KR100333332B1 - 미러신호 검출을 위한 회로 및 방법과 그를위한 광디스크 장치? - Google Patents

미러신호 검출을 위한 회로 및 방법과 그를위한 광디스크 장치? Download PDF

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Abstract

본 발명은 미러신호를 검출하기 위한 광디스크 장치에 관한 것이다. 디스크에서 픽업된 신호를 RF증폭하는 RF증폭기의 출력신호에서 미러신호를 추출하기 위한 본 발명의 미러회로는, RF증폭기의 출력신호의 피크값을 홀드하여 제1피크값으로 출력하는 제1피크홀드부와, RF증폭기의 출력신호의 버틈값을 홀드하여 제1버틈값으로 출력하는 제1버틈홀드부와, 제1피크값과 제1버틈값을 차분증폭하여 출력하는 차분증폭기와, 차분증폭기의 출력신호의 피크값을 홀드하여 제2피크값으로 출력하는 제2피크홀드부와, 차분증폭기의 출력신호의 버틈값을 홀드하여 제2버틈값으로 출력하는 제2버틈홀드부와, 제2피크값과 제2버틈값을 이용해 RF증폭기의 출력신호의 센터값을 추출하는 센터값 추출부와, 차분증폭기의 출력신호와 상기 센터값을 비교하여 미러신호를 출력하는 비교기와, 센터값 추출부와 상기 제2 피크 및 버틈 홀드부 사이에 위치하며, 상기 RF증폭기의 출력신호의 레벨변화에 따라 상기 제2피크홀드부와 상기 제2 버틈홀드부의 시정수를 조절하는 홀드부 시정수 조절회로로 구성한다.

Description

미러신호 검출을 위한 회로 및 방법과 그를 위한 광디스크 장치
본 발명은 광디스크 장치에 관한 것으로, 특히 디스크의 트랙 점프시에 점프한 트랙 수 계수용으로 사용되는 미러신호 검출을 위한 광디스크 장치 및 방법에 관한 것이다.
광디스크 장치에서 미러신호(mirror signal)는 디스크의 트랙 점프시에 점프한 트랙 수를 계수하는데 필요한 신호이다. 원하는 수의 트랙을 정확하게 점프하느냐 못하느냐는 디스크상의 목표위치를 얼마나 빠르게 찾아갈 수 있는지를 판가름하기 때문에 제품의 성능에 많은 영향을 끼친다. 미러신호는 RF증폭기 후단에 위치하는 미러회로에 의해서 검출된다.
일반적으로 미러신호를 검출하기 위한 광디스크 장치의 개략적인 구성은 도 1과 같다. 도 1을 참조하면, 광 디스크(2)에 기록된 데이터는 픽업(4)에 의해서 픽업되고 RF(Radio Frequency)증폭기(6)에서 증폭된다. 증폭된 신호들중 소정의 신호가 미러회로(8)에 인가된다. 미러회로(8)는 RF신호를 증폭한 후 버틈홀드(bottom hold)와 피크홀드(peak hold)를 행한다. 통상적으로 피크홀드는 30KHz의 트랙킹신호로서 트랙다운(track down) 가능한 시정수로 설정되어지고, 버틈홀드는 한 사이클내의 트랙다운 가능한 포락선(envelope)의 흔들림에 대한 시정수로 설정되어 진다.
도 2는 종래기술에 따른 미러회로의 일예 구성도이다. 그리고, 도 3은 입력신호의 DC레벨이 일정한 경우 도 2의 각 회로부의 출력 파형도이고, 도 4는 입력신호의 DC레벨이 급변하는 경우 도 2의 각 회로부의 출력 파형도이다.
먼저 도 2와 도 3을 함께 참조하여 도 1의 RF증폭기(6)에서 출력된 입력신호 Vin의 DC레벨이 일정한 경우의 동작을 설명한다. RF증폭기(6)에서 출력된 입력신호 Vin은 제1 피크 홀드부(10)에서 피크홀드되고, 제1 버틈 홀드부(12)에서 버틈홀드된다. 제1 피크 홀드부(10)와 제1 버틈 홀드부(12)에서 홀드된 피크값과 버틈값은 차분증폭기(14)에서 차분 증폭되어 도 3에 도시된 a신호와 같은 파형으로 출력된다. 상기 차분증폭기(14)의 후단에 연결된, 제2 피크홀드부(16), 제2 버틈 홀드부(18), 저항(20,22), 버퍼(26)는 차분증폭기(14)에서 출력된 신호 a의 센터값을 검출하기 위한 회로 로직이다. 상기 차분증폭기(14)에서 차분증폭된 신호 a는 제2 피크 홀드부(16)에 의해서 피크 홀드되어 도 3의 b와 같은 파형의 피크값이 출력되고, 제2 버틈 홀드부(18)에 의해서 버틈 홀드되어 도 3의 c와 같은 파형의 버틈값이 출력된다. 제2 피크 홀드부(16)의 출력선은 저항값이 R인 저항(20)을 통해 노드 24에 연결되고, 제2 버틈 홀드부(18)의 출력선은 저항값이 상기 저항(20)의 저항값과 동일한 저항(22)을 통해 노드 24에 연결되어 있다. 상기 노드 24는 버퍼(26)의 비반전입력단자(+)에 연결되어 있다. 그러므로 버퍼(26)의 출력은 도 3에 도시된 바와 같이 피크값 b와 버틈값 c의 센터(center)값 d가 된다. 버퍼(26)에서 출력되는 센터값 d는 비교기(28)의 비반전 입력단자(+)에 인가된다. 비교기(28)는 비반전 입력단자(+)로 입력되는 센터값 d와 반전입력단자(-)로 입력되는 차동증폭기(14)의 출력값 a를 비교하여 도 3과 같은 미러신호 MIRROR을 출력한다. RF증폭기(6)에서 출력된 입력신호 Vin의 DC레벨이 일정한 경우 상기 미러신호 MIRROR은 도 3에 도시된 바와 같이 정상적으로 출력된다.
