JP3522617B2 - 光ディスク装置でミラー信号を検出するための回路及び方法 - Google Patents
光ディスク装置でミラー信号を検出するための回路及び方法Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、光ディスク装置に
関し、特に、ディスクのトラックジャンプ時にジャンプ
したトラック数を計数するために用いられるミラー信号
検出のための光ディスク装置及び方法に関する。
関し、特に、ディスクのトラックジャンプ時にジャンプ
したトラック数を計数するために用いられるミラー信号
検出のための光ディスク装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】光ディスク装置において、ミラー信号(m
irror signal)は、ディスクのトラックジャンプ時にジ
ャンプしたトラック数を計数するに必要な信号である。
所望の数のトラックを正確にジャンプできるか否かは、
ディスク上の目標位置をどの位迅速にサーチできるかを
決定するため、製品の性能に大きな影響を与える。この
ようなミラー信号は、ＲＦ(Radio Frequency)増幅器の
後段に位置するミラー回路によって検出される。
irror signal)は、ディスクのトラックジャンプ時にジ
ャンプしたトラック数を計数するに必要な信号である。
所望の数のトラックを正確にジャンプできるか否かは、
ディスク上の目標位置をどの位迅速にサーチできるかを
決定するため、製品の性能に大きな影響を与える。この
ようなミラー信号は、ＲＦ(Radio Frequency)増幅器の
後段に位置するミラー回路によって検出される。
【０００３】図１は、前記ミラー信号を検出するための
光ディスク装置の概略構成図である。図１を参照すれ
ば、光ディスク２に記録されたデータは、ピックアップ
４によってピックアップされ、ＲＦ増幅器６で増幅され
る。増幅された信号のうち所定の信号がミラー回路８に
印加される。ミラー回路８はＲＦ信号を増幅した後、ボ
トムホールド(bottom hold)とピークホールド(peak hol
d)とを行う。通常、ピークホールドは３０KHzのトラッ
キング信号であって、追跡(track down)可能な時定数(t
ime constant)で設定され、ボトムホールドは１サイク
ル内の追跡可能な包絡線(envelope)のゆらぎ(fluctuati
on)に対する時定数で設定される。
光ディスク装置の概略構成図である。図１を参照すれ
ば、光ディスク２に記録されたデータは、ピックアップ
４によってピックアップされ、ＲＦ増幅器６で増幅され
る。増幅された信号のうち所定の信号がミラー回路８に
印加される。ミラー回路８はＲＦ信号を増幅した後、ボ
トムホールド(bottom hold)とピークホールド(peak hol
d)とを行う。通常、ピークホールドは３０KHzのトラッ
キング信号であって、追跡(track down)可能な時定数(t
ime constant)で設定され、ボトムホールドは１サイク
ル内の追跡可能な包絡線(envelope)のゆらぎ(fluctuati
on)に対する時定数で設定される。
【０００４】図２は、従来の技術によるミラー回路の一
例を示す構成図である。図３は、入力信号のＤＣレベル
が一定な場合、図２の各回路部の出力波形図であり、図
４は入力信号のＤＣレベルが急変する場合、図２の各回
路部の出力波形図である。
例を示す構成図である。図３は、入力信号のＤＣレベル
が一定な場合、図２の各回路部の出力波形図であり、図
４は入力信号のＤＣレベルが急変する場合、図２の各回
路部の出力波形図である。
【０００５】まず、図２及び図３を参照して、図１のＲ
Ｆ増幅器６から出力された入力信号ＶｉｎのＤＣレベル
が一定な場合の動作について説明する。ＲＦ増幅器６か
ら出力された入力信号Ｖｉｎは、第１ピークホールド部
１０でピークホールドされ、第１ボトムホールド部１２
でボトムホールドされる。第１ピークホールド部１０と
第１ボトムホールド部１２で各々ホールドされたピーク
値とボトム値は、差動増幅器１４で増幅されて図３に示
したａ信号のような波形で出力される。前記差動増幅器
１４の後段に連結された第２ピークホールド部１６、第
２ボトムホールド部１８、抵抗２０，２２、バッファ２
６は、差動増幅器１４から出力された信号ａのセンター
値を検出するためのロジック回路である。前記差動増幅
器１４で増幅された信号ａは、第２ピークホールド部１
６によってピークホールドされて図３のｂのような波形
のピーク値が出力され、第２ボトムホールド部１８によ
ってボトムホールドされて図３のｃのような波形のボト
ム値が出力される。第２ピークホールド部１６の出力
は、抵抗値がＲである抵抗２０を通じてノード２４に連
結され、第２ボトムホールド部１８の出力は、抵抗値が
前記抵抗２０の抵抗値と同一な抵抗２２を通じてノード
２４に連結されている。前記ノード２４はバッファ２６
の非反転入力端子(＋)に連結されている。従って、バッ
ファ２６の出力は、図３に示すように、ピーク値ｂとボ
トム値ｃのセンター値ｄとなる。バッファ２６から出力
されるセンター値ｄは、比較器２８の非反転入力端子
(＋)に印加される。比較器２８は非反転入力端子(＋)に
入力されるセンター値ｄと反転入力端子(−)に入力され
る差動増幅器１４の出力値ａとを比較し、図３のような
ミラー信号ＭＩＲＲＯＲを出力する。従って、ＲＦ増幅
器６から出力された入力信号ＶｉｎのＤＣレベルが一定
な場合、前記ミラー信号ＭＩＲＲＯＲは図３に示すよう
に正常的に出力される。
Ｆ増幅器６から出力された入力信号ＶｉｎのＤＣレベル
が一定な場合の動作について説明する。ＲＦ増幅器６か
ら出力された入力信号Ｖｉｎは、第１ピークホールド部
１０でピークホールドされ、第１ボトムホールド部１２
でボトムホールドされる。第１ピークホールド部１０と
第１ボトムホールド部１２で各々ホールドされたピーク
値とボトム値は、差動増幅器１４で増幅されて図３に示
したａ信号のような波形で出力される。前記差動増幅器
１４の後段に連結された第２ピークホールド部１６、第
２ボトムホールド部１８、抵抗２０，２２、バッファ２
６は、差動増幅器１４から出力された信号ａのセンター
値を検出するためのロジック回路である。前記差動増幅
器１４で増幅された信号ａは、第２ピークホールド部１
６によってピークホールドされて図３のｂのような波形
のピーク値が出力され、第２ボトムホールド部１８によ
ってボトムホールドされて図３のｃのような波形のボト
ム値が出力される。第２ピークホールド部１６の出力
は、抵抗値がＲである抵抗２０を通じてノード２４に連
結され、第２ボトムホールド部１８の出力は、抵抗値が
前記抵抗２０の抵抗値と同一な抵抗２２を通じてノード
２４に連結されている。前記ノード２４はバッファ２６
の非反転入力端子(＋)に連結されている。従って、バッ
ファ２６の出力は、図３に示すように、ピーク値ｂとボ
トム値ｃのセンター値ｄとなる。バッファ２６から出力
されるセンター値ｄは、比較器２８の非反転入力端子
(＋)に印加される。比較器２８は非反転入力端子(＋)に
入力されるセンター値ｄと反転入力端子(−)に入力され
る差動増幅器１４の出力値ａとを比較し、図３のような
ミラー信号ＭＩＲＲＯＲを出力する。従って、ＲＦ増幅
器６から出力された入力信号ＶｉｎのＤＣレベルが一定
な場合、前記ミラー信号ＭＩＲＲＯＲは図３に示すよう
に正常的に出力される。
【０００６】図２に示した従来の技術によるミラー回路
では、前述の如く、入力信号ＶｉｎのＤＣレベルが一定
な場合には、図３に示すように、ミラー信号が正常波形
(normal waveform)を有するが、図４のように入力信号
(ＲＦ増幅器の出力信号)のＤＣレベルがある影響によっ
て急変する場合には、前記ミラー信号が異常波形(abnor
mal waveform)を有する。その結果、図２のミラー回路
は、図４に示すように、参照番号１００の点線で示した
エラー部分の含まれたミラー信号ＭＩＲＲＯＲを出力す
ることになる。入力信号ＶｉｎのＤＣレベルを急変させ
