WO2007108263A1

WO2007108263A1 - 電力変換装置

Info

Publication number: WO2007108263A1
Application number: PCT/JP2007/052821
Authority: WO
Inventors: Atsuhiko Kuzumaki; Hiroshi Mochikawa; Tateo Koyama
Original assignee: Kabushiki Kaisha Toshiba
Priority date: 2006-03-15
Filing date: 2007-02-16
Publication date: 2007-09-27
Also published as: JP4772542B2; US7872888B2; EP2006991B1; CN101401289A; CN101401289B; JP2007252055A; TW200746607A; US20090135636A1; EP2006991A4; KR20080106283A; KR101229838B1; EP2006991A1; TWI338999B

Abstract

　直流電源（１）と、直流電源の直流を交流に変換するためにブリッジ接続され、夫々還流ダイオード（５ｕ，５ｖ，…）を逆並列接続した複数個の主回路スイッチング素子（４ｕ，４ｖ，…）と、還流ダイオードの還流電流を遮断するとき、直流電源より小さな逆電圧を還流ダイオードに印加する逆電圧印加回路（７）とを具備し、逆電圧印加回路は、直流電源の電圧より電圧が低い低電圧直流電源（８）と、還流ダイオードの逆回復時にオンし、主回路スイッチング素子より耐圧が低い逆電圧印加スイッチング素子（１１）と、還流ダイオードより逆回復時間が短い補助ダイオード（１２）との直列接続によって構成され、逆電圧印加スイッチング素子は、多数キャリアが正孔である素子であることを特徴とする電力変換装置。

Description

明細書

電力変換装置

技術分野

[0001] 本発明は電力変換装置に係り、特に還流ダイオードにおける損失を低減するようにした電力変換装置に関する。

背景技術

[0002] 通常のインバータ装置は、直流電源からの直流を、スイッチング素子をブリッジ接続したインバータ回路によって交流に変換して交流出力を得る。この場合、負荷の力率が必ずしも 1ではないため、各々のスイッチング素子に逆並列に還流ダイオードを接続する。この構成によればスイッチング素子がターンオフすると、負荷に蓄えられたェネルギ一が還流ダイオードを通して還流することになる。

[0003] 還流ダイオードに順方向電流が流れているときに、この還流ダイオードと逆極性のアームのスイッチング素子がオンすると、還流ダイオードの両端に直流電圧が逆ノィァスとしてカ卩わる。このとき、還流ダイオードの電流は、残留電荷によって逆方向電流が流れた後遮断する。このため、直流電圧と上記逆方向電流とによって還流ダイォードに大きな損失が生じるため、インバータ装置の効率が悪ィ匕する。また、このために装置の冷却器を大型化する必要があった。

[0004] そこで、インバータ装置に逆電圧印加回路を設け、還流ダイオードを遮断するとき、逆電圧印加回路力も還流ダイオードに小さな逆電圧を印加し、還流ダイオードの逆回復が逆電圧印加回路の低電圧直流電源によって引き起こされるようにし、還流ダイオードで生じる損失を低減するようにする方法が、特開平 10— 327585号公報の第 3 - 5頁及び図 1にお、て開示されて、る。

[0005] 上記の先行技術によれば、逆電圧印加回路は逆電圧印加用スイッチング素子を有しており、この逆電圧印加用スイッチング素子を還流ダイオードの逆回復時にオンさせて低電圧直流電圧を印加するようにしてヽるので、低損失で還流ダイオードを逆回復することができる。

[0006] ところが、この先行技術では、逆電圧印加回路に、ダイオード及びコンデンサから成る補助電源回路を有しており、この補助電源によって、逆電圧印加スイッチング素子を駆動させるため、逆電圧印加回路の構成が複雑となり、逆電圧印加回路の体積も大きくなる問題点があった。また、コンデンサを充電するためにダイオードに電流を流すように構成しているので、その電流によりダイオードに発熱損失が生じるば力りでなぐコンデンサに充電される電圧がダイオードの損失分だけ低電圧直流電圧より低下する問題点があった。

発明の開示

[0007] 本発明は上記従来技術の課題に鑑みて為されたもので、簡単な回路構成で且つ低損失な逆電圧印加回路によって還流ダイオードの逆回復損失を低減することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

[0008] 上記目的を達成するため、本発明の電力変換装置は、直流電源と、前記直流電源の直流を交流に変換するためにブリッジ接続され、夫々還流ダイオードを逆並列接続した複数個の主回路スイッチング素子と、前記還流ダイオードの還流電流を遮断するとき、前記直流電源より小さな逆電圧を前記還流ダイオードに印加する逆電圧印加手段とを具備し、前記逆電圧印加手段は、前記直流電源の電圧より電圧が低い低電圧直流電源と、前記還流ダイオードの逆回復時にオンし、前記主回路スィッチング素子より耐圧が低ヽ逆電圧印加スイッチング素子と、前記還流ダイオードより逆回復時間が短、補助ダイオードとの直列接続によって構成され、前記逆電圧印加スイッチング素子は、多数キャリアが正孔である素子であることを特徴とする。

