WO2007034635A1 - 測量装置及び測量方法 - Google Patents

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Masahiro Ohishi
Isao Minegishi
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Definitions

  • the present invention relates to a surveying apparatus and a surveying method. More specifically, the present invention relates to a surveying apparatus and a surveying method for measuring the delay time or distance by irradiating a measurement object with light and receiving the reflected light.
  • Patent Document 1 JP-A-7-191144 (paragraphs 0056 to 0062, 0113 to 0120, FIG. 1, FIG. 9 (a))
  • the present invention provides a surveying apparatus and a surveying method for further reducing measurement errors when measuring a delay time and distance by irradiating a measurement object with light and receiving the reflected light.
  • the surveying apparatus receives a reference pulse light r and a measurement pulse light o as light reception signals as shown in FIGS. 1 to 3, for example.
  • Part 9 and the received light signal!: O force Extraction signal forming means 35 for forming an extracted signal S3U obtained by extracting a part of the frequency component, and an amplifier 19 for amplifying the amplification factor of a minute level signal in the extracted signal S3U high 19
  • the light reception signal! O timing signal r ', o' timing signal forming unit 20 and the reference pulse light r force are also formed.
  • Measurement value calculation unit that measures the delay time of the measurement pulse light o with respect to the reference pulse light r or the distance of the object to be measured based on the difference in the light reception time between the measured timing signal r and the timing signal o ′ formed from the measurement pulse light o 33.
  • the surveying device includes a device for measuring a required time difference of light and a light receiving time difference in addition to a device for measuring a distance and a direction.
  • the delay time and distance can be measured either by measuring the delay time after measuring the delay time or measuring the distance after measuring the distance.
  • Each unit such as the quantity calculation unit 33 does not necessarily have to be integrally configured.
  • the computer used for the calculation may be configured separately from the electric circuit.
  • the partial frequency component is not necessarily limited to the force at which the frequency corresponding to the half width of the pulse is optimal, and may have a certain frequency width. With this configuration, it is possible to provide a surveying apparatus that further reduces the measurement error when measuring the delay time or distance by irradiating the measurement object with light and receiving the reflected light.
  • the invention of the aspect (2) of the present invention is that, in the surveying apparatus of the aspect (1), for example, as shown in FIG. Timing signals r ', o, are generated when the position is detected.
  • the center of gravity or position equivalent to the center of gravity of O is the center of gravity and its position on the one-dimensional time axis, and is determined by weighting with amplitude.
  • the position in the case of a line-symmetric figure that is symmetric with respect to a line perpendicular to the time axis as shown in FIG. Match the position. That is, as shown in Fig. 3, when the figure is an isosceles triangle, for example, the position corresponding to the center of gravity coincides with the position of the perpendicular foot drawn from the vertex to the time axis, and when the figure is a left-right symmetrical rectangle, The left and right sides coincide with the center position between the points that cut the time axis.
  • the invention of aspect (3) of the present invention is the surveying device of aspect (2), in which, for example, as shown in FIG. 2, the timing signal forming unit 36 is located near the zero cross point Q of the extracted signal S3U.
  • the extracted signal includes an amplified signal.
  • the steep waveform gradient near the zero cross point Q is used, thus minimizing measurement errors.
  • the invention of aspect (4) of the present invention is the surveying device of aspect (3).
  • the extracted signal S3U is shown as a damping signal or an extracted signal S4u in FIG. It is a differential signal.
  • the extraction signal forming means 35 is an inductor between the light receiving unit 9 and the ground.
  • a damping signal can be easily obtained with a simple circuit by using the inductor 35.
  • an appropriate damping signal can be obtained by appropriately setting the inductance.
  • This configuration is suitable for widening the dynamic range because the amplification factor can be lowered or the value after amplification can be limited with respect to a high level light reception signal!:, O.
  • the measurement object includes a target.
  • the target is a sign affixed to the measurement object in order to specify the position and shape of the measurement object with high accuracy in surveying.
  • the surveying method receives the reference pulse light r and the measurement pulse light o as light reception signals by the light receiving unit 9 as shown in FIG. 4, for example.
  • Extraction signal formation process (S02) that forms extracted signal S3U from which some frequency components are extracted, and amplification level of minute level signal in extraction signal
  • the amplification process (S03) that amplifies the signal to a high level and the signal obtained by amplifying a minute level signal by the amplifier 19, the light receiving signal!
  • the extraction signal includes a damping signal or a differential signal.
  • a surveying apparatus and a surveying method for further reducing measurement errors when measuring a delay time or distance by irradiating a measurement object with light and receiving the reflected light can.
  • FIG. 1 is a block diagram of a device configuration example according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a relationship between a load and an operation waveform of an APD in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the flow of signals after light reception.
  • FIG. 4 is a diagram schematically showing a processing flow of the surveying method in the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing a relationship between a load and an operation waveform of an APD in the second embodiment.
  • Timing signal generator (comparator) Light receiving processor
  • Extraction signal forming means (inductor) 36 Extraction signal forming means (differential circuit)
  • a light emitting element pulse laser diode: PLD
  • PLD pulse laser diode
  • FIG. 1 shows a block diagram of a device configuration example according to the first embodiment of the present invention.
  • the light beam from PLD1 which is the light emitting element, is collimated by collimating lens 2 and then enters beam splitter 3, where external measurement pulse light beam (measurement pulse light) o and internal measurement pulse light beam (reference pulse light) r It is divided into.
  • the reference pulse light r reflected by the beam splitter 3 is condensed by the condenser lens 4 and passes through the reference fiber 5, and then converted again into a parallel light beam by the lens 6 to be applied to the beam splitter 7.
  • the incident light is reflected by the lens 8 and collected on an APD (avalanche photodiode) 9 which is a light receiving element.
  • APD active photodiode
  • beam splitter 3 reference fiber 5.
  • the optical path that passes through the lens 8 and reaches the APD 9 is referred to as the reference optical path Fl, and the time during which the reference pulse light r is received is referred to as the reference time.
  • the measurement pulse light o transmitted through the beam splitter 3 is condensed on the light-emitting fiber 11 by the condenser lens 10.
  • the condenser lens 10 By making the light emitting fiber 11 sufficiently long with respect to the reference fiber 5, it is possible to provide a function as a delay fiber that delays the measurement pulse light o with respect to the reference pulse light r in terms of time. It can also have a mixing function to remove light emission unevenness and speckle.
  • the light emitted from the light emitting fiber 11 is collimated by the lens 12, then reflected by the mirror 13, further reflected by the mirror 14, guided to the outside of the apparatus, and irradiated to a measurement object (not shown).
