WO2007007742A1 - モータ駆動装置及びこれを用いた電気機器 - Google Patents

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WO2007007742A1
WO2007007742A1 PCT/JP2006/313749 JP2006313749W WO2007007742A1 WO 2007007742 A1 WO2007007742 A1 WO 2007007742A1 JP 2006313749 W JP2006313749 W JP 2006313749W WO 2007007742 A1 WO2007007742 A1 WO 2007007742A1
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signal
switching element
threshold value
overcurrent protection
drive device
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PCT/JP2006/313749
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Inventor
Daiki Yanagishima
Original Assignee
Rohm Co., Ltd.
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
    • H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
    • H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
    • H02H7/122—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for inverters, i.e. dc/ac converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/02—Providing protection against overload without automatic interruption of supply
    • H02P29/032—Preventing damage to the motor, e.g. setting individual current limits for different drive conditions
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device that performs drive control of a motor and an electric device using the same, and particularly relates to improvement in reliability and safety.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 11-206189
  • Patent Document 2 Japanese Patent Laid-Open No. 05-111144
  • Patent Document 3 Japanese Patent Laid-Open No. 05-111145
  • the motor driving device having the constant current choving function described above can maintain the current flowing through the switching element in the output stage at a predetermined target value, and can also provide the overcurrent protection function described above. If the motor drive device is provided, it is possible to prevent the device from being broken or heated when an overcurrent occurs.
  • the conventional constant current jobbing function While the current flowing through the switching element in the power stage exceeds the predetermined target value, the switching operation of the switching element is continuously performed regardless of whether or not it is an overcurrent caused by an abnormality in the output terminal. It was supposed to be configured to do.
  • the overcurrent protection function cannot exert its function at all, and the jogging operation is continued in the overcurrent state.
  • the switching element in the output stage is designed to withstand breakdown depending only on its breakdown capability, and if the switching element has low breakdown capability, there is a risk that it will be broken due to intermittent overcurrent. there were.
  • the present invention provides a motor driving device capable of achieving both a constant-current jobbing function and an overcurrent protection function and improving its reliability and safety, and uses the same
  • the purpose is to provide electrical equipment.
  • a motor driving device is a motor driving device that controls driving of a motor by turning on and off a switching element of an output stage, and includes the switching element
  • a switching signal generating means for generating a checking signal for checking the ON period of the switching element when the current flowing in the switching element reaches a first threshold; and a second current flowing in the switching element is larger than the first threshold.
  • a blocking signal blocking means for blocking the switching signal when a threshold value is reached; a current flowing through the switching element reaches a third threshold value that is greater than the first threshold value, and the duration thereof reaches a predetermined threshold time.
  • Overcurrent protection means for generating an overcurrent protection signal for off-latching the switching element when reached. Ru as formed (first configuration)
  • the second threshold value and the third threshold value are the same. It is recommended to use a value configuration (second configuration).
  • the motor driving device having the first or second constituent force is configured to generate first and second reference voltages whose voltage levels fluctuate in accordance with currents flowing through the switching elements in different systems.
  • the above-mentioned chobbing signal generation means and the above-mentioned choving signal cut-off means generate and cut off the above-mentioned chobbing signal based on the first reference voltage, while the above-mentioned overcurrent protection means uses the second reference voltage. Therefore, a configuration (third configuration) for generating the overcurrent protection signal is preferable.
  • the motor drive device is a motor drive device that performs drive control of the motor by turning on and off the switching element of the output stage, and the current flowing through the switching element is a first threshold value.
  • a jogging signal generating means for generating a jogging signal for jogging the ON period of the switching element; and a current flowing through the switching element reaches a second threshold value greater than the first threshold value; and Overcurrent protection means for generating an overcurrent protection signal for off-latching the switching element when the duration time reaches a predetermined threshold time; and the switching over the overcurrent protection means;
  • the current flowing through the element is detected to reach a second threshold value that is greater than the first threshold value, the choking signal is cut off.
  • the motor drive device having the fourth constituent force further includes means for generating first and second reference voltages whose voltage levels fluctuate according to the current flowing through the switching element, in different systems.
  • the choving signal generating means generates the chobbing signal based on a first reference voltage, while the overcurrent protection means and the choving signal blocking means are based on a second reference voltage. Then, a configuration (fifth configuration) for generating the overcurrent protection signal and blocking the chobbing signal is adopted.
  • an electrical device is an electrical device comprising a motor and a motor drive device that performs drive control of the motor.
  • Fifth a configuration (sixth configuration) having a motor drive device having any one of the configurations.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of a motor drive device according to the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining a constant current choving operation and an overcurrent protection operation of the motor drive device la.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of the motor drive device according to the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a constant current choving operation and an overcurrent protection operation of the motor drive device lb.
  • FIG. 5 is a diagram showing another configuration example of the overcurrent protection function units 16 and 18.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a third embodiment of the motor drive device according to the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining a constant current choving operation and an overcurrent protection operation of the motor drive device lc.
  • FIG. 1 is a block diagram (partly including a circuit diagram) showing a first embodiment of a motor drive device according to the present invention.
  • the motor drive device la of the present embodiment includes a Hall comparator 11, a mouthpiece unit 12, a pre-driver unit 13, a driver unit 14, a constant-current choving function unit 15, This is a semiconductor integrated circuit device in which the current protection function unit 16 is integrated.
  • the motor drive device la includes a motor 2 to be driven and Hall sensors 3U and 3V attached to coils of each phase (U phase, V phase, W phase) constituting the motor 2, respectively. 3W and a sense resistor Rexl (in this embodiment, about 0.25 [ ⁇ ]) for detecting the drive current il flowing on the ground line side of the driver unit 14 are externally connected.
  • the Hall comparator 11 compares the sine wave-shaped Hall signals (+ Z-) input from the Hall sensors 3U, 3V, and 3W with each other to generate rectangular wave-shaped phase output signals, It is a means for sending out each phase output signal to the logic unit 12.
  • the logic unit 12 controls the overall operation of the device (constant current driving driving control and overcurrent protection described later in addition to constant speed driving control and phase control of the motor 2 based on each phase output signal of the Hall comparator 11). Control). Specifically, the constant speed drive control and phase control of the motor 2 will be described in detail.
  • the pre-drive signals (uh, ul, vh, vl, wh, wl) of each motor phase are generated while performing the feedback control of the motor rotation speed and the motor phase.
  • a pre-drive signal is sent to the pre-driver unit 13.
  • the pre-driver unit 13 performs level shifting and waveform shaping of the pre-drive signals (uh, ul, vh, vl, wh, wl) input from the logic unit 12, thereby driving the drive signals ( UH, UL, VH, VL, WH, WL) is generated and sent to the driver unit 14.
  • the driver unit 14 is a means for driving the motor 2 by turning on and off the H-bridge connected power transistors (P-channel field effect transistors P1 to P3 and N-channel field effect transistors N1 to N3). It is. Transistors P1 to P3 are upper switching elements of the H bridge, and transistors N1 to N3 are lower switching elements of the H bridge.
  • the sources of the transistors P1 to P3 are commonly connected to the power supply line, and the sources of the transistors Nl to N3 are commonly connected to one end of the sense resistor Rexl. The other end of the sense resistor Re xl is connected to the ground line.
  • the drains of the transistors P1 to P3 and the drains of the transistors N1 to N3 are connected for each phase, and the connection node is connected to one end of each phase coil constituting the motor 2.
  • the above power transistors connected to the H-bridge are controlled to open and close according to drive signals (UH, UL, VH, VL, WH, WL) input to the respective gates, and drive the motor 2.
  • a current il flows through the sense resistor Rexl, and a first reference voltage Vrefl whose voltage level varies according to the current il is generated at one end of the sense resistor Rexl.
  • the constant-current jobbing function unit 15 includes comparators 151 and 152, a jobbing signal generation circuit 153, and an AND circuit 154.
  • the output logic of the comparator 151 depends on the level of the first reference voltage Vr efl applied to the non-inverting input terminal (+) and the first threshold voltage Vthl applied to the inverting input terminal (one). Transition. That is, the comparator 151 determines that the first reference voltage Vrefl is higher than the first threshold voltage Vthl. If it is low, it outputs a high level, and if it is low, it outputs a low level. Note that the output signal of the comparator 151 is a signal that indicates whether or not the operation of the chobbing signal generation circuit 153 is possible (that is, whether or not constant current choving driving is necessary).
  • the first threshold voltage Vthl may be appropriately set in consideration of the normal voltage range (0.25 to 0.75 [V]) of the first reference voltage Vrefl.
  • the first threshold voltage Vthl is set to 0.275 [ V] (corresponding to 1.1 [A] when converted as the first threshold value of the current flowing through the switching element of the driver section 14).
  • the throbbing signal generation circuit 153 performs a first thobbling signal (PWM [Pulse Width Modulation] signal) Sa to perform the on-periods of the transistors N1 to N3.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the output logic of the comparator 152 depends on the level of the first reference voltage Vref 1 applied to the inverting input terminal (one) and the second threshold voltage Vth2 applied to the non-inverting input terminal (+). Transition. That is, the comparator 152 outputs a low level if the first reference voltage Vrefl is higher than the second threshold voltage Vth2, and outputs a high level if it is low. Note that the output signal of the comparator 152 is an enable signal Sb for determining permission Z cut-off of the first throbbing signal Sa.
  • the second threshold voltage Vth2 is a voltage level that cannot normally be taken as the first reference voltage Vrefl (that is, there is a risk of overcurrent occurrence, so that the operation of the overcurrent protection function unit 16 is not disturbed).
  • the voltage level should be set to 1.2 [V] (the second threshold value of the current il flowing through the switching element of the driver section 14). ]).
  • the AND circuit 154 is a means for performing a logical product operation of the first job signal Sa and the cutoff signal Sb and sending the output signal to the logic unit 12 as the second job signal Sc. That is, the AND circuit 154 outputs the first jogging signal Sa as it is when the first reference voltage Vrefl is lower than the second threshold voltage Vth2, and outputs the low level without depending on the first jogging signal Sa when it is higher. To do.
  • the overcurrent protection function unit 16 includes N-channel field effect transistors N4 to N6, a sense resistor 161, a comparator 162, and a timer circuit 163.
  • Transistors N4 to N6 are switching elements that are synchronously controlled with transistors N1 to N3.
  • the drains and gates of transistors N4 to N6 are the drains of transistors N1 to N3.
  • the gate are connected to one end of the sense resistor 161 in common.
  • the other end of the sense resistor 161 is connected to the ground line. Therefore, during the ON period of the transistors N4 to N6, the monitor current i2 that exhibits the same behavior as the current il flows through the sense resistor 161.
  • the gate area of the transistors N4 to N6 is 1 / n of the gate area of the transistors N1 to N3 (1/1000 in this embodiment), so the monitor current i2 is also n minutes of the current il. 1 of
  • the sense resistor 161 is a resistance element (in this embodiment, about 10 [ ⁇ ]) through which the monitor current i2 flows, and one end of the sense resistor 161 has a second voltage level that varies according to the monitor current i2.
  • a reference voltage Vref2 is generated.
  • a monitor current i2 of 0.001 to 0.003 [A] (1/1000 of the current il) flows through the sense resistor 161 during the normal drive.
  • the voltage level of the second reference voltage Vref2 usually changes in a voltage range of about 0.01 to 0.03 [V].
  • the output logic of the comparator 162 depends on the level of the second reference voltage Vr ef2 applied to the non-inverting input terminal (+) and the third threshold voltage Vth3 applied to the inverting input terminal (one). Transition. That is, the comparator 162 outputs a high level if the second reference voltage Vref2 is higher than the third threshold voltage Vth3, and outputs a low level if it is lower.
