JP6700575B2 - 回路装置、光検出器、物体検出装置、センシング装置、移動体装置、光検出方法、及び物体検出方法 - Google Patents

回路装置、光検出器、物体検出装置、センシング装置、移動体装置、光検出方法、及び物体検出方法 Download PDF

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Description

本発明は、回路装置、光検出器、物体検出装置、センシング装置、移動体装置、光検出方法、及び物体検出方法に係る。
従来、発光素子を発光させて光を投光し、物体で反射された光を受光素子で受光し、発光素子での発光タイミングと受光素子での受光タイミングとに基づいて該物体までの距離を求める技術が知られている（例えば特許文献１〜５参照）。
しかしながら、特許文献１〜５に開示されている技術では、受光素子での受光タイミングを精度良く検出することに関して改善の余地があった。
本発明は、受光素子の出力電流に基づく電圧信号にアンダーシュートを発生させる波形処理回路と、前記アンダーシュートが発生した前記電圧信号を、閾値を基準に二値化する二値化回路と、を備え、前記波形処理回路は、増幅回路と、該増幅回路の後段に設けられたフィルタ回路と、を含み、前記フィルタ回路は、前記電圧信号に前記アンダーシュートが発生してからグラウンドレベルに復帰するまでの時間を前記電圧信号のリンギングの整定時間よりも長くする回路装置である。
本発明によれば、受光素子での受光タイミングを精度良く検出することができる。
一実施形態に係る物体検出装置の概略構成を示す図である。 図２（Ａ）は、投光光学系、同期系を説明するための図であり、図２（Ｂ）は、受光光学系を説明するための図であり、図２（Ｃ）は、ＬＤから反射ミラーまでの光の光路、及び反射ミラーから時間計測用ＰＤまでの光の光路を概略的に示す図である。 図３（Ａ）及び図３（Ｂ）は、それぞれＰＤ出力検出部４４、５６の構成の具体例を示す図である。 図４（Ａ）及び図４（Ｂ）は、それぞれ光検出器の構成の具体例を示す図である。 図５（Ａ）及び図５（Ｂ）は、それぞれ比較例１、実施例１の受光信号波形（ノイズを含む）を示す図である。 図６（Ａ）及び図６（Ｂ）は、それぞれ比較例１、実施例１の負帰還回路の回路構成を示す図である。 図７（Ａ）は、比較例２の受光信号波形を示す図であり、図７（Ｂ）は、比較例２の負帰還回路の回路構成を示す図である。 図８（Ａ）は、実施例２の受光信号波形を示す図であり、図８（Ｂ）は、実施例２の負帰還回路の回路構成を示す図である。 図９（Ａ）は、実施例３の受光信号波形を示す図であり、図９（Ｂ）は、実施例３の負帰還回路の回路構成を示す図である。 図１０（Ａ）は、実施例４の受光信号波形を示す図であり、図１０（Ｂ）は、実施例４の負帰還回路の回路構成を示す図である。 図１１（Ａ）は、実施例５の負帰還回路の回路構成を示す図であり、図１１（Ｂ）は、実施例５の発光パルスの半値全幅の変化に対するアンダーシュート量の変化を表すグラフである。 図１２（Ａ）は、実施例６の発光パルスの立上がり時間と立下り時間を示す図であり、図１２（Ｂ）は、実施例６の受光信号の立上がり時間と立下り時間を示す図である。 実施例７において、最大値が異なる複数の受光信号間での時間計測誤差について説明するための図である。 センシング装置を説明するための図である。 ハイパスフィルタの他の例を示す図である。
以下に、本発明の一実施形態の物体検出装置１００について、図１〜図１３を参照して説明する。
図１には、物体検出装置１００の概略的構成がブロック図にて示されている。
物体検出装置１００は、物体（例えば先行車両、停車車両、構造物、歩行者等）の有無や、該物体までの距離等を検出する走査型レーザレーダである。物体検出装置１００は、一例として、移動体としての車両（例えば自動車）に搭載され、例えば自動車のバッテリ（蓄電池）から電力の供給を受ける。
物体検出装置１００は、発光素子としてのＬＤ１０（レーザダイオード）、ＬＤ駆動部１２、投光光学系２０、受光光学系３０、光検出器４０、時間計測部４５、測定制御部４６、物体認識部４７などを備えている。
ＬＤ１０は、端面発光レーザとも呼ばれ、ＬＤ駆動部１２（ドライブ回路）により駆動され、レーザ光を射出する。ＬＤ駆動部１２は、測定制御部４６から出力されるＬＤ駆動信号（矩形パルス信号）を用いてＬＤ１０を点灯（発光）させる。ＬＤ駆動部１２は、一例として、ＬＤ１０に電流を供給可能に接続されたコンデンサ、該コンデンサとＬＤ１０との間の導通／非導通を切り替えるためのトランジスタ、該コンデンサを充電可能な充電手段等を含む。測定制御部４６は、自動車のＥＣＵ（エンジンコントロールユニット）からの測定制御信号（測定開始信号や測定停止信号）を受けて測定開始や測定停止を行う。
図２（Ａ）には、投光光学系２０、同期系５０が模式的に示されている。図２（Ｂ）には、受光光学系３０が模式的に示されている。以下では、図２（Ａ）等に示されるＺ軸方向を鉛直方向とするＸＹＺ３次元直交座標系を適宜用いて説明する。
投光光学系２０は、図２（Ａ）に示されるように、ＬＤ１０からの光の光路上に配置されたカップリングレンズ２２と、該カップリングレンズ２２を介した光の光路上に配置された反射ミラー２４と、該反射ミラー２４で反射された光の光路上に配置された偏向器としての回転ミラー２６と、を含む。ここでは、装置を小型化するために、カップリングレンズ２２と回転ミラー２６との間の光路上に反射ミラー２４を設けて光路を折り返している。
そこで、ＬＤ１０から出射された光は、カップリングレンズ２２により所定のビームプロファイルの光に整形された後、反射ミラー２４で反射され、回転ミラー２６でＺ軸周りに偏向される。
回転ミラー２６でＺ軸周りの所定の偏向範囲に偏向された光が投光光学系２０から投射された光、すなわち物体検出装置１００から投光された光である。
回転ミラー２６は、回転軸（Ｚ軸）周りに複数の反射面を有し、反射ミラー２４からの光を回転軸周りに回転しながら反射（偏向）することで該光により上記偏向範囲に対応する有効走査領域を水平な１軸方向（ここではＹ軸方向）に１次元走査する。ここでは、偏向範囲、有効走査領域は、物体検出装置１００の＋Ｘ側である。以下では、回転ミラー２６の回転方向を「ミラー回転方向」とも呼ぶ。
回転ミラー２６は、図２（Ａ）から分かるように、反射面を２面（対向する２つの面）有しているが、これに限らず、１面でも３面以上でも良い。また、少なくとも２つの反射面を設け、回転ミラーの回転軸に対して異なった角度で傾けて配置して、走査・検出する領域をＺ軸方向に切り替えることも可能である。
すなわち、ＬＤ１０、ＬＤ駆動部１２及び投光光学系２０を含んで、光により有効走査領域を走査する光走査系２００が構成されている（図１参照）。
受光光学系３０は、図２（Ｂ）に示されるように、投光光学系２０から投射され有効走査領域内にある物体で反射（散乱）された光を反射する回転ミラー２６と、該回転ミラー２６からの光を反射する反射ミラー２４と、該反射ミラー２４からの光の光路上に配置され、該光を後述する時間計測用ＰＤ４２に結像させる結像光学系と、を含む。
