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Die Erfindung betrifft einen Sensor und ein Verfahren zur Messung von Entfernungen in einem Erfassungsbereich nach dem Signallaufzeitprinzip gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1 beziehungsweise 14.
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Zahlreiche Sensoren nutzen ein Signallaufzeitprinzip, bei dem das Zeitintervall zwischen Senden und Empfang eines Signals über die Signallaufzeit in eine Entfernung umgerechnet wird. Dabei werden so verschiedene Frequenzbereiche des elektromagnetischen Spektrums ausgenutzt wie Mikrowellen und Licht.
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Bei optoelektronischen Sensoren nach dem Prinzip des Lichtlaufzeitverfahrens wird bei einem Pulslaufzeitverfahren ein kurzer Lichtpuls ausgesendet und die Zeit bis zum Empfang einer Remission oder Reflexion des Lichtpulses gemessen. Alternativ wird bei einem Phasenverfahren Sendelicht amplitudenmoduliert und eine Phasenverschiebung zwischen Sende- und Empfangslicht bestimmt, wobei die Phasenverschiebung ebenfalls ein Maß für die Lichtlaufzeit ist.
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Optoelektronische Entfernungsmessung kann beispielsweise in der Fahrzeugsicherheit, der Logistik- oder Fabrikautomatisierung oder der Sicherheitstechnik benötigt werden. Insbesondere kann ein Entfernungsmesser, der auf einem reflektierten Lichtstrahl basiert, auf eine Entfernungsänderung des Reflektors oder des reflektierenden oder remittierenden Ziels reagieren. Eine besondere Anwendung ist eine Reflexionslichtschranke, bei welcher der Abstand zwischen Lichtsender und Reflektor überwacht wird. Das Lichtlaufzeitverfahren ist auch das Prinzip, nach dem entfernungsmessende Laserscanner arbeiten, deren Fahrstrahl eine Linie oder sogar eine Fläche ausmisst.
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Ein Anwendungsbereich für Mikrowellen ist die Füllstandsmessung. Hierbei wird die Signallaufzeit bis zur Reflexion an einer Grenzfläche des Mediums bestimmt, dessen Füllstand zu messen ist. Dabei werden die abgestrahlten Mikrowellen in einer Sonde geführt (TDR, time domain reflectometry), oder alternativ wie bei einem Radar frei abgestrahlt und von der Grenzfläche reflektiert.
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Soll die Auflösung der Entfernungsmessung eine Genauigkeit im Bereich einiger zehn Millimeter erreichen, so muss die Signallaufzeit in einer Größenordnung von hundert Pikosekunden genau bestimmt werden. Um eine Distanzauflösung von einem Millimeter zu erreichen, müssen sechs Pikosekunden messtechnisch erfasst werden. Ein A/D-Wandler zur Abtastung des analogen Empfangssignals für eine digitale Weiterverarbeitung müsste daher im höheren GHz-Bereich arbeiten, und solche Abtastfrequenzen sind herkömmlich allenfalls mit unverhältnismäßigen Kosten in Form von Silizium-Hochgeschwindigkeitsprozessen (Bipolar, SiGe) oder teuren analogen Wandlerschaltungen realisierbar. Neben den hohen Kosten entstehen dabei meist auch noch hohe Verlustleistungen, hoher Platzbedarf und geringe Anpassungsmöglichkeiten.
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Kostengünstigere Bausteine wie FPGAs (Field Programmable Gate Array) und andere programmierbare digitale Logikbausteine haben demgegenüber typischerweise Arbeitsfrequenzen im Bereich einiger hundert MHz und sind damit um Größenordnungen von der erforderlichen zeitlichen Präzision entfernt.
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Die
DE 10 2004 022 911 A1 schlägt zur Erhöhung der Abtastrate vor, das Empfangssignal über eine Mehrzahl von unterschiedliche Signallaufzeiten bedingenden Signalwege zu führen und diese parallel mit einem Grundtakt abzutasten. Dadurch wird aus dem Grundtakt eine Abtastrate, die um einen Faktor entsprechend der Anzahl von Signalwegen erhöht ist. Außerdem kann die Datenrate des digitalisierten Signals über je eine Seriell-/Parallelwandlung in jedem Abtastpfad heruntergesetzt werden, so dass die Weiterverarbeitung beispielsweise in einem FPGA mit einer anderen Arbeitsgeschwindigkeit erfolgt. Dieses Vorgehen erfordert Aufwand für die Vervielfachung der Signalwege sowie deren Seriell-/Parallelwandler. Außerdem sind zuverlässige gegenseitige Verzögerungen in den Signalwegen nur bis zu einer gewissen Grenze erreichbar. Solche Unschärfen (Jitter) begrenzen die erreichbare effektive Abtastrate.
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Neben der hohen zeitlichen Präzision stellt auch die zuverlässige Bestimmung des Empfangszeitpunkts eine Herausforderung dar. Die Energie eines einzelnen reflektierten Signalpulses reicht außer bei kürzesten Entfernungen und hochreflexiven Zielen für gewöhnlich bei weitem nicht aus, sich signifikant und verlässlich bestimmbar aus dem Rauschhintergrund abzuheben. In entfernungsmessenden Laserscannern beispielsweise wird dieses Problem dadurch gelöst, dass sehr starke Pulse ausgesandt werden. Hierfür sind aber kostentreibende Hochleistungslaser mit zumindest mehreren Watt Ausgangsleistung sowie Avalanche-Photodioden erforderlich. In der
DE 10 2007 013 714 A1 wird deshalb vorgeschlagen, eine Vielzahl von Einzelmessungen in einem Histogramm zu sammeln und gemeinsam auszuwerten. Da die zeitliche Auflösung des Histogramms begrenzt ist, wird zur Erhöhung der Messgenauigkeit nach der
DE 10 2007 013 714 A1 das Messfenster nach Auswertung einer Vielzahl von Histogrammen durch Wahl einer passenden Sendeverzögerung auf einen bestimmten Übergangspunkt geschoben.
