JP2006343306A - ガス濃度検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】起電力出力型のガスセンサを用いたガス濃度検出装置において、センサ出力の精度低下を抑制しつつ、素子インピーダンスの検出を好適に実施する。
【解決手段】Ｏ2センサ１０は、固体電解質層と該固体電解質層を挟んで設けられる一対の電極とを具備し、被検出ガス中の酸素濃度に応じて前記電極間で起電力を発生するセンサ素子を有する。Ｏ2センサ１０の一方の端子には、交流電圧源２３、分圧抵抗２４及びカップリングコンデンサ２５が直列に接続されており、Ｏ2センサ１０とカップリングコンデンサ２５との間には、ＨＰＦ２６、Ｐ／Ｈ回路２７及び増幅回路２８が直列に接続されている。インピーダンス検出に際し、交流電圧源２３の出力電圧Ｖａが正負両側に変化し、その時のセンサ端子電圧が計測される。そして、該計測されたセンサ端子電圧に基づいて素子インピーダンスが算出される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、被検出ガス中の酸素濃度に応じて起電力を発生する起電力出力部を有するガスセンサに適用され、該ガスセンサの出力信号により特定ガス濃度の検出等を実施するガス濃度検出装置に関するものである。

従来から、例えば内燃機関より排出される排ガス中の酸素濃度を検出し、その結果を反映して燃料噴射量等を制御する技術が種々知られている。ガスセンサとしては、固体電解質層とそれを挟む一対の電極とを有してなるセンサ素子を備え、排ガスがリッチ雰囲気かリーン雰囲気かで各々異なる起電力を発生する酸素センサ（一般にＯ2センサとも称される）や、センサ素子として更に拡散律速層を設け、電圧印加に伴い流れる素子電流（限界電流）により空燃比をリニアに検出する限界電流式の空燃比センサ（一般にＡ／Ｆセンサと称される）などが知られている。

上記のＯ2センサやＡ／Ｆセンサでは、センサ素子が暖められ所定の活性状態にあることを条件に正確な酸素濃度（空燃比）の検出が可能となっており、センサ素子に内蔵又は外付けされたヒータの通電を制御することで所定の活性状態が維持されるようになっていた。但し一般には、Ｏ2センサとＡ／Ｆセンサとを比較すれば、概して前者の方が温度管理が緩く、後者の方が温度管理が厳しいといった傾向がある。具体的には、Ｏ2センサの場合、適合により定められたヒータ電力により素子温度制御が行われる。これに対し、Ａ／Ｆセンサの場合、センサ印加電圧が限界電流域を外さないようにする必要があることから、より高い制御性が求められ、素子インピーダンスによる素子温度制御が行われる。素子インピーダンスの検出手法としては、例えば特許文献１などに開示されているように、Ｏ2センサに掃引電圧が印加され、その電圧印加に伴って流れる素子電流が検出される。そして、掃引電圧とそれに対応する素子電流の変化量とから素子インピーダンスが算出される。

なお、センサ素子に掃引電圧を印加する際、正負何れか片方にだけ印加電圧を変化させると、当該素子内で分極が歪み、これに起因してセンサ出力の精度が低下するおそれがある。故に、センサ素子にて生じる分極の歪みの問題を抑制するには、正負両側に印加電圧を変化させることが推奨される。

ところで、近年では排気エミッション規制が益々厳しくなる中、Ｏ2センサの出力安定性もより高い精度が求められており、それを実現するにはセンサ素子の活性状態を従来よりも精度良く管理する必要が生じている。それ故に、Ｏ2センサでもＡ／Ｆセンサと同様に、素子インピーダンスを検出し、その検出値を基にＯ2センサの温度管理を行うことが要望されている。

しかしながら、Ｏ2センサを対象に素子インピーダンスの検出を行う場合、次のような問題が生じる。つまり、Ｏ2センサでは、起電力が概ね０Ｖとなることがあり、起電力＝０Ｖの状態ではセンサ印加電圧を正負両側に掃引変化させることができない。従って、掃引電圧を正側に変化させることができても負側への変化ができず、これにより掃引電圧の印加に伴いセンサ素子に生じる分極の歪みを解消できない、又は歪みの解消に時間を要するといった問題が生じる。センサ素子の分極の歪みが残ることで、前述したようにセンサ出力の精度低下が生じる。
特開２００４−１７７１７８号公報

本発明は、被検出ガス中の酸素濃度に応じて起電力を発生する起電力出力部を有するガスセンサを用いたガス濃度検出装置において、センサ出力の精度低下を抑制しつつ、素子インピーダンスの検出を好適に実施することができるガス濃度検出装置を提供することを主たる目的とするものである。

本発明のガス濃度検出装置は、被検出ガス中の酸素濃度に応じて一対の電極間で起電力を発生する起電力出力部を有するガスセンサに適用されるものであり、センサ素子の電極に接続される電流経路上にて正側及び負側の電圧変化又は電流変化を付与する交流変化付与手段（交流電源）を備える。交流変化付与手段の電流経路には、直流成分を遮断しかつ電荷を蓄えることが可能な蓄電手段が設けられている。そして、計測手段は、センサ素子と交流変化付与手段との間の電圧を計測する。また、インピーダンス算出手段は、交流変化付与手段による電圧変化又は電流変化時において前記計測手段により計測した電圧値に基づいて素子インピーダンスを算出する。なお、「センサ素子と交流変化付与手段との間の電圧」は、例えばセンサ素子の端子電圧であり、以下の記載では当該電圧を「センサ端子電圧等」とも記載する。

起電力出力部を有するガスセンサ（Ｏ2センサ等）では、酸素濃度に応じて起電力が概ね０Ｖとなることがあり、その状態では、センサ素子の電極に接続される電流経路上にて正側及び負側の電圧変化又は電流変化を付与することが困難になると考えられる。この不都合に対し本発明の構成によれば、交流変化付与手段の電流経路に設けられた蓄電手段により、起電力に関係なく正側及び負側の電圧変化又は電流変化を付与することが可能となり、インピーダンス検出時においてセンサ素子に生じる分極の歪みを解消することができる。その結果、センサ出力の精度低下を抑制しつつ、素子インピーダンスの検出を好適に実施することができるようになる。

またここで、本発明のセンサ素子では、酸素濃度検出を行う素子部（セル）とインピーダンス検出を行う素子部（セル）とが同一であり、インピーダンス検出のために電圧変化や電流変化を付与すると、酸素濃度検出に影響が及ぶ可能性がある。しかしながら本発明では、インピーダンス検出時の電圧変化や電流変化が蓄電手段により直流的に分離されてセンサ素子に付与されるため、酸素濃度検出への悪影響を抑制することができる。

交流電源とセンサ素子との間に抵抗素子と容量素子とを直列接続する構成とし、抵抗素子の両端電圧を検出するとともに、その検出値に基づいて素子インピーダンスを算出する構成も考えられるが（例えば特開昭６３−１４０９５５号公報）、かかる構成では、電圧変化等の付与後に時間の経過に伴い抵抗素子の両端電圧が収束していく過程（ピーク後の収束過程）において、その両端電圧が容量素子にチャージされていく影響により該両端電圧と素子インピーダンスとの相関がなくなる。したがって、素子インピーダンスが正確に算出できない。これに対し本願発明によれば、センサ端子電圧等、センサ素子と交流変化付与手段との間の電圧を検出する構成としており、容量素子のチャージが進んでもセンサ端子電圧等と素子インピーダンスとの相関が保たれ、素子インピーダンスを正確に算出できる。

また、電圧変化等の付与時において、抵抗素子の両端電圧のピーク値は素子インピーダンスと相関がある値となるが、例えばセンサ内蔵のヒータをＯＮ／ＯＦＦ制御する際に生じるヒータノイズやその他外来ノイズの低減目的でＬＰＦを設ける場合、ピーク値がなまされてしまい、正確なピーク値検出が困難なものとなる。それ故にやはり、抵抗素子の両端電圧を計測する手法（例えば特開昭６３−１４０９５５号公報）は有効な手段であると言えるものはなかった。これに対し本願発明は、センサ端子電圧等のピーク値検出を要するものでないため、ヒータノイズ等の対策としてＬＰＦを設けたとしても好適に素子インピーダンスを算出することができる。