도 2에 도시된 종래 기술의 미러회로는 상기한 바와 같이, 입력신호의 DC레벨이 일정한 경우에는 도 3에 도시된 바와 같이 피크와 버틈의 센터값 d를 잘 검출할 수 있었지만, 도 4와 같이 입력신호(RF증폭기의 출력신호임)의 DC레벨이 어떤 영향에 의해 급변되는 경우에는 피크와 버틈의 센터값 d를 정확히 검출할 수 없었다. 그 결과 도 2의 미러회로는 도 4에 도시된 바와 같이 참조번호 100으로 점선표시된 에러부분이 포함된 미러신호 MIRROR를 출력하게 된다. 입력신호 Vin의 DC레벨을 급변하게 하는 영향들의 일례로는, CD-RW(Compact Disc - ReWritable)나 DVD-RAM(Digital Versatile Disc - Random Access Memory)와 같이 디스크에 워블(wobble)신호가 실려 있는 경우나, 일반 CD나 DVD와 같은 광디스크에서 헤더신호가 들어오는 경우 또는 디펙(defect)이 있는 경우 등등이 있다. 특성상 상기 헤더신호는 그 DC레벨이 데이터신호의 DC레벨보다 높다.
더욱 구체적으로 설명하면, 도 2의 제2 피크홀드부(16)는, RF증폭기(6)에서 출력된 입력신호의 DC값이 급등하는 경우 비교적 빠른 충전 시정수로 인해 피크값 b를 제대로 검출하지만, 상기 DC값이 급락하는 경우 느린 방전 시정수로 인해 피크값 b를 제대로 검출하지 못한다. 그리고, 도 2의 제2 버틈홀드부(18)는, RF증폭기(6)에서 출력된 입력신호의 DC값이 급등하는 경우 방전 시정수보다는 상대적으로 느린 충전 시정수로 인해 버틈값 c를 제대로 검출하지 못하게 되며, 상기 DC값이 급락하는 경우 빠른 방전 시정수로 인해 피크값 c를 제대로 검출한다. 그에 따라 도 2의 미러회로는 도 4에 도시된 일예와 같이, 입력신호의 DC값이 급등하는 경우 잘못된 파형의 센터값 d를 출력하게 되고, 그 결과 미러신호 MIRROR에는 에러부분(100)이 발생된다.
그러므로 RF증폭기의 출력신호의 DC레벨이 어떤 영향에 의해 급변되는 경우에도 정확한 센터값을 추출할 수 있도록 하는 장치가 요구되어 진다.
따라서 본 발명의 목적은 광디스크장치의 디스크에서 픽업된 후 RF증폭기에 의해 RF증폭된 신호의 DC레벨 변화에도 관계없이 미러신호를 추출할 수 있는 회로 및 방법을 제공하는데 있다.
본 발명의 다른 목적은 미러신호 검출중 입력신호가 급변시에도 입력신호의 센터값을 정확하게 검출하기 위한 광디스크 장치 및 방법을 제공하는데 있다.
상기한 목적에 따라, 본 발명은, 디스크에서 픽업된 신호를 RF증폭하는 RF증폭기의 출력신호에서 미러신호를 추출하기 위한 광디스크 장치의 미러회로에 있어서, 상기 RF증폭기의 출력신호의 피크값을 홀드하여 제1피크값으로 출력하는 제1피크홀드부와, 상기 RF증폭기의 출력신호의 버틈값을 홀드하여 제1버틈값으로 출력하는 제1버틈홀드부와, 상기 제1피크값과 제1버틈값을 차분증폭하여 출력하는 차분증폭기와, 상기 차분증폭기의 출력신호의 피크값을 홀드하여 제2피크값으로 출력하는 제2피크홀드부와, 상기 차분증폭기의 출력신호의 버틈값을 홀드하여 제2버틈값으로 출력하는 제2버틈홀드부와, 상기 제2피크값과 제2버틈값을 이용해 RF증폭기의 출력신호의 센터값을 추출하는 센터값 추출부와, 상기 차분증폭기의 출력신호와 상기 센터값을 비교하여 미러신호를 출력하는 비교기와, 상기 센터값 추출부와 상기 제2 피크 및 버틈 홀드부 사이에 위치하며, 상기 RF증폭기의 출력신호의 레벨변화에 따라 상기 제2피크홀드부와 상기 제2 버틈홀드부의 시정수를 조절하는 홀드부 시정수 조절회로로 구성함을 특징으로 한다.