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FPGAs der aktuellen Generation bieten eine SERDES-Schnittstelle zur Datenkommunikation. Dabei werden die Daten auf der Senderseite in einen seriellen Bitstrom umgesetzt (SERializer) und auf der Empfangsseite wieder zu Datenworten zusammengesetzt (DESerializer). Ein häufig verwendetes Protokoll ist die 8b/10b-Codierung, die unter anderem die empfangsseitige Taktrückgewinnung (clock recovery) unterstützt. SERDES erreicht gegenwärtig Datenraten von bis zu 28 Gbit/s. Die SERDES-Schnittstelle steht dabei in keinerlei Zusammenhang mit Sensoren oder der Abtastung von nicht nach einem SERDES-Protokoll spezifizierten Signalen.
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Es ist daher Aufgabe der Erfindung, die zeitliche Präzision bei der Entfernungsmessung nach dem Signallaufzeitprinzip auf einfache Weise zu erhöhen.
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Diese Aufgabe wird durch einen Sensor zur Messung von Entfernungen in einem Erfassungsbereich nach dem Signallaufzeitprinzip gemäß Anspruch 1 sowie ein entsprechendes Verfahren gemäß Anspruch 14 gelöst. Dabei geht die Erfindung von dem Grundgedanken aus, anstelle der diversen bekannten Hilfskonstruktionen zur Abtastratenerhöhung eine Direktabtastung des Empfangssignals im GHz-Bereich vorzunehmen. Dazu wird kein teurer zusätzlicher Baustein verwendet, sondern die SERDES-Schnittstelle genutzt, die in FPGAs ohnehin schon verfügbar ist. So wird die SERDES-Schnittstelle vorteilhaft für eine Funktion genutzt, die von ihrem eigentlichen Zweck der Datenkommunikation weit entfernt ist. Die SERDES-Schnittstelle wird sozusagen zwischen Sender und Empfänger aufgeschnitten, und der gesamte Senderanteil wird verworfen. Stattdessen wird dem Empfängeranteil der SERDES-Schnittstelle das Empfangssignal eines Sensors zugeführt.
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Die Erfindung hat den Vorteil, dass praktisch ohne Mehrkosten durch Ausnutzen einer bereits vorhandenen Funktionalität extrem hohe Abtastraten und damit eine hohe zeitliche Präzision erzielt werden. Mit heutigen SERDES-Schnitstellen sind schon Abtastraten von bis zu 28 GHz erreichbar, die also Zeitauflösungen im Bereich einiger zehn Pikosekunden entsprechen. Nach der Deserialisierung wird beispielsweise mit Datenworten von 32 Bit Breite eine Weiterverarbeitung mit einem Takt im niederfrequenteren MHz-Bereich möglich.
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Die Auswertungseinheit ist vorzugsweise auf dem digitalen Baustein der SERDES-Schnittstelle implementiert. Somit wird für die A/D-Wandlung kein zusätzlicher Baustein benötigt. Findet beispielsweise die Auswertung auf einem FPGA mit SERDES-Schnittstelle statt, so wird die hochaufgelöste Direktabtastung praktisch zum Nulltarif erreicht, und ohne die erfindungsgemäße Lehre würde die SERDES-Schnittstelle in einem entfernungsaufgelösten Sensor einfach brachliegen.
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Die SERDES-Schnittstelle weist bevorzugt einen Eingang zur Zuführung eines Referenztaktes auf oder ist dafür ausgebildet, einen eigenen Referenztakt zu generieren, wobei der SERDES-Abtaster dafür ausgebildet ist, das Empfangssignal gemäß dem Referenztakt abzutasten. In ihrer eigentlichen Zweckbestimmung zur Datenübertragung rekonstruiert die SERDES-Schnittstelle den Takt des Senders beziehungsweise des seriellen Datenstroms, indem sie auf die Flanken der Datenbits rastet. Bei der Abtastung eines Empfangssignals eines Sensors soll aber das Zeitverhalten der Abtastung nicht von dem Empfangssignal bestimmt werden, sondern von einem festen Referenztakt („lock to reference clock mode” der SERDES-Schnittstelle), um die zeitliche Lage von Empfangsereignissen messen zu können. Dabei muss nicht notwendig der Referenztakt selbst den Abtasttakt bilden, sondern letzterer kann auch durch geeignete Schaltelemente aus dem Referenztakt abgeleitet werden.
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Bevorzugt ist eine Referenzeinrichtung vorgesehen, welche dafür ausgebildet ist, das Sendesignal dem Empfangssignal zu überlagern, so dass das Empfangssignal selbst den Referenzzeitpunkt enthält. So wird beispielsweise das Sendesignal als Referenzpuls auf das Empfangssignal optisch oder elektrisch addiert. Die Sendeauskopplung, die den tatsächlichen Sendezeitpunkt festlegt, muss dafür möglicherweise verzögert werden, um interne Laufzeiten für die Überlagerung zu kompensieren. Solche internen Laufzeiten können durch Eichung bei Herstellung oder Inbetriebnahme ermittelt werden. Damit wird erreicht, dass der Zeitbezug zwischen dem Referenzsignal und dem Empfangssignal in der Überlagerung korrekt ist, der Referenzzeitpunkt also in der Überlagerung gegenüber dem Empfangszeitpunkt an der richtigen Stelle zu liegen kommt und die Lautzeitmessung nicht durch interne Leitungs- oder Verarbeitungsartefakte verzerrt wird.
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Vorzugsweise ist ein Filter zwischen dem Empfänger und dem digitalen Baustein vorgesehen, um monopolare Pulse des Empfangssignals in bipolare Pulse umzuwandeln.