図２（Ｃ）には、ＬＤから反射ミラー２４までの光路と、反射ミラー２４から時間計測用ＰＤ４２までの光路が示されている。
図２（Ｃ）から分かるように、投光光学系２０と受光光学系３０は、Ｚ軸方向に重なるように配置されており、回転ミラー２６と反射ミラー２４は、投光光学系２０と受光光学系３０で共通となっている。これにより、物体上におけるＬＤの照射範囲と時間計測用ＰＤ４２の受光可能範囲の相対的な位置ずれを小さくでき、安定した物体検出を実現できる。
そこで、投光光学系２０から投射され物体で反射（散乱）された光は、回転ミラー２６、反射ミラー２４を介して結像光学系に導かれ、該結像光学系により時間計測ＰＤ４２に集光する（図２（Ｂ）参照）。図２（Ｂ）では、装置を小型化するために、回転ミラー２６と結像光学系との間に反射ミラー２４を設けて光路を折り返している。ここでは、結像光学系は２枚のレンズ（結像レンズ）で構成されているが、１枚のレンズとしても良いし、３枚以上のレンズとしても良いし、ミラー光学系を用いても良い。
光検出器４０は、図２（Ｂ）及び図１に示されるように、投光光学系２０から投射され有効走査領域内にある物体で反射（散乱）された光を受光光学系３０を介して受光する受光素子としての時間計測用ＰＤ４２（フォトダイオード）と、該時間計測用ＰＤ４２の出力電流に基づく電圧信号である受光信号を検出（二値化）する回路装置としてのＰＤ出力検出部４４と、を含む。
ＰＤ出力検出部４４は、図３（Ａ）に示されるように、波形処理回路としての波形処理回路６０、二値化回路７０などを含む。
波形処理回路６０は、時間計測用ＰＤ４２からの出力電流（電流値）を電圧信号（電圧値）に変換する電流電圧変換器６０ａ（例えばＴＩＡ：トランスインピーダンスアンプ）と、該電流電圧変換器からの電圧信号を増幅する信号増幅器６０ｂ（例えばＶＧＡ：高リニアリティアナログ可変利得アンプ）とを有する（図４（Ａ）及び図４（Ｂ）参照）。なお、図４（Ａ）では波形処理回路６０の一例が符号６０−１で示され、図４（Ｂ）では波形処理回路６０の他の例が符号６０−２で示されている。
二値化回路７０は、信号増幅器６０ｂからのアナログの電圧信号（出力電圧）を閾値電圧を基準に二値化し、その二値化信号（デジタル信号）を検出信号として時間計測部４５に出力する。
同期系５０は、図２（Ａ）及び図１に示されるように、ＬＤ１０から出射されカップリングレンズ２２を介して反射ミラー２４で反射された光であって回転ミラー２６で偏向され反射ミラー２４で再び反射された光の光路上に配置された同期レンズ５２と、該同期レンズ５２を介した光の光路上に配置された受光素子としての同期検知用ＰＤ５４と、該同期検知用ＰＤ５４の出力電流に基づく電圧信号である受光信号を検出する回路装置としてのＰＤ出力検出部５６と、を含む。
反射ミラー２４は、上記偏向範囲に対して回転ミラー２６の回転方向上流側に配置され、回転ミラー２６で上記偏向範囲の上流側に偏向された光が入射される。そして、回転ミラー２６で偏向され反射ミラー２４で反射された光が同期レンズ５２を介して同期検知用ＰＤ５４に入射される。このとき、同期検知用ＰＤ５４からの出力電流がＰＤ出力検出部５６に送られる。
ＰＤ出力検出部５６は、図３（Ｂ）に示されるように、ＰＤ出力検出部４４と同様に、波形処理回路６０、二値化回路７０などを含んで構成される。
なお、反射ミラー２４は、上記偏向範囲に対して回転ミラー２６の回転方向下流側に配置されても良い。そして、回転ミラー２６で偏向され反射ミラー２４で反射された光の光路上に同期系５０が配置されても良い。
回転ミラー２６の回転により、該回転ミラー２６の反射面で反射された光が同期検知用ＰＤ５４で受光される度に同期検知用ＰＤ５４から電流が出力される。すなわち、同期検知用ＰＤ５４からは定期的に電流が出力されることになる。
このように回転ミラー２６からの光を同期検知用ＰＤ５４に照射するための同期点灯を行うことで、同期検知用ＰＤ５４での受光タイミングから、回転ミラー２６の回転タイミングを得ることが可能となる。
そこで、ＬＤ１０を同期点灯してから所定時間経過後にＬＤ１０をパルス点灯することで有効走査領域を光走査することができる。すなわち、同期検知用ＰＤ５４に光が照射されるタイミングの前後期間にＬＤ１０をパルス点灯することで有効走査領域を光走査することができる。
ここで、時間計測や同期検知に用いる受光素子としては、上述したＰＤ（Ｐｈｏｔｏ Ｄｉｏｄｅ）の他、ＡＰＤ（Ａｖａｌａｎｃｈｅ Ｐｈｏｔｏ Ｄｉｏｄｅ）、ガイガーモードＡＰＤであるＳＰＡＤ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｈｏｔｏｎ Ａｖａｌａｎｃｈｅ Ｄｉｏｄｅ）等を用いることが可能である。ＡＰＤやＳＰＡＤは、ＰＤに対して感度が高いため、検出精度や検出距離の点で有利である。
ＰＤ出力検出部５６は、同期検知用ＰＤ５４からの出力電流に基づく電圧信号である受光信号を検出（二値化）すると、同期信号（二値化信号）を測定制御部４６に出力する。
測定制御部４６は、ＰＤ出力検出部５６からの同期信号に基づいてＬＤ駆動信号を生成し、該ＬＤ駆動信号をＬＤ駆動部１２及び時間計測部４５に出力する。
すなわち、ＬＤ駆動信号は、同期信号に対して遅延した発光制御信号（周期的なパルス信号）である。
ＬＤ駆動信号がＬＤ駆動部１２に入力されると、ＬＤ駆動部１２からＬＤ１０に駆動電流が印加され、ＬＤ１０から発光パルスが出力される。なお、ＬＤ１０の安全性やＬＤ１０の耐久性の観点からＬＤ１０の発光のデューティが制限されるため、発光パルスはパルス幅が狭い方が望ましく、該パルス幅は、一般に１０ｎｓ〜数十ｎｓ程度に設定される。また、パルス間隔は一般に数十μ秒程度である。
ＰＤ出力検出部４４は、時間計測用ＰＤ４２からの出力電流を電圧信号に変換し、増幅し、二値化し、その二値化信号（デジタル信号）を検出信号として時間計測部４５に出力する。
時間計測部４５は、測定制御部４６からのＬＤ駆動信号の入力タイミングとＰＤ出力検出部４４からの検出信号（二値化信号）の立上りタイミングと立下りタイミングとの間の所定タイミング（例えば立上がりタイミングと立下がりタイミングとの中間のタイミング）との時間差を求め、該時間差を時間計測結果として測定制御部４６に出力する。
測定制御部４６は、時間計測部４５からの時間計測結果を距離に変換することで物体までの往復距離を算出し、該往復距離の１／２を距離データとして物体認識部４７に出力する。
物体認識部４７は、測定制御部４６からの１走査もしくは複数の走査で取得した複数の距離データに基づいて、どこに物体があるかを認識し、その物体認識結果を測定制御部４６に出力する。測定制御部４６は、該物体認識結果をＥＣＵに転送する。
ＥＣＵは、転送された物体認識結果に基づいて、例えば自動車の操舵制御（例えばオートステアリング）、速度制御（例えばオートブレーキ）等を行う。
図４（Ａ）及び図４（Ｂ）には、それぞれ本実施形態の光検出器の波形処理回路６０の具体例である波形処理回路６０−１、６０−２が示されている。
波形処理回路６０−１は、図４（Ａ）に示されるように、電流電圧変換器６０ａ、信号増幅器６０ｂを含む。
