WO2010082585A1 - トランスインピーダンスアンプおよびｐｏｎシステム - Google Patents

トランスインピーダンスアンプおよびｐｏｎシステム Download PDF

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WO2010082585A1
WO2010082585A1 PCT/JP2010/050278 JP2010050278W WO2010082585A1 WO 2010082585 A1 WO2010082585 A1 WO 2010082585A1 JP 2010050278 W JP2010050278 W JP 2010050278W WO 2010082585 A1 WO2010082585 A1 WO 2010082585A1
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preamplifier
average detection
output
gain
signal
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PCT/JP2010/050278
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大輔 真下
池田　博樹
佳伸 森田
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株式会社日立製作所
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    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
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    • H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
    • H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
    • H04B10/693—Arrangements for optimizing the preamplifier in the receiver
    • H04B10/6931—Automatic gain control of the preamplifier

Definitions

  • the present invention relates to a PON (Passive Optical Network) system having an OLT (Optical Line Termination: subscriber accommodation device) and a plurality of ONUs (Optical Network Unit: optical subscriber termination device), and more particularly to a transformer in a burst signal receiver.
  • the present invention relates to a technique effective when applied to a gain switching technique in an impedance amplifier.
  • the PON system is a high-speed / large-capacity optical access system in which an optical fiber transmission line and an OLT are shared by a plurality of ONUs, and is attracting attention as a technology capable of suppressing the cost per user.
  • the optical signal (downstream signal) from the OLT to the ONU is a continuous signal, but the optical signal (upstream signal) from the ONU to the OLT is subjected to transmission control by the OLT to prevent a collision, and the burst signal
  • the OLT since the distance between the ONU and the OLT varies depending on the user, the OLT receives different levels of optical signals. Accordingly, the OLT needs to have a receiver that has high reception sensitivity and can achieve a wide dynamic range.
  • Patent Document 1 discloses a transimpedance amplifier that compares an instantaneous value of an output voltage with a threshold voltage and controls a gain switching circuit according to the result. According to this method, by providing the gain switching determination circuit with a hysteresis characteristic, the gain switching operation is performed based on the result of comparison and determination based on the first hysteresis characteristic, and then the voltage detection level lower than that of the first hysteresis characteristic. A configuration is shown in which the gain switching operation is stopped and the gain is fixed based on the result of comparison and determination by the second hysteresis characteristic.
  • the above-described conventional technology has the following problems.
  • noise is generated due to various factors. For example, reflection of a downstream signal transmitted from the OLT, leakage light from another ONU, a reset signal in the OLT, and the like can be given.
  • the gain of the transimpedance amplifier is set to be small by the operation of the gain determination switching circuit.
  • the burst signal received or being received after this switching is a signal with a low input level that should not actually reduce the gain, it is not sufficiently amplified, resulting in a decrease in reception sensitivity.
  • the gain switching type transimpedance amplifier in the burst signal receiver included in the OLT of the PON system needs a function of switching to an appropriate gain for the burst signal without switching the gain when receiving noise. is there.
  • an object of the present invention is to prevent unnecessary gain switching that occurs when noise is received in a gain switching transimpedance amplifier in a burst signal receiver included in an OLT of a PON system, and to receive noise with a large input level. It is another object of the present invention to provide a technique capable of preventing a reduction in sensitivity that occurs when a burst signal having a low input level is received.
  • the outline of a typical one is that in a transimpedance amplifier that switches the gain small when a burst signal having a high optical input level is input, a preamplifier to which the burst signal is input, the output of the preamplifier, and the first An average detection start determination unit for comparing the threshold voltage of the preamplifier, and an average detection circuit for detecting and outputting an average value of the output of the preamplifier for a predetermined time from when the output of the preamplifier exceeds the first threshold voltage And a gain switching control unit that determines whether or not to switch the gain of the preamplifier based on the output of the average detection circuit.
  • the output voltage from the preamplifier is compared with the first threshold voltage, and when the output voltage exceeds the first threshold voltage, the average value of the output voltage for a certain time is detected, and the average By reducing the gain when the value exceeds the second threshold voltage, an appropriate output waveform is obtained corresponding to a burst signal having a large input level.
  • the effect obtained by the representative one is that the gain switching type transimpedance amplifier receives the noise caused by the reflection of the downstream signal transmitted by the OLT, the leaked light from other ONUs, the reset signal in the OLT, etc. It is possible to prevent unnecessary gain switching that occurs in some cases, and to prevent a decrease in sensitivity when a burst signal with a low input level is received after receiving noise with a high input level.
  • FIG. 3 is a flowchart showing an operation example of the transimpedance amplifier in the first exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of an average detection circuit in the transimpedance amplifier according to the first exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating another configuration example of the integration circuit in the average detection circuit in the transimpedance amplifier according to the first exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG 3 is a diagram illustrating an example of operation timing of an average detection circuit in the transimpedance amplifier according to the first exemplary embodiment of the present invention. It is a figure which shows the example of operation timing of the transimpedance amplifier in 2nd Example of this invention. It is a figure which shows the structural example of the transimpedance amplifier in the 3rd Example of this invention. It is a figure which shows the example of an operation timing of the transimpedance amplifier in the 3rd Example of this invention. It is a figure which shows the structural example of the transimpedance amplifier in the 4th Example of this invention. It is a figure which shows the example of operation timing of the transimpedance amplifier in the 4th Example of this invention.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a configuration example of a PON system according to an embodiment to which the present invention is applied.
  • the entire PON system of the present embodiment includes an OLT 1, a plurality of ONUs 2 (three examples: 2 (a), 2 (b), 2 (c) in FIG. 1), and their It includes an optical fiber 3 and an optical branching device 4 installed between them.
  • the internal configuration of the OLT 1 includes a part related to reception of an upstream optical signal from the ONU 2 and a part for processing a frame.
  • the portion related to reception of the upstream optical signal includes a light receiving element 100 that converts the optical signal into a photocurrent, a transimpedance amplifier 5 that converts the photocurrent into a voltage signal, and a post-amplifier 600 that amplifies the voltage signal to a constant amplitude. Consists of.
  • the frame processing part includes a PHY 700 that encodes and decodes a PON frame, and a MAC frame processing unit 800 that processes the MAC frame and is connected to an external network.
  • the transimpedance amplifier 5 includes a preamplifier 200 that converts a photocurrent into a voltage signal, an average detection start determination unit 300 that compares the output of the preamplifier 200 with a first threshold voltage, and the like.
  • the average detection circuit 400 that detects and outputs the average value of the output of the preamplifier 200 for a certain period from the time when the output of the preamplifier 200 exceeds the first threshold voltage, and the average detection circuit 400 Is configured by a gain switching control unit 500 that determines whether or not to switch the gain of the preamplifier 200 based on the output of.
  • the transimpedance amplifier 5 in this embodiment determines a preamplifier 200 that converts the photocurrent 10 transmitted from the light receiving element 100 into a voltage signal Vout20, and the start of average detection of the output voltage of the preamplifier 200, An average detection start determination unit 300 that transmits an average detection signal 30 and an average detection circuit 400 that detects an average value Vave40 of the output voltage of the preamplifier 200 based on the average detection signal 30 from the average detection start determination unit 300. And a gain switching control unit 500 that switches the gain of the preamplifier 200 based on the average value Vave40.
  • the preamplifier 200 includes an inverting amplifier 210, a first feedback resistor 220 connected in parallel to the inverting amplifier 210, a second feedback resistor 230 connected in parallel, and the second feedback resistor 230.
  • the switch 240 is connected in series. When the photocurrent 10 is input from the light receiving element 100 to the preamplifier 200, it is converted into a voltage signal, and this voltage signal Vout20 is output.