る影響の一例としては、ＣＤ−ＲＷ(Compact Disc-ReWr
itable)やＤＶＤ−ＲＡＭ(Digital Versatile Disc-Ran
dom Access Memory)のようにディスクにウォッブル(wob
ble)信号がロードされている場合、一般のＣＤやＤＶＤ
のように光ディスクにヘッダ信号が入力される場合、又
はディスクにディフェクト(defect)が存在する場合など
が挙げられる。前記ヘッダ信号は、本来そのＤＣレベル
がデータ信号のＤＣレベルより高い。
では、前述の如く、入力信号ＶｉｎのＤＣレベルが一定
な場合には、図３に示すように、ミラー信号が正常波形
(normal waveform)を有するが、図４のように入力信号
(ＲＦ増幅器の出力信号)のＤＣレベルがある影響によっ
て急変する場合には、前記ミラー信号が異常波形(abnor
mal waveform)を有する。その結果、図２のミラー回路
は、図４に示すように、参照番号１００の点線で示した
エラー部分の含まれたミラー信号ＭＩＲＲＯＲを出力す
ることになる。入力信号ＶｉｎのＤＣレベルを急変させ
る影響の一例としては、ＣＤ−ＲＷ(Compact Disc-ReWr
itable)やＤＶＤ−ＲＡＭ(Digital Versatile Disc-Ran
dom Access Memory)のようにディスクにウォッブル(wob
ble)信号がロードされている場合、一般のＣＤやＤＶＤ
のように光ディスクにヘッダ信号が入力される場合、又
はディスクにディフェクト(defect)が存在する場合など
が挙げられる。前記ヘッダ信号は、本来そのＤＣレベル
がデータ信号のＤＣレベルより高い。
【０００７】さらに詳しく説明すれば、図２の第２ピー
クホールド部１６は、ＲＦ増幅器６から出力された入力
信号のＤＣ値が急に上昇する場合、比較的速い充電時定
数によってピーク値ｂを正しく検出するが、前記ＤＣ値
が急に下降する場合、遅い放電時定数によって、ピーク
値ｂを正しく検出できなくなる。そして、図２の第２ボ
トムホールド部１８は、ＲＦ増幅器６から出力された入
力信号のＤＣ値が急に下降する場合、放電時定数に比べ
て相対的に速い放電時定数によってボトム値ｃを正しく
検出できるが、前記ＤＣ値が急に上昇する場合、遅い充
電時定数によってボトム値ｃを正しく検出できなくな
る。従って、図２のミラー回路は、図４に示すように、
入力信号のＤＣ値が急に上昇する場合、異常波形のセン
ター値ｄを出力し、その結果ミラー信号ＭＩＲＲＯＲに
はエラー部分１００が生じてしまう。
クホールド部１６は、ＲＦ増幅器６から出力された入力
信号のＤＣ値が急に上昇する場合、比較的速い充電時定
数によってピーク値ｂを正しく検出するが、前記ＤＣ値
が急に下降する場合、遅い放電時定数によって、ピーク
値ｂを正しく検出できなくなる。そして、図２の第２ボ
トムホールド部１８は、ＲＦ増幅器６から出力された入
力信号のＤＣ値が急に下降する場合、放電時定数に比べ
て相対的に速い放電時定数によってボトム値ｃを正しく
検出できるが、前記ＤＣ値が急に上昇する場合、遅い充
電時定数によってボトム値ｃを正しく検出できなくな
る。従って、図２のミラー回路は、図４に示すように、
入力信号のＤＣ値が急に上昇する場合、異常波形のセン
ター値ｄを出力し、その結果ミラー信号ＭＩＲＲＯＲに
はエラー部分１００が生じてしまう。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
は、光ディスク装置のディスクからピックアップされた
後、ＲＦ増幅器によってＲＦ増幅された信号のＤＣレベ
ルの変化に拘わらずミラー信号を抽出できる回路及び方
法を提供することにある。
は、光ディスク装置のディスクからピックアップされた
後、ＲＦ増幅器によってＲＦ増幅された信号のＤＣレベ
ルの変化に拘わらずミラー信号を抽出できる回路及び方
法を提供することにある。
【０００９】本発明の他の目的は、ミラー信号検出中に
入力信号が急変しても入力信号のセンター値を正確に検
出できる光ディスク装置及び方法を提供することにあ
る。
入力信号が急変しても入力信号のセンター値を正確に検
出できる光ディスク装置及び方法を提供することにあ
る。
【００１０】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明の一様態によれば、光ディスク装置の
ディスクからピックアップされた信号をＲＦ増幅するＲ
Ｆ増幅器の出力信号からミラー信号を検出するための回
路は、前記ＲＦ増幅器の出力信号のピーク値をホールド
して第１ピーク値として出力する第１ピークホールド部
と、前記ＲＦ増幅器の出力信号のボトム値をホールドし
て第１ボトム値として出力する第１ボトムホールド部
と、前記第１ピーク値と第１ボトム値の差を増幅して出
力する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力信号のピー
ク値をホールドして第２ピーク値として出力する第２ピ
ークホールド部と、前記差動増幅器の出力信号のボトム
値をホールドして第２ボトム値として出力する第２ボト
ムホールド部と、前記第２ピーク値と第２ボトム値を用
いてＲＦ増幅器の出力信号のセンター値を抽出するセン
ター値抽出部と、前記差動増幅器の出力信号と前記セン
ター値とを比較し、ミラー信号を出力する比較器と、前
記センター値抽出部と前記第２ピーク及びボトムホール
ド部との間に位置し、前記ＲＦ増幅器の出力信号のレベ
ル変化に従って、前記第２ピークホールド部と前記第２
ボトムホールド部の時定数を調節するホールド部時定数
調節回路と、から構成されることを特徴とする。
るために、本発明の一様態によれば、光ディスク装置の
ディスクからピックアップされた信号をＲＦ増幅するＲ
Ｆ増幅器の出力信号からミラー信号を検出するための回
路は、前記ＲＦ増幅器の出力信号のピーク値をホールド
して第１ピーク値として出力する第１ピークホールド部
と、前記ＲＦ増幅器の出力信号のボトム値をホールドし
て第１ボトム値として出力する第１ボトムホールド部
と、前記第１ピーク値と第１ボトム値の差を増幅して出
力する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力信号のピー
ク値をホールドして第２ピーク値として出力する第２ピ
ークホールド部と、前記差動増幅器の出力信号のボトム
値をホールドして第２ボトム値として出力する第２ボト
ムホールド部と、前記第２ピーク値と第２ボトム値を用
いてＲＦ増幅器の出力信号のセンター値を抽出するセン
ター値抽出部と、前記差動増幅器の出力信号と前記セン
ター値とを比較し、ミラー信号を出力する比較器と、前
記センター値抽出部と前記第２ピーク及びボトムホール
ド部との間に位置し、前記ＲＦ増幅器の出力信号のレベ
ル変化に従って、前記第２ピークホールド部と前記第２
ボトムホールド部の時定数を調節するホールド部時定数
調節回路と、から構成されることを特徴とする。
【００１１】本発明の他の様態によれば、ディスク上に
／からデータを書込／読出するためのピックアップを備
えている光ディスク装置で、トラックジャンプ時のトラ
ック数を計数するために使用されるミラー信号を検出す
る方法は、ピックアップジャンプ時前記ピックアップに
よって読み出された和信号のうち、ピーク信号とボトム
信号の差を検出して差分信号として出力する過程と、前
記差分信号のピーク信号とボトム信号を検出し、その中
間値を出力する過程と、前記差分信号のピーク信号及び
ボトム信号間の変化を検出して前記差分信号のピーク及
びボトム検出時に使用される充放電時定数を変動させる
過程と、前記充放電時定数の変動により補正されるピー
ク値及びボトム値の中間値と前記差分信号とを比較し、
前記ミラー信号を出力する過程と、からなることを特徴
とする。
／からデータを書込／読出するためのピックアップを備
えている光ディスク装置で、トラックジャンプ時のトラ
ック数を計数するために使用されるミラー信号を検出す
る方法は、ピックアップジャンプ時前記ピックアップに