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Bei pulsbasierter Entfernungsmessung wird die Lagemessung der Empfangspulse durch deren Amplitude verfälscht, gerade wenn die Empfangspulse mit Schwellen bewertet werden. Durch die Filterung wird das Signal von Gleichanteilen befreit, und die zeitliche Lage der Empfangspulse kann anhand eines Nulldurchgangs bestimmt werden, der pegelunabhängig ist.
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Die Auswertungseinheit ist bevorzugt dafür ausgebildet, in jeweils einer Messperiode zu einem jeweiligen Referenzzeitpunkt das Aussenden des Signals auszulösen und über eine Vielzahl von Messperioden ein Histogramm aus den digitalen Signalen der jeweiligen Messperioden zu akkumulieren, um dann aus dem Histogramm den Empfangszeitpunkt zu bestimmen. Durch diesen statistischen Ansatz wird es möglich, Laufzeitmessungen selbst noch bei extrem ungünstigem Signal/Rauschverhältnis von Einzelereignissen durchzuführen. Für einen solchen Histogrammansatz genügt, wenn die Empfangssignale in jeder einzelnen Messperiode nur 1-Bit-wertig vorliegen, die Abtastung also lediglich eine Binarisierung ist. Das wiederum ist genau die Art von digitalem Signal, das die für einen seriellen Bitstrom konzipierte SERDES-Schnittstelle schon ohne jede zusätzliche Maßnahmen liefert.
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Die SERDES-Schnittstelle weist bevorzugt mehrere Kanäle auf, um das Empfangssignal mehrfach parallel oder zeitversetzt abzutasten. Es gibt handelsübliche FPGAs, die mehrere SERDES-Anschlüsse bieten. Diese lassen sich vorteilhaft ausnutzen, um das gleiche Empfangssignal mehrfach abzutasten und dabei weitere Informationen zu gewinnen.
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Vorzugsweise sind in den Kanälen unterschiedliche Abtastschwellen vorgesehen, um einen Mehrbitwandler zu realisieren. Da die SERDES-Schnittstelle originär dazu dient, einen seriellen Bitstrom zu empfangen, ist das abgetastete Empfangssignal in einem einzigen SERDES-Kanal 1-Bit-wertig. Das genügt für manche Auswertungsverfahren, etwa mit dem oben genannten Histogrammansatz. In anderen Fällen möchte man aber eine bessere Amplitudenauflösung des digitalen Signals erzielen. Indem man beispielsweise vier Kanäle mit vier unterschiedlichen Abtastschwellen für die Bitwerte einsetzt, wird auf einfache Weise ein 2-Bit-Wandler realisiert. Durch Einsatz weiterer, eventuell zur Reduktion der benötigten Anzahl baumartig kaskadierter Kanäle kann auch ein Mehrbitwandler mit mehr als 2 Bit Wertebereich realisiert werden.
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Die Kanäle sind bevorzugt zueinander phasenversetzt, insbesondere durch Anlegen phasenversetzter Referenztakte an die Kanäle. Dadurch wird eine weitere Auflösungserhöhung erzielt. Indem beispielsweise je ein Kanal um 0°, 90°, 180° und 270° phasenversetzt abtastet, entsteht effektiv eine Vervierfachung der Abtastrate. Da schon die Grundabtastrate Werte von derzeit bis zu 28 GHz und zukünftig mit Weiterentwicklung der SERDES-Standards noch höhere Werte erreicht, genügt eine sehr kleine Anzahl von zueinander phasenversetzten Kanälen, um eine ausreichende effektive Abtastrate zu erreichen. Wenn nun wiederum nur wenige Phasen benötigt werden, im einfachsten Fall eine Verdoppelung der Abtastrate mit 0° und 180° Phasenversatz schon zu einer Messung im Millimeterbereich ausreicht, relativiert sich das einleitend geschilderte Problem des Jitters, das bei einer Vielzahl von Verzögerungsleitungen beispielsweise gemäß
DE 10 2004 022 911 A1 auftritt. Andererseits kann die Erhöhung der Abtastrate durch mehrere phasenversetzte Kanäle auch dafür genutzt werden, kostengünstigere digitale Bausteine zu verwenden, welche anstelle von 28 GHz und mehr nur einige GHz erreichen.
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Die Auswertungseinheit ist bevorzugt für eine Pegelschätzung ausgebildet, bei der das digitale Empfangssignal in einem Kanal zur Laufzeitbestimmung mit einer ersten Schwelle und in einem weiteren Kanal zur Pegelschätzung mit einer zweiten Schwelle abgetastet wird. Der Empfangspegel ist in sich eine interessante Messgröße, beispielsweise um die Funktionsreserve zu bestimmen. Zudem kann die Pegelinformation genutzt werden, um Korrekturen bei der zeitlichen Lagebestimmung von Empfangspulsen vorzunehmen. Durch die Bewertung mit zwei Schwellen wird insbesondere eine Extrapolation anhand einer erwarteten Signalform und der Zeitpunkte ermöglicht, zu denen die erste Schwelle und die zweite Schwelle überschritten oder unterschritten wird. Daraus lässt sich das Maximum oder das Integral des Empfangspulses schätzen, welches die gesuchte Pegelinformation enthält. Sofern das Empfangssignal ein bipolares Signal ist, anhand dessen Nulldurchgang die zeitliche Lage des Empfangspulses bestimmt wird, kann eine Nullschwelle für die Zeitmessung und eine Schwelle ungleich Null für die Abschätzung des Pegels verwendet werden.
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Die Auswertungseinheit ist bevorzugt dafür ausgebildet, anhand der Pegelinformation festzustellen, wie viele Ereignisse in dem Histogramm für einen ausreichenden Signalabstand gesammelt werden müssen. Ist nämlich der Pegel hoch, so genügen weniger Wiederholungen, damit sich die Empfangspulse aus dem Rauschen herausheben. Im Extremfall kann auf Wiederholungen gänzlich verzichtet und mit Einzelereignissen gearbeitet werden.
