WO2011013369A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device including a power conversion unit having a plurality of switching elements.
  • a power conversion device including an inverter circuit having a plurality of switching elements and a switching control unit that controls driving of the switching elements is known.
  • Such a power conversion device is widely used for home appliances and industrial devices that need to control the rotational speed and torque of a motor, for example.
  • a free-wheeling diode is connected in antiparallel to the switching element.
  • the actual output voltage causes an error with respect to the voltage command due to an on-voltage drop when a current flows through these switching elements and freewheeling diodes. As a result, distortion occurs in the output current and torque.
  • Patent Document 1 for example, a method of determining an inverter voltage command in consideration of a device on-voltage drop is considered.
  • the on-voltage drop compensation is performed in consideration of the effect of dead time set so that a pair of switching elements connected in series in the inverter circuit do not turn on at the same time. I am doing so.
  • the present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to convert an on-voltage drop of a device into an output voltage or the like in a power conversion device including a power conversion unit having a plurality of switching elements.
  • the object of the present invention is to obtain a configuration that can easily and accurately compensate for the compensation.
  • the first invention A power converter (4) having a plurality of switching elements (Sp, Sn) capable of reverse conduction; A control unit (10) for switching each switching element (Sp, Sn) by determining an ON time of each switching element (Sp, Sn) according to the output voltage of the power conversion unit (4); With The control unit (10) causes the power conversion unit (4) to perform synchronous rectification and correct the on-time according to an on-voltage drop of the switching element (Sp, Sn). .
  • the on-voltage drop of the device that occurs in the inverter circuit (4) is the on-state voltage that occurs in the switching element (Sp, Sn). Only voltage drop. Therefore, the on-voltage drop in the inverter circuit (4) can be easily obtained, and the on-voltage drop can be easily compensated for the output voltage and the like. Since the on-time is corrected in consideration of the on-voltage drop of the switching element (Sp, Sn), the output voltage of the inverter circuit (4) can reduce an error corresponding to the on-voltage drop. Therefore, it is possible to output a desired voltage by compensating the on-voltage drop of the switching element (Sp, Sn) with respect to the output voltage of the inverter circuit (4).
  • the switching element (Sp, Sn) is a unipolar element.
  • switching elements (Sp, Sn) capable of reverse conduction can be easily configured.
  • Each switching element (Sp, Sn) is formed of a wide band gap semiconductor.
  • the fourth invention is In any one of the power converters according to the first to third aspects of the invention,
  • the control unit (10) performs the correction based on a table in which the output current of the power conversion unit (4) is associated with the on-voltage drop corresponding to the output current.
  • the error corresponding to the on-voltage drop can be reduced, it is possible to accurately and easily compensate the on-voltage drop for the output voltage or the like.
  • the second invention it is possible to easily realize the configuration of the invention and to compensate the on-voltage drop accurately and easily.
  • the range of the current that can be supplied only to the switching element (Sp, Sn) is expanded, so that the range of the output current that can be compensated is expanded.
  • the output voltage can be corrected with high accuracy.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a schematic configuration of a power conversion device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the operation of a pair of upper and lower arms in the inverter circuit.
  • FIG. 3 is a time chart showing the waveform of the ON signal and the waveform of the output voltage with respect to the voltage command.
  • FIG. 4 is a diagram schematically showing a difference in rising voltage between the parasitic diode of the Si-MOSFET and the parasitic diode of the SiC-MOSFET.
  • Embodiment 1 -Overall configuration of power converter- FIG. 1 shows a power conversion apparatus (1) according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the power converter (1) includes a converter circuit (2), a capacitor circuit (3), and an inverter circuit (4).
  • the said power converter device (1) is used, for example in order to drive the electric motor (5) (henceforth a motor) of the compressor provided in the refrigerant circuit of the air conditioning apparatus.
  • the refrigerant circuit of the air conditioner is not particularly shown, but the compressor, the condenser, the expansion mechanism, and the evaporator are connected to form a closed circuit, and the refrigerant circulates to form a vapor compression refrigeration. It is configured to perform a cycle.
  • this refrigerant circuit in the cooling operation, air cooled by the evaporator is supplied into the room, and in the heating operation, air heated by the condenser is supplied into the room.
  • the converter circuit (2) includes a plurality of diodes (2a), and is configured to rectify AC power output from the commercial power supply (6).
  • the converter circuit (2) includes a plurality of (for example, six in the case of three-phase alternating current) diodes (2a) connected in a bridge shape to form a rectifier circuit.
  • the converter circuit (2) is configured by a plurality of diodes (2a).
  • the switching circuit is configured by a switching element so that the AC power is rectified to DC power. The element may be controlled.
  • the capacitor circuit (3) includes a capacitor (3a) connected in parallel to the output side of the converter circuit (2). By providing this capacitor circuit (3), the voltage rectified by the converter circuit (2) can be smoothed. Thereby, DC power can be stably supplied to the inverter circuit (4) side.
  • the inverter circuit (4) is connected in parallel to the converter circuit (2) together with the capacitor circuit (3).
  • This inverter circuit (4) is formed by bridge-connecting a plurality of switching elements (S, for example, six in the case of three-phase alternating current). That is, although not particularly illustrated, the inverter circuit (4) has three switching legs formed by connecting two switching elements (S, S) in series with each other in parallel.
