KR100652101B1

KR100652101B1 - 모터 구동 장치, 집적 회로, 및 모터 구동 방법

Info

Publication number: KR100652101B1
Application number: KR1020050008037A
Authority: KR
Inventors: 오꾸무라다께끼요; 모리따히로따까
Original assignee: 산요덴키가부시키가이샤
Priority date: 2004-01-29
Filing date: 2005-01-28
Publication date: 2006-12-01
Also published as: US7053573B2; US20050168181A1; CN1649249A; TW200525876A; CN100399694C; KR20050077794A; JP4454328B2; JP2005218231A; TWI297565B

Abstract

모터 회전 시의 소음을 저감시킨다. 위치 검출부에 의해 생성된 모터의 회전자 및 고정자 간의 상대 위치를 나타내는 펄스 신호와, 상기 모터의 회전 속도를 설정하기 위한 회전 속도 설정 전압에 기초하여, 상기 모터의 구동 코일을 통전시키기 위한 구동 트랜지스터의 도통/비도통을 제어함으로써 상기 모터를 구동하는 모터 구동 장치로서, 상기 회전 속도 설정 전압의 전압 레벨에 따른 지연 시간만큼, 상기 펄스 신호를 지연시킨 펄스 지연 신호를 생성하는 제어 회로를 설치한다.

모터, 소음, 위치 검출부, 회전자, 고정자, 펄스 신호, 회전 속도 설정 전압, 구동 코일, 구동 트랜지스터, 전압 레벨, 펄스 지연 신호

Description

모터 구동 장치, 집적 회로, 및 모터 구동 방법{MOTOR DRIVING APPARATUS, INTEGRATED CIRCUIT, AND MOTOR DRIVING METHOD}

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 모터 구동 장치의 전체 구성을 설명하는 도면.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 모터 구동 장치에 외부 접속되는 구동 코일 주위의 구성을 설명하는 도면.

도 3은 콤퍼레이터의 출력과 구동 트랜지스터의 게이트 입력 간의 일반적인 관계를 설명하는 도면.

도 4는 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)와 구동 트랜지스터의 게이트 전극에의 입력 간의 일반적인 관계를 설명하는 도면.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 충방전 회로 주위의 구성을 설명하는 도면.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 콤퍼레이터의 출력과 구동 트랜지스터의 게이트 입력 간의 관계를 설명하는 도면.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)와 타이밍 지연 시간 TC 간의 관계를 설명하는 도면.

도 8은 종래의 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)와 타이밍 지연 시간 TC 간의 관계를 설명하는 도면.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

10, 11, 12 : 홀 소자

21, 22, 23 : 콤퍼레이터

30 : 3상 로직 회로

41 : 소스측 프리 드라이버

42 : 싱크측 프리 드라이버

51, 52, 53, 54, 55, 56 : NMOSFET

61, 62, 63 : 구동 코일

70 : F/V 적분 회로

80 : 레벨 시프트 회로

100, 101, 102 : 저항체

103 : 직렬 저항체

110 : 오피 앰프

111 : 리미터 회로

120, 121, 122 : 충방전 회로

130, 131, 132 : 용량 소자

140 : 직렬 저항체

141, 142 : 저항체

201, 202, 203, 301, 302 : PNP형 바이폴라 트랜지스터

200, 204, 205, 206, 300, 303 : NPN형 바이폴라 트랜지스터

500 : 모터 구동 장치

본 발명은 모터 구동 장치, 집적 회로, 모터 구동 방법에 관한 것이다.

자동차용이나 가전용의 공조 장치용 모터(블로워 팬 모터 등)는 저 소음화의 요망이 크기 때문에, 브러시리스 모터가 주로 이용되고 있다. 또한, 이러한 용도의 브러시리스 모터에서는 회전자 및 고정자 간의 상대 위치를 검출하기 위해 염가의 홀 소자가 구비되어 있다.

종래의 모터 구동 장치는, 홀 소자를 구비한 브러시리스 모터를 구동하는 경우, 홀 소자로부터 검출된 위치 검출 신호에 기초하여, 브러시리스 모터의 구동 코일의 통전 방향을 전환하기 위한 구동 트랜지스터에 대하여 도통/비도통을 제어한다. 그리고, 구동 트랜지스터의 도통 타이밍을 적당한 타이밍으로 제어함으로써, 브러시리스 모터가 적당한 회전 방향으로 구동하는 것이다.

또한, 브러시리스 모터를 채용하였다고 하여도, 회전 속도를 저속으로부터 고속으로 전환하는 경우 등, 회전 속도가 변동된 경우에는 회전음에 웅웅거림이 생겨, 소음 노이즈(소위, 웅웅 소리)가 발생하게 된다. 여기서, 홀 소자로부터 검출된 위치 검출 신호의 입력 타이밍에서 소정의 구동 트랜지스터를 도통시키는 것은 아니고, 위치 검출 신호의 입력 타이밍으로부터 시간을 어긋나게 하여 소정의 구동 트랜지스터를 도통시킴으로써, 회전 속도의 변동에 수반되는 소음 노이즈가 저감되는 것이 알려져 있다.

종래의 모터 구동 장치는 용량 소자의 충방전 전압의 파형 둔화를 이용하여 위치 검출 신호의 입력으로부터 소정의 구동 트랜지스터를 도통시키기까지의 시간(이하, 타이밍 지연 시간 TC라고 칭함)을 설정하고 있었다. 또한, 타이밍 지연 시간 TC는, 용량 소자의 용량값 C, 용량 소자의 충방전 전류 I 및 소정 전압 V에 의해, "TC=C×V÷I"의 개산식에 의해 설정되는 것이다. 따라서, 종래는, 마이크로컴퓨터 등의 외부 장치로부터 지정된 회전 속도를 설정하기 위한 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)에 따라, 미리 정해 놓은 복수(예를 들면, 3개)의 충방전 전류 I를 전환하여, 타이밍 지연 시간 TC를 설정하고 있었다.

예를 들면, 도 8에서, 타이밍 지연 시간 TC는 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)가 0∼46%까지는 0.7msec로 고정되고, 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)가 47∼66%까지는 0.4msec로 고정되며, 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)가 67∼100%까지는 0.1msec로 고정된다고 한 방식으로, 3 단계로 전환되게 된다.