ここで、請求項２に記載したように、前記蓄電手段として、抵抗素子及び容量素子からなる直列回路を設けると良い。すなわちこの場合、電圧変化又は電流変化を付与するための電流経路の途中に、抵抗素子及び容量素子からなる直列回路が設けられる。本構成では、容量素子により、交流変化付与手段の電流経路において直流成分を遮断しかつ電荷を蓄えることが可能となる。なお、容量素子としてはコンデンサ（カップリングコンデンサ）を用いると良い。

上記の如く電流経路に抵抗素子と容量素子とを直列に接続した構成においては、請求項３に記載したように、計測手段は、抵抗素子及び容量素子の抵抗成分とセンサ素子のインピーダンスとによる分圧値を計測すると良い。この場合、起電力出力部を有するガスセンサのインピーダンス検出に際し、センサ素子と交流変化付与手段との間の電圧（センサ端子電圧等）を好適に計測することができる。

請求項４に記載したように、容量素子は、センサ素子の容量成分よりも十分に容量の小さいものであると良い。この場合、交流変化付与手段により電圧変化又は電流変化を付与した後のセンサ端子電圧等の収束は容量素子へのチャージスピードが支配的となり、センサ端子電圧等はセンサ素子の個体差や劣化等による容量変化の影響を受けない。したがって、センサ素子の個体差や劣化等による容量変化の影響を受けることなく、素子インピーダンスを精度良く算出することができる。

センサ素子の容量成分は例えば正常時に１０００μＦ程度、劣化時に１００μＦ程度であり、それに対し容量素子を構成するコンデンサの容量は０．１μ〜１μＦ程度が最適である（請求項５）。この場合、コンデンサ（容量素子）は、容量ばらつきが±１０％程度、温度特性ばらつきが±１５％程度であることを考慮しても、当該コンデンサの容量はセンサ素子の容量成分に対して十分に小さいものであると言える。なお、インピーダンス検出の観点から言えばコンデンサの容量は大きい方が望ましいが、起電力出力への影響などを考えると容量は小さい方が望ましい。

また、請求項６に記載したように、前記計測手段を、ピークホールド回路を有する構成とし、該ピークホールド回路を介してセンサ素子と前記交流変化付与手段との間の電圧値（センサ端子電圧の計測値）を取得すると良い。

要するに、ピークホールド回路は抵抗成分と容量成分とを有し、その抵抗成分と容量成分とからなるＬＰＦを含む構成となっている。したがって、交流変化付与手段による電圧変化又は電流変化の付与時には、センサ端子電圧等がピークホールド回路内のＬＰＦによってなまされつつ計測される。センサ内蔵のヒータをＯＮ／ＯＦＦ制御する構成において、そのヒータノイズの影響を抑制すべくＬＰＦの定数を大きくすると、電圧等の交流変化時におけるセンサ端子電圧等のピーク値が計測できなくなるが、収束過程におけるセンサ端子電圧等を計測する構成とすることにより、ピーク値の検出を要さずとも素子インピーダンスの算出が可能となる。

このとき、上記のとおりセンサ端子電圧等がセンサ素子の個体差や劣化等による容量変化の影響を受けないため、ヒータノイズ低減のために上記ＬＰＦの定数（なまし度合）を大きくしても、収束過程のセンサ端子電圧等によって正確な素子インピーダンスの算出が可能となる。以上により、素子インピーダンスの算出精度向上と十分なヒータノイズ等の対策との両立が実現できる。

また、請求項７に記載の発明では、前記インピーダンス算出手段は、前記計測手段により計測した電圧値と、抵抗素子及び容量素子の合成抵抗とを基に素子インピーダンスを算出する。この場合、抵抗素子の抵抗値だけでなく、容量素子の抵抗値も加味して素子インピーダンスが算出されるため、その算出精度を高めることができる。

一方、請求項８に記載の発明では、前記同様、起電力出力部を有するガスセンサに適用されるガス濃度検出装置において、センサ素子の電極に接続される電流経路上にて正側及び負側の電圧変化又は電流変化を付与する交流変化付与手段（交流電源）を備える。そして、計測手段は、センサ素子と交流変化付与手段との間の電圧（センサ端子電圧等）を計測する。また、インピーダンス算出手段は、交流変化付与手段による電圧変化又は電流変化時において前記計測手段により計測した電圧値に基づいて素子インピーダンスを算出する。

従来から知られているように、広域の空燃比検出範囲で空燃比の検出を可能とするＡ／Ｆセンサでは、当該センサに接続された電気経路に電流検出用抵抗が設けられ、その電流検出用抵抗の両端電圧を検出するとともに、その検出値に基づいて素子インピーダンスが算出されるようになっている。しかしながら従来構成では、電流検出用抵抗はインピーダンス検出時の電流検出素子としての役目を担う他、酸素濃度検出時の電流検出素子としての役目も担う。この場合、インピーダンス検出時と酸素濃度検出時とでは電流の検出範囲が異なり、広い方の電流検出範囲を基準にすると、電流検出範囲が狭い方の分解能が下がるという問題があった。現実には、インピーダンス検出時に流れる電流の方が大きいため、それが原因で酸素濃度検出時における検出電流の分解能が下がってしまう。これに対し請求項８の発明によれば、センサ端子電圧等、センサ素子と交流変化付与手段との間の電圧を検出する構成としており、インピーダンス検出時には、酸素濃度検出のための電流検出とは独立してセンサ端子電圧等の検出が行われる。したがって、インピーダンス検出とは無関係に酸素濃度検出時の分解能を定めることができ、ひいては高精度な酸素濃度検出が可能となる。

また、電圧変化等の付与時において、電流検出用抵抗の両端電圧のピーク値は素子インピーダンスと相関がある値となるが、例えばセンサ内蔵のヒータをＯＮ／ＯＦＦ制御する際に生じるヒータノイズやその他外来ノイズの低減目的でＬＰＦを設ける場合、ピーク値がなまされてしまい、正確なピーク値検出が困難なものとなる。それ故に、電流検出用抵抗の両端電圧を計測する手法は有効な手段であると言えるものはなかった。これに対し請求項８の発明は、センサ端子電圧等のピーク値検出を要するものでないため、ヒータノイズ等の対策としてＬＰＦを設けたとしても好適に素子インピーダンスを算出することができる。

請求項９に記載の発明では、センサ素子に接続される電気経路に電圧印加手段と、例えば抵抗等の電流検出手段とを設ける構成とし、電圧印加手段によるセンサ素子への電圧印加時に電流検出手段に流れる電流を計測し、該電流計測値に基づいて被検出ガス中の特定ガス濃度（酸素濃度等）を算出するようにしている。そして特に、素子インピーダンスの算出に際し、前記交流変化付与手段が接続されたセンサ端子側で、電圧印加手段によるセンサ素子への電圧印加を停止する。本構成によれば、素子インピーダンスの算出時において、電圧印加手段によるセンサ素子の電圧印加によりインピーダンス算出に影響が及ぶことが抑制される。

なお、都度のセンサ電流に応じてセンサ印加電圧をフィードバック制御するような手法を用いる構成では、交流変化付与手段による電圧変化を打ち消すような印加電圧制御が行われることが懸念されるが、上記のとおり電圧印加手段による電圧印加を停止することにより、適正に電圧変化を付与できる。

ここで、請求項１０に記載したように、電圧印加手段とセンサ素子との間の電気経路にスイッチ手段を設け、素子インピーダンスの算出に際し、スイッチ手段を開状態とすることで、電圧印加手段によるセンサ素子への電圧印加を停止すると良い。