  • the inverter circuit (4) converts a DC voltage into an AC voltage by the on / off operation of these switching elements (S), and supplies the AC voltage to the motor (5).
  • the switching element (S) is a unipolar element such as a MOSFET or JFET, and is made of a wide band gap semiconductor such as SiC or GaN.
  • the switching element (S) is configured to be conductive in the reverse direction.
  • a diode (D) is connected in antiparallel to each of the switching elements (S), and the switching element (4a) is connected by the switching element (S) and the diode (D). ) Is configured.
  • the diode (D) is constituted by a parasitic diode formed in a chip constituting the switching element (S).
  • the said power converter device (1) is provided with the switching control part (11) and the inverter control part (15).
  • the switching control unit (11) outputs ON signals Gp and Gn (gate drive signals) at a predetermined timing to each switching element (S) of the inverter circuit (4).
  • the inverter control unit (15) outputs a voltage command Vo * (command signal) to the switching control unit (11). That is, each switching element (S) of the inverter circuit (4) is configured to perform an on / off operation based on the voltage command Vo * output from the inverter control unit (15).
  • the voltage command has a signal waveform that turns on in a predetermined output period Ton with respect to the unit time T of the carrier cycle (not particularly shown in the case of FIG. 3).
  • the average voltage per unit time T of the carrier period is V * .
  • this V * is simply referred to as the average voltage in the voltage command Vo * .
  • the switching control unit (11) and the inverter control unit (15) constitute a control unit (10).
  • This control unit (10) is an example of the control unit of the present invention.
  • the switching control unit (11) determines the timing of outputting the ON signals Gp and Gn to each switching element (S) based on the voltage command Vo * output from the inverter control unit (15). It is configured.
  • the switching control unit (11) is configured to turn on the two switching elements (S, S) so that only one of the two switching elements (S, S) connected in series is turned on. Gp and Gn are output. That is, the switching control unit (11) sets the ON output setting time Tp * corresponding to the voltage command Vo * for the two switching elements (S, S).
  • the switching control unit (11) is configured to provide a dead time in which both of the two switching elements (S, S) are turned off. For the sake of simplicity, the dead time is ignored.
  • the inverter control unit (15) is necessary to control the load of the electric motor (5) driven by the inverter circuit (4) and the electric motor (5) without detecting the rotational position of the rotor.
  • Information output current i of inverter circuit (4), DC voltage Vdc, ON set time Tp * ) and the like are received as signals, and voltage command Vo * is output to the switching control unit (11) based on these signals. It is configured as follows.
  • the inverter control unit (15) is configured to correct the voltage command Vo * in consideration of the on-voltage drop of the switching element (S).
  • the inverter control unit (15) includes an output voltage calculation unit (16) for calculating an output voltage calculation value V ′ necessary for detecting the rotational position of the rotor of the electric motor (5) without a sensor. ing.
  • the output voltage computing section (16) the voltage command Vo * output period of the on-signal determined from Ton (hereinafter, also referred to as on-time) and is set by the ON output set time Tp *, and the unit of carrier cycle time T
  • the output voltage calculation value V ′ is calculated using Tp * / T ⁇ Vdc.
  • the output voltage calculation value V ′ is an average voltage per carrier cycle T and is different from the output voltage Vo that is a detected value and an instantaneous value.
  • the inverter control unit (15) is configured such that when a current flows through a diode (D) connected in reverse parallel to one switching element (S) of two switching elements (S, S) connected in series.
  • the switching element (S) is configured to output an on signal to turn it on. That is, the power converter (1) performs synchronous rectification.
  • diodes (Dp, Dn) are connected in antiparallel to the switching elements (Sp, Sn) connected in series.
  • the switching elements (4a, 4a) are configured by the switching elements (Sp, Sn) and the diodes (Dp, Dn), respectively.
  • the midpoint of these switching parts (4a, 4a) is connected to the load which is not illustrated.
  • the symbols gp and gn in FIG. 2 indicate the gate terminals of the switching elements (Sp and Sn), respectively.
  • Vdc ⁇ Vs obtained by subtracting the on-voltage drop Vs of the switching element (Sp) from Vdc.
  • the switching element (Sp) is turned off and the lower arm switching element (Sn) is turned on, a reverse current flows through the switching element (Sn), and thus the output voltage Vo is applied to the switching element (Sn).
  • -Vs corresponding to the on-voltage drop of).
  • control terminal eg, gate terminal
  • MOSFET MOSFET
  • the voltage V per unit time T of the carrier period in the actual output voltage (hereinafter simply referred to as the average output voltage V) is a switching element with respect to the average voltage in the voltage command Vo * .
  • An error occurs by the on-voltage drop Vs of (Sp, Sn).
  • the influence of the dead time on the average output voltage V is ignored.
  • the inverter control unit (15) takes into account the on-voltage drop Vs of the switching element (Sp, Sn). Specifically, when i> 0, the output voltage decreases by the on-voltage drop Vs of the switching element (Sp, Sn) as shown in the above equation (1) and FIG. In consideration, Vs / Vdc ⁇ T is added to the ON signal output period Ton determined from the target voltage command Vo * , and the ON output setting time Tp * (ON signal output time considering ON voltage drop) is
  • the control unit (10) of the present embodiment uses the ON time of each switching element (Sp, Sn) determined from the output voltage of the inverter circuit (4) as the ON voltage drop (Vs) of the switching element (Sp, Sn). It is corrected based on.
