WO2006009059A1

WO2006009059A1 - ピークホールド回路、それを備えるモータ駆動制御回路、及びそれを備えるモータ装置

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Publication number: WO2006009059A1
Application number: PCT/JP2005/013023
Authority: WO
Inventors: Takashi Fujimura
Original assignee: Rohm Co., Ltd.
Priority date: 2004-07-23
Filing date: 2005-07-14
Publication date: 2006-01-26
Also published as: JP2006042423A; US7564207B2; TW200620808A; US20070273324A1; TWI339937B; JP4641751B2; KR20070055505A; CN1989689A; CN100495896C

Abstract

　モータ駆動電流検出電圧の保持すべきピーク電圧が微小であっても安定して動作するピークホールド回路の提供する。このピークホールド回路（１４）は、モータ駆動電流検出電圧を一定電圧だけシフトするレベルシフト回路（５０）と、レベルシフト回路（５０）の出力電圧と出力端子（ＯＵＴ）の電圧を入力し、それらの差を増幅して出力する差動増幅回路（６０）と、ベースに差動増幅回路（６０）の出力電圧を入力し、エミッタから充電電流を出力する出力トランジスタ（８１）と、充電電流により充電され出力端子（ＯＵＴ）の電圧を保持するコンデンサ（８２）と、レベルシフト回路（５０）の一定電圧と実質的に等しい電圧を生成するバイアス素子（８４）と、バイアス素子（８４）と出力端子（ＯＵＴ）の間に設けられコンデンサ（８２）の放電電流を制御する抵抗素子（８３）と、を備えてなる。

Description

ピークホールド回路、それを備えるモータ駆動制御回路、及びそれを備えるモータ装置

技術分野

[0001] 本発明は、モータの回転数制御のためにその駆動電流を示すモータ駆動電流検出電圧のピーク電圧を保持するピークホールド回路、そのピークホールド回路を備えるモータ駆動制御回路、及びそのモータ駆動制御回路を備えるモータ装置に関するものである。

背景技術

[0002] この種のモータ装置は、例えばスピンドルモータなどのモータを用いて光ディスク装置における光ディスクの回転に使用されるものであり、特願 2004— 019043ゃ特開 2002— 218783号公報（特許文献 1)に記載されたものなどが知られている。このような従来のモータ装置を図 4に示す。このモータ装置 101は、モータ 102、モータドラィバ 107、駆動電流検出抵抗素子 108、及びモータ駆動制御回路 106を有して成る。モータドライバ 107は、モータ 102を駆動しかつ回転数を制御するべぐモータ 102 の電機子コイル L 、 L、 L に駆動電流を供給する。駆動電流検出抵抗素子 108は

U V W

、この駆動電流が流れることにより、駆動電流に比例したモータ駆動電流検出電圧を生成する。また、 CPU等よりなるモータ制御指令部（図示せず）は、回転数カウンタ 1

04からモータ 102の回転数の情報が入力されるとともに、モータ 102が所望の回転数になるよう指令電圧 V をモータ駆動制御回路 106に出力する。モータ駆動制御

CM

回路 106は、後述するように、この指令電圧 V と上記のモータ駆動電流検出電圧

CM

により、モータドライバ 107を制御する。

[0003] モータ駆動制御回路 106を詳述すると、モータ制御指令部からの指令電圧 V は

CM

制御端子 CNTを介して制御電圧変換回路 110に入力される。制御電圧変換回路 1 10は、指令電圧 V と所定の基準電圧 V の差に比例した電圧（回転数制御電圧）

CM REF

V を接地電位を基準に生成する。一方、ピークホールド回路 114は、駆動電流検

RC

出抵抗素子 108からのモータ駆動電流検出電圧のピーク電圧 (検出ピーク電圧) V を保持する。回転数制御増幅器 115は、回転数制御電圧 V と検出ピーク電圧 V

ETP RC

DETPとを比較し、その差を増幅して出力する。そして、これらの後段の回路は、検出ピーク電圧 V が回転数制御電圧 V に一致するよう追従してモータドライバ 107を

DETP RC

制御する。このピークホールド回路 114は、例えば図 5に示すように、差動増幅回路 1 51と、 NPN型のトランジスタ 152と、コンデンサ 153と、抵抗素子 154と、からなり、入力端子 INのモータ駆動電流検出電圧のピーク電圧を出力端子 OUTに保持する。

[0004] 図 6は、モータ制御指令部からの指令電圧 V に対するモータ 102の回転数の特

CM

性である。回転数 T (例えば lOOrpm)と回転数 T (例えば lOOOOrpm)の間では、

0 1

回転数は指令電圧 V に対してほぼ線形な関係となる。従って、 Tと Tが制御可能

CM 0 1

な最低及び最高の回転数であり、一般に Tと Tの間で回転数が制御される。ここで、

0 1

Tは、ピークホールド回路 114が安定して保持することができる最低の検出ピーク電

0

圧 V とノイズに対する耐性などによって決まる。

DETP

特許文献 1：特開 2002— 218783号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0005] ところで、今日、光ディスク装置の高性能化のために光ディスクの回転数の最大値を増加させることが行われている力一方、多機能化のために回転数を通常よりも下げたところ、すなわち超低速回転 (例えば 50rpm)で光ディスク装置を使用することが考えられている。これに対し、前述したピークホールド回路にあっては、モータ駆動電流検出電圧が直接に差動増幅回路に入力される構成であるため、超低速回転、すなわち、保持すべきピーク電圧が微小である場合、安定した動作が困難となる。

