WO2006059500A1

WO2006059500A1 - 電源装置およびそれを用いた発光装置、電子機器

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Publication number: WO2006059500A1
Application number: PCT/JP2005/021241
Authority: WO
Inventors: Isao Yamamoto; Tomoyuki Ito
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
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Filing date: 2005-11-18
Publication date: 2006-06-08
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Abstract

　負荷回路の駆動電圧を適切に設定し、より高効率動作が可能な電源装置を提供する。　負荷回路である発光ダイオード３００を定電流駆動するための電源装置１００において、定電流回路２２は、負荷回路の駆動経路上に設けられる。電圧生成回路であるチャージポンプ回路１０は、発光ダイオード３００に駆動電圧を出力する。監視回路３０は、定電流回路２２の両端の電圧を監視する。この監視回路３０は、定電流回路２２が安定に動作可能な電圧の変動に追従したしきい値電圧を生成する電圧源を含み、定電流回路の両端の電圧と、電圧源により生成されるしきい値電圧を比較し、比較結果Ｖｓを制御部２４へと出力する。制御部２４は、監視回路３０の出力にもとづきチャージポンプ回路１０を制御する。

Description

明細書

電源装置およびそれを用いた発光装置、電子機器

技術分野

[0001] 本発明は、電源装置に関する。

背景技術

[0002] 近年の携帯電話、 PDA (Personal Digital Assistance)等の小型情報端末においては、例えば液晶のバックライトに用いられる発光ダイオード（Light Emitting Diode,以下 LEDともいう）などのように電池の出力電圧よりも高い電圧を必要とするデバイスが存在する。これらの小型情報端末では、 Liイオン電池が多く用いられ、その出力電圧は通常 3. 5V程度であり、満充電時においても 4. 2V程度である力 L EDはその駆動電圧として電池電圧よりも高い電圧を必要とする。このように、電池電圧よりも高い電圧が必要とされる場合には、チャージポンプ回路などを用いた昇圧型の電源装置を用いて電池電圧を昇圧し、 LEDなどの負荷回路を駆動するために必要な電圧を得ている。

[0003] このような電源装置により、 LEDを駆動する際には、 LEDの駆動経路上に定電流回路を接続して、 LEDに流れる電流を一定に保つことによってその発光輝度の制御の安定化を図って!/ヽる (特許文献 1参照)。

[0004] LEDの力ソード端子に接続された定電流回路を安定に動作させるためには、定電流回路を構成するトランジスタが定電流領域で動作する必要がある。ここでトランジスタの定電流領域とは、バイポーラトランジスタでは活性領域を、電界効果トランジスタ（以下、 FETという）では飽和領域をいう。定電流回路を構成するトランジスタは、 LED の力ソード端子と接地端子間に直列に設けられており、このトランジスタが定電流領域で動作するためには、 LEDの力ソード端子が一定電圧以上に保たれている必要がある。以下、定電流回路が安定動作可能な電圧を単に安定動作電圧という。

[0005] ここで LEDを駆動する電源装置において、昇圧率が切り替え可能なチャージボンプ回路を用いる場合を考える（特許文献 2参照)。チャージポンプ回路に入力される電池電圧が低下してくると、チャージポンプ回路の出力電圧、すなわち LEDのァノード端子の電圧も降下する。それに伴い、 LEDのアノード端子の電圧から順方向電圧 Vfだけ降下した LEDの力ソード端子の電圧も低下するため、定電流回路を安定に動作させるとができなくなる。したがって、この場合には、 LEDの力ソード端子の電圧をモニタし、所定の安定動作電圧より低くならないように、チャージポンプ回路の昇圧率を切り替えることによって、定電流回路を安定に動作させることができる。

特許文献 1：特開 2004 - 22929号公報

特許文献 2：特開平 6— 78527号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0006] 上述のように、 LEDの力ソード端子の電圧をモニタしてチャージポンプ回路の昇圧率を切り替える場合、定電流回路の安定動作電圧に対応したしきい値電圧を設定し、力ソード端子の電圧力このしきい値電圧よりも高くなるように制御する必要がある。

[0007] ところが、定電流回路を構成するトランジスタや抵抗は半導体製造プロセスのばらつきや温度によって素子の特性が変動するため、定電流回路の安定動作電圧もそれに伴い変動する。そのため、プロセスばらつきや温度特性を考慮して、しきい値電圧を高く設定しておく必要がある。たとえば、定電流回路の安定動作電圧が、設計値の 0. 3Vを中心として最大で ±0. IVの範囲で変動する場合には、マージンを確保し、 0. 4V以上の電圧をしきい値電圧として設定することになる。

[0008] ここで、しき、値電圧を 0. 4Vに設定してぉ、た場合に、定電流回路の安定動作電圧がプロセスばらつきによって 0. 2Vとなった場合には、本来 0. 2V以上で安定化すればよいはずの力ソード端子の電圧を 0. 4V以上に安定ィ匕することになる。つまり、力ソード端子の電圧が 0. 2V以下となったときに昇圧率を上げればよいところ、 0. 4V 以下になった時点で昇圧率を上げる必要がある。

[0009] チャージポンプ回路の効率は、昇圧率が高!、ほど悪ィ匕するため、上述のように、定電流回路を安定に動作させるためのしきい値電圧にマージンを設定すると、回路全体の効率が悪化することになる。

[0010] 本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、負荷回路の駆動電圧を適切に設定し、より高効率動作が可能な電源装置の提供にある。課題を解決するための手段

[0011] 本発明のある態様は電源装置に関する。この電源装置は、負荷回路を定電流駆動するための電源装置であって、負荷回路の駆動経路上に設けられた定電流回路と、負荷回路に駆動電圧を出力する電圧生成回路と、定電流回路の両端の電圧を監視する監視回路と、電圧生成回路から出力される駆動電圧を制御する制御部と、を備える。監視回路は、定電流回路が安定に動作可能な電圧の変動に追従したしきい値電圧を生成するしきい値電圧源を含み、定電流回路の両端の電圧と、しきい値電圧源により生成されるしきい値電圧を比較した結果を制御部へと出力し、制御部は、監視回路の出力にもとづき電圧生成回路を制御する。

[0012] この態様によれば、定電流回路を構成するトランジスタ、抵抗の素子特性が半導体製造プロセスのばらつきや温度変動によって変動し、それにともない定電流回路の安定動作電圧が変動した場合に、その変動に追従したしきい値電圧にもとづいて電圧生成回路を制御することにより、適切な駆動電圧を出力することができる。

[0013] 定電流回路は、駆動対象の負荷回路が接続される電流出力端子と、所定の基準電圧が第 1の入力端子に印加された演算増幅器と、演算増幅器の出力電圧が制御端子に印加され、一端が前記電流出力端子に接続された第 1トランジスタと、第 1トランジスタの他端に接続され、一端に所定の固定電圧が印加された第 1抵抗と、第 1トランジスタと第 1抵抗の接続点の電位を演算増幅器の第 2の入力端子に帰還する帰還経路と、を含み、しきい値電圧源は、所定の定電流を出力する定電流源と、定電流源から出力される定電流の経路上に直列に設けられた第 2トランジスタと、一端に固定電圧が印加され、他端に第 2トランジスタが接続された第 2抵抗と、を含み、第 2トランジスタと定電流源の接続点の電圧をしきい値電圧として出力してもよい。