時間計測用ＰＤ４２で受光されると物体からの反射光パルスが、時間計測用ＰＤ４２で受光量が電流値に変換され、該電流値が出力電流として波形処理回路６０−１に入力される。波形処理回路６０−１では、入力された電流値が電流電圧変換器６０ａで電圧値に変換され、該電圧値が信号増幅器６０ｂで増大され、受光信号（出力電圧）として出力される。
この際、信号増幅器６０ｂとして負帰還の機能を有する、例えばオペアンプＯＡを含む非反転増幅回路（負帰還回路）を用い、その増幅度を小さくとることにより、帰還が強くかかり、受光信号にアンダーシュート及びオーバーシュートが生じる。物体からの反射光パルスは、発光パルスと略同一の波形を有しており、そのパルス幅は上述のように１０ｎｓ〜数十ｎｓである。この反射光パルスに十分速く応答できること（高速応答性）が「回路装置」や「光検出器」には望まれる。なお、非反転増幅回路（負帰還回路）に代えて、受光信号に少なくともアンダーシュートを発生させる反転増幅回路（正帰還回路）を用いても良い。
コストなどを考慮すると、波形処理回路６０−１の現実的な周波数帯域としては、数十ＭＨｚ〜百数十ＭＨｚ程度が好ましい。また、波形処理回路６０−１における信号増幅率が高いほど太陽光などの外乱や内部ノイズに対して検出エラーが起きにくくなるため、信号増幅率は大きい方が良く、一般に５倍以上が望ましい。これらの周波数帯域と増幅率の要求から、オペアンプ（例えばＶＧＡ）としてはＧＢ積（Gain Band width product：利得帯域幅積）が大きい（約５００ＭＨｚ以上）ものを用いることが望ましい。
アンダーシュート、オーバーシュートが起きる原理は、質点、ばね、減衰器で構成される位置制御の系において、ばね定数を大きくしすぎる(帰還を強くかけすぎる)と、定常位置から行き過ぎたり(オーバーシュート)戻ったり(アンダーシュート)を繰り返し、減衰振動をしながら定常位置に落ち着く、という現象と同様の原理である。
一方、図４（Ｂ）に示される波形処理回路６０−２は、電流電圧変換器６０ａ、信号増幅器６０ｂに加えてハイパスフィルタ６０ｃを含む。
波形処理回路６０−２では、波形処理回路６０−１と同様に時間計測用ＰＤ４２からの電流値（出力電流）が電流電圧変換器６０ａで電圧値に変換され、該電圧値が信号増幅器６０ｂで増幅され、受光信号として出力される。
そして、この増幅後の電圧値（受光信号）をハイパスフィルタ６０ｃに通すことによってアンダーシュートを誘発する。これは、本来なだらかにグラウンドレベルに戻っていく受光信号のうち、低周波成分だけをカットすることによって急峻な信号を実現する方法であり、この方法では、信号増幅器６０ｂでアンダーシュートを起こしても良いが起こさなくても良い。
図５（Ａ）には比較例１の受光信号波形が示され、図５（Ｂ）には本実施形態の実施例１の受光信号波形が示されている。
図５(Ａ)に示される比較例１の受光信号波形は、アンダーシュートを発生させない場合に、ノイズが乗った５つの受光信号の波形と、受光信号毎に計測される受光時刻２（該受光信号の立下りが閾値電圧と一致するタイミング）のシミュレーション結果である。ノイズは白色ノイズとした。アンダーシュートを発生させない場合、受光信号（出力電圧）の立下りが遅く（緩やかであり）、ノイズに起因するゆらぎにより、受光時刻２の計測誤差が大きくなることがわかる。
図５（Ｂ）に示される実施例１の受光信号波形は、アンダーシュートを発生させた場合に、ノイズが乗った５つの受光信号の波形と、受光信号毎に計測される受光時刻２のシミュレーション結果である。
結果として、実施例１では、比較例１と比較して、受光信号の立下りが速く（急であり）、ノイズに起因するゆらぎを抑制でき、受光時刻２の計測誤差を小さくできることがわかる。
比較例１では、５回の測定での測定誤差が１１ｎｓ(距離に換算すると１．６ｍ)であるのに対し、実施例１の場合には、５回の測定での測定誤差は３ｎｓ(距離に換算すると０．５ｍ)となる。
図５(Ａ)に示される受光信号波形（比較例１）、図５(Ｂ)に示される受光信号波形（実施例１）は、それぞれ図６(Ａ)、図６(Ｂ)に示される負帰還回路６０ｂ−１、６０ｂ−２にＦＷＨＭ（半値全幅）＝１０ｎｓ、ピーク電圧１０ｍＶの釣鐘型パルスを入力して得られる波形にノイズが重畳されたものである。つまり、比較例１、実施例１の受光信号波形は、それぞれ図４（Ａ）、図４（Ｂ）に示される負帰還回路６０ｂ−１、６０ｂ−２を、図２（Ａ）に示される信号増幅器６０ｂとして用いた場合をシミュレートした結果である。
各負帰還回路は、一端が接地され又は該一端にバイアス電圧が印加され、他端がオペアンプＯＡの−の入力端に接続された抵抗Ｒ１と、オペアンプＯＡにそれぞれ並列に接続された抵抗Ｒ２及びコンデンサＣとを有している。オペアンプＯＡの＋の入力端には、電流電圧変換器６０ａからの電圧値が入力される。なお、各負帰還回路において、コンデンサＣは、必須ではない。
この場合、Ｒ２／Ｒ１が小さいほど増幅度（負帰還）が弱くなり、アンダーシュート量が大きくなる。
比較例１では、Ｃ＝１０ｐＦ、Ｒ１＝５１Ω、Ｒ２＝１ｋΩとされている。実施例１では、Ｃ＝０．５ｐＦ、Ｒ１＝５１０Ω、Ｒ２＝３ｋΩとされている。
実施例１は、Ｒ２／Ｒ１が比較的小さく、アンダーシュート量が大きくなる。一方、比較例１では、Ｒ２／Ｒ１が比較的大きく、アンダーシュート量が略０である。
また、受光信号を検出（二値化する）する基準となる「閾値電圧」は、比較例１及び実施例１のいずれも３０ｍＶとなっており（図５（Ａ）及び図５（Ｂ）参照）、同条件(入力される反射光パルスと閾値電圧が同じ場合)での時間計測結果の精度が実施例１の方が比較例１よりも高いことがわかる。「閾値電圧」は、外来ノイズの大きさ等を考慮して決定され、一般的に数十ｍＶ程度である。つまり、「閾値電圧」は、外来ノイズを誤検知するのを防ぐためグラウンドレベルよりもある程度大きいことが好ましく、また受光信号を検出（二値化）して検出信号（二値化信号）の立上がりと立下りの間の所定タイミング（例えば中間タイミング）を受光タイミングとするような場合は精度を上げるために極力小さい値に設定されることが好ましい。従って、閾値電圧の適正な値は、自ずと決まってくる。
図７（Ａ）、図７（Ｂ）には、比較例２の受光信号波形、負帰還回路６０ｂ−３が示されている。比較例２のように、負帰還を用いた増幅回路において、増幅率（増幅度）を大きくしすぎたり入力信号に対して回路の周波数帯域を狭くしすぎたりすると（例えば増幅率２１倍、周波数帯域１２ＭＨｚ、図７（Ｂ）参照）、帰還が強くなりアンダーシュートが起こらない(図７（Ａ）参照)。
比較例２では、Ｃ＝１０ｐＦ、Ｒ１＝５１Ω、Ｒ２＝１ｋΩとされている。
図８（Ａ）、図８（Ｂ）には、実施例２の受光信号波形、負帰還回路６０ｂ−４が示されている。実施例２のように増幅率（増幅度）を小さくしすぎたり入力信号に対して回路の周波数帯域を広くしすぎると（増幅率７倍、帯域９０ＭＨｚ、図８（Ｂ）参照）アンダーシュート後のリンギングが大きくなってしまい、大きい入力信号が入った時に信号立下り後に再び閾値を超えてしまう(図８（Ａ）参照、)。
実施例２では、Ｃ＝０．５ｐＦ、Ｒ１＝５１０Ω、Ｒ２＝３ｋΩとされている。