또한 본 발명에 따라, 디스크상에 데이터를 기록 및 독출을 위한 픽업을 구비하고 있는 광디스크 장치에서 트랙점프시 트랙 수를 계수용으로 사용되는 미러신호를 검출하기 위한 방법에 있어서, 픽업 점프시 상기 픽업에 의해 리드된 합신호중 피크신호와 버틈신호의 차를 검출하여 차분신호로 출력하는 과정과, 상기 차분신호의 피크신호와 버틈신호를 검출하여 그의 중간값을 출력하는 과정과, 상기 차분신호의 피크신호 및 버틈신호간의 변화크기를 검출하여 상기 차분신호의 피크 및 버틈 검출시 사용되는 충방전 시정수를 변동시키는 과정과, 상기 충방전 시정수 변동에 따른 중간값과 상기 차분신호를 비교하여 상기 미러신호를 출력하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 한다.
또한 본 발명에 따라, 광디스크 장치에 있어서: 광디스크와; 상기 광디스크에 기록된 신호를 리드하는 픽업과; 상기 픽업의 합신호에서 피크신호와 버틈신호의 차를 검출하여 차분신호로 출력하고, 상기 차분신호의 피크신호와 버틈신호를 검출하여 그의 중간값을 출력하고, 상기 차분신호의 피크신호 및 버틈신호간의 변화크기를 검출하여 상기 차분신호의 피크 및 버틈 검출시 사용되는 충방전 시정수를 변동시키고, 상기 충방전 시정수 변동에 따른 중간값과 상기 차분신호를 비교하여 미러신호를 출력하는 미러신호 검출부와; 상기 미러신호에 따라 점프한 트랙 수를 계수하고 목표트랙까지 상기 픽업이 이동되게 서보제어하는 서보제어부로 구성함을 특징으로 한다.
도 1은 미러신호를 검출하기 위한 광디스크 장치에서의 개략적인 블록 구성도,
도 2는 종래기술에 따른 미러회로의 일예 구성도,
도 3은 입력신호의 DC레벨이 일정한 경우 도 2의 각 회로부의 출력 파형도,
도 4는 입력신호의 DC레벨이 급변하는 경우 도 2의 각 회로부의 출력 파형도,
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 미러회로 구성도,
도 6은 도 5의 제2 피크홀드부(16), 제2 버틈홀드부(18) 및 홀드부 시정수 조절회로(30)의 구체 회로 구성도,
도 7은 입력신호의 DC레벨이 급변하는 경우 본 발명의 실시예에 따른 도 5의 각 회로부의 출력 파형도,
도 8a 내지 도 8d는 본 발명과 종래기술을 대비하기 위해 신호 분석기를 이용해 시뮬레이션한 파형도,
도 9는 본 발명의 실시예에 따라 미러신호를 검출하여 서보제어하는 광디스크 장치 블록 구성도.
이하 본 발명의 바람직한 실시예들을 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 도면들중 동일한 구성요소들은 가능한한 어느 곳에서든지 동일한 부호들로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 또한 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다.
본 발명에서는 미러신호 검출중 입력신호(RF증폭기의 출력신호)가 급변시에는 피크홀드부 및 버틈홀드부의 시정수를 조절하여 피크과 버틈의 정확한 센터값을 얻을 수 있도록 한다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따라 미러신호를 검출하여 서보제어하는 광디스크 장치 블록 구성도로서, 광디스크(2), 픽업(4), RF증폭기(6), 미러회로(100), 서보부(110), 및 픽업제어부(120)로 구성된다.
서보제어시 픽업(4)에서 리드된후 RF증폭기(6)에서 증폭되고 본 발명의 실시예에 따른 미러회로(100)에 인가되는 입력되는 입력신호 Vin은 합신호이다. 상기 합신호의 일예를 들면 상기 픽업(4)이 a,b,c,d로 4분할된 포토다이오드로 구성된다면, 상기 합신호는 (a+b+c+d)가 된다. 상기 입력신호 Vin은 미러회로(100)에 인가된다.
본 발명의 실시예에 따른 미러회로(100)는, RF증폭기(6)에서 출력된 입력신호 Vin(즉 합신호)에서 피크신호와 버틈신호의 차를 검출하여 차분신호로 출력하고, 상기 차분신호의 피크신호와 버틈신호를 검출하여 그의 중간값을 출력한다. 또한 상기 차분신호의 피크신호 및 버틈신호간의 변화크기를 검출하여 상기 차분신호의 피크 및 버틈 검출시 사용되는 충방전 시정수를 변동시키고, 상기 충방전 시정수 변동에 따른 중간값과 상기 차분신호를 비교하여 미러신호 MIRROR을 서보부(110)로 출력한다.