[0014] しき、値電圧を生成するしき!、値電圧源と、定電流回路の主要部を同様の構成とすることによって、定電流回路の第 1抵抗、第 1トランジスタの特性の変動すると、しきい値電圧源力出力されるしきい値電圧も、この変動に合わせて変化するため、電圧生成回路を適切に制御することができる。

[0015] 半導体集積回路上において、第 2トランジスタと第 1トランジスタ、および第 2抵抗と第 1抵抗はそれぞれペアリングして形成してもよい。しきい値電圧を生成する電圧源と定電流回路とで、互いに対応する素子同士をべァリングして形成することにより、対応する素子の特性変動をそろえることができ、より適切なしき、値電圧の生成を行うことができる。

[0016] 定電流源から出力される定電流は、第 2トランジスタが定電流領域で動作する範囲に設定されてもよい。

[0017] 監視回路は、定電流回路の両端の電圧と、電圧源により生成されるしきい値電圧とを比較する電圧比較器と、電圧比較器のオフセット電圧を調節するオフセット電圧調節回路と、を含んでもよい。この場合、電圧比較器のオフセット電圧を調節することにより、定電流回路の安定動作電圧と、しきい値電圧との誤差電圧をキャンセルすることがでさる。

[0018] 定電流回路は、定電流源から出力される定電流に応じた基準電流の経路上に設けられ、一端に固定電圧が印加された基準抵抗をさらに含み、当該基準抵抗の他端に現れる電圧を基準電圧として演算増幅器の第 1の入力端子に印カロしてもよい。この場合、定電流源から出力される定電流が変動すると、定電流回路により生成される電流と、しきい値電圧とが同時に変動するため、誤差をキャンセルすることができる。

[0019] オフセット電圧調節回路は、電圧比較器の差動電流を調節してもよい。電圧比較器の差動電流を増減させることにより、オフセット電圧を正方向、負方向の両方にシフトさせることができるため、より正確にしきい値電圧を調節することができる。

また、オフセット電圧調節回路は、電圧比較器の差動対に供給すべきテール電流を生成する主電流源と、第 1可変電流を生成し、差動対により生成される一方の差動電流を変化させる第 1可変電流源と、第 2可変電流を生成し、差動対により生成される他方の差動電流を変化させる第 2可変電流源と、を含んでもょヽ。

[0020] オフセット電圧調節回路の主電流源、第 1、第 2可変電流源は、第 2の定電流源と、この定電流源により生成される定電流を複製するミラー比が調節可能なカレントミラ一回路と、を含んで一体に構成され、カレントミラーにより複製された電流を、テール電流、第 1可変電流、第 2可変電流として電圧比較器に出力してもよい。

この場合、配線やヒューズのトリミングにより、カレントミラー回路のミラー比を調節することにより、テール電流に対する第 1、第 2可変電流の比率を変化させることができ、電圧比較器のオフセット電圧を好適に調節することができる。さらに、 3つの電流は、ひとつの定電流にもとづき生成されるため、相対的なばらつきを小さく抑えることができる。

[0021] オフセット電圧調節回路は、電圧比較器の差動対を構成するトランジスタと並列に設けられた複数の調節用トランジスタと、調節用トランジスタそれぞれの電流経路上に設けられたトリミング可能なヒューズと、を含んでもよい。また、オフセット電圧調節回路は、電圧比較器の差動対に接続されるカレントミラー負荷を構成するトランジスタと並列に設けられた複数の調節用トランジスタと、調節用トランジスタそれぞれの電流経路上に設けられたトリミング可能なヒューズと、を含んでもよい。

調節用トランジスタを用いて、差動対やカレントミラー負荷のトランジスタサイズを微調節することにより、電圧比較器のオフセット電圧を調節することができる。

[0022] 電圧生成回路は複数の昇圧率が切り替え可能なチャージポンプ回路であって、制御部は、監視回路の電圧比較結果にもとづいてチャージポンプ回路の昇圧率を切り替えてもよい。また、電圧生成回路はスイッチングレギユレータ回路であって、制御部は、監視回路において定電流回路の両端の電圧と、しきい値電圧が等しくなるようにスイッチングレギユレータ回路のスイッチング動作を制御してもよい。

[0023] 負荷回路は発光ダイオードであって、定電流回路は、発光ダイオードの力ソード端子に接続され、監視回路は、発光ダイオードの力ソード端子の電圧を監視してもよい。この場合、効率よく発光ダイオードを定電流駆動することができる。

[0024] 本発明の別の態様は、発光装置である。この発光装置は、発光ダイオードと、発光ダイオードを定電流駆動するための上述の電源装置と、を備える。この態様によれば、発光ダイオードを高効率に定電流駆動することができ、電池の寿命を延ばすことができる。

[0025] なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。発明の効果

[0026] 本発明に係る電源装置によれば、負荷回路の駆動電圧を適切に設定することができる。図面の簡単な説明

[0027] [図 1]実施の形態に係る電源装置および発光装置全体の構成を示す図である。

[図 2]図 1のチャージポンプ回路の構成を示す回路図である。

[図 3]図 1の定電流回路および監視回路の構成を示す回路図である。

[図 4]第 1トランジスタである FETの電流電圧特性を示す図である。

[図 5]チャージポンプ回路の入力電圧となる電池電圧と、効率 7?の関係を示す図である。

[図 6]監視回路および定電流回路の構成を示す回路図である。

[図 7]電圧比較器、オフセット電圧調節回路の構成を示す回路図である。

[図 8]図 7の電圧比較器およびオフセット電圧調節回路の変形例を示す回路図である。

[図 9]オフセット電圧が調節可能な電圧比較器の構成を示す回路図である。

[図 10]図 1の電源装置の変形例を示す図である。

[図 11]図 10の駆動回路の構成の一部を示す回路図である。

[図 12]図 3の定電流回路の変形例を示す図である。

符号の説明

[0028] C1 第 1コンデンサ、 Ml 第 1トランジスタ、 R1 第 1抵抗、 C2 第 2コンデンサ、 M2 第 2トランジスタ、 R2 第 2抵抗、 Rref 基準抵抗、 10 チャージボンプ回路、 20 駆動回路、 22 定電流回路、 24 制御部、 26 第 1発振器、 2 8 第 2発振器、 30 監視回路、 40 演算増幅器、 52 しきい値電圧源、 100 電源装置、 102 入力端子、 104 出力端子、 106 LED端子、 300 発光ダイオード、 1000 発光装置。

発明を実施するための最良の形態

[0029] 図 1は、本発明の実施の形態に係る発光装置 1000を示す。以降の図において、同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜重複した説明を省略するものとする。発光装置 1000は、たとえば携帯電話端末や PDAなどの電子機器に搭載され、液晶のバックライトとして機能する。図 1には、発光装置 1000とともに、液晶パネル 510 が図示される。発光ダイオード 300は、液晶パネル 510の背面に設置され、ノックライトとして機能する。

