS. 3A and 3B, an increase in the number of stages of the ladder filter affects the degree of suppression of the filter, but does not affect the phase of the reflection characteristics. Therefore, in order not to fluctuate Cp / Cs, a one-stage ladder filter may be added or removed, and the reception filter may be an eight-stage ladder filter or a six-stage ladder filter.
  • the first-stage resonator as viewed from the antenna terminal Ant is the series resonator S1.
  • the series resonator S1 functions as a resonator and also functions as a capacitor.
  • the parallel resonator P1 functions as a resonator and also functions as a capacitor. That is, the series resonator S1 and the parallel resonator P1 each rotate the phase of the reception filter.
  • the impedance of the reception filter in the pass band of the transmission filter can be increased.
  • the resonance frequency and antiresonance frequency of each of the series resonator S1 and the parallel resonator P1 do not vary even when the size of the resonator is reduced. For this reason, even when the resonator is downsized, fluctuations in the characteristics of the reception filter are suppressed.
  • FIG. 19A is a plan view illustrating a piezoelectric thin film resonator
  • FIG. 19B is a cross-sectional view illustrating the piezoelectric thin film resonator.
  • FIG. 19B is a cross-sectional view along AA1 in FIG.
  • the piezoelectric thin film resonator 120 includes a substrate 122, a lower electrode 124, an upper electrode 126, and a piezoelectric thin film 128.
  • the lower electrode 124 and the upper electrode 126 sandwich the piezoelectric thin film 128.
  • An elastic wave is excited in the resonance region 130 where the lower electrode 124 and the upper electrode 126 overlap through the piezoelectric thin film 128.
  • a through hole 132 that penetrates the substrate 122 is formed under the resonance region 130. For this reason, excitation of elastic waves is not hindered.
  • the substrate 122 is made of, for example, silicon or glass.
  • the lower electrode 124 and the upper electrode 126 include, for example, aluminum (Al), copper (Cu), molybdenum (Mo), tungsten (W), tantalum (Ta), platinum (Pt), ruthenium (Ru), rhodium (Rh), A film made of iridium (Ir), chromium (Cr), titanium (Ti), or the like, or a film in which these are combined can be used.
  • the piezoelectric thin film 128 is made of, for example, aluminum nitride (AlN), zinc oxide (ZnO), lead zirconate titanate (PZT), lead titanate (PbTiO 3 ), or the like. In the piezoelectric thin film resonator, the resonance frequency can be adjusted by adjusting the electrode film thickness of each of the lower electrode 124 and the upper electrode 126 and the film thickness of the piezoelectric thin film 128.
  • FIG. 20A to FIG. 20C are cross-sectional views illustrating a piezoelectric thin film resonator.
  • 20 (a) to 20 (c) are cross-sectional views along AA1 in FIG. 19 (a).
  • a cavity 134 may be provided in the substrate 122.
  • the lower electrode 124, the upper electrode 126, and the piezoelectric thin film 128 may be raised, and a gap 136 may be formed between the lower electrode 124 and the substrate 122.
  • the gap 136 has, for example, a dome shape that is convex upward in the drawing.
  • an acoustic reflection film 138 may be provided between the substrate 122, the lower electrode 124, and the piezoelectric thin film 128.
  • the acoustic reflection film 138 has a structure in which a film having a high acoustic impedance and a film having a low acoustic impedance are alternately stacked with a film thickness of ⁇ / 4 ( ⁇ : wavelength of elastic wave).
  • the film thicknesses of the lower electrode 124 and the upper electrode 126 and the film thickness of the piezoelectric thin film 128 affect the resonance frequency of the piezoelectric thin film resonator.
  • the area of the resonance region 130 affects the capacitance value of the piezoelectric thin film resonator.
  • the capacitance value of the piezoelectric thin film resonator affects the phase of the reflection characteristics of the filter. 19 (b), 20 (a) and 20 (b) FBAR (Film Bulk Acoustic Resonator) type or SMR (Solidly Mounted Resonator) type in FIG. 20 (c). You may use a child.
  • a piezoelectric thin film resonator is a device that utilizes resonance of vibration energy (elastic wave) propagating in the thickness direction.
  • the thickness direction is the vertical direction of FIG. 19B, that is, the stacking direction of the lower electrode 124, the piezoelectric thin film 128, and the upper electrode 126.
  • the vibration energy in the orthogonal direction is reflected at the end of the resonance region 130 and causes a resonance phenomenon in the resonance region 130. Spurious is generated in the reflection characteristic due to resonance of vibration energy propagating in the orthogonal direction.
  • FIG. 21A is a diagram illustrating the dispersion characteristics of the piezoelectric thin film resonator
  • FIG. 21B is a Smith chart illustrating the reflection characteristics of the piezoelectric thin film resonator.
  • the dispersion characteristic shown in FIG. 21A is a dispersion characteristic in an elastic wave mode used for the function of the filter.
  • the vertical axis represents frequency.
  • the horizontal axis of Fig.21 (a) represents the propagation constant to an orthogonal direction. In the region on the left side of the intersection of the horizontal axis and the vertical axis, the propagation constant is an imaginary number.
  • the propagation constant When the propagation constant is an imaginary number, there is no vibration energy in the orthogonal direction. In the region on the left side of the intersection of the horizontal axis and the vertical axis, the propagation constant is a real number. When the propagation constant is a real number, there is vibration energy in the orthogonal direction. Further, the intersection of the dispersion curve, which is the curve shown by the solid line in FIG. 21A, and the vertical axis is the cutoff frequency.
  • the cut-off frequency is a boundary between a state where the propagation constant is an imaginary number and a state where the propagation constant is a real number. That is, the cutoff frequency is a boundary between a state where vibration energy in the orthogonal direction does not exist and a state where the vibration energy exists.
  • the cutoff frequency is substantially the same as the resonance frequency of the piezoelectric thin film resonator.
  • FIGS. 21A to 22B are schematic diagrams.
  • the propagation constant is a real number on the lower frequency side than the cutoff frequency. Further, the propagation constant is an imaginary number on the higher frequency side than the cutoff frequency. That is, there is vibration energy in the orthogonal direction on the lower frequency side than the cutoff frequency. As shown in FIG. 21B, spurious is observed in the reflection characteristics in the region from the antiresonance point to the resonance point. Thus, spurious is generated due to resonance of vibration energy in the orthogonal direction.
  • FIG. 22A is a diagram illustrating the dispersion characteristics of the piezoelectric thin film resonator
  • FIG. 22B is a Smith chart illustrating the reflection characteristics of the piezoelectric thin film resonator.
  • the propagation constant is a real number on the higher frequency side than the cutoff frequency. Further, the propagation constant is an imaginary number on the lower frequency side than the cutoff frequency. That is, vibration energy in the orthogonal direction exists on the higher frequency side than the cutoff frequency. As shown in FIG. 22B, spurious is observed in the reflection characteristics in the region on the higher frequency side than the resonance point. Thus, spurious is generated due to resonance of vibration energy in the orthogonal direction.
  • the dispersion characteristic shown in FIG. 21A is a frequency decreasing type
  • the dispersion characteristic shown in FIG. 22A is a frequency increasing type.
  • FIG. 23A is a diagram illustrating a region where spurious is generated in the pass characteristics of the series resonator and the parallel resonator.
  • the horizontal axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the passing amount. Note that the pass characteristic of FIG. 23A is the same as that shown in FIG.
  • the series resonator S21 (see FIG. 1 (a)) and the parallel resonator P21 (see FIG. 1 (b)) have a frequency drop type dispersion characteristic piezoelectric thin film resonator. If it is, in the region a between the resonance point f rs of the series resonator S21 and the resonance point f rp of the parallel resonator P21, spurious is generated in the series resonator S21. In the region B on the lower frequency side than the resonance point f rp , spurious is generated in the series resonator S21 and the parallel resonator P21. However, the region B is outside the pass band of the ladder filter formed by the series resonator S21 and the parallel resonator P21. For this reason, the influence of the spurious generated in the region B on the pass characteristic of the ladder filter is small.
  • the resonance point f rp of the parallel resonator P21 and the series resonance are obtained.
  • spurious is generated in the parallel resonator P21.
  • spurious is generated in the series resonator S21 and the parallel resonator P21.
  • the spurious generated in the parallel resonator P21 has a greater influence on the pass characteristic of the ladder filter.
  • FIG. 23B is a diagram illustrating the calculation result of the pass characteristic of the filter including the piezoelectric thin film resonator having the frequency decreasing type dispersion characteristic.
  • the horizontal axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the passing amount.
  • the broken line indicates the pass characteristic of the reception filter that does not consider spurious.
  • the solid line shows the pass characteristic of the reception filter employing the piezoelectric thin film resonator having the frequency decreasing type dispersion characteristic considering spurious.
  • a plurality of ripples are generated on the lower frequency side than about 1970 MHz in the pass band.
  • the ripple is caused by spurious generated in the piezoelectric thin film resonator.
  • the piezoelectric thin film resonator has a frequency decreasing type dispersion characteristic, the spurious is caused by the series resonator. That is, when the dispersion characteristic of the piezoelectric thin film resonator is a frequency decreasing type, a ripple is generated on the low frequency side of the pass band of the filter due to spurious generated in the reflection characteristic of the series resonator.
  • Spurious is due to resonance of vibration energy propagating in the direction perpendicular to the thickness direction of the piezoelectric thin film. Therefore, spurious can be suppressed by increasing the distance through which vibration energy propagates.
  • the area of the resonance region 130 may be increased. By increasing the resonance region 130, the length of the piezoelectric thin film (for example, the lateral distance of the piezoelectric thin film 128 in FIG. 19B) increases.
  • FIGS. 24A to 27 are Smith charts showing the calculation results of the reflection characteristics of the piezoelectric thin film resonator. In each of FIGS.
  • the capacitance value of the piezoelectric thin film resonator is 0.76 pF, 1.1 pF, 1.5 pF, 1.9 pF, 2.2 pF, 2.6 pF, 2.8 pF. .
  • spurious is generated on the lower frequency side than the resonance point. Spurious occurs from the left end of the Smith chart to the vicinity of the lower end. In addition, the spurious is smaller in the piezoelectric thin film resonator having the capacitance value of 1.1 pF shown in FIG. 24B than in the piezoelectric thin film resonator having the capacitance value of 0.76 pF shown in FIG.
  • spurious occurs even when the capacitance value is 1.5 pF and when the capacitance value is 1.9 pF.
  • the size of the spurious is smaller than that shown in FIGS. 24 (a) and 24 (b).
  • the reflection characteristic is a smooth curve.
  • the spurious is further reduced by increasing the capacitance value.
  • the reflection characteristic is a substantially smooth curve even near the left end of the Smith chart.
  • the frequency at which spurious is generated varies depending on the dispersion characteristics of the piezoelectric thin film resonator. Therefore, in order to effectively suppress spurious generated in the pass characteristic of the ladder type filter, it is preferable to change the resonator that increases the capacitance value according to the dispersion characteristic of the piezoelectric thin film resonator included in the ladder type filter. . That is, when a piezoelectric thin film resonator having a frequency decreasing type dispersion characteristic is used as the resonator of the ladder filter, it is preferable to increase the capacitance value of the series resonator. When a piezoelectric thin film resonator having a frequency increasing type dispersion characteristic is used as the resonator of the ladder filter, it is preferable to increase the capacitance value of the parallel resonator.
  • the capacitance value of the first-stage piezoelectric thin film resonator included in the reception filter is used. Is required to be small.
  • the impedance of the reception filter in the pass band of the transmission filter can be increased, and the characteristics of the duplexer can be improved. Therefore, a reception filter employing a piezoelectric thin film resonator is required to achieve both phase rotation and spurious reduction.
  • piezoelectric thin film resonator there is a method of dividing a piezoelectric thin film resonator in series in order to achieve both phase rotation and spurious reduction.
  • one piezoelectric thin film resonator such as S1 in FIG. 5A is divided in series into two or more piezoelectric thin film resonators.
  • the plurality of piezoelectric thin film resonators are connected in series.
  • the capacitance value of the plurality of piezoelectric thin film resonators as a whole is the same as the capacitance value of the piezoelectric thin film resonator before division. For this reason, even when the piezoelectric thin film resonator is divided, phase rotation is possible.
  • the piezoelectric thin film resonator there is a piezoelectric thin film resonator having a larger capacitance value than the piezoelectric thin film resonator before division.
  • the division of the piezoelectric thin film resonator may cause an increase in the filter size. As the filter size increases, the duplexer becomes larger. Accordingly, it is required to optimize the capacitance value of the piezoelectric thin film resonator and the piezoelectric thin film resonator to be divided while suppressing an increase in filter size.
  • the filter is a reception filter corresponding to the W-CDMA Band2 system.
  • the conditions are as follows.
  • the reception filter was a seven-stage ladder filter. That is, the reception filter is a filter in which the transmission terminal Tx is replaced with the reception terminal Rx in the ladder type filter shown in FIGS. 5 (a) and 5 (b).
  • the piezoelectric thin film resonator included in the reception filter has a capacitance value that rotates the phase and increases the impedance in the pass band of the transmission filter.
  • the first-stage resonator as viewed from the antenna terminal Ant is the series resonator S1 (see FIG. 5A) and the parallel resonator P1 (see FIG. 5B). )))
  • the series resonator S1 is arranged in the first stage.
  • Table 1 is a table showing a calculation result of the capacitance value of each resonator in a ladder type filter in which the first-stage resonator as viewed from the antenna terminal Ant is a series resonator S1 (see the dotted line in the table).
  • the first column shows the type of resonator.
  • the second column shows the capacitance value of the resonator in the case where the phase rotation is not considered, that is, in the comparative example.
  • the third column shows the degree of suppression that is the degree of suppression of the capacitance value when the phase rotated example and the comparative example are compared.
  • the fourth column shows the capacitance value of the resonator when phase rotation is performed.
  • the product of the capacitance value shown in the second column and the suppression degree shown in the third column is the capacitance value shown in the fourth column.
  • the capacitance values are 0.5 Cs and 2 Cp, as described in FIGS. 3A and 3B, the capacitance values are also synthesized when the resonators are synthesized. Because.
  • the capacitance value of the series resonator S1 was suppressed by 25% from the comparative example, and became 0.25 Cs.
  • the degree of suppression of each of the series resonators S2 and S4 was 96%, and the capacitance value was 0.48 Cs.
  • the degree of suppression of the series resonator S3 was 110%, and the capacitance value was 0.55 Cs.
  • the degree of suppression of the parallel resonator P1 was 41%, and the capacitance value was 0.82 Cp.
  • the degree of suppression of the parallel resonator P2 was 71%, and the capacitance value was 1.42 Cp.
  • the degree of suppression of the parallel resonator P3 was 80%, and the capacitance value was 1.6 Cp.
  • the degree of suppression of the parallel resonator P4 was 95%, and the capacitance value was 0.95 Cp.
  • the resonators S1 to S4 and P1 to P4 are piezoelectric thin film resonators having a frequency decreasing type dispersion characteristic.
  • the series resonator has a great influence on the spurious.
  • the larger the capacitance value of the piezoelectric thin film resonator the smaller the spurious.
  • the smaller the capacitance value of the piezoelectric thin film resonator the greater the spurious.
  • the series resonators S2 to S4 having the minimum capacitance value of 0.5 Cs are large in spurious. Influences.
  • the first-stage series resonator S1 has a minimum capacitance value of 0.25 Cs. Therefore, spurious can be suppressed by increasing the capacitance value of the series resonator S1, that is, by increasing the area of the resonance region of the series resonator S1.
  • the series resonator S1 is divided into two in series. One of the series resonators formed by division has a resonance region having an area twice as large as that of the series resonator S1 before division and has a capacitance value of 0.5 Cs or more. Therefore, the size of the spurious can be equal to or smaller than that of the comparative example.
  • the resonators S1 to S4 and P1 to P4 are piezoelectric thin film resonators having a frequency increasing type dispersion characteristic.
  • the parallel resonator has a great influence on the spurious.
  • the first-stage parallel resonator P1 has a maximum suppression degree of 41% and a minimum capacitance value of 0.82Cp.
  • the minimum capacitance value is Cp.
  • the minimum capacitance value 0.82Cp in this simulation is about 80% of Cp. Accordingly, the size of the spurious is the same as that of the comparative example.
  • FIG. 28A is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example
  • FIG. 28B is the calculation of the reflection characteristic of the reception filter subjected to phase rotation. It is a Smith chart which shows a result.
  • FIG. 29A is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic in the pass band of the reception filter of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • FIG. 29B is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic in the pass band of the reception filter of the reception filter subjected to phase rotation.
  • FIG. 29A is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic in the pass band of the reception filter of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example
  • FIG. 29B is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic in the pass band of the reception filter of the reception filter subjected to phase rotation.
  • FIG. 30A is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic in the pass band of the transmission filter of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • FIG. 30B is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic in the pass band of the transmission filter of the reception filter subjected to phase rotation.
  • the Smith charts shown in FIGS. 28A, 29A, and 30A are the same as those shown in FIGS. 10A, 11A, and 12A, respectively. Same but shown again for comparison.
  • the phase of the reflection characteristic of the reception filter shown in FIG. 28 (b) is rotated.
  • the reflection characteristics of the reception filter in the pass band of the reception filter are located near the center of the Smith chart. . That is, the impedance of the reception filter is matched to 50 ⁇ in the pass band of the reception filter.
  • the phase rotation is performed, the deterioration of the characteristics of the reception filter in the pass band of the reception filter is suppressed.
  • the reflection characteristic was located near the left end of the Smith chart. As indicated by the dotted line in FIG. 30B, the reflection characteristic is not located near the left end of the Smith chart but near the right end due to the phase rotation. That is, due to the phase rotation, the impedance of the reception filter in the pass band of the transmission filter increased from the vicinity of 0 ⁇ to the vicinity of infinity.
  • Table 2 is a table showing a calculation result of the capacitance value of each resonator in a ladder type filter in which the first stage resonator as viewed from the antenna terminal Ant is a parallel resonator P1 (see the broken line in the table).
