WO2005064787A1 - 周波数変換器 - Google Patents

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WO2005064787A1
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signal
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terminal
signals
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French (fr)
Inventor
Hideyuki Okabe
Yuji Kuwana
Masayuki Kimishima
Original Assignee
Advantest Corporation
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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1408—Balanced arrangements with diodes

Definitions

  • the present invention relates to a frequency converter, and particularly to a mixer. Background art
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-69343 discloses the principle of an even harmonic mixer using an anti-parallel diode.
  • COHN, JAMES E. DEGENFORD, BURTON A. NEWMAN “Harmonic Mixing with an Antiparallel Diode Pair” IEEE Transaction on Microwave Theory and Techniques, August 1975, vol.MTT-23, No.8, ⁇ 667673) are known.
  • the single-balanced harmonic mixer divides the local oscillation signal Lo into two signals with a phase difference of 180 degrees and the same amplitude by a balanced balun, and gives it to the anti-parallel diode.
  • the anti-parallel diode is also supplied with a high-frequency reception signal RF. Then, the local oscillation signal Lo and the high-frequency reception signal RF are mixed by the anti-parallel diode, and the intermediate frequency signal IF is obtained. If the frequency of the intermediate frequency signal IF is f IF, the frequency of the local oscillation signal Lo is f Lo and the frequency of the high-frequency reception signal RF is f RF,
  • the single-balanced harmonic mixer has the advantage that the local oscillation signal Lo and its harmonics do not leak to the input side of the high-frequency reception signal RF.
  • the impedance of the output terminal of the balanced balun is the impedance of the terminal of the anti-parallel diode connected to the balanced balun.
  • the balanced balun is designed to correspond to the band of f Lo, and it is difficult to design it to correspond to the band of f RF. Then, the impedance of the output terminal of the balance balun fluctuates greatly.
  • an object of the present invention is to make the frequency characteristics of conversion loss when converting a high-frequency reception signal into an intermediate frequency signal substantially constant.
  • a signal branching unit that branches a local oscillation signal into two signals, a constant impedance element through which the two signals pass, an output of the constant impedance element, and a high-frequency reception signal And a mixing means for generating an intermediate frequency signal by mixing the high frequency reception signal and the constant impedance element in the frequency band of the high frequency reception signal. It is configured to have a sense.
  • the signal branching unit branches the local oscillation signal into two signals. Two signals pass through the constant impedance element.
  • the mixing means mixes the output of the constant impedance element and the high frequency received signal to generate an intermediate frequency signal.
  • the constant impedance element has a substantially constant impedance in the frequency band of the high-frequency reception signal.
  • the two signals can be two signals having the same amplitude and different phases by 180 degrees.
  • the impedance of the constant impedance element can be set to almost 0 ⁇ in almost the entire frequency band of the high-frequency reception signal.
  • the constant impedance element makes it easier to pass a signal having a frequency within the frequency band of the two signals than a signal within the frequency band of the high-frequency reception signal. Can be.
  • the constant impedance element can be a low-pass filter whose cutoff frequency is the upper limit of the frequency band of the two signals.
  • the constant impedance element includes a band-pass filter having a pass band of the frequency band of the two signals. can do.
  • the constant impedance element can be a diplexer having a pass band in a signal frequency band and exhibiting termination characteristics in a frequency band of a high-frequency received signal.
  • the signal branching unit can be a balanced balun corresponding to the frequency band of the local oscillation signal.
  • the mixing means connects the anode to one of the diodes and the cathode of the one of the diodes, and connects the cathode to the anode of the one of the diodes.
  • the other diode to which one diode is connected, the first terminal to which the cathode of one diode is connected to the anode of the other diode, the cathode of the other diode and the anode of one diode are connected.
  • a second terminal connected thereto.
  • the first terminal receives the output of the constant impedance element, the second terminal receives a high frequency reception signal, and the second terminal outputs an intermediate frequency signal. It can be configured as follows.
  • the high frequency input terminal connected to the second terminal and receiving the input of the high frequency reception signal, and the signal in the frequency band of the intermediate frequency signal connected to the second terminal And an intermediate frequency signal output terminal connected to the intermediate frequency band filter.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of the frequency converter 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a graph showing impedance characteristics of low-pass filter elements (constant impedance elements) 12a and 12b.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of a circuit configuration of the mouth-to-pass filter 12a and 12b.
  • FIG. 4 is an impedance chart showing an example of the impedance characteristics of the mouth-to-pass filter 12a and 12b.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of the frequency converter 1 according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a graph showing the impedance characteristics of diplexers (constant impedance elements) 22a and 22b.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing an example of a circuit configuration of the diplexers 22a and 22b.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of the frequency converter 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • Frequency converter 1 is a local oscillation signal input pin 10 a, balanced balun (signal branching means) 10, low-pass fill element (constant impedance element) 12a, 12b, coil for DC return 14a, 14b, anti-parallel diode (mixing means) 1 6a, 16b, anti-parallel diode connection point 17, and RF / IF signal separation unit 18 are provided.
  • the frequency converter 1 extracts the intermediate frequency signal IF by mixing the local oscillation signal Lo and the high-frequency reception signal RF.
  • the local oscillation signal input terminal 10a is a terminal that receives the input of the local oscillation signal Lo (frequency f Lo).
  • the local oscillation signal Lo input to the local oscillation signal input terminal 10 a is given to the balanced balun 10.
  • the frequency f Lo is, for example, 4 to 8 GHz.
  • the balanced balun (signal branching means) 10 branches the local oscillation signal Lo into two signals having the same amplitude and different phases by 180 degrees. The frequencies of the two signals are the same as the frequency of the local oscillation signal Lo. If the phase of one signal is 0 °, the phase of the other signal is 180 ° (see Figure 1).
  • the balanced balun 10 is designed to correspond to the frequency band of the local oscillation signal Lo (for example, 4 to 8 GHz).
  • One-pass filter (constant impedance element) 1 2a receives one signal output from balanced balun 10.
  • Low-pass filter (constant impedance element) 1 2b receives the other signal output from balanced balun 10.
  • the low-pass filters 12 a and 12 b are low-pass filters whose cut-off frequency is the upper limit of the frequency band of the signal output from the balanced balun 10. Note that the frequency band of the signal output from the balanced balun 10 is the same as the frequency band of the local oscillation signal Lo.