서보부(110)는 디스크의 트랙 점프시에 본 발명의 실시예에 따라 미러회로(100)로부터 출력되는 미러신호 MIRROR에 따라 점프한 트랙 수를 계수하고 목표트랙까지 픽업(4)이 이동되도록 하기 위한 서보제어신호를 픽업제어부(120)로 출력한다. 픽업제어부(120)는 상기 서보부(100)의 서보제어신호에 의거하여 구동되어 픽업(4)을 목표트랙으로 이동시킨다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 미러회로(도 9의 100)의 블록 구성도이다. 도 5의 블록 구성을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 미러회로(100)는 종래기술에 따른 도 2의 미러회로(8)의 구성에 홀드부 시정수 조절회로(30)를 더 포함시켜 구비하고 있다. 상기 홀드부 시정수 조절회로(30)는 제2 피크홀드부(16) 및 제2 버틈홀드부(18)의 출력과 비교기(26) 사이에 위치하고 있으며, 입력단 V1은 제2 피크홀드부(16)의 출력선과 연결되어 있고 입력단 V2는 제2 버틈홀드부(18)의 출력선과 연결되어 있다. 상기 홀드부 시정수 조절회로(30)의 출력단 Vo1은 제2 피크홀드부(16)에 연결되어 있고, 출력단 Vo2는 제2 버틈홀드부(18)에 연결되어 있다. 상기 홀드부 시정수 조절회로(30)는 미러신호 검출중 입력신호(RF증폭기의 출력신호)의 DC레벨이 일정한 경우에는 동작을 하지 않게 됨으로써 도 5의 미러회로가 도 2에 도시된 미러회로와 같이 동작을 하게 하고, 입력신호의 DC레벨이 급변시에는 제2 피크홀드부(16) 및 제2 버틈홀드부(18)의 시정수를 조절하는 역할을하여 본 발명의 실시예에 따른 도 5의 미러회로(100)가 피크과 버틈의 센터값을 정확히 얻을 수 있도록 해준다.
도 6은 도 5에 도시된 도 5의 제2 피크홀드부(16), 제2 버틈홀드부(18) 및 홀드부 시정수 조절회로(30)의 구체 회로 구성도이다.
도 6에서 먼저 홀드부 시정수 조절회로(30)의 구성을 참조하면, 도 5의 제2 피크홀드부(16)에서 출력되는 피크값 b가 인가되는 입력단 V1은 비교기(52)의 비반전 입력단자(+)에 연결되고, 도 5의 제2 버틈홀드부(18)에서 출력되는 버틈값 c가 인가되는 입력단 V2는 상기 비교기(52)의 반전입력단자(-)에 연결된다. 상기 비교기(52)의 출력선은 N채널 모오스 트랜지스터(이하 "N채널 트랜지스터"라 약칭함)(54)의 게이트에 연결되어 있다. N채널 트랜지스터(54)의 일단과 홀드부 시정수 조절회로(30)의 출력단 Vo1 사이에는 저항값 Ra인 저항(56)이 연결되어 있고, 상기 N채널 트랜지스터(54)의 타단과 홀드부 시정수 조절회로(30)의 출력단 Vo2 사이에는 저항값 Ra인 저항(58)이 연결되어 있어 있다. 상기 저항(56,58)의 저항값은 수 킬로오옴(㏀)으로서 제2피크홀드부(16)에 있는 저항 Rp와 제2버틈홀드부(18)에 있는 저항 RB의 저항값(수백 ㏀)에 비해 적당히 적은 값이다. 전원전압 Vcc와 접지전압 Vss 사이에는 저항 42, 44, 46이 직렬로 연결되어 있으며, 저항(42)와 저항(44) 사이의 노드(43)는 버퍼(50)의 비반전입력단자(+)에 연결되어 있다. 그리고, 접지전압 Vss와 저항(44) 사이의 노드(45)는 버퍼(48)의 비반전입력단자(+)에 연결되어 있다. 노드(43)와 노드(45)간에는 ΔVref만큼의 전압차가 존재한다. 즉 노드(43)에서는 노드(45)보다 ΔVref만큼 높은 전압을 유지한다. 상기 ΔVref는 본 발명의 실시예에 따라 입력신호(RF증폭기(6)의 출력신호)의 DC레벨이 급변하는지를 판단하기 위한 기준전압으로 제공된다. 상기 ΔVref는 설계자 등에 의해서 가변될 수 있으며 가변을 위한 방법의 일예로는 노드 (45)와 (43) 사이에 연결된 저항(44)을 가변저항으로 사용한다. 한편 홀드부 시정수 조절회로(30)에서 버퍼(48)의 출력선은 입력단 V1과 비교기(52)의 비반전입력단자(+) 사이에 연결된 노드(60)에 연결되어 있으며, 버퍼(50)의 출력선은 입력단 V2와 비교기(52)의 반전입력단자(-) 사이에 연결된 노드(62)에 연결되어 있다.