よって読み出された和信号のうち、ピーク信号とボトム
信号の差を検出して差分信号として出力する過程と、前
記差分信号のピーク信号とボトム信号を検出し、その中
間値を出力する過程と、前記差分信号のピーク信号及び
ボトム信号間の変化を検出して前記差分信号のピーク及
びボトム検出時に使用される充放電時定数を変動させる
過程と、前記充放電時定数の変動により補正されるピー
ク値及びボトム値の中間値と前記差分信号とを比較し、
前記ミラー信号を出力する過程と、からなることを特徴
とする。
【００１２】本発明のさらに他の様態によれば、光ディ
スク装置が、光ディスクと、前記光ディスクに書き込ま
れた信号を読み出すピックアップと、前記ピックアップ
の和信号からピーク信号とボトム信号の差を検出して差
分信号として出力し、前記差分信号のピーク信号とボト
ム信号を検出してその中間値を出力し、前記差分信号の
ピーク信号及びボトム信号間の変化を検出して前記差分
信号のピーク及びボトム検出時に使用される充放電時定
数を変動させ、前記充放電時定数の変動により補正され
るピーク値及びボトム値の中間値と前記差分信号とを比
較してミラー信号を出力するミラー信号検出部と、前記
ミラー信号に応じてジャンプしたトラック数を計数し、
目標トラックまで前記ピックアップが移動するようサー
ボ制御するサーボ制御部と、から構成されることを特徴
とする。
スク装置が、光ディスクと、前記光ディスクに書き込ま
れた信号を読み出すピックアップと、前記ピックアップ
の和信号からピーク信号とボトム信号の差を検出して差
分信号として出力し、前記差分信号のピーク信号とボト
ム信号を検出してその中間値を出力し、前記差分信号の
ピーク信号及びボトム信号間の変化を検出して前記差分
信号のピーク及びボトム検出時に使用される充放電時定
数を変動させ、前記充放電時定数の変動により補正され
るピーク値及びボトム値の中間値と前記差分信号とを比
較してミラー信号を出力するミラー信号検出部と、前記
ミラー信号に応じてジャンプしたトラック数を計数し、
目標トラックまで前記ピックアップが移動するようサー
ボ制御するサーボ制御部と、から構成されることを特徴
とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明に従う好適な実施形
態を添付図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、図面
中、同一な構成要素及び部分には、可能な限り同一な符
号及び番号を共通使用するものとする。
態を添付図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、図面
中、同一な構成要素及び部分には、可能な限り同一な符
号及び番号を共通使用するものとする。
【００１４】そして、以下の説明では、具体的な特定事
項が示しているが、これに限られることなく本発明を実
施できることは、当技術分野で通常の知識を有する者に
は自明である。また、関連する周知技術については適宜
説明を省略するものとする。
項が示しているが、これに限られることなく本発明を実
施できることは、当技術分野で通常の知識を有する者に
は自明である。また、関連する周知技術については適宜
説明を省略するものとする。
【００１５】本発明のミラー回路は、ミラー信号検出中
に入力信号(ＲＦ増幅器の出力信号)が急変すると、ピー
クホールド部及びボトムホールド部の時定数を調節して
ピークとボトムの正確なセンター値が得られるよう設計
した。
に入力信号(ＲＦ増幅器の出力信号)が急変すると、ピー
クホールド部及びボトムホールド部の時定数を調節して
ピークとボトムの正確なセンター値が得られるよう設計
した。
【００１６】図１０は、本発明の実施形態によってミラ
ー信号を検出してサーボ制御する光ディスク装置の構成
図であって、光ディスク２、ピックアップ４、ＲＦ増幅
器６、ミラー回路１００、サーボ部１１０、及びピック
アップ制御部１２０で構成される。
ー信号を検出してサーボ制御する光ディスク装置の構成
図であって、光ディスク２、ピックアップ４、ＲＦ増幅
器６、ミラー回路１００、サーボ部１１０、及びピック
アップ制御部１２０で構成される。
【００１７】前記光ディスクからピックアップ４によっ
て読み出されたデータは、ＲＦ増幅器６で増幅されてミ
ラー回路１００に印加される和信号(whole signal)Ｖｉ
ｎを発生する。例えば、前記ピックアップ４が四つのフ
ォトダイオードａ，ｂ，ｃ，ｄで構成されると、その和
信号は前記フォトダイオードａ，ｂ，ｃ，ｄの出力信号
を全部合わせたものとなる。前記入力信号Ｖｉｎはミラ
ー回路１００に印加される。
て読み出されたデータは、ＲＦ増幅器６で増幅されてミ
ラー回路１００に印加される和信号(whole signal)Ｖｉ
ｎを発生する。例えば、前記ピックアップ４が四つのフ
ォトダイオードａ，ｂ，ｃ，ｄで構成されると、その和
信号は前記フォトダイオードａ，ｂ，ｃ，ｄの出力信号
を全部合わせたものとなる。前記入力信号Ｖｉｎはミラ
ー回路１００に印加される。
【００１８】本発明の実施形態によるミラー回路１００
は、ＲＦ増幅器６から出力された入力信号Ｖｉｎ(即
ち、和信号)のピーク信号とボトム信号との差を検出し
て差分信号を出力し、前記差分信号のピーク信号とボト
ム信号を検出してその中間値を得る。また、前記差分信
号のピーク信号及びボトム信号間の変化を検出して前記
差分信号のピーク及びボトム検出時に用いられる充放電
時定数を変動させ、前記充放電時定数の変動により補正
されるピーク値及びボトム値の中間値と前記差分信号と
を比較してミラー信号ＭＩＲＲＯＲをサーボ部１１０に
出力する。
は、ＲＦ増幅器６から出力された入力信号Ｖｉｎ(即
ち、和信号)のピーク信号とボトム信号との差を検出し
て差分信号を出力し、前記差分信号のピーク信号とボト
ム信号を検出してその中間値を得る。また、前記差分信
号のピーク信号及びボトム信号間の変化を検出して前記
差分信号のピーク及びボトム検出時に用いられる充放電
時定数を変動させ、前記充放電時定数の変動により補正
されるピーク値及びボトム値の中間値と前記差分信号と
を比較してミラー信号ＭＩＲＲＯＲをサーボ部１１０に
出力する。
【００１９】サーボ部１１０はディスクのトラックジャ
ンプ時にミラー回路１００から出力されるミラー信号Ｍ
ＩＲＲＯＲによってジャンプしたトラック数を計数し、
目標トラックまでピックアップ４を移動させるためのサ
ーボ制御信号をピックアップ制御部１２０に出力する。
ピックアップ制御部１２０は前記サーボ部１１０のサー
ボ制御信号に応じて駆動されてピックアップ４を目標ト
ラックに移動させる。
ンプ時にミラー回路１００から出力されるミラー信号Ｍ
ＩＲＲＯＲによってジャンプしたトラック数を計数し、
目標トラックまでピックアップ４を移動させるためのサ
ーボ制御信号をピックアップ制御部１２０に出力する。
ピックアップ制御部１２０は前記サーボ部１１０のサー
ボ制御信号に応じて駆動されてピックアップ４を目標ト
ラックに移動させる。
【００２０】図５は本発明の実施形態によるミラー回路
(図１０の１００)のブロック構成図である。図５を参照
すれば、本発明の実施形態によるミラー回路１００は、
従来技術による図２のミラー回路８の構成に、ホールド
部時定数調節回路３０をさらに備えたものである。この
ホールド部時定数調節回路３０は、第２ピークホールド
部１６及び第２ボトムホールド部１８の出力とバッファ
２６との間に位置しており、入力端Ｖ１は第２ピークホ
ールド部１６の出力と連結されており、入力端Ｖ２は第
２ボトムホールド部１８の出力と連結されている。前記
ホールド部時定数調節回路３０の出力端Ｖｏ１は第２ピ
ークホールド部１６に連結されており、出力端Ｖｏ２は
第２ボトムホールド部１８に連結されている。前記ホー
ルド部時定数調節回路３０はミラー信号検出中入力信号
(ＲＦ増幅器の出力信号)のＤＣレベルが一定な場合には
動作しないため、図５のミラー回路は図２のミラー回路
と同様に動作する。一方、ホールド部時定数調節回路３
０は、前記入力信号のＤＣレベルが急変する場合には第