[특허 문헌 1] 일본특허공개 2002-325479호 공보

그런데, 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)에 따라 충방전 전류 I를 단계적으로 전환하고, 나아가서는 타이밍 지연 시간 TC를 복수 단계로 나누어 설정하도록 한 경우, 각 단계의 경계 부근에서의 타이밍 지연 시간 TC는 급격하게 변화하게 된다. 따라서, 외부 장치로부터 지정된 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)가 각 단계의 경계 부근으로 된 경우나, 외부 장치의 회전 속도 제어에 의해 회전 속도를 연속하여 변화시킬 때에 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)가 각 단계의 경계 부근을 통과하는 경우에서는, 타이밍 지연 시간 TC를 설정함으로써 소음 노이즈를 저감한다고 하는 효과에 관련하여 기대한 대로의 것을 얻을 수 없다고 하는 과제가 있었다.

본 발명은 상술한 과제를 감안하여 이루어진 것으로, 모터 구동 장치, 집적 회로, 모터 구동 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.

전술한 과제를 해결하기 위한 주된 본 발명은, 위치 검출부에 의해 생성된 모터의 회전자 및 고정자 간의 상대 위치를 나타내는 펄스 신호와, 상기 모터의 회전 속도를 설정하기 위한 회전 속도 설정 전압에 기초하여, 상기 모터의 구동 코일을 통전시키기 위한 구동 트랜지스터의 도통/비도통을 제어함으로써 상기 모터를 구동하는 모터 구동 장치로서, 상기 회전 속도 설정 전압의 전압 레벨에 따른 지연 시간만큼, 상기 펄스 신호를 지연시킨 펄스 지연 신호를 생성하는 제어 회로를 설치하는 것으로 한다.

<실시예>

<전체 구성>

도 1, 도 2, 도 3, 도 4를 참조하면서, 본 발명에 따른 모터 구동 장치(500)의 전체 구성에 대하여 설명한다. 또한, 모터 구동 장치(500)는 집적 회로의 형태로 실시된다. 본 실시예에서, 모터란, 회전자 및 고정자 간의 상대 위치를 검출하기 위한 홀 소자(10, 11, 12)를 구비하는 3상 브러시리스 모터이다. 물론, 모터는 단상 브러시리스 모터나 2상 브러시리스 모터로 하여도 되고, 회전자 및 고정자 간의 상대 위치를 검출하는 소자로서는 홀 소자(10, 11, 12)에 한하지 않고, 그 밖의 자전 변환 소자(자기 저항 소자 등)가 채용되어도 된다.

본 발명에서는, 도 2에 도시하는, 모터의 고정자에 고착된 구동 코일(61, 62, 63)과, 구동 코일(61, 62, 63)에 흐르는 전류 방향을 적당한 타이밍에서 전환하기(통전시키기) 위한 NMOSFET(51, 52, 53, 54, 55, 56)가 모터 구동 장치(500)에 대하여 외부 접속되는 형태로 실시된다.

또한, NMOSFET(51, 53, 55)는 소스측(토출측)의 구동 트랜지스터이고, NMOSFET(52, 54, 56)는, 싱크측(흡입측)의 구동 트랜지스터이다. NMOSFET(51, 52)의 드레인·소스 경로, NMOSFET(53, 54)의 드레인·소스 경로, NMOSFET(55, 56)의 드레인·소스 경로는, 각각 전원 전압 VCC와 접지 사이에 직렬 접속된다. 또한, NMOSFET(51, 52)의 드레인·소스 접속부와 NMOSFET(53, 54)의 드레인·소스 접속부 사이에 구동 코일(61)이 접속되고, NMOSFET(53, 54)의 드레인·소스 접속부와 NMOSFET(55, 56)의 드레인·소스 접속부 사이에 구동 코일(62)이 접속되며, NMOSFET(51, 52)의 드레인·소스 접속부와 NMOSFET(55, 56)의 드레인·소스 접속부 사이에 구동 코일(63)이 접속된다.

모터 구동 장치(500)는 NMOSFET(51, 52, 53, 54, 55, 56)의 각 게이트 전극에 적당한 타이밍에서 구동 신호를 공급함으로써 구동 코일(61, 62, 63)에 흐르는 전류 방향을 전환한다. 그 결과, 모터는 적당한 회전 방향으로 구동된다. 또한, NMOSFET(51, 52, 53, 54, 55, 56) 및 전원 전압 VCC를 공급하는 전원 회로 등은 모 터 구동 장치(500)에 내장되는 형태이어도 물론 된다.

모터 구동 장치(500)는 홀 소자(10, 11, 12)로부터 검출된 정현파 형상의 위치 검출 신호가 소정의 입력 단자 IN1±, IN2±, IN3±를 통하여 입력된다. 이들 입력된 정현파 형상의 위치 검출 신호는 히스테리시스를 갖는 콤퍼레이터(21, 22, 23)를 통하여 증폭됨과 함께 2치화되어, 펄스 형상의 위치 검출 신호(『펄스 신호』)로 변환된다. 즉, 홀 소자(10, 11, 12)와 콤퍼레이터(21, 22, 23)(이들을 포함하여 『위치 검출부』라고 함)에 의해, 모터의 회전자와 고정자 간의 상대 위치를 나타내는 펄스 형상의 위치 검출 신호를 생성하는 것이다. 그리고, 콤퍼레이터(21, 22, 23)의 각 출력 H10, H20, H30는 후술하는 충방전 회로(120, 121, 122)와 후술하는 콤퍼레이터(150, 151, 152)를 통하여 3상 로직 회로(30)에 입력되게 된다.

3상 로직 회로(30)는, 콤퍼레이터(21, 22, 23)의 각 출력 H10, H20, H30에 기초하여, 도 2에 도시하는 NMOSFET(51, 52, 53, 54, 55, 56)의 도통/비도통을 제어한다. 예를 들면, 도 3은, 후술하는 타이밍 지연 시간 TC를 설정하지 않은 경우에, 콤퍼레이터(21, 22, 23)의 출력과 NMOSFET(51, 52, 53, 54, 55, 56)의 게이트 전극에의 입력 간의 일반적인 관계를 설명하는 도면이다. 도 3의 (a)에 도시하는 전기각 90°에서, 콤퍼레이터(23)의 출력 H30가 High 레벨로부터 Low 레벨로 전환된다. 그리고, 3상 로직 회로(30)는, 후술하는 타이밍 지연 시간 TC를 설정하지 않은 경우에는, 콤퍼레이터(23)의 출력 레벨이 전환된 타이밍(전기각 90°)에서, NMOSFET(51, 54)를 도통시키도록 제어를 행한다. 그 결과, 전기각 90°∼120°의 구간에서는 NMOSFET(51)의 드레인·소스 경로, 구동 코일(61), NMOSFET(54)의 드레인·소스 경로의 순서로 전류가 흐르게 된다.