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Der Sensor ist vorteilhafterweise als optoelektronischer Sensor, insbesondere als Lichttaster oder tastendes Lichtgitter ausgebildet, wobei das elektromagnetische Signal Licht, der Sender ein Lichtsender und der Empfänger ein Lichtempfänger ist. In einem tastenden Lichtgitter werden mehrere entfernungsmessende Lichttaster als parallele Taststrahlen angeordnet. Im Gegensatz zu einem klassischen Lichtgitter ist dabei nur ein einziger Sender/Empfänger-Stick erforderlich, auf das herkömmlich verwendete Gegenstück mit Reflektoren oder Empfängern kann verzichtet werden. Der erfindungsgemäße kostengünstige Aufbau des Messkerns ermöglicht, auch mehrere Strahlen für ein tastendes Lichtgitter kostengünstig zu erzeugen.
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Besonders bevorzugt ist der Sensor als entfernungsmessender Laserscanner ausgebildet, der eine drehbare Ablenkeinheit aufweist, um das ausgesandte Signal periodisch über einen Abtastbereich abzulenken. Herkömmliche Entfernungsmessungen mit einem statistischen Ansatz sind zu langsam für die Scanbewegungen. Die erfindungsgemäße Lösung mit ihrer genauen Direktmessung aus nur einem Histogramm erfüllt auch die Geschwindigkeitsansprüche eines Laserscanners.
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Als eine Anwendung außerhalb der Optoelektronik ist der Sensor vorteilhafterweise als Füllstandssensor nach dem Radar- oder dem TDR-Prinzip ausgebildet, wobei das elektromagnetische Signal ein Mikrowellensignal, der Sender ein Mikrowellensender und der Empfänger ein Mikrowellenempfänger ist. Derartige Sensoren lassen sich erfindungsgemäß mit Auflösungen im Millimeterbereich herstellen.
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Das erfindungsgemäße Verfahren kann auf ähnliche Weise durch weitere Merkmale ausgestaltet werden und zeigt dabei ähnliche Vorteile. Derartige weitere Merkmale sind beispielhaft, aber nicht abschließend, in den sich an die unabhängigen Ansprüche anschließenden Unteransprüchen beschrieben.
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Die Erfindung wird nachstehend auch hinsichtlich weiterer Vorteile und Merkmale unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung anhand von Ausführungsbeispielen erläutert. Die Figuren der Zeichnung zeigen in:
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1 ein schematisches Blockschaltbild eines Messkerns für die Signalverarbeitung eines erfindungsgemäßen Sensors;
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2 ein schematisches Blockschaltbild einer SERDES-Schnittstelle;
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3 ein schematisches Blockschaltbild eines weiteren Messkerns ähnlich 1 mit mehreren Abtastkanälen;
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4 einen beispielhaften Signalverlauf eines Empfangssignals zur Erläuterung einer Pegelschätzung;
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5 ein schematisches Blockschaltbild eines Messkerns ähnlich 1 mit analoger Vorverarbeitung;
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6 beispielhafte Signalverläufe in verschiedenen Verarbeitungsstufen in dem Messkern gemäß 5 zur Erläuterung einer Histogrammauswertung zur Bestimmung von Signallaufzeiten;
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7 eine schematische Blockdarstellung eines entfernungsmessenden Lichttasters, dem ein erfindungsgemäßer Messkern eingesetzt werden kann;
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8 eine schematische Blockdarstellung eines entfernungsmessenden Laserscanners, dem ein erfindungsgemäßer Messkern eingesetzt werden kann; und
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9 eine schematische Blockdarstellung eines Füllstandssensors, dem ein erfindungsgemäßer Messkern eingesetzt werden kann.
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1 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Messkerns 10 zur Bestimmung einer Entfernung nach einem Signallaufzeitprinzip. Beispiele für Sensoren, in denen der Messkern 10 eingesetzt wird, sind abschließend im Zusammenhang mit den 7–9 aufgeführt. Über einen Sender 12 wird ein elektromagnetisches Signal, etwa ein Lichtpuls oder ein Mikrowellenpuls, ausgesandt und in einem Erfassungsbereich 14 remittiert, beispielsweise an einem Objekt, einem Reflektor oder an der Grenzfläche zweier Medien. Das reflektierte Signal wird in einem Empfänger 16 registriert und steht danach als elektrisches Empfangssignal zur Verfügung.
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Sender 12 und Empfänger 16 werden von einer Auswerteeinheit 18 angesteuert und ausgewertet, die zugleich als Steuerung des Messkerns 10 dient. Die Auswertungseinheit 18 veranlasst den Sender 12, einzelne Pulse zu einem bekannten Zeitpunkt auszusenden, und bestimmt den Empfangszeitpunkt des reflektierten Pulses in dem Empfänger 16. Aus dem Empfangszeitpunkt errechnet sich mit dem bekannten Aussendezeitpunkt die Signallaufzeit, die wiederum über die Signalgeschwindigkeit, in den meisten Anwendungen die Vakuumlichtgeschwindigkeit, der Entfernung des Objekts entspricht, an dem das Signal in dem Erfassungsbereich 14 remittiert wurde. Anstelle eines Pulses können auch andere Signale ausgesandt werden, welche einen messbaren Zeitbezug zwischen Sende- und Empfangssignal haben, beispielsweise Mehrfachpulse oder ein amplitudenmoduliertes Signal für eine phasenbasierte Entfernungsmessung.