  • the upper limit of the frequency band of the signal output by the balanced balun 10 is 8 GHz, and the cutoff frequency is 8 GHz.
  • a signal having a frequency equal to or lower than the cut-off frequency (a signal output from the balance balun 10) is converted from a signal having a frequency exceeding the cut-off frequency (eg, a signal within a frequency band of the high-frequency reception signal RF). Let them pass well.
  • the impedance characteristics of the one-pass filter (constant impedance elements) 12a and 12b will be described with reference to the graph in FIG.
  • the impedance of the low-pass filter 12a and 12b is almost constant in the frequency band of the high-frequency reception signal RF (for example, 9 to 49 GHz). Specifically, it is 50 ⁇ at 8 GHz, but it rapidly approaches 0 ⁇ (for example, much smaller than 50 ⁇ at 9 GHz) as the frequency increases, and eventually becomes 0 ⁇ . That is, it is almost 0 ⁇ in almost the entire frequency band of the high-frequency reception signal RF.
  • Fig. 3 shows an example of the circuit configuration of the low-pass filter 12a and 12b.
  • the low-pass filters 12a and 12b are composed of a reactance element L and a reactance element L, one end of which is connected to the balanced balun 10 and the other end of which is connected to the anti-parallel diodes 16a and 16b. It has a capacitance element C connected to one end and grounded, and a capacitance element C connected to the other end of the reactance element L and grounded.
  • Fig. 4 shows the impedance chart (Smith chart) of the mouth-to-pass fills 12a and 12b configured as shown in Fig. 3. See Fig. 4.
  • the impedance is 50 ⁇ at a frequency of 8 GHz, but the impedance sharply decreases at frequencies of 9 to 10 GHz, and approaches 0 ⁇ at a frequency of 20 GHz.
  • the DC return coil 14a is a coil whose one end is connected to the output side (opposite to the balanced balun 10) of the mouth-to-pass filter 12a and the other end is grounded.
  • One end of the DC return coil 14b is connected to the output side of the low-pass filter 12b (opposite to the balanced balun 10), and the other end is grounded.
  • a DC power supply for supplying a desired DC voltage to the anti-parallel diodes 16a and 16b may be connected.
  • the anti-parallel diode (mixing means) 16a has diodes 162a and 1664a, a first terminal 166a, and a second terminal 168a.
  • the diode 162a has an anode connected to the RF / IF signal separation section 18 and a power source connected to the mouth-to-pass filter 12a.
  • Diode 164a is a diode in which the anode is connected to the force sword of diode 162a and the cathode is connected to the anode of diode 162a.
  • the first terminal 166a is a terminal to which the force source of the diode 162a and the anode of the diode 164a are connected.
  • the second terminal 168a is a terminal to which the cathode of the diode 164a and the node of the diode 162a are connected.
  • the output of the low-pass filter 12a is input to the first terminal 16a.
  • the high frequency reception signal RF is input to the second terminal 168a.
  • An intermediate frequency signal IF is output from the second terminal 168a.
  • the anti-parallel diode (mixing means) 16b has a diode 162b, 164b, a first terminal 1666b, and a second terminal 1668b.
  • the diode 16 2 b has an anode connected to the RF / IF signal separation section 18 and a power source connected to the mouth-to-pass filter 12 b.
  • Diode 1664b is a diode in which the anode is connected to the force node of diode 162b and the cathode is connected to the node of diode 162b.
  • the first terminal 166b is a terminal to which the cathode of the diode 162b and the anode of the diode 164b are connected.
  • the second terminal 1668b is a terminal to which the force source of the diode 1664b and the anode of the diode 1662b are connected.
  • the output of the low-pass filter 12 b is input to the first terminal 16 b.
  • the high frequency reception signal RF is input to the second terminal 168b.
  • An intermediate frequency signal IF is output from the second terminal 168b.
  • the anti-parallel diode connection point 1 ⁇ ⁇ is a connection point where the second terminals 168 a and 168 b are connected to the R FZIF signal separation unit 18.
  • the RF / IF signal separation section 18 receives the high-frequency reception signal RF and outputs it to the second terminals 168a and 168b. Then, the intermediate frequency signal IF is received from the second terminals 168a and 168b, and the intermediate frequency signal IF is extracted.
  • the RF / IF signal separation section 18 has a high frequency band filter 18 2, a high frequency input terminal 18 2 a, an intermediate frequency band filter 18 4, and an intermediate frequency signal terminal 18 4 a.
  • the high-frequency band filter 182 is connected to the second terminals 168a and 168b.
  • the high-frequency band filter 18 2 is a filter that passes a signal in the frequency band (for example, 9 to 49 GHz) of the high-frequency reception signal RF.
  • the signal having the frequency f IF (for example, 1 GHz) of the intermediate frequency signal IF is more difficult to pass (preferably cut off) than the signal in the frequency band of the high-frequency reception signal RF.
  • the high frequency input terminal 182a is connected to the second terminals 168a and 168b via the high frequency band filter 182.
  • the high frequency input terminal 18 2 a receives the input of the high frequency reception signal RF.
  • the intermediate frequency band filter 184 is connected to the second terminals 168a and 168b.
  • the intermediate frequency band filter 184 is a filter that passes a signal of the intermediate frequency signal IF having a frequency fIF (for example, 1 GHz).
  • a signal in the frequency band of the high-frequency reception signal RF (for example, 9 to 49 GHz) is harder to pass (preferably cut off) than a signal of the intermediate frequency signal IF of frequency f IF (for example, 1 GHz).
  • the intermediate frequency signal output terminal 184a is connected to the second terminals 168a and 168b via the intermediate frequency band filter 184.
  • the intermediate frequency signal output terminal 184a is a terminal to which the intermediate frequency signal IF is output.
  • Local oscillation signal Lo (frequency fLo) is input to local oscillation signal input pin 10a.
  • the frequency f Lo is, for example, 4 to 8 GHz.
  • the local oscillation signal Lo is split by the balanced balun 10 into two signals having the same amplitude and 180 degrees out of phase. These two signals pass through the low-pass filters 12a and 12b, and are supplied to the first terminals 16a and 16b of the anti-parallel diodes 16a and 16a.
  • the high frequency reception signal RF (frequency f RF) is input to the high frequency input terminal 182a of the RF / IF signal separation section 18.