図８（Ａ）の受光信号波形は、図８（Ｂ）の負帰還回路にＦＷＨＭ＝１０ｎｓ、ピーク電圧３０ｍＶの釣鐘型パルスを入力したときの波形である。信号立下り後に再び受光信号が閾値を超えてしまった場合、パルスの誤検知によって、物体認識部４７で二つ目の物体として認識されてしまう。
そこで、増幅回路の周波数帯域と増幅率の関係を、入力信号（電圧信号）の周波数成分に対して適切に設定することで、アンダーシュートによる時間計測精度の向上とパルスの誤検知の抑制を両立できる。
その具体例が、実施例３の受光信号波形、負帰還回路６０ｂ−５として、図９（Ａ）、図９（Ｂ）に示されている。実施例３では、図９（Ａ）に示されるように、アンダーシュート後のリンギングを抑えた受光波形を得ることでパルスの誤検知を抑制することができる。
実施例３では、Ｃ＝１ｐＦ、Ｒ１＝５１Ω、Ｒ２＝１ｋΩとされている。
図９（Ａ）に示される受光信号波形は、例えば図９（Ｂ）の負帰還回路６０ｂ−５を、図２（Ａ）に示される波形処理回路６０の信号増幅器６０ｂとして用い、半値全幅１５ｎｓの釣鐘型のパルス信号を入力したときに得られる。図９（Ｂ）の負帰還回路６０ｂ−５はオペアンプにＧＢ積７５０ＭＨｚ、スルーレート２８０Ｖ/ｕｓのものを用いて、増幅率２１倍、帯域８０ＭＨｚの非反転増幅回路を構成したものである。
前述のように、受光信号波形にアンダーシュートを起こさせた場合、リンギングによるパルスの誤検知が起こり得るという問題がある。
このパルスの誤検知を防ぐためにリンギングそのものを抑えると、アンダーシュートの効果が弱くなり時間計測精度向上（距離測定精度向上）の効果が小さくなる恐れがある。
そこで、本実施形態の実施例４では、図１０（Ａ）に示される受光信号波形のように、アンダーシュート発生時からリンギングが収まるまでの時間である整定時間(アンダーシュート発生時からリンギングの振幅が受光信号の最大振幅の５％以下になるまでの時間)よりも、アンダーシュート発生時からグラウンドレベルに復帰までの時間の方が長い波形を実現することで、パルスの誤検知の抑制とアンダーシュートによる時間計測精度向上（距離測定精度の向上）を両立させることができる。
これは具体的には、例えばアンダーシュートを誘起する信号増幅器の後段に時定数の長いハイパスフィルタを設けて低周波成分をカットすることにより、グラウンドへの放電を遅らせることで実現できる。
実施例４の原理説明を行うと、図１０（Ａ）の受光信号波形は、図８（Ｂ）の負帰還回路６０ｂ−４の後段にハイパスフィルタＨＰＦ１が設けられた波形処理回路６０−２ａから得られたものであり、図８（Ａ）の受光信号をハイパスフィルタＨＰＦ１に入力して得られた信号とみなせる。ハイパスフィルタＨＰＦ１は微分回路として動作するため、図１０（Ａ）の受光信号波形は図８（Ａ）の受光信号波形に比べて位相が進む。このため、負帰還回路６０ｂ−４の出力信号１（ハイパスフィルタＨＰＦ１の入力信号と同じ信号）が立ち下りきるまでに、ハイパスフィルタＨＰＦ１の出力信号２は、出力信号１よりも大きく立ち下がる。この結果、受光信号のリンギング時の最大値を閾値電圧以下とすることができる。
実施例４では、負帰還回路６０ｂ−４において、Ｃ１＝０．５ｐＦ、Ｒ１＝５１０Ω、Ｒ２＝３ｋΩとされている。
信号が立ち下がりきった後は、ハイパスフィルタＨＰＦ１への入力信号の変化はそれまでに比べて小さいため出力信号はその影響を大きくは受けず、ハイパスフィルタＨＰＦ１の時定数に従う放電の上にリンギングが乗る波形となる。
図１０（Ａ）の受光信号波形は、図８(Ｂ)の負帰還回路６０ｂ−４の後段にコンデンサＣ２（例えば３０ｐＦ）及び抵抗Ｒ３（５００Ω）ハイパスフィルタＨＰＦ１が設けられた回路(増幅率７倍、周波数帯域９０ＭＨｚ、図１０（Ｂ）参照)を用いて得られるものであり、これにより、リンギングの大きい実施例２（図８（Ａ）参照）の場合と同等の応答速度（図８（Ｂ）では(Tr、Tf)＝(5.9ns、4.4ns)、図１０（Ｂ）では(Tr、Tf)＝(5.5ns、3.6ns))を保ちながらパルスの誤検知を防止することができる。
実施例２、４では、入力パルスとして半値幅１０ｎｓの釣鐘型パルスを用いている。
ここで、Tr、Tfは、それぞれ、立上り時間(受光信号がピーク電圧の１０％になってから９０％になるまでの時間)、立下り時間(受光信号がピーク電圧の９０％になってから１０％になるまでの時間)である。
図１０に示される実施例４の負帰還回路６０ｂ−６は、「増幅率６倍、帯域９０ＭＨｚの非反転増幅回路＋時定数１５ｎｓのハイパスフィルタＨＰＦ」の構成である。
実施例４では、リンギングそのものを抑えずにパルスの誤検知を抑制できる構成のため、特に急峻な立下り波形を得ることができ、時間計測精度の向上に非常に有利である。
次に、図１１（Ａ）及び図１１（Ｂ）を参照して、実施例５について説明する。
図１１(Ｂ)は、釣鐘型の発光パルスがＬＤ１０から出力され、その反射光パルスの受光量に応じた電圧値が、図１１(Ａ)に示される負帰還回路６０ｂ−７としての非反転増幅回路(増幅率７倍、帯域８５ＭＨｚ)に入力されたときの応答をシミュレーションした結果であり、横軸に発光パルスの半値全幅[ｎｓ]、縦軸にアンダーシュート量[％]をとったグラフである。
実施例５では、Ｒ１＝５００Ω、Ｒ２＝３ｋΩとされている。なお、実施例５の負帰還回路６０ｂ−７では、コンデンサが設けられていない。
具体的には、発光パルスとしてピーク出力１０ｍＶ、正弦波の半周期(0[rad]〜π[rad])のパルスを用い、半値全幅(π/12[rad]〜5π/12[rad]にかかる時間)を変化させたときのアンダーシュート量［％］をシミュレートした。
ここで、アンダーシュート量は、「グラウンドレベルとアンダーシュートのピーク値の差を６０ｍＶ(発光パルスのピーク値１０ｍＶと負帰還回路６０ｂ−７の増幅率６倍をかけたもの)で割ったものに１００をかけて百分率にした値」と定義する。
図１１（Ｂ）から分かるように、半値全幅≦１５０ｎｓでは大きなアンダーシュート量を確保でき、さらに半値全幅≦１２０ｎｓではより大きなアンダーシュート量を確保でき、さらに半値全幅≦５０ｎｓでは更により大きなアンダーシュート量を確保できる。
ところで、一般に高出力のパルスＬＤを駆動すると発光パルスの立下りが遅くなる傾向にある。パルスＬＤの発光パルスの立下りを立上りと同等以上に高速化することも可能であるが、回路が大型化してしまい、装置の大型化やコストアップを招く恐れがある。
そこで、パルスＬＤの発光パルスの立上りよりも立下りを遅くして、波形処理回路でアンダーシュートを発生させて受光信号の立下りを高速化させることが好ましい。
実施例６では、図１２（Ａ）に示されるように、発光パルスの立上り時間(発光パルスがピーク電圧の１０％になってから９０％になるまでの時間)、立下り時間(発光パルスがピーク電圧の９０％になってから１０％になるまでの時間)をそれぞれＴｒ１、Ｔｆ１とし、図１２（Ｂ）に示されるように、受光信号（出力電圧）の立上り時間（受光信号がピーク電圧の１０％になってから９０％になるまでの時間）、立下り時間(受光信号がピーク電圧の９０％になってから１０％になるまでの時間)をそれぞれＴｒ２、Ｔｆ２としたときに、Ｔｆ１／Ｔｒ１＞Ｔｆ２／Ｔｒ２を満たす受光信号波形を得ることで、例えば図１２(Ａ)に示されるように立下りの遅い発光パルス((Ｔｒ１、Ｔｆ１)＝(１１ｎｓ、２０ｎｓ))に対しても、図１２（Ｂ）に示されるように立下りの急峻な受光信号波形(（Ｔｒ２、Ｔｆ２）＝（９ｎｓ、８ｎｓ))が実現し、立下り時間の計測精度を向上することができる。