２ピークホールド部１６及び第２ボトムホールド部１８
の時定数を調節し、本発明の実施形態による図５のミラ
ー回路１００がピークとボトムのセンター値を正確に検
出できるようにする。
(図１０の１００)のブロック構成図である。図５を参照
すれば、本発明の実施形態によるミラー回路１００は、
従来技術による図２のミラー回路８の構成に、ホールド
部時定数調節回路３０をさらに備えたものである。この
ホールド部時定数調節回路３０は、第２ピークホールド
部１６及び第２ボトムホールド部１８の出力とバッファ
２６との間に位置しており、入力端Ｖ１は第２ピークホ
ールド部１６の出力と連結されており、入力端Ｖ２は第
２ボトムホールド部１８の出力と連結されている。前記
ホールド部時定数調節回路３０の出力端Ｖｏ１は第２ピ
ークホールド部１６に連結されており、出力端Ｖｏ２は
第２ボトムホールド部１８に連結されている。前記ホー
ルド部時定数調節回路３０はミラー信号検出中入力信号
(ＲＦ増幅器の出力信号)のＤＣレベルが一定な場合には
動作しないため、図５のミラー回路は図２のミラー回路
と同様に動作する。一方、ホールド部時定数調節回路３
０は、前記入力信号のＤＣレベルが急変する場合には第
２ピークホールド部１６及び第２ボトムホールド部１８
の時定数を調節し、本発明の実施形態による図５のミラ
ー回路１００がピークとボトムのセンター値を正確に検
出できるようにする。
【００２１】図６は、図５の第２ピークホールド部１
６、第２ボトムホールド部１８及びホールド部時定数調
節回路３０の具体的な回路構成図である。図６を参照す
れば、前記ホールド部時定数調節回路３０は、図５の第
２ピークホールド部１６から出力されるピーク値ｂが印
加される入力端Ｖ１が非反転入力端子(＋)に連結され、
第２ボトムホールド部１８から出力されるボトム値ｃが
印加される入力端Ｖ２が反転入力端子(−)に連結される
比較器５２を含む。前記比較器５２の出力はＮチャネル
ＭＯＳトランジスタ(以下‘Ｎチャネルトランジスタ’
と略す)５４のゲートに連結されている。Ｎチャネルト
ランジスタ５４の一端とホールド部時定数調節回路３０
の出力端Ｖｏ１との間には抵抗値Ｒａを有する抵抗５６
が連結されており、前記Ｎチャネルトランジスタ５４の
他端とホールド部時定数調節回路３０の出力端Ｖｏ２と
の間には抵抗値Ｒａを有する抵抗５８が連結されてい
る。前記抵抗５６，５８の抵抗値は、数キロオーム(ｋ
Ω)であって、第２ピークホールド部１６にある抵抗Ｒ
ｐと第２ボトムホールド部１８にある抵抗ＲBの抵抗値
(数百ｋΩ)に比べて適当に低い値である。電源電圧Ｖｃ
ｃと接地電圧Ｖｓｓとの間には抵抗 ４２，４４，４６
が直列に連結されており、抵抗４２と抵抗４４との間の
ノード４３は、バッファ５０の非反転入力端子(＋)に連
結されている。そして、抵抗４６と抵抗４４との間のノ
ード４５は、バッファ４８の非反転入力端子(＋)に連結
されている。ノード４３とノード４５間にはΔＶｒｅｆ
ほどの電圧差が存在する。即ち、ノード４３はノード４
５に比べてΔＶｒｅｆほど高い電圧を保つ。前記ΔＶｒ
ｅｆは本発明の実施形態によって入力信号(ＲＦ増幅器
６の出力信号)のＤＣレベルが急変するかを判断するた
めの基準電圧として提供される。前記ΔＶｒｅｆは設計
者などによって可変されることができ、可変のための一
方法として、ノード４５とノード４３との間に連結され
た抵抗４４を可変抵抗として使用する。一方、ホールド
部時定数調節回路３０でバッファ４８の出力は入力端Ｖ
１と比較器５２の非反転入力端子(＋)との間に連結され
たノード６０に連結されており、バッファ５０の出力は
入力端Ｖ２と比較器５２の反転入力端子(−)との間に連
結されたノード６２に連結されている。
６、第２ボトムホールド部１８及びホールド部時定数調
節回路３０の具体的な回路構成図である。図６を参照す
れば、前記ホールド部時定数調節回路３０は、図５の第
２ピークホールド部１６から出力されるピーク値ｂが印
加される入力端Ｖ１が非反転入力端子(＋)に連結され、
第２ボトムホールド部１８から出力されるボトム値ｃが
印加される入力端Ｖ２が反転入力端子(−)に連結される
比較器５２を含む。前記比較器５２の出力はＮチャネル
ＭＯＳトランジスタ(以下‘Ｎチャネルトランジスタ’
と略す)５４のゲートに連結されている。Ｎチャネルト
ランジスタ５４の一端とホールド部時定数調節回路３０
の出力端Ｖｏ１との間には抵抗値Ｒａを有する抵抗５６
が連結されており、前記Ｎチャネルトランジスタ５４の
他端とホールド部時定数調節回路３０の出力端Ｖｏ２と
の間には抵抗値Ｒａを有する抵抗５８が連結されてい
る。前記抵抗５６，５８の抵抗値は、数キロオーム(ｋ
Ω)であって、第２ピークホールド部１６にある抵抗Ｒ
ｐと第２ボトムホールド部１８にある抵抗ＲBの抵抗値
(数百ｋΩ)に比べて適当に低い値である。電源電圧Ｖｃ
ｃと接地電圧Ｖｓｓとの間には抵抗 ４２，４４，４６
が直列に連結されており、抵抗４２と抵抗４４との間の
ノード４３は、バッファ５０の非反転入力端子(＋)に連
結されている。そして、抵抗４６と抵抗４４との間のノ
ード４５は、バッファ４８の非反転入力端子(＋)に連結
されている。ノード４３とノード４５間にはΔＶｒｅｆ
ほどの電圧差が存在する。即ち、ノード４３はノード４
５に比べてΔＶｒｅｆほど高い電圧を保つ。前記ΔＶｒ
ｅｆは本発明の実施形態によって入力信号(ＲＦ増幅器
６の出力信号)のＤＣレベルが急変するかを判断するた
めの基準電圧として提供される。前記ΔＶｒｅｆは設計
者などによって可変されることができ、可変のための一
方法として、ノード４５とノード４３との間に連結され
た抵抗４４を可変抵抗として使用する。一方、ホールド
部時定数調節回路３０でバッファ４８の出力は入力端Ｖ
１と比較器５２の非反転入力端子(＋)との間に連結され
たノード６０に連結されており、バッファ５０の出力は
入力端Ｖ２と比較器５２の反転入力端子(−)との間に連
結されたノード６２に連結されている。
【００２２】図６において、ホールド部時定数調節回路
３０と連結された第２ピークホールド部１６及び第２ボ
トムホールド部１８の構成を調べてみれば、第２ピーク
ホールド部１６の増幅器７０は、非反転入力端子(＋)が
図５の差動増幅器１４の出力に連結されている。前記増
幅器７０の出力端はＮチャネルトランジスタ７２のゲー
トと連結されている。Ｎチャネルトランジスタ７２のド
レインは電源電圧Ｖｃｃと連結されており、ソースはキ
ャパシタＣｐを通じて接地端に連結されている。前記Ｎ
チャネルトランジスタ７２のソースはライン７９を通じ
て増幅器７０の反転入力端子(−)に連結され、前記ライ
ン７９には一端が接地された抵抗Ｒｐが連結されてい
る。前記抵抗Ｒｐは遅い放電のために数百ｋΩの高い抵
抗値を有する。そして、前記Ｎチャネルトランジスタ７
２は速い充電のために数十Ω程度の比較的低いターンオ
ン抵抗値Ｒｐｑを有する。Ｎチャネルトランジスタ７２
のソースは、バッファ７６の非反転入力端子(＋)と連結
されている。前記バッファ７６とＮチャネルトランジス
タ７２のソースとの間にあるノード７８は、ホールド部
時定数調節回路３０の出力端Ｖｏ１に連結されている。
３０と連結された第２ピークホールド部１６及び第２ボ
トムホールド部１８の構成を調べてみれば、第２ピーク
ホールド部１６の増幅器７０は、非反転入力端子(＋)が
図５の差動増幅器１４の出力に連結されている。前記増
幅器７０の出力端はＮチャネルトランジスタ７２のゲー
トと連結されている。Ｎチャネルトランジスタ７２のド
レインは電源電圧Ｖｃｃと連結されており、ソースはキ
ャパシタＣｐを通じて接地端に連結されている。前記Ｎ
チャネルトランジスタ７２のソースはライン７９を通じ
て増幅器７０の反転入力端子(−)に連結され、前記ライ
ン７９には一端が接地された抵抗Ｒｐが連結されてい
る。前記抵抗Ｒｐは遅い放電のために数百ｋΩの高い抵
抗値を有する。そして、前記Ｎチャネルトランジスタ７
２は速い充電のために数十Ω程度の比較的低いターンオ
ン抵抗値Ｒｐｑを有する。Ｎチャネルトランジスタ７２