3상 로직 회로(30)는 NMOSFET(51, 53, 55)의 도통/비도통을 제어하기 위한 소스측 구동 신호를 생성하여 소스측 프리 드라이버(41)에 공급한다. 마찬가지로, 3상 로직 회로(30)는 NMOSFET(52, 54, 56)의 도통/비도통을 제어하기 위한 싱크측 구동 신호를 생성하여 싱크측 프리 드라이버(42)에 공급한다.

소스측 프리 드라이버(41)는, 3상 로직 회로(30)로부터 공급된 소스측 구동 신호에 대하여, NMOSFET(51, 53, 55)의 게이트 전극을 구동 가능한 전압 레벨로까지 증폭한다. 그리고, 소정의 출력 단자 FH6G, FH4G, FH2G를 통하여 NMOSFET(51, 53, 55)의 각 게이트 전극에 공급한다(도 3의 (d), (e), (f) 참조).

싱크측 프리 드라이버(42)는, 3상 로직 회로(30)로부터 공급된 싱크측 구동 신호에 대하여, NMOSFET(52, 54, 56)의 게이트 전극을 구동 가능한 전압 레벨로까지 증폭한다. 그리고, 소정의 출력 단자 FL6, FL4, FL2를 통하여 NMOSFET(52, 54, 56)의 각 게이트 전극에 공급한다(도 3의 (g), (h), (i) 참조).

3상 로직 회로(30)는 NMOSFET(51)와 NMOSFET(52), NMOSFET(53)와 NMOSFET(54), NMOSFET(55)와 NMOSFET(56)가 동시에 도통하여 관통 전류가 흐르는 것이 없도록 제어를 행한다. 예를 들면, 도 3의 (d)에서, 전기각 90°∼150°의 구간에서 NMOSFET(51)를 도통시키는 경우, 우선, 전기각 90°∼120°의 구간에서는 NMOSFET(54)를 도통시킨다. 그 결과, NMOSFET(51)의 드레인·소스 경로, 구동 코일(61), NMOSFET(54)의 드레인·소스 경로의 순서로 전류가 흐르게 된다. 그리고, 다음 전기각 120°∼150°의 구간에서는 NMOSFET(56)를 도통시킨다. 그 결과, NMOSFET(51)의 드레인·소스 경로, 구동 코일(63), NMOSFET(56)의 드레인·소스 경로의 순서로 전류가 흐르게 된다. 따라서, 전기각 90°∼150°의 구간에서는 NMOSFET(51)와 NMOSFET(52)가 동시에 도통하지 않게 된다.

F/V 적분 회로(70)는, 마이크로컴퓨터 등의 외부 장치로부터 입력 단자 VIND를 통하여 지정된 모터의 회전 속도(주파수)를 설정하기 위한 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)를, 그 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)에 비례한 전압으로 변환하는 것이다. 또한, 이 변환된 전압은, 레벨 시프트 회로(80)에 의해, 모터 구동 장치(500)의 내부에서 사용 가능한 회전 속도 설정 전압 VIND0(V)로 레벨 시프트된다.

PWM 제어부(90)는, 회전 속도 설정 전압 VIND0(V)의 전압 레벨에 기초하여, 싱크측 프리 드라이버(42)로부터 출력되는 싱크측 구동 신호를 초퍼 방식에 의해 소정 분할하여 펄스 열로 변환함과 함께, 그 펄스 폭의 듀티비를 변화시킨다. 이와 같이, 싱크측 구동 신호의 펄스 폭의 듀티비를 변화시킴으로써, 구동 코일(61, 62, 63)에 흐르는 평균 전류도 변화되어, 회전 속도 설정 전압 VIND0(V)의 전압 레벨에 따른 회전 속도가 설정되게 된다.

도 4는 회전 속도 설정 전압 VIND(%)에 의한 PWM 제어를 설명하기 위한 개념도이다. 도 4의 (a)에서, 회전 속도 설정 전압 VIND(%)가 풀 회전을 나타내는 100%로부터 50%로 전환된 경우, 소스측의 NMOSFET(51, 53, 55)의 게이트 전극에 공급되는 소스측 구동 신호는 100%의 경우를 유지한다(도 4의 (b) 참조). 한편, 싱크측의 NMOSFET(52, 54, 56)의 게이트 전극에 공급되는 싱크측 구동 신호는 그 듀 티비(=T2/T)가 50%로 전환된다.

또한, PWM 제어부(90)는 소스측 프리 드라이버(41)의 출력 혹은 소스측 프리 드라이버(41) 및 싱크측 프리 드라이버(42) 양쪽의 출력에 대하여, 상술한 바와 같은 회전 속도 설정 전압 VIND(%)에 의한 PWM 제어를 행하도록 하여도 된다.

저항값 R1의 저항체(100), 저항값 R2의 저항체(101), 저항값 R3의 저항체(102)는 소정의 전원 전압 VA(『제1 전압』)와 접지 전압 VSS(『제2 전압』) 사이에 직렬 접속된 직렬 저항체(103)를 구성한다. 즉, 직렬 저항체(103)의 한쪽 단자에 전원 전압 VA가 공급됨과 함께, 다른 쪽 단자에 전원 전압 VA보다 낮은, 예를 들면 접지 전압 VSS가 공급된다.

직렬 저항체(103), 오피 앰프(110), 리미터 회로(111)는, 용량 소자(130, 131, 132)의 충방전 전압의 범위를 정하는 2개의 서로 다른 충방전 기준 전압을 생성하는 것이다. 또한, 2개의 서로 다른 충방전 기준 전압 중, 전압 레벨이 높은 쪽을 상측 리미터 전압이라고 부르기로 하고, 전압 레벨이 낮은 쪽을 하측 리미터 전압이라고 부르기로 한다.

직렬 저항체(103)의 저항체(100, 101)의 접속부(『제1 접속부』)에서는 "(R2+R3)/(R1+R2+R3)"의 분압비에 기초하는 전압 VTCH가 발생하고 있다. 그리고, -측 입력 단자에 출력을 부로 귀환시킨 오피 앰프(110)의 +측 입력 단자에 전압 VTCH가 공급된다.

오피 앰프(110)는 버퍼로서 기능하며, 입력 전압 VTCH를 안정적으로 후속단의 회로에 공급시키기 위한 것이다. 또한, 오피 앰프(110)의 출력 Vsh는 용량 소 자(130, 131, 132)의 충방전 전압 중 전압 레벨이 높은 쪽의 전압(이하, 상측 리미터 전압이라고 칭함)으로 된다.