  • the capacitance value of the series resonator S1 is suppressed by 52% from the comparative example to 0.26 Cs.
  • the degree of suppression of the series resonator S2 was 76%, and the capacitance value was 0.38 Cs.
  • the suppression degree of the series resonator S3 was 84%, and the capacitance value was 0.47 Cs.
  • the suppression degree of the series resonator S4 was 51%, and the capacitance value was 0.51 Cs.
  • the degree of suppression of the parallel resonator P1 was 17%, and the capacitance value was 0.17 Cp.
  • the degree of suppression of the parallel resonator P2 was 95%, and the capacitance value was 1.9 Cp.
  • the degree of suppression of the parallel resonator P3 was 90%, and the capacitance value was 1.8 Cp.
  • the degree of suppression of the parallel resonator P4 was 75%, and the capacitance value was 1.5 Cp.
  • the first-stage series resonator S1 has a minimum capacitance value of 0.26 Cs. Therefore, spurious can be suppressed by increasing the capacitance value of the series resonator S1, that is, by increasing the area of the resonance region of the series resonator S1.
  • the series resonator S1 is divided into two in series. One of the series resonators formed by division has a resonance region having an area twice as large as that of the series resonator S1 before division and has a capacitance value of 0.5 Cs or more. Therefore, the size of the spurious can be equal to or smaller than that of the comparative example.
  • the resonators S1 to S4 and P1 to P4 are piezoelectric thin film resonators having a frequency increasing type dispersion characteristic.
  • the dispersion characteristic of the piezoelectric thin film resonator is a frequency increase type
  • the parallel resonator has a great influence on the spurious.
  • the first-stage parallel resonator P1 has a maximum suppression degree of 17% and a minimum capacitance value of 0.17 Cp.
  • the minimum capacitance value is Cp. Therefore, by dividing the parallel resonator P1 into, for example, six, a parallel resonator having a capacitance value similar to Cp can be formed. Thereby, the magnitude
  • FIG. 31A is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example
  • FIG. 31B is the calculation of the reflection characteristic of the reception filter subjected to phase rotation. It is a Smith chart which shows a result.
  • FIG. 32A is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristics in the pass band of the reception filter of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • FIG. 32B is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic in the pass band of the reception filter of the reception filter subjected to phase rotation.
  • FIG. 32A is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristics in the pass band of the reception filter of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example
  • FIG. 32B is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic in the pass band of the reception filter of the reception filter subjected to phase rotation.
  • FIG. 33A is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic in the pass band of the transmission filter of the reception filter included in the duplexer according to the comparative example.
  • FIG. 33B is a Smith chart showing the calculation result of the reflection characteristic in the pass band of the transmission filter of the reception filter subjected to phase rotation.
  • the Smith charts shown in FIGS. 31 (a), 32 (a) and 33 (a) are the same as those shown in FIGS. 10 (b), 11 (b) and 12 (b), respectively. Same but shown again for comparison.
  • the phase of the reflection characteristic of the reception filter shown in FIG. 31 (b) is rotated.
  • the reflection characteristics of the reception filter in the pass band of the reception filter are located near the center of the Smith chart in both the comparative example and the phase rotation. . That is, even when phase rotation is performed, the impedance of the reception filter is matched to 50 ⁇ in the pass band of the reception filter.
  • the reflection characteristic was located near the left end of the Smith chart.
  • the reflection characteristic was not located near the left end of the Smith chart, but was located near the right end. That is, due to the phase rotation, the impedance of the reception filter in the pass band of the transmission filter increased from the vicinity of 0 ⁇ to the vicinity of infinity.
  • the degree of suppression of the series resonator S1 is 52%.
  • the degree of suppression of the series resonator S1 is 25%.
  • the parallel resonator P1 is preferably a first-stage resonator. Further, by dividing the series resonator S1 into two or more in series, a series resonator having a capacitance value equal to or higher than that of the series resonator S1 of the comparative example is formed. Therefore, it is more preferable to divide the series resonator S1.
  • the degree of suppression of the parallel resonator P1 is further increased, when using a piezoelectric thin film resonator having a frequency increase type dispersion characteristic, it is preferable to use the series resonator S1 as a first-stage resonator.
  • Example 1 is an example in which the dispersion characteristic of a piezoelectric thin film resonator is a frequency decreasing type.
  • FIG. 34A is a circuit diagram illustrating the duplexer according to the first embodiment.
  • the duplexer 100a includes a transmission filter F13 (first filter), a reception filter F14 (second filter), an antenna terminal Ant (common terminal), and a transmission terminal Tx. (First terminal) and a receiving terminal Rx (second terminal).
  • One end of the transmission filter F13 is connected to the antenna terminal Ant, and the other end is connected to the transmission terminal Tx.
  • One end of the reception filter F14 is connected to the antenna terminal Ant, and the other end is connected to the reception terminal Rx.
  • the transmission filter F13 and the reception filter F14 are connected via an antenna terminal Ant. Further, no phase shifter is provided between the transmission filter F13 and the antenna terminal Ant and between the reception filter F14 and the antenna terminal Ant.
  • the duplexer 100a is a duplexer compatible with, for example, the W-CDMA Band2 system.
  • Each of the transmission filter and the reception filter is an n-stage ladder filter.
  • the transmission filter F13 includes series resonators S1t to Snt and parallel resonators P1t to Pnt.
  • the reception filter F14 includes series resonators S1 to Sn and parallel resonators P1 to Pn.
  • the first-stage resonator of the reception filter F14 viewed from the 0 antenna terminal Ant is a parallel resonator P1.
  • Each resonator is a piezoelectric thin film resonator, and has a frequency decreasing type dispersion characteristic.
  • the impedance of the reception filter F14 can be increased in the pass band of the transmission filter without using a phase shifter (FIG. 33B). , See Table 2). For this reason, the loss of the signal by the phase shifter can be suppressed, and the duplexer can be miniaturized. Further, as described in Tables 1 and 2, by setting the first-stage resonator as the parallel resonator P1, the degree of suppression of the series resonator S1 is smaller than when the first-stage resonator is the series resonator S1. can do.
  • the dispersion characteristic of the piezoelectric thin film resonator is the frequency decreasing type, it is possible to achieve both an increase in impedance of the reception filter F14 and suppression of spurious generated in the reflection characteristic. By suppressing the spurious, it becomes possible to suppress ripples caused by spurious.
  • the duplexer 100a is compatible with the W-CDMA Band 2 system, but may be compatible with other communication systems. As shown in FIGS. 13 to 16, in the W-CDMA Band 2 system, when the guard bandwidth is 40 MHz or less, the impedance of the reception filter in the transmission filter band is greatly reduced. Therefore, the duplexer 100 is compatible with the W-CDMA Band 2 system, and the interval between the pass band of the transmission filter F13 and the pass band of the reception filter F14 is 40 MHz, thereby effectively improving the characteristics of the duplexer. can do. Furthermore, when the guard bandwidth is 30 MHz and 20 MHz, the characteristics of the duplexer can be improved more effectively.
  • the transmission filter F13 may have a configuration different from that shown in FIG.
  • the first-stage resonator viewed from the antenna terminal Ant side may be a parallel resonator P1t.
  • each stage in the reception filter F14 it is preferable to increase the impedance of the resonator from the reception terminal Rx toward the antenna terminal Ant.
  • the piezoelectric thin film resonators included in the transmission filter F13 and the reception filter F15 may be any of the resonators illustrated in FIGS. 19B to 20C. However, each piezoelectric thin film resonator has a frequency decreasing type dispersion characteristic.
  • the first modification of the first embodiment is an example in which a series resonator is divided into a plurality of resonators.
  • FIG. 34B is a circuit diagram illustrating the duplexer according to the first modification of the first embodiment. The description of the same configuration as that already described in FIG.
  • the reception filter F15 is an n-stage ladder filter including series resonators S1-1 to Sn and parallel resonators P1 to Pn.
  • the first-stage resonator of the reception filter F14 viewed from the antenna terminal Ant side is a parallel resonator P1.
  • the reception filter F15 is a filter that performs phase rotation of the reception filter according to the comparative example, and the impedance of the reception filter F15 is close to infinity in the pass band of the transmission filter. That is, the reception filter F15 corresponds to the case of Table 2.
  • the series resonators S1-1 and S1-2 are series resonators formed by dividing the series resonator S1 shown in FIG. 34 (a) into two in series. A parallel resonator is not connected between the series resonator S1-1 (first series resonator) and the series resonator S1-2 (second series resonator).
  • the dispersion characteristics of each of the series resonators S1-1 to Sn and the parallel resonators P1 to Pn are a frequency decreasing type.
  • the first stage series resonator of the reception filter F15 is a series resonator divided in two into S1-1 and S1-2. Accordingly, the capacitance value of one of the series resonators S1-1 and S1-2 is twice or more the combined capacitance value of the series resonators S1-1 and S1-2.
  • An increase in capacitance value means an increase in the area of the resonance region of the piezoelectric thin film resonator. Spurious can be suppressed by increasing the area of the resonator of the piezoelectric thin film resonator (see FIGS. 24A to 27).
  • the capacitance value obtained by combining the series resonators S1-1 and S1-2 is set to a capacitance value that increases the impedance of the reception filter F15 in the pass band of the transmission filter (see FIG. 33B and Table 2). .
  • the dispersion characteristic of the piezoelectric thin film resonator is a frequency decreasing type, it is possible to achieve both an increase in impedance of the reception filter F15 and suppression of spurious. .
  • the impedance of the reception filter F15 can be increased in the pass band of the transmission filter without using a phase shifter (see FIG. 33B and Table 2). Since a phase shifter is not used, signal loss can be suppressed. In this case, as shown in Table 2, the capacitance value of the series resonator S1 is suppressed by 52% from the case of the comparative example.
  • the series resonator S1 is divided to form the series resonators S1-1 and S1-2.
  • the series resonator S1 is preferably divided in series.
  • the first stage series resonator may be a series resonator divided in series into three or more.
  • a series resonator having a large capacitance value is formed, and spurious can be more effectively suppressed.
  • the size of the reception filter F15 increases. For this reason, it is preferable to set the number of divisions so that an increase in size of the reception filter F15 is suppressed.
  • the series resonator is divided into two to form S1-1 and S1-2, thereby suppressing spurious and increasing the size of the reception filter F15. Is possible.
  • the series resonators S1-1 and S1-2 may have the same capacitance value or different capacitance values.
  • the spurious generation may be approximated and the spurious may be strengthened in the series resonators S1-1 and S1-2.
  • the series resonators S1-1 and S1-2 have different capacitance values, the spurious generation is different in the series resonators S1-1 and S1-2, and the spurious cancels out. Therefore, in order to efficiently suppress spurious, the series resonators S1-1 and S1-2 preferably have different capacitance values.
  • the resonance region 130 (for example, FIG. 19B) is used in the series resonator S1-1 and the series resonator S1-2. It is preferable that the shape of (see)) is different. Even when the series resonator S1 is divided into three or more in series, at least one series resonator among the plurality of series resonators formed by division is another series resonance among the plurality of series resonators. It is preferable to have a capacitance value different from that of the child. Moreover, it is preferable that the shape of the resonance region 130 is different between at least one series resonator and another series resonator among the plurality of series resonators.
  • FIG. 35A is a circuit diagram illustrating a duplexer according to a second modification of the first embodiment. Descriptions of the same configurations as those already described in FIGS. 34 (a) and 34 (b) are omitted.
  • the first-stage resonator of the reception filter F16 viewed from the antenna terminal Ant side is a series resonator S1-1. No parallel resonator is connected between the series resonators S1-1 and S1-2.
  • both an increase in impedance of the reception filter F16 in the pass band of the transmission filter and suppression of spurious are achieved. be able to.
  • the second modification of the first embodiment it is possible to increase the impedance of the reception filter F16 in the pass band of the transmission filter without using a phase shifter (see FIG. 30B and Table 1). Since a phase shifter is not used, signal loss can be suppressed.
  • the capacitance value of the series resonator S1 is suppressed by 25% from the case of the comparative example. The suppression of the capacitance value can cause an increase in spurious.
  • the series resonator S1 is divided in series to form the series resonators S1-1 and S1-2.
  • the series resonator S1 is preferably divided in series.
  • Example 2 is an example in which the dispersion characteristic of the piezoelectric thin film resonator is a frequency rising type.
  • FIG. 35B is a circuit diagram illustrating the duplexer according to the second embodiment. The description of the same configuration as that already described in FIGS. 34A to 35B is omitted.
  • the reception filter F17 is an n-stage ladder type filter including series resonators S1 to Sn and parallel resonators P1 to Pn.
  • the first-stage resonator of the reception filter F17 viewed from the antenna terminal Ant side is a series resonator S1.
  • the reception filter F17 is a filter that performs phase rotation of the reception filter according to the comparative example, and the impedance of the reception filter F17 is close to infinity in the pass band of the transmission filter. That is, the reception filter F17 corresponds to the case of Table 1.
  • the dispersion characteristics of the series resonators S1 to Sn and the parallel resonators P1 to Pn are frequency rising types.
  • the impedance of the reception filter F17 can be increased in the pass band of the transmission filter without using a phase shifter (see FIG. 30B and Table 1).
  • the degree of suppression of the parallel resonator P1 is 41%
  • the capacitance value of the parallel resonator P1 is about 0.82 Cp which is about 80% of the minimum capacitance value in the comparative example in which phase rotation is not performed. It becomes. Therefore, even when phase rotation is performed, a significant increase in spurious is suppressed.
  • the dispersion characteristic of the piezoelectric thin film resonator is a frequency decreasing type, it is possible to achieve both increase in impedance of the reception filter F17 and suppression of spurious. Furthermore, since no phase shifter is used, signal loss due to the phase shifter is suppressed. Thereby, the characteristics of the duplexer 200 can be improved.
  • the first-stage resonator is the parallel resonator P1 as shown in FIG. 34B
  • the degree of suppression of the capacitance value of the parallel resonator P1 is 17%, and the capacitance value of the parallel resonator P1 becomes small.
  • a decrease in the capacitance value is not preferable from the viewpoint of suppressing spurious.
  • the parallel resonator P1 may be divided into, for example, six. However, increasing the number of divisions may increase the size of the reception filter. Therefore, in order to suppress spurious and to suppress an increase in the size of the reception filter, it is preferable that the first-stage resonator is a series resonator S1.
  • Example 3 is an example using a shunt inductor. First, the purpose of using the shunt inductor will be described.
  • the duplexer In the reception band, the resonance of the piezoelectric thin film resonator included in the transmission filter is suppressed, and the piezoelectric thin film resonator functions as a capacitor. That is, in the pass band of the reception filter, the transmission filter functions as a capacitive circuit in which capacitors are connected in a ladder shape. Therefore, when viewed from the antenna terminal Ant, the duplexer can be regarded as a circuit in which a reception filter and a capacitor are connected in parallel. Similarly, the reception filter functions as a capacitive circuit in the pass band of the transmission filter. When viewed from the antenna terminal Ant, the duplexer can be regarded as a circuit in which a transmission filter and a capacitor are connected in parallel. As a result, in each of the pass band of the transmission filter and the pass band of the reception filter, the characteristics of the capacitor are superimposed on the characteristics of the transmission filter and the characteristics of the reception filter. Therefore, the characteristics of the duplexer may be deteriorated.
  • FIG. 36A is a circuit diagram illustrating a duplexer according to the third embodiment. The description of the same configuration as that already described in FIG.
  • the duplexer 300a includes an inductor L between the antenna terminal Ant and the transmission filter F13 and the reception filter F14. One end of the inductor L is connected between the antenna terminal Ant and the transmission filter F13 and the reception filter F14, and the other end is grounded.
  • the duplexer 300a has a configuration in which the inductor L is added to the duplexer 100a shown in FIG. The capacity value of the reception filter F14 outside the reception band and the capacity value of the transmission filter F13 outside the transmission band are approximately the same.
  • the inductor L cancels the reactance component of the reception filter F14 outside the reception band.
  • the inductor L cancels out the reactance component of the transmission filter F13 outside the transmission band. That is, the inductor L functions as a shunt inductor.
  • the characteristics of the duplexer 300a viewed from the antenna terminal Ant can be brought close to the characteristics of the transmission filter F13 to which no capacitor is connected.
  • the characteristics of the duplexer 300a viewed from the antenna terminal Ant can be brought close to the characteristics of the reception filter F14 to which no capacitor is connected. Therefore, according to the third embodiment, the characteristics of the duplexer 300a can be more effectively improved.
  • the phase rotation by the inductor L is very small, and the inductor L does not greatly affect the reflection characteristics of the transmission filter F13 and the reception filter F14.
  • the inductor L does not function as a phase shifter. Therefore, even when the inductor L is provided, the reception filter F14 maintains a high impedance in the pass band of the transmission filter. Further, the capacity value of the reception filter F14 outside the reception band and the capacity value of the transmission filter F13 outside the transmission band are approximately the same. For this reason, by using one inductor L, it is possible to cancel the capacities of the transmission filter F13 and the reception filter F14. As a result, an increase in the size of the duplexer 300a can be suppressed. Further, since the circuit configuration is prevented from becoming complicated, the possibility that the duplexer 300a is increased in cost is low. Next, a first modification of the third embodiment will be described.
  • FIG. 36B is a circuit diagram illustrating the duplexer according to the first modification of the third embodiment. The description of the same configuration as that already described in FIGS. 34 (a) and 36 (a) is omitted.
  • the duplexer 300b according to the first modification of the third embodiment has a configuration in which an inductor L is added to the duplexer 100b illustrated in FIG.
  • FIG. 37A is a circuit diagram illustrating a duplexer according to a second modification of the third embodiment. The description of the same configuration as that already described in FIG. 35A and FIG. 36A is omitted. As illustrated in FIG. 37A, the duplexer 300c according to the second modification of the third embodiment has a configuration in which an inductor L is added to the duplexer 100c illustrated in FIG.