[0009] また、本発明の電力変換装置は、直流電源と、前記直流電源の直流を交流に変換するためにブリッジ接続され、夫々還流ダイオードを逆並列接続した複数個の主回路スイッチング素子と、前記主回路スイッチング素子のうち負側アームの主回路スイツチング素子に夫々直列に接続され、前記負側アームの主回路スイッチング素子のォンオフと同期してオンオフするようにそのゲートと前記前記主回路スイッチング素子の負極とが夫々接続されたノーマリーオン型スイッチング素子と、前記還流ダイオードのうち負側アームの還流ダイオードの還流電流を遮断するとき、前記直流電源より小さな逆電圧を前記負側アームの還流ダイオードに印加する逆電圧印加手段とを具備し、前記逆電圧印加手段は、前記直流電源の電圧より電圧が低い低電圧直流電源と、前記還流ダイオードの逆回復時にオンし、前記主回路スイッチング素子より耐圧が低、逆電圧印加スイッチング素子と、前記還流ダイオードより逆回復時間が短、補助ダイオードとの直列接続によって構成され、前記逆電圧印加スイッチング素子は、多数キャリアが正孔である素子であることを特徴とする。

[0010] 本発明によれば、簡単な回路構成で且つ低損失な逆電圧印加回路によって還流ダイオードの逆回復損失を低減することが可能な電力変換装置を提供することができる。

図面の簡単な説明

[0011] [図 1]図 1は、本発明の第 1の実施例に係る電力変換装置の回路構成図。

[図 2]図 2は、本発明の第 2の実施例に係る電力変換装置の回路構成図。

[図 3]図 3は、本発明の第 3の実施例に係る電力変換装置の回路構成図。

[図 4]図 4は、本発明の第 4の実施例に係る電力変換装置の回路構成図。

[図 5]図 5は、本発明の第 5の実施例に係る電力用半導体装置の逆電圧印加回路の回路構成図。

[図 6]図 6は、本発明の第 6の実施例に係る電力用半導体装置の逆電圧印加回路の回路構成図。

[図 7]図 7は、本発明の第 7の実施例に係る電力用半導体装置の逆電圧印加回路の回路構成図。

発明を実施するための最良の形態

[0012] 以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。

[0013] [実施例 1]

図 1は本発明の第 1の実施例に係る電力変換装置の回路構成図である。図 1において、直流電圧源 1は例えば 3相交流電源を整流してなるものであり、直流電圧源 1 の正側直流母線 laと負側直流母線 lbとの間には、平滑コンデンサ 2及びインバータ主回路 3が接続されている。インバータ主回路 3は、正側アームの主回路スィッチング素子に相当する主回路スイッチング素子 4u、 4v及び 4w、並びに負側アームの主回路スイッチング素子 4x、 4y及び 4zを 3相ブリッジ接続してなる。これらの主回路スィツチング素子 4u、 4v、 4w、 4x、 4v及び 4zの正極と負極との間には還流ダイオード 5 u、 5v、 5w、 5x、 5y及び 5zが夫々逆並列に接続されている。またインバータ主回路 3の出力である A、 B及び C点は例えば交流電動機のような負荷 6に接続されている。尚、還流ダイオード 5u、 5v、 5w、 5x、 5y及び 5zは、主回路スイッチング素子 4u、 4v 、 4w、 4x、 4y及び 4zに夫々内蔵されている場合もある。

[0014] 還流ダイオード 5u、 5v、 5w、 5x、 5y及び 5z各々に並列に逆電圧印加回路 7が接続されている。逆電圧印加回路 7は、直流電圧源 1より電圧値が低い低電圧直流電源 8を有しており、主回路スイッチング素子 4u、 4v、 4w、 4x、 4y及び 4zの正極と負極との間にこの低電圧直流電源 8の電源ライン 8a、 8bが各々接続されている。以下、 u相の還流ダイオード 5u用の逆電圧印加回路 7についてその構成を説明する。尚、 u相以外の還流ダイオード用の逆電圧印加回路 7は基本的に u相の還流ダイオード 5 u用の逆電圧印加回路 7と同一であるのでそれらの説明は省略する。

[0015] 逆電圧印加回路 7はゲートドライブ回路 9を有し、ゲートドライブ回路 9は低電圧直流電源 8に電気的に並列に接続されており、その出力はゲート抵抗 10を介して主回路スイッチング素子 4uのゲートに接続されてヽる。そして図示省略のスイッチングタイミング生成回路力もこのゲートドライブ回路 9にドライブ信号が出力されると、ゲートドライブ回路 9が低電圧直流電源 8からの電圧により駆動され、主回路スイッチング素子 4uをオンさせる。

[0016] 逆電圧印加回路 7は、低電圧直流電源 8の電源ライン 8aに直列に挿入された逆電圧印加スイッチング素子 11を有している。逆電圧印加スイッチング素子 11は、低電圧直流電源 8の正極力も補助ダイオード 12を介して還流ダイオード 5uの力ソードに接続されている。この逆電圧印加スイッチング素子 11の耐圧は、主回路スイッチング素子 4uの耐圧より低く選定される。逆電圧印加スイッチング素子 11は、還流ダイォード 5uの逆回復時にオンするように動作する。ここで、この逆電圧印加スイッチング素子は、多数キャリアが正孔であるスイッチング素子であればよぐ pチャネル MOSF ETが使用される力 pチャネル MOSFETに限らず、例えば pnpトランジスタを適用することも可會である。