도 6에서, 홀드부 시정수 조절회로(30)과 연결된 제2 피크홀드부(16) 및 제2 버틈홀드부(18)의 구성을 참조하면, 제2 피크홀드부(16)의 증폭기(70)는 비반전입력단자(+)가 도 5의 차동증폭기(14)의 출력선과 연결되어 있다. 상기 증폭기(70)의 출력단은 N채널 트랜지스터(72)의 게이트와 연결되어 있다. N채널 트랜지스터(72)의 드레인은 전원전압 Vcc와 연결되어 있고 소오스는 커패시터 Cp를 통해서 접지단과 연결되어 있다. 상기 N채널 트랜지스터(72)의 소오스는 라인 79을 통해 증폭기(70)의 반전입력단자(-)와 연결되어 있으며, 상기 라인 79에는 일단이 접지된 저항 Rp가 연결되어 있다. 상기 저항 Rp는 느린 방전을 위해 수백 킬로오옴(㏀) 정도되는 큰 저항값을 가진다. 그리고 상기 N채널 트랜지스터(72)는 빠른 충전을 위해 수십 오옴(Ω)정도로 비교적 작은 턴온저항값 Rpq를 가진다. N채널 트랜지스터(72)의 소오스는 버퍼(76)의 비반전단자(+)와 연결되어 있다. 상기 버퍼(76)와 N채널 트랜지스터(72)의 소오스 간에 있는 노드 78은 홀드부 시정수 조절회로(30)의 출력단 Vo1과 연결되어 있다.
그리고 도 6에서, 제2 버틈홀드부(18)의 증폭기(80)는 비반전입력단자(+)가 도 5의 차동증폭기(14)의 출력선과 연결되어 있다. 상기 증폭기(80)의 출력단은 P채널 모오스 트랜지스터(이하 "P채널 트랜지스터"라 칭함)(82)의 게이트와 연결되어 있다. P채널 트랜지스터(82)의 소오스는 라인 81을 통해 증폭기(80)의 반전입력단자(-)로 연결되어 있다. 또한 상기 P채널 트랜지스터(82)의 소오스는 커패시터 CB를 통해 전원전압 Vcc와 연결되어 있다. 그리고 상기 커패시터 CB에 병렬로 저항 RB가 연결되어 있다. 상기 저항 RB는 느린 충전을 위해 수백 킬로오옴(㏀) 정도되는 큰 저항값을 가진다. 그리고 상기 P채널 트랜지스터(82)는 빠른 방전을 위해 수십 옴(Ω)정도로 비교적 작은 턴온저항값 Rbq를 가진다. P채널 트랜지스터(82)의 소오스는 버퍼(84)의 비반전입력단(+)에 연결되어 있다. 상기 버퍼(84)의 출력은 홀드부 시정수 조절회로(30)의 입력단자 V2와 연결되어 있다. 상기 버퍼(84)와 P채널 트랜지스터(82)의 소오스 간에 있는 노드 88은 홀드부 시정수 조절회로(30)의 출력단 Vo2와 연결되어 있다.
본 발명의 실시예에 따른 동작을 첨부된 도면들을 참조하여 설명하면 하기와 같다.
먼저 입력신호(도 9의 RF증폭기(6)의 출력신호)의 DC레벨이 일정할 경우 본 발명의 실시예에 따른 동작을 설명한다.
도 5의 차동증폭기(14)로부터 출력된 신호 a는 제2피크홀드부(16) 및 제2버틈홀드부(18)에 인가된다. 상기 신호 a가 제2 피크홀드부(16)에 인가되면, 제2 피크홀드부(16)의 증폭기(70)에서 증폭된 후 N채널 트랜지스터(72)에 게이트에 인가된다. 상기 N채널 트랜지스터(72)의 게이트에 a신호의 "하이"상태의 펄스가 인가되면 N채널 트랜지스터(72)는 턴온되고, 그에 따라 전원전압 Vcc에 의한 충전전류가 충전패스를 통해 커패시터 Cp에 충전된다. 이때 N채널 트랜지스터(72)의 턴온저항 Rpq는 수십 오옴(Ω)정도로 비교적 작은 턴온저항값 Rpq를 가지므로 커패시터 Cp에는 빠르게 충전이 된다. 즉 제2 피크홀드부(16)에서의 충전시 시정수 Τrp 는 RpqCp 가 된다. 그후 상기 N채널 트랜지스터(72)의 게이트에 a신호의 "로우"상태의 펄스가 인가되면 N채널 트랜지스터(72)는 턴오프되고, 그에 따라 커패시터 Cp에 충전되어 있던 전류는 저항 Rp과 접지단으로 형성되는 방전패스를 통해 방전된다. 이때 저항 Rp는 수백 킬로오옴(㏀) 정도되는 큰 저항값을 가지므로 커패시터 Cp에 충전된 전류는 느리게 방전이 된다. 즉 제2 피크홀드부(16)에서의 방전시 시정수 Τfp 는 RpCp 가 된다. 그 결과 제2피크홀드부(16)에서 출력되는 피크값 b는 도 3에 도시된 피크값 b와 같은 파형으로 출력된다.