직렬 저항체(103)의 저항체(101, 102)의 접속부(저항체(100, 101)의 접속부로부터 접지 전압 VSS측에 있는 접속부, 『제2 접속부』)에서는 분압비 "R3/(R1+R2+R3)"에 기초하는 전압 VTCL이 발생하고 있고, 리미터 회로(111)에 공급된다.

리미터 회로(111)는 저항체(101, 102)의 접속부에서 발생한 전압 VTCL과 회전 속도 설정 전압 VIND0(V)가 공급되고, 회전 속도 설정 전압 VIND0(V)가 전압 VTCL 이하로 제한된 변동 전압 V1을 출력한다. 또한, 이 변동 전압 V1은 용량 소자(130, 131, 132)의 충방전 전압 중 전압 레벨이 낮은 쪽의 전압으로 된다.

따라서, 용량 소자(130, 131, 132)의 충방전 전압의 범위는, 고정된 상측 리미터 전압 Vsh와, 가변하는 변동 전압 V1에 기초하여, 변동하게 된다.

충방전 회로(120, 121, 122)와 용량 소자(130, 131, 132)와 직렬 저항체(140)와 콤퍼레이터(150, 151, 152)는, 오피 앰프(110)로부터 출력된 상측 리미터 전압 Vsh와, 리미터 회로(111)로부터 출력된 변동 전압 V1 간의 전위차 (Vsh-V1)에 비례한 타이밍 지연 시간 TC만큼, 콤퍼레이터(21, 22, 23)의 각 출력 H10, H20, H30를 지연시킨 타이밍 지연 신호 TC1', TC2', TC3'을 생성하는 것이다. 또한, 타이밍 지연 시간 TC는, 용량 소자(130, 131, 132)의 용량값 C, 용량 소자(130, 131, 132)의 충방전 전류 I 및 충방전 전압의 범위인 전위차 (Vsh-V1)에 의해, "TC=C×V÷I"의 개산식에 의해 설정된다.

충방전 회로(120, 121, 122)는, 용량 소자(130, 131, 132)의 충방전 전압의 파형 둔화를 이용하여, 콤퍼레이터(21, 22, 23)의 각 출력 H10, H20, H30의 엣지 타이밍에서 용량 소자(130, 131, 132)의 충전/방전을 전환함과 함께, 상측 리미터 전압 Vsh와 변동 전압 V1 사이의 범위에서, 용량 소자(130, 131, 132)의 충방전을 행한다.

저항값 R4의 저항체(141) 및 저항값 R5의 저항체(142)는 상측 리미터 전압 Vsh와 변동 전압 V1 사이에 직렬 접속된 직렬 저항체(140)를 구성한다. 즉, 직렬 저항체(103)의 한쪽 단자에 상측 리미터 전압 Vsh(『소정 전압』)가 공급됨과 함께, 다른 쪽 단자에 변동 전압 V1(『회전 속도 설정 전압』)이 공급된다. 직렬 저항체(140)의 저항체(141, 142)의 접속부에서는 분압비 "R5/(R4+R5)"에 기초하는 비교 기준 전압 Vr이 발생하고 있고, 콤퍼레이터(150, 151, 152)의 +측 입력 단자에 공급된다.

콤퍼레이터(150, 151, 152)는 충방전 회로(120, 121, 122)에서 생성된 충방전 전압 TC1, TC2, TC3와 비교 기준 전압 Vr을 비교한다. 그리고, 콤퍼레이터(150, 151, 152)는, 각각의 비교 결과에 기초하여, 콤퍼레이터(21, 22, 23)의 각 출력 H10, H20, H30를 지연시킨 타이밍 지연 신호 TC1', TC2', TC3'을 생성한다.

<타이밍 지연 시간 TC의 설정>

도 5, 도 6을 참조하면서, 본 발명에 따른 타이밍 지연 시간 TC의 설정에 대하여 상세히 설명한다. 또한, 도 5에서는, 1상(예를 들면, W상)분만의 충방전 회로(122) 주위의 구성을 도시하고 있고, 다른 2상(예를 들면, U상, V상)의 충방전 회로(120, 121) 주위의 구성과 마찬가지이다.

직렬 저항체(103)는 저항체(100)와 저항체(101)와 저항체(102)를 직렬 접속하여 구성된다. 또한, 직렬 저항체(103)의 한쪽 단자에는 전압 VA가 공급되고, 직렬 저항체(103)의 다른 쪽 단자에는 접지 전압 VSS가 공급된다. 그리고, 직렬 저항체(103)의 저항체(100)와 저항체(101) 사이의 접속부에서는 "(R2+R3)×(VA-VSS)÷(R1+R2+R3)"로 구하는 전압 VTCH가 발생하고 있다. 이 전압 VTCH는 오피 앰프(110)의 +측 입력 단자에 공급되고, 오피 앰프(110)는 상측 리미터 전압 Vsh를 출력하게 된다.

또한, 직렬 저항체(103)의 저항체(101)와 저항체(102) 사이의 접속부에서는 "R3×(VA-VSS)÷(R1+R2+R3)"로 구하는 전압 VTCL이 발생하고 있다. 리미터 회로(111)는 이 전압 VTCL과 회전 속도 설정 전압 VIND0(V)가 입력되고, 전압 VTCL 이하로 제한된 회전 속도 설정 전압 VIND0(V)를 변동 전압 V1으로서 출력한다.

직렬 저항체(140)는 저항체(141)와 저항체(142)를 직렬 접속하여 구성된다. 또한, 직렬 저항체(140)의 한쪽 단자에는 상측 리미터 전압 Vsh가 공급되고, 직렬 저항체(140)의 다른 쪽 단자에는 변동 전압 V1이 공급된다. 그리고, 직렬 저항체(140)의 저항체(141)와 저항체(142) 사이의 접속부에서는 "R5×(Vsh-V1)÷(R4+R5)"로 구하는 비교 기준 전압 Vr이 발생하고 있다. 이 비교 기준 전압 Vr이 콤퍼레이터(152)의 +측 입력 단자에 공급된다.

PNP형 바이폴라 트랜지스터(301, 302)와 NPN형 바이폴라 트랜지스터(300, 303)와 저항체(304)는 정전류 생성 회로를 구성한다. 이 정전류 생성 회로의 동작 을 이하에 설명한다. NPN형 바이폴라 트랜지스터(303)의 베이스 단자에는 기준 전압 VREF(밴드 갭 전압 등)에 따른 베이스 전류가 공급된다. 이 기준 전압 VREF는 모터 구동 장치(500)에 전원이 투입되었을 때에 생성되는 것이다.