[0017] インバータ主回路 3の A点の電位に基づいてドライブ信号を出力する図示省略の電位判定回路から、ゲートドライブ回路 13にドライブ信号が出力されると、このゲートドライブ回路 13が作動し、ゲート抵抗 14を介して逆電圧印加スイッチング素子 11をオンさせる。これにより、低電圧直流電源 8から逆電圧印加スイッチング素子 11及び補助ダイオード 12を通して直流電圧源 1より低い電圧値の逆電圧が還流ダイオード 5uに印加される。これにより還流ダイオード 5uに電源ライン 8aを通して逆電流が供給されるので、還流ダイオード 5uに流れる主回路電流が減少する。つまり、逆回復が逆電圧印加回路 7の低電圧直流電源 8の印加電圧によって行われる。尚、図 1において、ゲートドライブ回路 13は、低電圧直流電源 8の電源ライン 8a、 8bに対して電源ライン 13a、 13bにて接続されている。

[0018] 還流ダイオード 5uに流れる主回路電流が減少すると、負荷 6から還流ダイオード 5 uを経由し直流電圧源 1の正側直流母線 laへと流れていた主回路電流は逆電圧印加回路 7に流れ込む。逆電圧印加回路 7に流れ込む主回路電流は、低電圧直流電源 8の電源ライン 8bを通り、低電圧直流電源 8に流れ込む。そして、逆電圧印加スィツチング素子 11と補助ダイオード 12を経由し直流電圧源 1の正側直流母線 1 aへと流れる。

[0019] その後、 u相と逆極性である X相の主回路スイッチング素子 4xがオンすると、逆電圧印加回路 7に流れていた主回路電流は、主回路スイッチング素子 4xに流れる。主回路スイッチング素子 4xに主回路電流が流れると、補助ダイオード 12に逆電圧がかかり、補助ダイオード 12が逆回復した後にオフし、逆電圧印加回路 7に流れていた主回路電流が流れなくなる。ここで補助ダイオード 12は、還流ダイオード 5uより逆回復時間が短い高速ダイオードを選定しているため、補助ダイオード 12の逆回復損失は小さい。

[0020] 尚、 u相以外の他の相に対する逆電圧印加動作は、基本的に u相と同様であるため、それらの説明を省略する。

[0021] このように構成された第 1の実施例の電力変換装置においては、逆電圧印加スイツチング素子 11として多数キャリアが正孔である pチャネル MOSFETを用いたため、逆電圧印加スイッチング素子 11を駆動するためのゲートドライブ回路 13の駆動電源を低電圧直流電源 8より直接得ることが可能となる。従ってゲートドライブ用の補助電源が不要となり、逆電圧印加回路 7を簡素化することができる。 [0022] 尚、上記の説明において、インバータ主回路 3は 2レベルの 3相出力インバータとして説明したが、 3レベル以上の多レベルインバータであってもよぐまた出力相は単相であっても多相であってもよ！/、。

[0023] [第 2の実施例]

図 2は本発明の第 2の実施例に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例の各部について、図 1に示した第 1の実施例に係る電力変換装置の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例が第 1の実施例と異なる点は、主回路スイッチング素子 4ul、 4vl、 4wl、 4x1、 4yl及び 4zlを低耐圧素子とし、これ等の素子の正極側にこれ等の素子と直列にノーマリーオン型スィツチング素子 20u、 20v、 20w、 20x、 20y及び 20zを夫々挿入し、これ等のノーマジ一オン型スイッチング素子 20u、 20vゝ 20wゝ 20x、 20y及び 20zのゲートを主回路スイッチング素子 4u、 4v、 4w、 4x、 4y及び 4zの負極に夫々接続する構成とした点である。

[0024] このように主回路 3を構成し、例えば u相の正側アームのノーマリーオン型スィッチング素子 20uを高耐圧に選定し、主回路スイッチング素子 4ulを低耐圧に選定すると、ノーマリーオン型スイッチング素子 20u、主回路スイッチング素子 4ul及び還流ダィオード 5uによって複合主回路素子が形成される。この複合主回路素子をカスコード素子 21uと呼称する。

[0025] ノーマリーオン型スイッチング素子としては、例えば接合ゲート型電界効果トランジスタ JFETゃ静電誘導型トランジスタ SITを用いることができる。ノーマリーオン型スィツチング素子は、主回路電流を順方向、逆方向の両方に流すことができる。一般に、ノーマリーオン型スイッチング素子は、ノーマリーオフ型スイッチング素子、例えば M

OSFETよりも低抵抗であり、損失が小さい。尚、図示したようにノーマリーオン型スィツチング素子のゲート端子は、低耐圧の主回路スイッチング素子である例えば MOS FETのソース端子に接続して使用する。

[0026] ノーマリーオン型スイッチング素子 20uは、そのゲート端子とソース端子との間にノ一マリーオン型スイッチング素子がオフするのに十分な負の電圧が印加されるとオフし、ゲート端子とソース端子との間の電圧がゼロ以上の電圧になるとオンする。ノーマリーオン型スイッチング素子 20uのゲート端子は、主回路スイッチング素子 4ulのソース端子に接続され、ノーマリーオン型スイッチング素子 20uのソース端子と主回路スイッチング素子 4ulのドレイン端子とが接続されている。従って、主回路スィッチング素子 4ulがオフ状態では、ノーマリーオン型スイッチング素子 20uのゲート端子とソース端子との間に負の電圧が印加されるため、ノーマリーオン型スイッチング素子 20 uもオフ状態となる。また、主回路スイッチング素子 4ulがオン状態のとき、ノーマリーオン型スイッチング素子 20uのゲート端子とソース端子との間の電圧はほぼゼロになるため、ノーマリーオン型スイッチング素子 20uもオン状態となる。つまり、カスコード素子 21uは、主回路スイッチング素子 4ulをオンオフすることによってカスコード素子 21uもこれに同期してオンオフさせることができる。また、カスコード素子 21uはノーマリーオフ型として動作させることができる。