그리고 도 5의 차동증폭기(14)로부터 출력된 신호 a가 제2 버틈홀드부(18)에 인가되면, 제2 버틈홀드부(18)의 증폭기(80)에서 증폭된 후 P채널 트랜지스터(82)에 게이트에 인가된다. 상기 P채널 트랜지스터(82)의 게이트에 a신호의 "로우"상태의 펄스가 인가되면 P채널 트랜지스터(82)는 턴온되고, 그에 따라 커패시터 CB에 충전되어 있던 전류는 P채널 트랜지스터(82) 및 접지로 형성되는 방전패스를 통해 방전된다. 이때 P채널 트랜지스터(82)의 턴온저항 Rbq는 수십 오옴(Ω)정도로 비교적 작은 턴온저항값을 가지므로 빠르게 방전된다. 즉 제2 버틈홀드부(18)에서의 방전시 시정수 Τfb 는 RbqCB 가 된다. 그후 상기 P채널 트랜지스터(82)의 게이트에 a신호의 "하이"상태의 펄스가 인가되면 P채널 트랜지스터(82)는 턴오프되고, 그에 따라 전원전압 Vcc는 저항 RB를 통해 커패시터 CB에 충전된다. 이때 저항 RB는 수백 킬로오옴(㏀) 정도되는 큰 저항값을 가지므로 커패시터 CB에는 충전이 느리게 된다. 즉 제2 버틈홀드부(18)에서의 충전시 시정수 Τrb 는 RBCB 가 된다. 그결과 제2 피크홀드부(18)에서 출력되는 버틈값 c는 도 3에 도시된 버틈값 c와 같은 파형으로 출력된다.
도 3에 도시된 피크값 b와 버틈값 c와 같은 파형이 홀드부 시정수 조절회로(30)에 인가되면 하기 관계식 1과 같은 관계가 성립된다.
<관계식 1>
b-c ＜ ΔVref
여기서, ΔVref는 홀드부 시정수 조절회로(30)에서 제공하는 기준전압이다. 상기 관계식 1과 같은 관계가 성립되면 홀드부 시정수 조절회로(30)내 비교기(52)의 출력은 논리 "로우"상태를 출력한다. 보다 상세히 설명하면, 비교기(52)의 비반전입력단자(+)에 인가되는 신호가 피크값 b로 가정을 한다면 비교기(52)의 반전입력단자(-)에 인가되는 신호는 버틈값 c에다가 기준전압 ΔVref을 더한 값이 된다. 그러므로 비교기(52)는 비반전입력단자(+)에 인가된 b가 반전입력단자(-)에 인가된 c+ΔVref보다 적은 경우(즉 b ＜ ΔVref+c)에 논리 "로우"상태를 출력한다. 그에 따라 N채널 트랜지스터(54)는 턴오프된다. 그 결과 홀드부 시정수 조절회로(30)는 동작을 하지 않게 됨으로써 도 5의 미러회로는 도 2에 도시된 미러회로가 정상적으로 동작할 때와 동일한 동작을 하게 한다. 그래서 도 3에 도시된 바와 같은 미러신호 MIRROR을 생성한다.
다음으로 입력신호(RF증폭기(6)의 출력신호)의 DC레벨이 급변할 경우 본 발명의 실시예에 따른 동작을 설명한다.
입력신호(RF증폭기(6)의 출력신호)의 DC레벨이 급변할 경우 홀드부 시정수 조절회로(30)에서는 하기 관계식 2와 같은 관계가 성립한다.
<관계식 2>
b-c ＞ ΔVref
여기서, ΔVref는 홀드부 시정수 조절회로(30)에서 제공하는 기준전압이다. 관계식 2와 같은 관계가 성립되면 홀드부 시정수 조절회로(30)내 비교기(52)의 출력은 논리 "하이"상태를 출력한다. 보다 상세히 설명하면, 비교기(52)의 비반전입력단자(+)에 인가되는 신호가 피크값 b로 가정을 한다면 비교기(52)의 반전입력단자(-)에 인가되는 신호는 버틈값 c에다가 기준전압 ΔVref를 더한 값이 된다. 그러므로 비교기(52)는 비반전입력단자(+)에 인가된 b가 반전입력단자(-)에 인가된 (c+ΔVref)보다 큰 경우(즉 b ＞ ΔVref+c)에 논리 "하이"상태를 출력한다. 그에 따라 N채널 트랜지스터(54)는 턴온된다.
이에 따라 제2 피크홀드부(16)에서는 기존의 방전패스와 다른 경로로 커패시터 Cp에 충전된 전류를 방전한다. 이때의 방전패스는 커패시터 Cp → 노드 78 → 저항(56) → N채널 트랜지스터(54) → 저항(58) → 노드 88 → P채널 트랜지스터(82) → 접지로 형성된다. 이때의 제2 피크홀드부(16)에서의 방전 시정수 Τfp 는 (2Ra+Rbq) Cp 로서 기존 방전 시정수( Τfp = RpCp )보다 훨씬 작다. 참고로 Ra의 저항값은 수 킬로오옴이고 Rbq의 저항값은 수 오옴인데 비해, Rp의 저항값은 수백 킬로오옴이다. 그러므로 제2 피크홀드부(16)의 커패시터 Cp에 충전된 전류는 기존 방전패스일 경우보다 훨씬 빠르게 방전된다. 그 결과 입력신호(RF증폭기(6)의 출력신호)의 DC레벨이 급하게 하강하는 경우에도 차동증폭기(14)에서 출력되는 신호 a의 피크값을 정확하게 추종하므로 도 5의 버퍼(26)에서 출력되는 센터값 d도 정확하게 나타난다.