  • the output signal of the comparator 162 serves as a trigger signal Sd that instructs the timer circuit 163 to start counting (that is, the start point of the overcurrent duration).
  • the third threshold voltage Vth3 is set to a voltage level that cannot normally be taken as the second reference voltage Vref2 (that is, a voltage level at which the overcurrent protection operation should be activated).
  • V] (corresponding to 4.8 [A] when converted as the third threshold value of the current il flowing through the switching element of the driver section 14).
  • the timer circuit 163 starts counting the predetermined mask time T by using the trigger signal Sd enable (noise level) as a trigger, and when the enable duration time reaches the above mask time T, It is a means (enable restriction means) that latches the output logic to enable (high level). Note that the output signal of the timer circuit 163 is not the first signal when the overcurrent protection signal Se (trigger signal Sd is maintained in the enabled state for the mask time T to off-latch the switching element of the driver unit 14. As a signal) Sent to part 12.
  • the current il flowing through the switching element of the driver unit 14 is the first threshold value (1.1 in this embodiment).
  • VrefKVthl and Vth2 are obtained, and Vref2 and Vth3 are obtained ((X) in the figure). Accordingly, the first jobbing signal Sa is at a low level, the cut-off signal Sb is at a low level, and the second jobbing signal Sc is maintained at a low level. Since the trigger signal Sd is at a low level, the overcurrent protection signal Se is also maintained at a low level. At this time, in the logic unit 12, in view of the fact that the second jobbing signal Sc and the overcurrent protection signal Se are also at a low level, the constant current jobbing operation and the overcurrent protection operation do not require any deviation. To be judged. As a result, a normal drive signal (UH, UL, VH, VL, WH, WL) force S is supplied to the switching element of the driver unit 14.
  • UH, UL, VH, VL, WH, WL normal drive signal
  • Vthl ⁇ Vrefl ⁇ Vth2 Vth3 ((Y) in the figure). Therefore, while the PWM driving of the first chobbing signal Sa is started, the cut-off signal Sb is continuously maintained at the high level, so that the first chobbing signal Sa is cut off by the AND circuit 154. It is sent to the logic unit 12 as the second shopping signal Sc.
  • the logic unit 12 generates the pre-drive signals (ul, vl, wl) on the lower side of each phase so as to perform the on-periods of the transistors N1 to N3 according to the PWM driving of the second choking signal Sc. I do.
  • the drive signals (UL, VL, WL) driven by PWM are supplied to the transistors N1 to N3, and the normal constant current choving operation is performed. If the current il does not reach the third threshold, Vref2 and Vth3 as described above, so that the trigger signal Sd and the overcurrent protection signal Se are continuously maintained at a low level. Therefore, the logic unit 12 determines that the overcurrent protection operation is not necessary in view of the overcurrent protection signal Se being at the low level.
  • the logic unit 12 recognizes that the overcurrent has occurred in view of the enable of the overcurrent protection signal Se, and stops the driving of the motor 2 so that the pre-drive signal of each phase is stopped. (uh, ul, vh, vl, wh, wl) is generated.
  • drive signals (UH, VH, WH) all set to high level are supplied to the transistors P1 to P3, and drive signals (UL, VL, WH) all set to low level are supplied to the transistors N1 to N3.
  • WL is supplied. Therefore, all the switching elements of the driver unit 14 are off-latched, and the driving of the motor 2 is completely stopped.
  • the overcurrent protection operation is activated. That is, until the mask time T elapses, overcurrent continues to flow into the switching element of the driver unit 14 without performing the constant current choving operation. Therefore, the above mask time T is appropriate so that unnecessary noise can be ignored and erroneous detection of overcurrent can be avoided, and the overcurrent flowing during the counting can be prevented from destroying the switching element. Should be set to a very long length (several hundreds [ns] to several [; zs], in this embodiment, 3 [; zs]).
  • the constant current chobbing operation is not continued in the overcurrent state, so the switching of the driver unit 14 is not performed. Even when a transistor having a low breakdown resistance is used as an element, the breakdown can be effectively prevented.
  • both functions that do not take into account any mutual interference between the constant current chobbing function and the overcurrent protection function are fully exhibited. Reliability and safety can be improved.
  • the second threshold value and the third threshold value set by the second and third threshold voltages Vth2 and Vth3 are set to the same value.
  • the motor drive device la of the present embodiment includes the first and second reference voltages Vrefl whose voltage level varies according to the current il (or the monitor current i2) flowing through the switching element of the driver unit 14.
  • Vref 2 has a means to generate in separate systems, constant current
  • the switching function unit 15 (chobbing signal generation means and the switching signal cut-off means) generates and cuts off the first switching signal Sa based on the first reference voltage Vrefl.
  • the overcurrent protection signal Se is generated based on the reference voltage Vref2.
  • the present invention is applied to a motor drive device that performs drive control of a three-phase full-wave motor has been described as an example.
  • the present invention can be widely applied to motor drive devices that drive other types of motors (DC motors, stepping motors, and the like) that are not limited to this, and electric devices using the same.
  • the power that has been described by taking as an example the configuration that detects the current flowing to the ground line side of the driver unit 14 and realizes the constant current chobbing function and the overcurrent protection function.
  • the configuration of the present invention is not limited to this, and it may be configured to detect the current flowing on the power supply line side of the driver unit 14 and realize the above functions.
  • FIG. 3 is a block diagram (part of which includes a circuit diagram) showing a second embodiment of the motor drive apparatus according to the present invention.
  • the same parts as those in the first embodiment described above are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
  • the motor drive device lb of the present embodiment detects the drive current i3 flowing on the power supply line side of the driver unit 14 and realizes a constant current jobbing function 17 Detects the monitor current i4 of the drive current i3 and realizes the overcurrent protection function And an overcurrent protection function unit 18.
  • a sense resistor Rex2 in the present embodiment, about 0.25 [ ⁇ ] for detecting the drive current i3 flowing on the power supply line side of the driver unit 14 is externally connected to the motor drive device lb. .
  • the sources of the transistors P1 to P3 constituting the driver unit 14 are commonly connected to one end of the sense resistor Rex2.
  • the other end of the sense resistor Rex2 is connected to the power supply line.
  • the sources of the transistors N1 to N3 are commonly connected to the ground line.
  • the drains of the transistors P 1 to P 3 and the drains of the transistors N 1 to N 3 are connected for each phase, and the connection node is connected to one end of each phase coil constituting the motor 2.
  • the above power transistors connected to the H-bridge are controlled to open and close according to drive signals (UH, UL, VH, VL, WH, WL) input to their gates to drive the motor 2.
  • a current i3 flows through the sense resistor Rex2, and a third reference voltage Vref3 whose voltage level varies according to the current i3 is generated at one end of the sense resistor Rex2.
  • the constant current jogging function unit 17 includes comparators 171, 172, a jogging signal generation circuit 173, and an AND circuit 174.
  • the output logic of the comparator 171 depends on the level of the third reference voltage Vref 3 applied to the inverting input terminal ( ⁇ ) and the fourth threshold voltage Vth4 applied to the non-inverting input terminal (+). Transition. That is, the comparator 171 outputs a low level if the third reference voltage Vref3 is higher than the fourth threshold voltage Vth4, and outputs a high level if it is lower. Note that the output signal of the comparator 171 is a signal for instructing whether or not the operation of the chobbing signal generation circuit 173 is possible (that is, whether or not constant current choving driving is necessary).
  • the fourth threshold voltage Vth4 may be set appropriately in consideration of the normal voltage range ((Vcc—O.25) to (Vcc—0.75) [V]) of the third reference voltage Vref3. In this embodiment, it is set to (Vcc—0.275) [V] (corresponding to 1.1 [A] when converted as the first threshold value of the current i3 flowing through the switching element of the driver section 14).
  • the jogging signal generation circuit 173 is a first jogging signal (PWM [Pulse Width Modulation] signal) for jogging the ON period of the transistors P1 to P3. It is a means to generate Sa.
  • the output logic of the comparator 172 depends on the level of the third reference voltage Vr ef3 applied to the non-inverting input terminal (+) and the fifth threshold voltage Vth5 applied to the inverting input terminal (one). Transition. That is, the comparator 172 outputs a high level if the third reference voltage Vref3 is higher than the fifth threshold voltage Vth5, and outputs a low level if it is lower. Note that the output signal of the comparator 172 becomes an enable signal Sb for determining permission Z cut-off of the first throbbing signal Sa.
  • the fifth threshold voltage Vth5 is a voltage level that cannot normally be taken as the third reference voltage Vref3 (i.e., there is a risk of overcurrent occurrence, so that the operation of the overcurrent protection function unit 18 is not disturbed).
  • Vcc—1.2 [V] (If converted as the second threshold value of the current i3 flowing through the switching element of the driver unit 14) 8 Equivalent to [A]).
  • the AND circuit 174 is a means for performing a logical product operation of the first jobbing signal Sa and the cutoff signal Sb and sending the output signal to the logic unit 12 as the second jobbing signal Sc.
  • the AND circuit 174 outputs the first jogging signal Sa as it is when the third reference voltage Vref3 is higher than the fifth threshold voltage Vth5, and outputs a low level without depending on the first jogging signal Sa when it is low. To do.
  • the overcurrent protection function unit 18 includes P-channel field effect transistors P4 to P6, a sense resistor 181, a comparator 182 and a timer circuit 183.
  • Transistors P4 to P6 are switching elements controlled in synchronization with transistors P1 to P3.
  • the drains and gates of the transistors P4 to P6 are connected to the drains and gates of the transistors P1 to P3, respectively, and the sources are commonly connected to one end of the sense resistor 181.
  • the other end of the sense resistor 181 is connected to the power supply line. Therefore, during the ON period of the transistors P4 to P6, the monitor current i4 that exhibits the same behavior as the current i3 is caused to flow through the sense resistor 181.
  • the gate area of the transistors P4 to P6 is 1 / n of the gate area of the transistors P3 to P3 (1/1000 in this embodiment). Therefore, the monitor current i4 is also 1 / n of the current i3.
  • the sense resistor 181 is a resistance element (in this embodiment, about 10 [ ⁇ ]) through which the monitor current i4 flows, and at one end thereof is a fourth element whose voltage level varies according to the monitor current i4.
  • a reference voltage Vref4 is generated.
  • the above-mentioned sense resistor 181 [0.001 to 0.003 [A] (1 of 1000 of current i3) Therefore, the voltage level of the fourth reference voltage Vref4 usually changes in the voltage range of (Vcc-0.01) to (Vcc-0.03) [V].
  • the output logic of the comparator 182 depends on the level of the fourth reference voltage Vref 4 applied to the inverting input terminal ( ⁇ ) and the sixth threshold voltage Vth6 applied to the non-inverting input terminal (+). Transition. That is, the comparator 182 outputs a low level if the fourth reference voltage Vref4 is higher than the sixth threshold voltage Vth6, and outputs a high level if it is lower.
  • the output signal of the comparator 182 becomes a trigger signal Sd that instructs the timer circuit 183 to start counting (that is, the start point of the overcurrent duration).
  • the sixth threshold voltage Vth6 may be appropriately set to a voltage level that cannot normally be taken as the fourth reference voltage Vref4 (that is, the voltage level at which the overcurrent protection operation should be activated). 0.048) [V] (corresponding to 4.8 [A] when converted as the third threshold value of the current i3 flowing through the switching element of the driver section 14).
  • the timer circuit 183 starts counting the predetermined mask time T by using the trigger signal Sd enable (noise level) as a trigger, and when the enable duration time reaches the mask time T described above, It is a means (enable restriction means) that latches the output logic to enable (high level). Note that the output signal of the timer circuit 183 is not the first signal when the overcurrent protection signal Se (trigger signal Sd is maintained in the enabled state for the mask time T to off-latch the switching element of the driver unit 14. Is sent to the logic unit 12 as a single signal).