また、請求項１１に記載したように、前記インピーダンス算出手段は、前記計測手段により計測した電圧値と前記抵抗素子の抵抗値とを基に素子インピーダンスを算出すると良い。

前記交流変化付与手段として、電源部とグランドとの間に２つのトランジスタを直列接続し、それら各トランジスタを交互にオンさせて交流波形を生成する構成が考えられる。かかる場合、請求項１２に記載したように、センサ端子電圧等と抵抗素子の抵抗値（又は、抵抗素子及び容量素子の合成抵抗）とに基づいて素子インピーダンスを算出する際に、さらにトランジスタのオン抵抗を考慮してインピーダンス算出を行うと良い。これにより、素子インピーダンスの検出精度が向上する。

また、請求項１３に記載したように、前記交流変化付与手段による正側及び負側の電圧変化又は電流変化の付与時において、電圧又は電流を一旦片側に変化させた後、逆側に変化させる際の前記計測手段による計測値に基づいて素子インピーダンスを算出すると良い。これにより、電圧変化又は電流変化に応答して変化するセンサ端子電圧の変化量が大きくなり、その分解能を高めることができる。

また、請求項１４に記載したように、前記電圧変化又は電流変化を付与するための周波数を、前記電流経路を構成する配線の抵抗成分の影響を受けにくい周波数とすると良い。例えば、当該周波数を５００ｋＨｚ以下とする。これにより、素子インピーダンスの検出精度に及ぼす影響が排除できる。但し、センサ素子のインピーダンスの周波数特性から、前記周波数を１０ｋＨｚ以上とするのが望ましい。

また、請求項１５に記載したように、前記電圧変化又は電流変化を付与するための周波数を、被検出ガス中の酸素濃度の変化よりも大きい周波数とすると良い。インピーダンス検出時における電圧変化や電流変化を酸素濃度変化よりも大きい周波数（高周波）とすることにより、酸素濃度検出への悪影響を抑制することができる。

以下、本発明のガス濃度検出装置を具体化した一実施の形態を図面に従って説明する。本実施の形態では、車載エンジンより排出される排ガスを被検出ガスとして同ガス中の酸素濃度（空燃比）を検出する空燃比検出装置を具体化しており、空燃比の検出結果はエンジンＥＣＵ等により構成される空燃比制御システムにて用いられる。空燃比制御システムでは、酸素濃度の検出結果に基づいて、空燃比をストイキ近傍でフィードバック制御するストイキ燃焼制御が適宜実現される。

先ずはじめに、ガスセンサとしてのＯ2センサ１０の構成を図２を用いて説明する。Ｏ2センサ１０はコップ型構造のセンサ素子１１を有しており、図２にはセンサ素子１１の断面構成を示す。実際には当該センサ素子１１は素子全体がハウジングや素子カバー内に収容される構成となっており、エンジン排気管内に配設されている。

センサ素子１１において、固体電解質層１２は断面コップ状に形成されており、その外表面には排ガス側電極層１３が設けられ、内表面には大気側電極層１４が設けられている。固体電解質層１２は、ＺｒＯ2、ＨｆＯ2、ＴｈＯ2、Ｂｉ2Ｏ3等にＣａＯ、ＭｇＯ、Ｙ2Ｏ3、Ｙｂ2Ｏ3等を安定剤として固溶させた酸素イオン伝導性酸化物焼結体からなる。また、各電極層１３，１４は共に白金等の触媒活性の高い貴金属からなり、その表面には多孔質の化学メッキ等が施されている。固体電解質層１２にて囲まれる内部空間は大気室１５となっており、その大気室１５内にはヒータ１６が収容されている。ヒータ１６は、センサ素子１１を活性化するに十分な発熱容量を有しており、その発熱エネルギによりセンサ素子全体が加熱される。

上記センサ素子１１では、固体電解質層１２の外側（電極層１３側）が排ガス雰囲気、同内側（電極層１４側）が大気雰囲気となっており、これら双方の酸素濃度の差（酸素分圧の差）に応じて電極層１３，１４間で起電力が発生する。つまり、センサ素子１１では、空燃比がリッチかリーンかで異なる起電力が発生する。これにより、Ｏ2センサ１０は、排ガスの酸素濃度（すなわち空燃比）に応じた起電力信号を出力する。

図３は、排ガスの空燃比とセンサ素子１１の起電力との関係を示す起電力特性図である。なお図３において、横軸は空気過剰率λとしており、λ＝１が理論空燃比（ストイキ）である。この場合、実線で示す特性がセンサ活性状態での起電力特性であり、空気過剰率λが１よりも小さいリッチ領域では起電力が概ね０．９Ｖとなり、空気過剰率λが１よりも大きいリーン領域では起電力が概ね０Ｖとなる。

但し、センサ素子１１の温度（素子温度）が変化すると起電力特性が変化する。例えば、素子温度が低下すると、特性が図３に一点鎖線で示すＡのように変化し、逆に素子温度が上昇すると、特性が図３に点線で示すＢのように変化する。かかる場合、起電力特性が変化すると、理論空燃比（λ＝１）での起電力が理想値から変化してしまい、理論空燃比付近で空燃比フィードバック制御を行う際などにおいてその制御精度が低下してしまう。

そこで本実施の形態では、素子温度と相関のある素子インピーダンスを検出し、該素子インピーダンスを目標値に制御することで、センサ素子１１の活性状態を保持することとする。具体的には、センサ素子１１の一方の電極（起電力出力端子）に対して負側及び正側に振幅する交流電圧を印加し、その電圧変化に応答して変化するセンサ端子電圧を計測する。そして、その時のセンサ端子電圧に基づいて素子インピーダンスを算出する。また、素子インピーダンスの算出値と目標値との偏差に応じてヒータ１６の通電をフィードバック制御する。

排気センサに関するヒータ通電の制御手法として具体的には、小型に通電回路を形成できるＰＷＭ制御手法が一般に採用されている。このＰＷＭ制御では、ヒータ制御量がデューティ信号として算出され、該デューティ信号に基づいてヒータ通電がＯＮ／ＯＦＦされる。

図１は、センサ制御回路の構成を示す電気的構成図である。図１に示すように、Ｏ2センサ１０の一方の端子（センサ素子１１の排ガス側電極層１３）には抵抗２１とＬＰＦ（ローパスフィルタ）２２とが各々接続されている。排ガス中の酸素濃度に応じてＯ2センサ１０で起電力が発生すると、その都度の起電力に相応するＯ2出力がＬＰＦ２２を介して出力される。ＬＰＦ２２より出力されるＯ2出力は、マイコン１００のＡＤポートに取り込まれる。マイコン１００は、Ｏ2出力を基に空燃比のリッチ／リーン判定などを実施する。

なお、ＬＰＦ２２は、Ｏ2出力に重畳するノイズや交流信号を排除するためのフィルタであり、後述するようにインピーダンス検出のためにＯ2センサ１０の端子電圧が交流的に変化する場合にも、その影響によるＯ2出力の精度低下が抑制されるようになっている。

インピーダンス検出のための構成として、Ｏ2センサ１０の一方の端子には、交流電圧源２３、分圧抵抗２４及びカップリングコンデンサ２５からなる直列回路が接続されており、Ｏ2センサ１０とカップリングコンデンサ２５との間には、ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）２６、Ｐ／Ｈ回路（ピークホールド回路）２７及び増幅回路２８からなる直列回路が接続されている。ここで、交流電圧源２３の出力電圧をＶａ、カップリングコンデンサ２５の両端子のうち分圧抵抗２４側の端子電圧をＶｂ、同Ｏ2センサ１０側の端子電圧をＶｃ、ＨＰＦ２６の出力側の電圧をＶｄ、増幅回路２８の出力電圧をＶｅとする。電圧Ｖｃは、通常の酸素濃度検出時において、その都度の酸素濃度に応じた起電力となっており、前述したようにリッチ雰囲気では概ね０．９Ｖ、リーン雰囲気では概ね０Ｖである。分圧抵抗２４の抵抗値はＲである。