여기서, 정전류 생성 회로는 PNP형 바이폴라 트랜지스터(302)의 콜렉터 단자와 저항체(304)를 통하여 에미터 접지된 NPN형 바이폴라 트랜지스터(303)의 콜렉터 단자가 접속됨과 함께, PNP형 바이폴라 트랜지스터(302, 301)의 베이스 단자를 공통 접속시켜 이루어진다. 또한, PNP형 바이폴라 트랜지스터(302)의 콜렉터/베이스 단자 간을 다이오드 접속시켜 이루어진다. 따라서, NPN형 바이폴라 트랜지스터(303)가 도통되는 경우에는, PNP형 바이폴라 트랜지스터(302) 및 PNP형 바이폴라 트랜지스터(301)의 각 베이스 단자에, "(기준 전압 VREF-NPN형 바이폴라 트랜지스터(303)의 베이스/에미터 간 전압 Vbe)÷(저항체(304))"에 의해 구하는 정전류가 공급되어, PNP형 바이폴라 트랜지스터(301, 302)는 도통된다.

또한, 정전류 생성 회로는, PNP형 바이폴라 트랜지스터(301)의 콜렉터 단자와 에미터 접지된 NPN형 바이폴라 트랜지스터(300)의 콜렉터 단자가 접속됨과 함께, NPN형 바이폴라 트랜지스터(300)의 콜렉터/베이스 단자 간을 다이오드 접속시켜 이루어진다. 따라서, PNP형 바이폴라 트랜지스터(301)가 도통되었을 때의 정전류가 NPN형 바이폴라 트랜지스터(300)의 베이스 단자에 공급되어, NPN형 바이폴라 트랜지스터(300)는 도통된다.

또한, NPN형 바이폴라 트랜지스터(300)의 베이스 단자는 에미터 접지된 NPN형 바이폴라 트랜지스터(200)의 베이스 단자와 접속된다. 따라서, NPN형 바이폴라 트랜지스터(300)의 베이스 단자에 공급된 정전류가 NPN형 바이폴라 트랜지스터(200)의 베이스 단자에도 공급되어, NPN형 바이폴라 트랜지스터(200)는 도통된다.

이와 같이, 정전류 생성 회로는, 기준 전압 VREF가 NPN형 바이폴라 트랜지스터(303)의 베이스 단자에 공급된 경우, 일정한 베이스 전류를 생성하고, NPN형 바이폴라 트랜지스터(200)의 베이스 단자에 공급하는 것이다. 그리고, 이 정전류 생성 회로와 PNP형 바이폴라 트랜지스터(201, 202, 203)와 NPN형 바이폴라 트랜지스터(200, 204, 205, 206)는 용량 소자(132)에의 충방전을 행하는 충방전 회로(122)를 구성하게 된다.

PNP형 바이폴라 트랜지스터(201, 202, 203)는 에미터 단자에 상측 리미터 전압 Vsh가 공급되고, 또한 베이스 단자끼리 공통 접속된다. 또한, PNP형 바이폴라 트랜지스터(201)의 콜렉터 단자가 에미터 접지된 NPN형 바이폴라 트랜지스터(200)의 콜렉터 단자와 접속됨과 함께, PNP형 바이폴라 트랜지스터(201)의 콜렉터/베이스 단자 간을 다이오드 접속시켜 이루어진다.

PNP형 바이폴라 트랜지스터(202)의 콜렉터 단자에는, 에미터 접지된 NPN형 바이폴라 트랜지스터(204)의 콜렉터 단자와, NPN형 바이폴라 트랜지스터(206)의 콜렉터 단자 및 베이스 단자가 접속된다. 또한, 에미터 접지된 NPN형 바이폴라 트랜지스터(204)의 베이스 단자에는 콤퍼레이터(23)의 출력 H30가 공급된다.

또한, PNP형 바이폴라 트랜지스터(203)의 콜렉터 단자에는, NPN형 바이폴라 트랜지스터(205)의 콜렉터 단자와, 한쪽 단자가 접지된 용량 소자(132)의 다른 쪽 단자와, 콤퍼레이터(152)의 -측 입력 단자가 접속된다. 또한, NPN형 바이폴라 트 랜지스터(205)의 베이스 단자는 NPN형 바이폴라 트랜지스터(206)의 베이스 단자 및 NPN형 바이폴라 트랜지스터(204)의 콜렉터 단자와 접속된다.

여기서, 도 6의 (a)에 도시하는 바와 같이, 모터의 회전 구동 중, 전기각 0°에서, 홀 소자(12)로부터 정현파 형상의 위치 검출 신호가 입력 단자 IN3±를 통하여 콤퍼레이터(23)에 입력되고, 콤퍼레이터(23)에 의해 생성된 펄스 형상의 위치 검출 신호가 한쪽 전압 레벨(Low 레벨)로부터 다른 쪽 전압 레벨(High 레벨)로 전환되었다고 하자. 또한, 직렬 저항체(103), 오피 앰프(110), 리미터 회로(111), 직렬 저항체(140)에 의해, 콤퍼레이터(152)의 +측 입력 단자에는 비교 기준 전압 Vr이 공급되고 있다.

이 경우, 모터가 회전 구동 중에 있으므로, 모터 구동 장치(500)의 전원은 이미 투입되어 있고, NPN형 바이폴라 트랜지스터(303)의 베이스 단자에는 기준 전압 VREF가 공급된 상태에 있다. 따라서, 정전류 생성 회로에서 생성된 정전류가 NPN형 바이폴라 트랜지스터(200)의 베이스 단자에 공급되기 때문에, NPN형 바이폴라 트랜지스터(200)는 도통된다.

또한, PNP형 바이폴라 트랜지스터(201)의 콜렉터/베이스 단자 간은 다이오드 접속시켜 이루어지기 때문에, NPN형 바이폴라 트랜지스터(200)가 도통된 경우, PNP형 바이폴라 트랜지스터(201)도 또한 도통된다. 또한, PNP형 바이폴라 트랜지스터(201)의 베이스 단자는 PNP형 바이폴라 트랜지스터(202, 203)의 각 베이스 단자와 공통 접속되어 이루어지기 때문에, PNP형 바이폴라 트랜지스터(202, 203)도 또한 도통된다. 따라서, PNP형 바이폴라 트랜지스터(201, 202, 203)에는 각각 콜렉터 전류 I가 흐르게 된다.