  • FIG. 37B is a circuit diagram illustrating a duplexer according to a third modification of the third embodiment. The description of the same configuration as that already described in FIGS. 35B and 36A is omitted. As shown in FIG. 37B, the duplexer 300d according to the second modification of the third embodiment has a configuration in which an inductor L is added to the duplexer 200 shown in FIG.
  • the inductor L functions as a shunt inductor. Accordingly, the characteristics of the duplexer 300b, the duplexer 300c, and the duplexer 300d are improved.
  • Example 4 is an application example of a duplexer to an RF (Radio Frequency) module.
  • FIG. 38 is a block diagram illustrating the RF module according to the fourth embodiment.
  • the RF module 400 includes an antenna 104, an antenna switch 402, a duplexer bank 404, and an amplifier module 406.
  • the RF module 400 is an RF module for mobile phones, for example, and supports a plurality of communication systems such as a GSM (Global System for Mobile Communication) communication system and a W-CDMA communication system.
  • the GSM system corresponds to the 850 MHz band (GSM850), 900 MHz band (GSM900), 1800 MHz band (GSM1800), and 1900 MHz band (GSM1900).
  • the antenna 104 can transmit and receive, for example, both GSM and W-CDMA transmission / reception signals.
  • the duplexer bank 404 includes a plurality of duplexers 404a, 404b and 404c. Each of the plurality of duplexers is a duplexer corresponding to each of a plurality of communication methods.
  • the antenna switch 402 selects a duplexer corresponding to the communication scheme from a plurality of duplexers included in the duplexer bank 404 according to the communication scheme of the signal to be transmitted and received, and the selected duplexer and antenna 104 are selected. And connect.
  • Each duplexer is connected to an amplifier module 406.
  • the amplifier module 406 amplifies the signal received by the reception filter of the duplexer and outputs it to the processing unit.
  • the amplifier module 406 amplifies the signal generated by the processing unit and outputs the amplified signal to the transmission filter of the duplexer.
  • Each of the duplexers 404a to 404c may have the same configuration as any one of the duplexers 100a to 300d (see FIGS. 34 (a) to 37 (b)), or the duplexers 404a to 404c. Two or one of them may have the same configuration as any one of the duplexers 100a to 300. In other words, at least one of the duplexers 404a to 404c has the same configuration as any one of the duplexers 100a to 300.
  • the duplexer bank 404 may include two duplexers or four or more duplexers. At least one of the plurality of duplexers included in the duplexer bank 404 has the same configuration as any one of the duplexers 100a to 100a.
  • the RF module 400 can also use a duplexer that performs phase rotation without using a phase shifter and suppresses ripples. Thereby, the characteristics of the RF module 400 can be improved. Since a phase shifter is not used, signal loss can be suppressed and the RF module can be miniaturized.
  • the RF module may be an RF module used for purposes other than for cellular phones, such as a wireless LAN (Local Area Network).
  • the RF module may be mounted on an electronic device such as a mobile phone, a personal computer, or a PDA (Personal Digital Assistant: personal digital assistant).
  • the embodiment is not limited to a duplexer compatible with the W-CDMA Band 2 system, but is also applied to a duplexer compatible with a communication system other than the W-CDMA Band 2.
  • a piezoelectric thin film resonator may be used in a duplexer corresponding to a high frequency of 1 GHz or more. Therefore, the embodiment is particularly effective in the duplexer corresponding to a high frequency of 1 GHz or more.
  • the embodiment can also be applied to a duplexer corresponding to a frequency of less than 1 GHz.
  • the pass band of each of the reception filters F14 to F17 is located on the higher frequency side than the pass band of the transmission filter F13. That is, in the embodiment, among the first filter and the second filter provided in the duplexer, the second filter whose pass band is located on the higher frequency side than the pass band of the first filter is used as the reception filter.
  • the first filter is a transmission filter.
  • the configuration of the duplexer is not limited to this.
  • the first filter may be a reception filter and the second filter may be a transmission filter. Both the first filter and the second filter may be reception filters. Even when the configuration of the duplexer is changed, the second filter may be configured as any one of the reception filters F14 to F17 described in the first to third embodiments.
  • the dispersion characteristics of the piezoelectric thin film resonator are as follows. , Mainly depending on the material of the piezoelectric thin film 128 included in the piezoelectric thin film resonator.
  • the piezoelectric thin film 128 is made of a material having a Poisson's ratio of less than 0.3
  • the dispersion characteristic of the piezoelectric thin film resonator is a frequency decreasing type. Examples of the material having a Poisson's ratio of less than 0.3 include aluminum nitride (AlN) oriented in the (002) direction.
  • the dispersion characteristic of the piezoelectric thin film resonator is a frequency increasing type.
  • the material having a Poisson's ratio of 0.3 or more include zinc oxide (ZnO) oriented in the (002) direction.
  • ZnO zinc oxide
  • the acoustic reflection film 138 is used as shown in FIG. 20C, not only the Poisson ratio of the piezoelectric thin film 128 but also the Poisson ratio of the acoustic reflection film 138 can affect the dispersion characteristics of the piezoelectric thin film resonator. is there.

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Abstract

　本発明は、一端がアンテナ端子Ａｎｔに接続され、他端が送信端子Ｔｘに接続された送信フィルタＦ１３と、一端がアンテナ端子Ａｎｔに接続され、他端が受信端子Ｒｘに接続され、送信フィルタＦ１３の通過帯域より高周波数側に通過帯域を有する受信フィルタＦ１４と、を具備し、送信フィルタＦ１３とアンテナ端子Ａｎｔとの間、及び受信フィルタＦ１４とアンテナ端子Ａｎｔとの間のいずれにも位相器を備えず、受信フィルタＦ１４は、複数の圧電薄膜共振子をラダー型に接続したラダー型フィルタであり、圧電薄膜共振子の共振周波数よりも低周波数側において、圧電薄膜共振子が備える圧電薄膜の厚み方向と直交する方向の伝搬定数が実数であり、アンテナ端子Ａｎｔ側から見た受信フィルタＦ１４の初段の共振子は、並列共振子Ｐ１である分波器。　

Description

分波器
　本発明は分波器に関する。
　近年、携帯電話、携帯情報端末等の移動体通信機器が急速に普及している。移動体通信機器には、受信信号と送信信号との干渉を抑制する分波器、特に高周波用の分波器が用いられる。移動体通信機器の小型化のため、分波器は一般に送信フィルタと受信フィルタとを１パッケージとして構成される。分波器を構成する低損失なフィルタとしてラダー型フィルタが用いられることがある。ラダー型フィルタは、それぞれに共振子を設けた直列腕及び並列腕を接続して構成されるフィルタである。共振子としては、弾性表面波（ＳＡＷ：Surface Acoustic Wave）共振子、及び圧電薄膜共振子が用いられる。圧電薄膜共振子は、ＳＡＷ共振子が備える櫛形電極のような微細パターンを用いないため、１ＧＨｚ以上に対応する高周波デバイスに特に適している。
　また分波器を構成する送信フィルタ及び受信フィルタには、互いの通過帯域において高インピーダンスになるように、インピーダンス整合していることが求められる。受信フィルタの通過帯域と送信フィルタの通過帯域とが近い帯域である場合には、インピーダンス整合が特に重要となる。インピーダンス整合を行うために、位相器を用いることがある。特許文献１には、インピーダンス整合を行う位相器をフィルタと同一パッケージとする発明が開示されている。
特開２００６－１２９４４５号公報
　位相器の挿入により、信号に損失が発生することがある。位相器による信号の損失を抑制するために、位相器を用いずにインピーダンス整合を行うことがある。しなしながら、位相器を用いずにインピーダンス整合を行った場合、フィルタの通過特性にリップルが発生することがある。本発明は上記課題に鑑み、リップルの抑制が可能な分波器を提供することを目的とする。
　本発明は、一端が共通端子に接続され、他端が第１端子に接続された第１フィルタと、一端が前記共通端子に接続され、他端が第２端子に接続され、前記第１フィルタの通過帯域より高周波数側に通過帯域を有する第２フィルタと、を具備し、前記第１フィルタと前記共通端子との間、及び前記第２フィルタと前記共通端子との間のいずれにも位相器を備えず、前記第２フィルタは、複数の圧電薄膜共振子をラダー型に接続したラダー型フィルタであり、前記圧電薄膜共振子の共振周波数よりも低周波数側において、前記圧電薄膜共振子が備える圧電薄膜の厚み方向と直交する方向の伝搬定数が実数であり、前記共通端子側から見た前記第２フィルタの初段の共振子は、並列共振子である分波器である。本発明によれば、リップルの抑制が可能な分波器を提供することができる。
　上記構成において、前記第２フィルタが備える前記共通端子に最も近い直列共振子は、直列に分割されている構成とすることができる。この構成によれば、リップルをより効果的に抑制することが可能となる。
　本発明は、一端が共通端子に接続され、他端が第１端子に接続された第１フィルタと、一端が前記共通端子に接続され、他端が第２端子に接続され、前記第１フィルタの通過帯域より高周波数側に通過帯域を有する第２フィルタと、を具備し、前記第１フィルタと前記共通端子との間、及び前記第２フィルタと前記共通端子との間のいずれにも位相器を備えず、前記第２フィルタは、複数の圧電薄膜共振子をラダー型に接続したラダー型フィルタであり、前記圧電薄膜共振子の共振周波数よりも低周波数側において、前記圧電薄膜共振子が備える圧電薄膜の厚み方向と直交する方向の伝搬定数が実数であり、前記共通端子側から見た前記第２フィルタの初段の共振子は、直列共振子であり、前記直列共振子は、直列に分割されている分波器である。本発明によれば、リップルの抑制が可能な分波器を提供することができる。
　上記構成において、前記圧電薄膜のポアソン比は０．３未満である構成とすることができる。
　上記構成において、前記直列共振子が直列に分割されて形成された複数の直列共振子のうち、少なくとも１つの直列共振子は、前記複数の直列共振子のうち前記１つの直列共振子以外の直列共振子と異なる容量値を有する構成とすることができる。この構成によれば、複数の直列共振子の各々において発生するスプリアスが互いに打ち消し合う。従って、スプリアスが互いに強めあうことを抑制し、効率的にスプリアスを抑制することができる。