  • the condition is that the voltage applied to the switching unit (4a) is lower than the rising voltage at which the diodes (Dp, Dn) are turned on. That is, as shown in FIG. 4, a switching element such as a MOSFET has almost no rising voltage, whereas a parasitic diode of a MOSFET made of Si (Si-MOSFET) and a free-wheeling diode made of SiC (SBD) Usually, there is a rising voltage of about 1V.
  • the switching element (Sp, Sn) is formed of a wide band gap semiconductor such as SiC, and a parasitic diode formed in the chip of the switching element (Sp, Sn) instead of the free wheel diode. Is used. Therefore, in this embodiment, as shown in FIG. 4, the rising voltage of the diode can be increased, and the applicable range of on-voltage compensation can be expanded correspondingly.
  • the rising voltage of a parasitic diode formed in a chip of a switching element (Sp, Sn) made of a wide band gap semiconductor such as SiC is generally about 3 V, and the parasitic diode of SiC or MOSFET Since it is about three times the rising voltage of SBD, the applicable range of on-voltage compensation is expanded accordingly.
  • Embodiment 1- by controlling the switching element (Sp, Sn) so that the reverse current flows through the switching element (Sp, Sn) in the inverter circuit (4), the duty and current polarity are controlled. Regardless of whether or not the on-voltage drop of the device in the inverter circuit (4) can be only the on-voltage drop due to the switching elements (Sp, Sn). As a result, the on-voltage drop in the inverter circuit (4) can be accurately and easily grasped regardless of the duty and current polarity, and accurate on-voltage compensation can be easily performed based on the on-voltage drop. Can be done.
  • the average output voltage V can be matched with the average voltage in the voltage command Vo * by taking the on-voltage drop into consideration. Thereby, the error of the output voltage due to the on-voltage drop of the switching element (Sp, Sn) can be reduced.
  • the switching element (Sp, Sn) is composed of a wide bandgap semiconductor such as SiC, and the diode (Dp, Dn) is a parasitic diode.
  • the applicable range of on-voltage compensation as in this embodiment can be expanded.
  • the output voltage calculation unit (16) in the related technology uses the ON output setting time Tp * set by the output period Ton of the ON signal in the voltage command and the unit time T of the carrier cycle,
  • the output voltage calculation value calculated by Tp * / T ⁇ Vdc is configured so that the on-voltage drop Vs of the switching element (Sp, Sn) is taken into consideration. That is, in the output voltage calculation unit (16), when i> 0, the on-voltage drop Vs is subtracted from the output voltage calculation value Tp * / T ⁇ Vdc when i> 0, so that i ⁇ 0.
  • the output voltage calculation value V ′ that is the same as the actual average output voltage V is calculated by adding the ON voltage drop Vs to the output voltage calculation value Tp * / T ⁇ Vdc.
  • the output voltage calculation value V ′ obtained in this way is used for sensorless control for controlling the rotation of the motor without using a position sensor, for example. Therefore, as described above, the motor can be controlled with high accuracy by using a highly accurate calculation method that can calculate the same value as the actual output voltage V.
  • the output voltage calculation value V ′ is accurate. Since it can be obtained well, the motor can be accurately controlled using the output voltage calculation value V ′.
  • a parasitic diode formed in a chip constituting the switching element (Sp, Sn) is used as the diode (Dp, Dn).
  • the switching element (Sp, Sn) May be configured by a JFET that can conduct in the reverse direction, and a diode connected in reverse parallel to the switching element (Sp, Sn) may be omitted.
  • the switching element (S) is turned on at a predetermined timing when a reverse current flows through the switching element (S).
  • the inverter controller (15) outputs the voltage command in consideration of the on-voltage drop of the switching element (Sp, Sn).
  • the switching controller (15 In 11), the ON voltage drop may be taken into account when determining the output time of the ON signal.
  • the present invention can be applied to various power conversion methods in addition to the inverter circuit.
  • the present invention can be applied to a converter circuit.
  • the present invention is not limited to the sensorless control power conversion device.
  • the present invention can also be applied to the case where the rotational position of the motor is detected using a sensor.
  • the output voltage may be corrected in consideration of the dependence.
  • a table that associates the output current of the inverter circuit (4) with the on-voltage drop corresponding to the output current is provided in the control unit (10), and the control unit (10) is based on the table.
  • the output voltage may be corrected.