Ｐ／Ｈ回路２７は、入力信号を取り込む入力コンパレータや、該コンパレータの出力側に一端が接続され他端が接地されたコンデンサなどにより構成されており、入力信号のピーク値をホールドする。また、Ｐ／Ｈ回路２７は内部にＬＰＦを含む構成となっており、入力信号にノイズ等が重畳する場合においてそのノイズが除去されるようになっている。つまり、上記のとおりヒータ通電制御としてＰＷＭ制御が行われる場合、ヒータ通電のＯＮ／ＯＦＦが繰り返し行われるために電流のＯＮ／ＯＦＦが常に生じる。そのため、この電流変化に起因する磁束の変化がヒータハーネスと一緒に束ねられるセンサハーネスに伝播してヒータノイズが発生すると考えられるが、このヒータノイズがＰ／Ｈ回路２７内のＬＰＦによって除去される。

交流電圧源２３、分圧抵抗２４及びカップリングコンデンサ２５は交流変化付与手段に相当し、そのうち交流電圧源２３は、マイコン１００からの指令に従い所定の周波数にて電圧Ｖａを正側及び負側に掃引変化させる。このとき、電圧Ｖａの変化に伴い分圧抵抗２４、カップリングコンデンサ２５及びＯ2センサ１０よりなる電流経路で電流が流れ、センサ端子電圧である電圧Ｖｃは、Ｏ2センサ１０の素子インピーダンスと分圧抵抗２４の抵抗値とで分圧される電圧値に変化する。そしてこの電圧Ｖｃが、ＨＰＦ２６、Ｐ／Ｈ回路２７及び増幅回路２８を通じて、インピーダンス検出電圧Ｖｅとしてマイコン１００のＡＤポートに取り込まれる。

交流電圧源２３は例えば図４の回路構成を有しており、電源３１とグランドとの間には、２つのトランジスタ３２，３３（本実施の形態では、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ３２とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３３）が直列に接続されている。各トランジスタ３２，３３の中間点には基準電圧源３４が接続されている。電源３１は５Ｖ電源、基準電源３４は２．５Ｖ電源である。トランジスタ３２，３３の各ゲートに入力される信号ＳＧ１，ＳＧ２は、マイコン１００から出力されるＨ（ハイ）又はＬ（ロー）の２値信号であり、インピーダンス検出時には信号ＳＧ１，ＳＧ２によりトランジスタ３２，３３が交互にＯＮされるようになっている。

この場合、トランジスタ３２のゲートに対してＬレベルの信号ＳＧ１が入力されることで、当該トランジスタ３２がＯＮし、交流電圧源２３の出力電圧Ｖａが上昇する（すなわち、電源３１の５Ｖ側に変化する）。また、トランジスタ３３のゲートに対してＨレベルの信号ＳＧ２が入力されることで、当該トランジスタ３３がＯＮし、交流電圧源２３の出力電圧Ｖａが下降する（すなわち、グランド側に変化する）。

素子インピーダンスＺａｃは、次の（１）式にて算出される。
Ｚａｃ＝Ｖｃ／｛（Ｖａ−Ｖｃ）／Ｒ｝ …（１）
上記（１）式において、電圧Ｖａと抵抗値Ｒは固定値であり（ただしトランジスタ３２のＯＮ抵抗を考慮しない場合）、電圧Ｖｃを計測することにより、素子インピーダンスＺａｃの算出が可能となる。つまり、マイコン１００は、電圧ＶｃをＨＰＦ２６、Ｐ／Ｈ回路２７及び増幅回路２８を介して取り込み、該取り込んだ値を基に、素子インピーダンスＺａｃを算出する。

交流電圧源２３による電圧Ｖａの周波数は、排ガス中の酸素濃度の変化よりも大きい周波数（高周波）であることが前提であるが、より具体的には次のように定められると良い。つまり、センサ素子１１のインピーダンスの周波数特性によれば、掃引周波数は１０ｋＨｚ以上とするのが望ましい。但し、Ｐ／Ｈ回路２７の制約から言えば３０ｋＨｚ以下であるのが望ましく、回路基板上の配線の抵抗成分を考慮すると５００ｋＨｚ以下（電流経路を構成する配線の抵抗成分の影響を受けにくい周波数）とするのが望ましい。以上から、掃引周波数は１０ｋＨｚ程度が最適であると言える。

分圧抵抗２４の抵抗値Ｒが大きいほど電流が絞られるため、カップリングコンデンサ２５へのチャージが遅くなる。そのため、電圧Ｖａの変化に伴い電圧Ｖｃが変化した後においてそのＶｃ変化が遅くなり、電圧Ｖｃの計測を行う上で有利となる。また、同抵抗値Ｒが大きいほど、カップリングコンデンサ２５や交流電圧源２３のＭＯＳＦＥＴのばらつきの影響が低減できる他、回路基板上の配線の抵抗成分の影響が低減できる（５００Ω以上が良い）。ただし、抵抗値Ｒが大きすぎると、分解能が下がる。この場合、計測精度と分解能とのバランスにより抵抗値Ｒを決定すると良い。以上の観点から、分圧抵抗２４の抵抗値Ｒは１ｋΩ程度が最適であると言える。

カップリングコンデンサの２５の容量は、Ｏ2出力への影響を考えると０．１〜１μＦとするのが望ましく、コストやサイズの制約から０．２μＦ以下とするのが望ましい。但し、インピーダンス検出のためには容量が大きいほど有利であると考えられる。本実施の形態では、コンデンサ容量を０．１μＦとしている。

ここで、電圧の交流変化時において、（１）上記のようにセンサ端子電圧（電圧Ｖｃ）を計測する場合と、（２）従来からＡ／Ｆセンサのインピーダンス検出手法として採用されている、電流検出抵抗の端子電圧を計測する場合とについて、その違いを説明する。

図５の（ａ）には、上記（２）の場合の回路構成を示しており、Ａ／Ｆセンサ５０の一方の端子にはオペアンプ５１及び電流検出抵抗５２を介して基準電源５３が図示の如く接続され、他方の端子には印加電圧制御回路５４が接続されている。Ａ／Ｆセンサ５０のセンサ電流は電流検出抵抗５２を介して流れ、そのセンサ電流が電流検出抵抗５２の端子電圧である電圧Ｖｘとして計測される。電圧ＶｘはＨＰＦ５５やＰ／Ｈ回路５６を介してマイコン等に取り込まれる。Ａ／Ｆセンサ５０のインピーダンス検出時には、印加電圧制御回路５４によってセンサ印加電圧が交流的に振られ、それに応答する電流変化量が電圧Ｖｘとして計測される。

上記構成において、センサ印加電圧の掃引変化時には電圧Ｖｘが図５の（ｂ）のように変化する。この場合、電圧Ｖｘのピーク値は素子インピーダンスに相関がある値となり、そのＶｘピーク値により素子インピーダンスが正確に検出できるが、電圧Ｖｘの収束過程ではその収束の軌跡がセンサの容量成分に応じて異なるものとなる。センサ容量成分は、センサ個体差によりばらつく他、劣化に伴い減少する傾向にあり、劣化に伴う容量減少時には図に一点鎖線で示すように収束が早まることとなる。

また、上記のとおりＶｘピーク値により素子インピーダンスが正確に検出できるものの、図５の（ｃ）に示すように電圧Ｖｘにはヒータノイズが重畳することが考えられ、ノイズ排除のためには電圧ＶｘをＬＰＦに通す必要がある。しかしながら、ヒータノイズを除去できる程度にＬＰＦの定数を大きくすると、センサ容量のばらつきに伴うＶｘ収束過程のばらつきによってＰ／Ｈ出力が変動してしまう。故に、素子インピーダンスの算出精度が低下する。