[0027] 図 2にお!/、て、インバータ主回路 3の A点の電圧が検出され、カスコード素子 21u内にある還流ダイオード 5uの逆回復を行う状態であることが判定されると、ゲートドライブ回路 13にドライブ信号が出力され逆電圧印加スイッチング素子 11がオンする。これにより、低電圧直流電源 8からノーマリーオン型スイッチング素子 20u及び還流ダィオード 5uに小さな逆電圧が印加され、還流ダイオード 5uに電源ライン 8a及びノーマリーオン型スイッチング素子 20uを通して逆電流が供給されるので、還流ダイォード 5uに流れる主回路電流が減少する。つまり、逆回復が逆電圧印加回路 7の低電圧直流電源 8の印加電圧によって行われる。

[0028] 還流ダイオード 5uに流れる主回路電流が減少すると、負荷 6から還流ダイオード 5 uとノーマリーオン型スイッチング素子 20uを経由し直流電圧源 1の正側直流母線 1 a へと流れて!/ヽた主回路電流は逆電圧印加回路 7に流れ込む。逆電圧印加回路 7〖こ流れ込む主回路電流は、低電圧直流電源 8の電源ライン 8bを通り、低電圧直流電源 8に流れ込む。そして、逆電圧印加スイッチング素子 11と補助ダイオード 12を経由し直流電圧源 1の正側直流母線 laへと流れる。

[0029] この期間に、還流ダイオード 5uの逆回復は完了し、還流ダイオード 5uに主回路電流は流れなくなる。

[0030] その後、 u相と逆極性の X相のカスコード素子 21xがオンすると、逆電圧印加回路 7 に流れていた主回路電流は、カスコード素子 21xに流れる。カスコード素子 21xに主回路電流が流れると、補助ダイオード 12に逆電圧がかかり、補助ダイオード 12が逆回復した後にオフするため、逆電圧印加回路 7に流れていた主回路電流が流れなくなる。ここで補助ダイオード 12は、還流ダイオード 5uより逆回復時間が短い高速ダイオードを選定しているため、補助ダイオード 12の逆回復損失は小さい。

[0031] このように構成された第 2の実施例の電力変換装置においては、高耐圧で低損失なノーマリーオン型スイッチング素子を、低耐圧の主回路スイッチング素子とのカスコード素子として使用することによって発熱損失をさらに低減することができる。

[0032] [第 3の実施例]

図 3は本発明の第 3の実施例に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例の各部について、図 2に示した第 2の実施例に係る電力変換装置の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例が第 2の実施例と異なる点は、逆電圧印加回路 7Aの低電圧直流電源 8の正極側に電流制限抵抗 15を挿入し、またこの電流制限抵抗 15と低電圧直流電源 8の負極との間に高周波コンデンサ 16を設けた点である。

[0033] 低電圧直流電源 8の電圧は直流電圧源 1の電圧の 1Z4以下に選定し、高周波コンデンサ 16は平滑用の電解コンデンサではなく、セラミックコンデンサゃフィルムコンデンサ等の高周波用のものを使用する。また、電流制限抵抗 15は、例えば、配線基板の銅箔パターンの配線抵抗や銅板などの配線抵抗を用いることができる。

[0034] 尚、図 3において、高周波コンデンサ 16、逆電圧印加用スイッチング素子 11、補助ダイオード 12、ノーマリーオン型スイッチング素子 20u及び還流ダイオード 5uで構成される放電経路は、極力短、配線として回路インダクタンスを小さくすることが重要である。さらに、図 3において、低耐圧となった主回路スイッチング素子 4ulのゲートドライブ回路 9の電源として、低電圧直流電源 8の電圧をそのまま使用することができる。この構成によって逆電圧印加回路 7Aの構成は簡素化される。

[0035] この実施例の電力変換装置では、以上の構成によって、電流制限抵抗 15と高周波コンデンサ 16とにより高周波インピーダンスの低減作用が生じ、低電圧直流電源 8には、還流ダイオード 5の逆回復に伴うインパルス状の電流が流れなくなるため、還流ダイオード 5の逆回復時においても低電圧直流電源 8の電圧変動が非常に少なくなる。

[0036] 還流ダイオード 5に逆回復電流を供給している期間中は、主回路電流 (負荷電流）も逆電圧印加回路 7Aを通るので、主回路電流による損失も増えることになる。従って、できるだけ速やかに還流ダイオード 5の逆回復が完了することが望ましいが、この実施例によればこれが達成できる。さらに、低電圧直流電源 8への負担も軽減するので、低電圧直流電源 8が小容量の電源で済み、低電圧直流電源 8の内部発熱が低減されるため、逆電圧印加回路 7Aの小型化を達成できる。

[0037] [第 4の実施例]図 4は本発明の第 4の実施例に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例の各部について、図 3に示した第 3の実施例に係る電力変換装置の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。また、図 4においては、簡単のため、逆電圧印加回路 7A及び 7B内のゲートドライブ回路 9 及びゲートドライブ回路 13の図示を省略している。