Abstract

電力変換装置において、逆導通可能な複数のスイッチング素子（Sp,Sn）を有した電力変換部（4）（例えばインバータ回路）と、電力変換部（4）の出力電圧に応じて各スイッチング素子（Sp,Sn）のオン時間を定めて各スイッチング素子（Sp,Sn）をスイッチングする制御部（10）と、を設ける。そして、制御部（10）によって、電力変換部（4）に同期整流を行わせるとともに、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下に応じて、前記オン時間を補正する。

Description

電力変換装置
　本発明は、複数のスイッチング素子を有した電力変換部を備えた電力変換装置に関するものである。
　従来より、複数のスイッチング素子を有するインバータ回路と、該スイッチング素子の駆動を制御するスイッチング制御部と、を備えた電力変換装置が知られている。このような電力変換装置は、例えば、モータの回転数やトルクを制御する必要がある家電機器や産業機器などに広く用いられている。
　ところで、上記電力変換装置では、一般的に、スイッチング素子に対して逆並列に還流ダイオードが接続されている。これらのスイッチング素子や還流ダイオードに電流が流れる際のオン電圧降下によって、実際の出力電圧は電圧指令に対して誤差を生じている。その結果、出力電流やトルクに歪みが生じることになる。
　これに対し、例えば特許文献１のように、デバイスのオン電圧降下を考慮してインバータの電圧指令を決める方法などが考えられている。なお、この特許文献１では、インバータ回路内で直列に接続される一対のスイッチング素子が同時期にオンにならないように設定されるデッドタイムの影響も考慮して、上記オン電圧降下の補償を行うようにしている。
特開２００４－６４９４８号公報
　ところで、上述のように、一般的なインバータ回路では、各スイッチング素子に対して逆並列に還流ダイオードが接続されているため、これらのデバイスに電流が流れるタイミングや電流量は、デューティ比や電流の極性、デバイスの特性などによって変化する。よって、オン電圧降下の補償を精度良く行うためには、これらの諸条件を考慮して、各デバイスでオン電圧降下を求める必要があり、制御が非常に複雑になってしまう。
　本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、複数のスイッチング素子を有した電力変換部を備えた電力変換装置において、デバイスのオン電圧降下を出力電圧等に対して補償する際に、精度良く且つ容易に補償できるような構成を得ることにある。
　前記の課題を解決するため、第１の発明は、
　逆導通可能な複数のスイッチング素子（Sp,Sn）を有した電力変換部（4）と、
　前記電力変換部（4）の出力電圧に応じて各スイッチング素子（Sp,Sn）のオン時間を定めて各スイッチング素子（Sp,Sn）をスイッチングする制御部（10）と、
　を備え、
　前記制御部（10）は、前記電力変換部（4）に同期整流を行わせるとともに、前記スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下に応じて、前記オン時間を補正することを特徴とする。
　この構成では、スイッチング素子（Sp,Sn）に逆方向電流を流すことができるため、インバータ回路（4）内で発生するデバイスのオン電圧降下は、該スイッチング素子（Sp,Sn）で発生するオン電圧降下のみになる。したがって、インバータ回路（4）内のオン電圧降下を容易に求めることができ、出力電圧等に対してオン電圧降下の補償を容易に行うことができる。そして、オン時間が、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下が考慮されて補正されるので、インバータ回路（4）の出力電圧は、オン電圧降下分の誤差を低減できる。したがって、インバータ回路（4）の出力電圧に対して上記スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分を補償して、所望の電圧を出力することが可能になる。
　また、第２の発明は、
　第１の発明の電力変換装置において、
　上記スイッチング素子（Sp,Sn）は、ユニポーラ素子からなることを特徴とする。
　この構成では、逆導通可能なスイッチング素子（Sp,Sn）を容易に構成することが可能になる。
　また、第３の発明は、
　第１又は第２の発明の電力変換装置において、
　それぞれのスイッチング素子（Sp,Sn）は、ワイドバンドギャップ半導体で形成されていることを特徴とする。
　この構成では、ワイドバンドギャップ半導体からなるスイッチング素子の内部に寄生ダイオードが形成される場合でも、ダイオードの立ち上がり電圧は、Ｓｉからなるスイッチング素子内の寄生ダイオードの立ち上がり電圧に比べて大きくなる。そのため、Ｓｉからなるスイッチング素子で電力変換装置を構成した場合と比べ、スイッチング素子（Sp,Sn）のみに流すことができる電流の範囲が拡がる。
　また、第４の発明は、
　第１から第３の発明のうちの何れか１つの電力変換装置において、
　前記制御部（10）は、前記電力変換部（4）の出力電流と、該出力電流に応じた前記オン電圧降下とを対応させたテーブルに基づいて、前記補正を行うことを特徴とする。
　この構成では、オン電圧降下は、スイッチング素子（Sp,Sn）に流れる電流の大きさに応じて、補正量を設定することが可能になる。
　第１の発明によれば、オン電圧降下分の誤差を低減できるので、出力電圧等に対するオン電圧降下の補償を精度良く且つ容易に行うことが可能になる。
　また、第２の発明によれば、前記発明の構成を容易に実現して、オン電圧降下の補償を精度良く且つ容易に行うことが可能になる。
　また、第３の発明によれば、スイッチング素子（Sp,Sn）のみに流すことができる電流の範囲が拡がるので、補償できる出力電流の範囲が拡がる。
　また、第４の発明によれば、オン電圧降下がスイッチング素子（Sp,Sn）に流れる電流の大きさに依存する場合に、出力電圧の補正を精度よく行うことが可能になる。