  • the current i3 flowing through the switching element of the driver unit 14 is the first threshold value (1.1 in this embodiment).
  • the logic unit 12 generates pre-drive signals (uh, vh, wh) on the upper side of each phase so as to check the ON periods of the transistors P1 to P3 according to the PWM driving of the second choking signal Sc. .
  • the drive signals (UH, VH, WH) driven by PWM are supplied to the transistors P1 to P3, and the normal constant current choving operation is performed.
  • Vth6 becomes Vref4, so that the trigger signal Sd and the overcurrent protection signal Se are continuously maintained at the low level. Therefore, the logic unit 12 determines that the overcurrent protection operation is not necessary in view of the overcurrent protection signal Se being at a low level!
  • the trigger circuit S183 starts counting with the trigger signal Sd enabled level) as a trigger, and when the enable duration of the trigger signal Sd reaches the predetermined mask time T, the overcurrent protection signal Se is Latched to enable (high level).
  • the logic unit 12 recognizes that the overcurrent has occurred in view of the enable of the overcurrent protection signal Se, and stops the driving of the motor 2 so that the pre-drive signal of each phase is stopped. (uh, ul, vh, vl, wh, wl) is generated.
  • drive signals (UH, VH, WH) all set to high level are supplied to the transistors P1 to P3, and drive signals (UL, VL, WH) all set to low level are supplied to the transistors N1 to N3.
  • WL is supplied. Therefore, all the switching elements of the driver unit 14 are off-latched, and the driving of the motor 2 is completely stopped.
  • the overcurrent protection operation is activated. That is, until the mask time T elapses, overcurrent continues to flow into the switching element of the driver unit 14 without performing the constant current choving operation. Therefore, the above mask time T is appropriate so that unnecessary noise can be ignored and erroneous detection of overcurrent can be avoided, and the overcurrent flowing during the counting can be prevented from destroying the switching element. Should be set to a very long length (several hundreds [ns] to several [; zs], in this embodiment, 3 [; zs]).
  • the motor drive device lb of the present embodiment is configured so that the current i3 flowing through the switching element of the driver unit 14 reaches the first threshold value (threshold value set by the fourth threshold voltage Vth4).
  • a thresholding voltage Vth5 (threshold set by the threshold voltage Vth5), and a blocking signal blocking means (172, 174) for blocking the first switching signal Sa; a current i3 flowing through the switching element is larger than a first threshold
  • the threshold (threshold set by the sixth threshold voltage Vth6) is reached and its duration
  • An overcurrent protection function unit 18 that generates an overcurrent protection signal Se for off-latching the switching element when a predetermined mask time T is reached.
  • the motor drive device lb of the present embodiment unlike the conventional configuration, the constant current chobbing operation is not continued in the overcurrent state, so the switching of the driver unit 14 is not performed. Even when a transistor having a low breakdown resistance is used as an element, the breakdown can be effectively prevented.
  • the function of the device is fully exhibited without any consideration of the mutual interference between the constant current jogging function and the overcurrent protection function. Reliability and safety can be improved.
  • the second threshold value and the third threshold value set by the fifth and sixth threshold voltages Vth5 and Vth6 are set to the same value. .
  • the stop of the constant current chobbing operation and the start of the overcurrent detection operation that is, the start of counting of the mask time T
  • the stop of the constant current chobbing operation and the start of the overcurrent detection operation are triggered simultaneously. Therefore, it is possible to reduce the mutual interference period between the constant current jobbing function and the overcurrent protection function as much as possible, and to improve the reliability and safety of the device.
  • the motor drive device lb of the present embodiment has the third and fourth reference voltages Vref3 whose voltage level fluctuates according to the current i3 (or the monitor current i4) flowing through the switching element of the driver unit 14.
  • Vref4 is generated by means of separate systems, and the constant current choking function section 17 (the chobbing signal generating means and the chobbing signal cutoff means) has a first chord signal based on the third reference voltage Vref3.
  • the overcurrent protection function unit 18 is configured to generate the overcurrent protection signal Se based on the fourth reference voltage Vref4.
  • the configuration of the present invention is not limited to this configuration.
  • the configuration of implementing the blocking signal blocking function according to the overcurrent detection result (trigger signal Sd) in the overcurrent protection function unit 16 is also possible. Ok.
  • FIG. 6 is a block diagram (partly including a circuit diagram) showing a third embodiment of the motor drive device according to the present invention.
  • the same parts as those in the first embodiment described above are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
  • the constant-current-chobbing function unit 15 is a trigger for the overcurrent protection function unit 16 that is not included in the comparator 152 described above as means for generating the cutoff signal Sb to the NAND circuit 154. It comprises an inverter 155 that inverts the signal Sd.
  • the inverter 155 outputs the low-level cutoff signal Sb when the second reference voltage Vref2 is higher than the third threshold voltage Vth3 and the trigger signal Sd of the overcurrent protection function unit 16 is high level. Conversely, when the second reference voltage Vref2 is lower than the third threshold voltage Vth3 and the trigger signal Sd of the overcurrent protection function unit 16 is at the low level, the high-level cutoff signal Sb is output.
  • the AND circuit 154 is a means for performing a logical AND operation on the first jobbing signal Sa and the cutoff signal Sb and sending the output signal to the logic unit 12 as the second jobbing signal Sc.
  • the AND circuit 154 outputs the first jogging signal Sa as it is when the second reference voltage Vref2 is lower than the third threshold voltage Vth3, and outputs a low level without depending on the first jogging signal Sa when it is higher. To do.
  • the current il flowing through the switching element of the driver unit 14 is the first threshold value (1.1 in this embodiment).
  • the force at which the current il reaches the first threshold value is the third threshold value (4.8 in this embodiment).
  • the drive signals (UL, VL, WL) driven by PMW are supplied to the transistors N1 to N3, and the normal constant current choving operation is performed.
  • the current il does not reach the third threshold value, as described above, since Vref2 becomes Vth3, the trigger signal Sd and the overcurrent protection signal Se are continuously maintained at the low level. Therefore, the logic unit 12 determines that the overcurrent protection operation is not necessary in view of the fact that the overcurrent protection signal Se is at a low level!
  • the trigger signal Sd is changed to the high level.
  • the count of the timer circuit 163 is started with the trigger signal Sd enabled level) as a trigger, and when the enable duration of the trigger signal Sd reaches a predetermined mask time T, the overcurrent protection signal Se is Latched to enable (high level).
  • the logic unit 12 recognizes that the overcurrent has occurred in view of the enable of the overcurrent protection signal Se, and stops the driving of the motor 2 so that the pre-drive signal of each phase is stopped. (uh, ul, vh, vl, wh, wl) is generated.
  • drive signals (UH, VH, WH) all set to high level are supplied to the transistors P1 to P3, and drive signals (UL, VL, WH) all set to low level are supplied to the transistors N1 to N3.
  • WL is supplied. Therefore, all the switching elements of the driver unit 14 are off-latched, and the driving of the motor 2 is completely stopped.
  • the mask time T can be set appropriately so that unnecessary noise can be ignored and erroneous detection of overcurrent can be avoided, and the overcurrent that flows during the count does not cause destruction of the switching element. Should be set to a certain length (several hundreds [ns] to several [; zs], in this embodiment, 3 [; zs]).
  • the motor drive device lc of the present embodiment is configured such that when the current il flowing through the switching element of the driver unit 14 reaches the first threshold value (threshold value set by the first threshold voltage Vthl), A first signal generation means (151, 153) for generating a first jogging signal Sa for performing an on-period of the switching element; a current il flowing through the switching element is greater than a first threshold value !, a third threshold value ( The threshold value set by the third threshold voltage Vth3) and the duration of the threshold voltage reaches a predetermined mask time T.
  • the first threshold value threshold value set by the first threshold voltage Vthl
  • a first signal generation means for generating a first jogging signal Sa for performing an on-period of the switching element
  • a current il flowing through the switching element is greater than a first threshold value !, a third threshold value ( The threshold value set by the third threshold voltage Vth3) and the duration of the threshold voltage reaches a predetermined mask time T.
  • An overcurrent protection function unit 16 for generating an overcurrent protection signal Se for off-latching the switching element; and a third threshold value in which the current flowing through the switching element is larger than the first threshold value in the overcurrent protection function unit 16 (In the third embodiment, when the trigger signal Sd is transitioned to a high level), the choking signal blocking means (155, 154) for blocking the first chobbing signal Sa; Have.
  • the motor drive device lc of the present embodiment has the first and second reference voltages Vrefl whose voltage level varies according to the current il (or the monitor current i2) flowing through the switching element of the driver unit 14.
  • Vref 2 is generated by means of a separate system, and the chobbing signal generating means (151, 153) of the constant current choking function unit 15 is configured to generate the first choking signal Sa based on the first reference voltage Vref 1.
  • the overcurrent protection function unit 16 and the constant current switching function unit 15 have the choking signal blocking means (155, 154) generating the overcurrent protection signal Se based on the second reference voltage Vref2 and the first The signal Sa is cut off.
  • the configuration is such that the second reference voltage Vref2 referenced by the overcurrent protection function unit 16 is generated by the sense resistor 161 inside the device, in the unlikely event that the sense resistor R exl outside the device is poorly contacted or shorted, etc. Even if the first reference voltage Vref 1 cannot be generated normally, the overcurrent protection operation (off-latch operation when an overcurrent occurs) can function normally without any problem. . Therefore, the reliability and safety of the device can be improved.
  • N-channel field effect transistors may be used as the power transistors P1 to P3 constituting the driver unit 14.
  • overcurrent protection function units 16 and 18 may be configured as shown in FIGS. 5 (a) and 5 (b). That is, a code having an offset of several tens [mV] (corresponding to the third threshold Vth3 described above). It is also possible to apply a voltage across the sense resistors 161 and 181 to the comparators 162 and 182 and turn on and off the timer circuits 163 and 183 in accordance with the transition of the output logic.
  • the present invention is a technology useful for improving the reliability and safety of a motor drive device and electrical equipment using the motor drive device, and includes all DC current, stepping motors, three-phase brushless motors, etc. that perform constant current job driving. This is a technique suitable for a motor drive device.