[0006] 本発明は、係る事由に鑑みてなされたものであり、その目的はモータ駆動電流検出電圧の保持すべきピーク電圧が微小であっても安定して動作するピークホールド回路を提供し、かつ、そのピークホールド回路を備えることによりモータの超低速回転を制御することができるモータ駆動制御回路、及びそれを備えたモータ装置を提供することにめる。

課題を解決するための手段

[0007] 上記目的を達成するために、請求項 1に記載のピークホールド回路は、モータの駆動電流を示すモータ駆動電流検出電圧を入力端子に入力し、モータ駆動電流検出電圧を一定電圧だけシフトし、そのピーク電圧を保持して出力端子カゝら出力するピークホールド回路であって、モータ駆動電流検出電圧を一定電圧だけシフトするレベルシフト回路と、レベルシフト回路の出力電圧と前記出力端子の電圧との差を増幅して出力する差動増幅回路と、ベースに入力される差動増幅回路の出力電圧に応じてェミッタから充電電流を出力する出力トランジスタと、充電電流により充電されて出力端子の電圧を保持するコンデンサと、レベルシフト回路のシフトした一定電圧と実質的に等しい電圧を生成するバイアス素子と、バイアス素子と出力端子の間に設けられコンデンサの放電電流を制御する抵抗素子と、を有してなり、レベルシフト回路の出力電圧のピーク電圧を保持するピークホールド制御回路と、を備えてなることを特徴とする。

[0008] 請求項 2に記載のピークホールド回路は、請求項 1に記載のピークホールド回路において、モータ駆動電流検出電圧の高周波成分を除去する積分回路を更に備え、前記レベルシフト回路は積分回路が出力する電圧を一定電圧だけシフトすることを特徴とする。

[0009] 請求項 3に記載のピークホールド回路は、請求項 1又は 2に記載のピークホールド回路において、前記差動増幅回路は、一定の電流を流す定電流源トランジスタと、ェミッタが定電流源トランジスタに共通に接続され、それぞれのベースにレベルシフト回路の出力電圧と前記出力端子の電圧が入力される第 1及び第 2の差動入カトランジスタと、を備え、第 2の差動入力トランジスタのベースに接続され、前記定電流源トランジスタの半分の電流を流して第 2の差動入力トランジスタのベース電流を補償するベース電流補償回路を更に備えることを特徴とする。

[0010] 請求項 4に記載のモータ駆動制御回路は、請求項 1乃至 3のいずれかに記載のピークホールド回路を備え、ピークホールド回路に保持されたピーク電圧が所定の電圧に一致するようモータを駆動するモータドライバを制御することを特徴とする。

[0011] 請求項 5に記載のモータ装置は、モータと、モータを駆動するモータドライバと、モータの駆動電流を流してモータ駆動電流検出電圧を生成する駆動電流検出抵抗素子と、請求項 4に記載のモータ駆動制御回路と、を備えることを特徴とする。発明の効果

[0012] 本発明に係るピークホールド回路は、レベルシフト回路及びバイアス素子を備えて V、るので、モータ駆動電流検出電圧の保持すべきピーク電圧が微小であっても安定して動作することができる。また、本発明に係るモータ駆動制御回路及びそれを用いたモータ装置は、このピークホールド回路を備えているので、モータの超低速回転を制御することが可能になる。

図面の簡単な説明

[0013] [図 1]本発明の実施形態に係るモータ装置の回路図である。

[図 2]同上のピークホーノレド回路の回路図である。

[図 3]本発明の実施形態の変形例 1に係るピークホールド回路の回路図である。

[図 4]従来のモータ装置の回路図である。

[図 5]同上のピークホーノレド回路の回路図である。

[図 6]指令電圧 V に対するモータの回転数の特性図である。

CM

符号の説明

[0014] 1 モータ装置、 2 モータ、 6 モータ駆動制御回路、 7 モータドライバ、 8 駆動電流検出抵抗素子、 14 ピークホールド回路、 40 積分回路、 50 レベルシフト回路、 60 差動増幅回路、 80 ピークホールド制御回路、 81 ピークホールド制御回路の出力トランジスタ、 82 ピークホールド制御回路のコンデンサ、 83 ピークホールド制御回路の抵抗素子、 84 ピークホールド制御回路のバイアス素子、 90 ベース電流補償回路、 IN ピークホールド回路の入力端子、 OUT ピークホールド回路の出力端子。