図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置の概略構成を示す図である。 図２は、インバータ回路内の１組の上下アームの動作を示す図である。 図３は、電圧指令に対するオン信号の波形及び出力電圧の波形を示すタイムチャートである。 図４は、Ｓｉ－ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードとＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードとの立ち上がり電圧の違いを模式的に示す図である。
　以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の好ましい実施形態の説明は、本質的に例示に過ぎず、本発明、その適用物或いはその用途を制限することを意図するものではない。
　《実施形態１》
　－電力変換装置の全体構成－
　図１に本発明の実施形態１に係る電力変換装置（1）を示す。この電力変換装置（1）は、コンバータ回路（2）とコンデンサ回路（3）とインバータ回路（4）とを備えている。なお、上記電力変換装置（1）は、例えば空気調和装置の冷媒回路に設けられた圧縮機の電動機（5）（以下、モータともいう）を駆動するために用いられる。ここで、空気調和装置の冷媒回路は、特に図示しないが、圧縮機と凝縮器と膨張機構と蒸発器とが閉回路を構成するように接続されてなり、冷媒が循環して蒸気圧縮式冷凍サイクルを行うように構成されている。この冷媒回路によって、冷房運転では、蒸発器で冷却された空気が室内へ供給され、暖房運転では、凝縮器で加熱された空気が室内へ供給される。
　上記コンバータ回路（2）は、複数のダイオード（2a）を備えていて、商用電源（6）から出力される交流電力を整流するように構成されている。特に図示しないが、上記コンバータ回路（2）は、複数（例えば三相交流であれば６個）のダイオード（2a）がブリッジ状に接続されて整流回路を構成している。なお、本実施形態では、上記コンバータ回路（2）を複数のダイオード（2a）によって構成しているが、この限りではなく、スイッチング素子によって構成し、交流電力を直流電力に整流するように該スイッチング素子を制御してもよい。
　上記コンデンサ回路（3）は、上記コンバータ回路（2）の出力側に並列に接続されるコンデンサ（3a）を備えている。このコンデンサ回路（3）を設けることによって、上記コンバータ回路（2）で整流された電圧を平滑化することができる。これにより、上記インバータ回路（4）側に直流電力を安定して供給することができる。
　上記インバータ回路（4）は、上記コンバータ回路（2）に対して上記コンデンサ回路（3）とともに並列に接続されている。このインバータ回路（4）は、複数（例えば三相交流であれば６個）のスイッチング素子（S）がブリッジ結線されてなる。すなわち、特に図示しないが、上記インバータ回路（4）は、２つのスイッチング素子（S,S）を互いに直列接続してなる３つのスイッチングレグが並列に接続されている。インバータ回路（4）は、これらのスイッチング素子（S）のオンオフ動作によって、直流電圧を交流電圧に変換し、モータ（5）へ供給する。
　上記スイッチング素子（S）は、ＭＯＳＦＥＴやＪＦＥＴなどのユニポーラ素子であり、ＳｉＣやＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体からなる。また、上記スイッチング素子（S）は、逆方向にも導通可能に構成されている。
　ここで、本実施形態では、上記各スイッチング素子（S）に対して、ダイオード（D）が逆並列に接続されていて、該スイッチング素子（S）とダイオード（D）とによって、スイッチング部（4a）が構成されている。また、本実施形態では、上記ダイオード（D）は、該スイッチング素子（S）を構成するチップ内に形成される寄生ダイオードによって構成される。
　また、上記電力変換装置（1）は、スイッチング制御部（11）と、インバータ制御部（15）とを備えている。スイッチング制御部（11）は、上記インバータ回路（4）の各スイッチング素子（S）に対して所定のタイミングでオン信号Ｇｐ、Ｇｎ（ゲート駆動信号）を出力する。また、インバータ制御部（15）は、該スイッチング制御部（11）に対して電圧指令Ｖo*（指令信号）を出力する。すなわち、上記インバータ回路（4）の各スイッチング素子（S）は、インバータ制御部（15）から出力される電圧指令Ｖo*に基づいてオンオフ動作を行うように構成されている。なお、この電圧指令は、図３に示すように、キャリア周期の単位時間Ｔに対して所定の出力期間Ｔonでオンとなるような信号波形を有している（図３の場合、特に図示しないが、キャリア周期の単位時間Ｔ当たりの平均電圧はＶ*となる。以下、このＶ*を単に電圧指令Ｖo*における平均電圧と呼ぶ。）。
　上記スイッチング制御部（11）とインバータ制御部（15）とは、制御部（10）を構成している。この制御部（10）は、本発明の制御部の一例である。
　上記スイッチング制御部（11）は、上記インバータ制御部（15）から出力される電圧指令Ｖo*に基づいて、各スイッチング素子（S）に対してオン信号Ｇp、Ｇnを出力するタイミングを決めるように構成されている。このスイッチング制御部（11）は、直列に接続された２つのスイッチング素子（S,S）のいずれか一方のみがオンになるように、該２つのスイッチング素子（S,S）に対してオン信号Ｇp、Ｇnを出力する。すなわち、上記スイッチング制御部（11）は、２つのスイッチング素子（S,S）に対し、上記電圧指令Ｖo*に応じたオン出力設定時間Ｔp*を設定する。なお、本来であれば、上記スイッチング制御部（11）は、上記２つのスイッチング素子（S,S）のいずれもがオフ状態になるデッドタイムを設けるように構成されているが、本実施形態では、説明の簡略化のために、デッドタイムについては無視する。すなわち、２つのスイッチング素子（S,S）のいずれもがオフ状態になるデッドタイムの期間では、スイッチング素子（S）に逆並列に接続されたダイオード（D）に電流が流れて、該ダイオード（D）によるオン電圧降下が発生するが、この期間はごく短時間であり、ダイオード（D）のオン電圧降下による影響はほとんどないため、ここではデッドタイムを無視する。
