JP2015198521A - 交流直流変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷電流が小さい軽負荷時であっても、スイッチング素子を小さくして高効率に動作できる交流直流変換装置を得ること。
【解決手段】単相整流回路２の後段に、入力電圧波形に同期してスイッチング電流を制御する昇圧回路を２回路並列に接続した第１〜第３の単相力率改善回路（１７〜１９）を並列に接続して構成された交流直流変換装置は、負荷電流に応じて第１〜第３の単相力率改善回路（１７〜１９）のスイッチング動作を片側だけにする第１の制御と、３回路並列接続された第１〜第３の単相力率改善回路（１７〜１９）のうちの少なくとも１回路を停止させる第２の制御と、を実施するスイッチモード制御回路２２を備えた。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流直流変換装置に関する。

単相交流電源を入力とする電源システムに適用される交流直流変換装置では、無効電力を低く抑えるために全波整流時に流れる交流電流を入力電圧波形に同期させ、交流電流が正弦波状に流れるように制御する力率改善回路を備えている。力率改善回路を備えた交流直流変換装置では、力率を１に近づける制御や、高調波リップルを抑制する制御を行い、他の機器や発電機等にストレスが加わらないよう配慮されている。近年、この種の交流直流変換装置が、数多く市場に出回ってきていることは周知の事実である。

ここで、例えば３相交流用の発電機を一次電源とする艦船用または航空機用の電源システムでは、一次電源である３相交流電源を全波整流した際に発生する高調波リップル電流が発電機や一次電源を同じにする他の機器に悪影響を与えないように、極めて低い高調波リップルや高力率でのＡＣ／ＤＣ変換が要求される。

従来、低リップル、高力率を実現する手法としては、全波整流回路の前段に非常に大きなチョークコイルを挿入し、フィルタ回路を大きくしてリップル電流や高周波ノイズを抑制する方式や、複数のトランスにて位相をずらした電流波形を合成する方式、直接交流電圧を高周波でスイッチングし、入力電圧波形に合わせて電流がｓｉｎ波状に流れるようスイッチングを制御して全波整流と昇圧を同時に実施する方式（アクティブフィルタ方式）などが知られている。

これら３つの方式のうち、フィルタ回路やトランスを用いる方式では、交流電源の周波数が低くなるとチョークコイルやトランスが非常に大きなものとなってしまい小型化することが困難であり、また、アクティブフィルタ方式のものも、高耐圧のスイッチング素子を使用するためスイッチング周波数を高くすることができず、小型化できないといった問題があった。さらに、アクティブフィルタ方式のものは、３相交流電圧に同期してスイッチングのパルス幅を制御し、電圧と電流の位相を制御する必要があったため、一般に市販されている電源制御用のＩＣでは制御できず、独自に制御プログラムを作成して大規模なプログラマブルロジックデバイス（Programmable Logic Device：以下「ＰＬＤ」と記す）などに制御プログラムを書き込んだうえで、各スイッチング素子を制御しなければならず、コストが高くなるという問題があった。

そのため、交流直流変換装置においては、スイッチング素子にＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：電界効果トランジスタ）を使用するのが一般的となっていたが、シリコン（以下「Ｓｉ」と表記）を用いたパワー半導体素子にあっては、オン抵抗や飽和電圧の低減化など技術的にも限界にきており、交流直流変換装置の高効率化もそれに伴い頭打ちの状況にあった。

このような状況下において、近年、ワイドバンドギャップ半導体の研究が進められた結果、低オン抵抗で高耐圧、大電流かつ高速スイッチングが可能な窒化ガリウム（以下「ＧａＮ」と表記）を用いたＦＥＴや、炭化ケイ素（以下「ＳｉＣ」と表記）を用いたスイッチングデバイスが使用され始めている。一般的に、ＧａＮ、ＳｉＣ、ダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体を用いたＦＥＴを使用すれば、スイッチング損失が削減でき、小型で高効率なＡＣ／ＤＣコンバータが提供できることが知られている。