또한 홀드부 시정수 조절회로(30의 N채널 트랜지스터(54)가 턴온됨에 따라 제2 버틈홀드부(18)에서는 기존의 충전패스와 다른 경로로 커패시터 CB에 전류를 충전한다. 이때의 충전패스는 제2 피크홀드부(16)의 전원전압 Vcc → N채널 트랜지스터(72) → 노드 78 → 저항(56) → N채널 트랜지스터(54) → 저항(58) → 노드 88 → 커패시터 CB로 형성된다. 이때의 제2 버틈홀드부(18)에서의 충전 시정수 Τrb 는 (2Ra+Rpq) CB 로서 기존의 충전 시정수( Τrb = RBCB )보다 훨씬 작다. 참고로 Ra의 저항값은 수 킬로오옴이고 Rpq의 저항값은 수 오옴인데 비해, RB의 저항값은 수백 킬로오옴이다. 그러므로 제2 버틈홀드부(18)의 커패시터 CB에는 기존 충전패스일 경우보다 훨씬 빠르게 충전이 된다. 그 결과 입력신호(RF증폭기(6)의 출력신호)의 DC레벨이 급하게 상승하는 경우에도 차동증폭기(14)에서 출력되는 신호 b의 버틈값을 정확하게 추종하므로 도 5의 버퍼(26)에서 출력되는 센터값 d도 정확하게 나타난다.
상술한 바와 같이 홀드부 시정수 조절회로(30)는 입력신호(RF증폭기(6)의 출력신호)의 DC레벨이 급변시에는 제2 피크홀드부(16) 및 제2 버틈홀드부(18)의 시정수를 조절하는 역할을하여 본 발명의 실시예에 따른 도 5의 미러회로가 피크과 버틈의 센터값을 정확히 얻을 수 있도록 해준다. 도 7에서는 입력신호의 DC레벨이 급하게 상승하는 경우 본 발명의 실시예에 따른 도 5의 각 회로부의 출력 파형을 보여주고 있는데, 제2 버틈홀드부(18)에서 빠르게 충전을 수행하므로 버틈값 c가 종래기술의 도 4와는 다른 충전 곡선을 그리고 있다. 그에 따라 센터값 d도 정확히 얻어짐을 알 수 있다.
도 8a 내지 도 8d에서는 본 발명과 종래기술을 대비하기 위해 신호 분석기를 이용해 시뮬레이션한 결과 파형도이다. 도 8a에서는 RF증폭기(6)로부터 출력되어 미러회로(8)로 인가되는 신호 Vin을 일예를 보여주고 있고, 도 8b에서는 종래기술에 따른 파형 a(차동증폭기(14)의 출력), 파형 b(피크값), 파형 c(버틈값), 및 파형 d(센터값)를 보여주고 있다. 도 8c에서는 본 발명의 실시예에 따른 파형 a(차동증폭기(14)의 출력), 파형 b(피크값), 파형 c(버틈값), 및 파형 d(센터값)를 보여주고 있으며, 도 8d에서는 도 6의 비교기(52)의 출력을 보여주고 있다.
도 8b와 도 8c를 대비해 보면, 본 발명의 실시예가 입력신호(RF증폭기의 출력신호)가 급변시에도 차동증폭기(14)에서 출력되는 신호 a의 피크와 버틈의 정확한 센터값을 얻고 있음을 알 수 있다.
상술한 본 발명의 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 여러가지 변형이 본 발명의 범위에서 벗어나지 않고 실시할 수 있다. 따라서 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 의하여 정할 것이 아니고 특허청구범위와 특허청구범위의 균등한 것에 의해 정해 져야 한다.
상술한 바와 같이 본 발명은 미러신호 검출중 입력신호(RF증폭기의 출력신호)가 급변시에는 피크홀드부 및 버틈홀드부의 시정수를 조절하여 피크과 버틈의 정확한 센터값을 얻을 수 있도록 한다. 그에 따라 본 발명의 미러회로는 RF증폭기의 출력신호의 레벨 변화에도 영향을 받지 않고 미러신호를 정확히 추출할 수 있다.

Claims (9)

  1. 광디스크 장치의 디스크에서 픽업된 신호를 RF증폭하는 RF증폭기의 출력신호에서 미러신호를 검출하기 위한 회로에 있어서,
    상기 RF증폭기의 출력신호의 피크값을 홀드하여 제1피크값으로 출력하는 제1피크홀드부와,
    상기 RF증폭기의 출력신호의 버틈값을 홀드하여 제1버틈값으로 출력하는 제1버틈홀드부와,
    상기 제1피크값과 제1버틈값을 차분증폭하여 출력하는 차분증폭기와,
    상기 차분증폭기의 출력신호의 피크값을 홀드하여 제2피크값으로 출력하는 제2피크홀드부와,
    상기 차분증폭기의 출력신호의 버틈값을 홀드하여 제2버틈값으로 출력하는 제2버틈홀드부와,
    상기 제2피크값과 제2버틈값을 이용해 RF증폭기의 출력신호의 센터값을 추출하는 센터값 추출부와,
    상기 차분증폭기의 출력신호와 상기 센터값을 비교하여 미러신호를 출력하는 비교기와,
    상기 센터값 추출부와 상기 제2 피크 및 버틈 홀드부 사이에 위치하며, 상기 RF증폭기의 출력신호의 레벨변화에 따라 상기 제2피크홀드부와 상기 제2 버틈홀드부의 시정수를 조절하는 홀드부 시정수 조절회로로 구성함을 특징으로 하는 회로.