　上記構成において、前記直列共振子が直列に分割されて形成された複数の直列共振子のうち、少なくとも１つの直列共振子と、前記複数の直列共振子のうち前記１つの直列共振子以外の直列共振子とでは、前記圧電薄膜を介して前記上部電極と前記下部電極とが互いに重なる領域の形状が異なる構成とすることができる。この構成によれば、複数の直列共振子の各々において発生するスプリアスが互いに打ち消し合う。従って、スプリアスが互いに強めあうことを抑制し、効率的にスプリアスを抑制することができる。
　本発明は、一端が共通端子に接続され、他端が第１端子に接続された第１フィルタと、一端が前記共通端子に接続され、他端が第２端子に接続され、前記第１フィルタの通過帯域より高周波数側に通過帯域を有する第２フィルタと、を具備し、前記第１フィルタと前記共通端子との間、及び前記第２フィルタと前記共通端子との間のいずれにも位相器を備えず、前記第２フィルタは、複数の圧電薄膜共振子をラダー型に接続したラダー型フィルタであり、前記圧電薄膜共振子の共振周波数よりも高周波数側において、前記圧電薄膜共振子が備える圧電薄膜の厚み方向と直交する方向の伝搬定数が実数であり、前記共通端子側から見た前記第２フィルタの初段の共振子は、直列共振子である分波器である。本発明によれば、リップルの抑制が可能な分波器を提供することができる。
　上記構成において、前記圧電薄膜のポアソン比は０．３以上である構成とすることができる。
　上記構成において、前記第１フィルタは送信フィルタであり、前記第２フィルタは受信フィルタである構成とすることができる。
　上記構成において、前記第１フィルタの通過帯域と、前記第２フィルタの通過帯域との間隔は、４０ＭＨｚ以下である構成とすることができる。この構成によれば、リップルをより効果的に抑制することが可能となる。
　上記構成において、一端が前記共通端子と、前記第１フィルタ及び前記第２フィルタとの間に接続され、他端が接地されているインダクタを備える構成とすることができる。この構成によれば、リップルをより効果的に抑制することが可能となる。
　上記構成において、前記分波器は、Ｗ－ＣＤＭＡ　Ｂａｎｄ２方式向けの分波器である構成とすることができる。この構成によれば、リップルをより効果的に抑制することが可能となる。
　本発明によれば、リップルの抑制が可能な分波器を提供することができる。
図１（ａ）は、直列共振子の構成図であり、図１（ｂ）は、並列共振子の構成図であり、図１（ｃ）は、直列共振子及び直列共振子の通過特性を示す図である。 図２（ａ）は、１段ラダー型フィルタの構成図であり、図２（ｂ）は、１段ラダー型フィルタの通過特性を示す図である。 図３（ａ）及び図３（ｂ）は、多段ラダー型フィルタの構成図である。 図４は、分波器を例示するブロック図である。 図５（ａ）は、初段が直列共振子であるラダー型フィルタを例示する回路図であり、図５（ｂ）は、初段が並列共振子であるラダー型フィルタを例示する回路図であり、図５（ｃ）は、送信フィルタの通過特性の計算結果を示す図である。 図６（ａ）及び図６（ｂ）は、比較例に係る分波器が備える送信フィルタの反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。 図７（ａ）及び図７（ｂ）は、比較例に係る分波器が備える送信フィルタの、送信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。 図８（ａ）及び図８（ｂ）は、比較例に係る分波器が備える送信フィルタの、受信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。 図９は、受信フィルタの通過特性の計算結果を示す図である。 図１０（ａ）及び図１０（ｂ）は、比較例に係る分波器が備える受信フィルタの反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。 図１１（ａ）及び図１１（ｂ）は、比較例に係る分波器が備える受信フィルタの、受信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。 図１２（ａ）及び図１２（ｂ）は、比較例に係る分波器が備える受信フィルタの、送信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。 図１３（ａ）は、ガードバンド幅が７０ＭＨｚの場合における受信フィルタの通過特性の計算結果を示す図である。図１３（ｂ）は、ガードバンド幅が７０ＭＨｚの場合の、送信フィルタの通過帯域における受信フィルタの反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。 図１４（ａ）は、ガードバンド幅が４０ＭＨｚの場合における受信フィルタの通過特性の計算結果を示す図である。図１４（ｂ）は、ガードバンド幅が４０ＭＨｚの場合の、送信フィルタの通過帯域における受信フィルタの反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。 図１５（ａ）は、ガードバンド幅が３０ＭＨｚの場合における受信フィルタの通過特性の計算結果を示す図である。図１５（ｂ）は、ガードバンド幅が３０ＭＨｚの場合の、送信フィルタの通過帯域における受信フィルタの反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。 図１６（ａ）は、ガードバンド幅が２０ＭＨｚの場合における受信フィルタの通過特性の計算結果を示す図である。図１６（ｂ）は、ガードバンド幅が２０ＭＨｚの場合の、送信フィルタの通過帯域における受信フィルタの反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。 図１７（ａ）から図１７（ｃ）は、位相器を備える分波器を例示する回路図である。 図１８（ａ）及び図１８（ｂ）は、初段の共振子がキャパシタとして機能する受信フィルタを例示する模式図である。 図１９（ａ）は、圧電薄膜共振子を例示する平面図であり、図１９（ｂ）は、圧電薄膜共振子を例示する断面図である。 図２０（ａ）から図２０（ｃ）は、圧電薄膜共振子を例示する断面図である。 図２１（ａ）は、圧電薄膜共振子の分散特性を例示する図であり、図２１（ｂ）は、圧電薄膜共振子の反射特性を例示するスミスチャートである。 図２２（ａ）は、圧電薄膜共振子の分散特性を例示する図であり、図２２（ｂ）は、圧電薄膜共振子の反射特性を例示するスミスチャートである。 図２３（ａ）は、直列共振子及び直列共振子の通過特性において、リップルが発生する領域を例示する図である。図２３（ｂ）は、周波数下降型の分散特性を有する圧電薄膜共振子を備えたフィルタの通過特性の計算結果を示す図である。 図２４（ａ）及び図２４（ｂ）は、圧電薄膜共振子の反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。 図２５（ａ）及び図２５（ｂ）は、圧電薄膜共振子の反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。 図２６（ａ）及び図２６（ｂ）は、圧電薄膜共振子の反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。 図２７は、圧電薄膜共振子の反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。 図２８（ａ）は、比較例に係る分波器が備える受信フィルタの反射特性の計算結果を示すスミスチャートであり、図２８（ｂ）は、位相回転を行った受信フィルタの反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。 図２９（ａ）は、比較例に係る分波器が備える受信フィルタの、受信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。図２９（ｂ）は、位相回転を行った受信フィルタの、受信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。 図３０（ａ）は、比較例に係る分波器が備える受信フィルタの、送信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。図３０（ｂ）は、位相回転を行った受信フィルタの、送信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。 図３１（ａ）は、比較例に係る分波器が備える受信フィルタの反射特性の計算結果を示すスミスチャートであり、図３１（ｂ）は、位相回転を行った受信フィルタの反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。 図３２（ａ）は、比較例に係る分波器が備える受信フィルタの、受信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。図３２（ｂ）は、位相回転を行った受信フィルタの、受信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。 図３３（ａ）は、比較例に係る分波器が備える受信フィルタの、送信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。図３３（ｂ）は、位相回転を行った受信フィルタの、送信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。 図３４（ａ）は、実施例１に係る分波器を例示する回路図であり、図３４（ｂ）は、実施例１の第１の変形例に係る分波器を例示する回路図である。 図３５（ａ）は、実施例１の第２の変形例に係る分波器を例示する回路図であり、図３５（ｂ）は、実施例２に係る分波器を例示する回路図である。 図３６（ａ）は、実施例３に係る分波器を例示する回路図であり、図３６（ｂ）は、実施例３の第１の変形例に係る分波器を例示する回路図である。 図３７（ａ）は、実施例３の第２の変形例に係る分波器を例示する回路図であり、図３７（ｂ）は、実施例３の第３の変形例に係る分波器を例示する回路図である。 図３８は、実施例４に係るＲＦモジュールを例示するブロック図である。
　まず、ラダー型フィルタについて説明する。図１（ａ）は直列共振子の構成図であり、図１（ｂ）は並列共振子の構成図であり、図１（ｃ）は直列共振子及び直列共振子の通過特性を示す図である。
　図１（ａ）に示すように、直列共振子は、共振子Ｓ２１を一端子対共振子としたとき、２つの信号端子のうち、一方を入力端子Ｉｎ、他方を出力端子Ｏｕｔとしたものである。図１（ｂ）に示すように、並列共振子は、共振子Ｐ２１を一端子対共振子としたとき、２つの信号端子のうち、一方をグランド端子に接続し、他方を入力端子Ｉｎと出力端子Ｏｕｔの短絡線路に接続したものである。
　図１（ｃ）の横軸は周波数、縦軸は通過量である。直列共振子の通過特性は実線、並列共振子の通過特性は破線で示す。図１（ｃ）に示すように、直列共振子の通過特性は、１つの共振点（共振周波数）ｆｒｓと１つの反共振点（反共振周波数）ｆａｓとを有する。共振点ｆｒｓで通過量は最大となり、反共振点ｆａｓで通過量は最小となる。一方、並列共振子の通過特性は、１つの共振点ｆｒｐと１つの反共振点ｆａｐとを有する。共振点ｆｒｐで通過量は最小となり、反共振点ｆａｐで通過量は最大となる。
　図２（ａ）は１段ラダー型フィルタの構成図であり、図２（ｂ）は１段ラダー型フィルタの通過特性を示す図である。
図２（ａ）に示すように、直列共振子Ｓ２２が直列共振子として入力端子Ｉｎと出力端子Ｏｕｔに直列に接続され、並列共振子Ｐ２２が並列共振子として出力端子Ｏｕｔとグランド間に接続される。例えば、直列共振子の共振点ｆｒｓと並列共振子の反共振点ｆａｐは概一致するように設計する。
　図２（ｂ）の横軸は周波数、縦軸は通過量を示す。図２（ａ）の構成により、直列共振子と並列共振子の通過特性が合成され、図２（ｂ）の通過特性が得られる。通過量は、直列共振子の共振点ｆｒｓと並列共振子の反共振点ｆａｐ付近が最大となり、直列共振子の反共振点ｆａｓ及び並列共振子の共振点ｆｒｐが極小となる。そして、並列共振子の共振点ｆｒｐから直列共振子の反共振点ｆａｓの周波数帯域が通過帯域となり、並列共振子の共振点ｆｒｐ以下及び直列共振子の反共振点ｆａｓ以上の周波数帯域が減衰域となる。このように、ラダー型フィルタはバンドパスフィルタとして機能する。
　次に多段ラダー型フィルタについて説明する。図３（ａ）及び図３（ｂ）は、多段ラダー型フィルタの構成図である。
　図３（ａ）に示すように、ラダー型フィルタＦ１０は直列共振子Ｓ１、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ及びＳ３、並びに並列共振子Ｐ１ａ、Ｐ１ｂ、Ｐ２ａ及びＰ２ｂを備える。入力端子Ｉｎと出力端子Ｏｕｔとの間に、直列共振子Ｓ１、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ及びＳ３が直列に接続されている。直列共振子Ｓ１の一端は入力端子Ｉｎに接続されている。直列共振子Ｓ４の一端は出力端子Ｏｕｔに接続されている。
　直列共振子Ｓ１と直列共振子Ｓ２ａとの間には、並列共振子Ｐ１ａ及び並列共振子Ｐ１ｂがそれぞれ並列に接続されている。直列共振子２ｂと直列共振子３との間には、並列共振子Ｐ２ａ及び並列共振子Ｐ２ｂがそれぞれ並列に接続されている。また並列共振子Ｐ１ａ、Ｐ１ｂ、Ｐ２ａ及びＰ２ｂはグランド端子に接続されている。多段ラダー型フィルタＦ１０は、図２（ａ）に示した１段ラダー型フィルタを複数接続して構成される。例えば、直列共振子Ｓ１と並列共振子Ｐ１ａとからなるラダー型フィルタが、直列共振子Ｓ２ａと並列共振子Ｐ１ｂとからなるラダー型フィルタと、ノードＮ１を介して接続されている。直列共振子Ｓ２ａと並列共振子Ｐ１ｂとからなるラダー型フィルタが、直列共振子Ｓ２ｂと並列共振子Ｐ２ａとからなるラダー型フィルタと、ノードＮ２を介して接続されている。直列共振子Ｓ２ｂと並列共振子Ｐ２ａとからなるラダー型フィルタが、直列共振子Ｓ３と並列共振子Ｐ２ｂとからなるラダー型フィルタと、ノードＮ３を介して接続されている。なお、各段間での信号の反射を抑制するため、隣り合う１段ラダー型フィルタは、互いに反転させた形で接続される。
　図３（ｂ）に示すように、フィルタの小型化のために、直列共振子Ｓ２ａ及びＳ２ｂを１つの直列共振子Ｓ２としてもよい。また並列共振子Ｐ１ａ及びＰ１ｂを１つの並列共振子Ｐ１とし、さらに並列共振子Ｐ２ａ及びＰ２ｂを１つの並列共振子Ｐ２としてもよい。このように、図３（ａ）中の点線で囲んだ構成を１つにまとめて合成してもよい。後述するように、フィルタの通過帯域外の周波数において、直列共振子及び並列共振子はキャパシタとして機能する。直列共振子Ｓ２の容量値は、直列共振子Ｓ２ａの容量値と直列共振子Ｓ２ｂの容量値とを直列に合成した容量値に等しくなる。並列共振子Ｐ１の容量値は、並列共振子Ｐ１ａの容量値と並列共振子Ｐ２１の容量値とを並列に合成した容量値に等しくなる。並列共振子Ｐ２の容量値は、並列共振子Ｐ２ａの容量値と並列共振子Ｐ２ｂの容量値とを並列に合成した容量値に等しくなる。
　このように、多段ラダー型フィルタは、複数の１段ラダー型フィルタが接続された構成を有する。ラダー型フィルタの段数が増加することは、１段ラダー型フィルタの個数を増やすことを意味する。ラダー型フィルタに含まれる１段ラダー型フィルタと、増設される１段ラダー型フィルタとは、同一の容量を有する。このため、ラダー型フィルタの段数は、抑圧度に影響を与えるが、反射特性の位相には影響を与えない。また容量比Ｃｐ／Ｃｓは、反射特性の位相には影響を与えない。なお、容量比Ｃｐ／Ｃｓ及び段数は、フィルタの抑圧度に影響を与える。
　次に分波器の構成について説明する。図４は分波器を例示するブロック図である。図４に示すように、分波器１００は送信フィルタＦ１１及び受信フィルタＦ１２を備えている。送信フィルタＦ１１の一端及び受信フィルタＦ１２の一端はアンテナ端子（共通端子）１０２に接続されている。送信フィルタＦ１１の他端は送信端子Ｔｘに接続されている。受信フィルタＦ１２の他端は受信端子Ｒｘに接続されている。アンテナ端子１０２はアンテナ１０４に接続されている。受信フィルタＦ１２は、アンテナ１０４から信号を受信する。受信フィルタＦ１２は、受信した信号のうち、周波数が通過帯域内に位置する信号を通過させ、受信端子Ｒｘに出力する。また受信フィルタＦ１２は、周波数が通過帯域外に位置する信号を抑圧する。受信端子Ｒｘに出力された信号は、例えばアンプ等により増幅される。送信端子Ｔｘには、アンプ等により増幅された信号が入力される。送信フィルタＦ１１は、送信端子Ｔｘに入力された信号のうち、周波数が通過帯域内に位置する周波数を有する信号を通過させ、アンテナ１０４に出力する。アンテナ１０４は、送信フィルタＦ１１を通過した信号を送信する。また送信フィルタＦ１１は、周波数が通過帯域外に位置する信号を抑圧する。なおフィルタの構成については後述する。
　次に、比較例について説明する。比較例では、図４に示したような分波器において、ラダー型フィルタを送信フィルタ及び受信フィルタとして採用している。分波器が備える送信フィルタ及び受信フィルタの各々は、７段のラダー型フィルタであり、隣り合う直列共振子、及び隣り合う並列共振子は、それぞれ図３（ａ）及び図３（ｂ）に示したように合成した。まず、送信フィルタの構成について説明する。図５（ａ）は初段が直列共振子である送信フィルタを例示する回路図である。
　図５（ａ）に示すように、送信フィルタＦ１１ａは、直列共振子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３及びＳ４、並びに並列共振子Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３及びＰ４を備える。直列共振子Ｓ１はアンテナ端子Ａｎｔに接続されている。またアンテナ端子Ａｎｔと直列共振子Ｓ１との間に並列共振子は接続されていない。直列共振子Ｓ１と直列共振子Ｓ２との間には並列共振子Ｐ１の一端が接続されている。直列共振子Ｓ２と直列共振子Ｓ３との間には並列共振子Ｐ２の一端が接続されている。直列共振子Ｓ３と直列共振子Ｓ４との間には並列共振子Ｐ３の一端が接続されている。直列共振子Ｓ４は送信端子Ｔｘに接続されている。直列共振子Ｓ４と送信端子Ｔｘとの間には並列共振子Ｐ４の一端が接続されている。並列共振子Ｐ１～Ｐ４各々の他端は接地されている。送信フィルタＦ１１ａは７段のラダー型フィルタである。アンテナ端子Ａｎｔ側から見て、初段の共振子は直列共振子Ｓ１である。各共振子は、圧電薄膜共振子からなる。
　また送信フィルタは、上記の送信フィルタＦ１１ａとは共振子の配置を変更することができる。図５（ｂ）は初段が並列共振子である送信フィルタを例示する回路図である。図５（ａ）において既述した構成と同じ構成については、説明を省略する。