  • the gain of the preamplifier 200 is controlled by opening and closing the switch 240.
  • the initial state is a state in which the first feedback resistor 220 is connected in parallel to the inverting amplifier 210.
  • the switch 240 is closed, the second feedback resistor 230 is further connected in parallel, and the gain decreases.
  • the switch 240 is opened and closed according to the gain switching signal 60 transmitted from the gain switching control unit 500.
  • the switch 240 may be an element having a switching function such as a MOS transistor, and a relay or the like may be used.
  • the average detection start determination unit 300 includes a comparator 310 and an average detection signal transmission circuit 320.
  • the threshold voltage 1 is input to the positive side of the comparator 310, and the voltage signal Vout20 output from the preamplifier 200 is input to the negative side.
  • Vout20 exceeds the threshold voltage 1, the output of the comparator 310 becomes high level and is input to the average detection signal transmission circuit 320.
  • the average detection signal transmission circuit 320 is a circuit that continues to transmit the average detection signal 30 to the average detection circuit 400 for a predetermined time T when a high level signal is input from the comparator 310.
  • SR- It can be realized by a circuit provided with an FF (Set Reset-Flip Flop).
  • the average detection circuit 400 receives the average detection signal 30 from the average detection start determination unit 300, the average detection circuit 400 detects the average value Vave40 of the voltage signal Vout20 over the time T from that time, and outputs the average value Vave40 to the gain switching control unit 500 for a certain period of time. Circuit. A configuration example of the average detection circuit 400 will be described later.
  • the gain switching control unit 500 includes a comparator 510 and a gain switching signal transmission circuit 520.
  • the threshold voltage 2 is input to the positive side of the comparator 510, and the average value Vave 40 is input to the negative side from the average detection circuit 400.
  • Vave 40 exceeds the threshold voltage 2
  • the output of the comparator 510 is at a high level and is input to the gain switching signal transmission circuit 520.
  • the gain switching signal transmission circuit 520 closes the switch 240 included in the preamplifier 200 by transmitting the gain switching signal 60, and the preamplifier. By reducing the gain of 200, an appropriate output waveform can be obtained even when a burst signal having a high input level is input.
  • the average detection circuit 400 uses the average value of the output of the preamplifier 200 for the gain switching determination, thereby preventing unnecessary gain switching caused by noise.
  • the switch 240 is opened in the initial state (S1), and the gain is relatively large.
  • S1 initial state
  • a photocurrent 10 is output as the burst signal 11.
  • the photocurrent 10 is input to the preamplifier 200, and Vout 20 is output to the average detection start determination unit 300.
  • the average detection start determination unit 300 determines that Vout20 exceeds the threshold voltage 1 at time T2 (S2).
  • the average detection signal 30 is transmitted from the average detection signal transmission circuit 320 included in the average detection start determination unit 300 to the average detection circuit 400 for a predetermined time T (T3-T2).
  • the average detection circuit 400 that has received the average detection signal 30 detects the average value of Vout 20 during the period T in which the average detection signal 30 is received, and as a result, outputs the Vave 40 for a predetermined time (S3).
  • Vave 40 is input to gain switching control section 500 at time T 3, and is compared with threshold voltage 2 by comparator 510.
  • the output of the comparator 510 becomes high level, and gain switching signal transmission is performed. Input to the circuit 520.
  • the gain switching signal transmission circuit 520 closes the switch 240 of the preamplifier 200 by setting the gain switching signal 60 to the high level, thereby reducing the gain (S5).
  • the gain switching signal 60 is transmitted until the signal of the external reset 50 that informs the end of reception of the burst signal 11 from the MAC layer, for example, is input to the gain switching signal transmission circuit 520 at time T4 (S6). .
  • the average detection circuit 400 is a circuit that detects an average value during a time T from the time when the average detection signal 30 is received, and outputs the average value as a result.
  • a configuration example of the average detection circuit 400 will be described with reference to FIG.
  • the average detection circuit 400 includes a timing signal generation circuit 410 that generates a resistance value switching timing signal Ssw411 and an average value output timing signal Ssh412 from the average detection signal 30 transmitted from the average detection start determination unit 300, and the resistance
  • the integration circuit 420 that integrates the output Vout20 of the preamplifier 200 while changing the time constant according to the value switching timing signal Ssw411, and the output signal of the integration circuit 420 are synchronized with the average value output timing signal Ssh412.
  • a sample hold circuit 430 that samples and stores and outputs the average value Vave40, and a switch 440 that is closed when the average detection signal 30 is at a high level and inputs Vout20 to the integration circuit 420 are provided.
  • the integrating circuit 420 is a circuit in which, for example, a resistor circuit 421 is connected to the other end of a capacitor 422 whose one end is grounded, the connection point is an output, and the open side of the resistor circuit 421 is an input.
  • the resistance circuit 421 is a circuit configured so that the resistance value is switched between two levels depending on the level of the resistance value switching timing signal Ssw411. When the Ssw411 is at the Low level, the resistance value is small, and the Ssw411 is at the High level. Any circuit having a large resistance value may be used. By using such a resistor circuit 421, the time constant of the integrating circuit 420 is changed in two steps, large and small.
  • an integration circuit including an operational amplifier 423 may be used as shown in FIG.
  • the resistance value switching timing signal Ssw411 and the average value output timing signal Ssh412 are set to the low level, and the time constant of the integrating circuit 420 is fixed to a small value.
  • the switch 440 is first closed, and the output Vout20 of the preamplifier 200 is input to the integration circuit 420.
  • the timing signal generation circuit 410 sets Ssw 411 to High level after a predetermined time (T2-T1) has elapsed from the time when the average detection signal 30 is detected, and increases the time constant of the integration circuit 420.
  • the Ssh 412 When the average detection signal 30 returns to the low level at time T3, the Ssh 412 is output to the sample hold circuit 430 at a predetermined time (T4-T3). At the same time, the sample hold circuit 430 that has received the Ssh 412 The average value Vave40 is output. At the same time as Ssh 412 goes to the Low level, Ssw 411 is set to the Low level to return to the state where the time constant of the initial state is small. In this way, after the detection of the average value is started, the average value can be quickly reached by reducing the time constant of the integration circuit 420 at the beginning, and the time after Vout 20 exceeds the threshold voltage 1 is reached. By increasing the time constant when T elapses, a stable output can be obtained. However, if a stable average value can be obtained in this way, there is no problem even with other circuit configurations.
  • the preamplifier 200, the average detection start determination unit 300, the average detection circuit 400, the gain switching control unit 500, and the like are provided, and the output voltage signal Vout20 from the preamplifier 200 is set as a threshold value.
  • the threshold voltage 1 when this Vout20 exceeds the threshold voltage 1, an average value Vave40 of Vout20 for a certain time is detected, and when this Vave40 exceeds the threshold voltage 2, the gain is reduced, Corresponding to a burst signal with a high input level, an appropriate output waveform can be obtained.
  • the transimpedance amplifier 5 prevents unnecessary gain switching that occurs when the downstream signal transmitted by the OLT 1 is reflected, the leakage light from other ONUs 2, the reset signal in the OLT 1, etc. is received. In addition, it is possible to prevent a decrease in sensitivity when a burst signal with a low input level is received after receiving noise with a high input level.
  • the average value of the output of the preamplifier 200 for a certain period of time is used for the determination of gain switching. Unnecessary switching can be avoided.
  • the gain switching is executed according to the input level as in the operation of the first embodiment.
  • a transimpedance amplifier according to a third embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG.
  • the difference from the circuit configuration in the first and second embodiments is the configuration of the preamplifier 200 and the gain switching control unit 500.