一方、上記（１）の場合、図６の（ａ）に示すように、センサ端子電圧ＶｃがＨＰＦ２６やＰ／Ｈ回路２７を介してマイコン等に取り込まれる。この場合、センサ端子電圧Ｖｃは、そのピーク値が素子インピーダンスに相関がある値となるとともに、収束過程においてセンサ容量のばらつきによる影響を受けることもない。故に、センサ端子電圧Ｖｃを演算パラメータとして用いる構成では、素子インピーダンスの算出精度を確保することができる。

特に、カップリングコンデンサ２５は、センサ素子１１の容量成分よりも十分に容量の小さいものであるため、センサ端子電圧Ｖｃの収束はカップリングコンデンサ２５へのチャージスピードが支配的となり、センサ端子電圧Ｖｃはセンサ素子１１の個体差や劣化等による容量変化の影響を受けない。したがって、センサ素子１１の個体差や劣化等による容量変化の影響を受けることなく、素子インピーダンスを精度良く算出することができる。

センサ素子１１の容量成分は例えば正常時に１０００μＦ程度、劣化時に１００μＦ程度であり、それに対しカップリングコンデンサ２５の容量は０．１μ〜１μＦ程度が最適である。この場合、カップリングコンデンサ２５は、容量ばらつきが±１０％程度、温度特性ばらつきが±１５％程度であることを考慮しても、カップリングコンデンサ２５の容量はセンサ素子１１の容量成分に対して十分に小さいものであると言える。なお、センサ端子電圧Ｖｃを計測する場合には、回路のばらつきによる誤差が残るが、センサ素子１１の個体差や劣化の影響に比べて回路のばらつきは小さく、インピーダンスの算出精度が確保できる。

次に、Ｏ2センサ１０（センサ素子１１）に分圧抵抗２４とカップリングコンデンサ２５とからなる直列回路を接続した上記構成において、本実施の形態のようにセンサ端子電圧を計測する場合と、分圧抵抗２４の両端電圧を計測する場合との違いを説明する。図７において、（ａ）はセンサ端子電圧の計測例を示し、（ｂ）は分圧抵抗２４の両端電圧の計測例を示す。なお図７では、素子インピーダンスが大きい場合の波形を実線で示し、素子インピーダンスが小さい場合の波形を一点鎖線で示している。

図７の（ａ−１）に示すように、センサ端子電圧は、素子インピーダンスが大きい場合においてピーク値が大きく、また電流量が少なくなるために収束が遅いものとなり、素子インピーダンスが小さい場合においてピーク値が小さく、また電流量が多くなるために収束が早いものとなる。また、図７の（ａ−２）に示すように、Ｐ／Ｈ出力は、インピーダンス大の場合に「Ａ１」、インピーダンス小の場合に「Ａ２」となる（Ａ１＞Ａ２）。この場合、Ｐ／Ｈ出力は、Ｐ／Ｈ回路内のＬＰＦの定数に関係なく素子インピーダンスに相関を有するものとなり、正確な素子インピーダンスの算出が可能となる。

一方、図７の（ｂ−１）に示すように、分圧抵抗２４の両端電圧は、図７の（ａ−１）とは逆に、素子インピーダンスが大きい場合においてピーク値が小さく、また電流量が少なくなるために収束が遅いものとなり、素子インピーダンスが小さい場合においてピーク値が大きく、また電流量が多くなるために収束が早いものとなる。この場合、前記７の（ａ−１）とは異なり、Ｐ／Ｈ回路内のＬＰＦの定数に応じて素子インピーダンスに対するＰ／Ｈ出力の大小関係が逆転するため、Ｐ／Ｈ出力と素子インピーダンスとの相関が保たれないものとなる。つまり、図７の（ｂ−２），（ｂ−３）に示すように、ＬＰＦの定数が小さい場合にはＢ１＜Ｂ２となるが、ＬＰＦの定数が大きい場合にはＣ１＞Ｃ２となる。なお、Ｂ１，Ｃ１はインピーダンス大の場合のＰ／Ｈ出力、Ｂ２，Ｃ２はインピーダンス小の場合のＰ／Ｈ出力である。

以上により、インピーダンス検出時においてセンサ端子電圧を計測する場合と分圧抵抗２４の両端電圧を計測する場合とを比較すると、インピーダンス検出精度の観点から前者の方が優れていると言える。

図８は、素子インピーダンスの算出処理を示すフローチャートであり、この処理はマイコン１００により所定時間毎（例えば１２８ｍｓｅｃ毎）に実行される。図８において、ステップＳ１０１では、交流電圧源２３に対して交流電圧の出力指令信号を出力する。この指令信号を受けて、交流電圧源２３では所定の周波数で出力電圧Ｖａを負側→正側の順に変化させる。その後、ステップＳ１０２では、出力電圧Ｖａを正側に変化させた時の電圧Ｖｃ（増幅回路２８の出力Ｖｅ）を取り込み、続くステップＳ１０３では、前記取り込んだ電圧Ｖｃを基に素子インピーダンスＺａｃを算出する（前記（１）式参照）。

マイコン１００は、上記の如く算出した素子インピーダンスＺａｃに基づいてヒータ１６の通電をフィードバック制御する。素子インピーダンスＺａｃに基づくヒータ通電手法は任意で良く、ここでは簡単に説明すると、例えば、ＰＩＤ等の制御手法を用いることとし、素子インピーダンスＺａｃの算出値と目標値（センサ素子の目標温度に相当する値）との偏差を算出すると共に、その偏差に基づいてヒータ通電制御量（例えば制御デューティ比）を算出する。そして、この制御量によりヒータ通電を制御する。

図９は、インピーダンス検出時における各種電圧波形などの推移を示すタイムチャートである。

さて、タイミングｔ１以前は通常の酸素濃度検出が行われており、電圧ＶｃはＯ2センサ１０の起電力出力に応じた電圧値となっている。また、信号ＳＧ１はＨ、信号ＳＧ２はＬとなっており、これにより各トランジスタ３２，３３が共にＯＦＦ状態となっている。Ｖａ，Ｖｂは共に２．５Ｖである。

そして、タイミングｔ１で信号ＳＧ２がＬレベル→Ｈレベルに操作されると、トランジスタ３３がＯＮ状態となり電圧Ｖａが負側（０Ｖ）に変化する。これにより、分圧抵抗２４、カップリングコンデンサ２５及びＯ2センサ１０よりなる電流経路でＯ2センサ１０の素子インピーダンスに応じた電流が流れ、電圧Ｖｂ，Ｖｃが変化する。このとき、Ｏ2センサ１０の起電力が０Ｖ、０．９Ｖの何れであったとしても、Ｖａ変化量をＯ2センサ１０に印加することができ、電圧Ｖｃは、Ｏ2センサ１０の素子インピーダンスと分圧抵抗２４の抵抗値とで分圧される電圧値に変化する。なお、電圧Ｖｂ，Ｖｃは、Ｖａ変化直後に一旦インピーダンス対応値になり、その後カップリングコンデンサ２５のチャージが行われることで、Ｖｂは下降し、Ｖｃは上昇する。Ｖｂのチャートにおいて一点鎖線で示す挙動はＶａの変化である。

その後、タイミングｔ２では、信号ＳＧ２がＬレベルに戻されてトランジスタ３３がＯＦＦ状態になると共に、これに代わって信号ＳＧ１がＨレベル→Ｌレベルに操作されてトランジスタ３２がＯＮ状態となり、それに伴い電圧Ｖａが正側（５Ｖ）に変化する。これにより、電圧Ｖａの負側変化時と逆向きに、分圧抵抗２４、カップリングコンデンサ２５及びＯ2センサ１０よりなる電流経路でＯ2センサ１０の素子インピーダンスに応じた電流が流れ、電圧Ｖｂ，Ｖｃが変化する。そして、ｔ２以降において、電圧ＶｃがＰ／Ｈ回路２７によりサンプリングされ、そのサンプリング値を基に素子インピーダンスＺａｃが算出される。なお、電圧Ｖｂ，Ｖｃは、Ｖａ変化直後に一旦インピーダンス対応値になり、その後カップリングコンデンサ２５のチャージが行われることで、Ｖｂは上昇し、Ｖｃは下降する。