  • the mirror 14 is configured to be rotatable on the optical axis, and the outer circumference of the apparatus can be measured over the entire 360 degrees.
  • the measurement pulse light o that is also reflected by the measurement object force is reflected by the mirror 14 and then collected by the lens 15 onto the light receiving fiber 16.
  • Measurement pulse light that has passed through the receiving fiber 16. Is converted into a parallel light beam by the lens 17, passes through the beam splitter 7, and is condensed on the APD 9 by the lens 8.
  • the optical path from PLD 1 that passes through beam splitter 3 and light emitting fiber 11, is reflected by the measurement object, passes through light receiving fiber 16 and lens 8, and reaches APD 9 is called measurement pulse optical path F 2.
  • the time when the measurement pulse light o is received is referred to as the measurement time
  • the time difference between the measurement time and the reference time is obtained by calculating the time difference between the measurement pulse light o and the reference pulse light r. It is possible to determine the distance.
  • the driving unit 32 includes a PLD driver 31 that drives the light emitting element PLD1, a bias adjuster 30 that adjusts the noise of the light receiving element APD9, and the like.
  • a single pulse is generated from PLD1 by driving PLD driver 31.
  • the light reception processing unit 21 receives light received by the APD9! :, O is processed before the measurement value calculation unit 33, and includes a load 18, a preamplifier 19, a comparator 20, a peak hold circuit 29, and the like.
  • the received light signal is the reference Pulsed light signal:!, Is incident on the order of the measurement pulse light signal 0 ⁇ receiving element APD 9, is amplified from APD 9 ⁇ this.
  • the reverse bias voltage of the APD 9 is controlled by the noise adjuster 30 to adjust the current amplification factor.
  • the output signal from the APD 9 is converted into a current voltage by the load 18, further amplified by the preamplifier 19, and input to the comparator 20 and the peak hold circuit 29.
  • the comparator 20 converts the reference pulse light signal r and the measurement pulse light signal o into digital timing signals r, o, and respectively.
  • the comparator 20 of the light reception processing unit 21 functions as a timing signal forming unit that forms a timing signal from the light reception signal.
  • the peak hold circuit 29 compares the reference pulse light signal r and the measurement pulse light signal o with the appropriate dynamic range (standard range) of the light reception processing unit 21 and the comparison result is reflected in the bias adjuster 30. Thus, the reverse bias voltage is adjusted.
  • the measured value calculation unit 33 (calculation unit 27 + calculation circuit unit 22) will be described later.
  • the PLD drive circuit 31 that drives the light source PLD1 is controlled by the calculation unit 27. According to this configuration, it is possible to configure the light receiving processing unit 21 that is not easily affected by changes in the amount of received light.
  • FIG. 2 shows the relationship between the load 18 connected between the light receiving element APD 9 and the ground and the operation waveform of the APD 9.
  • Fig. 2 (a) shows the operation waveform of the APD9
  • Fig. 2 (b) shows the damping circuit configuration (ml to m3) of the load 18 and preamplifier 19 as the light receiving processing unit 21.
  • the waveform S1V In order to eliminate the influence of noise, it is common to compare the waveform S1V with the threshold L1 (the level is indicated by a one-dot chain line), and determine the received light by its magnitude. However, when the waveform has a gentle or strong gradient, the error increases when the amount of received light changes. In other words, the smaller the slope, the closer the point where the waveform SIV crosses the threshold value L1, the closer the waveform S1V crosses the threshold L1, the closer the waveform S1V crosses the threshold value L1, the closer to the waveform rising point Q.
  • the light reception time at the cross point with threshold L1 When the waveform slope is gentle or forceful, it can be seen that the measured value of the light reception time changes greatly as the fluctuation amount of the light reception signal increases. In addition, in order to prevent errors due to noise, processing such as having hysteresis characteristics (using different threshold values for rising and falling) may be performed. There was a problem that the difference was inevitable.
  • the measurement error of the light reception time can be reduced by generating the timing signals r, o at the center of gravity of the light reception signals!:, O.
  • an inductor 35 is used for the load 18 (see m2), and the received light signal!:, O force is also extracted (the frequency component is the frequency corresponding to the half width of the pulse)
  • the frequency component is the frequency corresponding to the half width of the pulse
  • a pulse signal force and a damped oscillation waveform can be extracted using a resonance circuit formed by an inductor 35 and a parasitic capacitance.
  • the part of the inductor 35 forms the extracted signal S2U that is obtained by extracting a part of the frequency component from the received light signal!:, O Construct extraction signal forming means.
  • the damped oscillation waveform S2U extracted here is a damping signal.
  • the fluctuation amount of the received light signal!:, O increases if the waveform slope is gentle even in this damped oscillation waveform. Then, the crossing point of the threshold L2 changes due to the slope of the waveform S2V, and the measured value of the light reception time changes greatly.
  • the inductor 35 is arranged directly on the load 18 of the light receiving element (APD) 9 to generate the damped vibration, and further, the output of the signal at the minute level is amplified.
  • a preamplifier 19 that amplifies the signal at a high rate is arranged to form a light receiving processing unit 21 that is not easily affected by changes in the amount of light (see m3). That is, as shown in waveform S3V, the slope near the zero cross point Q was steep.
  • the upper dashed line is the threshold value L2
  • the lower dashed line is
  • the amount of light changes by amplifying the amplification factor of a minute level signal high. It is configured to suppress changes in the time of the crossing point with the threshold value L2 as much as possible.
  • the part of the inductor 35 is the received signal!:
  • the extraction signal forming means for forming S3U is configured.
  • the damped oscillation waveform S3U extracted here is a damping signal as with S2U.
  • the preamplifier 19 is arranged on the output side of the extraction signal forming means 35, so that the gradient at the zero cross point Q of the damped oscillation waveform S3U is steep.
  • the preamplifier 19 is preferably an amplifier that does not change the phase due to amplification for a high level of the waveform, that is, the zero cross point does not move. Therefore, the preamplifier 19 has a low gain or is saturated. Even if the phase does not change, I prefer an amplifier. By using a limiting amplifier or a log amplifier as these amplifiers, desired characteristics can be obtained.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the flow of signals after light reception.
  • the PLD driver 31 When the PLD driver 31 is driven, a single pulse is generated from the light emitting element PLD1 (see (a)).
  • the light reception signal incident on the light receiving element APD 9 is converted into a current voltage by the load 18 and amplified by the preamplifier 19.