図１２(Ｂ)に示される実施例６の受光信号波形は、例えば図１０（Ｂ）に示される実施例４の負帰還回路６０ｂ−６(増幅率６倍、帯域９０ＭＨｚの非反転増幅回路＋時定数１５ｎｓのハイパスフィルタＨＰＦ１)を波形処理回路６０の信号増幅器６０ｂに用いることで実現される。
図１３に示されるように立上り時間、立下り時間が小さいほど時間計測精度は向上するため、実施例６により時間計測精度、距離測定精度を向上することができる。
また、実施例６では、発光パルスの立下りの高速化が不要なため、距離測定精度向上と同時にコストの低減も実現できる。
ところで、図１３には、実施例７において、互いに異なる反射率を持つ、等距離にある複数（例えば３つ）の物体からの反射光を時間計測用ＰＤ４２が受光したときの複数（例えば３つ）の受光信号１〜３の波形が示されている。図１３から分かるように、物体間の反射率の違いにより複数の受光信号間で最大値が異なると、受光時刻１(τ1)及び受光時刻２(τ2)の計測結果が変化し、受光時刻１と受光時刻２の片方だけを用いてＴＯＦ法による距離測定を行うと測定距離が物体の反射率に依存してしまう。
そこで、実施例７では、物体からの反射光パルスの受光時刻（受光タイミング）を例えば(τ1+τ2)/2とすることで、距離測定結果の光量依存性を小さくすることができる。
また、実施例７として、ｆを関数として反射光パルスの受光時刻をτ1＋ｆ(τ2-τ1)とし、τ1を基準としてパルス幅(τ2-τ1)を基に受光時刻を補正する方法がある。
以上説明した本実施形態の回路装置としてのＰＤ出力検出部４４は、受光素子としての時間計測用ＰＤ４２の出力電流に基づく電圧信号にアンダーシュートを発生させる波形処理回路６０と、アンダーシュートが発生した電圧信号である受光信号を、閾値電圧（閾値）を基準に二値化する二値化回路７０と、を備えている。
この場合、受光信号の立ち下りを急峻にできるためノイズの影響を抑制でき、受光信号の立ち下りタイミング（立ち下り中の任意のタイミング）を安定して精度良く検出できる。
そこで、例えば、受光信号の立ち上りタイミングと立ち下りタイミングに基づいて受光素子での受光タイミングを求めることで、該受光タイミングを精度良く検出できる。
結果として、受光素子での受光タイミングを精度良く検出することができる。
なお、一般に発光パルスは立ち上がりが比較的鋭く立下りが比較的鈍いため、受光信号も立ち上がりが比較的鋭く立ち下がりが比較的鈍くなる。そこで、受光信号にアンダーシュートを発生させない場合、受光信号の立ち上りタイミング（立ち上がり中の所定タイミング）は比較的精度良く検出できるが、立ち下りタイミング（立ち下り中の所定タイミング）を精度良く検出することは困難である。
また、アンダーシュートが発生した受光信号のリンギング時の最大値が閾値電圧以下である場合、誤検知を抑制できる。
また、波形処理回路６０は、信号増幅器６０ｂ（増幅回路）を含むため、受光信号にアンダーシュートを容易に発生させることができる。
また、信号増幅器６０ｂの増幅率が、アンダーシュートが発生するように設定されている場合、リンギングを抑えることなく受光信号の誤検知（物体の誤検知）を抑制できるため、応答得度の高速化と受光信号の誤検知抑制を両立できる。なお、受光信号の誤検知を抑制するためにリンギングを抑えようとすると応答速度が遅くなってしまう。
また、信号増幅器６０ｂの周波数帯域及び増幅率が、アンダーシュートが発生した受光信号のリンギング時の最大値が閾値電圧以下となるように設定されている場合、誤検知を容易に抑制できる。
また、波形処理回路６０が信号増幅器６０ｂの後段に設けられたフィルタ回路を更に含む場合、受光信号のアンダーシュート後のグラウンドレベルへの復帰時間をリンギングの整定時間よりも長くすることができる。
フィルタ回路がアンダーシュートを誘起する場合、信号増幅器６０ｂの増幅率を必ずしもアンダーシュートが発生するように設定する必要がない。
また、フィルタ回路がハイパスフィルタである場合、アンダーシュートが発生した受光信号の低周波成分をカットするため、グランドレベルへの復帰時間を確実に遅くすることができる。
また、フィルタ回路の時定数が、アンダーシュートが発生した受光信号のリンギング時の最大値が閾値電圧以下となるように設定されている場合、誤検知を確実に抑制できる。
また、フィルタ回路が、アンダーシュートが発生した受光信号のリンギングが収束するタイミングを遅延させる場合にも、誤検知を抑制できる。
また、本実施形態のＰＤ出力検出部４４（回路装置）と、受光素子としての時間計測用ＰＤ４２とを備える光検出器４０によれば、受光素子での受光タイミングを精度良く検出可能な光検出器を提供できる。
また、本実施形態の物体検出装置１００は、発光素子としてのＬＤ１０を含む投光手段と、該投光手段から投光され物体で反射された光を受光素子としての時間計測用ＰＤ４２で受光する光検出器４０と、ＬＤ１０での発光タイミングと時間計測用ＰＤ４２での受光タイミングとに基づいて、物体までの距離を算出する測定制御部４６（距離算出手段）と、を備えている。
この場合、物体までの距離を精度良く算出できる。
また、測定制御部４６は、アンダーシュートが発生した受光信号の立ち上りが閾値に一致する第１のタイミングと、受光信号の立ち下りが該閾値に一致する第２のタイミングとに基づいて、受光タイミングを求める。
この場合、受光タイミングをより精度良く検出でき、ひいては物体までの距離をより精度良く求めることができる。
また、測定制御部４６は、第１及び第２のタイミングの中間タイミングを受光タイミングとして求めるため、受光信号の最大値（受光量）によらず該受光タイミングを安定して精度良く検出でき、ひいては物体までの距離を安定して精度良く求めることができる。
また、ＬＤ１０はパルス発光され、該ＬＤ１０から出力される発光パルスの半値全幅が１５０ｎｓ以下である場合には、アンダーシュートを効果的に起こすことができ、受光信号が立ち下がり時に閾値に一致する時刻の計測精度を向上させることができる。
また、発光パルスの立ち上り時間、立ち下り時間をそれぞれＴｒ１、Ｔｆ１とし、電圧信号の立ち上り時間、立ち下り時間をそれぞれＴｒ２、Ｔｆ２としたときに、Ｔｆ１／Ｔｒ１＞Ｔｆ２／Ｔｒ２を満たす場合には、ＬＤ１０の寄生容量の影響等で発光パルスの立下りの高速化が困難な場合にも、立下りの速い（鋭い）受光波形が得られる。
また、ＬＤ１０は、半導体レーザであるため、物体までの距離の測定精度を更に向上させることができる。
また、物体検出装置１００と、該物体検出装置１００が搭載される移動体と、を備える移動体装置によれば、物体までの距離を正確に測定でき、該距離に応じて移動体を適切に制御することができる。この結果、安全性に優れた移動体装置を提供できる。