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Die Auswertungseinheit 18 ist in der beschriebenen Ausführungsform auf einem FPGA (Field Programmable Gate Array) 20 implementiert. Das FPGA 20 verfügt über eine SERDES-Schnittstelle 22, deren erfindungsgemäße Verwendung zur Direktabtastung im Folgenden weiter erläutert wird. Andere denkbare digitale Bausteine sind Mikroprozessoren, PLD (Programmable Logic Device), ASIC (Application-Specific Integrated Circuit) oder DSP (Digital Signal Processor), soweit diese Bausteine ebenfalls eine SERDES-Schnittstelle bereitstellen.
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Damit die Auswertungseinheit 18 das Empfangssignal digital auswerten kann und dabei Messungen mit einer Präzision im Pikosekundenbereich ausführen kann, muss das Signal hochauflösend digitalisiert werden. Dafür wird erfindungsgemäß die SERDES-Schnittstelle eingesetzt. Deren eigentliche Funktion liegt im Bereich der Kommunikationstechnik (z. B. SDI3G), wo es darum geht, Daten als seriellen Bitdatenstrom zu senden und zu empfangen. Stattdessen wird die SERDES-Schnittstelle 22 von dem Messkern 10 verwendet, um das Empfangssignal direkt mit einer Abtastfrequenz im GHz-Bereich abzutasten.
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Dazu wird ein SERDES-Abtaster 24 der SERDES-Schnittstelle 22 über einen Referenztakt 26 synchronisiert („lock to reference clock”). Auf Basis des Referenztaktes wird das Empfangssignal abgetastet. Anschließend wird der so erhaltene Empfangsbitstrom in einem Deserialisierer 28 zu Datenworten zusammengefasst und in dieser Form in einen Speicher geschrieben. Die Auswertungseinheit 18 kann also direkt auf Datenworte zugreifen und benötigt daher nur einen wesentlich langsameren Arbeitstakt als die Abtastung selbst, nämlich um einen Faktor geringer, welcher der Breite der Datenworte entspricht.
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2 zeigt ein Blockschaltbild der SERDES-Schnittstelle 24. Wie in der gesamten Beschreibung bezeichnen gleiche Bezugszeichen die gleichen oder einander entsprechende Merkmale. Das Eingangssignal, hier das von dem Empfänger 16 kommende Empfangssignal, wird zunächst in einer Vorverarbeitungsstufe 30 geglättet oder anderweitig vorgefiltert. Dieses geglättete Signal wird dann auf zwei Pfade geführt. In dem einen Pfad folgen der SERDES-Abtaster 24 und der Deserialisierer 28, so dass am Ende die das Empfangssignal digital erfassenden Datenworte bereitstehen. Die Abtastrate wird von einer PLL (Phase Locked Loop) 32 im GHz-Takt vorgegeben, die sich auf den externen Referenztakt 26 lockt. Dabei bedeutet extern zunächst nur, dass der Referenztakt 26 nicht Teil der SERDES-Verarbeitungsschleife ist. Der Referenztakt 26 kann also sowohl von dem FPGA 20, einem zusätzlichen Taktgeber der SERDES-Schnittstelle 24 wie tatsächlich gänzlich von außen vorgegeben sein. Mit Hilfe der PLL 32 wird der Referenztakt 26 im geeigneten dreistelligen MHz-Bereich auf die benötigte GHz-Abtastrate skaliert.
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Der andere Pfad enthält einen Kantendetektor 34, ebenfalls einen Demultiplexer 36 und eine Einheit 38 für die Taktrückgewinnung (CDR, clock data recovery). In diesem zweiten Pfad wird über mehrere Feedbackschleifen mit Filtern 40a–b die Abtastung auf die Bits eines eingehenden seriellen Datenstroms gelocked. Ein solcher Filter 40a kann auch zwischen die PLL 32 und den SERDES-Abtaster 24 geschaltet sein.
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Die Funktionalität des zweiten Pfades wird aber von der Direktabtastung des Messkerns 10 gar nicht ausgenutzt und ist deshalb nur mit gestrichelten Linien gezeigt. Die Korrektureinheiten der SERDES-Schnittstelle für die Kommunikationstechnik, insbesondere clock data recovery, 10/8 Bit decoding und möglicherweise auch die Vorverarbeitungsstufe 30 sind vielmehr deaktiviert oder überbrückt (Bypässe). Anders als in der Kommunikationstechnik folgt das Empfangssignal nämlich keinem Protokoll, das feste Annahmen für eine Signalverarbeitung vorgibt. Dementsprechend wird auch nicht versucht, einen sendeseitigen Takt zu rekonstruieren, sondern die Abtastung erfolgt mit dem vorgegebenen Referenztakt 26 oder einem daraus in der PLL 32 abgeleiteten höheren Takt. So werden die abgetasteten Rohdaten möglichst unverfälscht weiterverarbeitet
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3 zeigt eine weitere Ausführungsform des Messkerns 10 in einem Blockschaltbild. Im Unterschied zur 1 sind hier mehrere SERDES-Schnittstellen 22a–d vorgesehen. Selbstverständlich ist eine andere Anzahl als die dargestellten vier SERDES-Schnittstellen 22a–d ebenso denkbar. Durch die Verfügbarkeit mehrerer SERDES-Kanäle können parallel mehrere Abtastungen mit unterschiedlichen Phasen und/oder Schwellen durchgeführt und so zusätzliche Informationen über das Empfangssignal gewonnen werden. In jedem einzelnen SERDES-Kanal ist eine Schwelle gesetzt, welche die logische „0” des Bitstroms von der logischen „1” unterscheidet, so dass bei Einsatz für die Direktabtastung eine Binarisierung mit dieser Schwelle erfolgt. Diese Schwelle kann über die verschiedenen Kanäle variiert werden. Ebenso kann ein unterschiedlicher oder phasenversetzter Referenztakt 26 zugeführt werden oder das Empfangssignal für den jeweiligen SERDES-Kanal um einen gewünschten Phasenversatz verzögert werden, so dass die SERDES-Kanäle untereinander phasenversetzt abtasten.