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Abstract

　本発明に係るモータ駆動装置１ａは、ドライバ１４の駆動電流が第１閾値に達したときにチョッピング信号Ｓａを生成するチョッピング信号生成手段（１５１、１５３）と；前記駆動電流が第１閾値よりも大きい第２閾値に達したときにチョッピング信号Ｓａを遮断するチョッピング信号遮断手段（１５２、１５４）と；前記駆動電流が第１閾値よりも大きい第３閾値に達し、かつ、その継続時間が所定の閾値時間に達したときに過電流保護信号Ｓｅを生成する過電流保護手段１６と；を有して成る構成とされている。これにより、定電流チョッピング機能と過電流保護機能とを両立させ、その信頼性並びに安全性を向上することが可能となる。

Description

明 細 書
モータ駆動装置及びこれを用いた電気機器
技術分野
[0001] 本発明は、モータの駆動制御を行うモータ駆動装置、及び、これを用いた電気機器 に関するものであり、特に、その信頼性並びに安全性の向上に関するものである。 背景技術
[0002] 従来より、出力段のスイッチング素子 (パワートランジスタ）に流れる電流を検出し、 これを所定の目標値に維持するように、前記スイッチング素子のオン期間をチヨッピン グする機能 ( 、わゆる定電流チヨッビング機能)を備えたモータ駆動装置が種々開示 •提案されている (特許文献 1を参照)。
[0003] また、従来より、出力端子の異常（出力天絡など）に起因する過電流を検出し、当該 過電流の継続時間が所定の閾値時間に達したときに、前記スイッチング素子をオフ ラッチさせる機能 ( 、わゆる過電流保護機能)を備えたモータ駆動装置も種々開示 · 提案されている (特許文献 2、 3を参照)。
特許文献 1：特開平 11― 206189号公報
特許文献 2：特開平 05 - 111144号公報
特許文献 3：特開平 05 - 111145号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0004] 確かに、上記の定電流チヨッビング機能を備えたモータ駆動装置であれば、出力段 のスイッチング素子に流れる電流を所定の目標値に維持するができ、また、上記の過 電流保護機能を備えたモータ駆動装置であれば、過電流発生時における装置の破 壊や発熱等を防止することが可能である。
[0005] し力しながら、上記の機能を一方だけ搭載するのであれば格別、これらを両方とも 単純にモータ駆動装置に搭載した場合には、前者の定電流チヨッビング機能によつ て、後者の過電流保護機能が図らずも阻害されるおそれがあった。
[0006] 上記の不具合についてより詳細に説明する。従来の定電流チヨッビング機能は、出 力段のスイッチング素子に流れる電流が所定の目標値を上回っている間は、それが 出力端子の異常に起因する過電流である力否かに依ることなぐ継続的にスィッチン グ素子のチヨッビング動作を行う構成とされていた。
[0007] そのため、定電流チヨッビング機能と過電流保護機能との相互干渉を何ら考慮する ことなぐ両方の機能をモータ駆動装置に搭載した場合、実際には継続的な過電流 が発生しているにも関わらず、上記の定電流チヨッビング機能によってその «I続が寸 断され、最悪のケースでは、過電流保護機能にて、 «続的な過電流は発生していな いと誤って判断されるおそれがあった。
[0008] このような状況に陥ると、過電流保護機能はその機能を何ら発揮し得ず、過電流状 態のままでチヨッビング動作が継続されることになる。そのため、出力段のスィッチン グ素子は、その耐破壊実力のみに依存して破壊に耐える形となり、スイッチング素子 の耐破壊実力が小さい場合には、断続的に流れる過電流によってその破壊に至る おそれがあった。
[0009] 本発明は、上記の問題点に鑑み、定電流チヨッビング機能と過電流保護機能とを 両立させ、その信頼性並びに安全性を向上することが可能なモータ駆動装置、及び 、これを用いた電気機器を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0010] 上記の目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置は、出力段のスイツ チング素子をオン zオフさせてモータの駆動制御を行うモータ駆動装置であって、前 記スイッチング素子に流れる電流が第 1閾値に達したときに、該スイッチング素子の オン期間をチヨッビングするためのチヨッビング信号を生成するチヨッビング信号生成 手段と;前記スイッチング素子に流れる電流が第 1閾値よりも大きい第 2閾値に達した ときに、前記チヨッビング信号を遮断するチヨッビング信号遮断手段と;前記スィッチン グ素子に流れる電流が第 1閾値よりも大きい第 3閾値に達し、かつ、その継続時間が 所定の閾値時間に達したときに、前記スイッチング素子をオフラッチするための過電 流保護信号を生成する過電流保護手段と；を有して成る構成 (第 1の構成)として ヽる
[0011] なお、上記第 1の構成力 成るモータ駆動装置において、第 2閾値と第 3閾値は同 値である構成 (第 2の構成）にするとよい。
[0012] また、上記第 1または第 2の構成力も成るモータ駆動装置は、前記スイッチング素子 に流れる電流に応じてその電圧レベルが変動する第 1、第 2参照電圧を各々別系統 で生成する手段を有して成り、前記チヨッビング信号生成手段及び前記チヨッビング 信号遮断手段では、第 1参照電圧に基づいて前記チヨッビング信号の生成及び遮断 を行う一方、前記過電流保護手段では、第 2参照電圧に基づいて前記過電流保護 信号の生成を行う構成 (第 3の構成）にするとよい。
[0013] また、本発明に係るモータ駆動装置は、出力段のスイッチング素子をオン Zオフさ せてモータの駆動制御を行うモータ駆動装置であって、前記スイッチング素子に流 れる電流が第 1閾値に達したときに、該スイッチング素子のオン期間をチヨッビングす るためのチヨッビング信号を生成するチヨッビング信号生成手段と；前記スイッチング 素子に流れる電流が第 1閾値よりも大きい第 2閾値に達し、かつ、その継続時間が所 定の閾値時間に達したときに、前記スイッチング素子をオフラッチするための過電流 保護信号を生成する過電流保護手段と；前記過電流保護手段にお!ヽて、前記スイツ チング素子に流れる電流が第 1閾値よりも大きい第 2閾値に達したと検出されたとき に、前記チヨッビング信号を遮断するチヨッビング信号遮断手段と；を有して成る構成 (第 4の構成）とされている。
[0014] なお、上記第 4の構成力も成るモータ駆動装置において、前記スイッチング素子に 流れる電流に応じてその電圧レベルが変動する第 1、第 2参照電圧を各々別系統で 生成する手段を有して成り、前記チヨッビング信号生成手段は、第 1参照電圧に基づ V、て前記チヨッビング信号の生成を行う一方、前記過電流保護手段並びに前記チヨ ッビング信号遮断手段は、第 2参照電圧に基づ 、て前記過電流保護信号の生成及 び前記チヨッビング信号の遮断を行う構成 (第 5の構成）にするとよ 、。
[0015] また、本発明に係る電気機器は、モータと、前記モータの駆動制御を行うモータ駆 動装置と、を有して成る電気機器であって、前記モータ駆動装置として、上記第 1〜 第 5 、ずれかの構成から成るモータ駆動装置を有して成る構成 (第 6の構成）として 、 る。
発明の効果 [0016] 上記した本発明に係るモータ駆動装置、及び、これを用いた電気機器であれば、 定電流チヨッビング機能と過電流保護機能とを両立させ、延いては、その信頼性並び に安全性を向上することが可能となる。
図面の簡単な説明
[0017] [図 1]は、本発明に係るモータ駆動装置の第 1実施形態を示すブロック図である。
[図 2]は、モータ駆動装置 laの定電流チヨッビング動作及び過電流保護動作を説明 するための図である。
[図 3]は、本発明に係るモータ駆動装置の第 2実施形態を示すブロック図である。
[図 4]は、モータ駆動装置 lbの定電流チヨッビング動作及び過電流保護動作を説明 するための図である。
[図 5]は、過電流保護機能部 16、 18の別構成例を示す図である。
[図 6]は、本発明に係るモータ駆動装置の第 3実施形態を示すブロック図である。
[図 7]は、モータ駆動装置 lcの定電流チヨッビング動作及び過電流保護動作を説明 するための図である。
符号の説明
[0018] la、 lb、 lc モータ駆動装置
2 モータ
3U、 3V、 3W ホーノレセンサ
11 ホールコンパレータ
12 ロジック咅
13 プリドライバ部
14 ドライバ部
15、 17 定電流チヨッビング機能部
151、 171 コンパレータ
152、 172 コンパレータ
153、 173 チヨッビング信号生成回路
154、 174 AND回路
155 インバータ 16、 18 過電流保護機能部
161、 181 センス抵抗
162、 182 コンノ レータ
163、 183 タイマ回路
P1〜P3 Pチャネル電界効果トランジスタ（上側出力）
N1〜N3 Nチャネル電界効果トランジスタ（下側出力）
P4〜P6 Pチャネル電界効果トランジスタ（上側モニタ）
N4〜N6 Nチャネル電界効果トランジスタ（下側モニタ）
Rexl、Rex2 センス抵抗
発明を実施するための最良の形態
[0019] 以下では、三相全波モータの駆動制御を行うモータ駆動装置に本発明を適用した 場合を例示して詳細な説明を行う。
[0020] 図 1は、本発明に係るモータ駆動装置の第 1実施形態を示すブロック図（一部に回 路図を含む)である。
[0021] 本図に示す通り、本実施形態のモータ駆動装置 laは、ホールコンパレータ 11と、口 ジック部 12と、プリドライバ部 13と、ドライバ部 14と、定電流チヨッビング機能部 15と、 過電流保護機能部 16と、を集積化して成る半導体集積回路装置である。なお、モー タ駆動装置 laには、その駆動対象であるモータ 2と、モータ 2を構成する各相（U相、 V相、 W相）のコイルに各々付カ卩されたホールセンサ 3U、 3V、 3Wと、ドライバ部 14 の接地ライン側に流れる駆動電流 ilを検出するためのセンス抵抗 Rexl (本実施形 態では、 0. 25 [ Ω ]程度）と、が外部接続されている。
[0022] ホールコンパレータ 11は、ホールセンサ 3U、 3V、 3Wから各々入力される正弦波 形状の各相ホール信号（ + Z-)を互いに比較して矩形波形状の各相出力信号を 生成し、当該各相出力信号をロジック部 12に送出する手段である。
[0023] ロジック部 12は、装置の全体動作 (ホールコンパレータ 11の各相出力信号に基づ くモータ 2の定速度駆動制御及び位相制御のほか、後述する定電流チヨッビング駆 動制御や過電流保護制御など)を統括制御する手段である。なお、モータ 2の定速 度駆動制御及び位相制御について具体的に述べると、ロジック部 12は、ホールコン パレータ 11の各相出力信号に基づいて、モータ回転速度及びモータ位相のフィード バック制御を行いつつ、モータ各相のプリ駆動信号（uh、 ul、 vh、 vl、 wh、 wl)を生成 し、当該プリ駆動信号をプリドライバ部 13に送出する。
[0024] プリドライバ部 13は、ロジック部 12から入力されるプリ駆動信号 (uh、 ul、 vh、 vl、 w h、 wl)のレベルシフトや波形成形を行うことで、モータ各相の駆動信号 (UH、 UL、 VH、 VL、 WH、 WL)を生成し、これをドライバ部 14に送出する手段である。
[0025] ドライバ部 14は、 Hブリッジ接続されたパワートランジスタ (Pチャネル電界効果トラ ンジスタ P1〜P3、及び、 Nチャネル電界効果トランジスタ N1〜N3)をオン Zオフさ せてモータ 2を駆動する手段である。なお、トランジスタ P1〜P3は、 Hブリッジの上側 スイッチング素子であり、トランジスタ N1〜N3は、 Hブリッジの下側スイッチング素子 である。