また、物体検出装置１００と、該物体検出装置１００の出力に基づいて、物体情報（物体の有無、物体の位置、物体の移動方向及び物体の移動速度の少なくとも１つ）を求める監視制御装置３００と、を備えるセンシング装置１０００によれば、物体情報を安定して精度良く取得することができる。
また、センシング装置１０００は移動体に搭載され、監視制御装置３００は物体の位置情報及び移動情報の少なくとも一方に基づいて危険の有無を判断するため、例えば移動体の操縦制御系、速度制御系等に危険回避のための有効な情報を提供することができる。
また、移動体と、該移動体に搭載される物体検出装置１００又は該移動体に搭載されるセンシング装置１０００と、を備える移動体装置によれば、衝突安全性に優れる。
また、本実施形態の光検出方法は、受光素子としての時間計測用ＰＤ４２で光を受光する工程と、時間計測用ＰＤ４２の出力電流を電圧信号（受光信号）に変換する工程と、該電圧信号にアンダーシュートを発生させる工程と、アンダーシュートが発生した電圧信号を二値化する工程と、二値化したタイミングに基づいて時間計測用ＰＤ４２での受光タイミングを求める工程と、を含む。
この場合、受光信号の立ち下りを急峻にできるためノイズの影響を抑制でき、受光信号の立ち下りタイミング（立ち下り中の任意のタイミング）を精度良く検出できる。
そこで、例えば、受光信号の立ち上りタイミングと立ち下りタイミングに基づいて受光素子での受光タイミングを求めることで、該受光タイミングを精度良く検出できる。
結果として、受光素子での受光タイミングを精度良く検出することができる。
また、本実施形態の物体検出方法は、発光素子としてのＬＤ１０を発光させて光を投光する工程と、投光され物体で反射された光を受光素子としての時間計測用ＰＤ４２で受光する工程と、時間計測用ＰＤ４２の出力電流を電圧信号（受光信号）に変換する工程と、該電圧信号にアンダーシュートを発生させる工程と、アンダーシュートが発生した電圧信号を二値化する工程と、該二値化したタイミングに基づいて時間計測用ＰＤ４２での受光タイミングを求める工程と、ＬＤ１０での発光タイミングと受光タイミングとに基づいて物体までの距離を算出する工程と、を含む。
この場合、受光素子での受光タイミングを精度良く検出でき、物体までの距離を精度良く求めることができる。
また、本実施形態の光検出器４０は、受光素子としての時間計測用ＰＤ４２と、該時間計測用ＰＤ４２の出力電流に基づく電圧信号である受光信号にアンダーシュートを発生させる波形処理回路６０と、を備えている。
この場合、受光信号の立ち下りを急峻にできるためノイズの影響を抑制でき、受光信号の立ち下りタイミング（立ち下り中の任意のタイミング）を精度良く検出できる。
そこで、例えば、受光信号の立ち上りタイミングと立ち下りタイミングに基づいて受光素子での受光タイミングを求めることで、該受光タイミングを精度良く検出できる。
結果として、受光素子での受光タイミングを精度良く検出することができる。
また、光検出器４０が、アンダーシュートが発生した受光信号を、閾値電圧（閾値）を基準に二値化する二値化回路７０を更に備える場合、受光信号の立ち上がりタイミングや立下りタイミングを精度良く求めることができる。
また、アンダーシュートが発生した受光信号のリンギング時の最大値が閾値電圧以下である場合には、誤検知を抑制できる。
なお、上記実施形態では、受光素子としての時間計測用ＰＤ４２の受光信号にアンダーシュートを発生させているが、これに加えて又は代えて、受光素子としての同期検知用ＰＤ５４の受光信号にアンダーシュートを発生させても良い。この場合、同期検知用ＰＤとＰＤ出力検出部５６の少なくとも信号増幅器を含んで「光検出器」を構成することができる。この場合、同期タイミングを高精度に検知できるため、有効走査領域を精度良く走査することができる。さらに、この場合に、上記実施形態と同様にして、該受光信号のリンギング時の最大値を受光タイミングを検出する基準となる閾値以下となるように制御することが好ましい。この場合、同期タイミングの誤検知を抑制できる。
図１４には、物体検出装置１００を備えるセンシング装置１０００が示されている。センシング装置１０００は、移動体に搭載され、物体検出装置１００に加えて、該物体検出装置１００に電気的に接続された監視制御装置３００を備えている。物体検出装置１００は、車両のバンパー付近やバックミラーの近傍に取り付けられる。監視制御装置３００は、物体検出装置１００での検出結果に基づいて、物体の形状や大きさの推定、物体の位置情報の算出、移動情報の算出、物体の種類の認識等の処理を行って、危険の有無を判断する。そして、危険有りと判断した場合には、アラーム等の警報を発して移動体の操縦者に注意を促したり、ハンドルを切って危険を回避する指令を移動体の操舵制御部に出したり、制動をかけるための指令を移動体のＥＣＵに出す。なお、センシング装置１０００は、例えば車両のバッテリから電力の供給を受ける。
なお、監視制御装置３００は、物体検出装置１００と一体的に設けられても良いし、物体検出装置１００とは別体に設けられても良い。また、監視制御装置３００は、ＥＣＵが行う制御の少なくとも一部を行っても良い。
なお、上記実施形態では、光源として、単一のＬＤを用いているが、これに限られない。例えば、複数のＬＤが１次元又は２次元に配列されたＬＤアレイ、ＶＣＳＥＬ（面発光レーザ）、ＶＣＳＥＬが１次元又は２次元に配列されたＶＣＳＥＬアレイ、他のレーザ、ＬＥＤ（発光ダイオード）、複数のＬＥＤが１次元又は２次元に配列されたＬＥＤアレイ、有機ＥＬ素子、複数の有機ＥＬ素子が１次元又は２次元に配列された有機ＥＬアレイなどを用いても良い。複数のＬＤが１次元配列されたＬＤアレイとしては、複数のＬＤが積層されたスタック型のＬＤアレイや複数のＬＤが横に並べられたＬＤアレイが挙げられる。例えば、半導体レーザとして、ＬＤをＶＣＳＥＬに代えれば、アレイ内の発光点の数をより多く設定することができる。
また、ハイパスフィルタとして、上記実施形態で説明したＨＰＦ１に限らず、例えば図１５に示されるオペアンプを用いたＨＰＦ２を用いても良い。
また、上記実施形態では、負帰還回路の後段に設けるフィルタ回路として、ハイパスフィルタを用いているが、低周波をカットするバンドパスフィルタを用いても良い。
また、上記実施形態では、波形処理回路６０は、アンダーシュートを発生させる負帰還回路を有しているが、これに代えて、受光信号にアンダーシュートを発生させる正帰還回路を有していても良い。
また、波形処理回路は、電流電圧変換器及びハイパスフィルタ（ＨＰＦ）の少なくとも１つを有していなくても良い。すなわち、波形処理回路は、信号増幅器（例えば負帰還回路）で構成されても良いし、信号増幅器とハイパスフィルタとで構成されても良い。
また、投光光学系は、カップリングレンズを有していなくても良いし、他のレンズを有していても良い。
また、投光光学系、受光光学系は、反射ミラーを有していなくても良い。すなわち、ＬＤからの光を、光路を折り返さずに回転ミラーに入射させても良い。
また、受光光学系は、受光レンズを有していなくも良いし、他の光学素子（例えば集光ミラー）を有していても良い。