例えば、下記特許文献１，２では、ワイドバンドギャップ半導体の主スイッチング素子とは別の補助スイッチやトランス等を利用して、主スイッチング素子の寄生容量の電荷を引き抜き、ゼロ電圧となったところでターンオンさせる技術が開示されている。

特開２０１３−６２９５４号公報 特許第５３４２０２１号公報

しかしながら、上記従来の技術では、負荷電流がある値以上でないと機能せず、負荷電流が小さい軽負荷時では、スイッチング損失が大きくなってしまうという課題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、負荷電流が小さい軽負荷時であっても、高効率に動作できる交流直流変換装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、交流電力が入力される単相整流回路の後段に、入力電圧波形に同期してスイッチング電流を制御する昇圧回路を２回路並列に接続した単相用力率改善回路を３回路並列に接続し、前記昇圧回路を交互にスイッチング動作できるように構成された交流直流変換装置であって、負荷電流に応じて前記単相用力率改善回路のスイッチング動作を片側だけにする第１の制御と、３回路並列接続された前記単相用力率改善回路のうちの少なくとも１回路を停止させる第２の制御と、を実施するスイッチモード制御回路を備えたことを特徴とする。

この発明によれば、負荷電流が小さい軽負荷時であっても、スイッチング素子を小さくして高効率に動作できるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１に係る交流直流変換装置の一構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１に係る交流直流変換装置の単相用力率改善回路における要部波形の一例を示す図である。 図３は、実施の形態２に係る交流直流変換装置の一構成例を示す図である。 図４は、図３に示した共振回路の詳細構成および動作を説明するための要部回路図である。 図５は、実施の形態２に係る交流直流変換装置の単相用力率改善回路における要部波形の一例を示す図である。 図６は、電流連続モード時の動作を説明するための要部波形を示す図である。

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る交流直流変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る交流直流変換装置の一構成例を示す図である。図１において、発電機１は、例えば航空機や艦船、車両等に載せられた一次電源である。単相整流回路２は、単相交流を直流に変換する回路であり、図１では単相用且つ全波整流のダイオードブリッジ回路を例示している。入力コンデンサ３は、ノイズ除去手段としてのコンデンサである。チョークコイル４，５は、エネルギー蓄積手段と電流検出手段とを兼ね備えた回路要素であり、図１では電流検出用の補助巻き線を備え、自身に流れた電流によってエネルギーを蓄えることができるスイッチング用チョークコイルを例示している。スイッチング素子６，７は、入力電圧を高周波でスイッチングする手段であり、図１ではＭＯＳＦＥＴを例示している。スイッチング素子６，７がオンしたとき、チョークコイル４，５にはスイッチング電流の２乗に比例したエネルギーが蓄積され、スイッチング素子６，７がオフしたとき、チョークコイル４，５に蓄積されたエネルギーがダイオード８，９を介して出力コンデンサ１０に充電される。このように動作するチョークコイル４，５、スイッチング素子６，７およびダイオード８，９は、昇圧回路を構成する。

駆動回路１１，１２は、スイッチング素子６，７をそれぞれ駆動するための駆動手段である。抵抗１３，１４は、出力コンデンサ１０の両端電圧（以下、適宜「出力電圧」という）を検出するための分圧抵抗である。力率改善用制御回路１５は、入力の交流電圧とスイッチング電流を監視しながら入力電圧波形と入力電流波形が同相となり、かつ、出力電圧が予め定められた電圧値となるようにスイッチング素子６，７におけるオン時間とオフ時間の時比率（以下「オン／オフ比」という）を制御し、力率を１に近づけるための制御回路である。なお、力率改善用制御回路１５はスイッチング素子６，７のオン／オフのタイミングを、図示のパルス列のように１８０°位相をずらして駆動することで、入力のリップル電圧が小さくなるように制御する機能を有している。ＤＣ／ＤＣコンバータ１６は、昇圧された出力コンデンサ１０の電圧を降圧するための降圧回路であり、図１では絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとして示している。