  • the preamplifier 200 has two feedback resistors connected in parallel in the first and second embodiments, but in this embodiment, four feedback resistors are connected in parallel. Specifically, it comprises an inverting amplifier 210, feedback resistors 220, 230, 250, 270 connected in parallel thereto, and switches 240, 260, 280 connected in series to the feedback resistors 230, 250, 270. .
  • the gain switching control unit 500 includes one comparator in the first and second embodiments, and compares the average value Vave40 and the threshold voltage 2, but in this embodiment, the three comparators 510 and 530 are compared. 550, the three threshold voltages 2, 3, 4 and the average value Vave40 are compared.
  • the magnitude relationship of the threshold voltages is threshold voltage 2 ⁇ threshold voltage 3 ⁇ threshold voltage 4, and the gain switching signal transmission circuits 520, 540, and 560 have outputs from the corresponding comparators 510, 530, and 550, respectively.
  • the gain switching signals 60, 70, 80 are transmitted to the preamplifier 200, and the switches 240, 260, 280 are closed. As a result, it is possible to use four gain values together with the initial state.
  • the burst signal 11 is input to the preamplifier 200 at time T4 and the average detection start determination unit 300 determines that Vout20 exceeds the threshold voltage 1 at time T5. Then, like the operations in the first and second embodiments, the average value of Vout 20 over time T is detected by the average detection circuit 400 and output to the gain switching control unit 500 as Vave 40.
  • Vave 40 is compared with threshold voltages 2, 3, and 4 in comparators 510, 530, and 550 included in gain switching control section 500, respectively.
  • Vave 40 exceeds threshold voltages 2 and 3, and 4 does not exceed (threshold voltage 2 ⁇ threshold voltage 3 ⁇ Vave 40 ⁇ threshold voltage 4), so the outputs of comparators 510 and 530 are at a high level. Accordingly, the gain switching signal transmission circuits 520 and 540 set the gain switching signals 60 and 70 to the high level, and close the switches 240 and 260 in the preamplifier 200.
  • the gain switching signal 80 is not transmitted. Since the switches 240 and 260 are closed, the preamplifier 200 is in a state where the feedback resistors 220, 230, and 250 are connected in parallel, and the gain is reduced.
  • the gain switching signal transmission circuits 520 and 540 receive the signal of the external reset 50 at time T7, the signal returns to the low level again, and the switches 240 and 260 are opened.
  • a settable gain value can be increased, and a wider dynamic range can be secured.
  • the gain switching control unit 500 in this embodiment includes a comparator 510 and a gain switching signal transmission circuit 580.
  • the gain switching signal transmission circuit 580 detects the rise of the output of the comparator 510 from the low level to the high level.
  • a circuit that transmits a gain switching signal corresponding to the number of times is used.
  • the gain switching signal generation circuit 580 can be realized by using a counter circuit, for example.
  • the average detection circuit 450 in this embodiment transmits the reset signal 90 to the average detection signal transmission circuit 330 while outputting the average value Vave40, and the average detection signal transmission circuit 330 does not transmit the average detection signal 30 during that time. Like that. By adopting such a configuration, it is possible to switch the four gain values in stages according to the input level.
  • the burst signal 11 is input to the preamplifier 200 at time T4 and the average detection start determination unit 300 determines that Vout20 exceeds the threshold voltage 1 at time T5.
  • the average value of Vout 20 during the time T is detected by the average detection circuit 450 and output to the gain switching control unit 500 as Vave 40.