発明を実施するための最良の形態

[0015] 以下、本願発明を実施するための最良の形態を図面に基づいて説明する。図 1は本発明の実施形態に係るモータ駆動制御回路及びそのモータ駆動制御回路を用いたモータ装置の回路図である。なお、本発明の実施形態に係るピークホールド回路は、図 1に示すモータ駆動制御回路 6に内蔵されるピークホールド回路 14であり、図 2に基づいて後に詳述する。 [0016] このモータ装置 1は、構成ブロックとして、モータ 2、モータドライバ 7、駆動電流検出抵抗素子 8、及びモータ駆動制御回路 6を有して成る。モータドライバ 7は、モータ 2 を駆動しかつ回転数を制御するべぐモータ 2の電機子コイル L 、 L、 L に駆動電

U V W

流を供給する。駆動電流検出抵抗素子 8は、この駆動電流が流れることにより、駆動電流に比例したモータ駆動電流検出電圧を生成する。また、 CPU等よりなるモータ制御指令部（図示せず）は、後述の回転数カウンタ 4からモータ 2の回転数の情報が入力されるとともに、モータ 2が所望の回転数になるよう指令電圧 V をモータ駆動

CM

制御回路 6に出力する。モータ駆動制御回路 6は、後述するように、この指令電圧 V

C

と上記のモータ駆動電流検出電圧により、モータドライバ 7を制御する。以下、各ブ

M

ロックを詳細に説明する。

[0017] モータ 2は、永久磁石で構成された回転子 5と、回転子 5の回転を制御する Y結線された U相、 V相、 W相の電機子コイル L 、L、L と、回転子 5の位置 (位相）を検出

U V W

して回転位置検出信号を出力するホール素子 H 、H、H と、モータ 2 (回転子 5)の

U V W

回転数を検出する回転数カウンタ 4と、を有して成る。ホール素子 H 、 H 、 H の回

U V W

転位置検出信号は、それぞれ u相、 V相、 w相における差動の正弦波であり、各相の間の位相差は 120° である。

[0018] モータドライバ 7は、 N型 MOSトランジスタである 3個の電源側出力トランジスタ T

UU

、T 、Τ と 3個の接地側出力トランジスタ Τ 、Τ 、Τ とを有して成る。電源側出

VU WU UL VL WL

カトランジスタ Τ のソースと接地側出力トランジスタ Τ のドレインとがモータ 2の U相

UU UL

のコイル L に、電源側トランジスタ Τ のソースと接地側出力トランジスタ Τ のドレイ

U VU VL

ンとがモータ 2の V相のコイル L に、電源側トランジスタ Τ のソースと接地側出力トラ

V WU

ンジスタ Τ のドレインとがモータ 2の W相のコイル L に、それぞれ接続されている。

WL W

また、電源側出力トランジスタ τ 、Τ 、Τ のドレインはモータ駆動用電源 V に接 uu vu wu Μ 続され、接地側トランジスタ τ 、τ 、τ のソースは、後述する駆動電流検出抵抗

UL VL WL

素子 8を介して接地されている。そして、これらの出力トランジスタ Τ 、Τ 、Τ 、Τ

UU VU WU

、T 、T のゲートには、後述するモータドライバ制御回路 20からの PWM出力が

UL VL WL

入力されて制御される。例えば、モータ 2の U相のコイル L力 V相のコイル Lに電

U V

流を流すときには、モータドライバ制御回路 20からの PWM出力を受けて電源側出カトランジスタ T と接地側出力トランジスタ Τ とがオンになる。また、 V相のコイル L

UU VL

から W相のコイル L に電流を流すときには、電源側出力トランジスタ Τ と接地側出

V W VU

カトランジスタ Τ とがオンになる。また、 W相のコイル L 力 U相のコイル L に電流

WL W U

を流すときには、電源側出力トランジスタ Τ と接地側出力トランジスタ Τ とがオンに

WU UL

なる。このように、モータドライバ制御回路 20の PWM出力を受けて電源側出カトランジスタと接地側出力トランジスタがスイッチングされ、 PWM出力のデューティ比の変化により、モータ 2を駆動する電流量を変化させてその回転数を制御する。

[0019] 駆動電流検出抵抗素子 8は、モータドライバ 7の電源側出力トランジスタと接地側出カトランジスタが共にオンする期間（PWM出力のオン期間）に駆動電流が流れ、電源側出力トランジスタと接地側出力トランジスタのどちらかがオフする期間（PWM出力のオフ期間）には駆動電流は流れない。また、駆動電流検出抵抗素子 8には電機子コイル L 、 L、 L の駆動電流が全て流れ、駆動電流の値は U相、 V相、 W相のそ

U V W

れぞれの位相によって変動する。

[0020] 次に、モータ駆動制御回路 6の構成を説明する。モータ駆動制御回路 6は、制御端子 CNTを有し、これにモータ制御指令部力の指令電圧 V が入力される。制御端