その後、タイミングｔ３では、信号ＳＧ１がＨレベルに戻されてトランジスタ３２がＯＦＦされる。これにより、元の酸素濃度検出状態に復帰する。

以上詳述した本実施の形態によれば、以下の優れた効果が得られる。

Ｏ2センサ１０に交流的な電圧変化を付与するための電流経路の途中にカップリングコンデンサ２５を直列に接続したため、インピーダンス検出に際し、Ｏ2センサ１０の起電力に関係なく所望の電圧変化を付与することが可能となる。つまり、Ｏ2センサ１０に対して正負両側に変化する電圧（掃引電圧、戻し電圧）を印加することができ、インピーダンス検出時においてＯ2センサ１０に生じる分極の歪みを解消することができる。その結果、センサ出力の精度低下を抑制しつつ、素子インピーダンスの検出を好適に実施することができるようになる。

この場合、Ｏ2センサ１０は、酸素濃度検出を行う素子部（セル）とインピーダンス検出を行う素子部（セル）とが同一であり、インピーダンス検出時の電圧変化が酸素濃度検出に悪影響を及ぼすことが懸念されるが、交流的な電圧変化がカップリングコンデンサ２５により直流的に分離されてセンサ素子に付与され、更に当該電圧変化が酸素濃度変化よりも大きい周波数であるため、酸素濃度検出への悪影響を抑制することができる。

特に、インピーダンス検出時には、交流的な電圧変化に応答するＯ2センサ１０のセンサ端子電圧（電圧Ｖｃ）を計測し、該センサ端子電圧の計測値に基づいて素子インピーダンスを算出する構成としたため、抵抗素子の両端電圧の計測値に基づいて素子インピーダンスを算出する構成（例えば特開昭６３−１４０９５５号公報）とは異なり、収束時の信号波形が素子インピーダンスと相関を有するものとなる。したがって、素子インピーダンスを正確に算出することができる。

この場合、カップリングコンデンサ２５の容量をセンサ素子１１の容量成分よりも十分に小さいものとしたため、センサ素子１１の個体差や劣化等による容量変化の影響を受けることなく、素子インピーダンスを精度良く算出することができる。

また、センサ端子電圧の収束過程における計測値により素子インピーダンスが算出できることは、センサ端子電圧のピーク値の計測を要することなく素子インピーダンスが算出できることを意味する。したがって、ヒータノイズの影響を抑制すべくＰ／Ｈ回路内のＬＰＦの定数（なまし度合）を大きくすることが許容される。以上により、素子インピーダンスの算出精度向上と十分なヒータノイズ対策との両立が実現できる。

交流電圧源２３によって電圧変化を付与する際、電圧を一旦片側に変化させた後の逆側への変化時（掃引戻し時）のセンサ端子電圧の計測値に基づいて素子インピーダンスを算出するようにしたため、センサ端子電圧の応答変化量が大きくなり、その分解能を高めることができる。

以上のように素子インピーダンスを好適に検出することができるため、この素子インピーダンスの検出値を用いたヒータ制御が適正に実施できる。故に、Ｏ2センサ１０の出力が安定し、良好なる空燃比フィードバック制御が実現できる。ひいては、排気エミッションの改善等を図ることができる。

なお、本発明は上記実施の形態の記載内容に限定されず、例えば次のように実施しても良い。

上記実施の形態では、インピーダンス検出に際し、交流的な電圧変化時のセンサ端子電圧（電圧Ｖｃ）と分圧抵抗２４の抵抗値Ｒとを基に素子インピーダンスＺａｃを算出したが、これを以下のように変化しても良い。例えば、交流的な電圧変化時のセンサ端子電圧（電圧Ｖｃ）と、分圧抵抗２４及びカップリングコンデンサ２５の合成抵抗とを基に素子インピーダンスＺａｃを算出する。この場合、カップリングコンデンサ２５のインピーダンスＺｃは、Ｚｃ＝１／２πｆＣ（ｆは周波数、Ｃは容量）で表され、次の（２）式により素子インピーダンスＺａｃが算出される。
Ｚａｃ＝Ｖｃ／｛（Ｖａ−Ｖｃ）／（Ｒ＋Ｚｃ）｝ …（２）
これにより、インピーダンス検出の精度が向上する。加えて、配線の抵抗分も考慮して更なる高精度化を図ることも可能である。

また、交流電圧源２３（交流変化付与手段）を構成するトランジスタのオン抵抗も考慮して素子インピーダンスＺａｃを算出する構成としても良い。すなわち、図４に示す交流電圧源２３において、電源３１の電圧をＶｃｃ、ハイサイドのトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）３２のオン抵抗をＲｏｎとした場合、次の（３）式により素子インピーダンスＺａｃが算出される。
Ｚａｃ＝Ｖｃ／｛（Ｖｃｃ−Ｖｃ）／（Ｒｏｎ＋Ｒ＋Ｚｃ）｝ …（３）
これにより、インピーダンス検出の精度がより一層向上する。

上記のとおりトランジスタ３２のオン抵抗Ｒｏｎと、分圧抵抗２４の抵抗値Ｒと、カップリングコンデンサ２５の抵抗成分（インピーダンスＺｃ）とを考慮して素子インピーダンスを算出する場合、各素子の個体差及び温度特性によるばらつきが素子インピーダンスの検出誤差となる。一般に、抵抗素子の抵抗値は安価な厚膜タイプでも個体差によるばらつきが±０．５％、温度特性によるばらつきが±２００ｐｐｍ／℃程度であり、ばらつきが比較的小さい。これに対して、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は個体差によるばらつきが±３０％程度、温度特性によるばらつきが±１００％程度あり、カップリングコンデンサのインピーダンスは表面実装タイプのセラミックコンデンサの場合、個体差によるばらつきが±１０％程度、温度特性によるばらつき±１５％程度ある。つまり、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗とカップリングコンデンサのインピーダンスはばらつきが非常に大きいものとなる。よって、各素子の抵抗値選定に際しては、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗やカップリングコンデンサのインピーダンスよりも抵抗素子の抵抗値が十分に大きくなるようにし、それにより素子インピーダンスの検出精度の向上を図ると良い。ただし、抵抗素子の抵抗値が大き過ぎると、センサ端子電圧の検出値が小さくなり、分解能が低下してしまう。よって、検出精度と分解能のバランスを考慮した抵抗値選定が必要となる。ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗を３０Ω程度、カップリングコンデンサのインピーダンスを１５９Ω程度とし、検出する素子インピーダンスが１５Ω程度の場合において、抵抗素子の抵抗値を１００〜５００Ω程度とするのが望ましい。

上記実施の形態では、交流電圧源２３とＯ2センサ１０（センサ素子１１）との間に、分圧抵抗２４とカップリングコンデンサ２５とを図１に示す順序（交流電圧源２３−分圧抵抗２４−カップリングコンデンサ２５−Ｏ2センサ１０の順）に接続したが、その分圧抵抗２４とカップリングコンデンサ２５とを逆に接続する構成であっても良い（交流電圧源２３−カップリングコンデンサ２５−分圧抵抗２４−Ｏ2センサ１０の順に直列に接続する）。かかる場合にも、前記同様、インピーダンス検出時においてセンサ端子電圧を計測する構成とすることにより、素子インピーダンスの算出精度向上と十分なヒータノイズ対策との両立が可能となるといった優れた効果が得られる。

上記実施の形態では、インピーダンス検出に際し、交流電圧を負側→正側の順に変化させたが、その逆に正側→負側の順に変化させる構成であっても良い。

上記実施の形態では、Ｐ／Ｈ回路２７に含まれる抵抗成分と容量成分とにより、ヒータノイズ低減のためのＬＰＦを構成したが、Ｐ／Ｈ回路２７とは別に、当該回路の前段にＬＰＦ回路を設ける構成とすることもできる。