  • the Vave 40 is compared with the threshold voltage 2 in the comparator 510 included in the gain switching control unit 500, and it is determined that the Vave 40 has exceeded the threshold voltage 2. Therefore, the output of the comparator 510 becomes High level.
  • the gain switching signal transmission circuit 580 detects the first rise of the output of the comparator 510, so that the gain switching signal 60 is set to the high level and the switch 240 in the preamplifier 200 is closed.
  • the average detection circuit 450 transmits the reset signal 90 to the average detection signal transmission circuit 330 until time T7 when the Vave 40 is output to the gain switching control unit 500, during which the average detection signal transmission circuit 330 detects the average. Control is performed so that the signal 30 is not transmitted.
  • the average detection start determination unit 300 again sets Vout 20 and the threshold voltage 1 at time T7.
  • Vout20 exceeds the threshold voltage 1
  • the average detection signal 30 is transmitted to the average detection circuit 450, and the average value is detected.
  • Vave 40 again exceeds the threshold voltage 2
  • the gain switching signal transmission circuit 580 detects the second rise of the output of the comparator 510 and closes the switch 260 by setting the gain switching signal 70 to the high level. And further reduce the gain.
  • the gain switching operation is performed.
  • the signal transmission circuit 580 detects the third rise of the signal of the comparator 510, the switch 280 is closed by transmitting the gain switching signal 80, and the gain becomes the smallest.
  • the gain switching signal transmission circuit 580 receives the signal of the external reset 50 at time T11, all gain switching signals return to the low level, and the switches 240, 260, and 280 are opened. .
  • the gain can be reduced stepwise in accordance with the input level to the transimpedance amplifier.
  • the present invention relates to a PON system having an OLT and a plurality of ONUs, and is particularly applicable to a gain switching technique in a transimpedance amplifier in a burst signal receiver.

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Abstract

　利得切替型トランスインピーダンスアンプにおいて、ノイズを受信した場合に発生する不必要な利得切替を防止し、入力レベルの大きいノイズを受信した後に入力レベルの小さいバースト信号を受信した場合に発生する感度低下を防ぐことができる技術を提供するために、トランスインピーダンスアンプ５において、バースト信号が入力される前置増幅器２００と、前置増幅器２００の出力と第１の閾値電圧とを比較する平均検出開始判定部３００と、前置増幅器２００の出力が第１の閾値電圧を超えた時点から、一定時間の前置増幅器２００の出力の平均値を検出し出力する平均検出回路４００と、平均検出回路４００の出力に基づき、前置増幅器２００の利得を切り替えるか否かを決定する利得切替制御部５００とを備える。

Description

トランスインピーダンスアンプおよびＰＯＮシステム
　本発明は、ＯＬＴ（Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｌｉｎｅ　Ｔｅｒｍｉｎａｔｉｏｎ：加入者収容装置）と複数のＯＮＵ（Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｎｅｔｗｏｒｋ　Ｕｎｉｔ：光加入者終端装置）とを有するＰＯＮ（Ｐａｓｓｉｖｅ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｎｅｔｗｏｒｋ）システムに関し、特に、バースト信号受信機内のトランスインピーダンスアンプにおける利得切り替え技術に適用して有効な技術に関する。
　ＰＯＮシステムは、光ファイバ伝送路やＯＬＴを複数のＯＮＵで共有する、高速／大容量の光アクセスシステムであり、１ユーザあたりのコストを抑制できる技術として注目を集めている。このＰＯＮシステムでは、ＯＬＴからＯＮＵへの光信号（下り信号）は連続信号であるが、ＯＮＵからＯＬＴへの光信号（上り信号）は、衝突を防ぐためにＯＬＴで送信制御が行われ、バースト信号となり、さらにＯＮＵとＯＬＴの距離はユーザによって異なるため、ＯＬＴは、異なるレベルの光信号を受信することになる。従ってＯＬＴは、高受信感度性をもち、広いダイナミックレンジを達成することが可能な受信機を有することが必要となる。
　広いダイナミックレンジの実現方法として、バースト信号の入力レベルに応じて利得の切替を行うトランスインピーダンスアンプを用いる方法が広く用いられている。特許文献１では、出力電圧の瞬時値を閾値電圧と比較し、その結果に応じて利得切替回路を制御するトランスインピーダンスアンプについて開示されている。この方法によれば、利得切替判断回路にヒステリシス特性をもたせることにより、第１のヒステリシス特性によって比較判定した結果に基づき利得の切替動作を行った後、第１のヒステリシス特性よりも低い電圧検出レベルの第２のヒステリシス特性によって比較判定した結果に基づき利得切替動作を停止し、利得を固定する構成が示されている。
特開２００６－３１１０３３号公報
　しかし、上述した従来技術においては次のような問題点がある。ＰＯＮシステムでは、様々な要因によりノイズが発生する。例えば、ＯＬＴが送信する下り信号の反射、他のＯＮＵからの漏れ光、ＯＬＴ内のリセット信号などが挙げられる。従来技術において、これらのような原因で発生するノイズが利得切替閾値よりも大きいレベルで受信機に入力された場合、利得判断切替回路の動作によって、トランスインピーダンスアンプの利得は小さく設定される。この切替後に受信する、または受信中であるバースト信号が、実際は利得を小さくするべきでない、入力レベルの小さい信号であった場合、十分に増幅されず、結果として受信感度が低下してしまう。
　したがって、ＰＯＮシステムのＯＬＴが有するバースト信号受信機における利得切替型トランスインピーダンスアンプにおいては、ノイズを受信した場合には利得の切替を行わず、バースト信号に対して適切な利得に切替える機能が必要である。
　そこで本発明の目的は、ＰＯＮシステムのＯＬＴが有するバースト信号受信機における利得切替型トランスインピーダンスアンプにおいて、ノイズを受信した場合に発生する不必要な利得切替を防止し、入力レベルの大きいノイズを受信した後に入力レベルの小さいバースト信号を受信した場合に発生する感度低下を防ぐことができる技術を提供することである。