[0026] トランジスタ P1〜P3のソースは電源ラインに共通接続されており、トランジスタ Nl〜 N3のソースはセンス抵抗 Rexlの一端に共通接続されている。なお、センス抵抗 Re xlの他端は接地ラインに接続されている。トランジスタ P1〜P3のドレインとトランジス タ N1〜N3のドレインは、各相毎に接続されており、その接続ノードは、モータ 2を構 成する各相コイルの一端に各々接続されて 、る。 Hブリッジ接続された上記のパワー トランジスタは、各々のゲートに入力される駆動信号（UH、 UL、 VH、 VL、 WH、 WL )に応じて開閉制御され、モータ 2を駆動する。このとき、センス抵抗 Rexlには電流 il が流れ、当該センス抵抗 Rexlの一端には、電流 ilに応じてその電圧レベルが変動 する第 1参照電圧 Vreflが生成される。
[0027] なお、本実施形態のモータ駆動装置 laでは、その通常駆動時において、センス抵 抗 Rexlに 1〜3 [A]程度の電流 ilが流れるため、第 1参照電圧 Vreflの電圧レベル は、通常、 0. 25-0. 75 [V]程度の電圧範囲で変遷することになる。
[0028] 定電流チヨッビング機能部 15は、コンパレータ 151、 152と、チヨッビング信号生成 回路 153と、 AND回路 154と、を有して成る。
[0029] コンパレータ 151の出力論理は、非反転入力端（+ )に印加される第 1参照電圧 Vr eflと、反転入力端（一）に印加される第 1閾値電圧 Vthlとの高低に応じて変遷する 。すなわち、コンパレータ 151は、第 1参照電圧 Vreflが第 1閾値電圧 Vthlよりも高 ければハイレベルを出力し、低ければローレベルを出力する。なお、コンパレータ 15 1の出力信号は、チヨッビング信号生成回路 153の動作可否 (すなわち、定電流チヨ ッビング駆動の要否)を指示する信号となる。従って、第 1閾値電圧 Vthlは、第 1参 照電圧 Vreflの通常電圧範囲（0. 25〜0. 75 [V])を考慮して適宜設定すればよく 、本実施形態では、 0. 275 [V] (ドライバ部 14のスイッチング素子に流れる電流 の 第 1閾値として換算すれば、 1. 1 [A]に相当）に設定されている。
[0030] チヨッビング信号生成回路 153は、コンパレータ 151の出力論理がハイレベルであ るときに、トランジスタ N1〜N3のオン期間をチヨッビングするための第 1チヨッビング 信号（PWM [Pulse Width Modulation]信号） Saを生成する手段である。
[0031] コンパレータ 152の出力論理は、反転入力端（一）に印加される第 1参照電圧 Vref 1と、非反転入力端（+ )に印加される第 2閾値電圧 Vth2との高低に応じて変遷する 。すなわち、コンパレータ 152は、第 1参照電圧 Vreflが第 2閾値電圧 Vth2よりも高 ければローレベルを出力し、低ければハイレベルを出力する。なお、コンパレータ 15 2の出力信号は、第 1チヨッビング信号 Saの許可 Z遮断を決定するためのイネ一ブル 信号 Sbとなる。従って、第 2閾値電圧 Vth2は、第 1参照電圧 Vreflとして通常取り得 ない電圧レベル (すなわち、過電流発生のおそれがあるため、過電流保護機能部 16 の動作を阻害しないように、定電流チヨッビング駆動を停止すべき電圧レベル）に適 宜設定すればよぐ本実施形態では 1. 2[V] (ドライバ部 14のスイッチング素子に流 れる電流 ilの第 2閾値として換算すれば 4. 8 [A]に相当）に設定されている。
[0032] AND回路 154は、第 1チヨッビング信号 Saと遮断信号 Sbの論理積演算を行い、そ の出力信号を第 2チヨッビング信号 Scとしてロジック部 12に送出する手段である。す なわち、 AND回路 154は、第 1参照電圧 Vreflが第 2閾値電圧 Vth2よりも低ければ 第 1チヨッビング信号 Saをそのまま出力し、高ければ第 1チヨッビング信号 Saに依るこ となくローレベルを出力する。
[0033] 過電流保護機能部 16は、 Nチャネル電界効果トランジスタ N4〜N6と、センス抵抗 161と、コンパレータ 162と、タイマ回路 163と、を有して成る。
[0034] トランジスタ N4〜N6は、トランジスタ N1〜N3と同期制御されるスイッチング素子で ある。トランジスタ N4〜N6のドレイン及びゲートは、トランジスタ N1〜N3のドレイン 及びゲートに各々接続されており、ソースはセンス抵抗 161の一端に共通接続され ている。なお、センス抵抗 161の他端は接地ラインに接続されている。従って、トラン ジスタ N4〜N6のオン期間には、電流 ilと同様の挙動を示すモニタ電流 i2がセンス 抵抗 161に流されることになる。なお、トランジスタ N4〜N6のゲート面積は、トランジ スタ N1〜N3のゲート面積の n分の 1 (本実施形態では 1000分の 1)とされているた め、モニタ電流 i2も電流 ilの n分の 1となる。
[0035] センス抵抗 161は、モニタ電流 i2が流される抵抗素子 (本実施形態では 10[ Ω ]程 度)であり、その一端には、モニタ電流 i2に応じてその電圧レベルが変動する第 2参 照電圧 Vref2が生成される。なお、本実施形態のモータ駆動装置 laでは、その通常 駆動時において、上記のセンス抵抗 161に 0. 001〜0. 003 [A] (電流 ilの 1000分 の 1)のモニタ電流 i2が流れるため、第 2参照電圧 Vref2の電圧レベルは、通常、 0. 01〜0. 03 [V]程度の電圧範囲で変遷することになる。
[0036] コンパレータ 162の出力論理は、非反転入力端（+ )に印加される第 2参照電圧 Vr ef2と、反転入力端（一）に印加される第 3閾値電圧 Vth3との高低に応じて変遷する 。すなわち、コンパレータ 162は、第 2参照電圧 Vref2が第 3閾値電圧 Vth3よりも高 ければハイレベルを出力し、低ければローレベルを出力する。なお、コンパレータ 16 2の出力信号は、タイマ回路 163のカウント開始 (すなわち過電流継続時間の起点） を指示するトリガ信号 Sdとなる。従って、第 3閾値電圧 Vth3は、第 2参照電圧 Vref2 として通常取り得ない電圧レベル (すなわち、過電流保護動作を発動すべき電圧レ ベル）に適宜設定すればよぐ本実施形態では 0. 048 [V] (ドライバ部 14のスィッチ ング素子に流れる電流 ilの第 3閾値として換算すれば、 4. 8 [A]に相当）に設定され ている。
[0037] タイマ回路 163は、トリガ信号 Sdのィネーブル (ノヽィレベル）をトリガとして所定マス ク時間 Tのカウントを開始し、そのイネ一ブル継続時間が上記のマスク時間 Tに達し たときに、その出力論理をィネーブル (ハイレベル）にラッチする手段 (イネ一ブル制 限手段)である。なお、タイマ回路 163の出力信号は、ドライバ部 14のスイッチング素 子をオフラッチするための過電流保護信号 Se (トリガ信号 Sdがマスク時間 Tに亘つて イネ一ブル状態に維持されたときに初めてイネ一ブルとされる信号）として、ロジック 部 12に送出される。
[0038] 続いて、上記構成から成るモータ駆動装置 laの定電流チヨッビング動作及び過電 流保護動作について、図 2を参照しながら詳細に説明する。
[0039] ドライバ部 14のスイッチング素子に流れる電流 ilが第 1閾値 (本実施形態では 1. 1
[A])に達していない場合、 VrefKVthl, Vth2となり、 Vref2く Vth3となる（図中 (X) )。従って、第 1チヨッビング信号 Saはローレベル、遮断信号 Sbはノ、ィレベルとな り、第 2チヨッビング信号 Scはローレベルに維持される。また、トリガ信号 Sdはローレ ベルとなるため、過電流保護信号 Seもローレベルに維持される。このとき、ロジック部 12では、第 2チヨッビング信号 Sc及び過電流保護信号 Seが 、ずれもローレベルであ ることに鑑み、定電流チヨッビング動作及び過電流保護動作は 、ずれも必要でな 、と 判断される。その結果、ドライバ部 14のスイッチング素子には通常の駆動信号 (UH、 UL、 VH、 VL、 WH、 WL)力 S供給されること〖こなる。
[0040] 一方、電流 ilが上記の第 1閾値には達しているが、第 2、第 3閾値 (本実施形態で はいずれも 4. 8 [A])に達していない場合、 Vthl≤Vrefl <Vth2となり、また、 Vre f2く Vth3となる（図中（Y) )。従って、第 1チヨッビング信号 Saについては、その PW M駆動が開始される一方、遮断信号 Sbについては、引き続きハイレベルに維持され るため、第 1チヨッビング信号 Saは、 AND回路 154で遮断されることなぐ第 2チヨツビ ング信号 Scとしてロジック部 12に送出される。このとき、ロジック部 12は、第 2チヨツビ ング信号 Scの PWM駆動に従い、トランジスタ N1〜N3のオン期間をチヨッビングす るように、各相下側のプレ駆動信号 (ul、 vl、 wl)の生成を行う。その結果、トランジス タ N1〜N3には、 PWM駆動された駆動信号 (UL、 VL、 WL)が供給され、通常の定 電流チヨッビング動作が行われることになる。なお、電流 ilが上記の第 3閾値に達して いない場合、先述したように、 Vref2く Vth3となるため、トリガ信号 Sd及び過電流保 護信号 Seは、引き続きローレベルに維持される。よって、ロジック部 12では、過電流 保護信号 Seがローレベルであることに鑑み、過電流保護動作は必要でないと判断さ れる。
[0041] 次に、電流 ilが上記の第 2、第 3閾値に達した場合、 Vthl, Vth2≤Vreflとなり、 ¥1^3≤¥ £2となる（図中 ））。従って、第 1チヨッビング信号 Saについては、引き 続きその PWM駆動が行われる一方、遮断信号 Sbについては、その論理がハイレべ ルからローレベルに変遷される。そのため、第 1チヨッビング信号 Saは、 AND回路 15 4で遮断され、第 2チヨッビング信号 Scとしてはローレベルがロジック部 12に送出され る。その結果、上記の定電流チヨッビング動作は強制的に停止されて、ドライバ 1部 4 のスイッチング素子には通常の駆動信号（UH、 UL、 VH、 VL、 WH、 WL)が供給さ れること〖こなる。
[0042] 一方、電流 ilが上記の第 3閾値に達した場合、先述したように、 Vth3≤Vref2とな るため、トリガ信号 Sdはハイレベルに変遷される。その結果、トリガ信号 Sdのイネーブ ルレヽィレベル)をトリガとして、タイマ回路 163でのカウントが開始され、トリガ信号 Sd のィネーブル継続時間が所定のマスク時間 Tに達したときに、過電流保護信号 Seが ィネーブル (ハイレベル）にラッチされる。このとき、ロジック部 12は、過電流保護信号 Seのイネ一ブルに鑑みて、過電流が発生していることを認識し、モータ 2の駆動を停 止するように、各相のプレ駆動信号 (uh、 ul、 vh、 vl、 wh、 wl)を生成する。その結果 、トランジスタ P1〜P3には、全てハイレベルとされた駆動信号（UH、 VH、 WH)が供 給され、トランジスタ N1〜N3には、全てローレベルとされた駆動信号（UL、 VL、 WL )が供給される。従って、ドライバ部 14のスイッチング素子は全てオフラッチされ、モ ータ 2の駆動は完全に停止されることになる。
[0043] なお、本実施形態のモータ駆動装置 laでは、ドライバ部 14のスイッチング素子に 流れる電流 ilが上記の第 2、第 3閾値に達して以後、過電流保護動作が発動される までの間、すなわち、上記のマスク時間 Tが経過するまでの間は、定電流チヨッビング 動作が行われることなぐドライバ部 14のスイッチング素子に過電流が流入し続ける。 従って、上記のマスク時間 Tは、不要なノイズを無視して過電流の誤検出を回避する ことができ、かつ、そのカウント中に流入する過電流によってスイッチング素子の破壊 が生じないように、適切な長さ (数百 [ns]〜数 [； z s]程度、本実施形態では 3 [； z s]) に設定すべきである。