交流変化付与手段として、シュミットトリガインバータを用いた自励発振回路を採用しても良い。図１０に自励発振回路６０の回路構成を示す。図１０では、シュミットトリガインバータ６１，６２と、抵抗６３と、コンデンサ６４とにより自励発振回路６０が構成されている。そして、この自励発振回路６０によって連続掃引が実施される。

従来、Ａ／Ｆセンサのインピーダンス検出では、Ａ／Ｆ出力への影響を最小限にするため、掃引後所定時間が経過したタイミング、又は次の掃引を開始する所定時間前のタイミングでＰ／Ｈ回路をリセットする構成としていた。具体的には、Ｐ／Ｈ回路内のコンデンサに並列にトランジスタを設け、該トランジスタをオンすることでコンデンサを放電するようにしていた。これに対し、上記実施の形態におけるセンサ制御回路の構成では、Ｐ／Ｈ回路内の出力を毎回０Ｖにリセットする必要がない。そのため、前記トランジスタに代えて抵抗を設け、抵抗をプルダウンして放電する方式としても良い。これにより、リセット回路を簡素に構成することができる。

上記実施の形態では、インピーダンス検出時において、Ｏ2センサ１０に交流的な電圧変化を付与し、その電圧変化に応答する電流変化量に基づいて素子インピーダンスを算出したが、この構成を変更し、Ｏ2センサ１０に交流的な電流変化を付与し、その電流変化に応答する電圧変化量に基づいて素子インピーダンスを算出するようにしても良い。

上記実施の形態では、コップ型のＯ2センサ１０にて本発明を具体化したが、他の構成のガスセンサであっても良い。例えば、積層構造を有するガスセンサであっても良い。また、起電力出力部としての起電力出力セルとその他ガス濃度検出セルとを有するガスセンサに適用でき、例えば、起電力出力セルと酸素濃度検知セルとを有するような２セル式のＡ／Ｆセンサに適用することも可能である。２セル式のＡ／Ｆセンサの場合、起電力出力セルを検出対象として素子インピーダンスの検出が実施される。

Ａ／Ｆセンサに適用されるガス濃度検出装置について説明する。かかる場合、前記図５の（ａ）で説明したように、既存の回路構成では、Ａ／Ｆセンサ５０にシャント抵抗（電流検出抵抗５２）が接続されており、このシャント抵抗に流れるセンサ電流に基づいて酸素濃度（Ａ／Ｆ）が検出される。また、インピーダンス検出時には、センサ印加電圧が掃引変化され、それに伴い同シャント抵抗に流れるセンサ電流に基づいて素子インピーダンスが算出される。

ここで、酸素濃度に応じて流れるセンサ電流の範囲は凡そ−１．５ｍＡ〜２．５ｍＡであるのに対し、インピーダンス検出時に流れる電流は、その５倍以上の１０ｍＡ程度である。電流はシャント抵抗の端子電圧を測定することで検出されるが、シャント抵抗の端子電圧をアンプ又はＡ／Ｄ変換器に直接入力する場合、酸素濃度検出時のセンサ電流とインピーダンス検出時の電流とを共にレンジオーバーすることなく読み取るには、電流値の高い電流レンジ（この場合はインピーダンス検出の電流レンジ）に合わせてシャント抵抗の容量を決定する必要がある。この場合、酸素濃度検出のためのセンサ電流検出を広範囲のレンジで測定することになり、それが原因で分解能を上げられず、高精度化（高分解能化）の障害となっている。

そこで、上記問題の対策として、インピーダンス検出に際し、センサ素子の端子電圧を計測し、該計測した電圧値に基づいて素子インピーダンスを算出する。

その詳細を図１１により説明する。図１１は、Ａ／Ｆセンサ用の駆動回路を示す電気回路図であり、図１等で説明した回路構成と同様、交流変化付与手段としての交流電圧源などが設けられている。

図１１において、センサ素子７０の＋側端子には、オペアンプ７１及び電流検出抵抗７２を介して基準電源７３が図示の如く接続され、−側端子にはスイッチ７４を介してオペアンプ７５と基準電源７６とが接続されている。このとき、基準電源７３，７６及びオペアンプ７１，７５により電圧印加手段が構成されている。例えば基準電源７３の電圧値は２．２Ｖ、基準電源７６の電圧値は１．８Ｖである。また、センサ素子７０の＋側端子及び−側端子には、それぞれＥＳＤ（静電放電）対策用のコンデンサ７７，７８が設けられている。なお実際には、基準電源７６は、印加電圧を可変設定するための機能を有する印加電圧制御手段であっても良く、例えば都度のセンサ電流に基づいて印加電圧を可変設定する。

センサ素子７０の−側端子には、交流変化付与手段として、交流電圧源８１、分圧抵抗８２及びカップリングコンデンサ８３からなる直列回路が接続されている。また、同じくセンサ素子７０の−側端子には、インピーダンス検出用出力回路８５が接続されている。インピーダンス検出用出力回路８５は、前記図１と同様に、ＨＰＦ、Ｐ／Ｈ回路、増幅回路等を有する構成となっている。

ちなみに、図１１の回路構成において、好適なインピーダンス検出を実現するには、インピーダンス検出側のセンサ端子（−側端子）に設けたＥＳＤ対策用コンデンサ７８を、カップリングコンデンサ８３よりも小さい容量のものとすると良い。インピーダンス検出側と反対側のセンサ端子（＋側端子）に設けたＥＳＤ対策用コンデンサ７７の容量は任意である。例えば、カップリングコンデンサ８３の静電容量を０．３３μＦとし、ＥＳＤ対策用のコンデンサ７７，７８を０．０３３μＦとする。また、センサ素子７０の各端子にオペアンプ７１，７５を接続することにより、同＋側端子に接続したＥＳＤ対策用コンデンサ７７の容量の影響をキャンセルすることができるようになっている。ただし、オペアンプ７１，７５を設けない場合には、ＥＳＤ対策用コンデンサ７７をインピーダンス検出のためのカップリングコンデンサ８３よりも大きい容量とすることで、好適なるインピーダンス検出が可能になるようになっている。

本構成において、Ａ／Ｆ検出時には、スイッチ７４を閉じた状態で基準電源７３，７６によりセンサ素子７０に電圧を印加し、その電圧印加に伴い、センサ素子７０では排ガス中の酸素濃度（Ａ／Ｆ）に応じたセンサ電流が流れる。そして、そのセンサ電流を電流検出抵抗７２により検出し、マイコン等に出力する。マイコンは、前記センサ電流に基づいてＡ／Ｆ値を算出する。

また、インピーダンス検出時には、スイッチ７４を開放し、センサ素子７０への基準電源７６による電圧印加を停止する。そしてその状態で、交流電圧源８１が所定の周波数にて電圧を正側及び負側に掃引変化させる。このとき、センサ端子電圧（−側端子電圧）は、センサ素子７０の素子インピーダンスに応じて変化し、その電圧値がインピーダンス検出用出力回路８５を介してマイコン等に出力される。マイコンは、前記センサ端子電圧の値に基づいて素子インピーダンスを算出する。

図１１の構成によれば、インピーダンス検出時においてＡ／Ｆ検出のための電流検出抵抗７２とは無関係にセンサ端子電圧が検出され、インピーダンス検出時のセンサ電流を電流検出抵抗７２により計測することが不要となる。そのため、Ａ／Ｆ（酸素濃度）を検出するセンサ電流のレンジで電流検出抵抗７２の容量を決めることができる。例えば、センサ電流検出範囲（−１．５ｍＡ〜２．５ｍＡ）を、オペアンプの入力電圧範囲又はＡ／Ｄコンバータの入力電圧範囲の全範囲を使って設定できるため、分解能を上げることができ、高精度なＡ／Ｆ検出が可能となる。

また、上記のとおりセンサ端子電圧に基づいてインピーダンス検出を行う構成は、センサ端子電圧のピーク値検出を要するものでない。そのため、ヒータノイズやその他外来ノイズの対策としてＬＰＦを設けたとしても好適に素子インピーダンスを算出することができる。