のソースは、バッファ７６の非反転入力端子(＋)と連結
されている。前記バッファ７６とＮチャネルトランジス
タ７２のソースとの間にあるノード７８は、ホールド部
時定数調節回路３０の出力端Ｖｏ１に連結されている。
【００２３】また、図６の第２ボトムホールド部１８の
増幅器８０は、非反転入力端子(＋)が図５の差動増幅器
１４の出力に連結されている。前記増幅器８０の出力端
はＰチャネルＭＯＳトランジスタ(以下、‘Ｐチャネル
トランジスタ’と略す)８２のゲートと連結されてい
る。Ｐチャネルトランジスタ８２のソースは、ライン８
１を通じて増幅器８０の反転入力端子(−)に連結されて
いる。また、前記Ｐチャネルトランジスタ８２のソース
はキャパシタＣＢを通じて電源電圧Ｖｃｃと連結されて
いる。そして、前記キャパシタＣＢに抵抗ＲＢが並列に
連結されている。前記抵抗ＲＢは、遅い充電のために数
百ｋΩの高い抵抗値を有する。そして、前記Ｐチャネル
トランジスタ８２は速い放電のために数十Ωの比較的低
いターンオン抵抗値Ｒｂｑを有する。Ｐチャネルトラン
ジスタ８２のソースは、バッファ８４の非反転入力端子
(＋)に連結されている。前記バッファ８４の出力は、ホ
ールド部時定数調節回路３０の入力端子Ｖ２に連結され
ている。前記バッファ８４とＰチャネルトランジスタ８
２のソースとの間にあるノード８８は、ホールド部時定
数調節回路３０の出力端Ｖｏ２と連結されている。
増幅器８０は、非反転入力端子(＋)が図５の差動増幅器
１４の出力に連結されている。前記増幅器８０の出力端
はＰチャネルＭＯＳトランジスタ(以下、‘Ｐチャネル
トランジスタ’と略す)８２のゲートと連結されてい
る。Ｐチャネルトランジスタ８２のソースは、ライン８
１を通じて増幅器８０の反転入力端子(−)に連結されて
いる。また、前記Ｐチャネルトランジスタ８２のソース
はキャパシタＣＢを通じて電源電圧Ｖｃｃと連結されて
いる。そして、前記キャパシタＣＢに抵抗ＲＢが並列に
連結されている。前記抵抗ＲＢは、遅い充電のために数
百ｋΩの高い抵抗値を有する。そして、前記Ｐチャネル
トランジスタ８２は速い放電のために数十Ωの比較的低
いターンオン抵抗値Ｒｂｑを有する。Ｐチャネルトラン
ジスタ８２のソースは、バッファ８４の非反転入力端子
(＋)に連結されている。前記バッファ８４の出力は、ホ
ールド部時定数調節回路３０の入力端子Ｖ２に連結され
ている。前記バッファ８４とＰチャネルトランジスタ８
２のソースとの間にあるノード８８は、ホールド部時定
数調節回路３０の出力端Ｖｏ２と連結されている。
【００２４】以下、本発明の実施形態による動作を添付
図面を参照して説明する。まず、入力信号(図１０のＲ
Ｆ増幅器６の出力信号)のＤＣレベルが一定な場合、本
発明の実施形態による動作を説明すれば次のようであ
る。
図面を参照して説明する。まず、入力信号(図１０のＲ
Ｆ増幅器６の出力信号)のＤＣレベルが一定な場合、本
発明の実施形態による動作を説明すれば次のようであ
る。
【００２５】図５の差動増幅器１４から出力された信号
ａは、第２ピークホールド部１６及び第２ボトムホール
ド部１８に印加される。前記信号ａは、第２ピークホー
ルド部１６に印加されると、第２ピークホールド部１６
の増幅器７０で増幅された後、Ｎチャネルトランジスタ
７２のゲートに印加される。前記Ｎチャネルトランジス
タ７２のゲートにａ信号の‘ハイ’状態のパルスが印加
されると、Ｎチャネルトランジスタ７２はターンオンさ
れ、従って、電源電圧Ｖｃｃによる充電電流が充電パス
を通じてキャパシタＣｐに充電される。この時、Ｎチャ
ネルトランジスタ７２のターンオン抵抗Ｒｐｑは数十Ω
の比較的低いターンオン抵抗値Ｒｐｑを有するため、キ
ャパシタＣｐには速く充電が行われる。即ち、第２ピー
クホールド部１６での充電時の時定数τrpはＲpqＣpに
なる。その後、前記Ｎチャネルトランジスタ７２のゲー
トにａ信号の‘ロー’状態のパルスが印加されると、Ｎ
チャネルトランジスタ７２はターンオフされ、従って、
キャパシタＣｐに充電されていた電流は抵抗Ｒｐと接地
端とから形成される放電パスを通じて放電される。この
時、抵抗Ｒｐは数百ｋΩの高い抵抗値を有するため、キ
ャパシタＣｐに充電された電流は遅く放電される。即
ち、第２ピークホールド部１６における放電時の時定数
τfpはＲpＣpになる。その結果、第２ピークホールド部
１６から出力されるピーク値ｂは図３に示したピーク値
ｂと同様な波形となる。
ａは、第２ピークホールド部１６及び第２ボトムホール
ド部１８に印加される。前記信号ａは、第２ピークホー
ルド部１６に印加されると、第２ピークホールド部１６
の増幅器７０で増幅された後、Ｎチャネルトランジスタ
７２のゲートに印加される。前記Ｎチャネルトランジス
タ７２のゲートにａ信号の‘ハイ’状態のパルスが印加
されると、Ｎチャネルトランジスタ７２はターンオンさ
れ、従って、電源電圧Ｖｃｃによる充電電流が充電パス
を通じてキャパシタＣｐに充電される。この時、Ｎチャ
ネルトランジスタ７２のターンオン抵抗Ｒｐｑは数十Ω
の比較的低いターンオン抵抗値Ｒｐｑを有するため、キ
ャパシタＣｐには速く充電が行われる。即ち、第２ピー
クホールド部１６での充電時の時定数τrpはＲpqＣpに
なる。その後、前記Ｎチャネルトランジスタ７２のゲー
トにａ信号の‘ロー’状態のパルスが印加されると、Ｎ
チャネルトランジスタ７２はターンオフされ、従って、
キャパシタＣｐに充電されていた電流は抵抗Ｒｐと接地
端とから形成される放電パスを通じて放電される。この
時、抵抗Ｒｐは数百ｋΩの高い抵抗値を有するため、キ
ャパシタＣｐに充電された電流は遅く放電される。即
ち、第２ピークホールド部１６における放電時の時定数
τfpはＲpＣpになる。その結果、第２ピークホールド部
１６から出力されるピーク値ｂは図３に示したピーク値
ｂと同様な波形となる。
【００２６】一方、図５の差動増幅器１４から出力され
た信号ａが第２ボトムホールド部１８に印加されると、
前記信号ａは、第２ボトムホールド部１８の増幅器８０
で増幅された後、Ｐチャネルトランジスタ８２のゲート
に印加される。前記Ｐチャネルトランジスタ８２のゲー
トにａ信号の‘ロー’状態のパルスが印加されると、Ｐ
チャネルトランジスタ８２はターンオンされ、従って、
キャパシタＣBに充電されていた電流は、Ｐチャネルト
ランジスタ８２と接地端とから形成される放電パスを通
じて放電される。この時、Ｐチャネルトランジスタ８２
のターンオン抵抗Ｒｂｑは数十Ωの比較的低いターンオ
ン抵抗値を有するため、速く放電される。即ち、第２ボ
トムホールド部１８での放電時の時定数τfpはＲpqＣB
になる。その後、前記Ｐチャネルトランジスタ８２のゲ
ートにａ信号の‘ハイ’状態のパルスが印加されると、
Ｐチャネルトランジスタ８２はターンオフされ、従っ
て、電源電圧Ｖｃｃは抵抗ＲBを通じてキャパシタＣBに
充電される。この時、抵抗Ｒ Bが数百ｋΩの高い抵抗値
を有するために充電が遅れる。即ち、第２ボトムホール
ド部１８での充電時の時定数τrbはＲBＣBになる。この
結果、第２ボトムホールド部１８から出力されるボトム
値ｃは、図３に示したボトム値ｃと同様な波形となる。
た信号ａが第２ボトムホールド部１８に印加されると、
前記信号ａは、第２ボトムホールド部１８の増幅器８０
で増幅された後、Ｐチャネルトランジスタ８２のゲート
に印加される。前記Ｐチャネルトランジスタ８２のゲー
トにａ信号の‘ロー’状態のパルスが印加されると、Ｐ
チャネルトランジスタ８２はターンオンされ、従って、
キャパシタＣBに充電されていた電流は、Ｐチャネルト
ランジスタ８２と接地端とから形成される放電パスを通
じて放電される。この時、Ｐチャネルトランジスタ８２
のターンオン抵抗Ｒｂｑは数十Ωの比較的低いターンオ
ン抵抗値を有するため、速く放電される。即ち、第２ボ
トムホールド部１８での放電時の時定数τfpはＲpqＣB
になる。その後、前記Ｐチャネルトランジスタ８２のゲ
ートにａ信号の‘ハイ’状態のパルスが印加されると、
Ｐチャネルトランジスタ８２はターンオフされ、従っ
て、電源電圧Ｖｃｃは抵抗ＲBを通じてキャパシタＣBに