　本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
　本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
　すなわち、代表的なものの概要は、光入力レベルの大きいバースト信号が入力された場合に利得を小さく切替えるトランスインピーダンスアンプにおいて、バースト信号が入力される前置増幅器と、前置増幅器の出力と第１の閾値電圧とを比較する平均検出開始判定部と、前置増幅器の出力が第１の閾値電圧を超えた時点から、一定時間の前置増幅器の出力の平均値を検出し出力する平均検出回路と、平均検出回路の出力に基づき、前置増幅器の利得を切り替えるか否かを決定する利得切替制御部とを備える。この構成により、前置増幅器からの出力電圧を第１の閾値電圧と比較し、出力電圧が第１の閾値電圧を超えていた場合に、一定時間の出力電圧の平均値を検出し、さらに平均値が第２の閾値電圧を超えていた場合に利得を小さくすることで、入力レベルの大きいバースト信号に対応し、適切な出力波形を得る。
　本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下のとおりである。
　すなわち、代表的なものによって得られる効果は、利得切替型トランスインピーダンスアンプにおいて、ＯＬＴが送信する下り信号の反射、他のＯＮＵからの漏れ光、ＯＬＴ内のリセット信号などに起因するノイズを受信した場合に発生する不必要な利得切替を防止し、入力レベルの大きいノイズを受信した後に入力レベルの小さいバースト信号を受信した場合の感度低下を防ぐことができる。
本発明を適用する実施の形態のＰＯＮシステムの構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施例におけるトランスインピーダンスアンプの構成例を示す図である。 本発明の第１の実施例におけるトランスインピーダンスアンプの動作タイミング例を示す図である。 本発明の第１の実施例におけるトランスインピーダンスアンプの動作例を示すフロ－チャートである。 本発明の第１の実施例におけるトランスインピーダンスアンプにおいて、平均検出回路の構成例を示す図である。 本発明の第１の実施例におけるトランスインピーダンスアンプにおいて、平均検出回路における積分回路の他の構成例を示す図である。 本発明の第１の実施例におけるトランスインピーダンスアンプにおいて、平均検出回路の動作タイミング例を示す図である。 本発明の第２の実施例におけるトランスインピーダンスアンプの動作タイミング例を示す図である。 本発明の第３の実施例におけるトランスインピーダンスアンプの構成例を示す図である。 本発明の第３の実施例におけるトランスインピーダンスアンプの動作タイミング例を示す図である。 本発明の第４の実施例におけるトランスインピーダンスアンプの構成例を示す図である。 本発明の第４の実施例におけるトランスインピーダンスアンプの動作タイミング例を示す図である。
　以下、本発明の実施の形態および実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態および実施例を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
　〔本発明の実施の形態〕
　本発明を適用する実施の形態のＰＯＮシステムの構成例のブロック図を図１に示す。図１に示すように、本実施の形態のＰＯＮシステム全体は、ＯＬＴ１と、複数のＯＮＵ２（図１では３つの例：２（ａ）、２（ｂ）、２（ｃ））と、それらの間に設置された光ファイバ３と光分岐器４を含む。ＯＬＴ１の内部構成は、ＯＮＵ２からの上り光信号の受信に係わる部分と、フレームを処理する部分からなる。
　上り光信号の受信に係わる部分は、光信号を光電流に変換する受光素子１００と、光電流を電圧信号に変換するトランスインピーダンスアンプ５と、前記電圧信号を一定振幅に増幅する後置増幅器６００で構成される。また、フレームを処理する部分については、ＰＯＮフレームを符号復号するＰＨＹ７００と、ＭＡＣフレームを処理して外部のネットワークと接続されるＭＡＣフレーム処理部８００とで構成される。
　ここで、本発明であるトランスインピーダンスアンプ５は、光電流を電圧信号に変換する前置増幅器２００と、前記前置増幅器２００の出力と第１の閾値電圧を比較する平均検出開始判定部３００と、前記前置増幅器２００の出力が前記第１の閾値電圧を超えた時点から、一定時間の前記前置増幅器２００の出力の平均値を検出し出力する平均検出回路４００と、前記平均検出回路４００の出力に基づき、前記前置増幅器２００の利得を切り替えるか否かを決定する利得切替制御部５００によって構成される。
　以下、本発明の実施の形態について、実施例を挙げて詳細に説明する。
　〔第１の実施例〕
　まず、本発明の第１の実施例におけるトランスインピーダンスアンプの構成について、図２を参照して以下に説明する。本実施例におけるトランスインピーダンスアンプ５は、受光素子１００から送信される光電流１０を電圧信号Ｖｏｕｔ２０に変換する前置増幅器２００と、前記前置増幅器２００の出力電圧の平均検出の開始を判断し、平均検出信号３０を送信する平均検出開始判定部３００と、前記平均検出開始判定部３００からの平均検出信号３０に基づいて前記前置増幅器２００の出力電圧の平均値Ｖａｖｅ４０を検出する平均検出回路４００と、平均値Ｖａｖｅ４０に基づいて前記前置増幅器２００の利得の切替えを行う利得切替制御部５００によって構成される。
　（前置増幅器２００の説明）
　前置増幅器２００は、反転増幅器２１０と、前記反転増幅器２１０に並列接続される第１の帰還抵抗２２０と、さらに同様に並列接続される第２の帰還抵抗２３０と、前記第２の帰還抵抗２３０に直列に接続されるスイッチ２４０を備える。前置増幅器２００に前記受光素子１００より光電流１０が入力されると、電圧信号に変換され、この電圧信号Ｖｏｕｔ２０が出力される。
　（帰還抵抗２２０、２３０の説明）
　前置増幅器２００の利得は、スイッチ２４０の開閉により制御される。初期状態は、反転増幅器２１０に第１の帰還抵抗２２０が並列接続された状態であり、スイッチ２４０が閉成されると、さらに第２の帰還抵抗２３０が並列接続され、利得が減少する。
　（スイッチ２４０の説明）
　スイッチ２４０の開閉は、利得切替制御部５００から送信される利得切替信号６０に従う。スイッチ２４０は、ＭＯＳトランジスタなどのスイッチ機能を有する素子であればよく、リレー等が用いられてもよい。
　（平均検出開始判定部３００の説明）
　平均検出開始判定部３００は、コンパレータ３１０と平均検出信号送信回路３２０を備える。
　（コンパレータ３１０の説明）
　コンパレータ３１０の正側には閾値電圧１が入力され、負側には前記前置増幅器２００からの出力の電圧信号Ｖｏｕｔ２０が入力される。Ｖｏｕｔ２０が閾値電圧１を超えた場合、前記コンパレータ３１０の出力がＨｉｇｈレベルとなり、平均検出信号送信回路３２０に入力される。
　（平均検出信号送信回路３２０の説明）
　平均検出信号送信回路３２０は、前記コンパレータ３１０からＨｉｇｈレベルの信号入力があった場合に、所定の時間Ｔの間、平均検出信号３０を平均検出回路４００に送信しつづける回路であり、例えばＳＲ－ＦＦ（Ｓｅｔ　Ｒｅｓｅｔ－Ｆｌｉｐ　Ｆｌｏｐ）を備えた回路などで実現することができる。
　（平均検出回路４００の説明）
　平均検出回路４００は、平均検出開始判定部３００からの平均検出信号３０を受信すると、その時点から時間Ｔにわたる、電圧信号Ｖｏｕｔ２０の平均値Ｖａｖｅ４０を検出し、利得切替制御部５００に一定時間出力する回路である。平均検出回路４００の構成例は後で説明する。
　（利得切替制御部５００の説明）
　利得切替制御部５００は、コンパレータ５１０と、利得切替信号送信回路５２０を備える。
　（コンパレータ５１０の説明）
　コンパレータ５１０の正側には閾値電圧２が入力され、負側には前記平均検出回路４００より平均値Ｖａｖｅ４０が入力される。Ｖａｖｅ４０が閾値電圧２を超えた場合、前記コンパレータ５１０の出力はＨｉｇｈレベルとなり、利得切替信号送信回路５２０に入力される。
　（利得切替信号送信回路５２０の説明）
　利得切替信号送信回路５２０は、前記コンパレータ５１０からＨｉｇｈレベルの信号が入力されると、利得切替信号６０を送信することにより、前記前置増幅器２００が備えるスイッチ２４０を閉成し、前記前置増幅器２００の利得を小さくすることで、入力レベルの大きいバースト信号が入力された場合でも、適切な出力波形を得ることができる。また、前記平均検出回路４００により、前記前置増幅器２００の出力の平均値を利得の切替判断に使用することで、ノイズにより発生する不必要な利得の切替を防ぐことが可能となる。
　（第１の実施例の動作説明）
　ここで、第１の実施例における動作例を、図３の動作タイミング例に沿って説明する。図３における（Ａ）～（Ｆ）は、それぞれ図２中の同記号の信号に対応する。また、本動作例のフローチャートを図４に示す。