[0038] この実施例が第 3の実施例と異なる点は、インバータ主回路 3の正側アーム素子をカスコード素子 21u、 21v及び 21wに代えて主回路スイッチング素子 4u2、 4v2及び 4w2とし、これ等の素子の逆電圧印加回路を省いた点、負側アームのカスコード素子 21y及び 21z用の逆電圧印加回路 7Bは、カスコード素子 21x用の逆電圧印加回路 7A内の低電圧直流電源 8から低電圧直流の供給を受けるように構成した点である

[0039] ここで正側アーム用主回路スイッチング素子 4u2、 4v2及び 4w2には、還流ダイォードが内蔵されていない IGBTを用いているので、主回路スイッチング素子 4u2、 4v 2及び 4w2に対し、逆回復時間が短く逆回復損失の少ない還流ダイオード 5u、 5v及び 5wを逆並列に接続する。このように逆回復損失の少な、還流ダイオードを使用すれば、還流ダイオードの逆回復時の損失が低減するので逆電圧印加回路は省略可能な構成となる。

[0040] 一方、負側カスコード素子 21x、 21y及び 21zには逆電圧印加回路 7A及び 7Bが接続されている。逆電圧印加回路 7Aが X相、 y相及び z相の 3相分の回路に対する共通の低電圧直流電源 8を有している。これは、 X相、 y相及び z相の逆電圧印加回路の電源ラインは、一方は直流電圧源 1の負側直流母線 lbに、他方は低電圧直流電源 8の電源ライン 8aに共通化できるからである。

[0041] この第 4の実施例によれば、負側カスコード素子 21x、 21y及び 21zのみに、逆電圧印加回路を適用したため、低電圧直流電源 8を 3相分、各相毎に用意する必要がなぐ各相共通に 1個のみ持てばよい。従って逆電圧印加回路の簡素化を図ることが可能となる。

[0042] [第 5の実施例]

図 5は本発明の第 5の実施例に係る電力変換装置に使用される逆電圧印加回路 7 Cの回路構成図である。この実施例の各部について、図 3に示した第 3の実施例に係る電力変換装置に使用される逆電圧印加回路 7Aの回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。また、ゲートドライブ 13は簡略ィ匕のために図示を省略している。

[0043] この実施例における逆電圧印加回路 7Cが第 3の実施例における逆電圧印加回路 7Aと異なる点は、ゲート抵抗 10と並列に電圧変化率促進用ダイオード 17を設け、この並列回路を電圧変化率促進回路 18として動作させるように構成した点である。

[0044] カスコード素子 21がオフする時、ゲートドライブ回路 9の動作により、主回路スィッチング素子 4ulのゲート端子に入力されていたゲート駆動信号が出力されなくなる。ここで、電圧変化率促進回路 18の電圧変化率促進用ダイオード 17により、オフする時はゲート抵抗 10を介さずに電圧変化率促進用ダイオード 17を介してゲート駆動信号が取り除かれる。つまり、ゲート抵抗 10よりもインピーダンスが低い電圧変化率促進用ダイオード 17を介してゲート駆動信号が取り除かれるため、ゲート抵抗 10を介してオフするより高速にオフすることができる。

[0045] この第 5の実施例によれば、電圧変化率促進回路 18により、主回路スイッチング素子 4ulを高速にオフできるので、カスコード素子 21uの正負極間の電圧変化率が促進され、カスコード素子のターンオフが早くなる。よって、カスコード素子のターンオフ損失が低減できるので、さらに小型で低損失な電力変換装置を提供することができる

[0046] [第 6の実施例] 図 6は本発明の第 6の実施例に係る電力変換装置に使用される逆電圧印加回路 7 Dの回路構成図である。この実施例における逆電圧印加回路 7Dの各部について、図 5に示した第 5の実施例に係る電力変換装置に使用される逆電圧印加回路 7Cの回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。また、ゲートドライブ 13は簡略ィ匕のために図示を省略している。

[0047] この実施例が第 5の実施例と異なる点は、ゲート抵抗 10と並列接続される電圧変化率促進用ダイオードに代え、電圧変化率促進用トランジスタ 19をスイッチング素子 4u 1のゲート一負極間に設けることにより電圧変化率促進回路 18Aを構成し、この電圧変化率促進用トランジスタ 19のゲートをゲート抵抗 10の低圧電源側端子に接続する構成とした点である。

[0048] このように構成することにより、主回路スイッチング素子 4ulにゲート駆動信号を供給して、るときには電圧変化率促進用トランジスタ 19はオフして、るが、主回路スイツチング素子 4ulがオフするためにゲートドライブ回路 9からゲート駆動信号が取り除かれたとき、電圧変化率促進用トランジスタ 19がオンし、ゲート抵抗 10を経由しない低インピーダンスのルートによって主回路スイッチング素子 4ulを高速にオフできるので、カスコード素子 21uの正負極間の電圧変化率が促進される。従って、第 5の実施例の場合と同様、カスコード素子 21uのターンオフ損失が低減できるので、小型で低損失な電力変換装置を提供することができる。

[0049] [第 7の実施例]

図 7は本発明の第 7の実施例に係る電力変換装置に使用される逆電圧印加回路 7 Eの回路構成図である。この実施例の各部について、図 6に示した第 6の実施例に係る電力変換装置に使用される逆電圧印加回路 7Dの回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。また、ゲートドライブ 13は簡略ィ匕のために図示を省略している。