充電される。この時、抵抗Ｒ Bが数百ｋΩの高い抵抗値
を有するために充電が遅れる。即ち、第２ボトムホール
ド部１８での充電時の時定数τrbはＲBＣBになる。この
結果、第２ボトムホールド部１８から出力されるボトム
値ｃは、図３に示したボトム値ｃと同様な波形となる。
【００２７】図３に示したピーク値ｂとボトム値ｃがホ
ールド部時定数調節回路３０に印加されると、下記の数
式１が成立つ。 （数式１） ｂ−ｃ≦Δ Ｖｒｅｆ ここで、ΔＶｒｅｆはホールド部時定数調節回路３０に
よって提供される基準電圧であり、ホールド部時定数調
節回路３０の比較器５２の出力は論理‘ロー’状態を出
力する。さらに詳しく説明すれば、比較器５２の非反転
入力端子(＋)に印加される信号がピーク値ｂであると仮
定すれば、比較器５２の反転入力端子(−)に印加される
信号はボトム値ｃに基準電圧ΔＶｒｅｆを加えた値にな
る。従って、比較器５２は非反転入力端子(＋)に印加さ
れたｂが反転入力端子(−)に印加されたｃ＋ΔＶｒｅｆ
以下である場合(即ち、ｂ≦ΔＶｒｅｆ＋ｃ)、論理‘ロ
ー’状態を出力する。これにより、Ｎチャネルトランジ
スタ５４はターンオフされ、ホールド部時定数調節回路
３０は動作しなくなるため、図５のミラー回路は図２の
正常動作時と同一の動作を行う。即ち、図３のミラー信
号ＭＩＲＲＯＲを生成する。
ールド部時定数調節回路３０に印加されると、下記の数
式１が成立つ。 （数式１） ｂ−ｃ≦Δ Ｖｒｅｆ ここで、ΔＶｒｅｆはホールド部時定数調節回路３０に
よって提供される基準電圧であり、ホールド部時定数調
節回路３０の比較器５２の出力は論理‘ロー’状態を出
力する。さらに詳しく説明すれば、比較器５２の非反転
入力端子(＋)に印加される信号がピーク値ｂであると仮
定すれば、比較器５２の反転入力端子(−)に印加される
信号はボトム値ｃに基準電圧ΔＶｒｅｆを加えた値にな
る。従って、比較器５２は非反転入力端子(＋)に印加さ
れたｂが反転入力端子(−)に印加されたｃ＋ΔＶｒｅｆ
以下である場合(即ち、ｂ≦ΔＶｒｅｆ＋ｃ)、論理‘ロ
ー’状態を出力する。これにより、Ｎチャネルトランジ
スタ５４はターンオフされ、ホールド部時定数調節回路
３０は動作しなくなるため、図５のミラー回路は図２の
正常動作時と同一の動作を行う。即ち、図３のミラー信
号ＭＩＲＲＯＲを生成する。
【００２８】一方、入力信号(ＲＦ増幅器６の出力信号)
のＤＣレベルが急変する場合、ホールド部時定数調節回
路３０では下記の数式２が成立つ。 （数式２） ｂ−ｃ＞Δ Ｖｒｅｆ ここで、ΔＶｒｅｆはホールド部時定数調節回路３０に
よって提供される基準電圧であり、ホールド部時定数調
節回路３０の比較器５２の出力は論理‘ハイ’状態を出
力する。さらに詳しく説明すれば、比較器５２の非反転
入力端子(＋)に印加される信号がピーク値ｂであると仮
定すれば、比較器５２の反転入力端子(−)に印加される
信号はボトム値ｃに基準電圧ΔＶｒｅｆを加えた値にな
る。従って、比較器５２は非反転入力端子(＋)に印加さ
れたｂが反転入力端子(−)に印加されたｃ＋ΔＶｒｅｆ
より大きい場合(即ち、ｂ＞ΔＶｒｅｆ＋ｃ)、論理‘ハ
イ’状態を出力する。この結果、Ｎチャネルトランジス
タ５４はターンオンされる。
のＤＣレベルが急変する場合、ホールド部時定数調節回
路３０では下記の数式２が成立つ。 （数式２） ｂ−ｃ＞Δ Ｖｒｅｆ ここで、ΔＶｒｅｆはホールド部時定数調節回路３０に
よって提供される基準電圧であり、ホールド部時定数調
節回路３０の比較器５２の出力は論理‘ハイ’状態を出
力する。さらに詳しく説明すれば、比較器５２の非反転
入力端子(＋)に印加される信号がピーク値ｂであると仮
定すれば、比較器５２の反転入力端子(−)に印加される
信号はボトム値ｃに基準電圧ΔＶｒｅｆを加えた値にな
る。従って、比較器５２は非反転入力端子(＋)に印加さ
れたｂが反転入力端子(−)に印加されたｃ＋ΔＶｒｅｆ
より大きい場合(即ち、ｂ＞ΔＶｒｅｆ＋ｃ)、論理‘ハ
イ’状態を出力する。この結果、Ｎチャネルトランジス
タ５４はターンオンされる。
【００２９】従って、第２ピークホールド部１６では既
存の放電パスとは異なる経路を通じてキャパシタＣｐに
充電された電流を放電する。この時の放電パスは、キャ
パシタＣｐ→ノード７８→抵抗５６→Ｎチャネルトラン
ジスタ５４→抵抗５８→ノード８８→Ｐチャネルトラン
ジスタ８２→接地で形成される。この時の第２ピークホ
ールド部１６での放電時定数τfpは(２Ｒa＋Ｒbq)Ｃpで
あって、既存の放電時定数(τfb＝ＲpＣp)に比べて遥か
に小さい。参考的に、Ｒａの抵抗値は数ｋΩであり、Ｒ
ｂｑの抵抗は数Ωであるに対し、Ｒｐの抵抗値は数百ｋ
Ωである。従って、第２ピークホールド部１６のキャパ
シタＣｐに充電された電流は、既存の放電パスに比べて
非常に速く放電される。この結果、入力信号(ＲＦ増幅
器６の出力信号)のＤＣレベルが急に下降する場合にも
差動増幅器１４から出力される信号ａのピーク値を正確
に追従するため、図５のバッファ２６から出力されるセ
ンター値ｄも正確に検出できる。
存の放電パスとは異なる経路を通じてキャパシタＣｐに
充電された電流を放電する。この時の放電パスは、キャ
パシタＣｐ→ノード７８→抵抗５６→Ｎチャネルトラン
ジスタ５４→抵抗５８→ノード８８→Ｐチャネルトラン
ジスタ８２→接地で形成される。この時の第２ピークホ
ールド部１６での放電時定数τfpは(２Ｒa＋Ｒbq)Ｃpで
あって、既存の放電時定数(τfb＝ＲpＣp)に比べて遥か
に小さい。参考的に、Ｒａの抵抗値は数ｋΩであり、Ｒ
ｂｑの抵抗は数Ωであるに対し、Ｒｐの抵抗値は数百ｋ
Ωである。従って、第２ピークホールド部１６のキャパ
シタＣｐに充電された電流は、既存の放電パスに比べて
非常に速く放電される。この結果、入力信号(ＲＦ増幅
器６の出力信号)のＤＣレベルが急に下降する場合にも
差動増幅器１４から出力される信号ａのピーク値を正確
に追従するため、図５のバッファ２６から出力されるセ
ンター値ｄも正確に検出できる。
【００３０】また、ホールド部時定数調節回路３０のＮ
チャネルトランジスタ５４がターンオンされることによ
って、第２ボトムホールド部１８では、既存の充電パス
とは異なるパスを通じてキャパシタＣBに電流を充電す
る。この時の充電パスは、第２ピークホールド部の電源
電圧Ｖｃｃ→Ｎチャネルトランジスタ７２→ノード７８
→抵抗５６→Ｎチャネルトランジスタ５４→抵抗５８→
ノード８８→キャパシタＣBで形成される。この時の第
２ボトムホールド部１８での充電時定数τrbは(２Ｒa＋
Ｒpq)ＣBであって、既存の充電時定数(τrb＝ＲBＣB)に
比べて遥かに小さい。参考的に、Ｒａの抵抗値は数ｋΩ
であり、Ｒｂｑの抵抗は数Ωであるに対し、ＲBの抵抗
値は数百ｋΩである。従って、第２ボトムホールド部１
８のキャパシタＣBには既存の充電パスに比べて著しく
迅速に充電が行われる。この結果、入力信号(ＲＦ増幅
器６の出力信号)のＤＣレベルが急に上昇する場合にも
差動増幅器１４から出力される信号ａのボトム値を正確
に追従するため、図５のバッファ２６から出力されるセ
ンター値ｄも正確に検出できる。
チャネルトランジスタ５４がターンオンされることによ
って、第２ボトムホールド部１８では、既存の充電パス
とは異なるパスを通じてキャパシタＣBに電流を充電す
る。この時の充電パスは、第２ピークホールド部の電源
電圧Ｖｃｃ→Ｎチャネルトランジスタ７２→ノード７８
→抵抗５６→Ｎチャネルトランジスタ５４→抵抗５８→
ノード８８→キャパシタＣBで形成される。この時の第
２ボトムホールド部１８での充電時定数τrbは(２Ｒa＋
Ｒpq)ＣBであって、既存の充電時定数(τrb＝ＲBＣB)に
比べて遥かに小さい。参考的に、Ｒａの抵抗値は数ｋΩ
であり、Ｒｂｑの抵抗は数Ωであるに対し、ＲBの抵抗
値は数百ｋΩである。従って、第２ボトムホールド部１
８のキャパシタＣBには既存の充電パスに比べて著しく
迅速に充電が行われる。この結果、入力信号(ＲＦ増幅
器６の出力信号)のＤＣレベルが急に上昇する場合にも
差動増幅器１４から出力される信号ａのボトム値を正確