[0044] 上記したように、本実施形態のモータ駆動装置 laは、ドライバ部 14のスイッチング 素子に流れる電流 ilが第 1閾値 (第 1閾値電圧 Vthlによって設定される閾値）に達 したときに、該スイッチング素子のオン期間をチヨッビングするための第 1チヨッビング 信号 Saを生成するチヨッビング信号生成手段（151、 153)と;前記スイッチング素子 に流れる電流 ilが第 1閾値よりも大きい第 2閾値 (第 2閾値電圧 Vth2によって設定さ れる閾値）に達したときに、第 1チヨッビング信号 Saを遮断するチヨッビング信号遮断 手段（152、 154)と;前記スイッチング素子に流れる電流 ilが第 1閾値よりも大きい第 3閾値 (第 3閾値電圧 Vth3によって設定される閾値）に達し、かつ、その継続時間が 所定のマスク時間 Tに達したときに、前記スイッチング素子をオフラッチするための過 電流保護信号 Seを生成する過電流保護機能部 16と;を有して成る。
[0045] このような構成とすることにより、ドライバ部 14に継続的な過電流が発生した場合に は、定電流チヨッビング動作を強制的に停止することができるので、当該定電流チヨッ ビング動作によって過電流の継続が寸断されることを回避し、過電流保護機能部 16 での過電流検出動作、延いては、過電流保護動作を支障なく実行することが可能と なる。
[0046] 従って、本実施形態のモータ駆動装置 laであれば、従来の構成と異なり、過電流 状態のままで定電流チヨッビング動作が «I続されることはな 、ので、ドライバ部 14の スイッチング素子として、耐破壊実力の小さいトランジスタを用いた場合でも、その破 壊を効果的に防止することが可能となる。
[0047] すなわち、本実施形態のモータ駆動装置 laであれば、定電流チヨッビング機能と 過電流保護機能との相互干渉を何ら考慮することなぐ両方の機能を十全に発揮さ せて、装置の信頼性並びに安全性を向上することが可能となる。
[0048] なお、本実施形態のモータ駆動装置 laにおいて、第 2、第 3閾値電圧 Vth2、 Vth3 によって各々設定される上記の第 2閾値と第 3閾値とは、互いに同値に設定されてい る。このような設定とすることにより、理想的には、定電流チヨッビング動作の停止と、 過電流検出動作の開始 (すなわち、マスク時間 Tのカウント開始）が同時にトリガされ ること〖こなる。従って、定電流チヨッビング機能と過電流保護機能との相互干渉期間 を極力低減し、装置の信頼性並びに安全性を向上することが可能となる。
[0049] また、本実施形態のモータ駆動装置 laは、ドライバ部 14のスイッチング素子に流れ る電流 il (或いはそのモニタ電流 i2)に応じてその電圧レベルが変動する第 1、第 2 参照電圧 Vrefl、 Vref 2を各々別系統で生成する手段を有して成り、定電流チヨツビ ング機能部 15 (チヨッビング信号生成手段、及び、チヨッビング信号遮断手段)では、 第 1参照電圧 Vreflに基づいて第 1チヨッビング信号 Saの生成及び遮断を行う一方 、過電流保護機能部 16では、第 2参照電圧 Vref2に基づいて過電流保護信号 Seの 生成を行う構成としている。
[0050] このような構成とすることにより、過電流の誤検出に起因する誤動作を防止すること が可能となる。特に、過電流保護機能部 16にて参照される第 2参照電圧 Vref2を装 置内部のセンス抵抗 161で生成する構成であれば、万一、装置外部のセンス抵抗 R exlに接触不良や短絡等が生じ、第 1参照電圧 Vreflを正常に生成することができ ない場合であっても、過電流保護動作 (過電流発生時のオフラッチ動作）については 、何ら支障なく正常に機能させることができる。従って、装置の信頼性並びに安全性 を向上することが可能となる。
[0051] なお、上記の実施形態では、三相全波モータの駆動制御を行うモータ駆動装置に 本発明を適用した場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれ〖こ 限定されるものではなぐ他形式のモータ（DCモータやステッピングモータなど）を駆 動対象とするモータ駆動装置、及び、これを用いた電気機器にも広く適用することが 可能である。
[0052] また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種 々の変更をカ卩えることが可能である。
[0053] 例えば、上記の実施形態では、ドライバ部 14の接地ライン側に流れる電流を検出し 、定電流チヨッビング機能、並びに、過電流保護機能を実現する構成を例に挙げて 説明を行った力 本発明の構成はこれに限定されるものではなぐドライバ部 14の電 源ライン側に流れる電流を検出して、上記各機能を実現する構成としても構わない。
[0054] 図 3は、本発明に係るモータ駆動装置の第 2実施形態を示すブロック図（一部に回 路図を含む)である。なお、先述の第 1実施形態と同様の部分については、同一符号 を付すことで詳細な説明を省略する。
[0055] 本図に示す通り、本実施形態のモータ駆動装置 lbは、ドライバ部 14の電源ライン 側に流れる駆動電流 i3を検出して、定電流チヨッビング機能を実現する定電流チヨッ ビング機能部 17と、駆動電流 i3のモニタ電流 i4を検出して、過電流保護機能を実現 する過電流保護機能部 18と、を有して成る。なお、モータ駆動装置 lbには、ドライバ 部 14の電源ライン側に流れる駆動電流 i3を検出するためのセンス抵抗 Rex2 (本実 施形態では、 0. 25 [ Ω ]程度）が外部接続されている。
[0056] ドライバ部 14を構成するトランジスタ P1〜P3のソースは、センス抵抗 Rex2の一端 に共通接続されている。なお、センス抵抗 Rex2の他端は電源ラインに接続されてい る。トランジスタ N1〜N3のソースは接地ラインに共通接続されている。トランジスタ P 1〜P3のドレインとトランジスタ N1〜N3のドレインは、各相毎に接続されており、その 接続ノードは、モータ 2を構成する各相コイルの一端に各々接続されている。 Hブリツ ジ接続された上記のパワートランジスタは、そのゲートに入力される駆動信号 (UH、 UL、 VH、 VL、 WH、 WL)に応じて開閉制御され、モータ 2を駆動する。このとき、セ ンス抵抗 Rex2には電流 i3が流れ、当該センス抵抗 Rex2の一端には、電流 i3に応じ てその電圧レベルが変動する第 3参照電圧 Vref3が生成される。
[0057] なお、本実施形態のモータ駆動装置 lbでは、その通常駆動時において、センス抵 抗 Rex2に 1〜3 [A]程度の電流 i3が流れるため、第 3参照電圧 Vref3の電圧レベル は、通常、（Vcc— 0. 25)〜（Vcc— 0. 75) [V]程度の電圧範囲で変遷することにな る。
[0058] 定電流チヨッビング機能部 17は、コンパレータ 171、 172と、チヨッビング信号生成 回路 173と、 AND回路 174と、を有して成る。
[0059] コンパレータ 171の出力論理は、反転入力端（―）に印加される第 3参照電圧 Vref 3と、非反転入力端（+ )に印加される第 4閾値電圧 Vth4との高低に応じて変遷する 。すなわち、コンパレータ 171は、第 3参照電圧 Vref3が第 4閾値電圧 Vth4よりも高 ければローレベルを出力し、低ければハイレベルを出力する。なお、コンパレータ 17 1の出力信号は、チヨッビング信号生成回路 173の動作可否 (すなわち、定電流チヨ ッビング駆動の要否）を指示する信号となる。従って、第 4閾値電圧 Vth4については 、第 3参照電圧 Vref3の通常電圧範囲（(Vcc— O. 25)〜(Vcc— 0. 75) [V])を考 慮して適宜設定すればよぐ本実施形態では (Vcc— 0. 275) [V] (ドライバ部 14の スイッチング素子に流れる電流 i3の第 1閾値として換算すれば、 1. 1 [A]に相当）に 設定されている。 [0060] チヨッビング信号生成回路 173は、コンパレータ 171の出力論理がハイレベルであ るときに、トランジスタ P1〜P3のオン期間をチヨッビングするための第 1チヨッビング信 号（PWM[Pulse Width Modulation]信号） Saを生成する手段である。
[0061] コンパレータ 172の出力論理は、非反転入力端（+ )に印加される第 3参照電圧 Vr ef3と、反転入力端（一）に印加される第 5閾値電圧 Vth5との高低に応じて変遷する 。すなわち、コンパレータ 172は、第 3参照電圧 Vref3が第 5閾値電圧 Vth5よりも高 ければハイレベルを出力し、低ければローレベルを出力する。なお、コンパレータ 17 2の出力信号は、第 1チヨッビング信号 Saの許可 Z遮断を決定するためのイネ一ブル 信号 Sbとなる。従って、第 5閾値電圧 Vth5は、第 3参照電圧 Vref3として通常取り得 ない電圧レベル (すなわち、過電流発生のおそれがあるため、過電流保護機能部 18 の動作を阻害しないように、定電流チヨッビング駆動を停止すべき電圧レベル）に適 宜設定すればよぐ本実施形態では (Vcc— 1. 2) [V] (ドライバ部 14のスイッチング 素子に流れる電流 i3の第 2閾値として換算すれば、 4. 8 [A]に相当）に設定されてい る。
[0062] AND回路 174は、第 1チヨッビング信号 Saと遮断信号 Sbの論理積演算を行い、そ の出力信号を第 2チヨッビング信号 Scとしてロジック部 12に送出する手段である。す なわち、 AND回路 174は、第 3参照電圧 Vref3が第 5閾値電圧 Vth5よりも高ければ 第 1チヨッビング信号 Saをそのまま出力し、低ければ第 1チヨッビング信号 Saに依るこ となくローレベルを出力する。
[0063] 過電流保護機能部 18は、 Pチャネル電界効果トランジスタ P4〜P6と、センス抵抗 1 81と、コンパレータ 182と、タイマ回路 183と、を有して成る。
[0064] トランジスタ P4〜P6は、トランジスタ P1〜P3と同期制御されるスイッチング素子で ある。トランジスタ P4〜P6のドレイン及びゲートは、トランジスタ P1〜P3のドレイン及 びゲートに各々接続されており、ソースはセンス抵抗 181の一端に共通接続されてい る。なお、センス抵抗 181の他端は電源ラインに接続されている。従って、トランジス タ P4〜P6のオン期間には、電流 i3と同様の挙動を示すモニタ電流 i4がセンス抵抗 1 81に流されることになる。なお、トランジスタ P4〜P6のゲート面積は、トランジスタお 〜P3のゲート面積の n分の 1 (本実施形態では 1000分の 1)とさ れているため、モニタ電流 i4も電流 i3の n分の 1となる。
[0065] センス抵抗 181は、モニタ電流 i4が流される抵抗素子 (本実施形態では 10[ Ω ]程 度)であり、その一端には、モニタ電流 i4に応じてその電圧レベルが変動する第 4参 照電圧 Vref4が生成される。なお、本実施形態のモータ駆動装置 lbでは、その通常 馬区動時【こお ヽて、上記のセンス抵抗 181【こ 0. 001〜0. 003 [A] (電流 i3の 1000分 の 1)のモニタ電流 i4が流れるため、第 4参照電圧 Vref4の電圧レベルは、通常、（V cc-0. 01)〜（Vcc— 0. 03) [V]の電圧範囲で変遷することになる。