  • the received light signal is the reference pulse light signal!:, Measurement pulse light signal, as shown in the preamplifier 19 output. (See (b)).
  • the reference pulse light signal r and the measurement pulse light signal o are converted into digital timing signals r ′ and o ′, respectively, by the comparator 20 as a timing signal forming unit (see (c)).
  • the timing signals r ′ and o ′ which are the outputs of the comparator 20, are sent to the calculation circuit unit 22 and input to the AZD converter 25 to be used for measuring the delay time and the distance.
  • the calculation circuit unit 22 includes a reference clock generation circuit (TCXO) 23, a reference SINZCOS signal generation circuit 24, two circuits (for reference SINZCOS signal), AZD converter 25, memory 26, etc.
  • the delay time (difference in required time) of the measurement pulse light 0 ⁇ with respect to the reference pulse light r or the distance to the measurement object is calculated in cooperation with the calculation unit 27.
  • the measurement amount calculation unit 33 that calculates the delay time and the distance to the measurement object is composed of the calculation unit 27 and the calculation circuit unit 22 c
  • a reference clock generator circuit (TCXO) 23 generates a reference clock for the apparatus
  • a reference SINZCOS signal generator circuit 24 generates a reference sine Z cosine signal having a predetermined frequency ( (See (d) and (e)). If the reference sine Z cosine signal is generated exactly as a known signal of the same frequency with a phase difference of 90 degrees, each waveform is input to the two AZD converters of the AZD converter 25 with two circuits.
  • the delay time of the measurement pulse light o with respect to the reference pulse light r or the distance from the measurement object can be determined by sampling using the light reception timing of the reference pulse light r and measurement pulse light o and storing it in the memory 26. It can be calculated from the phase of each sampled sine Z cosine.
  • the data stored in the above procedure is accurate without correction only when the light intensity of the reference pulse light r and measurement pulse light o is within the appropriate dynamic range (standard range) of the light reception processing unit 21. Correct value can be detected. Therefore, the output of the preamplifier 19 is peak-held in order to determine whether the light amounts of the reference pulse light r and measurement pulse light o are appropriate.
  • the output of the preamplifier 19 is input to the peak hold circuit 29, and the DC level is maintained for a certain period of time (see (f)).
  • the output of the peak hold circuit 29 is input to the CPU (Central Processing Unit) 28 and receives light! :, O is judged whether the light intensity is appropriate. If the amount of measurement pulse light o is appropriate, an accurate measurement value can be calculated using these measurement pulse lights o.
  • phase data of the reference sine Z cosine waveform that has been AZD converted and stored in the memory 26 is calculated and processed by the CPU 28 of the calculation unit 27, and the delay time of the measurement pulse light o with respect to the reference pulse light r and the target object The distance is calculated.
  • the time difference can be corrected by correction. That is, the fluctuation of the measured value is corrected for the change in the light receiving level.
  • the relationship between the light intensity difference and the measured value error should be tabulated in advance, and correction should be performed based on the value of this table for each measurement!
  • FIG. 4 schematically shows a processing flow of the surveying method in the present embodiment.
  • the light receiving unit 9 receives the reference pulse light!: And the measurement pulse light o as light reception signals (light receiving process: S01).
  • an extraction signal is formed by extracting a part of the frequency components from the received light signals!:, O (extraction signal forming step: S02).
  • the extracted signal is preferably a damping signal or a fine signal.
  • the amplification factor of a minute level signal in the extracted signal is amplified (amplification step: S03).
  • the light reception signal!: O force is also formed as a timing signal r, o (timing signal forming step: S 04).
  • the delay time or measurement of the measurement pulse light o with respect to the reference pulse light r based on the difference in the light reception time between the timing signal r formed with the reference pulse light r force and the timing signal o ′ formed from the measurement pulse light o.
  • the distance of the object force is measured (measurement value calculation step: S05).
  • Figure 5 shows the relationship between the load and the APD operating waveform in the second embodiment.
  • Waveform S1 U and circuit ml are the same as in Figure 2.
  • the circuit m4 is obtained by replacing the damping circuit 35 of the circuit m3 in FIG.
  • As the differentiation circuit 36 for example, a circuit in which the input terminal and output terminal of the capacitor 37 are grounded via resistors 38 and 39 can be used.
  • the received light signal waveform S1U is passed through the differentiation circuit 36, a waveform similar to one cycle of S2U in Fig.
  • the change in the time of the cross point with the threshold value L2 due to the change in the light amount is increased by increasing the amplification factor of the minute level signal. It is suppressed as much as possible, and the influence of error due to the rising slope of the signal can be reduced.
  • the part of the fine circuit 36 forms an extracted signal obtained by extracting a part of the frequency component from the received light signal!:, O.
  • the extraction signal forming means is configured.
  • the extracted signal waveform extracted here is a differential signal waveform.
  • the frequency corresponding to the half width of the pulse is optimal for some of the frequency components, but is not necessarily limited to this, and may have a certain frequency width.
  • the extraction signal forming unit 35 is an inductor
  • a resonance circuit such as an LC resonance circuit may be used as the extraction signal forming unit 35.
  • the output of the preamplifier 19 of the light receiving unit (APD) 9 is detected by the peak hold circuit 29, and the CPU 28 of the calculating unit 27 receives the light receiving signal!:, O according to the level of the driving unit 32.
  • the bias adjuster 30 can control the reverse bias voltage of the APD 9
  • the bias adjuster 30 may directly receive the data of the peak hold circuit 29 and control the reverse bias voltage of the APD 9.
  • the mirror 14 is rotated in order to irradiate the measurement pulse light o to the measurement object.
  • the reflected light from the mirror 13 may be directly condensed on the measurement object.
  • the light source 1 is not limited to the light emitting element, and the light receiving unit 9 is not limited to the APD.
  • the present invention is used for a surveying apparatus and a surveying method for measuring a delay time or a distance by irradiating a measurement object with light and receiving the reflected light.