　上記インバータ制御部（15）は、インバータ回路（4）によって駆動される電動機（5）に対する負荷の要求や、上記電動機（5）を回転子の回転位置を検出することなく制御するために必要な情報（インバータ回路（4）の出力電流ｉや直流電圧Ｖdc、オン設定時間Ｔp*）などを信号として受信し、これらの信号に基づいて上記スイッチング制御部（11）へ電圧指令Ｖo*を出力するように構成されている。また、このインバータ制御部（15）は、スイッチング素子（S）のオン電圧降下を考慮して上記電圧指令Ｖo*を補正するように構成されている。
　ここで、上記インバータ制御部（15）は、上記電動機（5）の回転子の回転位置をセンサレスで検出するために必要な出力電圧演算値Ｖ’を計算する出力電圧演算部（16）を備えている。この出力電圧演算部（16）では、電圧指令Ｖo*から定まるオン信号の出力期間Ｔon（以下、オン時間ともいう）によって設定されるオン出力設定時間Ｔp*と、キャリア周期の単位時間Ｔとを用いて、Ｔp*／Ｔ×Ｖdcによって出力電圧演算値Ｖ’を算出するように構成されている。なお、この出力電圧演算値Ｖ’は、キャリア周期Ｔ当たりの平均電圧であり、検出値且つ瞬時値である出力電圧Ｖoとは異なる。
　さらに、上記インバータ制御部（15）は、直列に接続された２つのスイッチング素子（S,S）の一方のスイッチング素子（S）に逆並列に接続されたダイオード（D）に電流が流れる際に、該スイッチング素子（S）に対してオン信号を出力してオン状態にするように構成されている。すなわち、この電力変換装置（1）では、同期整流を行うのである。このようなスイッチング制御を行うことにより、スイッチング素子（S）側に逆方向電流を流すことができるため、ダイオード（D）側に逆方向電流を流す場合に比べて、損失の低減を図ることができる。
　－オン電圧補償－
　次に、インバータ回路（4）の出力電圧に対するオン電圧降下の補償（オン電圧補償）について説明する。なお、以下の説明では、説明簡略化のために、図２に示すように、直流電源としてのコンデンサ（3a）と、直列に接続された２つのスイッチング素子と、からなる回路を用いて説明する。なお、２つのスイッチング素子を区別するために、以下の説明において、各スイッチング素子の符号はSp，Snとする。
　ここで、上記図２に示す回路では、直列に接続されたスイッチング素子（Sp,Sn）に対して、それぞれ、逆並列にダイオード（Dp,Dn）が接続されている。スイッチング素子（Sp,Sn）とダイオード（Dp,Dn）とによって、それぞれ、スイッチング部（4a,4a）が構成されている。そして、これらのスイッチング部（4a,4a）の中点が、図示しない負荷に接続されている。なお、上記図２中における符号ｇp,ｇnは、それぞれ、スイッチング素子（Sp,Sn）のゲート端子を示している。
　上記図２の回路において、上記インバータ制御部（15）から図３に示すような電圧指令Ｖo*が上記スイッチング制御部（11）に入力されると、該スイッチング制御部（11）では、スイッチング素子（Sp,Sn）に対して該電圧指令Ｖo*に応じたオン信号Ｇp、Ｇn（ゲート駆動信号）を出力する。このようなオン信号Ｇpをスイッチング素子（Sp）に対して入力して該スイッチング素子（Sp）をオンにすると、例えば上記図２の回路で出力電流ｉが負荷側へ流れる場合（この場合をｉ＞０とする）には、該スイッチング素子（Sp）に電流が流れるため、出力電圧Ｖo（下アームのスイッチング素子（Sn）の被制御端子間の電圧に相当）は、コンデンサ（3a）の電圧Ｖdcから該スイッチング素子（Sp）のオン電圧降下分Ｖsを引いたＶdc－Ｖsとなる。一方、上記スイッチング素子（Sp）をオフにして下アームのスイッチング素子（Sn）をオンにすると、該スイッチング素子（Sn）に逆方向電流が流れるため、上記出力電圧Ｖoは、該スイッチング素子（Sn）のオン電圧降下分に相当する－Ｖsとなる。
　ここで、スイッチング素子（Sp,Sn）の被制御端子間とは、制御端子（例えばゲート端子）によって電流の導通及び非導通が切り換えられるスイッチング素子（Sp,Sn）の両端子間（例えば、ＭＯＳＦＥＴではドレイン－ソース間）を意味する。
　一方、ｉ＜０の場合（出力電流ｉが上記図２の回路内へ流れ込む場合）には、上アームのスイッチング素子（Sp）をオンにすると、該スイッチング素子（Sp）に逆方向電流が流れて、オン電圧降下が生じるため、出力電圧Ｖoは、Ｖdc＋Ｖsとなる。また、下アームのスイッチング素子（Sn）をオンにすると、該スイッチング素子（Sn）に順方向電流が流れるため、出力電圧Ｖoは、該スイッチング素子（Sn）のオン電圧降下分であるＶsとなる。
　このように、ダイオード（Dn）に電流が流れるタイミングで、該ダイオード（Dn）よりも導通時の損失が少ないスイッチング素子（Sn）側に電流を流すような制御を行うことにより、インバータ回路（4）の損失低減を図れる。
　そして、上述のように、デューティや電流極性に関係なく、インバータ回路（4）内のスイッチング素子（Sp,Sn）のみに電流を流すことにより、図３に示すように、出力電圧Ｖoにおけるデバイスのオン電圧降下分は、上記スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsだけとなる。
　すなわち、下式に示すように、実際の出力電圧におけるキャリア周期の単位時間Ｔ当たりの電圧Ｖ（以下、単に平均出力電圧Ｖという。）は、電圧指令Ｖo*における平均電圧に対して、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsだけ誤差が生じる。ただし、上述のとおり、平均出力電圧Ｖに対するデッドタイムの影響は無視する。
　ｉ＞０の場合
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ｉ＜０の場合