[0050] この実施例が第 6の実施例と異なる点は、補助ダイオード 12Aをより低耐圧なダイオードとし、この補助ダイオード 12Aの力ソードを還流ダイオード 5uの力ソードに接続するように構成した点である。

[0051] 図 1に示した第 1の実施例について述べたように、還流ダイオード 5uに流れる主回路電流は、逆電圧印加回路 7により逆回復することができる。この第 7の実施例においては、逆電圧印加回路 7Eに流れ込む主回路電流は、低電圧直流電源 8の電源ライン 8bを通り、低電圧直流電源 8と高周波コンデンサ 15に流れ込む。そして、逆電圧印加スイッチング素子 11、補助ダイオード 12A、ノーマリーオン型スイッチング素子 2 Ouを経由し直流電圧源 1の正側直流母線 1 a側へと流れる。

[0052] ここで、ノーマリーオン型スイッチング素子 20uのゲート一ソース端子間には、低電圧直流電源 8の電圧が印加される。しかしながらノーマリーオン型スイッチング素子 2 Ouは低電圧直流電源 8の電圧ではオフしな!、ため、逆電圧印加回路 7Eに流れ込んだ主回路電流を正側直流母線 laを介して直流電圧源 1に流すことができる。

[0053] その後、 u相と逆極性の X相のカスコード素子 21xがオンすると、逆電圧印加回路 7 Eに流れていた主回路電流は、カスコード素子 21xに流れる。カスコード素子 21xに主回路電流が流れると、主回路スイッチング素子 4ulに電圧がかかり、これによりノーマリーオン型スイッチング素子 20uのゲート一ソース端子間にノーマリーオン型スイツチング素子 20uがオフするのに十分な電圧が印加され、ノーマリーオン型スィッチング素子 20uがオフする。ノーマリーオン型スイッチング素子 20uがオフすることにより、逆電圧印加回路 7Eに流れていた主回路電流が流れなくなる。

[0054] 補助ダイオード 12Aには主回路スイッチング素子 4ulとほぼ同程度の逆電圧がかかり、補助ダイオード 12Aが逆回復した後にオフする。一般にダイオードが逆回復したときに発生する逆回復損失と素子の耐圧はトレードオフの関係にあるため、補助ダィオード 12Aの耐圧を低く選定することにより、逆回復時間も短くでき、補助ダイォード 12Aの逆回復損失は低減される。また、ダイオードに電流が流れたときに発生する導通損失についても、素子の耐圧とトレードオフの関係にあるため、補助ダイオード 1 2Aの耐圧を低く選定することにより、補助ダイオード 12Aの導通損失も低減可能となる。

[0055] 以上説明したように、第 7の実施例によれば、逆電圧印加回路 7Eにおける補助ダィオード 12Aを主回路スイッチング素子 4ulの耐圧より低く選定することにより、この逆回復損失及び導通損失が低減でき、さらに小型で低損失な電力変換装置を提供することができる。 [0056] 以上の第 1の実施例〜第 7の実施例において、補助ダイオード 12、 12Aに、ワイドギャップ半導体力成る補助ダイオードを適用するとさらに損失低減が可能となる。このワイドギャップ半導体としては、 SiC (シリコンカーバイド）、 GaN (ガリウムナイトライド）、及びダイァモンドが適用可能である。

[0057] ワイドギャップ半導体力も成る補助ダイオードは、シリコン半導体に比べて絶縁破壊電界強度を 1桁程度大きくすることができ、補助ダイオードの高耐圧化を実現できる。例えばシリコン半導体では補助ダイオードにバイポーラダイオードでしか使用できな V、ような耐圧の高、補助ダイオードでも、ワイドギャップ半導体ではュ-ポーラダイォードが実用可能となる。ュ-ポーラダイオードを使用すると、少数キャリアの蓄積がなく逆回復電荷が形成されないので逆回復電流は流れず、逆回復損失が本質的にゼ口となる。ュ-ポーラダイオードは接合容量に蓄積する電荷があるが、その接合容量の充放電電流は僅かである。従って、補助ダイオードの損失を低減できる。また、逆回復電流が逆電圧印加回路及び主回路スイッチング素子に流れ込むことがなくなるので逆回復電流による損失を低減することが可能となる。このように、補助ダイオードにワイドギャップ半導体を適用すれば、逆回復電流による損失を低減することができるのでさらに小型で低損失な電力変換装置を提供することが可能となる。

[0058] また、以上の第 1の実施例〜第 7の実施例において、主回路スイッチング素子及びノーマリーオン型スイッチング素子として、ワイドギャップ半導体力成るスイッチング素子を適用するとさらに損失低減が可能となる。ワイドギャップ半導体としては、 SiC ( シリコンカーバイド）、 GaN (ガリウムナイトライド〉、ダイァモンドが適用可能である。

[0059] ワイドギャップ半導体を利用して形成されるスイッチング素子においては、シリコン半導体に比べて絶縁破壊電界強度を 1桁程度大きくすることができ、絶縁破壊耐圧を保持するためのドリフト層を lZio程度まで薄くすることができるので、スイッチング素子の導通損失を低減することが可能となる。さらに、シリコン半導体に比べ、飽和電子ドリフト速度を 2倍程度大きくすることができるので、 10倍程度の高周波化を実現することができる。これにより、スイッチング素子のターンオン'ターンオフ損失を低減することができる。このように、主回路スイッチング素子及びノーマリーオン型スイツチング素子にワイドギャップ半導体を適用すれば、スイッチング素子の導通損失とターンオン'ターンオフ損失を低減させることができ、さらに小型で低損失な電力変換装置を提供することができる。