インピーダンス検出時には、スイッチ７４の開放により電圧印加手段の電圧印加が停止されるため、該電圧印加によりインピーダンス検出に影響が及ぶことが抑制される。

なお、都度のセンサ電流に応じてセンサ印加電圧をフィードバック制御するような手法を用いる構成では、交流変化付与手段による電圧変化を打ち消すような印加電圧制御が行われることが懸念されるが、上記のとおり電圧印加手段による電圧印加を停止することにより、適正に電圧変化を付与できる。

上記図１１の構成では、センサ素子７０の両端子のうち、電流検出抵抗７２を接続していない方のセンサ端子（図１１では、センサ素子７０の−側端子）に交流変化付与手段を接続したが、これを変更し、電流検出抵抗７２を接続した方のセンサ端子（図１１では、センサ素子７０の＋側端子）に交流変化付与手段を接続しても良い。その構成を図１２に示す。なお、図１２では、前記図１１との共通の構成について同一の番号を付し、その説明を省略する。

図１２において、センサ素子７０の＋側端子には、スイッチ７４を介してオペアンプ７１、電流検出抵抗７２及び基準電源７３が図示の如く接続され、−側端子にはオペアンプ７５と基準電源７６とが接続されている。また、センサ素子７０の＋側端子には、交流変化付与手段（交流電圧源８１、分圧抵抗８２及びカップリングコンデンサ８３）が接続されるとともに、インピーダンス検出用出力回路８５が接続されている。

発明の実施の形態におけるセンサ制御回路の概略を示す構成図である。 センサ素子の構成を示す断面図である。 Ｏ2センサの起電力特性を示す図である。 交流電圧源の電気的構成を示す回路図である。 Ａ／Ｆセンサのインピーダンス検出手法（従来手法）を説明するための図である。 本実施の形態のインピーダンス検出手法を説明するための図である。 センサ端子電圧を計測する場合と、分圧抵抗の両端電圧を計測する場合との違いを説明するための図である。 インピーダンス算出処理を示すフローチャートである。 インピーダンス検出時における各種電圧波形などの推移を示すタイムチャートである。 自励発振回路の構成を示す回路図である。 Ａ／Ｆセンサ用の駆動回路を示す電気回路図である。 Ａ／Ｆセンサ用の駆動回路を示す電気回路図である。

符号の説明

１０…Ｏ2センサ、１１…センサ素子、１２…固体電解質層、１３…排ガス側電極層、１４…大気側電極層、２３…交流電圧源、２４…抵抗素子としての分圧抵抗、２５…容量素子としてのカップリングコンデンサ、２７…Ｐ／Ｈ回路、３２，３３…トランジスタ、６０…自励発振回路、７０…センサ素子、７２…電流検出抵抗、７３，７６…基準電源、７４…スイッチ、８１…交流電圧源、８２…抵抗素子としての分圧抵抗、８３…容量素子としてのカップリングコンデンサ、１００…マイコン。

Claims (15)

1. 固体電解質層と該固体電解質層を挟んで設けられる一対の電極とを具備し、被検出ガス中の酸素濃度に応じて前記電極間で起電力を発生するセンサ素子を有するガスセンサに適用され、
   前記センサ素子の電極に接続される電流経路上にて正側及び負側の電圧変化又は電流変化を付与する交流変化付与手段と、
   該交流変化付与手段において前記電流経路に設けられ、直流成分を遮断しかつ電荷を蓄えることが可能な蓄電手段と、
   前記センサ素子と前記交流変化付与手段との間の電圧を計測する計測手段と、
   前記交流変化付与手段による電圧変化又は電流変化時において前記計測手段により計測した電圧値に基づいて素子インピーダンスを算出するインピーダンス算出手段と、
   を備えたことを特徴とするガス濃度検出装置。
2. 前記蓄電手段として、抵抗素子及び容量素子からなる直列回路を設けたことを特徴とする請求項１に記載のガス濃度検出装置。
3. 前記計測手段は、前記抵抗素子及び容量素子の抵抗成分と、センサ素子のインピーダンスとによる分圧値を計測することを特徴とする請求項２に記載のガス濃度検出装置。
4. 前記容量素子は、前記センサ素子の容量成分よりも十分に容量の小さいものであることを特徴とする請求項２又は３に記載のガス濃度検出装置。
5. 前記容量素子を構成するコンデンサの静電容量を０．１〜１μＦとすることを特徴とする請求項４に記載のガス濃度検出装置。
6. 前記計測手段を、ピークホールド回路を有する構成とし、該ピークホールド回路を介して前記センサ素子と前記交流変化付与手段との間の電圧値を取得することを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載のガス濃度検出装置。
7. 前記インピーダンス算出手段は、前記計測手段により計測した電圧値と、前記抵抗素子及び前記容量素子の合成抵抗とを基に素子インピーダンスを算出することを特徴とする請求項２乃至６のいずれかに記載のガス濃度検出装置。
8. 固体電解質層と該固体電解質層を挟んで設けられる一対の電極とを具備し、被検出ガス中の酸素濃度に応じて前記電極間で起電力を発生するセンサ素子を有するガスセンサに適用され、
   前記センサ素子の電極に接続される電流経路上にて正側及び負側の電圧変化又は電流変化を付与する交流変化付与手段と、
   前記センサ素子と前記交流変化付与手段との間の電圧を計測する計測手段と、
   前記交流変化付与手段による電圧変化又は電流変化時において前記計測手段により計測した電圧値に基づいて素子インピーダンスを算出するインピーダンス算出手段と、
   を備えたことを特徴とするガス濃度検出装置。
9. 前記センサ素子に接続される電気経路に電圧印加手段と電流検出手段とを設け、前記電圧印加手段による前記センサ素子への電圧印加時に前記電流検出手段に流れる電流を計測し、該電流計測値に基づいて被検出ガス中の特定ガス濃度を算出するガス濃度検出装置において、
   素子インピーダンスの算出に際し、前記交流変化付与手段が接続されたセンサ端子側で、前記電圧印加手段による前記センサ素子への電圧印加を停止することを特徴とする請求項１乃至８の何れかに記載のガス濃度検出装置。
10. 前記電圧印加手段と前記センサ素子との間の電気経路にスイッチ手段を設け、素子インピーダンスの算出に際し、前記スイッチ手段を開状態とすることで、前記電圧印加手段による前記センサ素子への電圧印加を停止することを特徴とする請求項９に記載のガス濃度検出装置。
11. 前記インピーダンス算出手段は、前記計測手段により計測した電圧値と前記抵抗素子の抵抗値とを基に素子インピーダンスを算出することを特徴とする請求項２乃至６、８乃至１０の何れかに記載のガス濃度検出装置。
12. 前記交流変化付与手段として、電源部とグランドとの間に２つのトランジスタを直列接続し、それら各トランジスタを交互にオンさせて交流波形を生成する構成において、
    前記インピーダンス算出手段は、さらに前記トランジスタのオン抵抗を考慮して素子インピーダンスを算出することを特徴とする請求項７又は１１に記載のガス濃度検出装置。
13. 前記交流変化付与手段による正側及び負側の電圧変化又は電流変化の付与時において、電圧又は電流を一旦片側に変化させた後、逆側に変化させる際の前記計測手段による計測値に基づいて素子インピーダンスを算出することを特徴とする請求項１乃至１２の何れかに記載のガス濃度検出装置。
14. 前記電圧変化又は電流変化を付与するための周波数を、前記電流経路を構成する配線の抵抗成分の影響を受けにくい周波数とすることを特徴とする請求項１乃至１３の何れかに記載のガス濃度検出装置。
15. 前記電圧変化又は電流変化を付与するための周波数を、被検出ガス中の酸素濃度の変化よりも大きい周波数とすることを特徴とする請求項１乃至１４の何れかに記載のガス濃度検出装置。

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