CM

子 CNTに接続される制御電圧変換回路 10は、指令電圧 V と所定の基準電圧 V

CM RE

の差に比例した電圧（回転数制御電圧) V を順バイアス電圧 (Vf)を基準に生成す

F RC

る。制御電圧変換回路 10は、非反転入力端子に制御端子 CNTの指令電圧が入力され、反転入力端子に所定の基準電圧 V が入力され、それらの差に比例する電

REF

流を出力する電流増幅器 11と、一端が電流増幅器 11の出力に接続され、他端が接地され、電流を電圧に変換する抵抗 12と、力ソードが電流増幅器 11の出力に接続され、アノードが制御電圧変換回路 10の出力になるダイオード 13と、を有して成る。このダイオード 13により、回転数制御電圧 V が順バイアス電圧 (Vf)を基準に生成さ

RC

れるようになる。また、ダイオード 13は具体的にはダイオード接続のトランジスタから構成される。

[0021] また、駆動電流検出抵抗素子 8にはピークホールド回路 14が接続され、このピークホールド回路 14はモータ駆動電流検出電圧を一定電圧だけシフトし、そのピーク電圧 (検出ピーク電圧) V を保持する。ピークホールド回路 14と上記の制御電圧変換回路 10には回転数制御増幅器 15の反転入力端子と非反転入力端子が接続され、この回転数制御増幅器 15は検出ピーク電圧 V と回転数制御電圧 V とを比較

DETP RC

し、その差を増幅して後述する位相シフト回路 17に出力する。

[0022] また、モータ 2のホール素子 H 、 H 、 H にはホールアンプ 16 、 16 、 16 が接続

U V W U V W

され、これらのホールアンプ 16 、 16 、 16 は U相、 V相、 W相の回転位置検出信号

U V W

の差動電圧を一定増幅率で増幅して出力する。ホールアンプ 16 、 16 、 16 及び

U V W

上記の回転数制御増幅器 15には位相シフト回路 17が接続され、この位相シフト回路 17は、ホールアンプ 16 、 16 、 16 が出力する U相、 V相、 W相の回転位置検出

U V W

信号を一定位相シフトする（例えば 30° 進める）と共に、回転数制御増幅器 15の出力電圧に応じた増幅率で増幅して出力する。なお、 U相、 V相、 W相の回転位置検出信号を一定位相シフトするのは、モータ 2の回転子 5を最も効率的よく回転させるためのタイミングで磁場をカ卩えるためである。

[0023] 位相シフト回路 17の U相、 V相、 W相の出力にはそれぞれ PWM出力比較器 18 、

U

18 、 18 の非反転入力端子が接続され、これらの PWM出力比較器 18 、 18 、 18

V W U V

は、 U相、 V相、 W相の回転位置検出信号と反転入力端子に入力される三角波発 w

生器 19からの三角波とを比較し、三角波よりも電圧が高い期間がハイレベルのオン期間となる PWM信号をそれぞれ出力する。 PWM出力比較器 18 、 18 、 18 の出

U V W

力にはモータドライバ制御回路 20が接続され、このモータドライバ制御回路 20は、入力する PWM信号力モータドライバ 7の電源側出力トランジスタと接地側の出力トランジスタのスイッチングを制御する制御信号 (PWM出力）を生成する。

[0024] 次に、モータ 2の回転数を変化させる場合の動作を説明する。モータ 2の回転数を高くする場合は、モータ制御指令部から制御端子 CNTに入力される指令電圧 V

CM

が高くなる。そうすると、回転数制御電圧 V は検出ピーク電圧 V よりも高くなる。

RC DETP

回転数制御増幅器 15の出力電圧は上昇し、位相シフト回路 17から出力される回転位置検出信号の振幅を大きくする。 PWM出力比較器 18 、 18 、 18 ではオン期間

U V W

が長、デューティ比の PWM信号が生成され、モータドライバ制御回路 20を介してモータドライバ 7に制御信号が出力される。その結果、モータドライバ 7がモータ 2の U相、 V相、 W相の電機子コイル L 、 L、 L に流す駆動電流が増加するので、モータ 2 の回転数は高くなる。そして、この駆動電流は駆動電流検出抵抗素子 8で電圧に変換され、検出ピーク電圧 V が再度回転数制御電圧 V と比較される。この動作の

DETP

ループを繰り返し、その結果、検出ピーク電圧 V が回転数制御電圧 V と一致す

DETP RC

ると安定する。

[0025] 逆に、モータ 2の回転数を低くする場合は、モータ制御指令部から制御端子 CNT に入力される指令電圧 V が低くなる。そうすると、モータ 2の回転数を高くする場合