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Abstract

　測定対象物に光を照射し、その反射光を受光して遅延時間や距離を測定するに際し、より一層、測定誤差を微小にする測量装置及び測量方法。受光部９により基準パルス光ｒ及び測定パルス光ｏ１を受光信号として受光し、受光信号ｒ、ｏ１からダンピング信号Ｓ３Ｕを形成し、ダンピング信号Ｓ３ＵのゼロクロスポイントＱ０近傍における微小レベルの信号の増幅率を高く増幅し、増幅した信号を用いて、タイミング信号号ｒ’、ｏ１’を形成する。これにより、測定誤差を微小にできる。

Description

明 細 書
測量装置及び測量方法
技術分野
[0001] 本発明は、測量装置及び測量方法に関する。詳しくは測定対象物に光を照射し、 その反射光を受光して遅延時間又は距離を測定するための測量装置及び測量方法 に関する。
背景技術
[0002] 従来、ターゲット等の測定対象物から反射されてくる反射光を光電子倍増管やアバ ランシェフオトダイオード (APD)などで増幅して受光し、所定の処理を施し、遅延時 間や距離測定を行なう装置があった。力かる装置においては、近距離からの強い反 射光力 遠方からの微小な反射光までの広範囲なレベルの光を受光することが求め られ、この場合に、受光信号の強度変化が測定誤差に現われ易いことから、受光信 号力 その一部の周波数成分を取り出したダンピング信号のゼロクロスポイントを検 出し、かつ増幅して、遅延時間測定や距離測定を行う装置が提案されていた。（例え ば、特許文献 1参照）
[0003] 特許文献 1 :特開平 7— 191144号公報（段落 0056〜0062、 0113〜0120、図 1、 図 9 (a) )
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0004] しかし、従来装置では、受光信号の減衰振動波形を利用して、振幅や強度の大小 の影響を弱めることはできても、一様に増幅するだけでは、測定誤差を解消できず、 高精度の測定においては、未だ不充分であった。他方、益々高精度の測量が要望さ れるようになった。このため、さらに測定誤差を小さくするための測量装置や測量方 法が望まれていた。
[0005] 本発明は、測定対象物に光を照射し、その反射光を受光して遅延時間や距離を測 定するに際し、より一層、測定誤差を微小にする測量装置及び測量方法を提供する ことを目的とする。 課題を解決するための手段
[0006] 上記課題を解決するために、本発明の態様（1)の測量装置は、例えば図 1〜図 3 に示すように、基準パルス光 r及び測定パルス光 oを受光信号として受光する受光部 9と、受光信号!:、 o力 その一部の周波数成分を抽出した抽出信号 S3Uを形成する 抽出信号形成手段 35と、抽出信号 S3Uにおける微小レベルの信号の増幅率を高く 増幅する増幅器 19と、増幅器 19により微小レベルの信号を増幅した信号を用いて、 受光信号!:、 oカゝらタイミング信号 r'、 o 'を形成するタイミング信号形成部 20と、基準 パルス光 r力も形成されたタイミング信号 r,と測定パルス光 oから形成されたタイミン グ信号 o 'との受光時間差に基づき測定パルス光 oの基準パルス光 rに対する遅延 時間又は測定対象物力もの距離を測定する測定値算定部 33とを備える。
[0007] ここにおいて、測量装置には距離や方向を測定する装置の他に、光の所要時間差 ゃ受光時間差を測定する装置も含むものとする。また、遅延時間と距離の測定はそ の一方を行なっても良ぐ遅延時間を測定した後に距離を測定しても良ぐ距離を測 定した後に遅延時間を測定しても良い、また、測定量算定部 33等の各部は必ずしも 一体的に構成されていなくても良ぐ例えば演算に用いるコンピュータは電気回路と 別に構成されていても良い。また、一部の周波数成分とは、パルスの半値幅に相当 する周波数が最適である力 必ずしもこれに限られず、また、ある程度の周波数幅を 有しても良い。このように構成すると、測定対象物に光を照射し、その反射光を受光 して遅延時間又は距離を測定するに際し、より一層、測定誤差を微小にする測量装 置を提供できる。
[0008] また、本発明の態様（2)の発明は、態様（1)の測量装置において、例えば図 3に示 すように、タイミング信号形成部 36は、受光信号!:、 oの重心相当位置を検出した時 点で、タイミング信号 r'、 o，を生成する。
このように構成すると、受光信号!:、 oの重心相当位置を検出してタイミング信号!:'、 o 'を生成するので、測定誤差を小さくできる。
ここで!:、 O lの重心あるいは重心相当位置とは、一次元の時間軸上の重心及びそ の位置のことであり、振幅による重み付けをして定められる。例えば図 3に示すような 、時間軸に垂直な線に対して対称な線対称図形の場合は、重心の位置は対称軸の 位置と一致する。すなわち、図 3に示されるように、図形が例えば二等辺三角形の場 合は、重心相当位置は頂点から時間軸に下ろした垂線の足の位置と一致し、左右対 称な長方形の場合は、左右の辺が時間軸を切る点の間の中心の位置と一致する。
[0009] また、本発明の態様（3)の発明は、態様（2)の測量装置において、例えば図 2に示 すように、タイミング信号形成部 36は、抽出信号 S3Uのゼロクロスポイント Qの近傍
0 を受光信号!:、 Oの重心相当位置として検出する。
ここにおいて、抽出信号には増幅後の信号が含まれるものとする。このように構成 すると、ゼロクロスポイント Q付近の急峻な波形の勾配を利用するので測定誤差を微
0
小にできる。
[0010] また、本発明の態様 (4)の発明は、態様（3)の測量装置において、例えば図 2に示 すように、抽出信号 S3Uは、ダンピング信号又は図 5の抽出信号 S4uに示す微分信 号である。
このように構成すると、受光信号!:、 oの重心相当位置を精度良く検出できる。
[0011] また、本発明の態様（5)の発明は、態様 (4)の測量装置において、例えば図 2に示 すように、抽出信号形成手段 35は、受光部 9と接地の間にインダクタを有する。 このように構成すると、インダクタ 35の使用により簡便な回路で容易にダンピング信 号を得ることができる。また、インダクタンスを適宜設定することにより、適切なダンピン グ信号を得ることができる。
[0012] また、本発明の態様 (6)の発明は、態様（3)乃至態様（5)のいずれかに記載の測 量装置において、例えば図 2に示すように、増幅器 19は、高いレベルの信号に対し て低く増幅する又は飽和による抽出信号 S3Uのゼロクロスポイント Qの位置を殆ど
0
変化させな 、増幅器である。