[0030] この発光装置 1000は、発光素子である発光ダイオード 300と、その発光ダイオード 300を駆動するための電源装置 100を含む。発光装置 1000は、電池 500により駆動される情報端末に搭載され、電源装置 100は、電池 500から出力される電池電圧 Vbatを昇圧して発光ダイオードを駆動するために必要な駆動電圧 Voutを生成する

[0031] 電源装置 100は、入出力端子として、電池電圧 Vbatが入力される入力端子 102、発光ダイオード 300のアノード端子に接続され、電池電圧 Vbatを昇圧した出力電圧 Voutを出力する出力端子 104、発光ダイオード 300の力ソード端子に接続される LE D端子 106を含む。

[0032] 電源装置 100は、チャージポンプ回路 10およびその駆動回路 20を含む。チャージポンプ回路 10は、入力端子 102から入力された電池電圧 Vbatを所定の昇圧率で昇圧し、出力端子 104から出力電圧 Voutを生成する。このチャージポンプ回路 10は、複数の昇圧率が切り替え可能に構成されている。本実施の形態において、昇圧率は 1倍、 1. 5倍、 2倍の 3通りで切り替えられるものとする。

[0033] 図 2は、チャージポンプ回路 10の構成例を示す回路図である。チャージポンプ回路 10は、第 1コンデンサ Cl、第 2コンデンサ C2、およびこれらのコンデンサの接続状態を制御するための第 1スィッチ SW1から第 9スィッチ SW9を含む。以下、これらのスィッチを特に区別する必要のないときはスィッチ SWと総称する。第 1コンデンサ C1 および第 2コンデンサ C2は容量値が等しく設定され、集積回路の外部に外付けされている。

[0034] 第 1スィッチ SW1から第 9スィッチ SW9は、 N型または P型の電界効果トランジスタ FETによって構成することができ、ゲートに印加する電圧によってドレインソース間の導通状態を制御し、スイッチング素子として動作させることができる。このチャージポンプ回路 10においては、第 1スィッチ SW1から第 9スィッチ SW9のオンオフの状態力駆動回路 20から出力される制御信号 Ventによって切り替えられる。なお、制御信号 Ventは、図 2には図示していないが、第 1スィッチ SW1から第 9スィッチ SW9それぞれへ入力されて!ヽるものとする。 [0035] チャージポンプ回路 10は、上述のように複数の昇圧率が切り替えられるように構成されている。ここで、チャージポンプ回路 10の昇圧率に応じた動作について説明する。

[0036] 昇圧率が 1倍に設定されるときには、駆動回路 20から出力される駆動信号 Ventによって、第 1スィッチ SW1、第 3スィッチ SW3、第 7スィッチ SW7、第 8スィッチ SW8が定常的にオンされ、その他のスィッチはすべてオフされる。その結果、入力端子 102 と出力端子 104がオンしたスィッチによって導通状態となるため、入力端子 102に印加された電池電圧 Vbatが出力端子 104から出力され、昇圧率が 1倍に設定されることになる。

したがって、昇圧率が 1倍に設定されるときに駆動回路 20から出力される制御信号 Ventは、時間的にオンオフを繰り返すスイッチング信号ではなぐ一定電圧となる。

[0037] 次に、昇圧率が 1. 5倍に設定されるときの動作について説明する。昇圧率が 1より大きいとき、すなわち昇圧動作を行う場合には、チャージポンプ回路 10は、スィッチの接続状態の異なる第 1期間、第 2期間を繰り返す。

第 1期間においては、第 1スィッチ SW1、第 5スィッチ SW5、第 6スィッチ SW6をォンし、その他のスィッチをすベてオフすることにより、第 1コンデンサ C1および第 2コンデンサ C2を直列に接続し、電池電圧 Vbatで充電する。第 1コンデンサ C1および第 2コンデンサ C2の容量値は等しいため、 2つのコンデンサは、それぞれ電池電圧の 1 Z2となる VbatZ2で充電される。

[0038] 第 2期間では、第 2スィッチ SW2と第 7スィッチ SW7、第 4スィッチ SW4と第 8スイツチ SW8をオンし、その他のスィッチをすベてオフする。このとき、入力端子 102と出力端子 104間には、第 1コンデンサ Cl、第 2コンデンサ C2が並列に接続される。その結果、出力端子 104からは、入力端子 102に印加された電池電圧 Vbatと、コンデンサの充電電圧の和が出力されることになる。第 1期間において、第 1コンデンサ Cl、第 2コンデンサ C2は電圧 VbatZ2で充電されているため、結局、出力端子 104からは、 Vbat+Vbat/2= 1. 5 X Vbatの電圧が出力される。

このように、チャージポンプ回路 10は、第 1期間と第 2期間を繰り返すことにより電池電圧 Vbatを 1. 5倍して出力する。 [0039] 次に、昇圧率が 2倍に設定されるときの動作について説明する。

第 1期間においては、第 1スィッチ SW1と第 9スィッチ SW9、第 3スィッチ SW3と第 6スィッチ SW6をオンし、その他のスィッチをすベてオフする。第 1コンデンサ C1および第 2コンデンサ C2は、入力端子 102と接地端子 GND間に並列に接続されることになり、それぞれは、電池電圧 Vbatで充電される。

[0040] 第 2期間においては、第 2スィッチ SW2と第 7スィッチ SW7、第 4スィッチ SW4と第 8スィッチ SW8がオンし、他のスィッチはすべてオフされる。その結果、入力端子 102 と出力端子 104間には、第 1コンデンサ Cl、第 2コンデンサ C2が並列に接続される。出力端子 104からは、入力端子 102に印加された電池電圧 Vbatと、コンデンサの充電電圧の和が出力されることになる。第 1期間において、第 1コンデンサ Cl、第 2コンデンサ C2はそれぞれ電池電圧 Vbatで充電されているため、出力端子 104からは、 Vbat + Vbat = 2 X Vbatの電圧が出力される。

このようにチャージポンプ回路 10は、第 1期間と第 2期間を繰り返すことにより、電池電圧 Vbatを 2倍して出力する。

[0041] 図 1に戻る。駆動回路 20は、チャージポンプ回路 10の昇圧率を設定し、昇圧動作、すなわちチャージポンプ回路 10のスィッチ SWの接続状態を制御する。この駆動回路 20は、定電流回路 22、制御部 24、第 1発振器 26、第 2発振器 28、監視回路 30を含む。

[0042] 定電流回路 22は、 LED端子 106を介して発光ダイオード 300の力ソード端子と接続されている。発光ダイオード 300の発光輝度は、発光ダイオード 300に流れる電流 liedによって決まるため、定電流回路 22は、発光ダイオード 300の発光輝度が所望の値となるように、電流 liedを制御する。

[0043] 監視回路 30は、チャージポンプ回路 10の昇圧率を切り替えるために、定電流回路 22の両端の電圧を監視する。監視回路 30は、定電流回路 22の両端の電圧と、所定のしきい値電圧を比較し、比較結果を制御部 24に出力する。本実施の形態においては、定電流回路 22の両端の電圧は、接地端子と LED端子 106間の電圧に相当する。詳細は後述する力制御部 24は、監視回路 30からの出力 Vsにもとづきチヤ一ジポンプ回路 10の昇圧率を切り替える。 [0044] 図 3は、定電流回路 22および監視回路 30の構成を示す回路図である。