　図５（ｂ）に示すように、直列共振子Ｓ１はアンテナ端子Ａｎｔに接続されている。またアンテナ端子Ａｎｔと直列共振子Ｓ１との間に並列共振子Ｐ１が接続されている。直列共振子Ｓ１と直列共振子Ｓ２との間には並列共振子Ｐ２の一端が接続されている。直列共振子Ｓ２と直列共振子Ｓ３との間には並列共振子Ｐ３の一端が接続されている。直列共振子Ｓ３と直列共振子Ｓ４との間には並列共振子Ｐ４の一端が接続されている。直列共振子Ｓ４は送信端子Ｔｘに接続されている。直列共振子Ｓ４と送信端子Ｔｘとの間には並列共振子が接続されていない。送信フィルタＦ１１ｂは７段のラダー型フィルタである。アンテナ端子Ａｎｔ側から見て、初段の共振子は並列共振子Ｐ１である。各共振子は、圧電薄膜共振子からなる。
　次に送信フィルタ及び受信フィルタの特性を計算したシミュレーションについて説明する。分波器は、Ｗ－ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）　Ｂａｎｄ２方式に対応した分波器とした。Ｗ－ＣＤＭＡ　Ｂａｎｄ２方式の送信帯域は１８５０～１９１０ＭＨｚであり、受信帯域は１９３０～１９９０ＭＨｚである。送信フィルタの通過帯域は送信帯域と重なり、受信フィルタの通過帯域は受信帯域と重なる。
　次にフィルタが備える共振子について説明する。直列共振子Ｓ１～Ｓ４は同一の共振周波数を有し、並列共振子Ｐ１～Ｐ４は同一の共振周波数を有する。アンテナ端子Ａｎｔと送信端子Ｔｘとは、５０Ωでインピーダンス整合されている。
送信フィルタＦ１１ａの共振子が有する容量値を以下に示す。
送信フィルタＦ１１ａにおける直列共振子Ｓ１の容量値；Ｃｓ
送信フィルタＦ１１ａにおける直列共振子Ｓ２～Ｓ４の容量値：０．５Ｃｓ
送信フィルタＦ１１ａにおける並列共振子Ｐ１～Ｐ３の容量値：２Ｃｐ
送信フィルタＦ１１ａにおける並列共振子Ｐ４の容量値：Ｃｐ
容量比：Ｃｐ／Ｃｓ＝０．６
図５（ａ）に示した送信フィルタＦ１１ａは、図３（ａ）及び図３（ｂ）において説明したように、１段ラダー型フィルタを複数個接続し、共振子を合成させたフィルタである。直列共振子Ｓ２～Ｓ４の各々は、２つの直列共振子を直列に合成した共振子である。従って、直列共振子Ｓ２～Ｓ４の各々の容量値は、２つの容量値Ｃｓを直列に合成した０．５Ｃｓとなる。また、並列共振子Ｐ１～Ｐ３の各々は、２つの並列共振子を並列に合成した共振子である。従って、並列共振子Ｐ１～Ｐ３の各々の容量値は、２つの容量値Ｃｐを並列に合成した２Ｃｐとなる。
　送信フィルタＦ１１ｂの共振子が有する容量値を以下に示す。
送信フィルタＦ１１ｂにおける直列共振子Ｓ１～Ｓ３の容量値；０．５Ｃｓ
送信フィルタＦ１１ｂにおける直列共振子Ｓ４の容量値：Ｃｓ
送信フィルタＦ１１ｂにおける並列共振子Ｐ１の容量値：Ｃｐ
送信フィルタＦ１１ｂにおける並列共振子Ｐ２～Ｐ４の容量値：２Ｃｐ
直列共振子Ｓ１～Ｓ３の各々は、２つの直列共振子を直列に合成した共振子である。従って、直列共振子Ｓ１～Ｓ３の各々の容量値は、２つの容量値Ｃｓを直列に合成した０．５Ｃｓとなる。また、並列共振子Ｐ２～Ｐ４の各々は、２つの並列共振子を並列に合成した共振子である。従って、並列共振子Ｐ２～Ｐ４の各々の容量値は、２つの容量値Ｃｐを並列に合成した２Ｃｐとなる。
　図５（ｃ）は送信フィルタの通過特性の計算結果を示す図である。横軸は周波数、縦軸は減衰量をそれぞれ示す。計算に用いたフィルタは図５（ａ）に示した送信フィルタＦ１１ａ又は送信フィルタＦ１１ｂのいずれか一方である。なお、送信フィルタＦ１１ａと送信フィルタＦ１１ｂとは、アンテナ端子Ａｎｔ、送信端子Ｔｘ、及び受信端子Ｒｘの各々の配置を互いに反転したものであり、同じ通過特性を有する。図５（ｃ）に示すように、通過帯域である１８５０～１９１０ＭＨｚでは、信号が通過し、通過帯域外では信号が抑圧されている。このように、送信フィルタＦ１１ａの通過帯域及び送信フィルタＦ１１ｂの通過帯域は、Ｗ－ＣＤＭＡ　Ｂａｎｄ２の送信帯域に位置する。
　次に送信フィルタの反射特性の計算結果について説明する。図６（ａ）及び図６（ｂ）は比較例に係る分波器が備える送信フィルタの反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。図７（ａ）及び図７（ｂ）は、比較例に係る分波器が備える送信フィルタの、送信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。図８（ａ）及び図８（ｂ）は、比較例に係る分波器が備える送信フィルタの、受信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。図６（ａ）、図７（ａ）及び図８（ａ）の各々は、送信フィルタＦ１１ａの反射特性を示す。図６（ｂ）、図７（ｂ）及び図８（ｂ）の各々は、送信フィルタＦ１１ｂの反射特性を示す。
　図６（ａ）及び図６（ｂ）に示すように、直列共振子Ｓ１が初段である送信フィルタＦ１１ａと、並列共振子Ｐ１が初段である送信フィルタＦ１１ｂとでは、反射特性の位相が約９０°異なっている。具体的には、送信フィルタＦ１１ａが、送信フィルタＦ１１ｂよりも位相が約９０°進んでいる。
　図７（ａ）及び図７（ｂ）に示すように、送信フィルタの通過帯域（送信フィルタＦ１１ａ及びＦ１１ｂそれぞれの通過帯域）においては、送信フィルタＦ１１ａ及び送信フィルタＦ１１ｂともに、反射特性がスミスチャートの中央付近に位置する。つまり、送信フィルタＦ１１ａ及び送信フィルタＦ１１ｂが、送信フィルタの通過帯域において５０Ωにインピーダンス整合されている。
　図８（ａ）に点線で示すように、受信フィルタの通過帯域（受信フィルタＦ１２ａ及びＦ１２ｂそれぞれの通過帯域）において、送信フィルタＦ１１ａの反射特性がスミスチャートの右端付近に位置する。このように、受信フィルタの通過帯域において、送信フィルタＦ１１ａのインピーダンスは無限大に近くなる。また図８（ｂ）に点線で示すように、受信フィルタの通過帯域において、送信フィルタＦ１１ｂの反射特性は、スミスチャートの右端から下端までの間に位置する。つまり受信フィルタの通過帯域において、送信フィルタＦ１１ａ及び送信フィルタＦ１１ｂは高インピーダンスとなる。送信フィルタが高インピーダンスになることで、受信フィルタの通過帯域における送信フィルタの影響が抑制される。また、受信フィルタのインピーダンス整合が容易となる。従って、受信フィルタによる受信が良好に行われる。
　次に受信フィルタについて説明する。受信フィルタＦ１２ａの回路図は、図５（ａ）において、送信端子Ｔｘを受信端子Ｒｘに変更したものである。受信フィルタＦ１２ｂの回路図は、図５（ｂ）において、送信端子Ｔｘを受信端子Ｒｘに変更したものである。受信フィルタＦ１２ａ及び受信フィルタＦ１２ｂは、それぞれ７段のラダー型フィルタである。また受信フィルタＦ１２ａ及びＦ１２ｂそれぞれの通過帯域は、送信フィルタＦ１１ａ及びＦ１１ｂの通過帯域よりも高周波数側に位置する。受信フィルタＦ１２ａにおいて、アンテナ端子Ａｎｔから見た初段の共振子は、直列共振子Ｓ１である。受信フィルタＦ１２ｂにおいて、アンテナ端子Ａｎｔから見た初段の共振子は、並列共振子Ｐ１である。
　特性の計算に用いた条件は、送信フィルタの特性の計算に用いた条件と同じである。計算に用いたフィルタは図５（ａ）の送信フィルタＦ１１ａの送信端子Ｔｘを受信端子Ｒｘに置き換えた受信フィルタＦ１２ａ、又は送信フィルタＦ１１ｂ送信端子Ｔｘを受信端子Ｒｘに置き換えた受信フィルタＦ１２ｂのいずれか一方である。なお、受信フィルタＦ１２ａと受信フィルタＦ１２ｂとは、互いに反転したものであり、同じ特性を有する。また、直列共振子Ｓ１～Ｓ４は同一の共振周波数を有し、並列共振子Ｐ１～Ｐ４は同一の共振周波数を有するとした。
　図９は受信フィルタの特性の計算結果を示す図である。図９に示すように、通過帯域である１９３０～１９９０ＭＨｚでは、信号が通過し、通過帯域外では信号が抑圧されている。このように、受信フィルタＦ１２ａの通過帯域及び受信フィルタＦ１２ｂの通過帯域は、Ｗ－ＣＤＭＡ　Ｂａｎｄ２の受信帯域に位置する。
　次に受信フィルタの反射特性の計算結果について説明する。図１０（ａ）及び図１０（ｂ）は、比較例に係る分波器が備える受信フィルタの反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。図１１（ａ）及び図１１（ｂ）は、比較例に係る分波器が備える受信フィルタの、受信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。図１２（ａ）及び図１２（ｂ）は、比較例に係る分波器が備える受信フィルタの、送信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。図１０（ａ）、図１１（ａ）及び図１２（ａ）の各々は、受信フィルタＦ１２ａの反射特性を示す。図１０（ｂ）、図１１（ｂ）及び図１２（ｂ）の各々は、受信フィルタＦ１２ｂの反射特性を示す。
　図１０（ａ）及び図１０（ｂ）に示すように、直列共振子Ｓ１が初段である受信フィルタＦ１２ａと、並列共振子Ｐ１が初段である受信フィルタＦ１２ｂとでは、反射特性の位相が約９０°異なっている。このように、位相に差異が生じることは、送信フィルタと同様である（図８（ａ）及び図８（ｂ）参照）。
　図１１（ａ）及び図１１（ｂ）に示すように、受信フィルタの通過帯域においては、受信フィルタＦ１２ａ及び受信フィルタＦ１２ｂともに、反射特性がスミスチャートの中央付近を通過している。つまり、受信フィルタＦ１２ａ及び受信フィルタＦ１２ｂが、受信フィルタの通過帯域において５０Ωにインピーダンス整合されている。
　図１２（ａ）に示すように、送信フィルタの通過帯域において、受信フィルタＦ１２ａの反射特性はスミスチャートの左端付近に位置する。また図１２（ｂ）に示すように、受信フィルタＦ１２ｂの反射特性は、スミスチャートの左端に近い領域に位置する。このように、送信フィルタの通過帯域において、受信フィルタＦ１２ａ及びＦ１２ｂそれぞれのインピーダンスはゼロに近くなる。つまり送信フィルタの通過帯域において、受信フィルタＦ１２ａ及び受信フィルタＦ１２ｂは低インピーダンスとなる。受信フィルタが低インピーダンスになることで、送信フィルタのインピーダンス整合が困難となる。この場合、分波器の特性が悪化する可能性がある。
　以上のように、容量値が等しい共振子を備えるラダー型フィルタにより送信フィルタ及び受信フィルタを構成した場合、受信フィルタの通過帯域において送信フィルタは高インピーダンスとなる。しかし、送信フィルタの通過帯域において受信フィルタは低インピーダンスとなる。
　送信フィルタの通過帯域と受信フィルタの通過帯域との間隔と、送信フィルタの通過帯域における受信フィルタのインピーダンスとの関係について検証したシミュレーションについて説明する。シミュレーションでは、送信フィルタの通過帯域と受信フィルタの通過帯域との間隔（ガードバンド幅）が、７０ＭＨｚ、４０ＭＨｚ、３０ＭＨｚ、及び２０ＭＨｚの各々の場合において、送信フィルタの通過帯域における受信フィルタの反射特性を計算した。送信フィルタの通過帯域は１８５０～１９１０ＭＨｚで一定させ、受信フィルタの通過帯域を変化させることで、ガードバンド幅を変化させた。計算に用いたパラメータは、前述の図９から図１２（ｂ）の計算に用いたパラメータを有するとした。
　図１３（ａ）はガードバンド幅が７０ＭＨｚの場合における受信フィルタの通過特性の計算結果を示す図である。図中の一点鎖線で挟まれた領域は送信フィルタの通過帯域を表す。破線で挟まれた領域は受信フィルタの通過帯域を表す。図１３（ｂ）はガードバンド幅が７０ＭＨｚの場合の、送信フィルタの通過帯域における受信フィルタの反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。
　図１３（ａ）に示すように、受信フィルタの通過帯域は１９８０～２０４０ＭＨｚに位置する。減衰量は、受信フィルタの通過帯域において小さく、送信フィルタの通過帯域において大きくなっている。図１３（ｂ）に点線で示すように、送信フィルタの通過帯域において、受信フィルタの反射特性はスミスチャートの下端と左端との間に位置した。
　図１４（ａ）はガードバンド幅が４０ＭＨｚの場合における受信フィルタの通過特性の計算結果を示す図である。図１４（ｂ）はガードバンド幅が４０ＭＨｚの場合の、送信フィルタの通過帯域における受信フィルタの反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。
　図１４（ａ）に示すように、受信フィルタの通過帯域は１９５０～２０１０ＭＨｚに位置する。受信フィルタの通過帯域を通過する信号の裾野が、送信フィルタの通過帯域と重なっている。図１３（ａ）の場合と同様に、減衰量は、受信フィルタの通過帯域において小さく、送信フィルタの通過帯域において大きくなっている。図１４（ｂ）に点線で示すように、送信フィルタの通過帯域において、受信フィルタの反射特性は、スミスチャートの左端に近づいた。つまりガードバンド幅が７０ＭＨｚの場合よりも、受信フィルタのインピーダンスがゼロに近づいた。
　図１５（ａ）はガードバンド幅が３０ＭＨｚの場合における受信フィルタの通過特性の計算結果を示す図である。図１５（ｂ）はガードバンド幅が３０ＭＨｚの場合の、送信フィルタの通過帯域における受信フィルタの反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。
　図１５（ａ）に示すように、受信フィルタの通過帯域は１９４０～２０００ＭＨｚである。図１４（ａ）の場合と比較して、受信フィルタの通過帯域を通過する信号の裾野のより広い領域が、送信フィルタの通過帯域と重なっている。図１５（ｂ）に点線で示すように、送信フィルタの通過帯域において、受信フィルタの反射特性は、スミスチャートの左端付近に位置した。つまりガードバンド幅が４０ＭＨｚの場合よりも、受信フィルタのインピーダンスは、より０Ωに近づいた。
　図１６（ａ）はガードバンド幅が２０ＭＨｚの場合における受信フィルタの通過特性の計算結果を示す図である。図１６（ｂ）はガードバンド幅が２０ＭＨｚの場合の、送信フィルタの通過帯域における受信フィルタの反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。なお図１６（ｂ）は図１２（ｂ）に示したものと同じである。
　図１６（ａ）に示すように、受信フィルタの通過帯域は１９３０～１９９０ＭＨｚである。受信フィルタの通過帯域を通過する信号の肩から裾野にわたる領域が、送信フィルタの通過帯域と重なっている。図１６（ｂ）に示すように、送信フィルタの通過帯域における受信フィルタの反射特性は、スミスチャートの左端付近に位置し、かつ大きく変動した。つまりガードバンド幅が３０ＭＨｚの場合よりも、受信フィルタのインピーダンスはゼロに近づいた。上記のように、送信フィルタの通過帯域と受信フィルタの通過帯域とが近くなることに伴い、送信フィルタの通過帯域における受信フィルタのインピーダンスはより低下し、分波器の特性が悪化する可能性が高くなる。
　図１０（ａ）から図１２（ｂ）に示したように、フィルタの通過帯域より低周波数において、フィルタのインピーダンスが小さくなる。一般に受信帯域は、送信帯域よりも高周波数側に位置する。このため、受信フィルタの通過帯域は、送信フィルタの通過帯域よりも高周波数側となることが多い。この結果、送信フィルタの通過帯域において、受信フィルタの抑圧が悪化する。さらに、図１１（ａ）から図１６（ｂ）に示したように、送信フィルタの通過帯域と受信フィルタの通過帯域との間隔が狭くなることにより、受信フィルタのインピーダンス低下はより顕著になる。このため、受信フィルタの通過帯域と送信フィルタの通過帯域との間隔であるガードバンド幅を狭めた場合、特性がより悪化する恐れがある。
　送信フィルタの通過帯域における受信フィルタの抑圧を改善するためには、例えば受信フィルタの位相回転により、反射特性のインピーダンスを調整することが広く行われている。位相を回転させるためには、位相器を用いることがある。図１７（ａ）から図１７（ｃ）は、位相器を備える分波器を例示する回路図である。送信フィルタＦ１１及び受信フィルタＦ１２は簡略化して図示している。図５（ａ）及び図５（ｂ）において既述した構成と同じ構成については説明を省略する。
　図１７（ａ）に示す分波器は、アンテナ端子Ａｎｔと受信フィルタＦ１２との間に、マイクロストリップライン１０を備える。マイクロストリップライン１０は、位相器として機能する。
　図１７（ｂ）に示す分波器は、アンテナ端子Ａｎｔと受信フィルタＦ１２との間に、π型の位相器１２を備える、位相器１２はキャパシタＣ１及びＣ２、並びにインダクタＬ１を備える。インダクタＬ１の一端はアンテナ端子Ａｎｔに接続され、他端は受信フィルタＦ１２に接続されている。アンテナ端子ＡｎｔとインダクタＬ１との間にはキャパシタＣ１の一端が接続されている。インダクタＬ１と受信フィルタＦ１２との間にはキャパシタＣ２の一端が接続されている。キャパシタＣ１及びＣ２各々の他端は接地されている。
　図１７（ｃ）に示す分波器は、アンテナ端子Ａｎｔと受信フィルタＦ１２との間に、π型の位相器１４を備える。位相器１４はインダクタＬ２及びＬ３、並びにキャパシタＣ３を備える。キャパシタＣ３の一端はアンテナ端子Ａｎｔに接続され、他端は受信フィルタＦ１２に接続されている。アンテナ端子ＡｎｔとキャパシタＣ３との間にはインダクタＬ２の一端が接続されている。キャパシタＣ３と受信フィルタＦ１２との間にはインダクタＬ３の一端が接続されている。インダクタＬ２及びＬ３各々の他端は接地されている。
　マイクロストリップライン１０、位相器１２及び１４は、それぞれ受信フィルタの位相を回転させる。例えば図１２（ａ）及び図１２（ｂ）の各々に示したような、スミスチャートの左端付近に位置する反射特性を回転させ、スミスチャートの右端付近に近づけることができる。言い換えれば、位相回転により、送信フィルタの通過帯域における受信フィルタのインピーダンスを増大させ、無限大に近づけることができる。送信フィルタの通過帯域における受信フィルタのインピーダンスが増大することにより、受信フィルタの抑圧は改善する。しかしながら、マイクロストリップライン１０、位相器１２及び１４等の位相器を挿入することにより、受信フィルタＦ１２の損失に位相器の損失が加わり、受信信号の損失が大きくなる可能性がある。つまり受信感度の低下の恐れがある。また分波器の大型化、構成の複雑化によるコストアップの恐れもある。
　受信感度の低下を抑制するためには、位相器を用いないことが好ましい。位相を回転させ、かつ受信感度の低下を抑制するためには、フィルタ自体が位相回転の機能を有することが好ましい。フィルタに位相回転の機能を持たせるためには、アンテナ端子から見た初段の共振子をキャパシタとして機能させることが好ましい。