CM

とは逆に回転数制御増幅器 15、位相シフト回路 17、 PWM出力比較器 18、18、1

U V

8 が動作し、その結果、モータドライバ 7がモータ 2の U相、 V相、 W相の電機子コィ

W

ル L、 L、 L に流す駆動電流が減少するので、モータ 2の回転数は低くなる。そして

U V W

、上述と同様のループを繰り返し、その結果、検出ピーク電圧 V が回転数制御電

DETP

圧 V と一致すると安定する。

RC

[0026] 次に、図 2に基づいてピークホールド回路 14を詳細に説明する。ピークホールド回路 14は、駆動電流検出抵抗素子 8からのモータ駆動電流検出電圧が入力される入力端子 INと、回転数制御増幅器 15の反転入力端子に接続される出力端子 OUTを有し、両端子間に、積分回路 40、レベルシフト回路 50、差動増幅回路 60、ピークホ一ルド制御回路 80、及びベース電流補償回路 90を備える。以下、先ず、積分回路 4 0、レベルシフト回路 50、差動増幅回路 60、及びピークホールド制御回路 80を説明し、その後にベース電流補償回路 90を説明する。

[0027] 入力端子 INには積分回路 40が接続され、この積分回路 40はコンデンサ 41で構成され、入力される電圧の高周波成分を除去する。積分回路 40の後段にはレベルシフト回路 50が接続され、レベルシフト回路 50は積分回路 40の出力電圧を一定電圧だけ上げてシフトさせる。レベルシフト回路 50は、 PNP型の定電流源トランジスタ 51と、ェミッタが定電流源 51、ベースが積分回路 40の出力に接続され、コレクタが接地された PNP型のトランジスタ 52と、を有して成る。トランジスタ 52のェミッタがレベルシフト回路 50の出力になる。

[0028] レベルシフト回路 50の後段には差動増幅回路 60が接続され、この差動増幅回路 6 0は、ベースがレベルシフト回路 50の出力に接続される一方の差動入力トランジスタ 61と、ベースが出力端子 OUTに接続される他方の差動入力トランジスタ 62と、ベースとコレクタが差動入力トランジスタ 61のコレクタに接続され、ェミッタが接地された負荷トランジスタ 63と、ベースとコレクタが差動入力トランジスタ 62のコレクタに接続され、ェミッタが接地された負荷トランジスタ 64と、差動入力トランジスタ 61及び 62のエミッタに共通に接続された PNP型の定電流源トランジスタ 65と、定電流源トランジスタ 6 5の電流値の基準となる定電流源 66と、定電流源 66の電流を定電流源トランジスタ 6 5の電流に変換するための PNP型のトランジスタ 67、 68と、出力段の定電流源トランジスタ 69と、ベースが負荷トランジスタ 63のベースに接続され、ェミッタが接地され、コレクタが定電流源トランジスタ 69と接続されて差動増幅回路 60の出力になる出力トランジスタ 70と、を有して成る。この差動増幅回路 60は、レベルシフト回路 50の出力電圧と出力端子 OUTの電圧との差を増幅してピークホールド制御回路 80、詳しくはその出力トランジスタ 81に出力する。

[0029] 差動増幅回路 60の後段にはピークホールド制御回路 80が接続され、このピークホ一ルド制御回路 80は、ベースが差動増幅回路 60の出力、コレクタが電源電圧 V

CC、ェミッタが出力端子 OUTに接続されて、る出力トランジスタ 81と、一端が出力端子 O UTに接続され、他端が接地され、出力端子の電圧を保持するコンデンサ 82と、ベースとコレクタが接地されたダイオード接続の PNP型のトランジスタ 84と、出力端子 OU Tとトランジスタ 84のェミッタとの間に設けられた抵抗素子 83と、 PNP型の定電流源トランジスタ 85と、を有して成る。ダイオード接続のトランジスタ 84はレベルシフト回路 5 0のトランジスタ 52のベース'ェミッタ間の順バイアス電圧 (Vf)と実質的に等しい電圧を生成するバイアス素子となっている。なお、定電流源トランジスタ 85はレベルシフト回路 50の定電流源トランジスタ 51と等 U、電流を流す。

[0030] 次に、ピークホールド回路 14の動作を説明する。積分回路 40は入力端子 INに入力された電圧の高周波成分を除去してレベルシフト回路 50に出力し、レベルシフト回路 50は、その電圧をトランジスタ 52のベース ·ェミッタ間の順バイアス電圧 (Vf)分だけ上げて出力する。差動増幅回路 60は、レベルシフト回路 50の出力電圧と出力端子 OUTの電圧を比較し、出力端子 OUTの電圧をレベルシフト回路 50の出力電圧に追従させるようにトランジスタ 81を制御する。トランジスタ 81は、レベルシフト回路 50の出力電圧が出力端子 OUTの電圧より高いときは、出力端子 OUTに接続されたコンデンサ 82を充電して出力端子 OUTの電圧をレベルシフト回路 50の出力電圧に追従させる。逆に、レベルシフト回路 50の出力電圧が出力端子 OUTの電圧より低いときは、オフする。こうして、レベルシフト回路 50の出力電圧のピーク電圧が保持されるのである。