上述した単相整流回路２、入力コンデンサ３、チョークコイル４，５、スイッチング素子６，７、ダイオード８，９、出力コンデンサ１０、駆動回路１１，１２、抵抗１３，１４、力率改善用制御回路１５および、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６は、単相用力率改善回路１７を構成する。単相用力率改善回路１７は、３相入力のＵ−Ｖ間に接続されるが、３相入力のＶ−Ｗ間およびＷ−Ｕ間に接続される同一または同等の構成部として、第２および第３の単相用力率改善回路（１８，１９）が設けられる。実施の形態１に係る交流直流変換装置は、これら第１〜第３の単相用力率改善回路（１７〜１９）と、スイッチモード制御回路２２とによって構成される。

スイッチモード制御回路２２は、第１の単相用力率改善回路１７の力率改善用制御回路１５、第２の単相用力率改善回路１８の力率改善用制御回路２０および第３の単相用力率改善回路１９の力率改善用制御回路２１のそれぞれに対しスイッチングモード信号を送信し、必要に応じて各単相用力率改善回路のスイッチング素子６，７の片方を停止させたり、各単相用力率改善回路の動作を入力電圧に合わせて交互に停止させたり、動作させたりといった制御を行うための回路部である。

つぎに、実施の形態１に係る交流直流変換装置の動作について説明するが、ここではまず、各単相用力率改善回路のチョークコイル４，５に流れる電流が連続的であるモード（以下「電流連続モード」という）時の動作について、図１および図６の図面を参照して説明する。図６は、電流連続モード時の動作を説明するための要部波形を示す図である。

図６において、（ア）は発電機１から出力される各相の電圧波形とＵ相に流れる電流波形を示すものであり、鋸波状の波形はＵ相の電流波形を示し、実線はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電圧波形を示している。また、図６（イ）は、Ｕ相電圧、Ｕ相電流およびチョークコイル４に流れる電流波形を示すものであり、実線はＵ相電圧、破線はＵ相電流、鋸波状の実線はチョークコイル４に流れる電流を示している。さらに、図６（ウ）は、スイッチング素子６の駆動信号波形を示している。

図１において、発電機１のＵ相から流れ出た電流は、単相整流回路２を介して脈流状の直流電流に変換され、その後、チョークコイル４，５を介してスイッチング素子６，７によって高周波でスイッチングされる。スイッチング素子６がオンすると、チョークコイル４に流れる電流は、Ｕ相の入力電圧とチョークコイル４のインダクタンスによって決まる傾きに合わせて上昇し、スイッチング素子６がオフするとチョークコイル４に発生する起電力によりダイオード８を介して出力コンデンサ１０に向かって放電電流を流しながら下降する。その結果、チョークコイル４に流れる電流は図６（イ）に示すような鋸波状の電流となる。また、スイッチング素子７もスイッチング素子６と同様にオン／オフを繰り返すが、スイッチング素子６とはオン／オフの位相が１８０°ずれているため、スイッチングによるリップル電流の周波数はスイッチング周波数の２倍となりリップル電流の振幅を低く抑えている。このときのスイッチング動作は、図６（ウ）に示すように一定周期で行われ、スイッチング素子６，７のオン／オフ比を入力電圧に合わせて可変することで入力電圧波形と相似の電流波形にすることができる。なお、チョークコイル５に流れる電流も同様な波形となる。

図６に示す波形は、電流連続モードでの動作波形である。チョークコイル４，５に流れる電流が、図６に示すように、連続的な波形となることが特徴である。この電流連続モードは、スイッチング素子６，７に流れる電流が少ないという反面、ダイオード８，９に電流を流した状態でスイッチング素子６，７をターンオンさせるため、ダイオード８，９のリカバリー電流が大きく、また、スイッチング素子６，７もスイッチング時に電圧と電流がクロスするいわゆるハードスイッチングとなっていた。このため、電流連続モードを採用する単相用力率改善回路を備えた交流直流変換装置では、スイッチングロスが大きく、また、スイッチング周波数を高くできないため小型化が困難であった。