定電流回路 22は、第 1トランジスタ Ml、第 1抵抗 Rl、演算増幅器 40を含む。第 1トランジスタ Mlは、 N型の MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Eff ect Transistor)である。

演算増幅器 40の非反転入力端子には、所定の基準電圧 Veが印加されている。この基準電圧 Veは、発光ダイオード 300の発光輝度を制御するための電圧である。第 1トランジスタ Mlは、制御端子であるゲートに演算増幅器 40の出力電圧が印加され、ドレイン力LED端子 106に接続される。第 1抵抗 R1は、一端が第 1トランジスタ Ml のソースに接続され、他端に所定の接地電圧が印加される。第 1トランジスタ Mlと第 1抵抗 R1の接続点の電位 Vrlは、演算増幅器 40の反転入力端子に帰還される。

[0045] 演算増幅器 40の反転入力端子には、第 1抵抗 R1に印加される電圧 Vrlが帰還されており、反転入力端子と非反転入力端子の電圧が等しくなるように帰還力 Sかかるため、第 1抵抗 R1に印加される電圧は基準電圧 Veに近づくことになる。第 1抵抗 R1〖こ印加される電圧 Vrlが基準電圧 Veと等しいとき、第 1抵抗 R1には、電流 Idrv=VeZ Rlが流れることになる。この電流 Idrvは、第 1トランジスタ Mlおよび LED端子 106を介して発光ダイオード 300に流れる電流 liedに他ならない。

このようにして、定電流回路 22は、基準電圧 Veにもとづく定電流 Iled=VeZRlを生成し、発光ダイオード 300に流れる電流 liedを制御する。

[0046] ここで、この定電流回路 22が安定に電流を生成するためには、第 1トランジスタ Ml を定電流領域で動作させる必要がある。定電流領域とは、トランジスタが電界効果トランジスタ FETのときには飽和領域を意味し、ノイポーラトランジスタのときには活性領域を意味する。

[0047] LED端子 106の電圧 Viedが低下すると、第 1トランジスタ Mlの両端間の電位差、すなわちドレインソース間電圧が小さくなり、非飽和領域で動作するようになる。非飽和領域においては、ドレインソース間に流れる電流がドレインソース間電圧に依存してしまうため、定電流回路 22が定電流回路として動作しなくなってしまい、発光ダイオード 300の発光輝度を安定させることができなくなる。

[0048] そこで、図 3に示すように、監視回路 30は、 LED端子 106の電圧 Viedが所定のしきい値電圧 Vthを下回らないように監視する。このしきい値電圧 Vthは、第 1トランジスタ Mlが定電流領域 (飽和領域)で動作する範囲に、すなわち、定電流回路 22が所定の定電流を生成できる範囲に設定されている。

監視回路 30は、電圧比較器 50、しきい値電圧 Vthを出力するしきい値電圧源 52 を含む。電圧比較器 50には、 LED端子 106の電圧 Viedと、しきい値電圧 Vthが入力されており、 Vied > Vthのときハイレベルを、 Viedく Vthのときローレベルを出力する。この電圧比較器 50の出力 Vsは、制御部 24へと入力されている。

[0049] 制御部 24は、監視回路 30から出力される電圧 Vsがローレベルになった状態、すなわち Vled<Vthとなる状態が所定の時間持続すると、チャージポンプ回路 10の昇圧率を 1段階上昇させる。すなわち、昇圧率が 1倍で動作していたときに、監視回路 3 0から出力される電圧 Vsがローレベルとなると、昇圧率を 1. 5倍に設定する。同様に、 1. 5倍で動作していたときに監視回路 30から出力される電圧 Vsがローレベルとなると、昇圧率を 2倍に設定する。

[0050] その結果、電池 500の放電により電池電圧 Vbatが低下し、それにともなって、発光ダイオード 300の力ソード端子の電圧 Viedが低下した場合にも、昇圧率を適切に切り替えることができる。昇圧率が高く設定されると、出力端子 104から出力される出力電圧 Voutが上昇することになるため、 LED端子 106の電圧 Viedをしきい値電圧 Vt hよりも高くすることができ、定電流回路 22を安定に動作させることができる。

[0051] しきい値電圧源 52から出力されるしきい値電圧 Vthは、定電流回路 22の安定動作電圧、すなわち、第 1トランジスタ Mlが定電流領域 (飽和領域)で動作する範囲に設定される。たとえば、このしきい値電圧 Vthは 0. 3Vに設定される。

[0052] ここで、定電流回路 22を構成する第 1トランジスタ Ml、第 1抵抗 Rl、演算増幅器 4 0の素子特性、回路特性は、半導体製造プロセスのばらつきや温度によって変動する。図 4は、第 1トランジスタ Mlである FETの電流電圧特性 (IV特性）を示す図であり、縦軸はドレインソース電流 Ids、横軸がドレインソース電圧 Vdsを示す。

図中、平均的な電流電圧特性 IVmlでは、ドレインソース電圧が電圧 Vxlより高いとき飽和領域であり、電圧 Vxlより低いとき非飽和領域となる。いま、半導体製造プロセスのばらつきや温度変化によって、電流電圧特性が、電流電圧特性 IVm2に変化したとすると、これにともなって、飽和領域と非飽和領域の境界電圧も Vx2にシフトすることになる。

[0053] 定電流回路 22の両端の電圧は、第 1抵抗 R1における電圧降下 Vrlと、第 1トランジスタ Mlのドレインソース間電圧の和となる。したがって、第 1トランジスタ Mlの電流電圧特性の変動にともなって、定電流回路 22の安定動作電圧も変化することになる。同様に、第 1抵抗 R1の抵抗値のばらつきによってもこの安定動作電圧は変化することになる。

[0054] 第 1トランジスタ Mlの電流電圧特性が、半導体製造プロセスのばらつきや温度変ィ匕によって、図 4の IVmlと IVm2の間で変動するとするとき、定電流回路 22を安定に動作させるための電圧は、 Vthl =Ic X Rl + Vxlから Vth2=Ic X Rl + Vx2の範囲で変動することになる。

監視回路 30のしきい値電圧源 52により生成されるしきい値電圧 Vthを一定値とする場合、第 1トランジスタ Mlの電流電圧特性が変動するすべての範囲において定電流回路 22を安定に動作させるためには、マージンを考慮してしきい値電圧 Vthを、 V thl =Ic X Rl + Vxlに設定しておく必要がある。

[0055] ここで、チャージポンプ回路 10の効率について検討する。図 5は、チャージポンプ回路 10の入力電圧となる電池電圧 Vbatと、効率 7?の関係を示す図である。

ここで、しきい値電圧源 52により生成されるしきい値電圧 Vthを、ある電圧 Vthlに固定した場合を考える。昇圧率が 1倍のとき、電池電圧 Vbatと LED端子 106の電圧 Viedの関係は、発光ダイオード 300の順方向電圧 Vfを用、て Vbat = Vied + Vfと表される。いま、電池電圧 Vbatの低下にともない、 Vbat<Vbatl (=Vthl +Vf)となると、 LED端子 106の電圧 Viedはく Vthlとなるため、昇圧率が 1倍から 1. 5倍へと切り替免られること〖こなる。