このように構成すると、高いレベルの受光信号!:、 Oに対して増幅率を低くするか又 は増幅後の値に制限を設けられるので、ダイナミックレンジを広くするのに好適である
[0013] また、本発明の態様（7)の発明は、態様（1)乃至態様 (6)のいずれかに記載の測 量装置において、測定対象物がターゲットを含む。
このように構成すると、ターゲットを用いて、効率良く高精度の測量を実行できる。な お、ターゲットとは、測量において測定対象物の位置、形状を高精度に特定するため に、測定対象物に貼付する標識をいう。
[0014] 上記課題を解決するために、本発明の態様 (8)の測量方法は、例えば図 4に示す ように、受光部 9により基準パルス光 r及び測定パルス光 oを受光信号として受光する 受光工程 (S01)と、受光信号!:、 oカゝらその一部の周波数成分を抽出した抽出信号 S3Uを形成する抽出信号形成工程 (S02)と、抽出信号における微小レベルの信号 の増幅率を高く増幅する増幅工程 (S03)と、増幅器 19により微小レベルの信号を増 幅した信号を用いて、受光信号！:、 o力 タイミング信号 r'、 o 'を形成するタイミング 信号形成工程 (S04)と、基準パルス光 rカゝら形成されたタイミング信号！:'と測定パル ス光 oから形成されたタイミング信号 o，との受光時間差に基づき測定パルス光 oの 基準パルス光 rに対する遅延時間又は測定対象物力ゝらの距離を測定する測定値算 定工程 (S05)とを備える。
[0015] このように構成すると、測定対象物に光を照射し、その反射光を受光して遅延時間 又は距離を測定するに際し、より一層、測定誤差を微小にする測量方法を提供でき る。
[0016] また、本発明の態様（9)の発明は、態様 (8)の測量方法において、例えば図 2に示 すように、抽出信号はダンピング信号又は微分信号を含む。
このように構成すると、受光信号!:、 oの重心相当位置を精度良く検出してタイミング 信号 r'、 o 'を生成するので、測定誤差を小さくできる。
発明の効果
[0017] 本発明によれば、測定対象物に光を照射し、その反射光を受光して遅延時間又は 距離を測定するに際し、より一層、測定誤差を微小にする測量装置及び測量方法を 提供できる。
[0018] この出願は、日本国で 2005年 9月 26日に出願された特願 2005— 278905号に 基づいており、その内容は本出願の内容として、その一部を形成する。
本発明は以下の詳細な説明によりさらに完全に理解できるであろう。本発明のさらな る応用範囲は、以下の詳細な説明により明らかとなろう。し力しながら、詳細な説明及 び特定の実例は、本発明の望ましい実施の形態であり、説明の目的のためにのみ記 載されているものである。この詳細な説明から、種々の変更、改変が、本発明の精神 と範囲内で、当業者にとって明らかであるからである。
出願人は、記載された実施の形態のいずれをも公衆に献上する意図はなぐ開示さ れた改変、代替案のうち、特許請求の範囲内に文言上含まれないかもしれないもの も、均等論下での発明の一部とする。
本明細書あるいは請求の範囲の記載にぉ 、て、名詞及び同様な指示語の使用は 、特に指示されない限り、または文脈によって明瞭に否定されない限り、単数および 複数の両方を含むものと解釈すべきである。本明細書中で提供されたいずれの例示 または例示的な用語 (例えば、「等」）の使用も、単に本発明を説明し易くするという意 図であるに過ぎず、特に請求の範囲に記載しな ヽ限り本発明の範囲に制限を加える ものではない。
図面の簡単な説明
[0019] [図 1]図 1は、本発明の第 1の実施の形態における装置構成例のブロック図である。
[図 2]図 2は、第 1の実施の形態における負荷と APDの動作波形との関係を示す図 である。
[図 3]図 3は、受光後の信号の流れを説明するための図である。
[図 4]図 4は、第 1の実施の形態における測量方法の処理フローを概略的に示す図で ある。
[図 5]図 5は、第 2の実施の形態における負荷と APDの動作波形との関係を示す図 である。
符号の説明
[0020] 1 発光部（PLD)
2 コリメートレンズ
3 ビームスプリッタ
4 集光レンズ
5 基準ファイバー
6 レンズ
7 ビームスプリッタ レンズ
受光部 (APD)
集光レンズ
発光ファイバー
レンズ
ミラー
ミラー
レンズ
受光ファイバ一
レンズ
負荷
プリアンプ
タイミング信号形成部（コンパレータ) 受光処理部
算定回路部
基準クロック発生回路
基準 SINZCOS信号発生回路
2回路入り AZDコンバータ メモリ
演算部
CPU
ピークホールド回路
バイアス調整器
PLDドライバー
駆動部
測定量算定部
抵抗
抽出信号形成手段 (インダクタ） 36 抽出信号形成手段 (微分回路）
37 コンデンサ
38, 39 抵抗
F1 参照光路
F2 測定パルス光路
L1、L2 閾値
ml〜m4 受光処理部の回路構成 (負荷とプリアンプの部分）
o 測定パルス光信号
Q 立ち上がり点
Q ゼロクロスポイント
0
r 基準パルス光信号
r，、o， タイミング信号
S1U〜S4U、 S1V〜S4V 信号波形
発明を実施するための最良の形態
[0021] 以下、図面に基づき本発明の実施の形態について説明する。
実施の形態では、光源として発光素子 (パルスレーザーダイオード: PLD)を用い、 光源カゝら照射された測定パルス光が測定対象物で反射され、その反射光が戻るまで に要する所要時間を検出することにより、測定パルス光の基準パルス光に対する遅 延時間 (所要時間差)又は測定対象物までの距離の測定を行う、 TOF (Time of F light)測定を用いる測量装置及び測量方法につ!、て説明を行う。
[0022] 図 1に本発明の第 1の実施の形態における装置構成例のブロック図を示す。
発光素子である PLD1からの光束はコリメートレンズ 2で平行光束にされた後、ビー ムスプリッタ 3へ入射され、外部測定パルス光束 (測定パルス光) oと内部測定パルス 光束 (基準パルス光) rとに分けられる。
[0023] ビームスプリッタ 3で反射された基準パルス光 rは、集光レンズ 4により集光されて基 準ファイバー 5を通過した後、再びレンズ 6により平行光束に変換されてビームスプリ ッタ 7に入射し、その反射光がレンズ 8により受光素子である APD (アバランシェフオト ダイオード） 9上に集光される。ここに、 PLD1から、ビームスプリッタ 3、基準ファイバ 一 5、レンズ 8を通過して APD9に到る光路を参照光路 Flといい、この基準パルス光 rの受光される時間を基準時間ということとする。