つぎに、実施の形態１に係る交流直流変換装置の要部動作について説明する。

実施の形態１に係る交流直流変換装置の各単相用力率改善回路（１７〜１９）に設けられるスイッチング素子６，７は、ワイドバンドギャップ半導体（例えばＧａＮまたはＳｉＣ）によって形成されたスイッチング素子で構成されており、チョークコイル４，５に流れる電流がゼロとなって初めてターンオンするよう動作する。このスイッチング動作は、上述した電流連続モードに対し、一般的に「電流臨界モード」、「電流不連続モード」と呼ばれている。

電流臨界モードおよび電流不連続モードの場合、電流連続モードに比べ大きな電流を流す必要があるが、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子（例えばＧａＮまたはＳｉＣ、以下「ＧａＮ素子」、「ＳｉＣ素子」という）は、例えばＳｉなどのナローバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子（以下「Ｓｉ素子」という）に比べオン抵抗は１／１０以下であり、電流が大きくなっても導通ロスが増えることはない。一方、例えばＧａＮ素子またはＳｉＣ素子は、その構造上例えばＳｉ素子よりも寄生容量が大きくなってしまうため、スイッチング動作時に電圧と電流がクロスするハードスイッチングを行うとＳｉ素子よりもスイッチングロスが大きくなってしまう。ところが、電流臨界モードや電流不連続モードでのスイッチング動作においては、ターンオフ時はスイッチング素子６，７の大きな寄生容量に電荷が蓄えられる間にスイッチング素子６，７はターンオフができてしまう。このため、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子６，７では、ターンオフ時のスイッチングロスは、ほとんど発生しないといってもよい。

電流臨界モードや電流不連続モードでは、チョークコイル４およびダイオード８に流れる電流ならびに、チョークコイル５およびダイオード９に流れる電流のそれぞれがゼロになってからスイッチング素子６，７がターンオンするため、ダイオード８，９のリカバリー電流は非常に小さいという利点がある。また、チョークコイル４，５は、スイッチング素子６，７の寄生容量との間で共振現象を起こすが、当該寄生容量の電荷を入力側に回生し、寄生容量の両端電圧が下がった状態で、かつ、チョークコイル４，５の電流もゼロから立ち上がるため、スイッチング素子６，７はゼロ電流状態でターンオンすることとなり、ターンオン時のスイッチングロスも小さく抑えられるという利点がある。特に、入力電圧が出力電圧の１／２以下の状態では、チョークコイル４，５の各インダクタンスおよび、スイッチング素子６，７の各寄生容量との間の共振現象により、当該寄生容量の電荷は殆どゼロまで下がるため、ゼロ電圧スイッチング状態となる。

その一方で、入力電圧が出力電圧の１／２より高い場合は、スイッチング素子６，７の各寄生容量に、ある程度の電荷が残った状態でターンオンすることになる。このため、各寄生容量の電荷は、スイッチング素子６，７により短絡・消費されることになる。また、入力電圧が出力電圧の１／２より高い場合は、スイッチング電流が大きく、ターンオフ時の寄生容量への充電が早くなり、ターンオフする前に寄生容量への充電が完了してしまい、スイッチングロスが発生してしまう。

３相交流電源を入力とする交流直流変換装置では、スイッチング素子の数は力率改善回路部分でも６個あり、負荷電流が小さい（例えば、設定された第１のしきい値よりも小さい）ときには、スイッチングロスも無視できない大きさとなってしまう。そこで、スイッチモード制御回路２２は、交流直流変換装置の出力電流、すなわちＤＣ／ＤＣコンバータ１６の出力電流を電流センサ３５にて監視する。スイッチモード制御回路２２は、電流センサ３５の検出情報を使用し、スイッチングロスが無視できない軽負荷条件になったとき、各単相用力率改善回路（１７〜１９）において、交互に動作しているスイッチング素子６，７の片方を停止させる制御（第１の制御）を行う。この制御により、スイッチングロスをほぼ半減させることができる。