[0056] このように、しきい値電圧 Vthをある電圧 Vthlに固定すると、もし第 1トランジスタ M 1の特性がばらつき、定電流回路 22の安定動作電圧がある電圧 Vthlより低くなつた場合にも、 Vbatく Vbatlとなった状態で昇圧率が 1. 5倍に切り替えられることになり、効率の面で改善の余地がある。

[0057] そこでチャージポンプ回路 10の効率を改善するために、本実施の形態に係る監視回路 30のしきい値電圧源 52は、第 1トランジスタ Mlおよび第 1抵抗 Rlの特性変動に追従したしきヽ値電圧 Vthを生成するように構成されて！ヽる。

図 3に戻る。しきい値電圧源 52は、第 2トランジスタ M2、第 2抵抗 R2、電流源 54を含む。

第 2トランジスタ M2、第 2抵抗 R2、電流源 54は直列に接続されており、第 2トランジスタ M2および第 2抵抗 R2には、電流源 54により生成される定電圧 Icが流されている。第 2トランジスタ M2のゲートには電源電圧 Vddが印加される。

[0058] このしきい値電圧源 52は、第 2トランジスタ M2と電流源 54の接続点の電圧をしきい値電圧 Vthとして出力する。第 2トランジスタ M2のドレインソース間電圧 Vds2は、定電流 Icによって決定され、第 2抵抗 R2に現れる電圧 Vr2は、 Vr2=Ic XR2で与えられる。その結果、しきい値電圧 Vthは、 Vth = Ic XR2+Vds2と表すことができる。

[0059] このように、しき!/、値電圧源 52は、しき!/、値電圧 Vthを生成するための主要部の構成が、定電流回路 22とほぼ同一となっている。半導体集積回路上において、好ましくは、第 1抵抗 R1と第 2抵抗 R2は互いに近接して、ペアリングをとつて形成することが望ましい。同様に、第 1トランジスタ Mlと第 2トランジスタ M2も互いに近接して形成し、ペアリングをとることが望ましい。

このように定電流回路 22としき、値電圧源 52の主要な構成を同一とし、回路を構成する抵抗、トランジスタをペアリングして形成することによって、対応する素子特性の変動量をほぼ等しくすることができる。

[0060] その結果、第 1トランジスタ Mlの電流電圧特性が変動し、飽和領域と非飽和領域の境界電圧 Vxが変動した場合、第 2トランジスタ M2の飽和領域と非飽和領域の境界電圧 Vxも変動するため、しきい値電圧 Vthを、第 1トランジスタ Mlの特性変動に追従して変化させることができる。

[0061] 同様に、第 1抵抗 R1の抵抗値が半導体製造プロセスのばらつきや温度変化によつて変動した場合、第 2抵抗 R2の抵抗値も同様に変動するため、しきい値電圧 Vthは、第 2抵抗 R2の特性変動にも追従することになる。

[0062] 以上のように監視回路 30を構成することにより、プロセスばらつきや温度変化による素子特性の変動によって定電流回路 22の安定動作電圧が変動した場合にも、その変動に応じてしきい値電圧 Vthを生成するため、制御部 24において、最適な昇圧率の設定を行うことができる。

この結果、図 5に示すように、昇圧率を切り替える電圧を Vbatlから Vbat2の範囲で適切に設定できることを意味するため、チャージポンプ回路 10の効率を改善することができる。同様に、 1. 5倍から 2倍への昇圧率の切り替えも、最適な電圧で行われるため、効率を改善することができる。

[0063] 次に、監視回路 30を用い、さらに最適な昇圧率の設定を行うための技術について説明する。図 6は、監視回路 30および定電流回路 22の構成を示す回路図である。図 6の監視回路 30は、オフセット電圧調節回路 56を備えている。

電圧比較器 50は、定電流回路 22の両端の電圧である LED端子 106の電圧 Vied と、しきい値電圧源 52により生成されるしきい値電圧 Vthとを比較する。オフセット電圧調節回路 56は、電圧比較器 50のオフセット電圧 Δνを調節する。

[0064] 図 6の定電流源 58、トランジスタ Μ3、トランジスタ Μ5は、図 3の電流源 54に相当する。定電流源 58は、基準電流 Irefを生成する。トランジスタ M3、 M5はカレントミラー回路を構成しており、基準電流 Irefに比例した定電流 Icがしきい値電圧源 52へと出力される。また、トランジスタ M3、 M4、 M5はカレントミラー回路を構成しているため、定電流回路 22に入力される基準電流 Iref 'は、しきい値電圧源 52に出力される定電流 Icに応じた電流となっている。定電流回路 22において、演算増幅器 40の非反転入力端子に印加される基準電圧 Veは、基準電流 Iref 'を基準抵抗 Rrefに流すことにより生成される。すなわち、基準電圧 Veは、 Ve = Iref XRrefで与えられ、駆動電流 Idrvは、 Idrv=Iref' XRrefZRlとなり、基準電流 Iref'に比例する。基準抵抗 Rref も、第 1抵抗 R1および第 2抵抗 R2とペアリングして形成するのが望ましい。

[0065] 基準電流 Iref'の値がプロセスばらつきや温度変化にともなって変動し、駆動電流 I drvの値が変動すると、第 1トランジスタ Mlのドレインソース間の飽和電圧、すなわち定電流回路 22の安定動作電圧が変動する。図 6の監視回路 30において、しきい値電圧源 52により生成されるしきい値電圧 Vthと、定電流回路 22により生成される駆動電流 Idrvは、いずれも、定電流源 58により生成される基準電流 Irefにもとづいて設定される。したがって、基準電流 Irefが変動し、定電流回路 22の安定動作電圧が変動した場合には、しきい値電圧 Vthもこれにともなって変動する。このとき、電圧比較器 50への入力電圧は、同方向にシフトするため、プロセスばらつきをキャンセルすることがでさる。

[0066] 図 7は、電圧比較器 50、オフセット電圧調節回路 56の構成を示す回路図である。

電圧比較器 50は、トランジスタ M30〜M36、定電流源 80、 90、 92、増幅段 86を含む。トランジスタ M30、 M31は入力差動対を構成しており、各ゲート 82、 84は、電圧比較器 50の 2つの入力端子に対応している。トランジスタ M30、 M31のドレインは、定電流負荷として設けられたトランジスタ M33、 M34を含むカレントミラー負荷と接続されている。トランジスタ M33、 M34は、トランジスタ M32とゲートおよびソースが共通に接続されたカレントミラー回路であって、各トランジスタには定電流源 80により生成される定電流が流れて、る。

[0067] トランジスタ M33、 M34のドレインは、それぞれトランジスタ M35、 M36のソースと接続されている。トランジスタ M35、 M36はゲートが共通に接続されており、トランジスタ M35のゲート、ドレインは接続されている。トランジスタ M35、 M36のドレインには、それぞれ定電流源 90、 92が接続される。トランジスタ M36のドレインは、増幅段 86に接続される。トランジスタ M36のドレイン電流は、トランジスタ M30、 M31のゲート電圧が差動増幅された差動電流となる。増幅段 86は、定電流源 92により生成される電流とトランジスタ M36のドレイン電流の差を増幅し、電圧比較器 50の出力端子 4 4から出力する。なお、図 7に示した電圧比較器 50の構成は一例であって、その他のさまざまな回路形式の電圧比較器を用いることができる。