[0066] コンパレータ 182の出力論理は、反転入力端（―）に印加される第 4参照電圧 Vref 4と、非反転入力端（+ )に印加される第 6閾値電圧 Vth6との高低に応じて変遷する 。すなわち、コンパレータ 182は、第 4参照電圧 Vref4が第 6閾値電圧 Vth6よりも高 ければローレベルを出力し、低ければハイレベルを出力する。なお、コンパレータ 18 2の出力信号は、タイマ回路 183のカウント開始 (すなわち過電流継続時間の起点） を指示するトリガ信号 Sdとなる。従って、第 6閾値電圧 Vth6は、第 4参照電圧 Vref4 として通常取り得ない電圧レベル (すなわち、過電流保護動作を発動すべき電圧レ ベル）に適宜設定すればよぐ本実施形態では、 (Vcc-0. 048) [V] (ドライバ部 14 のスイッチング素子に流れる電流 i3の第 3閾値として換算すれば、 4. 8 [A]に相当） に設定されている。
[0067] タイマ回路 183は、トリガ信号 Sdのィネーブル（ノヽィレベル）をトリガとして所定マス ク時間 Tのカウントを開始し、そのイネ一ブル継続時間が上記のマスク時間 Tに達し たときに、その出力論理をィネーブル (ハイレベル）にラッチする手段 (イネ一ブル制 限手段)である。なお、タイマ回路 183の出力信号は、ドライバ部 14のスイッチング素 子をオフラッチするための過電流保護信号 Se (トリガ信号 Sdがマスク時間 Tに亘つて イネ一ブル状態に維持されたときに初めてイネ一ブルとされる信号）として、ロジック 部 12に送出される。
[0068] 続いて、上記構成から成るモータ駆動装置 lbの定電流チヨッビング動作及び過電 流保護動作について、図 4を参照しながら詳細に説明する。
[0069] ドライバ部 14のスイッチング素子に流れる電流 i3が第 1閾値 (本実施形態では 1. 1
[A])に達していない場合、 Vth4, Vth5く Vref3となり、 Vth6く Vref4となる（図中 (X) )。従って、第 1チヨッビング信号 Saはローレベル、遮断信号 Sbはノ、ィレベルとな り、第 2チヨッビング信号 Scはローレベルに維持される。また、トリガ信号 Sdはローレ ベルとなるため、過電流保護信号 Seもローレベルに維持される。このとき、ロジック部 12では、第 2チヨッビング信号 Sc及び過電流保護信号 Seが 、ずれもローレベルであ ることに鑑み、定電流チヨッビング動作及び過電流保護動作は 、ずれも必要でな 、と 判断される。その結果、ドライバ部 14のスイッチング素子には通常の駆動信号 (UH、 UL、 VH、 VL、 WH、 WL)力 S供給されること〖こなる。
[0070] 一方、電流 i3が上記の第 1閾値には達しているが、第 2、第 3閾値 (本実施形態で はいずれも 4. 8 [A])に達していない場合、 Vth5≤Vref3く Vth4となり、また、 Vth 6く Vref4となる（図中（Y) )。従って、第 1チヨッビング信号 Saについては、その PW M駆動が開始される一方、遮断信号 Sbについては、引き続きハイレベルに維持され るため、第 1チヨッビング信号 Saは、 AND回路 174で遮断されることなぐ第 2チヨツビ ング信号 Scとしてロジック部 12に送出される。このとき、ロジック部 12は、第 2チヨツビ ング信号 Scの PWM駆動に従い、トランジスタ P1〜P3のオン期間をチヨッビングする ように、各相上側のプレ駆動信号 (uh、 vh、 wh)の生成を行う。その結果、トランジス タ P1〜P3には、 PWM駆動された駆動信号（UH、 VH、 WH)が供給され、通常の 定電流チヨッビング動作が行われることになる。なお、電流 i3が上記の第 3閾値に達 していない場合、先述したように、 Vth6く Vref4となるため、トリガ信号 Sd及び過電 流保護信号 Seは、引き続きローレベルに維持される。よって、ロジック部 12では、過 電流保護信号 Seがローレベルであることに鑑み、過電流保護動作は必要でな!、と判 断される。
[0071] 次に、電流 i3が上記の第 2、第 3閾値に達した場合、 Vref3≤Vth4, Vth5となり、 Vref4≤Vth6となる（図中（Z) )。従って、第 1チヨッビング信号 Saについては、引き 続きその PWM駆動が行われる一方、遮断信号 Sbについては、その論理がハイレべ ルからローレベルに変遷される。そのため、第 1チヨッビング信号 Saは、 AND回路 17 4で遮断され、第 2チヨッビング信号 Scとしてはローレベルがロジック部 12に送出され る。その結果、上記の定電流チヨッビング動作は強制的に停止されて、ドライバ部 14 のスイッチング素子には通常の駆動信号（UH、 UL、 VH、 VL、 WH、 WL)が供給さ れること〖こなる。
[0072] 一方、電流 i3が上記の第 3閾値に達した場合、先述したように、 Vref4≤Vth6とな るため、トリガ信号 Sdはハイレベルに変遷される。その結果、トリガ信号 Sdのイネーブ ルレヽィレベル)をトリガとして、タイマ回路 183でのカウントが開始され、トリガ信号 Sd のィネーブル継続時間が所定のマスク時間 Tに達したときに、過電流保護信号 Seが ィネーブル (ハイレベル）にラッチされる。このとき、ロジック部 12は、過電流保護信号 Seのイネ一ブルに鑑みて、過電流が発生していることを認識し、モータ 2の駆動を停 止するように、各相のプレ駆動信号 (uh、 ul、 vh、 vl、 wh、 wl)を生成する。その結果 、トランジスタ P1〜P3には、全てハイレベルとされた駆動信号（UH、 VH、 WH)が供 給され、トランジスタ N1〜N3には、全てローレベルとされた駆動信号（UL、 VL、 WL )が供給される。従って、ドライバ部 14のスイッチング素子は全てオフラッチされ、モ ータ 2の駆動は完全に停止されることになる。
[0073] なお、本実施形態のモータ駆動装置 lbでは、ドライバ部 14のスイッチング素子に 流れる電流 i3が上記の第 2、第 3閾値に達して以後、過電流保護動作が発動される までの間、すなわち、上記のマスク時間 Tが経過するまでの間は、定電流チヨッビング 動作が行われることなぐドライバ部 14のスイッチング素子に過電流が流入し続ける。 従って、上記のマスク時間 Tは、不要なノイズを無視して過電流の誤検出を回避する ことができ、かつ、そのカウント中に流入する過電流によってスイッチング素子の破壊 が生じないように、適切な長さ (数百 [ns]〜数 [； z s]程度、本実施形態では 3 [； z s]) に設定すべきである。
[0074] 上記したように、本実施形態のモータ駆動装置 lbは、ドライバ部 14のスイッチング 素子に流れる電流 i3が第 1閾値 (第 4閾値電圧 Vth4によって設定される閾値）に達 したときに、該スイッチング素子のオン期間をチヨッビングするための第 1チヨッビング 信号 Saを生成するチヨッビング信号生成手段（171、 173)と;前記スイッチング素子 に流れる電流 i3が第 1閾値よりも大きい第 2閾値 (第 5閾値電圧 Vth5によって設定さ れる閾値）に達したときに、第 1チヨッビング信号 Saを遮断するチヨッビング信号遮断 手段（172、 174)と;前記スイッチング素子に流れる電流 i3が第 1閾値よりも大きい第 3閾値 (第 6閾値電圧 Vth6によって設定される閾値）に達し、かつ、その継続時間が 所定のマスク時間 Tに達したときに、前記スイッチング素子をオフラッチするための過 電流保護信号 Seを生成する過電流保護機能部 18と;を有して成る。
[0075] このような構成とすることにより、ドライバ部 14に継続的な過電流が発生した場合に は、定電流チヨッビング動作を強制的に停止することができるので、当該定電流チヨッ ビング動作によって過電流の継続が寸断されることを回避し、過電流保護機能部 18 での過電流検出動作、延いては、過電流保護動作を支障なく実行することが可能と なる。
[0076] 従って、本実施形態のモータ駆動装置 lbであれば、従来の構成と異なり、過電流 状態のままで定電流チヨッビング動作が «I続されることはな 、ので、ドライバ部 14の スイッチング素子として、耐破壊実力の小さいトランジスタを用いた場合でも、その破 壊を効果的に防止することが可能となる。
[0077] すなわち、本実施形態のモータ駆動装置 lbであれば、定電流チヨッビング機能と 過電流保護機能との相互干渉を何ら考慮することなぐ両方の機能を十全に発揮さ せて、装置の信頼性並びに安全性を向上することが可能となる。
[0078] なお、本実施形態のモータ駆動装置 lbにおいて、第 5、第 6閾値電圧 Vth5、 Vth 6によって各々設定される上記の第 2閾値と第 3閾値とは、互いに同値に設定されて いる。このような設定とすることにより、理想的には、定電流チヨッビング動作の停止と 、過電流検出動作の開始 (すなわち、マスク時間 Tのカウント開始）が同時にトリガさ れることになる。従って、定電流チヨッビング機能と過電流保護機能との相互干渉期 間を極力低減し、装置の信頼性並びに安全性を向上することが可能となる。
[0079] また、本実施形態のモータ駆動装置 lbは、ドライバ部 14のスイッチング素子に流れ る電流 i3 (或いはそのモニタ電流 i4)に応じてその電圧レベルが変動する第 3、第 4 参照電圧 Vref3、 Vref4を各々別系統で生成する手段を有して成り、定電流チヨツビ ング機能部 17 (チヨッビング信号生成手段、及び、チヨッビング信号遮断手段)では、 第 3参照電圧 Vref3に基づいて第 1チヨッビング信号 Saの生成及び遮断を行う一方 、過電流保護機能部 18では、第 4参照電圧 Vref4に基づいて過電流保護信号 Seの 生成を行う構成としている。
[0080] このような構成とすることにより、過電流の誤検出に起因する誤動作を防止すること が可能となる。特に、過電流保護機能部 18にて参照される第 4参照電圧 Vref4を装 置内部のセンス抵抗 181で生成する構成であれば、万一、装置外部のセンス抵抗 R ex2に接触不良や短絡等が生じ、第 3参照電圧 Vref 3を正常に生成することができ ない場合であっても、過電流保護動作 (過電流発生時のオフラッチ動作）については 、何ら支障なく正常に機能させることができる。従って、装置の信頼性並びに安全性 を向上することが可能となる。
[0081] また、上記の第 1実施形態では、第 1参照電圧 Vreflと第 2閾値電圧 Vth2とを比較 するコンパレータ 152を用いて、第 1チヨッビング信号 Saの遮断制御を行う構成を例 に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなぐ過電流 保護機能部 16での過電流検出結果 (トリガ信号 Sd)に応じて、チヨッビング信号遮断 機能を実現する構成としても構わな 、。
[0082] 図 6は、本発明に係るモータ駆動装置の第 3実施形態を示すブロック図（一部に回 路図を含む)である。なお、先述の第 1実施形態と同様の部分については、同一符号 を付すことで詳細な説明を省略する。
[0083] 本実施形態のモータ駆動装置 lcにおいて、定電流チヨッビング機能部 15は、 AN D回路 154への遮断信号 Sbを生成する手段として、先述したコンパレータ 152では なぐ過電流保護機能部 16のトリガ信号 Sdを反転するインバータ 155を有して成る。
[0084] すなわち、インバータ 155は、第 2参照電圧 Vref2が第 3閾値電圧 Vth3よりも高ぐ 過電流保護機能部 16のトリガ信号 Sdがハイレベルであるときには、ローレベルの遮 断信号 Sbを出力し、それとは逆に、第 2参照電圧 Vref2が第 3閾値電圧 Vth3よりも 低ぐ過電流保護機能部 16のトリガ信号 Sdがローレベルであるときには、ハイレベル の遮断信号 Sbを出力する。