[0024] ビームスプリッタ 3を透過した測定パルス光 oは、集光レンズ 10により発光ファイバ 一 11に集光される。この発光ファイバー 11を基準ファイバー 5に対して十分に長くす ることで、測定パルス光 oを基準パルス光 rに対し時間的に遅延させる遅延ファイバ 一としての機能をもたせることが出来る。また光源の発光ムラやスペックルを除去する ためのミキシング機能をもたせることも出来る。
[0025] 発光ファイバー 11からの射出光はレンズ 12によりコリメートされた後ミラー 13により 反射され、さらに、ミラー 14により反射されて装置外部へと導かれ、図示されない測 定対象物へ照射される。ミラー 14は光軸上で回転可能に構成されており、本装置の 外周を 360度全域にわたって測定可能である。
[0026] 測定対象物力も反射された測定パルス光 oは、ミラー 14により反射された後レンズ 15により受光ファイバ一 16に集光される。受光ファイバ一 16を透過した測定パルス 光。はレンズ 17により平行光束に変換され、ビームスプリッタ 7を透過してレンズ 8に より APD9上に集光される。
[0027] ここに、 PLD1から、ビームスプリッタ 3、発光ファイバー 11を通過し、測定対象物で 反射され、受光ファイバ一 16、レンズ 8を通過して APD9に到る光路を測定パルス光 路 F2という。また、測定パルス光 oが受光される時間を測定時間ということとし、測定 時間と基準時間との時間差を求めることで、測定パルス光 oの基準パルス光 rに対す る遅延時間及び測定物までの距離を求めることが可能である。
[0028] 測定対象物が本測定装置力 遠方にある場合力 近辺にある場合まで、予想され る光量変化は非常に大きくなるため、受光処理系には広いダイナミックレンジが要求 される。
[0029] 駆動部 32は、発光素子 PLD1を駆動する PLDドライバー 31と、受光素子 APD9の ノ ィァスを調整するバイアス調整器 30等で構成される。 PLDドライバー 31の駆動に より PLD1から単一パルスが発生される。受光処理部 21は APD9により受光された 受光信号！:、 oを測定値算定部 33の処理前に処理するもので、負荷 18、プリアンプ 1 9、コンパレータ 20、ピークホールド回路 29等により構成される。受光信号は、基準 パルス光信号!:、測定パルス光信号 0ιの順に受光素子 APD9に入射され、 APD9〖こ より増幅される。 APD9の逆バイアス電圧はノ ィァス調整器 30により制御され、電流 増幅率が調整される。
[0030] APD9からの出力信号は負荷 18により電流電圧変換され、プリアンプ 19によって さらに増幅され、コンパレータ 20とピークホールド回路 29に入力される。コンパレータ 20により基準パルス光信号 rおよび測定パルス光信号 oはそれぞれデジタル的なタ イミング信号 r，、 o， に変換される。このように、受光処理部 21のコンパレータ 20は受 光信号からタイミング信号を形成するタイミング信号形成部として機能する。また、ピ ークホールド回路 29で基準パルス光信号 rと測定パルス光信号 oとが受光処理部 2 1の適正なダイナミックレンジの範囲 (標準範囲）と比較され、比較の結果はバイアス 調整器 30に反映されて、逆バイアス電圧が調整される。測定値算定部 33 (演算部 2 7 +算定回路部 22)については後述する。
なお、光源 PLD1を駆動する PLD駆動回路 31は、演算部 27により制御する構成と した。この構成によると、受光光量の変化に影響を受けにくい受光処理部 21を構成 出来る。
[0031] 次に受光信号処理について説明する。
[0032] 図 2に受光素子である APD9と接地の間に接続される負荷 18と APD9の動作波形 との関係を示す。図 2 (a)に APD9の動作波形を、図 2 (b)に受光処理部 21として、 負荷 18とプリアンプ 19のダンピング回路構成 (ml〜m3)を示す。パルス発光された 光束が APD9に受光された場合、負荷 18が通常使用される抵抗 34の場合には (ml 参照）、その受光信号は波形 S1Uのようになり、その 0レベル付近を拡大すると波形 S IVのようになる。
[0033] ノイズの影響を除去するために、波形 S1Vと閾値 L1 (レベルを一点鎖線で示す）と の比較を行い、その大小で受光を判断するのが一般的であるが、波形 S1Vのように 波形が緩や力な勾配を有する場合には、受光光量が変化した場合には誤差が大きく なるという問題があった。すなわち、勾配が小さい程、波形 S IVが閾値 L1をクロスす る点は波形の立ち上がり点 Qに遠ぐ勾配が大きい程、波形 S1Vが閾値 L1とクロス する点は波形の立ち上がり点 Qに近い。したがって、閾値 L1とのクロス点で受光時間 を判定する場合には、波形の勾配が緩や力な場合には、受光信号の変動量が大きく なると、受光時間の測定値が大きく変化することが解る。また、ノイズによる誤差を防 止するためにヒステリシス特性を持たせる（立ち上がり時と立ち下がり時で異なる閾値 を用いる）などの処理を行うこともあるが、それでも、受光光量が変化した場合には誤 差は避けられな ヽと 、う問題があった。
[0034] ところで、受光信号!:、 oの重心位置でタイミング信号 r，、 o，を発生させるの力 受 光時間の測定誤差を小さくできて好ましい。波形 S2Uに示すように、負荷 18にインダ クタ 35を用い (m2参照）、受光信号!:、 o力もある周波数成分を抽出し (ある周波数成 分とは、パルスの半値幅に相当する周波数が最適であるが、必ずしもこれに限られず 、また、ある程度の周波数幅を有しても良い）、減衰振動波形を取り出すと、そのゼロ クロスポイント Qは振幅が変化しても移動せず、受光信号!:、 oの重心相当位置とみ
0 1 なせるので、ゼロクロスポイント Qを測定に使用する方法がとられている。一部の周波
0
数成分の抽出は、例えばインダクタ 35と寄生容量で形成される共振回路を用いてパ ルス信号力も減衰振動波形を抽出可能である。図 2では、受光部 9と負荷 18としての インダクタ 35で構成される回路 m2のうち、インダクタ 35の部分が受光信号!:、 oから その一部の周波数成分を抽出した抽出信号 S2Uを形成する抽出信号形成手段を 構成する。ここで取り出された減衰振動波形 S2Uはダンピング信号である。
[0035] 波形 S2Uのゼロクロスポイント Q付近を拡大すると波形 S2Vのようになる。そして、
0
図中、上の一点鎖線を閾値 L2、下の一点鎖線をゼロラインとすると、この減衰振動波 形においても波形の勾配が緩やかな場合には、受光信号!:、 oの変動量が大きくなる と、波形 S2Vの勾配により閾値 L2とクロスする点が変化し、受光時間の測定値が大 きぐ変化する。