[0068] オフセット電圧調節回路 56は、電圧比較器 50の差動電流を調節することにより、ォフセット電圧 Δνを調節する。オフセット電圧調節回路 56は、トランジスタ Μ20〜Μ2 5、ヒユー Rfl〜Rf4、定電流源 94を含む。

トランジスタ M21は、電圧比較器 50の入力差動対（トランジスタ M30、 M31)に供給すべきテール電流 Issを生成する主電流源として機能する。また、トランジスタ M22 、 M23、ヒューズ Rfl、 Rf2は、第 1可変電流 Ivlを生成し、差動対（M30、 M31)により生成される一方の差動電流 W1を増加させる第 1可変電流源として機能する。また、トランジスタ M24、 M25、ヒューズ Rf3、 Rf4は、第 2可変電流 Iv2を生成し、差動対 (M30、 M31)により生成される一方の差動電流 Id2を増加させる第 2可変電流源として機能する。

[0069] 定電流源 94は、定電流 Iclを生成する。トランジスタ M20〜M25は、ゲートおよびソースが共通に接続されたカレントミラー回路を構成しており、各トランジスタのサイズ比に応じたミラー比に従って、定電流 Iclを複製し、テール電流 Iss、第 1可変電流 Iv 1、第 2可変電流 Iv2を生成する。第 1可変電流 Ivlの電流値は、ヒューズ Rfl、 Rf2の切断状態によって可変となる。第 2可変電流 Iv2の電流値も、ヒューズ Rf3、 Rf4の切断状態に応じて同様に変化する。たとえば、トランジスタ M21、 M22、 M23のサイズ比を 100 : 2 : 1に設定した場合、第 1可変電流 Ivlは、テール電流 Issに対して、 3%、 2%、 1%、 0%の範囲で調節することができる。トランジスタ M24、 M25についても同様である。

[0070] 第 1可変電流 Ivlは、電圧比較器 50の入力差動対の一方のトランジスタ M30側に供給され、第 2可変電流 Iv2は、差動対の他方のトランジスタ M31側に供給される。図 7のオフセット電圧調節回路 56によれば、ヒューズ Rfl〜Rf4の切断状態によって、電圧比較器 50の差動電流を調節することができる。演算増幅器の差動電流を調節すると、入力差動対の電圧電流特性がシフトするため、オフセット電圧 Δνを調節することができる。

[0071] 図 6に戻る。一般に、半導体集積回路の抵抗値やトランジスタ特性は、半導体製造プロセスによってばらつき、このばらつきの大きさは、各素子のレイアウトや半導体製造プロセスの種類などによってさまざまである。したがって、カレントミラー回路を構成するトランジスタ Μ4、 Μ5のミラー比も、半導体製造プロセスに依存したばらつきを有すること〖こなる。

[0072] たとえば、基準電流 Iref，と定電流 Icの値が、 ± 2%程度の範囲で相対的にばらつくとする。このばらつきは、しきい値電圧源 52により生成されるしきい値電圧 Vthと、定電流回路 22の安定動作電圧の誤差となる。しき、値電圧 Vthが最適値から逸脱すると、上述のように電源装置 100の効率悪ィ匕を招くことになるため望ましくない。

[0073] そこで、図 6および図 7に示したオフセット電圧調節回路 56において、ヒユー Rfl 〜Rf4をトリミングすることにより、トランジスタ M4、 M5のミラー比のばらつきをキャンセルする方向に電圧比較器 50のオフセット電圧 Δνを、シフトさせる。上述のように、第 1可変電流 Ivl、第 2可変電流 Ιν2は、それぞれ、差動対のテール電流 Issに対して 0%、 1%、 2%、 3%の範囲で調節することができる。また、ヒユー Rfl、 Rf2をトリミングした場合と、ヒユー Rf3、 Rf4をトリミングした場合とでは、オフセット電圧 Δνの正負は逆向きになる。

電圧比較器 50のオフセット電圧 Δ Vを変ィ匕させることにより、プロセスばらつきによる定電流回路 22の安定動作電圧の変動を相殺することができ、電源装置 100の効率の悪ィ匕を抑えることができる。

[0074] すなわち、オフセット電圧調節回路 56において、テール電流 Iss、第 1可変電流 Ivl 、第 2可変電流 Iv2を生成するトランジスタ M21〜M25のサイズ比は、しきい値電圧 Vthと、定電流回路 22の安定動作に必要な電圧との誤差を十分に低減できるように設計すればよい。

[0075] 図 8は、図 7の電圧比較器 50およびオフセット電圧調節回路 56の変形例を示す回路図である。

図 7では、第 1可変電流 Ivlは、差動対の一方のトランジスタ M30側に供給され、第 2可変電流 Iv2は、差動対の他方のトランジスタ M31側に供給されている。一方、図 8 においては、第 1可変電流 Ivlは、差動対 (M30、 M31)に接続されるカレントミラー負荷（M35、 M36)の一方のトランジスタ M35側に供給され、第 2可変電流 Iv2は、カレントミラー負荷の他方のトランジスタ M36側に供給される。このようにして差動電流を調節した場合においても、電圧比較器 50のオフセット電圧 Δνを調節することができ、図 7と同様の効果を得ることができる。第 1可変電流 Ivl、第 2可変電流 Ιν2を、差動電流を調節可能なその他の位置に供給した場合も同様である。

[0076] 電圧比較器 50のオフセット電圧 Δνは、図 9に示す回路によっても調節することができる。図 9は、オフセット電圧が調節可能な電圧比較器 50の構成を示す回路図である。この電圧比較器 50は、オフセット電圧調節回路 56と一体に構成される。本実施の形態において、オフセット電圧調節回路は、調節用トランジスタ Μ40〜Μ43、ヒユーズ Rfl〜Rf4を含む。

調節用トランジスタ M40〜M43は、電圧比較器 50の差動対を構成するトランジスタ M30、 M31と並列に設けられる。調節用トランジスタのトランジスタ M40〜M43の電流経路上には、トリミング可能なヒユー Rfl〜Rf4が設けられる。

[0077] 図 9の電圧比較器 50によれば、ヒューズ Rfl〜Rf4のトリミング状態によって、実質的に電圧比較器 50の差動対を構成するトランジスタのサイズを変更することができる。その結果、差動電流が調節されて、オフセット電圧 Δνをシフトすることができる。

[0078] また、図 9では、差動対のトランジスタのサイズを調節したが、変形例としてカレントミラー負荷を構成するトランジスタ Μ33、 Μ34のサイズを調節してもよい。すなわち、トランジスタ Μ33、 Μ34と並列に複数の調節用トランジスタを設け、この調節用トランジスタの各トランジスタの電流経路上にトリミング可能なヒューズを設ける。調節用トランジスタとヒューズによりオフセット電圧調節回路 56を構成し、ヒューズのトリミングを行うことにより、差動電流を調節し、オフセット電圧 Δνを調節することができる。