[0085] AND回路 154は、第 1チヨッビング信号 Saと遮断信号 Sbの論理積演算を行い、そ の出力信号を第 2チヨッビング信号 Scとしてロジック部 12に送出する手段である。す なわち、 AND回路 154は、第 2参照電圧 Vref2が第 3閾値電圧 Vth3よりも低ければ 第 1チヨッビング信号 Saをそのまま出力し、高ければ第 1チヨッビング信号 Saに依るこ となくローレベルを出力する。
[0086] 続いて、上記構成から成るモータ駆動装置 lcの定電流チヨッビング動作及び過電 流保護動作について、図 7を参照しながら詳細に説明する。
[0087] ドライバ部 14のスイッチング素子に流れる電流 ilが第 1閾値 (本実施形態では 1. 1
[A] )に達して!/、な!/、場合、 Vref 1 < Vthlとなり、 Vref 2 < Vth3となる（図中（X) )。 従って、第 1チヨッビング信号 Sa及びトリガ信号 Sdは、いずれもローレベルとなり、遮 断信号 Sbはハイレベルとなるので、第 2チヨッビング信号 Sc及び過電流保護信号 Se は、いずれもローレベルに維持される。このとき、ロジック部 12では、第 2チヨッビング 信号 Sc及び過電流保護信号 Seがいずれもローレベルであることに鑑み、定電流チヨ ッビング動作及び過電流保護動作はいずれも必要でないと判断される。その結果、ド ライバ部 14のスイッチング素子には通常の駆動信号（UH、 UL、 VH、 VL、 WH、 W L)力供給されること〖こなる。
[0088] 一方、電流 ilが上記の第 1閾値には達している力 第 3閾値 (本実施形態では 4. 8
[A])に達して!/ヽな 、場合、 Vthl≤ Vref 1となり、また、 Vref 2く Vth3となる（図中（ Y) ) o従って、第 1チヨッビング信号 Saについては、その PWM駆動が開始される一 方、遮断信号 Sbについては、引き続きハイレベルに維持されるため、第 1チヨッピン グ信号 Saは、 AND回路 154で遮断されることなぐ第 2チヨッビング信号 Scとして口 ジック部 12に送出される。このとき、ロジック部 12は、第 2チヨッビング信号 Scの PW M駆動に従い、トランジスタ N1〜N3のオン期間をチヨッビングするように、各相下側 のプレ駆動信号（ul、 vl、 wl)の生成を行う。その結果、トランジスタ N1〜N3には、 P WM駆動された駆動信号 (UL、 VL、 WL)が供給され、通常の定電流チヨッビング動 作が行われることになる。なお、電流 ilが上記の第 3閾値に達していない場合、先述 したように、 Vref2く Vth3となるため、トリガ信号 Sd及び過電流保護信号 Seは、引き 続きローレベルに維持される。よって、ロジック部 12では、過電流保護信号 Seがロー レベルであることに鑑み、過電流保護動作は必要でな!、と判断される。
[0089] 次に、電流 ilが上記の第 3閾値に達した場合、 Vthl≤ Vref 1となり、 Vth3≤Vref 2となる（図中（Z) )。従って、第 1チヨッビング信号 Saについては、引き続きその PW M駆動が行われる一方、遮断信号 Sbについては、トリガ信号 Sdのハイレベル遷移に 応じて、その論理がハイレベルからローレベルに変遷される。そのため、第 1チヨツビ ング信号 Saは、 AND回路 154で遮断され、第 2チヨッビング信号 Scとしてはローレべ ルがロジック部 12に送出される。その結果、上記の定電流チヨッビング動作は強制的 に停止されて、ドライバ 1部 4のスイッチング素子には、通常の駆動信号 (UH、 UL、 VH、 VL、 WH、 WL)力 S供給されること〖こなる。
[0090] 一方、電流 ilが上記の第 3閾値に達した場合、先述したように、 Vth3≤Vref2とな るため、トリガ信号 Sdはハイレベルに変遷される。その結果、トリガ信号 Sdのイネーブ ルレヽィレベル)をトリガとして、タイマ回路 163でのカウントが開始され、トリガ信号 Sd のィネーブル継続時間が所定のマスク時間 Tに達したときに、過電流保護信号 Seが ィネーブル (ハイレベル）にラッチされる。このとき、ロジック部 12は、過電流保護信号 Seのイネ一ブルに鑑みて、過電流が発生していることを認識し、モータ 2の駆動を停 止するように、各相のプレ駆動信号 (uh、 ul、 vh、 vl、 wh、 wl)を生成する。その結果 、トランジスタ P1〜P3には、全てハイレベルとされた駆動信号（UH、 VH、 WH)が供 給され、トランジスタ N1〜N3には、全てローレベルとされた駆動信号（UL、 VL、 WL )が供給される。従って、ドライバ部 14のスイッチング素子は全てオフラッチされ、モ ータ 2の駆動は完全に停止されることになる。
[0091] なお、本実施形態のモータ駆動装置 lcでは、ドライバ部 14のスイッチング素子に 流れる電流 ilが上記の第 3閾値に達して以後、過電流保護動作が発動されるまでの 間、すなわち、上記のマスク時間 Tが経過するまでの間は、定電流チヨッビング動作 が行われることなぐドライバ部 14のスイッチング素子に過電流が流入し続ける。従つ て、マスク時間 Tは、不要なノイズを無視して過電流の誤検出を回避することができ、 かつ、そのカウント中に流入する過電流によってスイッチング素子の破壊が生じない ように、適切な長さ (数百 [ns]〜数 [； z s]程度、本実施形態では 3 [； z s])に設定すベ きである。
[0092] 上記したように、本実施形態のモータ駆動装置 lcは、ドライバ部 14のスイッチング 素子に流れる電流 ilが第 1閾値 (第 1閾値電圧 Vthlによって設定される閾値）に達 したときに、該スイッチング素子のオン期間をチヨッビングするための第 1チヨッビング 信号 Saを生成するチヨッビング信号生成手段（151、 153)と;前記スイッチング素子 に流れる電流 ilが第 1閾値よりも大き!、第 3閾値 (第 3閾値電圧 Vth3によって設定さ れる閾値）に達し、かつ、その継続時間が所定のマスク時間 Tに達したときに、前記ス イッチング素子をオフラッチするための過電流保護信号 Seを生成する過電流保護機 能部 16と;過電流保護機能部 16にお ヽて前記スイッチング素子に流れる電流が第 1 閾値よりも大きい第 3閾値に達したと検出されたとき (第 3実施形態では、トリガ信号 S dがハイレベルに遷移されたとき）、第 1チヨッビング信号 Saを遮断するチヨッビング信 号遮断手段（155、 154)と；を有して成る。
[0093] このような構成とすることにより、コンパレータ 152を要することなぐ先述の第 1実施 形態と同様の効果を奏することができるので、装置規模の縮小やコストダウンに貢献 することが可能となる。
[0094] また、本実施形態のモータ駆動装置 lcは、ドライバ部 14のスイッチング素子に流れ る電流 il (或いはそのモニタ電流 i2)に応じてその電圧レベルが変動する第 1、第 2 参照電圧 Vrefl、 Vref 2を各々別系統で生成する手段を有して成り、定電流チヨツビ ング機能部 15のチヨッビング信号生成手段（151、 153)では、第 1参照電圧 Vref 1 に基づいて第 1チヨッビング信号 Saの生成を行う一方、過電流保護機能部 16及び定 電流チヨッビング機能部 15のチヨッビング信号遮断手段（155、 154)では、第 2参照 電圧 Vref2に基づいて過電流保護信号 Seの生成及び第 1チヨッビング信号 Saの遮 断を行う構成としている。
[0095] このような構成とすることにより、過電流の誤検出に起因する誤動作を防止すること が可能となる。特に、過電流保護機能部 16にて参照される第 2参照電圧 Vref2を装 置内部のセンス抵抗 161で生成する構成であれば、万一、装置外部のセンス抵抗 R exlに接触不良や短絡等が生じ、第 1参照電圧 Vref 1を正常に生成することができ ない場合であっても、過電流保護動作 (過電流発生時のオフラッチ動作）については 、何ら支障なく正常に機能させることができる。従って、装置の信頼性並びに安全性 を向上することが可能となる。
[0096] なお、上記した第 1〜第 3実施形態のモータ駆動装置 la〜lcについて、ドライバ部 14を構成するパワートランジスタ P1〜P3としては、 Nチャネル電界効果トランジスタ を用いても構わない。
[0097] また、過電流保護機能部 16、 18については、図 5 (a)、 (b)に示す構成としても構 わない。すなわち、数十 [mV]のオフセット（先述の第 3閾値 Vth3に相当）を有するコ ンパレータ 162、 182に対して、それぞれ、センス抵抗 161、 181の両端電圧を印加 し、その出力論理の変遷に従ってタイマ回路 163、 183のオン Zオフを行う構成とし ても構わない。
産業上の利用可能性
本発明は、モータ駆動装置及びこれを用いた電気機器の信頼性並びに安全性を 高める上で有用な技術であり、 DCモータ、ステッピングモータ、 3相ブラシレスモータ など、定電流チヨッビング駆動を行う全てのモータ駆動装置に好適な技術である。

Claims

請求の範囲
[1] 出力段のスイッチング素子をオン Zオフさせてモータの駆動制御を行うモータ駆動 装置であって、前記スイッチング素子に流れる電流が第 1閾値に達したときに、該スィ ツチング素子のオン期間をチヨッビングするためのチヨッビング信号を生成するチヨッ ビング信号生成手段と;前記スイッチング素子に流れる電流が第 1閾値よりも大きい 第 2閾値に達したときに、前記チヨッビング信号を遮断するチヨッビング信号遮断手段 と；前記スイッチング素子に流れる電流が第 1閾値よりも大きい第 3閾値に達し、かつ 、その継続時間が所定の閾値時間に達したときに、前記スイッチング素子をオフラッ チするための過電流保護信号を生成する過電流保護手段と；を有して成ることを特 徴とするモータ駆動装置。
[2] 第 2閾値と第 3閾値は同値であることを特徴とする請求項 1に記載のモータ駆動装 置。
[3] 前記スイッチング素子に流れる電流に応じてその電圧レベルが変動する第 1、第 2 参照電圧を各々別系統で生成する手段を有して成り、前記チヨッビング信号生成手 段及び前記チヨッビング信号遮断手段は、第 1参照電圧に基づいて前記チヨッビング 信号の生成及び遮断を行う一方、前記過電流保護手段は、第 2参照電圧に基づい て前記過電流保護信号の生成を行うことを特徴とする請求項 1に記載のモータ駆動 装置。
[4] 出力段のスイッチング素子をオン Zオフさせてモータの駆動制御を行うモータ駆動 装置であって、前記スイッチング素子に流れる電流が第 1閾値に達したときに、該スィ ツチング素子のオン期間をチヨッビングするためのチヨッビング信号を生成するチヨッ ビング信号生成手段と;前記スイッチング素子に流れる電流が第 1閾値よりも大きい 第 2閾値に達し、かつ、その継続時間が所定の閾値時間に達したときに、前記スイツ チング素子をオフラッチするための過電流保護信号を生成する過電流保護手段と； 前記過電流保護手段において、前記スイッチング素子に流れる電流が第 1閾値より も大きい第 2閾値に達したと検出されたときに、前記チヨッビング信号を遮断するチヨ ッビング信号遮断手段と；を有して成ることを特徴とするモータ駆動装置。
[5] 前記スイッチング素子に流れる電流に応じてその電圧レベルが変動する第 1、第 2 参照電圧を各々別系統で生成する手段を有して成り、前記チヨッビング信号生成手 段は、第 1参照電圧に基づいて前記チヨッビング信号の生成を行う一方、前記過電 流保護手段及び前記チヨッビング信号遮断手段は、第 2参照電圧に基づ ヽて前記過 電流保護信号の生成及び前記チヨッビング信号の遮断を行うことを特徴とする請求 項 4に記載のモータ駆動装置。
モータと、前記モータの駆動制御を行うモータ駆動装置と、を有して成る電気機器 であって、前記モータ駆動装置として、請求項 1〜請求項 5のいずれかに記載のモー タ駆動装置を有して成ることを特徴とする電気機器。
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