　図１８（ａ）及び図１８（ｂ）は、初段の共振子がキャパシタとして機能する受信フィルタを例示する模式図である。なお、容量比Ｃｐ／Ｃｓは、反射特性の位相に影響を与えない。また、図３（ａ）及び図３（ｂ）において説明したように、ラダー型フィルタの段数の増加は、フィルタの抑圧度に影響を与えるが、反射特性の位相に影響を与えない。従って、Ｃｐ／Ｃｓを変動させないように、１段のラダー型フィルタを増設又は取り外して、受信フィルタを８段以上のラダー型フィルタ、又は６段以下のラダー型フィルタとしてもよい。
　図１８（ａ）に示す受信フィルタは、アンテナ端子Ａｎｔから見て初段の共振子が直列共振子Ｓ１である。ここで、直列共振子Ｓ１を小型化することで、直列共振子Ｓ１は共振子として機能するとともに、キャパシタとしても機能する。また図１８（ｂ）に示す受信フィルタは、アンテナ端子Ａｎｔから見て初段の共振子が並列共振子Ｐ１である。並列共振子Ｐ１を小型化することで、並列共振子Ｐ１は共振子として機能するとともに、キャパシタとしても機能する。つまり直列共振子Ｓ１及び並列共振子Ｐ１は、それぞれ受信フィルタの位相を回転させる。位相回転により、送信フィルタの通過帯域における受信フィルタのインピーダンスを高くすることができる。なお直列共振子Ｓ１及び並列共振子Ｐ１各々の共振周波数及び反共振周波数は、共振子のサイズが小さくなっても変動しない。このため、共振子が小型化した場合でも、受信フィルタの特性の変動は抑制される。
　次に、共振子が圧電薄膜共振子である例を考える。まず圧電薄膜共振子の構成について説明する。図１９（ａ）は圧電薄膜共振子を例示する平面図であり、図１９（ｂ）は圧電薄膜共振子を例示する断面図である。図１９（ｂ）は、図１９（ａ）のＡ－Ａ１に沿った断面図である。
　図１９（ａ）に示すように、圧電薄膜共振子１２０は、基板１２２、下部電極１２４、上部電極１２６、及び圧電薄膜１２８を備える。図１９（ｂ）に示すように、下部電極１２４と上部電極１２６とが、圧電薄膜１２８を挟んでいる。圧電薄膜１２８を介して、下部電極１２４と上部電極１２６とが重なる共振領域１３０において弾性波が励振される。共振領域１３０下には、基板１２２を貫通する貫通孔１３２が形成されている。このため、弾性波の励振は妨げられない。基板１２２は例えばシリコン、ガラス等からなる。下部電極１２４及び上部電極１２６は、例えばアルミニウム（Ａｌ）、銅（Ｃｕ）、モリブデン（Ｍｏ）、タングステン（Ｗ）、タンタル（Ｔａ）、白金（Ｐｔ）、ルテニウム（Ｒｕ）、ロジウム（Ｒｈ）、イリジウム（Ｉｒ）、クロム（Ｃｒ）、チタン（Ｔｉ）等からなる膜、またはこれらを組み合わせた膜を用いることができる。圧電薄膜１２８は、例えば窒化アルミニウム（ＡｌＮ）、酸化亜鉛（ＺｎＯ）、チタン酸ジルコン酸鉛（ＰＺＴ）、チタン酸鉛（ＰｂＴｉＯ3）等からなる。圧電薄膜共振子では、下部電極１２４及び上部電極１２６それぞれの電極膜厚、及び圧電薄膜１２８の膜厚を調整することで、共振周波数を調整することができる。
　さらに圧電薄膜共振子の他の構成例について説明する。図２０（ａ）から図２０（ｃ）は圧電薄膜共振子を例示する断面図である。図２０（ａ）から図２０（ｃ）は、図１９（ａ）のＡ－Ａ１に沿った断面図である。
　図２０（ａ）に示すように、基板１２２にキャビティ１３４が設けられていてもよい。図２０（ｂ）に示すように、下部電極１２４、上部電極１２６及び圧電薄膜１２８が隆起し、下部電極１２４と基板１２２との間に空隙１３６が形成されていてもよい。空隙１３６は、例えば図中の上方向に凸のドーム形状を有する。図２０（ｃ）に示すように、基板１２２と下部電極１２４及び圧電薄膜１２８との間に音響反射膜１３８が設けられていてもよい。音響反射膜１３８は、音響インピーダンスが高い膜と低い膜を交互にλ／４（λ：弾性波の波長）の膜厚で積層された構造である。下部電極１２４、及び上部電極１２６それぞれの電極膜厚、及び圧電薄膜１２８の膜厚が、圧電薄膜共振子の共振周波数に影響を与える。これに対し、共振領域１３０の面積は、圧電薄膜共振子の容量値に影響を与える。圧電薄膜共振子の容量値は、フィルタの反射特性に位相に影響を与える。フィルタには、図１９（ｂ）、図２０（ａ）及び図２０（ｂ）ＦＢＡＲ（Film Bulk Acoustic Resonator）タイプ、又は図２０（ｃ）のＳＭＲ(Solidly Mounted Resonator)タイプのいずれの圧電薄膜共振子を用いてもよい。
　次に、圧電薄膜共振子を用いた場合に発生する問題について説明する。圧電薄膜共振子は、厚み方向に伝搬する振動エネルギー（弾性波）の共振を利用するデバイスである。なお厚み方向とは、図１９（ｂ）の上下方向、つまり下部電極１２４、圧電薄膜１２８、及び上部電極１２６の積層方向である。厚み方向と直交する方向（以下、直交方向）に伝搬する振動エネルギーが存在することがある。直交方向の振動エネルギーは、共振領域１３０の端部で反射され、共振領域１３０内で共振現象を起こす。直交方向に伝搬する振動エネルギーの共振に起因して、反射特性にスプリアスが発生する。
　圧電薄膜共振子の分散特性によって、スプリアスが発生する周波数が変化することがある。図２１（ａ）は圧電薄膜共振子の分散特性を例示する図であり、図２１（ｂ）は圧電薄膜共振子の反射特性を例示するスミスチャートである。図２１（ａ）に示した分散特性は、フィルタが機能するために用いられる弾性波のモードにおける分散特性である。図２１（ａ）の縦軸は周波数を表す。図２１（ａ）の横軸は直交方向への伝搬定数を表す。横軸と縦軸との交点よりも左側の領域では、伝搬定数は虚数となる。伝搬定数が虚数である場合、直交方向への振動エネルギーは存在しない。横軸と縦軸との交点よりも左側の領域では、伝搬定数は実数となる。伝搬定数が実数である場合、直交方向への振動エネルギーは存在する。また、図２１（ａ）に実線で示した曲線である分散曲線と縦軸との交点は、遮断周波数である。遮断周波数は、伝搬定数が虚数である状態と、実数である状態との境界である。つまり遮断周波数は、直交方向への振動エネルギーが存在しなくなる状態と、存在する状態との境界となる。遮断周波数は、圧電薄膜共振子の共振周波数と略同一な周波数である。なお図２１（ａ）から図２２（ｂ）は模式的な図である。
　図２１（ａ）に示すように、遮断周波数よりも低周波数側において伝搬定数は実数となる。また遮断周波数よりも高周波数側において伝搬定数は虚数となる。つまり遮断周波数よりも低周波数側において、直交方向の振動エネルギーが存在する。図２１（ｂ）に示すように、反共振点から共振点までの領域において、反射特性にスプリアスが観測される。このように、直交方向の振動エネルギーの共振に起因してスプリアスが発生する。
　次に図２１（ａ）及び図２１（ｂ）圧電薄膜共振子について説明する。図２２（ａ）は圧電薄膜共振子の分散特性を例示する図であり、図２２（ｂ）は圧電薄膜共振子の反射特性を例示するスミスチャートである。
　図２２（ａ）に示すように、遮断周波数よりも高周波数側において伝搬定数は実数となる。また遮断周波数よりも低周波数側において伝搬定数は虚数となる。つまり遮断周波数よりも高周波数側において、直交方向の振動エネルギーが存在する。図２２（ｂ）に示すように、共振点よりも高周波数側の領域において、反射特性にスプリアスが観測される。このように、直交方向の振動エネルギーの共振に起因して、スプリアスが発生する。なお、以下の説明では、図２１（ａ）に示した分散特性を周波数下降型とし、図２２（ａ）に示した分散特性を周波数上昇型とする。
　スプリアスがフィルタの通過特性に与える影響について説明する。図２３（ａ）は、直列共振子及び並列共振子各々の通過特性において、スプリアスが発生する領域を例示する図である。横軸は周波数を示し、縦軸は通過量を示す。なお図２３（ａ）の通過特性は、図１（ｃ）に示したものと同じである。
　図２３（ａ）の下部に示すように、直列共振子Ｓ２１（図１（ａ）参照）及び並列共振子Ｐ２１（図１（ｂ）参照）が周波数下降型の分散特性を有する圧電薄膜共振子である場合、直列共振子Ｓ２１の共振点ｆｒｓと並列共振子Ｐ２１の共振点ｆｒｐとの間の領域Ａでは、直列共振子Ｓ２１にスプリアスが発生する。共振点ｆｒｐより低周波数側の領域Ｂでは、直列共振子Ｓ２１及び並列共振子Ｐ２１にスプリアスが発生する。しかし領域Ｂは、直列共振子Ｓ２１と並列共振子Ｐ２１とが形成するラダー型フィルタの通過帯域の外側である。このため、領域Ｂに生じるスプリアスがラダー型フィルタの通過特性に与える影響は小さい。
　図２３（ａ）の上部に示すように、直列共振子Ｓ２１及び並列共振子Ｐ２１が周波数上昇型の分散特性を有する圧電薄膜共振子である場合、並列共振子Ｐ２１の共振点ｆｒｐと直列共振子Ｓ２１の共振点ｆｒｓとの間の領域Ｃでは、並列共振子Ｐ２１にスプリアスが発生する。共振点ｆｒｓより高周波数側の領域Ｄでは、直列共振子Ｓ２１及び並列共振子Ｐ２１にスプリアスが発生する。直列共振子Ｓ２１に発生するスプリアスと比較して、並列共振子Ｐ２１に発生するスプリアスがラダー型フィルタの通過特性に与える影響は大きい。
　ラダー型フィルタの共振子として周波数下降型の分散特性を有する圧電薄膜共振子を採用した場合、直列共振子に発生するスプリアスが、フィルタの通過特性に大きな影響を及ぼす。また、周波数上昇型の分散特性を有する圧電薄膜共振子を採用した場合、並列共振子に発生するスプリアスが、フィルタの通過特性に大きな影響を及ぼす。なお、図２３（ａ）では直列共振子Ｓ２１の共振点ｆｒｓと並列共振子Ｐ２１の反共振点ｆａｐとを同一の周波数として図示したが、直列共振子Ｓ２１の共振点ｆｒｓと並列共振子Ｐ２１の反共振点ｆａｐとは異なってもよい。
　次に、スプリアスを考慮したフィルタの通過特性のシミュレーション結果について説明する。シミュレーションに用いたフィルタは、図９の通過特性を計算した受信フィルタと同じものである。図２３（ｂ）は、周波数下降型の分散特性を有する圧電薄膜共振子を備えたフィルタの通過特性の計算結果を示す図である。横軸は周波数を示し、縦軸は通過量を示す。破線はスプリアスを考慮していない受信フィルタの通過特性を示す。実線は、スプリアスを考慮した周波数下降型の分散特性を有する圧電薄膜共振子を採用した受信フィルタの通過特性を示す。
　図２３（ｂ）に矢印で例示するように、通過帯域中の約１９７０ＭＨｚより低周波数側には、複数のリップルが発生する。リップルは、圧電薄膜共振子に生じたスプリアスに起因するものである。また、圧電薄膜共振子が周波数下降型の分散特性を有するため、スプリアスは直列共振子に起因するものである。つまり圧電薄膜共振子の分散特性が周波数下降型である場合、直列共振子の反射特性に生ずるスプリアスに起因して、フィルタの通過帯域の低周波数側にリップルが発生する。また周波数上昇型の分散特性を有する圧電薄膜共振子を採用した場合は、並列共振子の反射特性に生ずるスプリアスに起因して、フィルタの通過帯域の高周波数側にリップルが発生する。このように、圧電薄膜共振子に発生するスプリアスによって、フィルタの通過特性は劣化し、フィルタを用いる分波器の特性も劣化する。
　スプリアスは、圧電薄膜の厚み方向の直交方向を伝搬する振動エネルギーの共振が起因するものである。従って、振動エネルギーが伝搬する距離を増大させることにより、スプリアスの抑制は可能となる。伝搬距離を増大させるためには、共振領域１３０（図１９（ｂ）参照）の面積を大きくすればよい。共振領域１３０を大きくすることで、圧電薄膜の長さ（例えば図１９（ｂ）における圧電薄膜１２８の横方向の距離）が大きくなる。
　共振領域１３０の面積を増大は、圧電薄膜共振子の容量値の増大を意味する。このように、スプリアスを抑制するためには、圧電薄膜共振子の容量値を大きくすればよい。圧電薄膜共振子の容量値を変化させた場合の、反射特性のシミュレーション結果について説明する。圧電薄膜共振子は、周波数下降型の分散特性を有するとした。図２４（ａ）から図２７は、圧電薄膜共振子の反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。図２４（ａ）から図２７の各々において、圧電薄膜共振子の容量値は、０．７６ｐＦ、１．１ｐＦ、１．５ｐＦ、１．９ｐＦ、２．２ｐＦ、２．６ｐＦ、２．８ｐＦとした。
　図２４（ａ）及び図２４（ｂ）に示すように、共振点よりも低周波数側にスプリアスが発生する。スプリアスは、スミスチャートの左端から下端付近にかけて発生する。また図２４（ａ）に示す容量値０．７６ｐＦの圧電薄膜共振子よりも、図２４（ｂ）に示す容量値１．１ｐＦの圧電薄膜共振子の方が、スプリアスは小さくなる。
　図２５（ａ）及び図２５（ｂ）に示すように、容量値が１．５ｐＦの場合、及び容量値が１．９ｐＦの場合も、スプリアスは発生する。ただし、スプリアスの大きさは、図２４（ａ）及び図２４（ｂ）に示したものよりも小さい。また、スミスチャートの下端付近においては、スプリアスがほとんど発生せず、反射特性は滑らかな曲線となる。また図２６（ａ）から図２７に示すように、容量値を大きくすることで、スプリアスはさらに小さくなる。図２７に示すように、容量値２．８ｐＦの場合、スミスチャートの左端付近においても、反射特性はほぼ滑らかな曲線となる。このように、圧電薄膜共振子の容量値の増大に伴い、スプリアスが抑制される。
　また図２１（ａ）から図２２（ｂ）に示したように、圧電薄膜共振子の分散特性に応じて、スプリアスが発生する周波数は異なる。従って、ラダー型フィルタの通過特性に発生するスプリアスを有効に抑制するためには、ラダー型フィルタが備える圧電薄膜共振子の分散特性に応じて、容量値を増大させる共振子を変更することが好ましい。すなわち、ラダー型フィルタの共振子として周波数下降型の分散特性を有する圧電薄膜共振子を用いる場合、直列共振子の容量値を大きくすることが好ましい。ラダー型フィルタの共振子として周波数上昇型の分散特性を有する圧電薄膜共振子を用いる場合、並列共振子の容量値を大きくすることが好ましい。
　しかしながら、位相器を用いずに、受信フィルタの位相を回転させるためには、図１８（ａ）及び図１８（ｂ）において説明したように、受信フィルタが備える初段の圧電薄膜共振子の容量値を小さくすることが求められる。受信フィルタの位相を回転させることで、送信フィルタの通過帯域における受信フィルタのインピーダンスを増大させ、分波器の特性を改善することができる。従って、圧電薄膜共振子を採用した受信フィルタには、位相回転、及びスプリアスの低減の両立が求められる。
　位相回転、及びスプリアスの低減の両立をするために、圧電薄膜共振子を直列に分割する方法がある。例えば図５（ａ）のＳ１等のような１つの圧電薄膜共振子を直列分割し２つ以上の圧電薄膜共振子とする。複数の圧電薄膜共振子は、直列に接続される。複数の圧電薄膜共振子全体が有する容量値は、分割前の圧電薄膜共振子が有する容量値と同一である。このため、圧電薄膜共振子を分割した場合でも、位相回転が可能となる。その一方で、複数の圧電薄膜共振子のうちには、分割前の圧電薄膜共振子よりも大きな容量値を有する圧電薄膜共振子が存在する。言い換えれば、共振領域の面積が大きい圧電薄膜共振子が存在する。このため、スプリアスの抑制も可能となる。ただし、圧電薄膜共振子の分割は、フィルタサイズの増大の原因となる可能性がある。フィルタサイズの増大により、分波器が大型化する。従って、フィルタサイズの増大を抑制しながら、圧電薄膜共振子の容量値、分割させる圧電薄膜共振子を最適なものとすることが求められる。
　位相回転とスプリアスの抑制とを両立させる最適な設計を見出すため、反射特性のシミュレーションを行い、位相回転を行った場合に容量値がどの程度まで抑制されるか検証した。
　まずシミュレーションに用いたフィルタについて説明する。フィルタは、Ｗ－ＣＤＭＡ　Ｂａｎｄ２方式に対応した受信フィルタとした。条件は次の通りである。
送信フィルタの通過帯域：１８５０～１９１０ＭＨｚ
受信フィルタの通過帯域：１９３０～１９６０ＭＨｚ
容量値Ｃｓ：１．１２ｐＦ
容量値Ｃｐ：１．８７ｐＦ
受信フィルタは７段のラダー型フィルタとした。つまり、受信フィルタは、図５（ａ）及び図５（ｂ）に示したラダー型フィルタにおいて、送信端子Ｔｘを受信端子Ｒｘに置き換えたフィルタとした。受信フィルタが備える圧電薄膜共振子は、位相を回転させ、送信フィルタの通過帯域におけるインピーダンスが増大するような容量値を有する。受信フィルタが備える共振子のうち、アンテナ端子Ａｎｔから見て初段の共振子が、直列共振子Ｓ１である場合（図５（ａ）参照）、及び並列共振子Ｐ１である場合（図５（ｂ）参照）、２つの場合を考える。まず直列共振子Ｓ１が初段に配置されている場合を考える。
　容量値の計算結果について説明する。表１は、アンテナ端子Ａｎｔから見て初段の共振子が、直列共振子Ｓ１（表中の点線参照）であるラダー型フィルタにおける、各共振子の容量値の計算結果を示す表である。１列目は共振子の種類を示す。２列目は位相回転を考慮しない場合、つまり比較例における共振子の容量値を示す。３列目は位相回転した例と比較例とを比較した場合の、容量値の抑制の度合いである抑制度を示す。４列目は位相回転を行う場合における共振子の容量値を示す。２列目に示した容量値と、３列目に示した抑制度との積が４列目に示した容量値となる。
比較例において、容量値が０．５Ｃｓ及び２Ｃｐとなっているのは、図３（ａ）及び図３（ｂ）において説明したように、共振子を合成した際に、容量値も合成されるためである。
　表１に示すように、初段が直列共振子Ｓ１である場合、直列共振子Ｓ１の容量値は、比較例の場合から２５％抑制され、０．２５Ｃｓとなった。直列共振子Ｓ２及びＳ４各々の抑制度は９６％であり、容量値は０．４８Ｃｓとなった。直列共振子Ｓ３の抑制度は１１０％であり、容量値は０．５５Ｃｓとなった。並列共振子Ｐ１の抑制度は４１％であり、容量値は０．８２Ｃｐとなった。並列共振子Ｐ２の抑制度は７１％であり、容量値は１．４２Ｃｐとなった。並列共振子Ｐ３の抑制度は８０％であり、容量値は１．６Ｃｐとなった。並列共振子Ｐ４の抑制度は９５％であり、容量値は０．９５Ｃｐとなった。共振子の容量値を、表１に示すような値とすることで、受信フィルタのインピーダンスを増大させることができた。
　次にスプリアスの抑制について説明する。まず共振子Ｓ１～Ｓ４、及びＰ１～Ｐ４が周波数下降型の分散特性を有する圧電薄膜共振子である場合について説明する。図２３（ａ）において説明したように、圧電薄膜共振子の分散特性が周波数下降型である場合、直列共振子がスプリアスに大きな影響を及ぼす。また図２４（ａ）から図２７において説明したように、圧電薄膜共振子の容量値が大きいほど、スプリアスは小さくなる。一方、圧電薄膜共振子の容量値が小さいほど、スプリアスは大きくなる。このため、表１の２列目に示した比較例では、直列共振子Ｓ１～Ｓ４のうち、最小の容量値である０．５Ｃｓの容量値を有する直列共振子Ｓ２～Ｓ４が、スプリアスの大きさに影響する。