同様に、トランジスタ Μ33、 Μ34に代えて、トランジスタ Μ35、 Μ36のサイズを調節してちよい。

[0079] 図 1に戻る。制御部 24は、チャージポンプ回路 10の昇圧率を設定し、設定した昇圧率に応じた制御信号 Ventを生成する。この制御部 24は、監視回路 30の出力信号 Vsをモニタしており、出力信号 Vsがローレベルとなった状態が所定の時間持続すると昇圧率を上昇させる。本実施の形態においては、制御部 24は、監視回路 30の出力信号 Vsが 2msの間、ローレベルとなったときに、チャージポンプ回路 10の昇圧率を 1段階上昇させる。

[0080] 制御部 24が、制御信号 Ventを生成し、時間の計測を行うために必要な周期信号は、第 1発振器 26、第 2発振器 28から出力される。第 1発振器 26および第 2発振器 2 8はそれぞれ図示しないイネ一ブル端子を備えており、動作を停止することができるよう構成されている。

[0081] 制御部 24は、チャージポンプ回路 10により昇圧動作を行うとき、すなわち昇圧率を 1. 5倍、または 2倍に設定したときの制御信号 Ventは、第 1スィッチ SW1から第 9スイッチ SW9をオンオフさせるスイッチング信号となる。第 1発振器 26は、このスィッチング信号に必要とされる周波数を有する第 1周期信号 Vosclを生成する。たとえば、この第 1周期信号 Vosclの周波数は 1MHzに設定される。 [0082] また、制御部 24は、監視回路 30の出力信号 Vsをモニタする際に時間 2msを計測するために必要とされる周波数を有する第 2周期信号 Vosc2を生成する。 2ms程度の時間は、数十 kHz程度の周波数で測定することができるため、本実施の形態では、この第 2周期信号 Vosc2の周波数は 64kHzに設定されて、るものとする。

[0083] 駆動回路 20は、チャージポンプ回路 10の昇圧率に応じて、第 1発振器 26および第 2発振器 28のいずれかを切り替えて使用する。そのため、制御部 24は、チャージポンプ回路 10の昇圧率に応じて第 1発振器 26、第 2発振器 28のィネーブル端子に対してオンオフを制御するィネーブル信号を出力する。

[0084] 以下、駆動回路 20において、チャージポンプ回路 10の昇圧率を切り替える際の動作について説明する。

電池 500から出力される電池電圧 Vbatが十分高いときには、昇圧率は 1倍に設定されている。いま、電力消費により電池電圧 Vbatが低下してくると、 LED端子 106の電圧 Viedも低下する。監視回路 30においては、しきい値電圧源 52から出力されるしきい値電圧 Vthと、 LED端子 106の電圧 Viedを比較し、 Viedく Vthとなると出力信号 Vsとしてローレベルを出力する。

[0085] チャージポンプ回路 10の昇圧率が 1倍に設定されるとき、チャージポンプ回路 10 において、第 1スィッチ SW1、第 3スィッチ SW3、第 7スィッチ SW7、第 8スィッチ SW 8を定常的にオンすればよいため、周波数 1MHzの第 1周期信号 Vosclは必要とされない。このため、昇圧率が 1倍のとき、制御部 24は、第 1発振器 26をオフしておき、第 2発振器 28のみを動作させ、第 2周期信号 Vosc2を利用して時間測定を行う。

[0086] 監視回路 30の出力信号 Vsが 2msローレベルとなると、制御部 24は、昇圧率を 1.

5倍に切り替える。昇圧率が 1倍より高いとき、上述のようにチャージポンプ回路 10へ出力すべき制御信号 Ventとしてオンオフを繰り返すスイッチング信号を生成する必要がある。このとき、制御部 24は第 1周期信号 Vosclを必要とするため、第 1発振器 26をオンする。昇圧率が 1. 5倍のとき、制御部 24は、監視回路 30の出力信号 Vsの状態のモニタのための時間測定を、第 1周期信号 Vosclを用いて行う。このとき、第 2 周期信号 Vosc2は必要とされないため、制御部 24は第 2発振器 28をオフする。

[0087] さらに、電池電圧 Vbatが低下し、昇圧率が 2倍に設定されるときにも、制御部 24は第 1発振器 26のみをオンしておき、第 1周期信号 Vosclにもとづいて、制御信号 Vc ntの生成および 2msの時間測定を行う。

[0088] 発振器の消費電流は、周波数に依存し、周波数が高!、ほど消費電流は増加する。

すなわち、第 1発振器 26の消費電流は第 2発振器 28の消費電流よりも大きい。そのため、本実施の形態に係る駆動回路 20によれば、昇圧動作を行う場合には、 1MHz で発振する第 1発振器 26をオンしておき、制御信号 Ventを生成するとともに、昇圧率を設定するための時間測定を行う。一方、昇圧率が 1倍のとき、制御信号 Ventとして周波数の高、信号を生成する必要がな、ため、消費電流の小さ、第 2発振器 28 に切り替えることにより回路の消費電流を低減し、高効率ィ匕を図ることができる。

[0089] 以上、本実施の形態に係る電源装置 100の構成および動作について説明した。

本実施の形態に係る電源装置 100によれば、プロセスばらつきや温度変化による素子特性の変動によって定電流回路 22の安定動作電圧が変動した場合にも、その変動に応じてしきい値電圧 Vthを生成するため、制御部 24において、最適な昇圧率の設定を行、、適切な出力電圧 Voutを生成することができる。

[0090] 上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

[0091] 図 10は、電源装置 100の変形例を示す図である。図 10の電源装置 100は、電圧生成回路として、チャージポンプ回路 10ではなぐスイッチングレギユレータ 70が用いられている。このスイッチングレギユレータ 70は、スイッチング素子のオンオフにより、インダクタとコンデンサ間でエネルギ変換を行い、入力電圧を昇圧する電圧生成回路である。

[0092] 制御部 24からは、パルス幅変調（以下 PWMと!、う）されたスイッチング信号 Vpwm が出力され、このスイッチング信号によってスイッチングレギユレータ 70のスィッチング素子のオンオフが制御され、出力電圧 Voutが所望の電圧値に安定化される。

[0093] 図 11は、図 10の駆動回路 20の構成の一部を示す回路図である。定電流回路 22、しきい値電圧源 52の構成は図 3と同様である。図 11の駆動回路 20においては、 LE D端子 106の電圧 Viedと、しきい値電圧源 52から出力されるしきい値電圧 Vthが、誤差増幅器 60に入力されている。誤差増幅器 60は、電圧 Viedとしきい値 Vthの誤差を増幅し、誤差電圧 Verrとして制御部 24へ出力する。

[0094] 制御部 24は、この誤差電圧 Verrにもとづいてスイッチング信号 Vpwmを生成する。制御部 24は、電圧比較器 62、ドライバ 64、発振器 66を含む。発振器 66は、三角波状の周期信号 Vsawを出力し、電圧比較器 62は、この周期信号 Vsawと誤差電圧 Verrを比較することにより、パルス幅変調された信号を生成する。ドライバ 64は、電圧比較器 62の出力にもとづき、スイッチングレギユレータ 70を駆動するためのスイツチング信号を生成する。

その結果、スイッチングレギユレータ 70の出力電圧 Voutは、 LED端子 106の電圧 Viedがしきい値電圧 Vthに近づくように調節されるため、定電流回路 22を安定に動作させつつ、必要以上に高い出力電圧 Voutを生成することがなくなるため、高効率な動作を実現することができる。