スイッチモード制御回路２２は、負荷電流がさらに小さくなる（例えば、設定された第２のしきい値（第２のしきい値＜第１のしきい値）よりも小さくなる）と、３回路ある第１〜第３の単相用力率改善回路（１７〜１９）のうちの少なくとも１回路を停止させる制御（第２の制御）を行う。例えばＵ−Ｖ相間だけ入力電圧の正弦波に合わせて１周期動作させたあと、Ｖ−Ｗ相間を１周期動作させ、さらにＷ−Ｕ相間を１周期動作させるようスイッチモード信号を各力率改善用制御回路（１５，２０，２１）に指示する。

図２は、実施の形態１に係る交流直流変換装置における動作態様の一例を示す図である。図２において、（ア）は発電機１から出力される各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の電圧波形とＵ相に流れる電流波形（鋸波状の波形）を示し、（イ）は各相におけるスイッチモード信号の波形と各相における動作態様を示している。

図２において、インタリーブ駆動はスイッチング素子６，７を交互に制御（駆動）する動作モードであり、シングル駆動はスイッチング素子６，７のうちの何れか一方を停止させ片方のみを制御（駆動）する動作モードであり、駆動停止とはスイッチング素子６，７の双方を停止させる動作モードである。

図２では、Ｕ相の動作モードが「インタリーブ駆動」→「インタリーブ駆動」→「シングル駆動」→「駆動停止」→「シングル駆動」…の順に変更され、Ｖ相の動作モードが「インタリーブ駆動」→「シングル駆動」→「シングル駆動」→「駆動停止」…の順に変更され、Ｗ相の動作モードが「インタリーブ駆動」→「インタリーブ駆動」→「シングル駆動」→「シングル駆動」…の順に変更される例、すなわち、ある制御期間で見たときに、Ｕ〜Ｗ相の３つの相の全てをインタリーブ駆動する区間や、３つの相のうちの少なくとも１つをシングル駆動する期間、３つの相のうちの少なくとも１つを駆動停止とする期間を例示しているが、これら以外の他の駆動態様であってもよい。

以上説明したように、実施の形態１に係る交流直流変換装置によれば、負荷電流に応じて単相用力率改善回路のスイッチング動作を片側だけにする第１の制御と、３回路並列接続された単相用力率改善回路のうちの少なくとも１回路を停止させる第２の制御と、を実施するスイッチモード制御回路を備えているので、動作しているスイッチング素子の数を大幅に削減でき、高い変換効率を維持しつつ、高力率なＡＣ／ＤＣ変換を実現することが可能となる。

また、実施の形態１の交流直流変換装置では、補助スイッチや追加コイルなどの追設が不要であるため、装置全体を低価格かつ小型・軽量に実現することが可能となる。

実施の形態２．
図３は、実施の形態２に係る交流直流変換装置の一構成例を示す図である。実施の形態２の交流直流変換装置は、図１に示した各単相用力率改善回路（１７〜１９）の回路内に共振回路２３を付加した構成としている。なお、その他の構成については、図１に示した構成と同一または同等であり、これら共通の構成部には、同一の符号を付して示し、重複する説明は省略する。

図３において、付加された共振回路２３は、スイッチング素子６，７の寄生容量を充分に放電させ、ゼロ電圧の状態でスイッチング素子６，７をターンオン／ターンオフできるようにするものである。

図４は、図３に示した共振回路２３の詳細構成および動作を説明するための要部回路図である。共振回路２３は、共振コイル２４，２５、補助スイッチ２６，２７、ダイオード２８，２９を有して構成され、スイッチング素子６の内部にある寄生ダイオード３０および寄生容量３２ならびに、スイッチング素子７の内部にある寄生ダイオード３１および寄生容量３３に電流を流し、スイッチング素子６，７がターンオンする前にゼロ電圧状態とする機能を有している。

また、図４において、一点鎖線で示す２つの経路ａは、共振回路２３の補助スイッチ２６がオン状態のときに流れる電流の経路を示し、二点鎖線で示す経路ｂは、補助スイッチ２６がオフしたときに流れる電流の経路を示している。また、ｃ点は、チョークコイル４の出力側端子と同電位にある着目点を意味している。