　本実施例におけるトランスインピーダンスアンプ５は、初期状態（Ｓ１）においてスイッチ２４０は開放されており、利得は相対的に大きい状態となっている。まず、時刻Ｔ１において、受光素子１００にＯＮＵ２からの光信号が入力されると、バースト信号１１として光電流１０が出力される。この光電流１０は前置増幅器２００に入力され、Ｖｏｕｔ２０が平均検出開始判定部３００に出力される。そして、時刻Ｔ２に前記平均検出開始判定部３００において、Ｖｏｕｔ２０が閾値電圧１を超えたと判断されたとする（Ｓ２）。すると、前記平均検出開始判定部３００が備える平均検出信号送信回路３２０より、平均検出信号３０が、平均検出回路４００に所定の時間Ｔ間（Ｔ３－Ｔ２）送信される。平均検出信号３０を受信した平均検出回路４００は、前記平均検出信号３０を受信しているＴ間の、Ｖｏｕｔ２０の平均値を検出し、結果としてＶａｖｅ４０を一定時間出力する（Ｓ３）。Ｖａｖｅ４０は、時刻Ｔ３にて利得切替制御部５００に入力され、コンパレータ５１０で閾値電圧２と比較される。この例では、平均値が検出されたＴ間において、常にレベルの大きい入力があったため、Ｖａｖｅ４０は閾値電圧２を超えたと判断され（Ｓ４）、コンパレータ５１０の出力がＨｉｇｈレベルとなり、利得切替信号送信回路５２０に入力される。すると、利得切替信号送信回路５２０は、利得切替信号６０をＨｉｇｈレベルに設定することで、前置増幅器２００のスイッチ２４０を閉成し、利得を小さくする（Ｓ５）。これによって、入力レベルの大きい信号に対し、歪の少ない適切な信号を出力することができる。また、この利得切替信号６０は、例えばＭＡＣ層などからのバースト信号１１の受信終了を知らせる外部リセット５０の信号が、時刻Ｔ４に利得切替信号送信回路５２０に入力されるまで送信される（Ｓ６）。
　（平均検出回路４００の説明）
　平均検出回路４００は、平均検出信号３０を受信した時点から、時間Ｔ間の平均値を検出し、結果として一定時間出力する回路である。図５により、平均検出回路４００の構成例を説明する。本平均検出回路４００は、前記平均検出開始判定部３００から送信される平均検出信号３０から、抵抗値切替タイミング信号Ｓｓｗ４１１と、平均値出力タイミング信号Ｓｓｈ４１２を生成するタイミング信号発生回路４１０と、前記抵抗値切替タイミング信号Ｓｓｗ４１１に応じて時定数を変化させながら、前置増幅器２００の出力Ｖｏｕｔ２０を積分する積分回路４２０と、前記積分回路４２０の出力信号を、前記平均値出力タイミング信号Ｓｓｈ４１２に同期して、平均値Ｖａｖｅ４０として標本化したのち、保持、出力するサンプルホールド回路４３０と、平均検出信号３０がＨｉｇｈレベルの場合に閉成され、積分回路４２０にＶｏｕｔ２０を入力するスイッチ４４０を備える。
　（積分回路４２０の説明）
　積分回路４２０は、例えば抵抗回路４２１と、一端が接地されたキャパシタ４２２の他端が接続され、その接続点を出力とし、抵抗回路４２１の開放側を入力とする回路である。抵抗回路４２１は、抵抗値切替タイミング信号Ｓｓｗ４１１のレベルに応じて抵抗値が大小２段階に切替えられるように構成された回路であり、Ｓｓｗ４１１がＬｏｗレベルのときに抵抗値小、Ｓｓｗ４１１がＨｉｇｈレベルのときに抵抗値大となる回路であればよい。このような抵抗回路４２１を用いることで、積分回路４２０の時定数を大小２段階に変化させる。この積分回路４２０には、図６に示すように、オペアンプ４２３を備えた積分回路を用いてもよい。
　（平均検出回路４００の動作説明）
　ここで、図５に示した平均検出回路４００の動作例を、図７に示した動作タイミング例に沿って説明する。図７における（I）～（IV）は、それぞれ図５中の同記号の信号に対応する。
　初期状態では、抵抗値切替タイミング信号Ｓｓｗ４１１、平均値出力タイミング信号Ｓｓｈ４１２はＬｏｗレベルとし、積分回路４２０の時定数を小さい値に固定しておく。時刻Ｔ１に平均検出信号３０が平均検出回路４００に入力されると、まずスイッチ４４０が閉成され、積分回路４２０に前記前置増幅器２００の出力Ｖｏｕｔ２０が入力される。また、タイミング信号発生回路４１０は平均検出信号３０を検出した時点から、所定の時間（Ｔ２－Ｔ１）が経過した後にＳｓｗ４１１をＨｉｇｈレベルにし、積分回路４２０の時定数を大きくする。そして、時刻Ｔ３において平均検出信号３０がＬｏｗレベルに戻ると、所定の時間（Ｔ４－Ｔ３）において、Ｓｓｈ４１２がサンプルホールド回路４３０に出力されると同時に、Ｓｓｈ４１２を受信した前記サンプルホールド回路４３０は、平均値Ｖａｖｅ４０を出力する。そして、Ｓｓｈ４１２がＬｏｗレベルになるのと同時に、Ｓｓｗ４１１をＬｏｗレベルにし、初期状態の時定数が小さい状態に戻す。このように、平均値の検出を開始してから、始めは積分回路４２０の時定数を小さくしておくことで、素早く平均値に達しさせることができ、Ｖｏｕｔ２０が閾値電圧１を超えてから時間Ｔが経過した時点で時定数を大きくすることで、安定した出力を得ることが可能となる。ただし、このように安定した平均値を得ることが出来れば、他の回路構成であっても問題はない。
　（第１の実施例の効果）
　以上説明した第１の実施例によれば、前置増幅器２００、平均検出開始判定部３００、平均検出回路４００、利得切替制御部５００などを備え、前置増幅器２００からの出力電圧信号Ｖｏｕｔ２０を閾値電圧１と比較し、このＶｏｕｔ２０が閾値電圧１を超えていた場合に、一定時間のＶｏｕｔ２０の平均値Ｖａｖｅ４０を検出し、このＶａｖｅ４０が閾値電圧２を超えていた場合に利得を小さくすることで、入力レベルの大きいバースト信号に対応し、適切な出力波形を得ることができる。この結果、トランスインピーダンスアンプ５において、ＯＬＴ１が送信する下り信号の反射、他のＯＮＵ２からの漏れ光、ＯＬＴ１内のリセット信号などに起因するノイズを受信した場合に発生する不必要な利得切替を防止し、入力レベルの大きいノイズを受信した後に入力レベルの小さいバースト信号を受信した場合の感度低下を防ぐことができる。
　〔第２の実施例〕
　本発明の第２の実施例におけるトランスインピーダンスアンプを、上述した第１の実施例と異なる部分を主に説明する。
　（第２の実施例の動作説明）
　本発明の第２の実施例として、図２に示した第１の実施例と同等の回路において、ノイズを受信した場合の動作について図８の動作タイミング例に沿って説明する。図８における（Ａ）～（Ｆ）は、それぞれ図２中の同記号の信号に対応する。
　まず、時刻Ｔ１において前記受光素子１００にノイズが入力されると、ノイズ１２として光電流１０が発生する。そして、前記前置増幅器２００の出力Ｖｏｕｔ２０が、前記平均検出開始判定部３００において、Ｖｏｕｔ２０と閾値電圧１がコンパレータ３１０において比較され、時刻Ｔ２においてＶｏｕｔ２０が閾値電圧１を超えたと判断されたとする。すると、第１の実施例の場合と同様に、時間Ｔの間のＶｏｕｔ２０の平均値が検出されＶａｖｅ４０が一定時間出力され、利得切替制御部５００が備えるコンパレータ５１０で閾値電圧２と比較される。ここでＶａｖｅ４０は、閾値電圧２を超えていないため、前置増幅器２００の利得の切替は実行されず、利得に関しては初期状態が維持される。
　このように、第２の実施例では、瞬間的には入力レベルの大きいノイズ１２が入力された場合でも、前置増幅器２００の出力の一定時間の平均値を利得切替の判断に用いることで、不必要な切替を回避することができる。
　前記前置増幅器２００がノイズ１２を受信した後、時刻Ｔ４にバースト信号１１を受信した場合は、第１の実施例の動作と同様に、入力レベルによって利得の切替が実行される。
　〔第３の実施例〕
　本発明の第３の実施例におけるトランスインピーダンスアンプを、上述した第１及び第２の実施例と異なる部分を主に説明する。
　（回路構成の説明）
　本発明の第３の実施例におけるトランスインピーダンスアンプについて、図９を参照して以下に説明する。第１及び第２の実施例における回路形態との違いは、前置増幅器２００と、利得切替制御部５００の構成である。
　まず、前置増幅器２００は、第１及び第２の実施例では、２つの帰還抵抗を並列に接続したが、本実施例では、４つの帰還抵抗を並列に接続している。具体的には、反転増幅器２１０と、これに並列接続された帰還抵抗２２０、２３０、２５０、２７０と、帰還抵抗２３０、２５０、２７０に直列に接続されたスイッチ２４０、２６０、２８０から構成される。また、利得切替制御部５００は、第１及び第２の実施例では１つのコンパレータを備え、平均値Ｖａｖｅ４０と閾値電圧２の比較を行っていたが、本実施例では、３つのコンパレータ５１０、５３０、５５０を備え、３つの閾値電圧２、３、４と平均値Ｖａｖｅ４０の比較を行う。ここで、それぞれの閾値電圧の大小関係は、閾値電圧２＜閾値電圧３＜閾値電圧４であり、利得切替信号送信回路５２０、５４０、５６０は、それぞれ対応するコンパレータ５１０、５３０、５５０の出力がＨｉｇｈレベルになった場合に、利得切替信号６０、７０、８０を前記前置増幅器２００に送信し、スイッチ２４０、２６０、２８０を閉成する。これにより、初期状態と合わせて４つの利得値を使用することが可能となる。
　（第３の実施例の動作説明）
　ここで、図９及び図１０を用いて、第３の実施例におけるトランスインピーダンスアンプの動作について説明する。尚、図１０の（Ａ）～（Ｈ）は、それぞれ図９中の同記号の信号に対応する。まず、時刻Ｔ１に、ノイズ１２が前記前置増幅器２００に入力された場合に関しては、第２の実施例と同様であり、Ｖａｖｅ４０が１つの閾値電圧も超えていないため、不必要な利得の切替が発生しない。