また、偏向器として、回転ミラーに代えて、例えば、ポリゴンミラー（回転多面鏡）、ガルバノミラー、ＭＥＭＳミラー等の他のミラーを用いても良い。
また、同期系は、同期レンズを有していなくも良いし、他の光学素子（例えば集光ミラー）を有していても良い。
また、上記実施形態では、物体検出装置として、走査型レーザレーダが用いられているが、非走査型のレーザレーダを用いても良い。
また、上記実施形態では、物体検出装置が搭載される移動体として自動車を例にとって説明したが、該移動体は、自動車以外の車両、航空機、船舶等であっても良い。
また、以上の説明で用いた具体的な数値、形状などは、一例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能なことは言うまでもない。
以上の説明から明らかなように、上記実施形態のＰＤ出力検出部４４、５６（回路装置）、光検出器４０、物体検出装置１００、センシング装置１０００、移動体装置、光検出方法、物体検出方法は、物体までの距離を測定する所謂Ｔｉｍｅ ｏｆ Ｆｌｉｇｈｔ（ＴＯＦ）法を用いる技術又はＴＯＦ法に用いられる技術であり、移動体におけるセンシングの他、モーションキャプチャ技術、測距計、３次元形状計測技術などの産業分野などで幅広く用いることができる。すなわち、本発明の光検出器４０、回路装置、物体検出装置１００、センシング装置１０００は、必ずしも移動体に搭載されなくても良い。
以下に、発明者が上記実施形態を発案するに至った思考プロセスを説明する。
近年、発光素子と受光素子及び各駆動回路から構成され、発光素子からの発光ビームを測距対象物へ照射して、発光ビームの印加タイミングとその測距対象物からの反射光を受光素子で受光するときの受光タイミングとの時間差や位相遅れを信号処理部にて信号処理して検出することで、対象物までの往復の距離を測定するTime of Flight(TOF)法を用いた測距装置が、車両などのセンシングやモーションキャプチャ技術、測距計などの産業分野などで広く用いられている。
その一例として航空機、車両、船舶などに搭載する用途で広く使用されているレーザレーダがある。レーザレーダとしては様々なものが知られているが、例えば特許文献１〜４に開示されているように、光源から射出されたレーザ光を回転ミラーで走査し、物体で反射もしくは散乱された光を再度回転ミラーを介して光検出器で検出することで、所望の範囲の物体の有無やその物体までの距離を検出できる走査型レーザレーダがある。
このように、レーザ光と、検出器で検出できる検出可能領域の両方を走査する走査型レーザレーダは、検出が必要な部分のみにレーザ光を集中できるので、検出精度や検出距離の点で有利であり、また、検出器で検出可能な領域も最小限にすることができるため、検出器のコスト的にも有利である。ただし、走査型レーザレーダにおいては通常、データの積算ができないため、走査型でないレーザレーダと比較して検知エラーが起こりやすかったり、遠距離で高い検出距離精度を実現することが困難であるという問題がある。
レーザレーダは、他の方式に対しては検出精度の点で有利であるが、例えばレーザレーダを車に載せ、前方の物体の有無やその物体までの距離に応じて車を停止させたり操舵回避させたりする判断をすることを考えた場合、非常に高精度な距離計測精度が必要となるため、距離計測精度は重要である。
ＴＯＦ法による距離計測精度に関して、測距対象物からの反射光を受光素子により受光した時刻の時間計測精度が特に重要である。ＴＯＦ法における時間計測精度と距離計測精度の関係は1ns⇔150mmであり、操舵回避や自律走行を考えた際に要求される距離計測精度は100mmのオーダーであるため、時間計測精度としては数百ピコ秒オーダーの精度が求められる。
また、検知可能距離としては100mオーダーのものが求められており、一般的に100m先の物体から反射されて戻ってくる光の光量は数nW〜数十nW程度である。
以上をまとめると、受光系の応答としては、数nW受光時の時間計測結果のばらつきが数百ピコ秒オーダーであることが求められる。数nW程度の微弱光に対する受光信号は信号強度が小さいため、回路ノイズや外光によるショットノイズ等の影響を受けやすい。
この反射光の受光時刻計測方法のうち最も単純なものとして、閾値電圧を基準に受光信号を検出し、受光信号が閾値を右肩上がりに横切った時刻だけを用いる方法がある。
この受光時刻計測方法を用いた場合に距離計測精度を向上する手段として、特許文献５のように発光パルス信号の立ち上がりを高速化するものがある。しかし、特許文献５では発光パルスの立ち上がりの高速化手段が提案されているだけであるため、検知可能距離と距離計測精度は受光系の応答特性により律速され、特許文献５の発明だけでは測距精度を十分に向上することは難しい。
また、受光信号が閾値を右肩上がりに横切った時刻だけを用いて距離測定を行う場合、光量が変化すると受光信号が閾値を横切る時刻が変化するため、距離測定結果が受光光量に依存するという問題がある。
他に、反射光の受光時刻計測方法として、閾値電圧を基準に受光信号を検出し、受光信号が閾値を右肩上がりに横切った時刻(以下、受光時刻１と記述する)と受光信号が右肩下がりに横切った時刻(以下、受光時刻２と記述する)の両方を用いる方法がある。
この方法を用いると、受光時刻１を用いて算出した距離計測値、受光時刻２の情報をもとに補正をかけることで距離測定結果の光量依存性を大幅に低減することができるが、次のような問題がある。
受光信号が閾値電圧を横切った時刻を計測するに当たって、受光信号が閾値電圧を横切る時の信号の傾きが急峻な(単位時間当たりの電圧の変化量が大きい)ほど時間計測精度が雑音（ノイズ）から受ける影響が小さくなるが、一般にパルスLDを高出力駆動すると立下りが遅くなる傾向にあるため、受光信号も立下りが遅くなる傾向にあり、受光時刻２を高精度に測定することが困難であるという問題がある。
特に受光素子にAPD(アバランシェフォトダイオード)を用いた場合には、受光信号の立下りが遅くなる傾向が顕著である。
特許文献1の図5や特許文献３の図8にあるような、左右対称で立上りも立ち下がりも急峻な釣鐘型の波形を数ns〜数十nsの時間スケールで実現するためには、周波数の帯域として数百MHz程度(例えばFWHM=30nsの釣鐘型パルスであれば帯域300MHz程度、FWHM=10nsの釣鐘型パルスであれば800MHz程度)が必要である。
広い帯域を必要とすることは、
・高価な素子を使う必要があること
・ノイズが増えること
・増幅回路においてゲインを大きくとることが難しくなること
というような問題があり、コストとS/Nの点で著しく不利になる。
そこで、発明者は、受光光量を増やす必要なく低コストで受光時刻２の計測精度を向上し、物体検出装置の距離測定精度を高めることのできる受光信号を得ることを目的として上記実施形態を発案した。
具体的には、波形処理回路によって受光信号にアンダーシュートを誘起することにより、距離測定精度を向上させることのできる受光信号を得ることを実現する。