또한, 한쪽 전압 레벨(Low 레벨)로부터 다른 쪽 전압 레벨(High 레벨)로 전환된 콤퍼레이터(23)의 출력 H30가 NPN형 바이폴라 트랜지스터(204)의 베이스 단자에 공급되어, NPN형 바이폴라 트랜지스터(204)는 도통된다. 그 결과, NPN형 바이폴라 트랜지스터(205, 206)의 베이스 전위는 NPN형 바이폴라 트랜지스터(204)를 통하여 접지 전위로 인입되어, NPN형 바이폴라 트랜지스터(205, 206)는 비도통의 상태로 된다. 그리고, PNP형 바이폴라 트랜지스터(203)의 콜렉터 전류 I가 용량 소자(132)의 다른 쪽 단자에 흘러, 용량 소자(132)는 충전되는 것이다.

여기서, 도 6의 (d)에 도시하는 바와 같이, 용량 소자(132)의 다른 쪽 단자에 발생하는 충방전 전압 TC3는 용량 소자(132)의 용량값 C에 기초하는 기울기에 의해 변동 전압 V1으로부터 상한 리미터 전압 Vsh로 상승해 간다. 그 상승 과정에서, 콤퍼레이터(152)는, 직렬 저항체(140)의 저항체(141)와 저항체(142)의 접속부로부터 발생한 비교 기준 전압 Vr과 충방전 전압 TC3와의 비교를 행한다.

그리고, 콤퍼레이터(152)는, 도 6의 (e)에 도시하는 바와 같이, 변동 전압 V1으로부터 상한 리미터 전압 Vsh로의 상승 과정에 있는 충방전 전압 TC3가 비교 기준 전압 Vr보다 전압 레벨이 낮은 동안은 한쪽 전압 레벨(Low 레벨)로 하고, 비교 기준 전압 Vr 이상의 전압 레벨로 되었을 때에는 다른 쪽 전압 레벨(High 레벨)로 한 타이밍 지연 신호 TC3'을 출력한다.

한편, 충방전 전압 TC3는, 비교 기준 전압 Vr과 일치한 후에는, 상한 리미터 전압 Vsh의 제한에 의해 상한 리미터 전압 Vsh의 전압 레벨로 유지된다. 그리고, 도 6의 (a)에 도시하는 바와 같이, 전기각 90°에서, 콤퍼레이터(23)의 출력 H30가 다른 쪽 전압 레벨(High 레벨)로부터 한쪽 전압 레벨(Low 레벨)로 전환되었다고 하자.

이 때, 다른 쪽 전압 레벨(High 레벨)로부터 한쪽 전압 레벨(Low 레벨)로 전환된 콤퍼레이터(23)의 출력 H30가 NPN형 바이폴라 트랜지스터(204)의 베이스 단자에 공급되어, NPN형 바이폴라 트랜지스터(204)는 비도통으로 된다. 여기서, PNP형 바이폴라 트랜지스터(202, 203)는 도통된 그대로이기 때문에, 상측 리미터 전압 Vsh가 NPN형 바이폴라 트랜지스터(205, 206)의 베이스 단자에 공급된다. 따라서, NPN형 바이폴라 트랜지스터(205, 206)는 도통된다.

여기서, NPN형 바이폴라 트랜지스터(205)의 콜렉터 단자에는 전류 2I(콜렉터 전류 I×2)가 유입되는 것으로 한다. 이 때문에, NPN형 바이폴라 트랜지스터(205)의 콜렉터 단자에는, PNP형 바이폴라 트랜지스터(203)의 콜렉터 전류 I가 유입되는 것 외에, 충전 후의 용량 소자(132)로부터 전류 I가 유입되게 된다.

이와 같이, 용량 소자(132)의 방전이 행하여지므로, 도 6의 (d)에 도시하는 바와 같이, 용량 소자(132)의 다른 쪽 단자에 발생하는 충방전 전압 TC3는 용량 소자(132)의 용량값 C에 기초하는 기울기에 의해 상한 리미터 전압 Vsh로부터 변동 전압 V1으로 하강해 간다. 이 하강 과정에서, 콤퍼레이터(152)는 비교 기준 전압 Vr과 충방전 전압 TC3과의 비교를 행한다.

그리고, 콤퍼레이터(152)는, 도 6의 (e)에 도시하는 바와 같이, 상한 리미터 전압 Vsh로부터 변동 전압 V1으로의 하강 과정에 있는 충방전 전압 TC3가 비교 기 준 전압 Vr보다 전압 레벨이 높은 동안에는 한쪽 전압 레벨(High 레벨)로 하고, 비교 기준 전압 Vr 이하의 전압 레벨로 되었을 때에는 다른 쪽 전압 레벨(Low 레벨)로 한 타이밍 지연 신호 TC3'을 출력한다.

이상, 콤퍼레이터(152)는, 콤퍼레이터(23)의 출력 H30의 엣지 타이밍(엣지가 전환된 타이밍)을 기준으로 하여, 충방전 전압 TC3가 비교 기준 전압 Vr과 일치하는 전압 레벨로 될 때까지의 동안의 타이밍 지연 시간 TC만큼, 지연시킨 타이밍 지연 신호 TC3'을 출력하는 것이다.

그리고, 3상 로직 회로(30)는, 타이밍 지연 신호 TC3'(도 6의 (e) 참조)이나, 다른 2상에서 마찬가지로 생성된 타이밍 지연 신호 TC1'(도 6의 (g) 참조), TC2'(도 6의 (f) 참조)에 기초하여, 홀 소자(10, 11, 12)로부터 검출된 위치 검출 신호의 입력 타이밍, 즉 콤퍼레이터(21, 22, 23)의 엣지 타이밍으로부터 타이밍 지연 시간 TC만큼 시간을 어긋나게 하여, NMOSFET(51, 52, 53, 54, 55, 56)를 적절하게 도통시키게 된다. 또한, 타이밍 지연 시간 TC는 오피 앰프(110)로부터 출력된 상측 리미터 전압 Vsh와 리미터 회로(111)로부터 출력된 변동 전압 V1 간의 전위차 (Vsh-V1), 즉 회전 속도 설정 전압 VIND0(V)에 비례하여 설정되게 된다.

도 7에는 본 발명에 따른 타이밍 지연 시간 TC의 설정예가 도시되어 있다. 도 8에 도시한 바와 같은 종래의 경우와는 달리, 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)가 10∼50%인 구간에서는 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)에 비례한 타이밍 지연 신호 TC가 설정되게 된다.

도 7에 도시한 예에서는, 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)가 0∼10%인 구간은 타이밍 지연 시간 TC의 상한값(예를 들면, 0.9msec)으로 고정시키고, 50∼100%인 구간은 하한값(예를 들면, O.1msec)으로 고정시키고 있지만, O∼1OO%의 전 구간에서, 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)에 비례한 타이밍 지연 시간 TC가 설정되도록 하여도 물론 된다.