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　これに対し、本実施形態では、電圧指令を決定する際に、インバータ制御部（15）において、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsを考慮する。具体的には、ｉ＞０の場合には、上記（１）式及び図３に示すように、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsだけ出力電圧が小さくなるため、その分を考慮し、目標とする電圧指令Ｖo*から決まるオン信号の出力期間ＴonにＶs／Ｖdc×Ｔを足して、オン出力設定時間Ｔp*（オン電圧降下を考慮したオン信号の出力時間）が、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
となるような電圧指令を出力すると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
となる。
　一方、ｉ＜０の場合にも、上記（２）式及び図３に示すように、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsだけ出力電圧が大きくなるため、その分を考慮し、目標とする電圧指令Ｖo*から決まるオン信号の出力期間ＴonからＶs／Ｖdc×Ｔを引いて、オン出力設定時間Ｔp*が、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
となるような電圧指令を出力すると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
となる。
　このような補償によって、平均出力電圧Ｖを電圧指令Ｖo*における平均電圧と一致させることができる。すなわち、本実施形態の制御部（10）は、インバータ回路（4）の出力電圧から定まる各スイッチング素子（Sp,Sn）のオン時間を、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下（Vs）に基づいて補正している。
　ここで、上述のように、精度の良いオン電圧補償を容易に行うためには、スイッチング素子（Sp,Sn）側にのみ電流を流すのが望ましい。その場合には、スイッチング部（4a）にかかる電圧が、ダイオード（Dp,Dn）がオン状態になる立ち上がり電圧よりも低いことが条件となる。すなわち、図４に示すように、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子には、立ち上がり電圧がほとんどないのに対し、ＳｉからなるＭＯＳＦＥＴ（Ｓｉ－ＭＯＳＦＥＴ）の寄生ダイオードやＳｉＣからなる還流ダイオード（ＳＢＤ）には、通常、１Ｖ程度の立ち上がり電圧が存在する。そのため、Ｓｉ－ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードやＳｉＣのＳＢＤを備えたインバータ回路では、ダイオード（Dp,Dn）側に電流が流れない範囲、すなわち、オン電圧降下が１Ｖまでの範囲（電流では１／Ｒon（オン抵抗）以下の範囲）でしか上述のようなオン電圧補償が適用できない。
　これに対し、本実施形態では、スイッチング素子（Sp,Sn）をＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体によって構成し、還流ダイオードの代わりに該スイッチング素子（Sp,Sn）のチップ内に形成される寄生ダイオードを用いている。そのため、本実施形態では、上記図４に示すように、ダイオードの立ち上がり電圧を大きくすることができ、その分、オン電圧補償の適用範囲を拡大することができる。例えば、ＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体からなるスイッチング素子（Sp,Sn）のチップ内に形成される寄生ダイオードの立ち上がり電圧は、一般的に、３Ｖ程度であり、Ｓｉ－ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードやＳｉＣのＳＢＤの立ち上がり電圧の約３倍であるため、その分、オン電圧補償の適用範囲が拡がる。
　－実施形態１の効果－
　以上より、この実施形態によれば、インバータ回路（4）内でスイッチング素子（Sp,Sn）に逆方向電流が流れるように該スイッチング素子（Sp,Sn）を制御することで、デューティや電流極性に関係なく、インバータ回路（4）内でのデバイスのオン電圧降下を、スイッチング素子（Sp,Sn）によるオン電圧降下のみにすることができる。これにより、デューティや電流極性に関係なく、上記インバータ回路（4）内でのオン電圧降下を精度良く且つ容易に把握することができ、該オン電圧降下に基づいて精度の良いオン電圧補償を容易に行うことができる。
　また、スイッチング制御部（11）において、電圧指令を決定する際に、上記オン電圧降下を考慮することにより、平均出力電圧Ｖを電圧指令Ｖo*における平均電圧と一致させることができる。これにより、上記スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下による出力電圧の誤差を低減することができる。
　さらに、上記スイッチング素子（Sp,Sn）をＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体によって構成し、且つ、ダイオード（Dp,Dn）を寄生ダイオードとすることで、Ｓiによって構成されるスイッチング素子の寄生ダイオードやワイドバンドギャップ半導体によって構成される還流ダイオードを備えた回路構成に比べて、本実施形態のようなオン電圧補償の適用可能範囲を拡大することができる。
　《関連技術》
　以下で、本発明の関連技術について説明する。この関連技術は、インバータ制御部（15）の出力電圧演算部（16）の構成及びオン電圧補償の方法が上記実施形態１とは異なる。以下の説明において、実施形態１と同一の部分には同一の符号を付して、異なる部分についてのみ説明する。