　表１の４列目に示すように、位相回転を行う場合、直列共振子Ｓ１～Ｓ４のうち、初段の直列共振子Ｓ１が最小の容量値０．２５Ｃｓを有する。従って、直列共振子Ｓ１の容量値を大きくすることにより、つまり直列共振子Ｓ１の共振領域の面積を大きくすることにより、スプリアスを抑制することが可能となる。例えば、直列共振子Ｓ１を２つに直列に分割する。分割して形成された直列共振子のうちの１つは、分割前の直列共振子Ｓ１と比較して２倍以上の面積の共振領域を有し、容量値は０．５Ｃｓ以上である。従って、スプリアスの大きさは、比較例と同等、又は比較例よりも小さくすることができる。
　次に共振子Ｓ１～Ｓ４、及びＰ１～Ｐ４が周波数上昇型の分散特性を有する圧電薄膜共振子である場合について説明する。図２３（ａ）において説明したように、圧電薄膜共振子が周波数上昇型である場合、並列共振子がスプリアスに大きな影響を及ぼす。
　表１の３列目及び４列目に示すように、並列共振子Ｐ１～Ｐ４のうち、初段の並列共振子Ｐ１が最大の抑制度４１％、及び最小の容量値０．８２Ｃｐを有する。比較例における並列共振子Ｐ１～Ｐ４が有する容量値のうち、最小の容量値はＣｐである。このように、本シミュレーションにおける最小の容量値０．８２Ｃｐは、Ｃｐの８割程度の値である。従って、スプリアスの大きさは、比較例と同程度となる。
　次に受信フィルタの反射特性の計算結果について説明する。図２８（ａ）は、比較例に係る分波器が備える受信フィルタの反射特性の計算結果を示すスミスチャートであり、図２８（ｂ）は、位相回転を行った受信フィルタの反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。図２９（ａ）は、比較例に係る分波器が備える受信フィルタの、受信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。図２９（ｂ）は、位相回転を行った受信フィルタの、受信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。図３０（ａ）は、比較例に係る分波器が備える受信フィルタの、送信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。図３０（ｂ）は、位相回転を行った受信フィルタの、送信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。なお図２８（ａ）、図２９（ａ）及び図３０（ａ）の各々に示すスミスチャートは、図１０（ａ）、図１１（ａ）及び図１２（ａ）の各々に示したものと同じであるが、比較のために再度図示した。
　図２８（ａ）に示した比較例と比較して、図２８（ｂ）に示した受信フィルタの反射特性の位相は回転している。図２９（ａ）及び図２９（ｂ）に示すように、比較例においても、位相回転をした場合においても、受信フィルタの通過帯域における受信フィルタの反射特性は、スミスチャートの中央付近に位置した。つまり受信フィルタの通過帯域において、受信フィルタのインピーダンスが５０Ωに整合されていた。このように、位相回転を行った場合でも、受信フィルタの通過帯域における受信フィルタの特性の悪化は抑制された。
　図３０（ａ）に示すように、比較例では、反射特性がスミスチャートの左端付近に位置した。図３０（ｂ）に点線で示すように、位相回転により、反射特性は、スミスチャートの左端付近に位置せず、右端付近に位置した。つまり、位相回転によって、送信フィルタの通過帯域における受信フィルタのインピーダンスが、０Ωの近傍から無限大の近傍に増大した。
　次に、並列共振子Ｐ１が初段に配置されている場合を考える。まず、容量値の計算結果について説明する。表２は、アンテナ端子Ａｎｔから見て初段の共振子が、並列共振子Ｐ１（表中の破線参照）であるラダー型フィルタにおける、各共振子の容量値の計算結果を示す表である。
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　表２に示すように、初段が並列共振子Ｐ１である場合、直列共振子Ｓ１の容量値は、比較例の場合から５２％抑制され、０．２６Ｃｓとなった。直列共振子Ｓ２の抑制度は７６％であり、容量値は０．３８Ｃｓとなった。直列共振子Ｓ３の抑制度は８４％であり、容量値は０．４７Ｃｓとなった。直列共振子Ｓ４の抑制度は５１％であり、容量値は０．５１Ｃｓとなった。並列共振子Ｐ１の抑制度は１７％であり、容量値は０．１７Ｃｐとなった。並列共振子Ｐ２の抑制度は９５％であり、容量値は１．９Ｃｐとなった。並列共振子Ｐ３の抑制度は９０％であり、容量値は１．８Ｃｐとなった。並列共振子Ｐ４の抑制度は７５％であり、容量値は１．５Ｃｐとなった。共振子の容量値を、表２に示すような値とすることで、受信フィルタのインピーダンスを増大させることができた。
　次にスプリアスの抑制について説明する。まず共振子Ｓ１～Ｓ４、及びＰ１～Ｐ４が周波数下降型の分散特性を有する圧電薄膜共振子である場合について説明する。
　表２の４列目に示すように、位相回転を行う場合、直列共振子Ｓ１～Ｓ４のうち、初段の直列共振子Ｓ１が最小の容量値０．２６Ｃｓを有する。従って、直列共振子Ｓ１の容量値を大きくすることにより、つまり直列共振子Ｓ１の共振領域の面積を大きくすることにより、スプリアスを抑制することが可能となる。例えば表１の場合と同様に、直列共振子Ｓ１を２つに直列に分割する。分割して形成された直列共振子のうちの１つは、分割前の直列共振子Ｓ１と比較して２倍以上の面積の共振領域を有し、容量値は０．５Ｃｓ以上である。従って、スプリアスの大きさは、比較例と同等、又は比較例よりも小さくすることができる。
　次に共振子Ｓ１～Ｓ４、及びＰ１～Ｐ４が周波数上昇型の分散特性を有する圧電薄膜共振子である場合について説明する。図２３（ａ）において説明したように、圧電薄膜共振子の分散特性が周波数上昇型である場合、並列共振子がスプリアスに大きな影響を及ぼす。
　表２の３列目及び４列目に示すように、並列共振子Ｐ１～Ｐ４のうち、初段の並列共振子Ｐ１が最大の抑制度１７％、及び最小の容量値０．１７Ｃｐを有する。比較例における並列共振子Ｐ１～Ｐ４の容量値のうち、最小の容量値はＣｐである。従って、並列共振子Ｐ１を例えば６分割することにより、Ｃｐと同程度の容量値を有する並列共振子を形成することができる。これにより、スプリアスの大きさは比較例と同程度となる。しかしながら、分割数を多くすると、フィルタが大型化する。
　次に、受信フィルタの反射特性の計算結果について説明する。図３１（ａ）は、比較例に係る分波器が備える受信フィルタの反射特性の計算結果を示すスミスチャートであり、図３１（ｂ）は、位相回転を行った受信フィルタの反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。図３２（ａ）は、比較例に係る分波器が備える受信フィルタの、受信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。図３２（ｂ）は、位相回転を行った受信フィルタの、受信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。図３３（ａ）は、比較例に係る分波器が備える受信フィルタの、送信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。図３３（ｂ）は、位相回転を行った受信フィルタの、送信フィルタの通過帯域における反射特性の計算結果を示すスミスチャートである。なお図３１（ａ）、図３２（ａ）及び図３３（ａ）の各々に示すスミスチャートは、図１０（ｂ）、図１１（ｂ）及び図１２（ｂ）の各々に示したものと同じであるが、比較のために再度図示した。
　図３１（ａ）に示した比較例と比較して、図３１（ｂ）に示した受信フィルタの反射特性の位相は回転している。図３２（ａ）及び図３２（ｂ）に示すように、比較例においても、位相回転をした場合においても、受信フィルタの通過帯域における受信フィルタの反射特性は、スミスチャートの中央付近に位置した。つまり、位相回転を行った場合でも、受信フィルタの通過帯域において、受信フィルタのインピーダンスが５０Ωに整合されていた。
　図３３（ａ）に示すように、比較例では、反射特性がスミスチャートの左端付近に位置した。図３３（ｂ）に示すように、位相回転により、反射特性はスミスチャートの左端付近に位置せず、右端付近に位置した。つまり、位相回転によって、送信フィルタの通過帯域における受信フィルタのインピーダンスが０Ωの近傍から、無限大の近傍に増大した。
　分散特性が周波数下降型の圧電薄膜共振子を用いる場合、直列共振子の容量値が大きい方が、スプリアスを低減することができる。表１に示したように、初段の共振子が並列共振子Ｐ１である場合の直列共振子Ｓ１の抑制度は５２％である。表２に示したように、初段の共振子が直列共振子Ｓ１である場合の直列共振子Ｓ１の抑制度は２５％である。直列共振子Ｓ１の抑制度がより大きくなるため、分散特性が周波数下降型の圧電薄膜共振子を用いる場合、並列共振子Ｐ１を初段の共振子とすることが好ましい。また、直列共振子Ｓ１を２つ以上に直列に分割することで、比較例の直列共振子Ｓ１と同程度以上の容量値を有する直列共振子が形成される。従って、直列共振子Ｓ１を分割することが、より好ましい。
　分散特性が周波数上昇型の圧電薄膜共振子を用いる場合、並列共振子の容量値が大きい方が、スプリアスを低減することができる。表１に示したように、初段の共振子が直列共振子Ｓ１である場合の並列共振子Ｐ１の抑制度は８２％である。表２に示したように、初段の共振子が並列共振子Ｐ１である場合の並列共振子Ｐ１の抑制度は１７％である。並列共振子Ｐ１の抑制度がより大きくなるため、分散特性が周波数上昇型の圧電薄膜共振子を用いる場合、直列共振子Ｓ１を初段の共振子とすることが好ましい。
　以上の考察に基づいた本発明の実施例について説明する。実施例１は、圧電薄膜共振子の分散特性が周波数下降型の例である。図３４（ａ）は、実施例１に係る分波器を例示する回路図である。
　図３４（ａ）に示すように、実施例１に係る分波器１００ａは、送信フィルタＦ１３（第１フィルタ）、受信フィルタＦ１４（第２フィルタ）、アンテナ端子Ａｎｔ（共通端子）、送信端子Ｔｘ（第１端子）、及び受信端子Ｒｘ（第２端子）を備える。送信フィルタＦ１３の一端はアンテナ端子Ａｎｔに接続され、他端は送信端子Ｔｘに接続されている。受信フィルタＦ１４の一端はアンテナ端子Ａｎｔに接続され、他端は受信端子Ｒｘに接続されている。送信フィルタＦ１３と受信フィルタＦ１４とは、アンテナ端子Ａｎｔを介して接続されている。また、送信フィルタＦ１３とアンテナ端子Ａｎｔとの間、及び受信フィルタＦ１４とアンテナ端子Ａｎｔとの間のいずれにも、位相器は設けられていない。分波器１００ａは、例えばＷ－ＣＤＭＡ　Ｂａｎｄ２方式に対応した分波器である。送信フィルタ及び受信フィルタの各々は、ｎ段のラダー型フィルタである。なお、段数ｎは、フィルタの抑圧度に影響を与える反面、反射特性の位相には影響を与えない。従って段数ｎは任意に定めることができる。例えばｎ＝７とすれば、フィルタは図５（ｂ）に示したような７段のラダー型フィルタとなる。送信フィルタＦ１３は、直列共振子Ｓ１ｔ～Ｓｎｔ、及び並列共振子Ｐ１ｔ～Ｐｎｔを備える。受信フィルタＦ１４は、直列共振子Ｓ１～Ｓｎ、及び並列共振子Ｐ１～Ｐｎを備える。０アンテナ端子Ａｎｔから見た、受信フィルタＦ１４の初段の共振子は、並列共振子Ｐ１である。各共振子は、圧電薄膜共振子であり、それぞれ周波数下降型の分散特性を有する。
　実施例１によれば、圧電薄膜共振子の容量値を調整することで、位相器を用いることなく、送信フィルタの通過帯域において受信フィルタＦ１４のインピーダンスを増大させることができる（図３３（ｂ）、表２参照）。このため、位相器による信号の損失を抑制し、かつ分波器を小型化することができる。また表１及び表２において説明したように、初段の共振子を並列共振子Ｐ１とすることで、初段の共振子を直列共振子Ｓ１とする場合よりも、直列共振子Ｓ１の抑制度を小さくすることができる。このため、直列共振子に発生するスプリアスを抑制し、スプリアスに起因するリップルを抑制することが可能となる。つまり実施例１によれば、圧電薄膜共振子の分散特性が周波数下降型の場合において、受信フィルタＦ１４のインピーダンスの増大と、反射特性に生じるスプリアスの抑制とを両立することができる。スプリアスを抑制することにより、スプリアスに起因するリップルの抑制が可能となる。
　分波器１００ａはＷ－ＣＤＭＡ　Ｂａｎｄ２方式に対応するとしたが、他の通信方式に対応してもよい。また図１３～図１６に示したように、Ｗ－ＣＤＭＡ　Ｂａｎｄ２方式において、ガードバンド幅が４０ＭＨｚ以下である場合、送信フィルタの帯域における受信フィルタのインピーダンスが大きく低下する。従って、分波器１００がＷ－ＣＤＭＡ　Ｂａｎｄ２方式に対応し、かつ送信フィルタＦ１３の通過帯域と受信フィルタＦ１４の通過帯域との間隔を４０ＭＨｚとすることで、分波器の特性を効果的に改善することができる。さらにガードバンド幅が３０ＭＨｚである場合、及び２０ＭＨｚである場合、分波器の特性をより効果的に改善することができる。特にガードバンド幅が３０ＭＨｚを下回る場合、反射特性はスミスチャートの左端付近に位置する（図１５（ｂ）参照）。つまりインピーダンスが０Ωに極めて近くなる。従って、ガードバンド幅が３０ＭＨｚ以下の場合、分波器の特性をより効果的に改善することができる。なお送信フィルタＦ１３は、図３４（ａ）に示したものと異なる構成を有してもよい。例えばアンテナ端子Ａｎｔ側から見た初段の共振子が並列共振子Ｐ１ｔでもよい。
　また受信フィルタＦ１４内の各段間での信号の反射を抑制するため、受信端子Ｒｘからアンテナ端子Ａｎｔに向けて、共振子のインピーダンスを高くすることが好ましい。送信フィルタＦ１３及び受信フィルタＦ１５が備える圧電薄膜共振子としては、図１９（ｂ）から図２０（ｃ）のいずれの共振子でもよい。ただし各圧電薄膜共振子が周波数下降型の分散特性を有する。
　次に実施例１の第１の変形例について説明する。実施例１の第１の変形例は、直列共振子を複数の共振子に分割する例である。図３４（ｂ）は、実施例１の第１の変形例に係る分波器を例示する回路図である。図３４（ａ）において既述した構成と同じ構成については説明を省略する。
　受信フィルタＦ１５は、直列共振子Ｓ１－１～Ｓｎ、及び並列共振子Ｐ１～Ｐｎを備える、ｎ段のラダー型フィルタである。アンテナ端子Ａｎｔ側から見た、受信フィルタＦ１４の初段の共振子は並列共振子Ｐ１である。また、受信フィルタＦ１５は、比較例に係る受信フィルタの位相回転を行い、送信フィルタの通過帯域において受信フィルタＦ１５のインピーダンスが無限大に近くなるようなフィルタである。つまり、受信フィルタＦ１５は表２の場合に対応する。
　直列共振子Ｓ１－１及びＳ１－２は、図３４（ａ）に示した直列共振子Ｓ１を、２つに直列に分割して形成された直列共振子である。直列共振子Ｓ１－１（第１直列共振子）と直列共振子Ｓ１－２（第２直列共振子）との間には、並列共振子は接続されていない。直列共振子Ｓ１－１～Ｓｎ、及び並列共振子Ｐ１～Ｐｎ各々の分散特性は、周波数下降型である。
　アンテナ端子Ａｎｔから見た、受信フィルタＦ１５の初段の直列共振子はＳ１－１及びＳ１－２の２つに直列に分割された直列共振子となっている。従って、直列共振子Ｓ１－１及びＳ１－２のいずれか一方が有する容量値は、直列共振子Ｓ１－１及びＳ１－２の合成容量値の２倍以上となる。容量値の増大は、圧電薄膜共振子の共振領域の面積が増大することを意味する。圧電薄膜共振子の共振子の面積を大きくすることにより、スプリアスを抑制することができる（図２４（ａ）～図２７参照）。また、直列共振子Ｓ１－１とＳ１－２とを合成した容量値は、送信フィルタの通過帯域において受信フィルタＦ１５のインピーダンスを増大させる容量値に設定する（図３３（ｂ）、表２参照）。このように実施例１の第１の変形例によれば、圧電薄膜共振子の分散特性が周波数下降型の場合において、受信フィルタＦ１５のインピーダンスの増大と、スプリアスの抑制とを両立することができる。
　実施例１の第１の変形例によれば、位相器を用いることなく送信フィルタの通過帯域において受信フィルタＦ１５のインピーダンスを増大させることができる（図３３（ｂ）、表２参照）。位相器を用いないため、信号の損失を抑制することができる。この場合、表２に示したように、直列共振子Ｓ１の容量値は、比較例の場合から５２％抑制される。実施例１の第１の変形例では、直列共振子Ｓ１を分割し、直列共振子Ｓ１－１及びＳ１－２を形成する。これにより、直列共振子Ｓ１－１及びＳ１－２それぞれの共振領域の面積は大きくなり、直列共振子Ｓ１－１及びＳ１－２のいずれか一方が有する容量値は、比較例における直列共振子Ｓ１の容量値と同程度以上となる。従って、反射特性のスプリアス、及びスプリアスに起因するリップルを効果的に抑制することができる。このため、直列共振子Ｓ１は直列に分割することが好ましい。
　初段の直列共振子は３つ以上に直列に分割された直列共振子としてもよい。分割数を多くすることにより、容量値の大きな直列共振子が形成され、スプリアスをより効果的に抑制することができる。ただし分割数の増大に伴い、受信フィルタＦ１５のサイズは大きくなる。このため、分割数は受信フィルタＦ１５の大型化が抑制されるような分割数とすることが好ましい。例えば図３４（ａ）に示したように、直列共振子を２つに分割しＳ１－１及びＳ１－２を形成することで、スプリアスを抑制し、かつ受信フィルタＦ１５の大型化を抑制することが可能となる。
　直列共振子Ｓ１－１及びＳ１－２は、同一の容量値を有してもよいし、異なる容量値を有してもよい。直列共振子Ｓ１－１及びＳ１－２が同一の容量値を有する場合、直列共振子Ｓ１－１及びＳ１－２においてスプリアスの発生の仕方が近似し、スプリアスが強め合う可能性がある。これに対し直列共振子Ｓ１－１及びＳ１－２が異なる容量値を有する場合、直列共振子Ｓ１－１及びＳ１－２においてスプリアスの発生の仕方が異なり、スプリアスは打ち消し合う。従って効率的にスプリアスを抑制するためには、直列共振子Ｓ１－１及びＳ１－２は、異なる容量値を有することが好ましい。また、直列共振子Ｓ１－１及びＳ１－２においてスプリアスの発生の仕方を異ならせるためには、直列共振子Ｓ１－１と直列共振子Ｓ１－２とで、共振領域１３０（例えば図１９（ｂ）参照）の形状が異なることが好ましい。直列共振子Ｓ１を３つ以上に直列に分割した場合でも、分割して形成された複数の直列共振子のうち、少なくとも１つの直列共振子が、複数の直列共振子のうち、他の直列共振子と異なる容量値を有することが好ましい。また、少なくとも１つの直列共振子と、複数の直列共振子のうち、他の直列共振子とで、共振領域１３０の形状が異なることが好ましい。