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Damit lassen sich verschiedene vorteilhafte Ausführungsformen realisieren. Es ist beispielsweise möglich, die effektive Abtastrate weiter zu erhöhen. Zwar stehen kostengünstige FPGAs mit Abtastraten der SERDES-Schnittstelle 22 von einigen GHz zur Verfügung. Um aber teurere Bausteine mit bis zu 28 GHz Abtastrate zu vermeiden oder um die Abtastrate um einen weiteren Faktor zu erhöhen, können Kanäle phasenversetzt betrieben werden. Beispielsweise führen vier Kanäle mit je einer Abtastrate von 3 GHz bei Betrieb mit einer Phase von 0°, 90°, 180° und 270° zu einer effektiven Abtastrate von 12 GHz.
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In einer weiteren Ausführungsform werden die mehreren SERDES-Kanäle dafür genutzt, die Funktion eines A/D-Wandlers anstelle eines Binarisierers, also eines Mehrbitwandlers zu erzielen. Wie oben erläutert, erzeugt ein einzelner SERDES-Kanal lediglich ein 1-Bit-wertiges digitales Signal. Durch geeignete Wahl von Abtastschwellen, beispielsweise durch Anlegen von entsprechenden Referenzspannungen im Arbeitsbereich des Abtastungsschaltungseingangs kann jeweils die optimale Ansteuerung eines Mehrbitwandlers gewährleistet werden. So werden beispielsweise durch vier Kanäle mit vier Schwellen vier unterschiedliche Abtastwerte für das Empfangssignal gewonnen, also ein extrem kostengünstiger Hochgeschwindigkeits-2-Bit-Wandler realisiert. Durch weitere Kanäle werden auch noch feinere Amplidutenauflösungen bei der Abtastung möglich. Dabei kann durch Kaskadierungen die benötigte Anzahl von Kanälen reduziert werden, so dass also diese Anzahl nicht zwingend mit der zweiten Potenz der Bitbreite der Abtastung wächst.
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In einer nochmals anderen Ausführungsform, welche die mehrfachen SERDES-Kanäle ausnutzt, wird der Empfangspegel geschätzt. Das ist in 4 illustriert. Dort ist ein Empfangspuls gezeigt, der aufgrund von Filterungen vor der Abtastung eine bipolare Gestalt hat. In einem solchen bipolaren Signal kann der Empfangszeitpunkt robust aus einem Nulldurchgang des Empfangspulses bestimmt werden, wie weiter unten im Zusammenhang mit den 5 und 6 noch näher erläutert.
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Durch mehrere Schwellen in mehreren SERDES-Kanälen kann die Anstiegszeit des abzutastenden Empfangspulses geschätzt werden. Eine Schwelle wird auf Null gesetzt, um den Empfangszeitpunkt zu finden. Eine oder mehrere weitere Schwellen ist von der Nullposition versetzt. Aus den Zeitpunkten, zu dem die Schwellen über- oder unterschritten werden, kann im Zusammenhang mit einer Erwartung an die Form des Empfangspulses dessen Maximum oder dessen Integral geschätzt werden, welches jeweils ein Maß für die gesuchte Pegelinformation ist. In 4 wird dies nochmals vereinfacht, indem die Abtastpunkte gezählt werden, zu denen der Empfangspuls oberhalb der jeweiligen Schwellen liegt. Das Verhältnis dieser Anzahlen ermöglicht eine Schätzung des gesuchten Integrals oder Maximums, wobei der entsprechende Zusammenhang durch ein Modell errechnet werden kann oder einfach als Funktion oder Tabelle eingelernt wird.
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Häufig ist die Umgebung nicht so ungestört, dass ein einzelner Puls bereits ein ausreichendes Signal/Rauschverhältnis aufweist, um eine zuverlässige Entfernungsmessung zu ermöglichen. Deshalb wird in einer bevorzugten Ausführungsform eine Vielzahl von Sendepulsen ausgesandt und für einen Messwert statistisch ausgewertet.
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5 zeigt einen entsprechenden Messkern 10. Der Messkern 10 hat einen Sendepfad, zu dem neben dem eigentlichen Sender 12 noch eine Treiberschaltung 26 und eine Verzögerungseinrichtung 44 gehört sowie einen Empfangspfad mit dem Empfänger 16, der über einen analogen Vorverarbeiter 46 das Empfangssignal der SERDES-Schnittstelle 22 zuführt.
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Der analoge Vorverarbeiter 46 bildet einen mehrstufigen Verarbeitungspfad. Dieser beginnt mit einem Verstärker 48, etwa einem Transimpedanzverstärker, der das Signal des Empfängers 16 annimmt und verstärkt. Ein nachgeschalteter Filter 50, der beispielsweise ein Bandpassfilter oder ein Differenzierer sein kann, wandelt das unipolare Signal des Pulses in ein bipolares Signal um. Verstärker 48 und Filter 50 können auch in umgekehrte Reihenfolge geschaltet sein. Als nächste Vorverarbeitungsstufe ist ein Begrenzungsverstärker 52 vorgesehen, der die Amplitude so weit verstärkt und anschließend abschneidet, dass das Pulssignal zu einem in die Sättigung getriebenen Rechteckpuls wird. Dieses zweiwertige analoge Signal ähnelt somit einem seriellen Bitstrom bei SERDES-Kommunikation und ist daher besonders geeignet, von der SERDES-Schnittstelle 22 abgetastet zu werden.
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Der Signal- und Auswertungspfad in dem Messkern 10 durch die soeben beschriebenen Komponenten wird nunmehr mit Hilfe von 6 beschrieben. Der Sender 12 erzeugt in jeder Messperiode 100 jeweils einen Puls, der die Bestimmung eines präzisen Zeitpunkts ermöglicht. Als Signalform eignet sich ein Rechteckpuls, es sind aber auch andere Pulse, wie beispielsweise Gausspulse, multimodale Signale beispielsweise zur codierten Zuordnung jedes Signals und auch Stufen denkbar. All diese Signalformen werden im Weiteren nur noch als Puls bezeichnet.