[0031] ここで、レベルシフト回路 50は、入力端子 INに入力された電圧を順バイアス電圧 ( Vf)分だけ上げることにより、差動増幅回路 60及びそれに接続されるピークホールド制御回路 80を安定して動作させる。例えば、仮に入力端子 INに入力された電圧が 0 Vだとすると、レベルシフト回路 50の出力、すなわち差動入力トランジスタ 61のべ一スの電圧は順バイアス電圧（Vf)となり、差動入力トランジスタ 61のェミッタの電圧は 2 XVfとなる。従って、差動入力トランジスタ 61及び負荷トランジスタ 63の動作に必要な電圧が確保できるのである。このように、仮に入力端子 INに入力された電圧が 0V であっても、差動増幅回路 60及びそれに接続されるピークホールド制御回路 80を安定して動作させることがでさる。

[0032] また、同様に、バイアス素子であるトランジスタ 84は、差動入力トランジスタ 62のべース、すなわち出力端子 OUTのバイアス電圧として、レベルシフト回路 50におけるトランジスタ 52のベース'ェミッタ間の順バイアス電圧 (Vf)と同じ電圧を生成する。これは、差動入力トランジスタ 61のベース及び差動入力トランジスタ 62のベースのバイァス電圧を一致させることで、ピークホールド回路 14を安定動作させるためである。なお、この出力端子 OUTの電圧、すなわち回転数制御増幅器 15の反転入力端子の電圧が順バイアス電圧 (Vf)を基準に変化することに応じ、制御電圧変換回路 10が生成する回転数制御電圧 V 、すなわち回転数制御増幅器 15の非反転入力端子

RC

の電圧も上述のように順バイアス電圧 (Vf)を基準として変化するようにしてある。

[0033] また、積分回路 40は、入力端子 INに入力される電圧が極めて微小である（例えばピーク電圧が 5mVの)超低速回転の場合に、ノイズの影響を軽減して制御可能な最低回転数を下げることができる。ただし、レベルシフト回路 50などにより十分に制御可能な最低回転数を下げることができるならば、省略することも可能である。

[0034] また、トランジスタ 81がオフしたとき、コンデンサ 82の電荷は抵抗素子 83とダイォード接続のトランジスタ 84を通って放電されるようになっている。これは、回転数に応じた周期でピーク電圧が入力されるので、その周期毎のピーク電圧を保持するためである。この放電の時定数は、コンデンサ 82の容量値と抵抗素子 83の抵抗値で決まる。ここで、注意すべきは、この時定数が短すぎるとピーク電圧を保持することにならないし、長すぎると実際のピーク電圧よりも高い電圧を出力したままとなる場合も生じることである。特に、入力端子 INに入力される電圧が極めて微小であり、ピークとピークの間隔が長、超低速回転の場合に、時定数は高精度で調整されて、なければならない。そのため、コンデンサ 82の容量値又は抵抗素子 83の抵抗値をトリミングで調整することが望ましい。

[0035] 次に、超低速回転の場合に更に制御可能な最低回転数を下げることができるベース電流補償回路 90を説明する。ベース電流補償回路 90は、 PNP型の定電流源トランジスタ 91と、ェミッタが定電流源トランジスタ 91に接続され、コレクタが接地された P NP型のトランジスタ 92と、ベースとコレクタがトランジスタ 92のベースに接続され、ェミッタが接地された NPN型のトランジスタ 93と、ベースがトランジスタ 93のベース、コレクタが上記の差動入力トランジスタ 62のベースに接続され、ェミッタが接地された N PN型のトランジスタ 94と、を有して成る。定電流源トランジスタ 91は定電流源トランジスタ 65と等しい定電流を供給する。トランジスタ 93及び 94はカレントミラー回路を構成し、トランジスタ 93のサイズはトランジスタ 94の 2倍となっている。従って、トランジスタ 93には定電流源トランジスタ 91のベース電流、すなわち定電流源トランジスタ 65 のベース電流に相当する電流が流れ、トランジスタ 94にはその半分の電流が流れる

[0036] 出力端子 OUTの電圧がレベルシフト回路 50の出力電圧に追従して安定したとき、差動入力トランジスタ 61及び 62のベース電圧は一致し、差動入力トランジスタ 61及び 62に流れる電流はそれぞれ定電流源トランジスタ 65の半分になる。ベース電流補償回路 90のトランジスタ 94は、このときの差動入力トランジスタ 62のベース電流を吸収 (補償)する。こうして、差動入力トランジスタ 62のベース電流がコンデンサ 82ゃ抵抗素子 83に流れ込まないようにして出力端子 OUTの電圧が変動するのを防止している。特に超低速回転の場合、出力端子 OUTの電圧は極めて微小であるので、ベース電流補償回路 90により制御可能な最低回転数を更に下げることが可能になる。 [0037] このように、このピークホールド回路 14は、入力端子 INに入力されるモータ駆動電流検出電圧の保持すべきピーク電圧が微小であっても安定して動作することができる。また、ピークホールド回路 14を備えたモータ駆動制御回路 6及びそれを備えたモータ装置 1は、モータ 2の超低速回転を制御することが可能になる。