  • the high-frequency reception signal RF passes through the high-frequency band filter 182 and is given to the second terminals 168a and 168b.
  • the anti-parallel diodes 16a and 16b convert the even harmonics of the two signals (frequency fLo) passing through the low-pass filters 12a and 12b and the high-frequency reception signal RF (frequency fRF). Mix.
  • an intermediate frequency signal IF (frequency f IF) is obtained.
  • IF frequency f IF
  • N is a positive integer (1, 2, 3, ).
  • the frequency f IF 1 GHz. That is,
  • the even harmonic 2 N ⁇ f Lo (N is a positive integer) is the second terminal 16 8 cancel each other out at a (16 8 b). Therefore, the harmonic of the local oscillation signal Lo does not leak to the high frequency input terminal 18a.
  • the anti-parallel diodes 16 a (16 b) are opposite to each other regardless of the phase of the local oscillation signal Lo fed. Either a, 16a (162b, 164b) can be regarded as the ON state.
  • the impedance seen from the anti-parallel diode connection point 17 to the anti-parallel diode 16a (16b) almost coincides with the input / output impedance of the low-pass filter 12a (12b). I do.
  • the input-output impedance of the single-pass filter 12a (12b) is almost constant in the frequency band (for example, 9 to 49 GHz) of the high-frequency reception signal RF as described above. Therefore, the frequency characteristics of the conversion loss when converting the high-frequency reception signal RF into the intermediate frequency signal IF are almost constant even if the frequency f RF of the high-frequency reception signal RF fluctuates.
  • the impedance seen from the anti-parallel diode connection point 17 to the anti-parallel diode 16 a (16 b) is almost balanced. Matches the balun 10 imbi dance.
  • the impedance of the balanced balun 10 fluctuates greatly in the frequency band of the high-frequency received signal RF. Therefore, the frequency characteristics of the conversion loss when converting the high-frequency reception signal RF into the intermediate frequency signal IF fluctuate greatly when the frequency f RF of the high-frequency reception signal RF fluctuates.
  • the mixing efficiency is improved. Therefore, the impedance (port) from the input end of the high-frequency reception signal RF (the anti-parallel diode connection point 17) via the non-linear elements (the anti-parallel diodes 16 a and 16 b)
  • the impedance of the one-pass filter (12a, 12b) is almost 0 ⁇ in almost the entire frequency band of the high-frequency reception signal RF. Therefore, the efficiency in converting the high-frequency reception signal RF to the intermediate frequency signal IF is high. Is improved and the loss is low.
  • the intermediate frequency signal IF generated by the anti-parallel diodes 16a and 16b is supplied to an RF / IF signal separation unit 18.
  • the intermediate frequency signal IF cannot pass through the high frequency band filter 182, but passes through the intermediate frequency band filter 184. Therefore, the intermediate frequency signal IF is output from the intermediate frequency signal output terminal 1884a. Since the high-frequency reception signal RF passed through the high-frequency band filter 18 2 cannot pass through the intermediate frequency band filter 18 4, the signal obtained from the intermediate frequency signal output terminal 18 4 a includes the high-frequency reception signal RF. No RF mixing.
  • the input / output impedance of the low-pass filter 12a (12b) is substantially constant in the frequency band of the high-frequency reception signal RF (for example, 9 to 49 GHz). Therefore, the frequency characteristics of the conversion loss when converting the high-frequency reception signal RF into the intermediate frequency signal IF are almost constant even if the frequency f RF of the high-frequency reception signal RF fluctuates. However, the efficiency in converting the high-frequency reception signal RF into the intermediate frequency signal IF is improved, and the loss is low.
  • a band-pass filter (impedance characteristic is a single-band) whose pass band is the frequency band (for example, 4 to 8 GHz) of the signal output from the balanced balun 10 is used.
  • the same effect can be obtained by using the same as for the pathfills 12a and 12b (see Fig. 2).
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of the frequency converter 1 according to the second embodiment of the present invention.
  • the frequency converter 1 has a local oscillation signal input terminal 10a, a balanced balun (signal branching means) 10, a diplexer (constant impedance element) 22a and 22b, a DC return coil 14a and 14b, an anti-parallel diode ( Mixing means) 16a, 16b, antiparallel diode connection point 17, and RF / IF signal separation unit 18 are provided.
  • Local oscillation signal input terminal 10a balanced balun (signal branching means) 10, DC return coils 14a, 14b, anti-parallel diode (mixing means) 16a, 16b, anti-parallel diode connection point 17,
  • the RF / IF signal separation unit 18 is the same as in the first embodiment, and the description is omitted.
  • the diplexers (constant impedance elements) 22 a and 22 b use the frequency band (for example, 4 to 8 GHz) of the signal output from the balanced balun 10 as a pass band, and the frequency band of the high-frequency reception signal RF (for example, 9 to 49 GHz). ) Shows termination characteristics (having characteristics as a terminator).
  • the impedance characteristics of the diplexers (constant impedance elements) 22a and 22b will be described with reference to the graph of FIG.
  • the impedance of the diplexer (constant impedance element) 22 a and 22 b is almost constant 50 ⁇ in the frequency band of the high-frequency reception signal RF (for example, 9 to 49 GHz).
  • Fig. 7 shows an example of the circuit configuration of the diplexers 22a and 22b.
  • Fig. 7 (a) shows an example in which diplexers 22a and 22b are configured using bandpass filters.
  • the diplexers 22a and 22b are connected to the balanced balun 10 at one end and the antiparallel diodes 16a and 16b at the other end.
  • a resistor 222 connected to the bandpass filter 222 and grounded.
  • the bandpass filter 222 is the passband of the frequency band (eg, 4 to 8 GHz) of the signal output by the balanced balun 10.
  • the bandpass filter 222 passes the frequency band of the high-frequency reception signal RF (for example, 9 to 49 GHz).
  • FIG. 7 (a) shows an example in which diplexers 22a and 22b are configured using bandpass filters.
  • the diplexers 22a and 22b are connected to the balanced balun 10 at one end and the antiparallel diodes 16a and 16b at the other end.
  • diplexers 22a and 22b are configured using LCRs of circuit elements.
  • the diplexers 22a and 22b are connected to one end of the balance balun 10 and one end of the reactance element L having one end connected to the anti-parallel diodes 16a and 16b, and one end of the reactance element L.