[0095] 図 12は、定電流回路 22の変形例を示す図である。図 12の定電流回路 22では、電源電圧 Vddを固定電圧として駆動電流 Idrvが生成される。図 12の定電流回路 22は、トランジスタ Ml、第 1抵抗 Rl、基準抵抗 Rref、演算増幅器 40を含む。 LED端子 1 06には、駆動対象の LED300が接続される。基準抵抗 Rrefは、一端に所定の固定電圧 Vddが印加され、基準電流 Irefの経路上に設けられる。演算増幅器 40は、基準抵抗 Rrefの他端に現れる電圧 Veが非反転入力端子に印加される。トランジスタ Ml は、演算増幅器 40の出力電圧がゲートに印加され、ソース力LED端子 106に接続される。第 1抵抗 R1は、トランジスタ Mlのソースに接続され、一端に固定電圧 Vddが印加される。トランジスタ Mlと第 1抵抗 R1の接続点の電位は、演算増幅器 40の反転入力端子に帰還される。定電流回路 22をこのように構成した場合においても、 Idrv =Iref XRrefZRlで与えられる駆動電流 Idrvを生成することができる。

[0096] 本実施の形態において、電源装置 100、発光装置 1000を構成する素子はすべて一体集積化されて、てもよ、し、あるいはその一部がディスクリート部品で構成されていてもよく、複数の部品がひとつのパッケージにモジュール化されていてもよい。どの部分を集積ィ匕するかは、コストや占有面積などによって決めればよい。

[0097] 実施の形態では、電源装置 100により LEDを駆動する場合について説明したが、負荷回路はこれには限定されず、有機 ELなどのその他の発光素子を駆動してもよいし、さらに、発光素子以外の電流駆動デバイスを駆動することも可能である。

[0098] 本実施の形態においては、使用するトランジスタは FETとしたがバイポーラトランジスタ等の別のタイプのトランジスタを用いてもよぐこれらの選択は、電源装置に要求される設計仕様、使用する半導体製造プロセスなどによって決めればよい。

産業上の利用可能性

[0099] 本発明に係る電源装置によれば、負荷回路の駆動電圧を適切に設定することができる。

Claims

請求の範囲

[1] 負荷回路を定電流駆動するための電源装置であって、

前記負荷回路の駆動経路上に設けられた定電流回路と、

前記負荷回路に駆動電圧を出力する電圧生成回路と、

前記定電流回路の両端の電圧を監視する監視回路と、

前記電圧生成回路力出力される駆動電圧を制御する制御部と、を備え、前記監視回路は、前記定電流回路が安定に動作可能な電圧の変動に追従したしきい値電圧を生成するしきい値電圧源を含み、前記定電流回路の両端の電圧と、前記しき、値電圧源により生成されるしき、値電圧を比較した結果を前記制御部へと出力し、

前記制御部は、前記監視回路の出力にもとづき前記電圧生成回路を制御することを特徴とする電源装置。

[2] 前記定電流回路は、

駆動対象の負荷回路が接続される電流出力端子と、

所定の基準電圧が第 1の入力端子に印加された演算増幅器と、

前記演算増幅器の出力電圧が制御端子に印加され、一端が前記電流出力端子に接続された第 1トランジスタと、

前記第 1トランジスタの他端に接続され、一端に所定の固定電圧が印加された第 1 抵抗と、

前記第 1トランジスタと前記第 1抵抗の接続点の電位を前記演算増幅器の第 2の入力端子に帰還する帰還経路と、を含み、

前記しきい値電圧源は、

所定の定電流を出力する定電流源と、

前記定電流源から出力される定電流の経路上に直列に設けられた第 2トランジスタと、

一端に前記固定電圧が印加され、他端に前記第 2トランジスタが接続された第 2抵杭と、

を含み、前記第 2トランジスタと前記定電流源の接続点の電圧を前記しきヽ値電圧として出力することを特徴とする請求項 1に記載の電源装置。

[3] 半導体集積回路上において、前記第 2トランジスタと前記第 1トランジスタ、および前記第 2抵抗と前記第 1抵抗はそれぞれペアリングして形成されることを特徴とする請求項 2に記載の電源装置。

[4] 前記定電流源から出力される前記定電流は、前記第 2トランジスタが定電流領域で動作する範囲に設定されることを特徴とする請求項 2に記載の電源装置。

[5] 前記監視回路は、

前記定電流回路の両端の電圧と、前記しきい値電圧源により生成される前記しきい値電圧とを比較する電圧比較器と、

前記電圧比較器のオフセット電圧を調節するオフセット電圧調節回路と、を含むことを特徴とする請求項 2に記載の電源装置。

[6] 前記定電流回路は、

前記定電流源力出力される定電流に応じた基準電流の経路上に設けられ、一端に前記固定電圧が印加された基準抵抗をさらに含み、当該基準抵抗の他端に現れる電圧を前記基準電圧として前記演算増幅器の第 1の入力端子に印加することを特徴とする請求項 2に記載の電源装置。

[7] 半導体集積回路上において、前記基準抵抗は、前記第 1、第 2抵抗とペアリングして形成されることを特徴とする請求項 6に記載の電源装置。

[8] 前記オフセット電圧調節回路は、前記電圧比較器の差動電流を調節することを特徴とする請求項 5に記載の電源装置。

[9] 前記オフセット電圧調節回路は、

前記電圧比較器の差動対に供給すべきテール電流を生成する主電流源と、第 1可変電流を生成し、前記差動対により生成される一方の差動電流を変化させる第 1可変電流源と、

第 2可変電流を生成し、前記差動対により生成される他方の差動電流を変化させる第 2可変電流源と、

を含むことを特徴とする請求項 8に記載の電源装置。

[10] 前記電圧生成回路は複数の昇圧率が切り替え可能なチャージポンプ回路であって、前記制御部は、前記監視回路の電圧比較結果にもとづいて前記チャージポンプ回路の昇圧率を切り替えることを特徴とする請求項 1に記載の電源装置。

[11] 前記電圧生成回路はスイッチングレギユレータ回路であって、

前記制御部は、前記監視回路において前記定電流回路の両端の電圧と、前記しき

V、値電圧が等しくなるように前記スイッチングレギユレータ回路のスイッチング動作を制御することを特徴とする請求項 1に記載の電源装置。

[12] 前記定電流回路と、前記監視回路と、前記制御部とは、ひとつの半導体基板上に一体集積化されることを特徴とする請求項 1に記載の電源装置。

[13] 前記負荷回路は発光ダイオードであって、

前記定電流回路は、前記発光ダイオードの力ソード端子に接続され、前記監視回路は、前記発光ダイオードの力ソード端子の電圧を監視することを特徴とする請求項 1から 12のいずれかに記載の電源装置。

[14] 発光ダイオードと、

前記発光ダイオードを定電流駆動するための請求項 1から 12のいずれかに記載の電源装置と、

を備えることを特徴とする発光装置。

[15] 液晶パネルと、

前記液晶パネルのバックライトとして設けられる請求項 14に記載の発光装置と、を備えること特徴とする電子機器。