　次に、時刻Ｔ４にバースト信号１１が前記前置増幅器２００に入力され、時刻Ｔ５に平均検出開始判定部３００において、Ｖｏｕｔ２０が閾値電圧１を超えたと判断されたとする。すると、第１及び第２の実施例における動作と同様に、時間Ｔ間のＶｏｕｔ２０の平均値が平均検出回路４００にて検出され、Ｖａｖｅ４０として利得切替制御部５００に出力される。ここでＶａｖｅ４０は、前記利得切替制御部５００が備えるコンパレータ５１０、５３０、５５０において、閾値電圧２、３、４とそれぞれ比較される。この例においては、Ｖａｖｅ４０は閾値電圧２と３を超え、４は超えていないため（閾値電圧２＜閾値電圧３＜Ｖａｖｅ４０＜閾値電圧４）、コンパレータ５１０と５３０の出力がＨｉｇｈレベルとなる。それに従い、利得切替信号送信回路５２０及び５４０は、利得切替信号６０及び７０をＨｉｇｈレベルに設定し、前置増幅器２００内のスイッチ２４０、２６０を閉成する。ここで、Ｖａｖｅ４０は閾値電圧４を超えていないため、利得切替信号８０は送信されない。スイッチ２４０、２６０が閉成されたことにより、前置増幅器２００は、帰還抵抗２２０、２３０、２５０が並列接続された状態となり、利得が小さくなる。時刻Ｔ７において、利得切替信号送信回路５２０及び５４０が外部リセット５０の信号を受信すると、再びＬｏｗレベルに戻り、スイッチ２４０、２６０は開放される。
　このように、第３の実施例では、平均値Ｖａｖｅ４０と比較する閾値電圧を３つ備えることで、設定可能な利得値を増やすことができ、ダイナミックレンジをより広く確保することが可能となる。
　〔第４の実施例〕
　本発明の第４の実施例におけるトランスインピーダンスアンプを、上述した第１から第３の実施例と異なる部分を主に説明する。
　（回路構成の説明）
　本発明の第４の実施例におけるトランスインピーダンスアンプについて、図１１を参照して以下に説明する。本実施例は、前記第３の実施例と同様に前置増幅器２００に４つの帰還抵抗を備えているが、利得切替制御部５００の構成が異なる。本実施例における利得切替制御部５００は、コンパレータ５１０と、利得切替信号送信回路５８０を備え、前記利得切替信号送信回路５８０には、コンパレータ５１０の出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへの立ち上がりを検知した回数分の利得切替信号を送信する回路を用いる。前記利得切替信号発生回路５８０は、例えばカウンタ回路などを利用することで実現することができる。また、本実施例における平均検出回路４５０は、平均値Ｖａｖｅ４０を出力する間、平均検出信号送信回路３３０にリセット信号９０を送信し、前記平均検出信号送信回路３３０はその間平均検出信号３０を送信しないようにする。このような構成をとることにより、入力レベルに応じて、４つの利得値を段階的に切替えることが可能となる。
　（第４の実施例の動作説明）
　ここで、図１１及び図１２を用いて、第４の実施例におけるトランスインピーダンスアンプの動作について説明する。尚、図１２の（Ａ）～（Ｉ）は、それぞれ図１１中の同記号の信号に対応する。まず、時刻Ｔ１に、ノイズ１２が前記前置増幅器２００に入力された場合に関しては、第２の実施例と同様であり、Ｖａｖｅ４０が１つの閾値電圧も超えていないため、不必要な利得の切替が発生しない。
　次に、時刻Ｔ４にバースト信号１１が前記前置増幅器２００に入力され、時刻Ｔ５に前記平均検出開始判定部３００において、Ｖｏｕｔ２０が閾値電圧１を超えたと判断されたとする。すると、第１～第３の実施例における動作と同様に、時間Ｔ間のＶｏｕｔ２０の平均値が前記平均検出回路４５０にて検出され、Ｖａｖｅ４０として前記利得切替制御部５００に出力される。ここでＶａｖｅ４０は、前記利得切替制御部５００が備えるコンパレータ５１０において、閾値電圧２と比較され、Ｖａｖｅ４０は閾値電圧２を超えたと判断されたため、前記コンパレータ５１０の出力がＨｉｇｈレベルとなる。すると、利得切替信号送信回路５８０は、前記コンパレータ５１０出力の１回目の立ち上がりを検知したことで、利得切替信号６０をＨｉｇｈレベルに設定し前置増幅器２００内のスイッチ２４０を閉成する。また、前記平均検出回路４５０はＶａｖｅ４０を前記利得切替制御部５００に出力する時刻Ｔ７までの間、リセット信号９０を前記平均検出信号送信回路３３０に送信し、その間平均検出信号送信回路３３０が平均検出信号３０を送信しないように制御する。
　１回目の利得切替動作が終了し、前記平均検出回路４５０が出力するＶａｖｅ４０及びリセット信号９０がＬｏｗレベルに戻ると、時刻Ｔ７に、再び前記平均検出開始判定部３００において、Ｖｏｕｔ２０と閾値電圧１が比較された結果、Ｖｏｕｔ２０が閾値電圧１を超えている場合、平均検出信号３０が前記平均検出回路４５０に送信され、平均値の検出が行われる。ここで、再びＶａｖｅ４０が閾値電圧２を超えた場合、前記利得切替信号送信回路５８０はコンパレータ５１０の出力の２回目の立ち上がりを検知し、利得切替信号７０をＨｉｇｈレベルにすることでスイッチ２６０を閉成し、利得をさらに小さくする。
　同様に、２回目の利得切替動作が終了し、時刻Ｔ９に再びＶｏｕｔ２０と閾値電圧１の比較の結果、平均値の検出が開始され、Ｖａｖｅ４０が閾値電圧２を上回っていた場合は、前記利得切替信号送信回路５８０がコンパレータ５１０の３回目の信号の立ち上がりを検知することによって、利得切替信号８０が送信されることによりスイッチ２８０が閉成され、最も利得が小さい状態になる。バースト信号１１の受信が終了し、時刻Ｔ１１に前記利得切替信号送信回路５８０が外部リセット５０の信号を受信すると、全ての利得切替信号はＬｏｗレベルに戻り、スイッチ２４０、２６０、２８０は開放される。
　このような動作により、第４の実施例では、トランスインピーダンスアンプへの入力レベルに応じて段階的に利得を小さくすることが可能となる。
　〔その他〕
　なお、上述した各実施例は、本発明の好適な実施例であり、本発明は前記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲内において種々変更実施が可能である。例えば、第３、第４の実施例においては、４つの帰還抵抗を接続していたが、帰還抵抗の数は３つまたは５つ以上であってもよい。
　本発明は、ＯＬＴと複数のＯＮＵとを有するＰＯＮシステムに関し、特に、バースト信号受信機内のトランスインピーダンスアンプにおける利得切り替え技術に利用可能である。
１　ＯＬＴ
２　ＯＮＵ
３　光ファイバ
４　光分岐器
５　トランスインピーダンスアンプ
１０　光電流
１１　バースト信号
１２　ノイズ
２０　電圧信号Ｖｏｕｔ
３０　平均検出信号
４０　平均値Ｖａｖｅ
５０　外部リセット
６０、７０、８０　利得切替信号
９０　リセット信号
１００　受光素子
２００　前置増幅器
２１０　反転増幅器
２２０、２３０、２５０、２７０　帰還抵抗
２４０、２６０、２８０　スイッチ
３００　平均検出開始判定部
３１０　コンパレータ
３２０、３３０　平均検出信号送信回路
４００　平均検出回路
４１０　タイミング信号発生回路
４１１　抵抗値切替タイミング信号Ｓｓｗ
４１２　平均値出力タイミング信号Ｓｓｈ
４２０　積分回路
４２１　抵抗回路
４２２　キャパシタ
４２３　オペアンプ
４３０　サンプルホールド回路
４４０　スイッチ
４５０　平均検出回路
５００　利得切替制御部
５１０、５３０、５５０　コンパレータ
５２０、５４０、５６０、５８０　利得切替信号送信回路
６００　後置増幅器
７００　ＰＨＹ
８００　ＭＡＣフレーム処理部
 

Claims (20)

  1. 　ＰＯＮシステムのＯＬＴが有するバースト信号受信機における利得切替型トランスインピーダンスアンプであって、
    　バースト信号が入力される前置増幅器と、
    　前記前置増幅器の出力と第１の閾値電圧とを比較する平均検出開始判定部と、
    　前記前置増幅器の出力が前記第１の閾値電圧を超えた時点から、一定時間の前記前置増幅器の出力の平均値を検出し出力する平均検出回路と、
    　前記平均検出回路の出力に基づき、前記前置増幅器の利得を切り替えるか否かを決定する利得切替制御部とを備えることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
  2. 　請求項１に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
    　前記前置増幅器は、反転増幅器と、前記反転増幅器に並列に接続される帰還抵抗と、前記帰還抵抗に並列に接続される帰還回路とを備え、
    　前記帰還回路は、抵抗とスイッチとを備え、
    　前記スイッチの開閉によって利得が制御されることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
  3. 　請求項１または２に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