  2. 제1항에 있어서, 홀드부 시정수 조절회로는,
    상기 RF증폭기의 출력신호의 레벨 급변에 대한 판단을 위한 기준전압을 발생하는 기준전압 발생부와,
    상기 제2피크값을 제2버틈값에 상기 기준전압을 더한값과 비교하여 비교결과를 출력하는 비교기와,
    상기 제2 피크홀드부 및 제2 버틈 홀드부의 시정수 조절을 위해 상기 제2피크홀드부와 제2 버틈홀드부 간에 위치하고 있는 저항과,
    상기 비교기의 비교결과에 따라 상기 저항을 상기 제2 피크홀드부와 제2 버틈홀드부간에 선택적으로 연결하는 스위치로 구성함을 특징으로 하는 회로.
  3. 제2항에 있어서, 상기 기준전압발생부는
    전원전압과 접지전압 사이에 직렬로 연결된 제1,제2,제3 저항과,
    상기 제2저항과 제3저항 사이에 입력단이 연결되고 상기 비교기의 일단에 출력단이 연결된 제1버퍼와,
    상기 제1저항과 제2저항 사이에 입력단이 연결되고 상기 비교기의 타단에 출력단이 연결된 제2버퍼로 구성함을 특징으로 하는 회로.
  4. 제2항에 있어서, 상기 저항은 제2 피크홀드부에서 방전시의 시정수에 관련된 저항값 및 상기 제2 버틈홀드부에서 충전시의 시정수에 관련된 저항값보다 적어도 적은 저항값을 가짐을 특징으로 하는 회로.
  5. 제3항에 있어서, 상기 제1저항 및 제2저항의 저항값 합은 제2 피크홀드부에서 방전시의 시정수에 관련된 저항값 및 상기 제2 버틈홀드부에서 충전시의 시정수에 관련된 저항값보다 적어도 적음을 특징으로 하는 회로.
  6. 디스크상에 데이터를 기록 및 독출을 위한 픽업을 구비하고 있는 광디스크 장치에서 트랙점프시 트랙 수를 계수용으로 사용되는 미러신호를 검출하기 위한 방법에 있어서,
    픽업 점프시 상기 픽업에 의해 리드된 합신호중 피크신호와 버틈신호의 차를 검출하여 차분신호로 출력하는 과정과,
    상기 차분신호의 피크신호와 버틈신호를 검출하여 그의 중간값을 출력하는 과정과,
    상기 차분신호의 피크신호 및 버틈신호간의 변화크기를 검출하여 상기 차분신호의 피크 및 버틈 검출시 사용되는 충방전 시정수를 변동시키는 과정과,
    상기 충방전 시정수 변동에 따른 중간값과 상기 차분신호를 비교하여 상기 미러신호를 출력하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 방법.
  7. 제6항에 있어서, 상기 차분신호의 피크신호 및 버틈신호간의 변화크기가 입력신호 DC레벨의 급변의 기준이 되는 미리 설정된 기준신호보다 클 경우 상기 차분신호의 피크 및 버틈 검출시 사용되는 충방전 시정수를 변동시킴을 특징으로 하는 방법.
  8. 광디스크 장치에 있어서,
    광디스크와,
    상기 광디스크에 기록된 신호를 리드하는 픽업과,
    상기 픽업의 합신호에서 피크신호와 버틈신호의 차를 검출하여 차분신호로 출력하고, 상기 차분신호의 피크신호와 버틈신호를 검출하여 그의 중간값을 출력하고, 상기 차분신호의 피크신호 및 버틈신호간의 변화크기를 검출하여 상기 차분신호의 피크 및 버틈 검출시 사용되는 충방전 시정수를 변동시키고, 상기 충방전 시정수 변동에 따른 중간값과 상기 차분신호를 비교하여 미러신호를 출력하는 미러신호 검출부와,
    상기 미러신호에 따라 점프한 트랙 수를 계수하고 목표트랙까지 상기 픽업이 이동되게 서보제어하는 서보제어부로 구성함을 특징으로 하는 광디스크 장치.
  9. 제8항에 있어서, 상기 미러신호 검출부는 상기 차분신호의 피크신호 및 버틈신호간의 변화크기가 입력신호 DC레벨의 급변의 기준이 되는 미리 설정된 기준신호보다 클 경우 상기 차분신호의 피크 및 버틈 검출시 사용되는 충방전 시정수를 변동시킴을 특징으로 하는 광디스크 장치.
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