  • the grounded capacitance element C 2 and the reactance element It has a capacitance element C1 connected to the other end, and a resistance element R1 connected to the capacitance element C1 and grounded.
  • the operation of the second embodiment is almost the same as that of the first embodiment. Note that the anti-parallel diodes 16a (16b) are opposite to each other regardless of the phase of the local oscillation signal Lo supplied.
  • the impedance seen from the anti-parallel diode connection point 17 to the anti-parallel diode 16a (16b) almost matches the input / output impedance of the diplexer 22a (22b).
  • the input / output impedance of the diplexer 22a (22b) is almost constant in the frequency band of the high-frequency reception signal RF (for example, 9 to 49GHz). Therefore, the frequency characteristic of the conversion loss when converting the high-frequency reception signal RF into the intermediate frequency signal IF is almost constant even if the frequency of the high-frequency reception signal RF: f RF fluctuates.
  • the input and output impedances of the diplexers 22a and 22b are substantially constant in the frequency band of the high-frequency reception signal RF (for example, 9 to 49 GHz). Therefore, the frequency characteristic of the conversion loss when converting the high-frequency reception signal RF into the intermediate frequency signal IF is almost constant even if the frequency f RF of the high-frequency reception signal RF fluctuates.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
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Abstract

　高周波受信信号を中間周波数信号に変換する際の変換損失の周波数特性をほぼ一定にする。局部発振信号Ｌｏを１８０度位相を異ならせた同振幅の二信号に分岐する平衡バラン１０と、二信号が通過するローパスフィルタ１２ａ、１２ｂと、ローパスフィルタ１２ａ、１２ｂの出力と高周波受信信号ＲＦとを混合して中間周波数信号ＩＦを生成するアンチパラレルダイオード１６ａ、１６ｂとを備え、ローパスフィルタ１２ａ、１２ｂは、高周波受信信号ＲＦの周波数帯域においてほぼ一定のインピーダンスを有する。よって、アンチパラレルダイオード接続点１７からアンチパラレルダイオード１６ａ、１６ｂをみたインピーダンスは、高周波受信信号ＲＦの周波数帯域においてほぼ一定するので、変換損失の周波数特性をほぼ一定にできる。

Description

明 細 書 周波数変換器 技術分野
本発明は、 周波数変換器に関し、 特にミキザに関する。 背景技術
従来より、 シングルバランス型高調波ミキサとして特許文献 1 (特 開 2 0 0 3 — 6 9 3 4 5号公報）、アンチパラレルダイオードを用いた 偶高調波ミキザの原理については非特許文献 1 ( MARVIN COHN, JAMES E. DEGENFORD, BURTON A. NEWMAN "Harmonic Mixing with an Antiparallel Diode Pair" IEEE Transaction on Microwave Theory and Techniques, August 1975, vol. MTT-23, No.8, ρ667·673) に記載のものが知られている。 シングルバランス型 高調波ミキサは、 局部発振信号 Lo を平衡バランにより位相が 1 8 0 度異なりかつ同振幅の二信号に分割して、 アンチパラレルダイォード に与える。 アンチパラレルダイォードには高周波受信信号 RF も与え られる。 そして、 アンチパラレルダイオードにより、 局部発振信号 Lo と高周波受信信号 RF とが混合され、 中間周波数信号 IFが得られる。 中間周波数信号 IFの周波数： f IFは、 局部発振信号 Loの周波数を f Lo, 高周波受信信号 RFの周波数を： f RFとすれば、
f IF二 f RF - 2 N · f Lo
または
f IF = f Lo - 2 N - f RF である。 ただし、 Nは正の整数 （ 1、 2、 3、 ···） である。 シングルバランス型高調波ミキサは、 局部発振信号 Lo およびその 高調波が高周波受信信号 RFの入力側に漏れないという利点がある。 しかしながら、 上記のようなシングルバランス型高調波ミキサは、 平衡バランの出力端子のィンピーダンスが、 平衡バランに接続するァ ンチパラレルダイォードの端子に対するィンピ一ダンスとなる。 しか も、 平衡バランは f Lo の帯域に対応するように設計されており、 f RF の帯域に対応するように設計することは困難である。 すると、 平 衡バランの出力端子のインピーダンスは大きく変動する。 よって、 高 周波受信信号 RFを中間周波数信号 IFに変換する際の変換損失の周波 数特性は、高周波受信信号 RFの周波数 f RFによって大きく変動する。 変換損失の周波数特性は一定であることが好ましいため、 変換損失の 周波数特性の大きな変動は問題である。 そこで、 本発明は、 高周波受信信号を中間周波数信号に変換する際 の変換損失の周波数特性をほぼ一定にすること課題とする。