に追従するため、図５のバッファ２６から出力されるセ
ンター値ｄも正確に検出できる。
【００３１】前述の如く、ホールド部時定数調節回路３
０は、入力信号(ＲＦ増幅器６の出力信号)のＤＣレベル
が急変する時にも第２ピークホールド部１６及び第２ボ
トムホールド部１８の時定数を調節し、図５のミラー回
路がピークとボトムのセンター値を正確に得られるよう
にする。図７では、入力信号のＤＣレベルが急に上昇す
る場合、本発明の実施形態による図５の各回路部の出力
波形を示しているが、第２ボトムホールド部１８で速く
充電を行うため、ボトム値ｃが従来の技術による図４と
は違う充電曲線を見せている。従って、センター値ｄも
正確に得られることが判る。
０は、入力信号(ＲＦ増幅器６の出力信号)のＤＣレベル
が急変する時にも第２ピークホールド部１６及び第２ボ
トムホールド部１８の時定数を調節し、図５のミラー回
路がピークとボトムのセンター値を正確に得られるよう
にする。図７では、入力信号のＤＣレベルが急に上昇す
る場合、本発明の実施形態による図５の各回路部の出力
波形を示しているが、第２ボトムホールド部１８で速く
充電を行うため、ボトム値ｃが従来の技術による図４と
は違う充電曲線を見せている。従って、センター値ｄも
正確に得られることが判る。
【００３２】図８（Ａ）乃至図９（Ｂ）では、本発明の
回路と従来技術の回路を比較するために、信号分析器に
よってシミュレーションした波形の結果を示す図であ
る。図８（Ａ）では、ＲＦ増幅器６から出力されてミラ
ー回路８に印加される信号Ｖｉｎを示し、図８（Ｂ）で
は従来の技術による波形ａ(差動増幅器１４の出力)、波
形ｂ(ピーク値)、波形ｃ(ボトム値)、及び波形ｄ(セン
ター値)を示している。図９（Ａ）では、本発明の実施
形態による波形ａ(差動増幅器１４の出力)、波形ｂ(ピ
ーク値)、波形ｃ(ボトム値)、及び波形ｄ(センター値)
を示しており、図９（Ｂ）では図６の比較器５２の出力
を示している。
回路と従来技術の回路を比較するために、信号分析器に
よってシミュレーションした波形の結果を示す図であ
る。図８（Ａ）では、ＲＦ増幅器６から出力されてミラ
ー回路８に印加される信号Ｖｉｎを示し、図８（Ｂ）で
は従来の技術による波形ａ(差動増幅器１４の出力)、波
形ｂ(ピーク値)、波形ｃ(ボトム値)、及び波形ｄ(セン
ター値)を示している。図９（Ａ）では、本発明の実施
形態による波形ａ(差動増幅器１４の出力)、波形ｂ(ピ
ーク値)、波形ｃ(ボトム値)、及び波形ｄ(センター値)
を示しており、図９（Ｂ）では図６の比較器５２の出力
を示している。
【００３３】図８（Ｂ）と図９（Ａ）との比較を通じ
て、本発明の実施形態は、入力信号(ＲＦ増幅器の出力
信号)の急変時にも、差動増幅器１４から出力される信
号ａのピークとボトムの正確なセンター値を得ているこ
とが判る。
て、本発明の実施形態は、入力信号(ＲＦ増幅器の出力
信号)の急変時にも、差動増幅器１４から出力される信
号ａのピークとボトムの正確なセンター値を得ているこ
とが判る。
【００３４】以上、本発明の詳細な説明では、具体的実
施形態について説明したが、これに限定されず、本発明
の範囲内で多様な変形が可能であるということは自明で
ある。従って、本発明の範囲は説明された実施形態によ
って定められるべきではなく、特許請求の範囲とそれに
均等なものによって定められるべきである。
施形態について説明したが、これに限定されず、本発明
の範囲内で多様な変形が可能であるということは自明で
ある。従って、本発明の範囲は説明された実施形態によ
って定められるべきではなく、特許請求の範囲とそれに
均等なものによって定められるべきである。
【００３５】
【発明の効果】以上から述べてきたように、本発明は、
ミラー信号検出中に入力信号(ＲＦ増幅器の出力信号)が
急変する時には、ピークホールド部及びボトムホールド
部の時定数を調節してピークとボトムの正確なセンター
値が得られる。従って、本発明のミラー回路は、ＲＦ増
幅器の出力信号のレベル変化に拘わらず、ミラー信号を
正確に抽出できる。
ミラー信号検出中に入力信号(ＲＦ増幅器の出力信号)が
急変する時には、ピークホールド部及びボトムホールド
部の時定数を調節してピークとボトムの正確なセンター
値が得られる。従って、本発明のミラー回路は、ＲＦ増
幅器の出力信号のレベル変化に拘わらず、ミラー信号を
正確に抽出できる。
【図１】 ミラー信号を検出するための光ディスク装置
の概略構成図である。
の概略構成図である。
【図２】 従来の技術によるミラー回路の一例を示す構
成図である。
成図である。
【図３】 入力信号のＤＣレベルが一定な場合、図２の
各回路部の出力波形図である。
各回路部の出力波形図である。
【図４】 入力信号のＤＣレベルが急変する場合、図２
の各回路部の出力波形図である。
の各回路部の出力波形図である。
【図５】 本発明の実施形態によるミラー回路の構成図
である。
である。
【図６】 図５の第２ピークホールド部１６、第２ボト
ムホールド部１８、及びホールド部時定数調節回路３０
の具体的な回路構成図である。
ムホールド部１８、及びホールド部時定数調節回路３０
の具体的な回路構成図である。
【図７】 入力信号のＤＣレベルが急変する場合、本発
明の実施形態による図５の各回路部の出力波形図であ
る。
明の実施形態による図５の各回路部の出力波形図であ
る。
【図８】 （Ａ），（Ｂ）ともに、本発明の回路と従来
回路とを比較するために、信号分析器を用いて得た波形
のシミュレーションを示す図である。
回路とを比較するために、信号分析器を用いて得た波形
のシミュレーションを示す図である。
【図９】 （Ａ），（Ｂ）ともに、本発明の回路と従来
回路とを比較するために、信号分析器を用いて得た波形
のシミュレーションを示す図である。
回路とを比較するために、信号分析器を用いて得た波形
のシミュレーションを示す図である。
【図１０】 本発明の実施形態によってミラー信号を検
出してサーボ制御する光ディスク装置の構成図である。
出してサーボ制御する光ディスク装置の構成図である。
１０ 第１ピークホールド部
１２ 第１ボトムホールド部
１４ 差動増幅器
１６ 第２ピークホールド部
１８ 第２ボトムホールド部
２０，２２ 抵抗
２４ ノード
２６ バッファ
２８ 比較器
３０ ホールド部時定数調節回路
４２，４４，４６ 抵抗
４３，４５ ノード
４８，５０ バッファ
５２ 比較器
５４ ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
５６，５８ 抵抗
６０，６２ ノード
７０ 増幅器
７２ Ｎチャネルトランジスタ
７６ バッファ
７８ ノード
７９ ライン
８０ 増幅器
８１ ライン
８２ ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
８４ バッファ
８８ ノード
１００ ミラー回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平９−128761（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G11B 7/085
Claims (8)
- 【請求項１】 光ディスク装置のディスクからピックア
ップされた信号をＲＦ増幅するＲＦ増幅器の出力信号か
らミラー信号を検出するための回路において、 前記ＲＦ増幅器の出力信号のピーク値をホールドして第
１ピーク値として出力する第１ピークホールド部と、 前記ＲＦ増幅器の出力信号のボトム値をホールドして第
１ボトム値として出力する第１ボトムホールド部と、 前記第１ピーク値と第１ボトム値の差を増幅して出力す
る差動増幅器と、 前記差動増幅器の出力信号のピーク値をホールドして第
２ピーク値として出力する第２ピークホールド部と、 前記差動増幅器の出力信号のボトム値をホールドして第
２ボトム値として出力する第２ボトムホールド部と、 前記第２ピーク値と第２ボトム値を用いてＲＦ増幅器の
出力信号のセンター値を抽出するセンター値抽出部と、 前記差動増幅器の出力信号と前記センター値とを比較