　次に実施例１の第２の変形例について説明する。実施例１の第２の変形例は、初段の共振子が並列共振子の例である。図３５（ａ）は、実施例１の第２の変形例に係る分波器を例示する回路図である。図３４（ａ）及び図３４（ｂ）において既述した構成と同じ構成については説明を省略する。
　図３５（ａ）に示すように、アンテナ端子Ａｎｔ側から見た、受信フィルタＦ１６の初段の共振子は直列共振子Ｓ１－１である。直列共振子Ｓ１－１とＳ１－２との間には、並列共振子が接続されていない。
　実施例１の第２の変形例によれば、圧電薄膜共振子の分散特性が周波数下降型の場合において、送信フィルタの通過帯域における受信フィルタＦ１６のインピーダンスの増大と、スプリアスの抑制とを両立することができる。
　すなわち、実施例１の第２の変形例によれば、位相器を用いることなく送信フィルタの通過帯域において受信フィルタＦ１６のインピーダンスを増大させることができる（図３０（ｂ）、表１参照）。位相器を用いないため、信号の損失を抑制することができる。この場合、表１に示したように、直列共振子Ｓ１の容量値は、比較例の場合から２５％抑制される。容量値の抑制は、スプリアスの増大の原因となりうる。実施例１の第２の変形例では、直列共振子Ｓ１を直列に分割し、直列共振子Ｓ１－１及びＳ１－２を形成する。これにより、直列共振子Ｓ１－１及びＳ１－２それぞれの共振領域の面積が大きくなり、直列共振子Ｓ１－１又はＳ１－２が有する容量値は比較例における直列共振子Ｓ１の容量値と同程度以上となる。従って、反射特性のスプリアス、及びスプリアスに起因するリップルを効果的に抑制することができる。このため、直列共振子Ｓ１は直列に分割することが好ましい。
　実施例２は、圧電薄膜共振子の分散特性が周波数上昇型の例である。図３５（ｂ）は、実施例２に係る分波器を例示する回路図である。図３４（ａ）から図３５（ｂ）において既述した構成と同じ構成については説明を省略する。
　図３５（ｂ）に示すように、受信フィルタＦ１７は、直列共振子Ｓ１～Ｓｎ、及び並列共振子Ｐ１～Ｐｎを備える、ｎ段のラダー型フィルタである。アンテナ端子Ａｎｔ側から見た、受信フィルタＦ１７の初段の共振子は直列共振子Ｓ１である。また、受信フィルタＦ１７は、比較例に係る受信フィルタの位相回転を行い、送信フィルタの通過帯域において受信フィルタＦ１７のインピーダンスが無限大に近くなるようなフィルタである。つまり、受信フィルタＦ１７は表１の場合に対応する。直列共振子Ｓ１～Ｓｎ、及び並列共振子Ｐ１～Ｐｎ各々の分散特性は、周波数上昇型である。
　実施例２によれば、位相器を用いることなく送信フィルタの通過帯域において受信フィルタＦ１７のインピーダンスを増大させることができる（図３０（ｂ）、表１参照）。表１において説明したように、並列共振子Ｐ１の抑制度は４１％であり、並列共振子Ｐ１の容量値は位相回転を行わない比較例における最小の容量値の８割程度である０．８２Ｃｐとなる。従って、位相回転を行った場合でも、スプリアスの大幅な増大は抑制される。つまり実施例２によれば、圧電薄膜共振子の分散特性が周波数下降型の場合において、受信フィルタＦ１７のインピーダンスの増大と、スプリアスの抑制とを両立することができる。さらに位相器を用いてないため、位相器による信号の損失は抑制される。これにより、分波器２００の特性の改善が可能となる。
　圧電薄膜共振子の分散特性が周波数上昇型の場合においても、図３４（ｂ）に示したような、初段の共振子が並列共振子Ｐ１である受信フィルタを用いてもよい。ただし表２に示したように、初段の共振子が並列共振子Ｐ１である場合、並列共振子Ｐ１の容量値の抑制度は１７％となり、並列共振子Ｐ１の容量値は小さくなる。容量値の低下は、スプリアス抑制の観点から好ましくない。スプリアスを抑制するためには、並列共振子Ｐ１を例えば６分割すればよい。しかしながら、分割数を増やすことにより、受信フィルタが大型化する可能性がある。従って、スプリアスを抑制し、かつ受信フィルタの大型化も抑制するためには、初段の共振子を直列共振子Ｓ１とすることが好ましい。
　実施例３はシャントインダクタを用いる例である。まずシャントインダクタを用いる目的について説明する。
　受信帯域において、送信フィルタが備える圧電薄膜共振子の共振は抑制され、圧電薄膜共振子はキャパシタとして機能する。つまり受信フィルタの通過帯域において、送信フィルタはキャパシタがラダー型に接続された、容量性の回路として機能する。このため、アンテナ端子Ａｎｔから見ると、分波器は受信フィルタとキャパシタとが並列に接続された回路とみなすことができる。同様に、送信フィルタの通過帯域において、受信フィルタは容量性の回路として機能する。アンテナ端子Ａｎｔから見ると、分波器は送信フィルタとキャパシタとが並列に接続された回路とみなすことができる。この結果、送信フィルタの通過帯域及び受信フィルタの通過帯域の各々において、送信フィルタの特性及び受信フィルタの特性の各々に、キャパシタの特性が重畳されることとなる。従って、分波器の特性が悪化することがある。
　実施例３では、容量性を打ち消すシャントインダクタを用いる。シャントインダクタとは、インダクタが有する誘導性リアクタンス成分により、キャパシタが有する容量性リアクタンス成分を調整し、打ち消すようなインダクタである。図３６（ａ）は、実施例３に係る分波器を例示する回路図である。図３４（ａ）において既述した構成と同じ構成については説明を省略する。
　図３６（ａ）に示すように、実施例３に係る分波器３００ａは、アンテナ端子Ａｎｔと、送信フィルタＦ１３及び受信フィルタＦ１４との間にインダクタＬを備える。インダクタＬの一端は、アンテナ端子Ａｎｔと、送信フィルタＦ１３及び受信フィルタＦ１４との間に接続され、他端は接地されている。このように、分波器３００ａは、図３４（ａ）に示した分波器１００ａにインダクタＬを追加した構成を有する。受信帯域外における受信フィルタＦ１４の容量値と、送信帯域外における送信フィルタＦ１３の容量値とは、同程度である。
　インダクタＬは、受信帯域外において受信フィルタＦ１４が有するリアクタンス成分を打ち消す。またインダクタＬは、送信帯域外において送信フィルタＦ１３が有するリアクタンス成分を打ち消す。つまりインダクタＬは、シャントインダクタとして機能する。このため、送信フィルタの通過帯域においては、アンテナ端子Ａｎｔから見た分波器３００ａの特性を、キャパシタが接続されていない送信フィルタＦ１３の特性に近づけることができる。また受信フィルタの通過帯域においては、アンテナ端子Ａｎｔから見た分波器３００ａの特性を、キャパシタが接続されていない受信フィルタＦ１４の特性に近づけることができる。従って、実施例３によれば、分波器３００ａの特性をより効果的に改善することが可能となる。
　インダクタＬによる位相回転は微少であり、インダクタＬは送信フィルタＦ１３及び受信フィルタＦ１４各々の反射特性に大きな影響を及ぼさない。インダクタＬは位相器として機能するものではない。従って、インダクタＬを設けた場合でも、送信フィルタの通過帯域において受信フィルタＦ１４は高インピーダンスを維持する。また、受信帯域外における受信フィルタＦ１４の容量値と、送信帯域外における送信フィルタＦ１３の容量値とは、同程度である。このため、１つのインダクタＬを使用することで、送信フィルタＦ１３及び受信フィルタＦ１４各々の容量性を打ち消すことができる。この結果、分波器３００ａの大型化を抑制することができる。また回路構成の複雑化も抑制されるため、分波器３００ａが高コスト化する可能性も低い。次に実施例３の第１の変形例について説明する。
　図３６（ｂ）は、実施例３の第１の変形例に係る分波器を例示する回路図である。図３４（ａ）及び図３６（ａ）において既述した構成と同じ構成については説明を省略する。図３６（ｂ）に示すように、実施例３の第１の変形例に係る分波器３００ｂは、図３４（ｂ）に示した分波器１００ｂにインダクタＬを追加した構成を有する。
　図３７（ａ）は、実施例３の第２の変形例に係る分波器を例示する回路図である。図３５（ａ）及び図３６（ａ）において既述した構成と同じ構成については説明を省略する。図３７（ａ）に示すように、実施例３の第２の変形例に係る分波器３００ｃは、図３５（ａ）に示した分波器１００ｃにインダクタＬを追加した構成を有する。
　図３７（ｂ）は実施例３の第３の変形例に係る分波器を例示する回路図である。図３５（ｂ）及び図３６（ａ）において既述した構成と同じ構成については説明を省略する。図３７（ｂ）に示すように、実施例３の第２の変形例に係る分波器３００ｄは、図３５（ｂ）に示した分波器２００にインダクタＬを追加した構成を有する。
　実施例３の第１の変形例、第２の変形例、及び第３の変形例の各々において、インダクタＬはシャントインダクタとして機能する。従って、分波器３００ｂ、分波器３００ｃ、及び分波器３００ｄ各々の特性は改善する。
　実施例４は、分波器をＲＦ（Radio Frequency）モジュールへの適用例である。図３８は、実施例４に係るＲＦモジュールを例示するブロック図である。
　図３８に示すように、ＲＦモジュール４００は、アンテナ１０４、アンテナスイッチ４０２、分波器バンク４０４、並びにアンプモジュール４０６を備える。ＲＦモジュール４００は、例えば携帯電話用のＲＦモジュールであり、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）通信方式及びＷ－ＣＤＭＡ通信方式等、複数の通信方式に対応している。ＧＳＭ方式については、８５０ＭＨｚ帯（ＧＳＭ８５０）、９００ＭＨｚ帯（ＧＳＭ９００）、１８００ＭＨｚ帯（ＧＳＭ１８００）、１９００ＭＨｚ帯（ＧＳＭ１９００）に対応している。アンテナ１０４は、例えばＧＳＭ方式及びＷ－ＣＤＭＡ方式いずれの送受信信号をも送受信できる。
　分波器バンク４０４は、複数の分波器４０４ａ、４０４ｂ及び４０４ｃを含む。複数の分波器の各々は、複数の通信方式の各々に対応した分波器である。アンテナスイッチ４０２は、送受信する信号の通信方式に応じて、分波器バンク４０４が備える複数の分波器から、通信方式に対応する分波器を選択し、選択された分波器とアンテナ１０４とを接続する。各分波器はアンプモジュール４０６に接続されている。アンプモジュール４０６は分波器の受信フィルタが受信した信号を増幅し、処理部に出力する。またアンプモジュール４０６は、処理部により生成された信号を増幅し分波器の送信フィルタに出力する。
　分波器４０４ａ～４０４ｃの各々が分波器１００ａ～３００ｄ（図３４（ａ）～図３７（ｂ）参照）のいずれか１つと同じ構成を有してもよいし、分波器４０４ａ～４０４ｃのうち２つ、又は１つが分波器１００ａ～３００のいずれか１つと同じ構成を有してもよい。つまり、分波器４０４ａ～４０４ｃの少なくとも１つが、分波器１００ａ～３００のいずれか１つと同じ構成を有する。なお、分波器バンク４０４が備える分波器は２つでもよいし、４つ以上でもよい。分波器バンク４０４が備える複数の分波器のうち少なくとも１つが、分波器１００ａ～３００のいずれか１つと同じ構成を有する。
　実施例４によれば、ＲＦモジュール４００においても、位相器を用いずに位相回転を行い、かつリップルを抑制した分波器を用いることができる。これにより、ＲＦモジュール４００の特性を改善することができる。位相器を用いないため、信号の損失を抑制でき、かつＲＦモジュールの小型化が可能となる。またＲＦモジュールは、例えば無線ＬＡＮ（Local Area Network）等、携帯電話用以外の用途に用いられるＲＦモジュールとしてもよい。さらに、ＲＦモジュールを、携帯電話、パーソナルコンピュータ、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant：携帯情報端末）等、電子装置に搭載してもよい。
　フィルタの通過帯域が位置する周波数は、反射特性の位相に大きな影響を与えない。また、ラダー型フィルタの段数、及び容量比Ｃｐ／Ｃｓは、反射特性の位相に大きな影響を与えない。従って、分波器が用いられる周波数を変更した場合でも、反射特性の位相に大きな変化が生じない。このため、実施例は、Ｗ－ＣＤＭＡ　Ｂａｎｄ２方式対応の分波器に限定して適用されるものではなく、Ｗ－ＣＤＭＡ　Ｂａｎｄ２以外の通信方式に対応した分波器にも適用される。特に１ＧＨｚ以上の高周波数に対応した分波器では、圧電薄膜共振子が使用されることがある。従って実施例は、１ＧＨｚ以上の高周波数に対応した分波器において、特に有効である。また実施例は、１ＧＨｚ未満の周波数に対応した分波器にも適用できる。
　受信フィルタＦ１４～Ｆ１７の各々の通過帯域は、送信フィルタＦ１３の通過帯域よりも高周波数側に位置するとした。つまり実施例では、分波器が備える第１フィルタと第２フィルタのうち、通過帯域が第１フィルタの通過帯域より高周波数側に位置する第２フィルタを受信フィルタとした。また第１フィルタを送信フィルタとした。しかしながら、分波器の構成はこれに限定されない。例えば第１フィルタを受信フィルタとし、第２フィルタを送信フィルタとしてもよい。また第１フィルタ及び第２フィルタの両方を受信フィルタとしてもよい。分波器の構成を変更した場合でも、第２フィルタを、実施例１～３において説明した受信フィルタＦ１４～Ｆ１７のいずれかのような構成とすればよい。
　図１９（ｂ）、図２０（ａ）又は図２０（ｂ）のように、共振領域１３０下に貫通孔１３２、キャビティ１３４又は空隙１３６が形成されている場合、圧電薄膜共振子の分散特性は、主に圧電薄膜共振子が備える圧電薄膜１２８の材料によって異なる。圧電薄膜１２８が、ポアソン比が０．３未満の材料からなる場合、圧電薄膜共振子の分散特性は周波数下降型となる。ポアソン比が０．３未満の材料として、例えば（００２）方向に配向された窒化アルミニウム（ＡｌＮ）等がある。また圧電薄膜１２８が、ポアソン比が０．３以上の材料からなる場合、圧電薄膜共振子の分散特性は周波数上昇型となる。ポアソン比が０．３以上の材料として、例えば（００２）方向に配向された酸化亜鉛（ＺｎＯ）等がある。また、図２０（ｃ）のように音響反射膜１３８を用いる場合、圧電薄膜１２８のポアソン比だけでなく、音響反射膜１３８のポアソン比も、圧電薄膜共振子の分散特性に影響を与えることがある。
　以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明はかかる特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。

Claims (12)

  1. 　一端が共通端子に接続され、他端が第１端子に接続された第１フィルタと、
    　一端が前記共通端子に接続され、他端が第２端子に接続され、前記第１フィルタの通過帯域より高周波数側に通過帯域を有する第２フィルタと、を具備し、
    　前記第１フィルタと前記共通端子との間、及び前記第２フィルタと前記共通端子との間のいずれにも位相器を備えず、
    　前記第２フィルタは、複数の圧電薄膜共振子をラダー型に接続したラダー型フィルタであり、
    　前記圧電薄膜共振子の共振周波数よりも低周波数側において、前記圧電薄膜共振子が備える圧電薄膜の厚み方向と直交する方向の伝搬定数が実数であり、
    　前記共通端子側から見た前記第２フィルタの初段の共振子は、並列共振子であることを特徴とする分波器。
  2. 　前記第２フィルタが備える前記共通端子に最も近い直列共振子は、直列に分割されていることを特徴とする請求項１記載の分波器。
  3. 　一端が共通端子に接続され、他端が第１端子に接続された第１フィルタと、
    　一端が前記共通端子に接続され、他端が第２端子に接続され、前記第１フィルタの通過帯域より高周波数側に通過帯域を有する第２フィルタと、を具備し、
    　前記第１フィルタと前記共通端子との間、及び前記第２フィルタと前記共通端子との間のいずれにも位相器を備えず、
    　前記第２フィルタは、複数の圧電薄膜共振子をラダー型に接続したラダー型フィルタであり、
    　前記圧電薄膜共振子の共振周波数よりも低周波数側において、前記圧電薄膜共振子が備える圧電薄膜の厚み方向と直交する方向の伝搬定数が実数であり、
    　前記共通端子側から見た前記第２フィルタの初段の共振子は、直列共振子であり、
    　前記直列共振子は、直列に分割されていることを特徴とする分波器。
  4. 　前記圧電薄膜のポアソン比は０．３未満であることを特徴とする請求項１から３いずれか一項記載の分波器。
  5. 　前記直列共振子が直列に分割されて形成された複数の直列共振子のうち、少なくとも１つの直列共振子は、前記複数の直列共振子のうち前記１つの直列共振子以外の直列共振子と異なる容量値を有することを特徴とする請求項２又は３記載の分波器。
  6. 　前記直列共振子が直列に分割されて形成された複数の直列共振子のうち、少なくとも１つの直列共振子と、前記複数の直列共振子のうち前記１つの直列共振子以外の直列共振子とでは、前記圧電薄膜を介して前記上部電極と前記下部電極とが互いに重なる領域の形状が異なることを特徴とする請求項２、３及び５いずれか一項記載の分波器。
  7. 　一端が共通端子に接続され、他端が第１端子に接続された第１フィルタと、
    　一端が前記共通端子に接続され、他端が第２端子に接続され、前記第１フィルタの通過帯域より高周波数側に通過帯域を有する第２フィルタと、を具備し、
    　前記第１フィルタと前記共通端子との間、及び前記第２フィルタと前記共通端子との間のいずれにも位相器を備えず、
    　前記第２フィルタは、複数の圧電薄膜共振子をラダー型に接続したラダー型フィルタであり、
    　前記圧電薄膜共振子の共振周波数よりも高周波数側において、前記圧電薄膜共振子が備える圧電薄膜の厚み方向と直交する方向の伝搬定数が実数であり、
    　前記共通端子側から見た前記第２フィルタの初段の共振子は、直列共振子であることを特徴とする分波器。
  8. 　前記圧電薄膜のポアソン比は０．３以上であることを特徴とする請求項７記載の分波器。
  9. 　前記第１フィルタは送信フィルタであり、
    　前記第２フィルタは受信フィルタであることを特徴とする請求項１から８いずれか一項記載の分波器。
  10. 　前記第１フィルタの通過帯域と、前記第２フィルタの通過帯域との間隔は、４０ＭＨｚ以下であることを特徴とする請求項１から９いずれか一項記載の分波器。
  11. 　一端が前記共通端子と、前記第１フィルタ及び前記第２フィルタとの間に接続され、他端が接地されているインダクタを備えることを特徴とする請求項１から１０いずれか一項記載の分波器。
  12. 　前記分波器は、Ｗ－ＣＤＭＡ　Ｂａｎｄ２方式向けの分波器であることを特徴とする請求項１から１１いずれか一項記載の分波器。
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