発明の開示
本発明の一態様による周波数変換器によれば、 局部発振信号を二信 号に分岐する信号分岐手段と、 二信号が通過する定ィンピーダンス素 子と、 定ィンピーダンス素子の出力と高周波受信信号とを混合して中 間周波数信号を生成するミキシング手段とを備え、 定インピーダンス 素子は、 高周波受信信号の周波数帯域においてほぼ一定のィンビーダ ンスを有するように構成される。 上記のように構成された周波数変換器によれば、 信号分岐手段は、 局部発振信号を二信号に分岐する。 定イ ンピーダンス素子は、 二信号 が通過する。 ミキシング手段は、 定イ ンピーダンス素子の出力と高周 波受信信号とを混合して中間周波数信号を生成する。 なお、 定インピ 一ダンス素子は、 高周波受信信号の周波数帯域においてほぼ一定のィ ンピ一ダンスを有する。 上記のように構成された周波数変換器によれば、 前記二信号は、 1 8 0度位相を異ならせた同振幅の二信号とすることができる。 上記のように構成された周波数変換器によれば、 定ィンビーダンス 素子のィンピーダンスは、 高周波受信信号の周波数帯域のほぼ全域に おいてほぼ 0 Ωとすることができる。 上記のように構成された周波数変換器によれば、 定ィンピーダンス 素子は、 二信号の周波数帯域内の周波数の信号を、 高周波受信信号の 周波数帯域内の信号よりも通過させやすいようにすることができる。 上記のように構成された周波数変換器によれば、 定ィンビーダンス 素子は、 二信号の周波数帯域の上限を遮断周波数とするローパスフィ ル夕とすることができる。 上記のように構成された周波数変換器によれば、 定イ ンピーダンス 素子は、 二信号の周波数帯域を通過帯域とするバン ドパスフィル夕と することができる。 上記のように構成された周波数変換器によれば、 定ィンピーダンス 素子は、 信号の周波数帯域を通過帯域とし、 高周波受信信号の周波 数帯域において終端特性を示すダイプレクサとすることができる。 上記のように構成された周波数変換器によれば、 信号分岐手段は、 局部発振信号の周波数帯域に対応する平衡バランとすることができる。 上記のように構成された周波数変換器によれば、ミキシング手段は、 一方のダイォードと、 一方のダイォードのカソ一ドにァノ一ドが接続 されるとともに、 一方のダイォ一ドのアノードにカソ一ドが接続され た他方のダイォードと、 一方のダイォ一ドのカソードと他方のダイォ ―ドのァノードが接続された第一端子と、 他方のダイォ一ドのカソー ドと一方のダイオードのアノードが接続された第二端子とを有し、 第 一端子には定ィンビーダンス素子の出力が入力され、 第二端子には高 周波受信信号が入力され、 第二端子からは中間周波数信号が出力され るように構成できる。 上記のように構成された周波数変換器によれば、 第二端子に接続さ れ、 高周波受信信号の入力を受ける高周波入力端子と、 第二端子に接 続され、 中間周波数信号の周波数帯域の信号を通過させる中間周波数 帯域用フィル夕と、 中間周波数帯域用フィル夕に接続された中間周波 数信号出力端子とを備えるように構成できる。 図面の簡単な説明
第 1図は、 本発明の第一の実施形態にかかる周波数変換器 1の構成 を示す回路図である。
第 2図は、 ローパスフィル夕 （定イ ンピーダンス素子） 1 2 a、 1 2 bのインピーダンス特性を示すグラフである。
第 3図は、 口一パスフィル夕 1 2 a、 1 2 bの回路構成の一例を示 す図である。
第 4図は、 口一パスフィル夕 1 2 a、 1 2 bのインピーダンス特性 の一例を示すィンピーダンスチャートである。
第 5図は、 本発明の第二の実施形態にかかる周波数変換器 1の構成 を示す回路図である。
第 6図は、 ダイプレクサ （定ィンピ一ダンス素子） 2 2 a、 2 2 b のインピーダンス特性を示すグラフである。
第 7図は、 ダイプレクサ 2 2 a、 2 2 bの回路構成の一例を示す回 路図であり、 ダイプレクサ 2 2 a、 2 2 bをバン ドパスフィル夕を用 いて構成した例 （第 7図 （ a ) )、 ダイプレクサ 2 2 a、 2 2 bを回路 素子の L C Rを用いて構成した例 （第 7図 （b )) を示す。
発明を実施するための最良の形態 以下、 本発明の実施形態を図面を参照しながら説明する 第一の実施形態
第 1図は、 本発明の第一の実施形態にかかる周波数変換器 1の構成 を示す回路図である。 周波数変換器 1は、 局部発振信号入力端子 1 0 a、 平衡バラン （信号分岐手段） 1 0、 ローパスフィル夕 （定インピ 一ダンス素子） 1 2 a、 1 2 b、 D Cリターン用コイル 1 4 a、 1 4 b、 アンチパラレルダイオード （ミキシング手段） 1 6 a、 1 6 b、 アンチパラレルダイオード接続点 1 7、 R F / I F信号分離部 1 8を 備える。 周波数変換器 1は、 局部発振信号 Lo と高周波受信信号 RF とを混合して中間周波数信号 IFを取り出すためのものである。 局部発振信号入力端子 1 0 aは、 局部発振信号 Lo (周波数 f Lo) の入力を受ける端子である。 局部発振信号入力端子 1 0 aに入力され た局部発振信号 Lo は、 平衡バラン 1 0に与えられる。 なお、 周波数 f Loは、 例えば 4〜 8 GHzである。 平衡バラン （信号分岐手段） 1 0は、 局部発振信号 Lo を 1 8 0度 位相を異ならせた同振幅の二つの信号に分岐する。 二つの信号の周波 数は局部発振信号 Loの周波数と同じである。一方の信号の位相を 0 ° とすれば、 他方の信号の位相は 1 8 0 ° となる （第 1図参照）。 平衡バ ラン 1 0は、 局部発振信号 Lo の周波数帯域 （例えば 4〜8 GHz) に 対応するように設計されている。 このため、 局部発振信号 Lo の周波 数帯域を超える周波数帯域 （例えば、 高周波受信信号 RFの周波数帯 域） においては、 インピーダンスが大きく変動する。 