[0038] [変形例 1]

上述したように、ピークホールド制御回路 80において、バイアス素子であるトランジスタ 84は、出力端子 OUTのバイアス電圧として、レベルシフト回路 50におけるトランジスタ 52のベース'ェミッタ間の順バイアス電圧 (Vf)と同じ電圧を生成する。そして、トランジスタ 84は、差動入力トランジスタ 61のベースのバイアス電圧と差動入力トランジスタ 62のベースのバイアス電圧とを一致させることで、ピークホールド回路 14を安定動作させる。

[0039] しかしながら、製造プロセス上のばらつきにより、トランジスタ 84のベース'ェミッタ間の順バイアス電圧力トランジスタ 52のベース'ェミッタ間の順バイアス電圧と大きく異なると、トランジスタ 84が抵抗素子 83を介してコンデンサ 82の電荷を放電させることができない場合がある。このような場合には、ピークホールド制御回路 80は、出力端子 OUTから正確な電圧を出力することができな、。

[0040] そこで、製造プロセス上のばらつきが大きい場合には、ピークホールド制御回路 80 を図 3に示すようなピークホールド制御回路 86に変更してもよい。ピークホールド制御回路 86は、図 2に示すピークホールド回路 80において、トランジスタ 84および 85 を取除いたものである。ピークホールド制御回路 86において、トランジスタ 81がオフすると、コンデンサ 82の電荷は抵抗素子 83を介して確実に放電される。よって、ピークホールド制御回路 86は、製造プロセス上のばらつきにかかわらず、出力端子 OUT 力正確な電圧を出力することができる。なお、出力端子 OUTの電圧は、接地電位を基準に変化するため、回転数制御増幅器 15の非反転入力端子に入力される回転数制御電圧 V についても、接地電位を基準に変化するように変更する必要がある。

RC

そのため、図 1に示す制御電圧変換回路 10は、ダイオード 13を取除いて構成される [0041] [変形例 2] 製造プロセス上のばらつきが大きい場合において、トランジスタ 84がコンデンサ 82 の電荷を放電させることができなくなる確率を抑制することもできる。

[0042] 図 2に示すピークホールド回路 80において、定電流源トランジスタ 85は、レベルシフト回路 50の定電流源トランジスタ 51と等ヽ電流を流すように構成されるため、トランジスタ 84には、トランジスタ 52と等しい電流が流れる。そのため、製造プロセス上のばらつきにより、トランジスタ 84のベース'ェミッタ間の順バイアス電圧と、トランジスタ 52のベース ·ェミッタ間の順バイアス電圧との間には、電圧差が生じやす!/、。

[0043] そこで、トランジスタ 84へ電流を供給する定電流源トランジスタ 85が定電流源トランジスタ 84に比較してより小さくなるように構成する。すると、トランジスタ 84には、トランジスタ 52に比較してより少ない電流が流れる。そのため、トランジスタ 84のベース 'ェミッタ間の順バイアス電圧と、トランジスタ 52のベース'ェミッタ間の順バイアス電圧との間に生じる電圧差が低減される。よって、ピークホールド制御回路 80は、製造プロセス上のばらつきによる影響を抑制して、安定動作できる。

[0044] 以上、本発明の実施形態であるピークホールド回路、モータ駆動制御回路、及びモータ装置について説明した力本発明は、実施形態に記載したものに限られることなぐ特許請求の範囲に記載した事項の範囲内でのさまざまな設計変更が可能である。例えば、ピークホールド回路 14のレベルシフト回路 50は順バイアス電圧（Vf)分だけ上げている力更にトランジスタを追加することでシフト量を増加させることも可能である。また、駆動電流検出抵抗素子 8をモータドライバ 7の電源側出力トランジスタとモータ駆動用電源 V との間に設けてモータ装置を構成することも可能である。

Claims

請求の範囲

[1] モータ（2)の駆動電流を示すモータ駆動電流検出電圧を入力端子 (IN)に入力し、モータ駆動電流検出電圧を一定電圧だけシフトし、そのピーク電圧を保持して出力端子 (OUT)から出力するピークホールド回路（14)であって、

モータ駆動電流検出電圧を一定電圧だけシフトするレベルシフト回路（50)と、レベルシフト回路（50)の出力電圧と前記出力端子 (OUT)の電圧との差を増幅して出力する差動増幅回路 (60)と、

ベースに入力される差動増幅回路（60)の出力電圧に応じてェミッタから充電電流を出力する出力トランジスタ（81)と、充電電流により充電されて出力端子 (OUT)の電圧を保持するコンデンサ（82)と、レベルシフト回路（50)のシフトした一定電圧と実質的に等、電圧を生成するバイアス素子 (84)と、バイアス素子 (84)と出力端子（ OUT)の間に設けられコンデンサ（82)の放電電流を制御する抵抗素子（83)と、を有してなり、レベルシフト回路（50)の出力電圧のピーク電圧を保持するピークホールド制御回路 (80)と、