１０…ＬＤ（発光素子、投光手段の一部）、２０…投光光学系（投光手段の一部）、４０…光検出器、４２…時間計測用ＰＤ（受光素子、光検出器の一部）、４４…ＰＤ出力検出部（光検出器の一部）、４５…時間計測部（距離算出手段の一部）、４６…測定制御部（距離算出手段の一部）、１００…物体検出装置、１０００…センシング装置。
特開２０１１−１２８１１２ 特開２００９−０６３３３９ 特開２０１２−１０７９８４ 特開２００９−０６９００３ 特願２０１４−０４００６３

Claims (22)

  1. 受光素子の出力電流に基づく電圧信号にアンダーシュートを発生させる波形処理回路と、
    前記アンダーシュートが発生した前記電圧信号を、閾値を基準に二値化する二値化回路と、を備え、
    前記波形処理回路は、増幅回路と、該増幅回路の後段に設けられたフィルタ回路と、を含み、
    前記フィルタ回路は、前記電圧信号に前記アンダーシュートが発生してからグラウンドレベルに復帰するまでの時間を前記電圧信号のリンギングの整定時間よりも長くする回路装置。
  2. 前記アンダーシュートが発生した前記電圧信号のリンギング時の最大値は、前記閾値以下であることを特徴とする請求項１に記載の回路装置。
  3. 前記増幅回路は、前記アンダーシュートが発生するように増幅率が設定されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の回路装置。
  4. 前記増幅回路の周波数帯域及び増幅率は、前記アンダーシュートが発生した前記電圧信号のリンギング時の最大値が前記閾値以下となるように設定されていることを特徴とする請求項３に記載の回路装置。
  5. 前記フィルタ回路は、前記アンダーシュートを誘起することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の回路装置。
  6. 前記フィルタ回路は、ハイパスフィルタであることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の回路装置。
  7. 前記フィルタ回路は、前記アンダーシュートが発生した前記電圧信号のリンギング時の最大値が前記閾値以下となるように時定数が設定されていることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の回路装置。
  8. 前記波形処理回路は、前記出力電流を前記電圧信号に変換する電流電圧変換器を更に含むことを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の回路装置。
  9. 請求項１〜８のいずれか一項に記載の回路装置と、
    前記受光素子と、を備える光検出器。
  10. 発光素子を発光させて光を投光する投光手段と、
    前記投光手段から投光され物体で反射された光を前記受光素子で受光する請求項９に記載の光検出器と、
    前記発光素子での発光タイミングと前記受光素子での受光タイミングとに基づいて、前記物体までの距離を算出する距離算出手段と、を備える物体検出装置。
  11. 前記距離算出手段は、前記アンダーシュートが発生した前記電圧信号の立ち上りが前記閾値に一致する第１のタイミングと、該電圧信号の立ち下りが前記閾値に一致する第２のタイミングとに基づいて、前記受光タイミングを求めることを特徴とする請求項１０に記載の物体検出装置。
  12. 前記距離算出手段は、前記第１及び第２のタイミングの中間タイミングを前記受光タイミングとして求めることを特徴とする請求項１１に記載の物体検出装置。
  13. 前記発光素子はパルス発光し、
    前記発光素子から出力される発光パルスの半値全幅が１５０ｎｓ以下であることを特徴とする請求項１０〜１２のいずれか一項に記載の物体検出装置。
  14. 前記発光素子はパルス発光し、
    前記発光素子から出力される発光パルスの立ち上り時間、立ち下り時間をそれぞれＴｒ１、Ｔｆ１とし、前記電圧信号の立ち上り時間、立ち下り時間をそれぞれＴｒ２、Ｔｆ２としたときに、Ｔｆ１／Ｔｒ１＞Ｔｆ２／Ｔｒ２を満たすことを特徴とする請求項１０〜１３のいずれか一項に記載の物体検出装置。
  15. 前記発光素子は、半導体レーザであることを特徴とする請求項１０〜１４のいずれか一項に記載の物体検出装置。
  16. 請求項１０〜１５のいずれか一項に記載の物体検出装置と、
    前記物体検出装置の出力に基づいて、物体の有無、物体の移動方向及び移動速度の少なくとも１つを含む移動情報を求める監視制御装置と、を備えるセンシング装置。
  17. 前記監視制御装置は、前記物体の位置情報及び移動情報の少なくとも一方に基づいて危険の有無を判断することを特徴とする請求項１６に記載のセンシング装置。
  18. 移動体と、
    前記移動体に搭載される請求項１０〜１５のいずれか一項に記載の物体検出装置又は前記移動体に搭載される請求項１６若しくは１７に記載のセンシング装置と、を備える移動体装置。
  19. 受光素子で光を受光する工程と、
    前記受光素子の出力電流を電圧信号に変換する工程と、
    前記電圧信号にアンダーシュートを発生させる工程と、
    前記電圧信号に前記アンダーシュートが発生してからグラウンドレベルに復帰するまでの時間を前記電圧信号のリンギングの整定時間よりも長くする工程と、
    前記アンダーシュートが発生した前記電圧信号を二値化する工程と、
    前記二値化したタイミングに基づいて前記受光素子での受光タイミングを求める工程と、を含む光検出方法。
  20. 発光素子を発光させて光を投光する工程と、
    投光され物体で反射された光を受光素子で受光する工程と、
    前記受光素子の出力電流を電圧信号に変換する工程と、
    前記電圧信号にアンダーシュートを発生させる工程と、
    前記電圧信号に前記アンダーシュートが発生してからグラウンドレベルに復帰するまでの時間を前記電圧信号のリンギングの整定時間よりも長くする工程と、
    前記アンダーシュートが発生した前記電圧信号を二値化する工程と、
    前記二値化したタイミングに基づいて前記受光素子での受光タイミングを求める工程と、
    前記発光素子での発光タイミングと前記受光タイミングとに基づいて、前記物体までの距離を算出する工程と、を含む物体検出方法。
  21. 受光素子と、
    前記受光素子の出力電流に基づく電圧信号にアンダーシュートを発生させる波形処理回路と、
    前記アンダーシュートが発生した前記電圧信号を、閾値を基準に二値化する二値化回路と、を備え、
    前記波形処理回路は、増幅回路と、該増幅回路の後段に設けられたフィルタ回路と、を含み、
    前記フィルタ回路は、前記電圧信号に前記アンダーシュートが発生してからグラウンドレベルに復帰するまでの時間を前記電圧信号のリンギングの整定時間よりも長くする光検出器。
  22. 前記アンダーシュートが発生した前記電圧信号のリンギング時の最大値は、前記閾値以下であることを特徴とする請求項２１に記載の光検出器。
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