口一パスフィル夕 （定インピーダンス素子） 1 2 aは、 平衡バラン 1 0の出力する一方の信号を受ける。 ローパスフィル夕 （定インピー ダンス素子） 1 2 bは、 平衡バラン 1 0の出力する他方の信号を受け る。 ローパスフィル夕 1 2 a、 1 2 bは、 平衡バラン 1 0の出力する 信号の周波数帯域の上限を遮断周波数とするローパスフィル夕である。 なお、 平衡バラン 1 0の出力する信号の周波数帯域は、 局部発振信号 Loの周波数帯域と同じである。 よって、 平衡バラン 1 0の出力する信 号の周波数帯域の上限は 8 GHzであり、遮断周波数は 8 GHzである。 口一パスフィル夕の特性として、 遮断周波数以下の周波数の信号 （平 衡バラン 1 0の出力する信号） を、 遮断周波数を超える周波数の信号 (例えば、 高周波受信信号 RFの周波数帯域内の信号） よりもよく通 過させる。 また、 口一パスフィル夕 （定イ ンピーダンス素子） 1 2 a、 1 2 b のインピーダンス特性を第 2図のグラフを参照して説明する。 ローバ スフィル夕 1 2 a、 1 2 bのイ ンピーダンスは、 高周波受信信号 RF の周波数帯域 （例えば、 9 ~4 9GHz) において、 ほぼ一定である。 具体的には、 8GHzにおいては 5 0 Ωであるが、 周波数が高くなるに したがって、 急激に 0 Ωに近づき （例えば、 9GHzにおいては 5 0 Ω よりもかなり小さい）、 やがて 0 Ωになる。 すなわち、 高周波受信信号 RFの周波数帯域のほぼ全域においてほぼ 0 Ωである。 なお、 ローパスフィル夕 1 2 a、 1 2 bの回路構成の一例を第 3図 に示す。 ローパスフィル夕 1 2 a、 1 2 bは、 平衡バラン 1 0に一端 が、 アンチパラレルダイオード 1 6 a、 1 6 bに他端が接続されたリ ァク夕ンス要素 Lと、 リアクタンス要素 Lの一端に接続され接地され たキャパシタンス要素 Cと、 リアクタンス要素 Lの他端に接続され接 地されたキャパシタンス要素 Cとを有する。 第 3図のように構成された口一パスフィル夕 1 2 a、 1 2 bのイン ピーダンスチャート （スミスチャート） を第 4図に示す。 第 4図を参 照すると、周波数 8 GHzにおいてはインピーダンスが 5 0 Ωであるが、 周波数 9〜 1 0 GHzになると、 ィンピーダンスが急激に減少し、 周波 数 2 0 GHzになると、 インピーダンスがほぼ 0 Ωに近づく。 D Cリターン用コイル 1 4 aは、 一端が口一パスフィル夕 1 2 aの 出力側 （平衡バラン 1 0とは反対側） に接続され、 他端が接地された コイルである。 D Cリターン用コイル 1 4 bは、 一端がローパスフィ ル夕 1 2 bの出力側 （平衡バラン 1 0とは反対側） に接続され、 他端 が接地されたコイルである。 なお、 D Cリターン用コイル 1 4 a、 1 4 bのかわりに、 アンチパラレルダイオード 1 6 a、 1 6 bに所望の 直流電圧を供給するための直流電源を接続してもよい。 アンチパラレルダイオード （ミキシング手段） 1 6 aは、 ダイォー ド 1 6 2 a、 1 6 4 a、 第一端子 1 6 6 a、 第二端子 1 6 8 aを有す る。 ダイオード 1 6 2 aは、 アノードが R F / I F信号分離部 1 8に 接続され、 力ソードが口一パスフィル夕 1 2 aに接続されている。 ダ ィオード 1 6 4 aは、 ダイオード 1 6 2 aの力ソードにアノードが接 続されるとともに、 ダイオード 1 6 2 aのアノードにカソ一ドが接続 されたダイォードである。 第一端子 1 6 6 aは、 ダイオード 1 6 2 a の力ソードとダイオード 1 6 4 aのァノ一ドが接続された端子である。 第二端子 1 6 8 aは、 ダイオード 1 6 4 aのカソ一ドとダイォード 1 6 2 aのァノードが接続された端子である。 第一端子 1 6 6 aにはローパスフィル夕 1 2 aの出力が入力される。 第二端子 1 6 8 aには高周波受信信号 RFが入力される。 第二端子 1 6 8 aからは中間周波数信号 IFが出力される。 アンチパラレルダイオード （ミキシング手段） 1 6 bは、 ダイォー ド 1 6 2 b、 1 6 4 b, 第一端子 1 6 6 b、 第二端子 1 6 8 bを有す る。 ダイオード 1 6 2 bは、 アノードが R F / I F信号分離部 1 8に 接続され、 力ソードが口一パスフィル夕 1 2 bに接続されている。 ダ ィオード 1 6 4 bは、 ダイオード 1 6 2 bの力ソードにアノードが接 続されるとともに、 ダイォード 1 6 2 bのァノードにカソ一ドが接続 されたダイォ一ドである。 第一端子 1 6 6 bは、 ダイオード 1 6 2 b のカソ一ドとダイォード 1 6 4 bのァノ一ドが接続された端子である。 第二端子 1 6 8 bは、 ダイオード 1 6 4 bの力ソードとダイオード 1 6 2 bのァノードが接続された端子である。 第一端子 1 6 6 bにはローパスフィル夕 1 2 bの出力が入力される。 第二端子 1 6 8 bには高周波受信信号 RFが入力される。 第二端子 1 6 8 bからは中間周波数信号 IFが出力される。 アンチパラレルダイォード接続点 1 Ίは、 第二端子 1 6 8 a、 1 6 8 bと R FZI F信号分離部 1 8とが接続する接続点である。 R F/ I F信号分離部 1 8は、 高周波受信信号 RF を受け、 第二端 子 1 6 8 a、 1 6 8 bに出力する。 そして、 第二端子 1 6 8 a、 1 6 8 bから中間周波数信号 IFを受けて、中間周波数信号 IFを取り出す。