이상, 본 발명에 따르면, 마이크로컴퓨터 등의 외부 장치로부터 지정된 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)에 따라, 타이밍 지연 시간 TC의 설정이 불안정하게 되거나 급격하게 변화되지 않게 된다. 또한, 그 결과로서, 모터의 회전 속도의 변동에 수반한 소음 노이즈를 저감시키는 것이 가능하게 된다.

이상, 본 발명의 실시예에 대하여 설명하였지만, 상술한 실시예는 본 발명의 이해를 용이하게 하기 위한 것으로서, 본 발명을 한정하여 해석하기 위한 것이 아니다. 본 발명은 그 취지를 일탈하지 않고 변경/개량될 수 있음과 함께, 본 발명에는 그 등가물도 포함된다.

=== 리미터 회로 ===

상술한 실시예에서, 리미터 회로(111)는 특별히 설치하지 않더라도, 본 발명에 따른 타이밍 지연 시간 TC의 설정은 가능하다. 그러나, 마이크로컴퓨터 등의 외부 장치로부터 지정되는 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)에는 노이즈가 혼입되어 있을 가능성이 있다. 이 때문에, 리미터 회로(111)를 설치함으로써, 예를 들면 변동 전압 V1으로서는, 전압 레벨이 급격하게 높게 되는 것 같은 스파이크 형상의 노이즈를 제거하는 것이 가능하게 된다. 그 결과, 충방전 회로(120, 121, 122)에는 안정된 변동 전압 V1이 공급되게 되어, 타이밍 지연 시간 TC도 변동하지 않고 안정 적으로 설정 가능하게 된다.

또한, 리미터 회로(111)는 회전 속도 설정 전압 VIND0(V)가 전압 VTCL 이하로 제한되도록 구성하였지만, 반대로, 회전 속도 설정 전압 VIND0(V)가 전압 VCTL 이상으로 제한되도록 구성하여도 물론 된다. 그러나, 이 경우에는, 상측 리미터 전압 Vsh와 변동 전압 V1과의 범위가 좁게 되기 때문에, 회전 속도 설정 전압 VIND0(V)가 전압 VCTL 이하로 제한되는 경우와 비교하여, 타이밍 지연 시간 TC를 길게 설정하는 것이 곤란하게 된다. 또한, 회전 속도 설정 전압 VIND0(V)가 상술한 스파이크 형상의 노이즈에 의해 상측 리미터 전압 Vsh를 넘을 가능성도 있기 때문에, 충방전 회로(120, 121, 122)에 안정된 변동 전압 V1이 공급되지 않을 가능성도 있다. 따라서, 타이밍 지연 시간 TC의 설정의 용이함 등을 도모하기 위해, 리미터 회로(111)는 회전 속도 설정 전압 VIND0(V)가 전원 전압 VCTL 이하로 제한되 도록 구성하는 것이 바람직하다.

또한, 리미터 회로(111)는 직렬 저항체(103)의 전압 VTCH측에 설치하여도 된다. 이 경우, 리미터 회로에는 직렬 저항체(103)의 전압 VTCH와 회전 속도 설정 전압 VIND0(V)가 입력되고, 리미터 회로는 타이밍 지연 시간 TC의 설정의 용이함을 도모하도록 회전 속도 설정 전압 VIND0(V) 전압을 VTCH 이상으로 제한되도록 구성된다. 또한, 직렬 저항체(103)의 전압 VTCL은 리미터 회로(111)에 입력시키지 않고서, 용량 소자(130, 131, 132)의 충방전 전압 중 전압 레벨이 낮은 쪽의 고정시킨 전압(이하, 하측 리미터 전압이라고 칭함)으로 한다. 이러한 구성으로 하여도, 상술한 실시예와 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다.

=== 저항체의 특성에 대하여 ===

상술한 실시예에서, 상측 리미터 전압 Vsh의 생성원으로 되는 전압 VTCH, 변동 전압 V1의 생성원으로 되는 전압 VTCL에 대하여, 주위의 환경 조건의 변화에 수반하여 변동하지 않도록, 직렬 저항체(103)를 구성하는 저항체(100, 101, 102)는 동일한 특성(온도 계수, 사용 온도 범위 등)으로 하는 것이 바람직하다. 이에 의해, 주위의 환경 조건의 변화에 수반된 전압 VTCH와 전압 VTCL의 변동이 억제됨과 함께, 타이밍 지연 시간 TC의 설정이 안정적으로 행하여질 수 있게 된다.

또한, 마찬가지의 이유에 의해, 직렬 저항체(140)를 구성하는 저항체(141)와 저항체(142)에 대해서도, 동일한 특성으로 하는 것이 바람직하다. 또한, 저항체(100, 101, 102)와 저항체(141, 142)의 모든 특성을 동일하게 하면, 주위의 환경 조건에 변동이 생긴 경우라고 하여도, 타이밍 지연 시간 TC의 설정을 보다 한층 안정화시킬 수 있다.

=== 콤퍼레이터 ===

상술한 실시예에서, 콤퍼레이터(150, 151, 152)는, 콤퍼레이터(21, 22, 23)의 출력 H10, H20, H30의 엣지 타이밍을 기준으로 하여, 충방전 전압 TC1, TC2, TC3가 비교 기준 전압 Vr과 일치하는 전압 레벨로 될 때까지의 동안의 타이밍 지연 시간 TC만큼, 지연시킨 타이밍 지연 신호 TC1', TC2', TC3'을 출력하도록 하였다. 그러나, 예를 들면 타이밍 지연 신호 TC1', TC2', TC3'의 엣지 타이밍은, 충방전 전압 TC1, TC2, TC3가 비교 기준 전압 Vr과 완전하게 일치하기까지의 시간에 한정되는 것이 아니고, 비교 기준 전압 Vr보다 낮은 소정 전압과 일치하기까지의 시간 이나, 비교 기준 전압 Vr보다 높은 소정 전압과 일치하기까지의 시간으로 하여도 된다. 이 경우, 직렬 저항체(140)의 저항체(141)와 저항체(142)의 접속부와, 콤퍼레이터(150, 151, 152)의 +측 입력 단자와의 사이에, 비교 기준 전압 Vr의 전압 레벨을 소정 전압으로 시프트하기 위한 레벨 시프트 회로(도시 생략)를 설치하면 된다.