[0036] 本実施の形態では、波形 S3Uに示すように、受光素子 (APD) 9の負荷 18に直接 インダクタ 35を配置して減衰振動を発生させ、さらにその出力に、微小レベルの信号 の増幅率を高く増幅するプリアンプ 19を配置して、光量変化に影響を受けにくい受 光処理部 21を構成した (m3参照)。すなわち、波形 S3Vに示すように、ゼロクロスポ イント Q付近の勾配を急峻にした。図中、上の一点鎖線を閾値 L2、下の一点鎖線を
0
ゼロラインとすると、微小レベルの信号の増幅率を高く増幅することにより、光量変化 による閾値 L2とのクロス点の時間の変化を極力抑制する構成としている。
[0037] すなわち、受光部 9と負荷 18としてのインダクタ 35及びプリアンプ 19で構成される 回路 m3のうち、インダクタ 35の部分が受光信号!:、 oからその一部の周波数成分を 抽出した抽出信号 S3Uを形成する抽出信号形成手段を構成する。ここで取り出され た減衰振動波形 S3Uは S2Uと同様にダンピング信号である。回路 m3では、抽出信 号形成手段 35の出力側にプリアンプ 19を配置することにより、減衰振動波形 S3Uの ゼロクロスポイント Qでの勾配を急峻にしている。
0
[0038] また、プリアンプ 19は、波形の高いレベルについては、増幅による位相の変化がな い、すなわちゼロクロスポイントが移動しない増幅器であることが好ましぐこのため、 増幅率が低 、か又は飽和しても位相の変化がな 、増幅器が好ま U、。これらの増幅 器として、リミツティングアンプやログアンプを用いることで、所望の特性を得ることが 出来る。
[0039] このように、測定点をダンピング信号のゼロクロスとした場合は、スレツショルドなどに より信号振幅によって誤差を生じることとなるが、本実施の形態のようにログアンプや リミツティングアンプにより増幅し、ゼロクロス付近の増幅率を大きくすることにより、立 ち上力^の傾斜による誤差の影響を少なくすることができる。
[0040] 次に遅延時間、距離測定の流れを説明する。
[0041] 図 3は受光後の信号の流れを説明するための図である。 PLDドライバー 31の駆動 により発光素子 PLD1より単一パルスが発生する（（a)参照)。受光素子 APD9に入 射した受光信号は、負荷 18により電流電圧変換されプリアンプ 19によって増幅され る。受光信号は、プリアンプ 19出力に示すように基準パルス光信号!:、測定パルス光 信号。の順に発生する（(b)参照)。基準パルス光信号 rおよび測定パルス光信号 o はタイミング信号形成部としてのコンパレータ 20によりそれぞれデジタル的なタイミン グ信号 r'、 o' に変換される（（c)参照)。コンパレータ 20の出力であるタイミング信号 r '、 o' は、算定回路部 22に送られ、 AZDコンバータ 25に入力されて遅延時間ゃ距 離の測定に用いられる。
[0042] 算定回路部 22は、基準クロック発生回路 (TCXO) 23、基準 SINZCOS信号発生 回路 24、 2回路（基準 SINZCOS信号用）入り AZDコンバータ 25、メモリ 26等によ り構成され、演算部 27と協働して測定パルス光 0ιの基準パルス光 rに対する遅延時 間 (所要時間差)又は測定対象物までの距離を算定する。すなわち、遅延時間や測 定対象物までの距離を算出する測定量算定部 33は演算部 27と算定回路部 22によ り構成される c
[0043] 算定回路部 22では、装置の基準となるクロックを基準クロック発生回路 (TCXO) 2 3により発生させ、基準 SINZCOS信号発生回路 24によりある所定の周波数の基準 サイン Zコサイン信号を生成する（(d)、（e)参照)。基準サイン Zコサイン信号は正 確に 90度の位相差を持った既知の同一周波数の信号として生成されていれば、 2回 路入り AZDコンバータ 25の 2つの AZD変換器にそれぞれの波形を入力しておき、 基準パルス光 r、測定パルス光 oの受光タイミングを用いてサンプリングし、メモリ 26 に保存することで、測定パルス光 oの基準パルス光 rに対する遅延時間又は測定対 象物からの距離を、サンプルされたサイン Zコサインそれぞれの位相から計算で求め ることが出来る。
[0044] 以上の手順で記憶されたデータは基準パルス光 rおよび測定パルス光 oの光量が 受光処理部 21の適正なダイナミックレンジの範囲 (標準範囲）内にある場合にのみ補 正なしに正確な値を検出できる。そこで基準パルス光 rおよび測定パルス光 oの光量 が適正であるかどうかを判断するためプリアンプ 19の出力をピークホールドする。プリ アンプ 19の出力はピークホールド回路 29に入力され、ある一定時間 DCレベルを保 つ（ (f )参照)。ピークホールド回路 29の出力は CPU (中央処理ユニット） 28に入力さ れ、受光信号！:、 oの光量が適正であるかどうかを判断される。測定パルス光 oの光 量が適正であれば、これらの測定パルス光 oを用いて正確な測定値を算定できる。
[0045] AZD変換され、メモリ 26に保存された基準サイン Zコサイン波形の位相データは 、演算部 27の CPU28で計算処理され、測定パルス光 oの基準パルス光 rに対する 遅延時間や対象物までの距離が計算される。
[0046] また、測定パルス光 oの光量が適正でなぐこれらの信号位相差や振幅に誤差が ある場合には、補正によりその時間差を正すことが可能となる。すなわち、受光レベ ルの変化に対して測定値変動の補正が行われる。さらに精度の高い測定をする場合 は逆バイアス電圧 V及び基準パルス光 rと測定パルス光 oとの厳密な光量差を計算 し、その差が原因で発生する遅延時間や距離の測定値の誤差を補正する。この場合 光量差と測定値誤差の関係をあらかじめテーブルィ匕しておき、測定の都度、このテ 一ブルの値に基づ 、て補正を実行すればよ!、。
[0047] 受光時間が 0. Olns異なると、距離にして 1. 5mmの差異が生じる。したがって、 1 mm以下の精度で測量するには、パルスの重心の精度を 0. 02Z3ns以下にしなけ ればならない。前記テーブルを用いて実際の補正の精度を標準偏差が 0. 3mm以 下になるように行うと、 1. Ommの精度を確保できる。したがって、 psオーダーの補正 テーブルが作成される。
[0048] 図 4に、本実施の形態における測量方法の処理フローを概略的に示す。