R F/ I F信号分離部 1 8は、 高周波帯域用フィル夕 1 8 2、 高周 波入力端子 1 8 2 a、 中間周波数帯域用フィルタ 1 8 4、 中間周波数 信号用端子 1 8 4 aを有する。 高周波帯域用フィル夕 1 8 2は、 第二端子 1 6 8 a、 1 6 8 bに接 続されている。 高周波帯域用フィルタ 1 8 2は、 高周波受信信号 RF の周波数帯域 （例えば、 9〜4 9 GHz) の信号を通過させるフィル夕 である。 ただし、 中間周波数信号 IFの周波数 f IF (例えば、 1 GHz) の信号を、 高周波受信信号 RFの周波数帯域の信号よりも通過させに くい （好ましくは遮断する） ものである。 高周波入力端子 1 8 2 aは、高周波帯域用フィル夕 1 8 2を介して、 第二端子 1 6 8 a、 1 6 8 bに接続されている。 高周波入力端子 1 8 2 aは、 高周波受信信号 RFの入力を受ける。 中間周波数帯域用フィル夕 1 8 4は、 第二端子 1 6 8 a、 1 6 8 b に接続されている。 中間周波数帯域用フィル夕 1 8 4は、 中間周波数 信号 IF の周波数 f IF (例えば、 1 GHz) の信号を通過させるフィル 夕である。 ただし、 高周波受信信号 RFの周波数帯域 （例えば、 9〜 4 9 GHz) の信号を、 中間周波数信号 IF の周波数 f IF (例えば、 1 GHz) の信号よりも通過させにくい （好ましくは遮断する） ものであ o 中間周波数信号出力端子 1 8 4 aは、 中間周波数帯域用フィルタ 1 8 4を介して、 第二端子 1 6 8 a、 1 6 8 bに接続されている。 中間 周波数信号出力端子 1 8 4 aは、 中間周波数信号 IF が出力される端 子である。 次に、 第一の実施形態の動作を説明する。 局部発振信号入力端子 1 0 aに局部発振信号 Lo (周波数 fLo) が 入力される。 周波数 f Lo は、 例えば 4〜8GHz である。 局部発振信 号 Lo は、 平衡バラン 1 0により、 1 8 0度位相を異ならせた同振幅 の二つの信号に分岐される。 この二つの信号は、 ローパスフィル夕 1 2 a、 1 2 bを通過し、 アンチパラレルダイオード 1 6 a、 1 6わの 第一端子 1 6 6 a、 1 6 6 bに与えられる。 また、 R F/I F信号分離部 1 8の高周波入力端子 1 82 aに高周 波受信信号 RF (周波数 f RF) が入力される。 高周波受信信号 RFは 高周波帯域用フィル夕 1 8 2を通過して、 第二端子 1 6 8 a、 1 6 8 bに与えられる。 アンチパラレルダイオード 1 6 a、 1 6 bは、 ローパスフィル夕 1 2 a、 1 2 bを通過した二つの信号 （周波数 fLo) の偶高調波と、 高 周波受信信号 RF (周波数 f RF) とを混合する。 これにより、 中間周 波数信号 IF (周波数 f IF) が得られる。 ただし、
f IF二 f RF - 2 N · fLo
または
f IF= fLo - 2 N - f RF
である。 ただし、 Nは正の整数 （ 1、 2、 3、 ···） である。 ここで、 さらに、 周波数 f Lo= 4〜 8 GHz、 周波数 fRF= 9〜4 9 GHz とし、 f IF二 f RF— 2N · fLoの信号を取得するとすれば、 周波数 f IF= 1 GHzとなる。 すなわち、
f IF= f RF- 2 • f Lo ( f RF = 9〜 1 7 GHz)
fIF= fRF— 4 • f Lo ( f RF = 1 7〜 3 3 GHz)
f IF= f RF- 6 • f Lo ( f RF = 2 5〜 49 GHz)
となる。 ここで、 平衡バラン 1 0により、 1 8 0度位相を異ならせた同振幅 の二つの信号がアンチパラレルダイオード 1 6 a、 1 6 bに与えられ るため、 アンチパラレルダイオード 1 6 a、 1 6 bにより生成される 高調波のうち、 奇数倍波 （ 2N— 1 ) · f Lo (Nは正の整数） が接続点 1 7にてお互いに打ち消し合う。 また、 アンチパラレルダイォード 1 6 a ( 1 6 b) におけるダイォ ード 1 6 2 a ( 1 6 2 b) の電流の向きとダイォード 1 64 a ( 1 6 4 b) の電流の向きとが逆向きであるため、 アンチパラレルダイォ一 ド 1 6 a ( 1 6 b) により生成される高調波のうち、 偶数倍波 2 N · f Lo (Nは正の整数） が第二端子 1 6 8 a ( 1 6 8 b) にてお互いに 打ち消し合う。 したがって、 局部発振信号 Lo の高調波は高周波入力端子 1 8 2 a に漏洩しない。 また、 アンチパラレルダイォード 1 6 a ( 1 6 b) は給電される局 部発振信号 L oの位相にかかわらず互いに逆向きのダイォード 1 6 2 a、 1 6 a ( 1 6 2 b、 1 64 b) のいずれかがオン状態とみなす ことができる。 よって、 アンチパラレルダイオード接続点 1 7からァ ンチパラレルダイォード 1 6 a ( 1 6 b) をみたィンピ一ダンスは、 ほぼローパスフィル夕 1 2 a ( 1 2 b) の入出力ィンピーダンスと一 致する。 ここで、 口一パスフィルタ 1 2 a ( 1 2 b) の入出力インピーダン スは先に説明したように、高周波受信信号 RFの周波数帯域（例えば、 9〜4 9GHz) において、 ほぼ一定である。 よって、 高周波受信信号 RFを中間周波数信号 IFに変換する際の変換損失の周波数特性は、 高 周波受信信号 RFの周波数 f RFが変動しても、 ほぼ一定である。 従来技術のように、 ローパスフィル夕 1 2 a ( 1 2 b )が無ければ、 アンチパラレルダイォード接続点 1 7からアンチパラレルダイォード 1 6 a ( 1 6 b) をみたィンピーダンスは、 ほぼ平衡バラン 1 0のィ ンビーダンスと一致する。 平衡バラン 1 0のインピ一ダンスは、 高周 波受信信号 RFの周波数帯域において、 大きく変動する。 よって、 高 周波受信信号 RFを中間周波数信号 IFに変換する際の変換損失の周波 数特性は、 高周波受信信号 RFの周波数 f RFが変動すると、 大きく変 動してしまう。 しかも、 一般に非線形素子を用いた信号混合においては、 信号入力 端から非線形素子を経由した先のインピーダンスが 0 (短絡） である 場合、 混合の効率が向上する。 よって、 高周波受信信号 RFの入力端 (アンチパラレルダイオード接続点 1 7 ) から非線形素子 （アンチパ ラレルダイォ一ド 1 6 a、 1 6 b)を経由した先のィンピーダンス（口 一パスフィル夕 1 2 a、 1 2 bのイ ンピーダンス） は、 高周波受信信 号 RFの周波数帯域のほぼ全域においてほぼ 0 Ωであるため、 高周波 受信信号 RFを中間周波数信号 IFに変換する際の効率は向上し、低損 失となる。 アンチパラレルダイォ一ド 1 6 a、 1 6 bにより生成された中間周 波数信号 IF は、 R F / I F信号分離部 1 8に与えられる。 