    　前記平均検出開始判定部は、前記前置増幅器の出力が前記第１の閾値電圧を超えた場合に、平均検出信号を所定の時間送信することを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
  4. 　請求項１～３のいずれか１項に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
    　前記平均検出回路は、前記平均検出開始判定部が出力する平均検出信号を受信している任意の時間における、前記前置増幅器の出力の平均値を検出し、一定時間出力することを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
  5. 　請求項１～４のいずれか１項に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
    　前記利得切替制御部は、第２の閾値電圧と前記平均検出回路の出力とを比較し、利得切替信号を前記前置増幅器の帰還回路に送信することで前記帰還回路のスイッチを閉成して利得を制御し、外部リセット信号を受信するまで前記利得切替信号を送信し続けることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
  6. 　請求項１に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
    　前記前置増幅器は、反転増幅器と、前記反転増幅器に並列に接続される帰還抵抗と、前記帰還抵抗に並列に接続されるｍ個（ｍは１以上）の帰還回路とを備え、
    　前記帰還回路は、抵抗とスイッチとを備え、
    　前記スイッチの開閉によって利得が制御されることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
  7. 　請求項１、３、４、６のいずれか１項に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
    　前記利得切替制御部は、前記前置増幅器の帰還回路に１対１で対応したそれぞれ値の異なる第２～第（ｍ＋１）の閾値電圧と前記平均検出回路の出力とを比較し、前記第２～第（ｍ＋１）の閾値電圧に対応した利得切替信号を前記帰還回路に送信することで前記帰還回路のスイッチを閉成して利得を制御し、外部リセット信号を受信するまで前記利得切替信号を送信し続けることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
  8. 　請求項１または６に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
    　前記平均検出開始判定部は、前記前置増幅器の出力が前記第１の閾値電圧を超えた場合に、平均検出信号を所定の時間送信し、前記平均検出回路からリセット信号を受信している間は、前記前置増幅器の出力が前記第１の閾値電圧を超えている場合でも、前記平均検出信号を送信しないことを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
  9. 　請求項１、６、８のいずれか１項に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
    　前記平均検出回路は、前記平均検出開始判定部が出力する平均検出信号を受信している所定の時間における前記前置増幅器の出力の平均値を検出し、前記平均値を前記利得切替制御部に一定時間出力し、同時に前記平均検出開始判定部にリセット信号を一定時間出力し、前記平均検出信号が送信されることを抑止することを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
  10. 　請求項１、６、８、９のいずれか１項に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
    　前記利得切替制御部は、外部リセット信号を受信した後、前記平均検出回路の出力が第２の閾値電圧を超えたことをｎ回（ｎ≦ｍ）検出すると、前記前置増幅器の帰還回路に１対１で対応した利得切替信号のうち、第ｎの利得切替信号を送信することで前記帰還回路のスイッチを閉成して利得を制御し、前記外部リセット信号を受信するまで前記利得切替信号を送信し続けることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
  11. 　ＯＬＴと複数のＯＮＵとを有し、前記ＯＬＴと前記複数のＯＮＵとが光ファイバを介して接続されたＰＯＮシステムであって、
    　前記ＯＬＴは、
    　バースト信号が入力される前置増幅器と、
    　前記前置増幅器の出力と第１の閾値電圧とを比較する平均検出開始判定部と、
    　前記前置増幅器の出力が前記第１の閾値電圧を超えた時点から、一定時間の前記前置増幅器の出力の平均値を検出し出力する平均検出回路と、
    　前記平均検出回路の出力に基づき、前記前置増幅器の利得を切り替えるか否かを決定する利得切替制御部と、によって構成される光受信回路を備えることを特徴とするＰＯＮシステム。
  12. 　請求項１１に記載のＰＯＮシステムにおいて、
    　前記ＯＬＴが備える前記前置増幅器は、反転増幅器と、前記反転増幅器に並列に接続される帰還抵抗と、前記帰還抵抗に並列に接続される帰還回路とを備え、
    　前記帰還回路は、抵抗とスイッチとを備え、
    　前記スイッチの開閉によって利得が制御されることを特徴とするＰＯＮシステム。
  13. 　請求項１１または１２に記載のＰＯＮシステムにおいて、
    　前記ＯＬＴが備える前記平均検出開始判定部は、前記前置増幅器の出力が前記第１の閾値電圧を超えた場合に、平均検出信号を所定の時間送信することを特徴とするＰＯＮシステム。
  14. 　請求項１１～１３のいずれか１項に記載のＰＯＮシステムにおいて、
    　前記ＯＬＴが備える前記平均検出回路は、前記平均検出開始判定部が出力する平均検出信号を受信している任意の時間における、前記前置増幅器の出力の平均値を検出し、一定時間出力することを特徴とするＰＯＮシステム。
  15. 　請求項１１～１４のいずれか１項に記載のＰＯＮシステムにおいて、
    　前記ＯＬＴが備える前記利得切替制御部は、第２の閾値電圧と前記平均検出回路の出力とを比較し、利得切替信号を前記前置増幅器の帰還回路に送信することで前記帰還回路のスイッチを閉成して利得を制御し、外部リセット信号を受信するまで前記利得切替信号を送信し続けることを特徴とするＰＯＮシステム。
  16. 　請求項１１に記載のＰＯＮシステムにおいて、
    　前記ＯＬＴが備える前記前置増幅器は、反転増幅器と、前記反転増幅器に並列に接続される帰還抵抗と、前記帰還抵抗に並列に接続されるｍ個（ｍは１以上）の帰還回路とを備え、
    　前記帰還回路は、抵抗とスイッチとを備え、
    　前記スイッチの開閉によって利得が制御されることを特徴とするＰＯＮシステム。
  17. 　請求項１１、１３、１４、１６のいずれか１項に記載のＰＯＮシステムにおいて、
    　前記ＯＬＴが備える前記利得切替制御部は、前記前置増幅器の帰還回路に１対１で対応したそれぞれ値の異なる第２～第（ｍ＋１）の閾値電圧と前記平均検出回路の出力とを比較し、前記第２～第（ｍ＋１）の閾値電圧に対応した利得切替信号を前記帰還回路に送信することで前記帰還回路のスイッチを閉成して利得を制御し、外部リセット信号を受信するまで前記利得切替信号を送信し続けることを特徴とするＰＯＮシステム。
  18. 　請求項１１または１６に記載のＰＯＮシステムにおいて、
    　前記ＯＬＴが備える前記平均検出開始判定部は、前記前置増幅器の出力が前記第１の閾値電圧を超えた場合に、平均検出信号を所定の時間送信し、前記平均検出回路からリセット信号を受信している間は、前記前置増幅器の出力が前記第１の閾値電圧を超えている場合でも、前記平均検出信号を送信しないことを特徴とするＰＯＮシステム。
  19. 　請求項１１、１６、１８のいずれか１項に記載のＰＯＮシステムにおいて、
    　前記ＯＬＴが備える前記平均検出回路は、前記平均検出開始判定部が出力する平均検出信号を受信している所定の時間における前記前置増幅器の出力の平均値を検出し、前記平均値を前記利得切替制御部に一定時間出力し、同時に前記平均検出開始判定部にリセット信号を一定時間出力し、前記平均検出信号が送信されることを抑止することを特徴とするＰＯＮシステム。
  20. 　請求項１１、１６、１８、１９のいずれか１項に記載のＰＯＮシステムにおいて、
    　前記ＯＬＴが備える前記利得切替制御部は、外部リセット信号を受信した後、前記平均検出回路の出力が第２の閾値電圧を超えたことをｎ回（ｎ≦ｍ）検出すると、前記前置増幅器の帰還回路に１対１で対応した利得切替信号のうち、第ｎの利得切替信号を送信することで前記帰還回路のスイッチを閉成して利得を制御し、前記外部リセット信号を受信するまで前記利得切替信号を送信し続けることを特徴とするＰＯＮシステム。
     
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