まず、受光部 9により基準パルス光!:及び測定パルス光 oを受光信号として受光す る（受光工程: S01)。次に、受光信号!:、 oからその一部の周波数成分を抽出した抽 出信号を形成する (抽出信号形成工程: S02)。抽出信号はダンピング信号又は微 分信号であることが好ましい。次に、抽出信号における微小レベルの信号の増幅率 を高く増幅する (増幅工程： S03)。
[0049] 次に、増幅器 19により微小レベルの信号を増幅した信号を用いて、受光信号!:、 o 力もタイミング信号 r，、 o，を形成する（タイミング信号形成工程: S04)。次に、基準パ ルス光 r力も形成されたタイミング信号 r,と測定パルス光 oから形成されたタイミング 信号 o 'との受光時間差に基づき測定パルス光 oの基準パルス光 rに対する遅延時 間又は測定対象物力ゝらの距離を測定する (測定値算定工程： S05)。
[0050] 次に本発明の第 2の実施の形態について説明する。第 1の実施の形態におけるダ ンビング信号に代えて微分信号を使用する例である。
図 5に第 2の実施の形態における負荷と APDの動作波形の関係を示す。波形 S1 U及び回路 mlは図 2と同様である。回路 m4は、図 2の回路 m3のダンピング回路 35 を微分回路 36に置換したものである。微分回路 36として、例えば、コンデンサ 37の 入力端子と出力端子を抵抗 38、 39を介して接地した回路を使用できる。受光信号 波形 S1Uを微分回路 36に通すと、図 2の S2Uの一周期分に類似の波形 (ただし減 衰しない）が得られ、次いで、微小レベルの信号の増幅率を高く増幅するプリアンプ 1 9を通すと、 S4Uに示すように、ゼロクロスポイント Q付近の勾配を急峻にした波形が 得られる。この波形は図 2の S3Uの一周期分に類似の波形 (ただし減衰しない）とな る。波形 S4Uのゼロクロスポイント Q付近を拡大すると波形 S4Vのようになる。そして
0
、図中、上の一点鎖線を閾値 L2、下の一点鎖線をゼロラインとすると、微小レベルの 信号の増幅率を高く増幅することにより、光量変化による閾値 L2とのクロス点の時間 の変化が極力抑制されて、信号の立ち上がりの傾斜による誤差の影響を少なくする ことができる。
このように、受光部 9と微分回路 36とプリアンプ 19で構成される回路 m4のうち、微 分回路 36の部分が受光信号!:、 oからその一部の周波数成分を抽出した抽出信号 を形成する抽出信号形成手段を構成する。ここで取り出された抽出信号波形は微分 信号波形である。また、一部の周波数成分とは、パルスの半値幅に相当する周波数 が最適であるが、必ずしもこれに限られず、また、ある程度の周波数幅を有しても良 い。
本実施の形態におけるその他の構成は第 1の実施の形態と同様であり、略同様の 効果を奏する。
[0051] 以上、本発明の実施の形態について説明した力 本発明は上記実施の形態に限 定されるものではなぐ本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、適宜実施の形態に変更 をカロえられることは明白である。
[0052] 例えば、上記実施の形態では、抽出信号形成手段 35がインダクタである例を説明 したが、抽出信号形成手段 35として LC共振回路等の共振回路を使用しても良い。 また、上記実施の形態では、受光部 (APD) 9のプリアンプ 19の出力をピークホール ド回路 29により検出し、演算部 27の CPU28で受光信号!:、 oのレベルに応じて駆動 部 32のバイアス調整器 30で APD9の逆バイアス電圧の制御が行える構成としたが、 ピークホールド回路 29のデータをバイアス調整器 30が直接受けて APD9の逆バイ ァス電圧を制御しても良い。また、上記実施の形態では、測定パルス光 oを測定対 象物に照射させるためにミラー 14を回転させているが、ミラー 13からの反射光を直接 測定対象物に集光させても良ぐ他の構成も可能である。また、光源 1については発 光素子に限られず、受光部 9については APDに限られない。
産業上の利用可能性 本発明は、測定対象物に光を照射し、その反射光を受光して遅延時間又は距離を 測定するための測量装置及び測量方法に利用される。

Claims

請求の範囲
[1] 基準パルス光及び測定パルス光を受光信号として受光する受光部と；
前記受光信号力 その一部の周波数成分を抽出した抽出信号を形成する抽出信 号形成手段と；
前記抽出信号における微小レベルの信号の増幅率を高く増幅する増幅器と； 前記増幅器により前記微小レベルの信号を増幅した信号を用いて、前記受光信号 からタイミング信号を形成するタイミング信号形成部と；
前記基準パルス光力ゝら形成されたタイミング信号と前記測定パルス光力ゝら形成され たタイミング信号との受光時間差に基づき前記測定パルス光の前記基準パルス光に 対する遅延時間又は測定対象物力 の距離を測定する測定値算定部とを備える； 測量装置。
[2] 前記タイミング信号形成部は、前記受光信号の重心相当位置を検出した時点で、 前記タイミング信号を生成する；
請求項 1に記載の測量装置。
[3] 前記タイミング信号形成部は、前記抽出信号のゼロクロスポイントの近傍を前記受 光信号の重心相当位置として検出する；
請求項 2に記載の測量装置。
[4] 前記抽出信号は、ダンピング信号又は微分信号である；
請求項 3に記載の測量装置。
[5] 前記抽出信号形成手段は、前記受光部と接地の間にインダクタを有する；
請求項 4に記載の測量装置。
[6] 前記増幅器は、高いレベルの信号に対して低く増幅する又は飽和による前記抽出 信号の前記ゼロクロスポイントの位置を殆ど変化させな 、増幅器である；
請求項 3乃至請求項 5のいずれか 1項に記載の測量装置。
[7] 前記測定対象物がターゲットを含む；
請求項 1乃至請求項 6のいずれか 1項に記載の測量装置。
[8] 受光部により基準パルス光及び測定パルス光を受光信号として受光する受光工程 と； 前記受光信号力 その一部の周波数成分を抽出した抽出信号を形成する抽出信 号形成工程と；
前記抽出信号における微小レベルの信号の増幅率を高く増幅する増幅工程と； 前記増幅工程により前記微小レベルの信号を増幅した信号を用いて、前記受光信 号からタイミング信号を形成するタイミング信号形成工程と；
前記基準パルス光力ゝら形成されたタイミング信号と前記測定パルス光力ゝら形成され たタイミング信号との受光時間差に基づき前記測定パルス光の前記基準パルス光に 対する遅延時間又は測定対象物力ゝらの距離を測定する測定値算定工程とを備える; 測量方法。
[9] 前記抽出信号はダンピング信号又は微分信号を含む；
請求項 8に記載の測量方法。
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