を備えてなることを特徴とするピークホールド回路。

[2] 請求項 1に記載のピークホールド回路（14)において、

モータ駆動電流検出電圧の高周波成分を除去する積分回路 (40)を更に備え、前記レベルシフト回路（50)は積分回路 (40)が出力する電圧を一定電圧だけシフトすることを特徴とするピークホールド回路。

[3] 請求項 1に記載のピークホールド回路（14)において、

前記差動増幅回路（60)は、一定の電流を流す定電流源トランジスタ（65)と、ェミツタが定電流源トランジスタ（65)に共通に接続され、それぞれのベースにレベルシフト回路の出力電圧と前記出力端子 (OUT)の電圧が入力される第 1及び第 2の差動入カトランジスタ（61, 62)と、を備え、

第 2の差動入力トランジスタ（62)のベースに接続され、前記定電流源トランジスタ（ 65)の半分の電流を流して第 2の差動入力トランジスタ（62)のベース電流を補償するベース電流補償回路（90)を更に備えることを特徴とするピークホールド回路。

[4] 請求項 1に記載のピークホールド回路（14)において、前記ピークホールド制御回路（80)は、前記レベルシフト回路（50)へ流れる電流より少な!/、電流を前記バイアス素子（84)へ流すことを特徴とするピークホールド回路。

[5] モータ（2)の駆動電流を示すモータ駆動電流検出電圧を入力端子 (IN)に入力し、モータ駆動電流検出電圧を一定電圧だけシフトし、そのピーク電圧を保持して出力端子 (OUT)から出力するピークホールド回路（14)であって、

ベースに入力される差動増幅回路（60)の出力電圧に応じてェミッタから充電電流を出力する出力トランジスタ（81)と、充電電流により充電されて出力端子 (OUT)の電圧を保持するコンデンサ（82)と、コンデンサ（82)の放電電流を制御する抵抗素子（83)と、を有してなり、レベルシフト回路（50)の出力電圧のピーク電圧を保持するピークホールド制御回路（80)と、

を備えてなることを特徴とするピークホールド回路。

[6] 請求項 5に記載のピークホールド回路（14)において、

[7] 請求項 5に記載のピークホールド回路（14)において、

前記差動増幅回路（60)は、一定の電流を流す定電流源トランジスタ（65)と、ェミツタが定電流源トランジスタ（65)に共通に接続され、それぞれのベースにレベルシフト回路 (50)の出力電圧と前記出力端子 (OUT)の電圧が入力される第 1及び第 2の差動入力トランジスタ (61, 62)と、を備え、

[8] モータ（2)の駆動電流を示すモータ駆動電流検出電圧を入力端子 (IN)に入力し、モータ駆動電流検出電圧を一定電圧だけシフトし、そのピーク電圧を保持して出力端子 (OUT)から出力するピークホールド回路（ 14)を備え、ピークホールド回路（14 )に保持されたピーク電圧が所定の電圧に一致するようモータ（2)を駆動するモータドライバ (7)を制御することを特徴とするモータ駆動制御回路 (6)であって、

前記ピークホールド回路（14)は、

を備えてなることを特徴とする、モータ駆動制御回路。

モータ（2)の駆動電流を示すモータ駆動電流検出電圧を入力端子 (IN)に入力し、モータ駆動電流検出電圧を一定電圧だけシフトし、そのピーク電圧を保持して出力端子 (OUT)から出力するピークホールド回路（ 14)を備え、ピークホールド回路（14 )に保持されたピーク電圧が所定の電圧に一致するようモータ（2)を駆動するモータドライバ (7)を制御することを特徴とするモータ駆動制御回路 (6)であって、

前記ピークホールド回路（14)は、

を備えてなることを特徴とする、モータ駆動制御回路。

[10] モータ（2)と、

モータ（2)を駆動するモータドライバ（7)と、

モータ（2)の駆動電流を流してモータ駆動電流検出電圧を生成する駆動電流検出抵抗素子 (8)と、

モータ駆動制御回路 (6)と、

を備えることを特徴とするモータ装置（1)であって、

前記モータ駆動制御回路 (6)は、モータ（2)の駆動電流を示すモータ駆動電流検出電圧を入力端子 (IN)に入力し、モータ駆動電流検出電圧を一定電圧だけシフトし、そのピーク電圧を保持して出力端子 (OUT)力も出力するピークホールド回路（1 4)、を備え、ピークホールド回路（14)に保持されたピーク電圧が所定の電圧に一致するようモータ（2)を駆動するモータドライバ（7)を制御することを特徴とし、

前記ピークホールド回路（14)は、

を備えてなることを特徴とする、モータ装置。

[11] モータ（2)と、

モータ（2)を駆動するモータドライバ（7)と、

モータ駆動制御回路 (6)と、

を備えることを特徴とするモータ装置（1)であって、

前記ピークホールド回路（14)は、

を備えてなることを特徴とする、モータ装置。