図５は、実施の形態２に係る交流直流変換装置の単相用力率改善回路における要部波形の一例を示す図である。図５において、（ア）は、交流直流変換装置への印加電圧（入力電圧）、交流直流変換装置への入力電流およびチョークコイル４に流れる電流（チョークコイル電流）の波形を示し、（イ）はスイッチング素子６への駆動信号（ゲート電圧）、スイッチング素子６のドレイン電圧および、整流後の入力電圧波形を示している。以下、図４および図５を適宜参照して、実施の形態２に係る交流直流変換装置の動作について説明する。

スイッチング素子６がオフ状態となったとき、チョークコイル４に蓄えられたエネルギーはダイオード８を介して出力コンデンサ１０にすべて移送される。すると、それまで出力電圧とほぼ同じ電位となっていたｃ点の電位は、入力電圧と同じ電位まで下がろうとする。その際、寄生容量３２の電荷を引き抜きながら電位が下がって行き、そのまま放置するとチョークコイル４と寄生容量３２の共振現象により、出力電圧と入力電圧の差の約２倍の電圧分だけ出力電圧よりも低くなる。よって、入力電圧が出力電圧の１／２以下の場合、ｃ点の電位はゼロ電圧まで下がる。

チョークコイル４の起電力が残った状態ではさらに寄生ダイオード３０を導通状態にするので、ｃ点の電位は、ゼロ電圧よりも寄生ダイオード３０のオン電圧分低いところで一定となる。よって、ｃ点の電位がゼロ電圧またはそれ以下となっている状態でスイッチング素子６をターンオンすると、ゼロ電圧スイッチングとなり、スイッチングロスが発生しないことになる。一方、これとは逆に、入力電圧が出力電圧の１／２よりも高い場合、チョークコイル４と寄生容量３２の共振現象だけではｃ点の電位はゼロ電圧まで下がることはない。すなわち、入力電圧が出力電圧の１／２よりも高い場合、ゼロ電圧スイッチングを行うことはできない。

そこで、実施の形態２の交流直流変換装置では、チョークコイル４が寄生容量３２の電荷を放電し、ｃ点の電位が入力電圧と同じになった時点で共振回路２３の補助スイッチ２６をオンさせる。補助スイッチ２６をオンすると、寄生容量３２の電荷は、チョークコイル４および補助スイッチ２６を含む経路ａに流れる電流によって、電荷を抜かれることになるので、寄生容量３２はゼロ電圧まで下がることになる。

さらに、寄生容量３２がゼロ電圧になった後に補助スイッチ２６をオフにすると、共振コイル２４に蓄えられたエネルギーによって寄生ダイオード３０が導通状態となり、共振コイル２４に蓄えられたエネルギーは、ダイオード２８を介して出力コンデンサ１０へと移送される。

スイッチング素子７に繋がる回路側の動作についても同様である。すなわち、スイッチング素子７がターンオンする前に、補助スイッチ２７をオン／オフすることにより、スイッチング素子７はゼロ電圧でスイッチングを行いつつ、寄生容量３３の電荷の一部を入力側に戻し、また寄生容量３３の電荷によって発生した共振コイル２５のエネルギーを出力コンデンサ１０へ移すことができる。これらの一連の動作によって、スイッチング素子６，７は、殆どスイッチングロスを発生することなく、スイッチングを行うことができるようになる。

なお、寄生容量３２，３３に蓄えられる電荷は、負荷電流に関係なくほぼ一定であり、共振回路２３内の各回路要素によって発生する導通損失は、負荷条件によらずほぼ一定である。そのため、スイッチング周波数を高くすればするほど共振回路２３の内部で発生するロスは大きくなってしまうため、軽負荷状態では効率を下げる原因となっていた。

スイッチモード制御回路２２は、軽負荷時の効率を改善することができるものであり、補助スイッチ２６，２７のオン／オフを入力電圧が出力電圧の１／２以上のときのみ動作するようにするとともに、軽負荷となった場合はスイッチング素子６，７の片方を停止させ、スイッチング素子全体から見たスイッチング動作を半分にしてスイッチングロスを軽減する。また、負荷がさらに軽くなった場合には、第１の単相用力率改善回路１７、第２の単相用力率改善回路１８、第３の単相用力率改善回路１９のうちの少なくとも１回路を停止させるか、あるいは、１回路ずつ動作させることによって、さらなるスイッチングロスの軽減を行うよう制御する。