Claims

請求の範囲

[1] 直流電源と、

前記直流電源の直流を交流に変換するためにブリッジ接続され、夫々還流ダイォ一ドを逆並列接続した複数個の主回路スイッチング素子と、

前記還流ダイオードの還流電流を遮断するとき、前記直流電源の電圧より小さな逆電圧を前記還流ダイオードに印加する逆電圧印加手段とを具備し、

前記逆電圧印加手段は、前記直流電源より電圧が低い低電圧直流電源と、前記還流ダイオードの逆回復時にオンし、前記主回路スイッチング素子より耐圧が低、逆電圧印加スイッチング素子と、前記還流ダイオードより逆回復時間が短!ヽ補助ダイォードとの直列接続によって構成され、

前記逆電圧印加スイッチング素子は、多数キャリアが正孔である素子であることを特徴とする電力変換装置。

[2] 前記低電圧直流電源に直列に電流抑制抵抗を接続し、

前記低電圧直流電源と前記電流抑制抵抗との直列回路に並列に高周波コンデンサを接続したことを特徴とする請求項 1に記載の電力変換装置。

[3] 前記低電圧直流電源の出力によって前記主回路スイッチング素子を駆動するようにしたことを特徴とする請求項 1又は 2に記載の電力変換装置。

[4] 前記主回路スイッチング素子の出力電圧の時間的変化を促進するように前記主回路スイッチング素子のオフ時に当該主回路スイッチング素子のゲート駆動インピーダンスを低減させる電圧変化率促進手段を設けたことを特徴とする請求項 1又は 2に記載の電力変換装置。

[5] 前記補助ダイオードは、ワイドギャップ半導体から成ることを特徴とする請求項 1又は 2に記載の電力変換装置。

[6] 前記ワイドギャップ半導体は、 Sic (シリコンカーバイド）、または GaN (ガリウムナイトライド)、またはダイアモンドから成ることを特徴とする請求項 5に記載の電力変換装置。

[7] 前記主回路スイッチング素子は、ワイドギャップ半導体力成ることを特徴とする請求項 1又は 2に記載の電力変換装置。

[8] 前記ワイドギャップ半導体は、 Sic (シリコンカーバイド）、または GaN (ガリウムナイトライド)、またはダイアモンドから成ることを特徴とする請求項 7に記載の電力変換装置。

[9] 前記主回路スイッチング素子に直列にノーマリーオン型スイッチング素子を設け、前記ノーマリーオン型スイッチング素子が前記主回路スイッチング素子のオンオフと同期してオンオフするように前記ノーマリーオン型スイッチング素子のゲートと前記主回路スイッチング素子の負極とを接続したことを特徴とする請求項 1に記載の電力変換装置。

[10] 前記低電圧直流電源に直列に電流抑制抵抗を接続し、

前記低電圧直流電源と前記電流抑制抵抗との直列回路に並列に高周波コンデンサを接続したことを特徴とする請求項 9に記載の電力変換装置。

[11] 前記主回路スイッチング素子の出力電圧の時間的変化を促進するように前記主回路スイッチング素子のオフ時に当該主回路スイッチング素子のゲート駆動インピーダンスを低減させる電圧変化率促進手段を設けたことを特徴とする請求項 9又は 10〖こ記載の電力変換装置。

[12] 前記低電圧直流電源の出力によって前記主回路スイッチング素子を駆動するようにしたことを特徴とする請求項 9又は 10に記載の電力変換装置。

[13] 前記補助ダイオードは、その耐圧は前記ノーマリーオン型スイッチング素子の耐圧より低ぐ前記逆電圧印加手段は、前記主回路スイッチング素子に並列に接続するようにしたことを特徴とする請求項 9又は 10に記載の電力変換装置。

[14] 前記補助ダイオードは、その耐圧が前記ノーマリーオン型スイッチング素子の耐圧より低ぐ前記逆電圧印加手段は、前記主回路スイッチング素子に並列に接続するようにしたことを特徴とする請求項 11に記載の電力変換装置。

[15] 前記補助ダイオードは、ワイドギャップ半導体から成ることを特徴とする請求項 9又は 10に記載の電力変換装置。

[16] 前記ワイドギャップ半導体は、 Sic (シリコンカーバイド）、または GaN (ガリウムナイトライド)、またはダイアモンドから成ることを特徴とする請求項 15に記載の電力変換装置。

[17] 前記補助ダイオードは、ワイドギャップ半導体から成ることを特徴とする請求項 11に記載の電力変換装置。

[18] 前記ワイドギャップ半導体は、 Sic (シリコンカーバイド）、または GaN (ガリウムナイトライド)、またはダイアモンドから成ることを特徴とする請求項 17に記載の電力変換装置。

[19] 前記主回路スイッチング素子は、ワイドギャップ半導体力成ることを特徴とする請求項 9又は 10に記載の電力変換装置。

[20] 前記ワイドギャップ半導体は、 Sic (シリコンカーバイド）、または GaN (ガリウムナイトライド)、またはダイアモンドから成ることを特徴とする請求項 19に記載の電力変換装置。