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Der Puls wird in dem Erfassungsbereich 14 remittiert und in dem Empfänger 16 erfasst, dessen Ausgangssignal in dem Verstärker 30 verstärkt wird. Das entstehende verstärkte Signal ist idealisiert dargestellt, unter realistischen Bedingungen wäre der empfangene Puls 102 kein sauberes Rechteck, sondern würde an den Flanken Transienten und insgesamt ein Rauschen zeigen.
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In dem Filter 50 wird der unipolare Empfangspuls 102 zu einem bipolaren Signal 104 umgewandelt. Dies kann mit einem Bandpassfilter geeigneter Filterfrequenz realisiert werden. Neben dem bipolaren Signal 104 sind graue Rechtecke dargestellt, die den Rauschpegel symbolisieren sollen. Der Rauschpegel kann in der Praxis die Amplitude des verstärkten Signals 102 übertreffen. Es ist weiterhin nur eine Sinusschwingung des bipolaren Signals 104 dargestellt. Nachschwingungen, also weitere Sinusperioden mit zunehmend gedämpfter Amplitude, sind der vereinfachten Darstellung halber weggelassen. Selbstverständlich ist auch nicht immer ein reiner Sinus, jedoch eine Kurve mit Maximum und Minimum zu erwarten.
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In dem Begrenzungsverstärker 34 wird das bipolare Signal 104 so weit verstärkt und abgeschnitten, dass es zu einem Rechtecksignal 106 wird und der durch graue Rechtecke dargestellte Rauschpegel in seiner Amplitude über den gesamten Dynamikbereich gedehnt wird.
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Das Rechtecksignal 106 wird in der SERDES-Schnittstelle 22 abgetastet. Die einzelnen Abtastpunkte sind durch Pfeile 108 symbolisiert. Die entstehende Bitfolge wird in der Auswertungseinheit 22 verwendet, um ein Histogramm 110 zu bilden. Dafür ist für jedes von einem Abtastpunkt gebildete Bin ein Akkumulator vorgesehen, der nur bei einem zugehörigen Bitwert „1” heraufgezählt wird.
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Bei idealen, unverrauschten Signalen würde in diesem Histogramm 110 nur dasjenige Bin gefüllt, über dem das Rechtsignal 106 liegt. Der von dem Begrenzungsverstärker 52 angehobene Rauschpegel füllt aber auch die übrigen Bins, und zwar wegen der Zufälligkeit des Rauschens im Erwartungswert etwa in jeder zweiten Messperiode 100. Nach k Messperioden sind somit die Bins im Mittel durch das Rauschen ungefähr mit dem Wert k/2 gefüllt, wobei statistische Schwankungen hinzukommen. Dieser Wert k/2 entspricht aufgrund der Binarisierung dem Signalwert Null.
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Aus diesem Nullsignal erhebt sich nach oben das durch den positiven Teil des bipolaren Signals 104 gebildete Maximum und nach unten das entsprechende Minimum heraus. Der Zeitpunkt des Nulldurchgangs zwischen Maximum und Minimum oder ein späterer Nulldurchgang von Nachschwingungen wird dann von der Auswertungseinheit 18 als Empfangszeitpunkt bestimmt. Dies geschieht direkt, oder der Sendezeitpunkt wird mit Hilfe der Verzögerungseinrichtung 44 so lange verschoben, bis der Nulldurchgang in dem Histogramm 110 an einer gewünschten Stelle liegt, beispielsweise an dessen Rand. Die dafür notwendige Verzögerung ist dann ein Maß für die Signallaufzeit.
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Da die beschriebene statistische Messung des Empfangszeitpunktes das Empfangssignal jeweils zu einem zweiwertigen Signal vorverarbeitet, ist die Direktabtastung in der SERDES-Schnittstelle 22 besonders geeignet.
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Mit Hilfe der im Zusammenhang mit 4 erläuterten Pegelbestimmung kann in einer vorteilhaften Ausführungsform die Statistiktiefe angepasst werden, also die Anzahl von Pulsen, die ein Histogramm 110 zur Bestimmung eines Messwerts bilden. Bei ausreichendem Pegel kann diese Anzahl reduziert werden. Im Idealfall kann auf ein Histogramm 110 ganz verzichtet werden, so dass jedes Einzelereignis einen Messwert liefert. Durch diese Anpassung der Statistiktiefe wird eine anwendungsabhängige Performanceoptimierung ermöglicht.
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Die Signallaufzeitmessung benötigt außer dem Empfangszeitpunkt auch den Sendezeitpunkt als Referenz. Bei einer Abtastung mit hoher Zeitauflösung und geringem Abtastjitter kann aber unter ungünstigen Randbedingungen der präzise Bezug zum Sendezeitpunkt fehlen. Deshalb ist in einer weiteren Ausführungsform vorgesehen, den Sendepuls dem Empfangspuls vor der Auswertung zu überlagern. Dies kann auf elektrischem Weg innerhalb des FPGA 20, aber auch beispielsweise optisch geschehen. Wegen interner Verarbeitungszeiten entsteht eine gewisse Verzögerung, bis das Sendesignal an dem Überlagerungspunkt angekommen ist. Dies kann durch eine Verzögerung der Sendeauskopplung kompensiert werden. Der aus dem Sendezeitpunkt abgeleitete Referenzpuls in dem mit dem Empfangspuls überlagerten auszuwertenden Signal behält durch diese kompensierende Verzögerung seinen korrekten Zeitbezug, so dass die differentielle Zeitauswertung zwischen Empfangszeitpunkt und Referenz unmittelbar die Signallaufzeit ergibt.