=== 타이밍 지연 시간 TC ===

또한, 상술한 실시예에서, 타이밍 지연 시간 TC는 회전 속도 설정 전압 VIND0(V), 나아가서는 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)에 비례하도록 설정하였지만, 이에 한정되는 것이 아니다. 예를 들면, 도 7에서, 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)와 타이밍 지연 시간 TC 간에는 곡선을 규정하는 소정의 함수(이차 함수, 3차 함수, 지수 함수, 타원 함수 등)를 성립시켜도 된다. 이 경우, 예를 들면, 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)에 따른 곡선의 접선의 기울기에 기초하여 비교 기준 전압 Vr의 전압 레벨을 조정하는 논리 회로로 구성할 수 있다.

또한, 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)와 타이밍 지연 시간 TC 간의 관계를 곡선으로 한 경우, 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)에 따라 타이밍 지연 시간 TC가 급격하게 변화할 가능성도 있으므로, 타이밍 지연 시간 TC는 회전 속도 설정 전압비 VIND(%)에 비례하도록 설정하는 것이 바람직하다.

본 발명에 따르면, 모터 회전 시의 소음을 저감시킨 모터 구동 장치, 집적 회로, 모터 구동 방법을 제공할 수 있다.

Claims

위치 검출부에 의해 생성된 모터의 회전자 및 고정자 간의 상대 위치를 나타내는 펄스 신호와, 상기 모터의 회전 속도를 설정하기 위한 회전 속도 설정 전압에 기초하여, 상기 모터의 구동 코일을 통전시키기 위한 구동 트랜지스터의 도통/비도통을 제어함으로써 상기 모터를 구동하는 모터 구동 장치로서,

상기 회전 속도 설정 전압의 전압 레벨에 따른 지연 시간만큼, 상기 펄스 신호를 지연시킨 펄스 지연 신호를 생성하는 제어 회로를 설치한 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
제1항에 있어서,

상기 제어 회로는, 상기 회전 속도 설정 전압의 전압 레벨에 비례한 지연 시간만큼, 상기 펄스 신호를 지연시킨 상기 펄스 지연 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
제1항에 있어서,

상기 제어 회로는,

충방전을 행하는 용량 소자와,

상기 회전 속도 설정 전압과 소정 전압에 기초하여, 2개의 서로 다른 충방전 기준 전압을 생성하는 충방전 기준 전압 생성 회로와,

상기 펄스 신호의 엣지 타이밍에서 상기 용량 소자의 충전/방전을 전환함과 함께, 상기 2개의 충방전 기준 전압 간의 전압 범위에서 상기 용량 소자의 충방전을 행하는 충방전 회로와,

상기 용량 소자의 충방전 전압과 상기 2개의 충방전 기준 전압 사이에 포함되는 비교 기준 전압을 비교하는 비교 회로

를 구비하고,

상기 비교 회로의 비교 결과에 기초하여, 상기 펄스 지연 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
제3항에 있어서,

상기 제어 회로는, 상기 비교 회로에서, 상기 충방전 전압이 한쪽 전압 레벨로부터 상기 비교 기준 전압과 일치하는 전압 레벨로 될 때까지의 동안의 지연 시간만큼, 상기 펄스 신호를 지연시킨 상기 펄스 지연 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
제3항에 있어서,

상기 충방전 기준 전압 생성 회로는,

상기 회전 속도 설정 전압에 기초하여 생성되는 한쪽의 상기 충방전 기준 전압을, 소정의 상한 전압 혹은 하한 전압에 의해 제한하기 위한 리미터 회로

를 구비하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
제5항에 있어서,

상기 충방전 기준 전압 생성 회로는,

한쪽 단자에 제1 전압을 공급함과 함께, 다른 쪽 단자에 상기 제1 전압보다 낮은 제2 전압을 공급한 직렬 저항체

를 구비하고,

상기 직렬 저항체의 제1 접속부의 전압을, 전압 레벨이 높은 쪽의 상기 충방전 기준 전압으로 하며,

상기 직렬 저항체의 상기 제1 접속부로부터 상기 제2 전압측에 있는 제2 접속부의 전압을, 전압 레벨이 낮은 쪽의 상기 충방전 기준 전압의 제한값으로 하고,

상기 리미터 회로는,

상기 제한값 이하로 제한된 상기 회전 속도 설정 전압을, 상기 전압 레벨이 낮은 쪽의 상기 충방전 기준 전압으로 하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
제5항에 있어서,

상기 충방전 기준 전압 생성 회로는,

한쪽 단자에 제1 전압을 공급함과 함께, 다른 쪽 단자에 상기 제1 전압보다 낮은 제2 전압을 공급한 직렬 저항체

를 구비하고,

상기 직렬 저항체의 제1 접속부의 전압에 대해서는 전압 레벨이 높은 쪽의 상기 충방전 기준 전압의 제한값으로 하며,

상기 직렬 저항체의 상기 제1 접속부로부터 상기 제2 전압측에 있는 제2 접속부의 전압에 대해서는 전압 레벨이 낮은 쪽의 상기 충방전 기준 전압으로 하고,

상기 리미터 회로는,

상기 제한값 이상으로 제한된 상기 회전 속도 설정 전압을, 상기 전압 레벨이 높은 쪽의 상기 충방전 기준 전압으로 하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
제6항 또는 제7항의 상기 직렬 저항체를 동일 특성의 저항체로 구성한 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
제3항에 있어서,

상기 비교 기준 전압은, 한쪽 단자에 상기 회전 속도 설정 전압을 공급함과 함께, 다른 쪽 단자에 상기 소정 전압을 공급한, 직렬 저항체의 소정의 접속부의 전압으로 한 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
제9항에 있어서,

상기 직렬 저항체를 동일 특성의 저항체로 구성한 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
제6항, 제7항 및 제10항 중 어느 하나의 상기 직렬 저항체를 동일 특성의 저항체로 구성한 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
제3항에 있어서,

상기 제어 회로는, 상기 모터가 3상 모터인 경우, 상기 용량 소자, 상기 충방전 회로 및 상기 비교 회로를 각 상에 설치함과 함께, 상기 충방전 기준 전압 생성 회로를 각 상 공유로 한 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
제1항의 모터 구동 장치를 집적화한 것을 특징으로 하는 집적 회로.
위치 검출부에 의해 생성된 모터의 회전자 및 고정자 간의 상대 위치를 나타내는 펄스 신호와, 상기 모터의 회전 속도를 설정하기 위한 회전 속도 설정 전압에 기초하여, 상기 모터의 구동 코일을 통전시키기 위한 구동 트랜지스터의 도통/비도통을 제어함으로써 상기 모터를 구동하는 모터 구동 장치의 모터 구동 방법으로서,

상기 회전 속도 설정 전압의 레벨에 따른 지연 시간만큼, 상기 펄스 신호를 지연시킨 펄스 지연 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 방법.