し、ミラー信号を出力する比較器と、 前記センター値抽出部と前記第２ピーク及びボトムホー
ルド部との間に位置し、前記ＲＦ増幅器の出力信号のレ
ベル変化に従って、前記第２ピークホールド部と前記第
２ボトムホールド部の時定数を調節するホールド部時定
数調節回路と、 から構成されることを特徴とする回路。 - 【請求項２】 前記ホールド部時定数調節回路は、 前記ＲＦ増幅器の出力信号のレベル変化を検出するため
の基準電圧を発生する基準電圧発生部と、 前記第２ピーク値と第２ボトム値に前記基準電圧を加え
た値とを比較し、その比較結果を出力する比較器と、 前記第２ピークホールド部及び第２ボトムホールド部の
時定数調節のために前記第２ピークホールド部と第２ボ
トムホールド部との間に位置している抵抗と、 前記比較器の比較結果に基づいて前記抵抗を前記第２ピ
ークホールド部と第２ボトムホールド部との間に選択的
に連結するスイッチと、から構成されることを特徴とす
る請求項１記載の回路。 - 【請求項３】 前記基準電圧発生部は、 電源電圧と接地電圧との間に直列に連結された第１、第
２、第３抵抗と、 前記第２抵抗と第３抵抗との間に入力端が連結され、前
記比較器の一端に出力端が連結されたバッファと、 前記第１抵抗と第２抵抗との間に入力端が連結され、前
記比較器の他端に出力端が連結された第２バッファと、
から構成されることを特徴とする請求項２記載の回路。 - 【請求項４】 前記抵抗は、前記第２ピークホールド部
の放電時の時定数に関連した抵抗値及び前記第２ボトム
ホールド部の充電時の時定数に関連した抵抗値より小さ
い抵抗値を有することを特徴とする請求項２記載の回
路。 - 【請求項５】 ディスク上に／からデータを書込／読出
するためのピックアップを備えている光ディスク装置
で、トラックジャンプ時のトラック数を計数するために
使用されるミラー信号を検出する方法において、 ピックアップジャンプ時前記ピックアップによって読み
出された和信号のうち、ピーク信号とボトム信号の差を
検出して差分信号として出力する過程と、 前記差分信号のピーク信号とボトム信号を検出し、その
中間値を出力する過程と、 前記差分信号のピーク信号及びボトム信号間の変化を検
出して前記差分信号のピーク及びボトム検出時に使用さ
れる充放電時定数を変動させる過程と、 前記充放電時定数の変動により補正されるピーク値及び
ボトム値の中間値と前記差分信号とを比較し、前記ミラ
ー信号を出力する過程と、からなることを特徴とする方
法。 - 【請求項６】 前記差分信号のピーク信号及びボトム信
号間の変化が、入力信号のＤＣレベルの急変を検出する
基準となる予め設定された基準信号より大きい場合、前
記差分信号のピーク及びボトム検出時に使用される充放
電時定数を変動させることを特徴とする請求項５記載の
方法。 - 【請求項７】 光ディスク装置において、 光ディスクと、 前記光ディスクに書き込まれた信号を読み出すピックア
ップと、 前記ピックアップの和信号からピーク信号とボトム信号
の差を検出して差分信号として出力し、前記差分信号の
ピーク信号とボトム信号を検出してその中間値を出力
し、前記差分信号のピーク信号及びボトム信号間の変化
を検出して前記差分信号のピーク及びボトム検出時に使
用される充放電時定数を変動させ、前記充放電時定数の
変動により補正されるピーク値及びボトム値の中間値と
前記差分信号とを比較してミラー信号を出力するミラー
信号検出部と、 前記ミラー信号に応じてジャンプしたトラック数を計数
し、目標トラックまで前記ピックアップが移動するよう
サーボ制御するサーボ制御部と、から構成されることを
特徴とする光ディスク装置。 - 【請求項８】 前記ミラー信号検出部は、前記差分信号
のピーク信号及びボトム信号間の変化が入力信号ＤＣレ
ベルの急変を検出する基準となる予め設定された基準信
号より大きい場合、前記差分信号のピーク及びボトム検
出時に使用される充放電時定数を変動させることを特徴
とする請求項７記載の光ディスク装置。
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|---|---|
| KR199855901 | 1998-12-17 | ||
| KR1019980055901A KR100333332B1 (ko) | 1998-12-17 | 1998-12-17 | 미러신호 검출을 위한 회로 및 방법과 그를위한 광디스크 장치? |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP4475833B2 (ja) * | 2001-03-02 | 2010-06-09 | 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 | ミラー検出信号生成回路 |
| KR100421003B1 (ko) * | 2001-03-27 | 2004-03-03 | 삼성전자주식회사 | 미러 신호 조정 장치 |
| TW564410B (en) * | 2002-04-01 | 2003-12-01 | Via Tech Inc | Signal correcting method and signal generating method |
| KR100846777B1 (ko) * | 2002-07-05 | 2008-07-16 | 삼성전자주식회사 | 광 디스크 장치를 위한 미러 신호 검출 회로 및 그 방법 |
| KR100989616B1 (ko) * | 2003-10-16 | 2010-10-26 | 주식회사 히타치엘지 데이터 스토리지 코리아 | 광디스크장치의 미러 슬라이스 레벨 조정방법 |
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| JP2009070484A (ja) * | 2007-09-13 | 2009-04-02 | Hitachi-Lg Data Storage Inc | 光ディスク装置 |
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| TWI365451B (en) * | 2009-03-06 | 2012-06-01 | Sunplus Technology Co Ltd | Apparatus and method for generating radio frequency ripple zero crossing signal |
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| JP2021069183A (ja) * | 2019-10-23 | 2021-04-30 | 株式会社東芝 | リンギング検出回路及び電力変換器 |
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- 1998-12-17 KR KR1019980055901A patent/KR100333332B1/ko not_active IP Right Cessation
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1999
- 1999-12-16 CN CNB991210581A patent/CN1163874C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1999-12-17 JP JP35984499A patent/JP3522617B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1999-12-17 DE DE19961066A patent/DE19961066C2/de not_active Expired - Fee Related
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