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Die 7 bis 9 zeigen nicht abschließend einige Sensoren, in denen der Messkern 10 einsetzbar ist. In 7 ist ein eindimensionaler optoelektronischer Sensor 200 sehr vereinfacht dargestellt, wobei der Sender 12 als Lichtsender und der Empfänger 16 als Lichtempfänger ausgebildet ist. Es kommen unter anderem beliebige Laserlichtquellen als Lichtsender 12 in Frage, beispielsweise Kantenemitter oder VCSELs (Vertical-Cavity Surface-Emitting Laser), und prinzipiell sind auch andere Lichtquellen wie LEDs geeignet, sofern sie zeitlich hinreichend scharfe Signale erzeugen können. Entsprechend kann der Empfänger eine Photodiode 16 sein, wobei auch der Einsatz einer PSD (positionsempfindliche Diode) oder einer Zeile beziehungsweise Matrix von Lichtempfangselementen denkbar ist, wie etwa einem CMOS-Chip, also allgemein jeder Empfänger, der ein Lichtsignal in ein elektrisches Signal umwandeln kann.
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Der Lichtsender 12 verdeckt nur einen kleinen und unerheblichen Anteil des an einem Reflektor oder einem Zielobjekt in dem Erfassungsbereich 14 remittierten oder reflektierten Lichtstrahls, der sich auf seinem Weg aufweitet. Alternativ sind auch andere bekannte optische Lösungen einsetzbar, wie Autokollimation etwa mit einem Strahlteiler und einer gemeinsamen Optik, oder Pupillenteilung, wo zwei getrennte Optiken vorgesehen sind und Lichtsender und Lichtempfänger nebeneinander angeordnet werden.
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Der Sensor 200 kann ein optoelektronischer Taster oder Entfernungsmesser sein. Neben einer eigentlichen Entfernungsmessung, bei der ein Absolutwert für eine Entfernung zu einem Objekt in dem Erfassungsbereich ermittelt wird, ist auch die Überwachung eines eingelernten Abstands, beispielsweise zu einem festen kooperativen Ziel, auf Änderungen des eingelernten Abstands denkbar. Eine weitere Ausführungsform ist eine Reflexionslichtschranke, also eine Lichtschranke mit einem Lichtsender und einem gegenüber angeordneten Reflektor, wobei eine Unterbrechung des dort reflektierten Strahls detektiert wird. Durch die Messung der Entfernung oder der Änderung der Entfernung dieses Reflektors kann überwacht werden, ob der Reflektor noch am erwarteten Ort steht. Alle genannten Sensoren können einen Entfernungswert ausgeben oder anzeigen oder auch als Schalter arbeiten, indem ein Schaltereignis bei Detektion eines Objekts in einer bestimmten Entfernung oder bei Abweichung von einer erwarteten Entfernung ausgelöst wird.
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Mehrere Sensoren 200 können kombiniert werden, um ein tastendes Lichtgitter mit mehreren, meist parallelen Strahlen zu bilden, welches in jedem Strahl Entfernungen misst oder überwacht. Auch mobile Systeme sind denkbar, bei denen der Sensor 200 beweglich montiert ist.
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In 8 ist ein Laserscanner 300 mit dem Messkern 10 dargestellt. Lichtsender 12 und Lichtempfänger 16 ist jeweils eine Optik 54, 56 zugeordnet, wobei derartige Optiken üblicherweise auch bei einem eindimensionalen Sensor 200 gemäß 7 vorgesehen sind. Der Scanstrahl des Lichtsenders 12 wird über eine erste Ablenkeinheit 58 und eine zweite Ablenkeinheit 60 in den Erfassungsbereich 14 gelenkt. Die beispielsweise als Spiegel ausgebildeten Ablenkeinheiten 58, 60 sind drehbar gelagert, so dass der Scanstrahl periodisch über eine Scanebene geführt wird. Dabei ist die drehbare Einheit mit den Ablenkeinheiten 58, 60 mit einem Encoder versehen, so dass die Winkellage stets bekannt ist. Die erste Ablenkeinheit 58 verdeckt nur einen vernachlässigbar kleinen Anteil des reflektierten Scanstrahls, der somit nahezu vollständig nach erneuter Ablenkung an der zweiten Ablenkeinheit 60 auf den Lichtempfänger 16 trifft und in dem Messkern 10 ausgewertet wird, um die Entfernung des Objekts zu bestimmen. Auf diese Weise gewinnt der Laserscanner 300 anhand der Winkellage und der Abstände Entfernungsprofile in seiner Scanebene. Es sind abweichende Aufbauten von Laserscannern bekannt, beispielsweise mit einem drehbaren Spiegelpolygonrad, die von der Erfindung ebenfalls umfasst sind.
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9 zeigt einen Füllstandssensor 400 nach dem TDR-Prinzip mit dem Messkern 10, der die Entfernung zu einer Grenzfläche 62 eines Mediums 64 und damit den Füllstand des Mediums 64 in einem Behälter 66 misst. Der Sender 12 ist hier als Mikrowellensender ausgeführt, dessen Mikrowellenpuls auf einer Sonde 68 zu der Grenzfläche 62 geführt und dort aufgrund der unterschiedlichen Dielektrizitätskonstante des umgebenden Mediums 64 zumindest teilweise reflektiert wird. Entsprechend ist der Empfänger 16 ein Mikrowellenempfänger, und der Empfangszeitpunkt wird in dem Messkern 10 bestimmt. Die Sonde 68 ist in 9 eine Koaxialsonde. Andere Sondenformen, beispielsweise eine Monosonde mit nur einem Leiter sind bekannt. Füllstandsmessungen werden auch nach dem Radarprinzip ohne Führung auf einer Sonde 68 durchgeführt. Alle derartigen Messungen sind von der Erfindung umfasst.