　具体的には、本関連技術における出力電圧演算部（16）では、電圧指令におけるオン信号の出力期間Ｔonによって設定されるオン出力設定時間Ｔp*と、キャリア周期の単位時間Ｔとを用いて、Ｔp*／Ｔ×Ｖdcによって算出される出力電圧演算値に、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsを考慮するように構成されている。すなわち、上記出力電圧演算部（16）では、下式のように、ｉ＞０の場合には上記出力電圧演算値Ｔp*／Ｔ×Ｖdcからオン電圧降下分Ｖsを引いて、ｉ＜０の場合には上記出力電圧演算値Ｔp*／Ｔ×Ｖdcにオン電圧降下分Ｖsを足すことにより、実際の平均出力電圧Ｖと同じ出力電圧演算値Ｖ’を算出する。
　ｉ＞０の場合
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ｉ＜０の場合
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　このようにして求められた出力電圧演算値Ｖ’は、例えば位置センサを用いずにモータの回転制御を行うセンサレス制御などに用いられる。したがって、上述のように、実際の出力電圧Ｖと同じ値を算出できるような精度の高い計算方法を用いることにより、モータを精度良く制御することが可能となる。
　－関連技術の効果－
　以上より、この関連技術によれば、出力電圧を計算によって求める際に、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下分Ｖsを考慮することにより、実際の平均出力電圧Ｖと同じ出力電圧演算値Ｖ’を求めることができ、出力電圧の計算精度の向上を図れる。
　したがって、スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下の影響によって、電圧指令Ｖo*における平均電圧Ｖ*に対して実際の平均出力電圧Ｖに誤差が生じても、出力電圧演算値Ｖ’を精度良く求めることができるため、該出力電圧演算値Ｖ’を用いてモータを精度良く制御することができる。
　《その他の実施形態》
　上記実施形態については、以下のような構成としてもよい。
　上記各実施形態では、ダイオード（Dp,Dn）としてスイッチング素子（Sp,Sn）を構成するチップ内に形成される寄生ダイオードを用いているが、この限りではなく、該スイッチング素子（Sp,Sn）を、逆方向にも導通可能なＪＦＥＴによって構成して、該スイッチング素子（Sp,Sn）に逆並列に接続するダイオードを省略してもよい。このようなダイオードがない場合のスイッチングの制御方法としては、スイッチング素子（S）に逆方向の電流が流れる所定のタイミングで、該スイッチング素子（S）をオン状態にする。
　また、上記実施形態１では、インバータ制御部（15）でスイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下を考慮して電圧指令を出力するようにしているが、この限りではなく、スイッチング制御部（11）でオン信号の出力時間を決める際に上記オン電圧降下を考慮してもよい。
　また、本発明は、前記のインバータ回路の他にも、種々の電力変換方式に適用できる。例えば、本発明は、コンバータ回路についても適用できる。
　また、本発明は、センサレス制御の電力変換装置には限定されない。センサを用いてモータの回転位置を検出する場合にも適用できる。
　また、オン電圧降下は、スイッチング素子（Sp,Sn）に流れる電流の大きさに依存するので、該依存性を考慮して出力電圧の補正を行うようにしてもよい。例えば、前記インバータ回路（4）の出力電流と、該出力電流に応じた前記オン電圧降下とを対応させたテーブルを制御部（10）に設け、該制御部（10）が、そのテーブルに基づいて、出力電圧の補正を行うようにすればよい。
　複数のスイッチング素子を有した電力変換部を備えた電力変換装置として有用である。
　　　１　　　電力変換装置
　　　３　　　コンデンサ回路
　　　３ａ　　コンデンサ
　　　４　　　インバータ回路
　　　４ａ　　スイッチング部
　　　５　　　電動機
　　１０　　　制御部
　　１１　　　スイッチング制御部
　　１５　　　インバータ制御部
　　１６　　　出力電圧演算部
　　Ｓ、Ｓｐ、Ｓｎ　スイッチング素子
　　Ｄ、Ｄｐ、Ｄｎ　ダイオード
　　ｇｐ、ｇｎ　ゲート端子

Claims (4)

  1. 　逆導通可能な複数のスイッチング素子（Sp,Sn）を有した電力変換部（4）と、
    　前記電力変換部（4）の出力電圧に応じて各スイッチング素子（Sp,Sn）のオン時間を定めて各スイッチング素子（Sp,Sn）をスイッチングする制御部（10）と、
    　を備え、
    　前記制御部（10）は、前記電力変換部（4）に同期整流を行わせるとともに、前記スイッチング素子（Sp,Sn）のオン電圧降下に応じて、前記オン時間を補正することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１の電力変換装置において、
    　上記スイッチング素子（Sp,Sn）は、ユニポーラ素子からなることを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項１の電力変換装置において、
    　それぞれのスイッチング素子（Sp,Sn）は、ワイドバンドギャップ半導体で形成されていることを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項１の電力変換装置において、
    　前記制御部（10）は、前記電力変換部（4）の出力電流と、該出力電流に応じた前記オン電圧降下とを対応させたテーブルに基づいて、前記補正を行うことを特徴とする電力変換装置。
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