以上の制御によって、どのような負荷条件においてもスイッチングロスが極めて少ない高効率な３相用の交流直流変換装置を得ることが可能となる。

以上説明したように、実施の形態２に係る交流直流変換装置によれば、実施の形態１の構成に加え、単相用力率改善回路の内部に昇圧回路内のスイッチング素子のゼロ電圧スイッチングを可能とする共振回路を備えているので、軽負荷状態での更なる高力率化および効率化を図ることが可能となる。

なお、以上に説明した実施の形態１，２では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６を並列運転が可能な絶縁型とし、第１〜第３の単相力率改善回路（１７〜１９）の出力を並列接続して構成しているが、絶縁型ではない通常のＤＣ／ＤＣコンバータによって構成された各単相力率改善回路の出力を直列接続して構成するようにしてもよく、同様の効果が得られることは容易に想像できるものである。

また、以上の実施の形態１，２に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

以上のように、本発明は、負荷電流が小さい軽負荷時であっても、スイッチング素子を小さくして高効率に動作できる交流直流変換装置として有用である。

１ 発電機、２ 単相整流回路、３ 入力コンデンサ、４，５ チョークコイル、６，７ スイッチング素子、８，９，２８，２９ ダイオード、１０ 出力コンデンサ、１１，１２ 駆動回路、１３，１４ 抵抗、１５，２０，２１ 力率改善用制御回路、１６ ＤＣ／ＤＣコンバータ、１７〜１９ 第１〜第３の単相力率改善回路、２２ スイッチモード制御回路、２３ 共振回路、２４，２５ 共振コイル、２６，２７ 補助スイッチ、３０，３１ 寄生ダイオード、３２，３３ 寄生容量、３５ 電流センサ。

Claims (7)

1. 交流電力が入力される単相整流回路の後段に、入力電圧波形に同期してスイッチング電流を制御する昇圧回路を２回路並列に接続した単相力率改善回路を３回路並列に接続し、前記昇圧回路を交互にスイッチング動作できるように構成された交流直流変換装置であって、
   負荷電流に応じて前記単相力率改善回路のスイッチング動作を片側だけにする第１の制御と、３回路並列接続された前記単相力率改善回路のうちの少なくとも１回路を停止させる第２の制御と、を実施するスイッチモード制御回路を備えたことを特徴とする交流直流変換装置。
2. 前記スイッチモード制御回路は、前記負荷電流に応じて、前記スイッチング動作を片側だけにする第１の制御を行いつつ、前記単相力率改善回路のうちの少なくとも１回路を駆動停止とする第２の制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の交流直流変換装置。
3. 前記スイッチモード制御回路は、
   前記負荷電流が第１のしきい値よりも小さいときには、前記スイッチング動作を片側だけにする第１の制御を行い、
   前記負荷電流が第１のしきい値よりも小さな第２のしきい値よりも小さいときには、さらに前記単相力率改善回路のうちの少なくとも１回路を駆動停止とする第２の制御を行う
   ことを特徴とする請求項１に記載の交流直流変換装置。
4. 前記単相力率改善回路の内部に前記スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングを可能とする共振回路を備えたことを特徴とする請求項１に記載の交流直流変換装置。
5. 前記共振回路は、共振コイルと補助スイッチとの直列回路を２回路有し、当該２回路のそれぞれが２回路ある前記昇圧回路のそれぞれの出力端側に並列に接続されて構成され、
   前記補助スイッチは、入力電圧が出力電圧の１／２以上のときにオンオフ制御されることを特徴とする請求項４に記載の交流直流変換装置。
6. 前記昇圧回路の内部にて前記スイッチング電流を制御するスイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体にて形成されたＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１から５の何れか１項に記載の交流直流変換装置。
7. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、ＳｉＣ、ＧａＮまたはダイヤモンドであることを特徴とする請求項６に記載の交流直流変換装置。

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