[21] 前記主回路スイッチング素子は、ワイドギャップ半導体力成ることを特徴とする請求項 11に記載の電力変換装置。

[22] 前記ワイドギャップ半導体は、 Sic (シリコンカーバイド）、または GaN (ガリウムナイトライド)、またはダイアモンドから成ることを特徴とする請求項 21に記載の電力変換装置。

[23] 前記ノーマリーオン型スイッチング素子はワイドギャップ半導体力成ることを特徴とする請求項 9又は 10に記載の電力変換装置。

[24] 前記ワイドギャップ半導体は、 Sic (シリコンカーバイド）、または GaN (ガリウムナイトライド)、またはダイアモンドから成ることを特徴とする請求項 23に記載の電力変換装置。

[25] 前記ノーマリーオン型スイッチング素子はワイドギャップ半導体力成ることを特徴とする請求項 11に記載の電力変換装置。

[26] 前記ワイドギャップ半導体は、 Sic (シリコンカーバイド）、または GaN (ガリウムナイトライド)、またはダイアモンドから成ることを特徴とする請求項 25に記載の電力変換装置。

[27] 直流電源と、

前記直流電源の直流を交流に変換するためにブリッジ接続され、夫々還流ダイォ一ドを逆並列接続した複数個の主回路スイッチング素子と、前記主回路スイッチング素子のうち負側アームの主回路スイッチング素子に夫々直列に接続され、前記負側アームの主回路スイッチング素子のオンオフと同期してオンオフするようにそのゲートと前記主回路スイッチング素子の負極とが夫々接続されたノーマリーオン型スイッチング素子と、前記還流ダイオードのうち負側アームの還流ダイオードの還流電流を遮断するとき、前記直流電源の電圧より小さな逆電圧を前記負側アームの還流ダイオードに印加する逆電圧印加手段とを具備し、

[28] 前記低電圧直流電源に直列に電流抑制抵抗を接続し、

前記低電圧直流電源と前記電流抑制抵抗との直列回路に並列に高周波コンデンサを接続したことを特徴とする請求項 27に記載の電力変換装置。

[29] 前記低電圧直流電源の出力によって前記主回路スイッチング素子を駆動するようにしたことを特徴とする請求項 27又は 28に記載の電力変換装置。

[30] 前記主回路スイッチング素子の出力電圧の時間的変化を促進するように前記主回路スイッチング素子のオフ時に当該主回路スイッチング素子のゲート駆動インピーダンスを低減させる電圧変化率促進手段を設けたことを特徴とする請求項 27又は 28 に記載の電力変換装置。

[31] 前記補助ダイオードは、その耐圧が前記ノーマリーオン型スイッチング素子の耐圧より低ぐ前記逆電圧印加手段は、前記主回路スイッチング素子に並列に接続するようにしたことを特徴とする請求項 27又は 28に記載の電力変換装置。

[32] 前記補助ダイオードは、その耐圧が前記ノーマリーオン型スイッチング素子の耐圧より低ぐ前記逆電圧印加手段は、前記主回路スイッチング素子に並列に接続するようにしたことを特徴とする請求項 30に記載の電力変換装置。

[33] 前記補助ダイオードは、ワイドギャップ半導体から成ることを特徴とする請求項 27又は 28に記載の電力変換装置。

[34] 前記ワイドギャップ半導体は、 Sic (シリコンカーバイド）、または GaN (ガリウムナイトライド)、またはダイアモンドから成ることを特徴とする請求項 33に記載の電力変換装置。

[35] 前記補助ダイオードは、ワイドギャップ半導体から成ることを特徴とする請求項 29に記載の電力変換装置。

[36] 前記ワイドギャップ半導体は、 Sic (シリコンカーバイド）、または GaN (ガリウムナイトライド)、またはダイアモンドから成ることを特徴とする請求項 35に記載の電力変換装置。

[37] 前記主回路スイッチング素子は、ワイドギャップ半導体力成ることを特徴とする請求項 27又は 28に記載の電力変換装置。

[38] 前記ワイドギャップ半導体は、 Sic (シリコンカーバイド）、または GaN (ガリウムナイトライド)、またはダイアモンドから成ることを特徴とする請求項 37に記載の電力変換装置。

[39] 前記主回路スイッチング素子は、ワイドギャップ半導体力成ることを特徴とする請求項 29に記載の電力変換装置。

[40] 前記ワイドギャップ半導体は、 Sic (シリコンカーバイド）、または GaN (ガリウムナイトライド)、またはダイアモンドから成ることを特徴とする請求項 39に記載の電力変換装置。

[41] 前記ノーマリーオン型スイッチング素子はワイドギャップ半導体力成ることを特徴とする請求項 27又は 28に記載の電力変換装置。

[42] 前記ワイドギャップ半導体は、 Sic (シリコンカーバイド）、または GaN (ガリウムナイトライド)、またはダイアモンドから成ることを特徴とする請求項 41に記載の電力変換装置。

[43] 前記ノーマリーオン型スイッチング素子はワイドギャップ半導体力成ることを特徴とする請求項 29に記載の電力変換装置。

[44] 前記ワイドギャップ半導体は、 Sic (シリコンカーバイド）、または GaN (ガリウムナイトライド)、またはダイアモンドから成ることを特徴とする請求項 43に記載の電力変換装