中間周波 数信号 IF は、 高周波帯域用フィル夕 1 8 2を通過できず、 中間周波 数帯域用フィル夕 1 8 4を通過する。 よって、 中間周波数信号出力端 子 1 8 4 aから中間周波数信号 IF が出力される。 なお、 高周波帯域 用フィルタ 1 8 2を通過した高周波受信信号 RFは、 中間周波数帯域 用フィル夕 1 8 4を通過できないので、 中間周波数信号出力端子 1 8 4 aから取得される信号に高周波受信信号 RFが混ざることはない。 第一の実施形態によれば、 ローパスフィル夕 1 2 a ( 1 2 b ) の入 出力イ ンピーダンスが、 高周波受信信号 RF の周波数帯域 （例えば、 9〜4 9 GHz) において、 ほぼ一定である。 よって、 高周波受信信号 RFを中間周波数信号 IFに変換する際の変換損失の周波数特性は、 高 周波受信信号 RFの周波数 f RFが変動しても、 ほぼ一定である。 しか も、高周波受信信号 RFを中間周波数信号 IFに変換する際の効率は向 上し、 低損失となる。 なお、 ローパスフィル夕 1 2 a、 1 2 bのかわりに、 平衡バラン 1 0の出力する信号の周波数帯域 （例えば 4〜8 GHz) を通過帯域とす るバン ドパスフィル夕 （イ ンピーダンス特性は口一パスフィル夕 1 2 a、 1 2 bと同様とする （第 2図参照）） を使用しても同様の効果を奏 する 第二の実施形態
第二の実施形態は、 第一の実施形態における口一パスフィルタ 1 2 a、 1 2 bのかわりに、 ダイプレクサ （定インピーダンス素子） 2 2 a、 22 bを備えたものである。 第 5図は、 本発明の第二の実施形態にかかる周波数変換器 1の構成 を示す回路図である。 周波数変換器 1は、 局部発振信号入力端子 10 a、 平衡バラン （信号分岐手段） 10、 ダイプレクサ （定イ ンピーダ ンス素子） 22 a、 22 b、 D Cリターン用コイル 14 a、 14b、 アンチパラレルダイオード （ミキシング手段） 1 6 a、 16 b、 アン チパラレルダイオード接続点 17、 RF/I F信号分離部 1 8を備え る。 以下、 第一の実施形態と同様な部分は同一の番号を付して説明を 省略する。 局部発振信号入力端子 10 a、 平衡バラン （信号分岐手段） 10、 DCリターン用コィノレ 14 a、 14 b、アンチパラレルダイオード（ミ キシング手段） 16 a、 1 6 b、 アンチパラレルダイオード接続点 1 7、 RF/I F信号分離部 18は、 第一の実施形態と同様であり説明 を省略する。 ダイプレクサ （定インピーダンス素子） 22 a、 22 bは、 平衡バ ラン 10の出力する信号の周波数帯域 （例えば 4〜 8 GHz) を通過帯 域とし、 高周波受信信号 RFの周波数帯域 （例えば、 9〜49GHz) において終端特性（終端器としての特性を有する）を示すものである。 ダイプレクサ （定インピーダンス素子） 2 2 a、 2 2 bのインピー ダンス特性を第 6図のグラフを参照して説明する。 ダイプレクサ （定 イ ンピーダンス素子） 2 2 a、 2 2 bのイ ンピーダンスは、 高周波受 信信号 RF の周波数帯域 （例えば、 9〜4 9 GHz) において、 ほぼ一 定の 5 0 Ωである。 なお、 ダイプレクサ 2 2 a、 2 2 bの回路構成の一例を第 7図に示 す。 第 7図 （ a ) は、 ダイプレクサ 2 2 a、 2 2 bをバンドパスフィル 夕を用いて構成した例である。 ダイプレクサ 2 2 a、 2 2 bは、 平衡 バラン 1 0に一端が、 アンチパラレルダイオード 1 6 a、 1 6 bに他 端が接続されたバン ドパスフィル夕 2 2 2 と、 ノ ン ドパスフィル夕の 他端に接続されたバン ドパスフィル夕 2 2 4と、 バン ドパスフィル夕 2 2 4に接続され接地された抵抗 2 2 6 とを有する。 なお、 バン ドパ スフィル夕 2 2 2は平衡バラン 1 0の出力する信号の周波数帯域 （例. えば 4〜 8 GHz) を通過帯域とする。 また、 バン ドパスフィル夕 2 2 2は高周波受信信号 RFの周波数帯域 （例えば、 9〜4 9 GHz) を通 過帯域とする。 第 7図 （b ) は、 ダイプレクサ 2 2 a、 2 2 bを回路素子の L C R を用いて構成した例である。 ダイプレクサ 2 2 a、 2 2 bは、 平衡バ ラン 1 0に一端が、 アンチパラレルダイオード 1 6 a、 1 6 bに他端 が接続されたリアクタンス要素 Lと、 リアクタンス要素 Lの一端に接 続され接地されたキャパシタンス要素 C 2と、 リァク夕ンス要素 の 他端に接続されたキャパシタンス要素 C 1と、 キャパシタンス要素 C 1に接続され接地された抵抗要素 R 1とを有する。 第二の実施形態の動作は、 第一の実施形態とほぼ同様である。 なお、 アンチパラレルダイォ一ド 1 6 a ( 1 6 b) は給電される局 部発振信号 L oの位相にかかわらず互いに逆向きのダイォード 1 6 2 a、 1 6 4 a ( 1 6 2 b、 1 64 b) のいずれかがオン状態とみなす ことができる。 よって、 アンチパラレルダイオード接続点 1 7からァ ンチパラレルダイォ一ド 1 6 a ( 1 6 b) をみたィンビーダンスは、 ほぼダイプレクサ 2 2 a ( 2 2 b) の入出力ィンピーダンスと一致す o ここで、 ダイプレクサ 2 2 a ( 2 2 b) の入出力インピーダンスは 先に説明したように、 高周波受信信号 RFの周波数帯域 （例えば、 9 〜49GHz) において、 ほぼ一定である。 よって、 高周波受信信号 RF を中間周波数信号 IF に変換する際の変換損失の周波数特性は、 高周 波受信信号 RFの周波数: f RFが変動しても、 ほぼ一定である。 第二の実施形態によれば、 ダイプレクサ 2 2 a、 2 2 bの入出力ィ ンピーダンスが、 高周波受信信号 RFの周波数帯域 （例えば、 9〜4 9 GHz) において、 ほぼ一定である。 よって、 高周波受信信号 RFを 中間周波数信号 IF に変換する際の変換損失の周波数特性は、 高周波 受信信号 RFの周波数 f RFが変動しても、 ほぼ一定である。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 局部発振信号を二信号に分岐する信号分岐手段と、
前記二信号が通過する定ィンピーダンス素子と、
前記定ィンビーダンス素子の出力と高周波受信信号とを混合して中 間周波数信号を生成するミキシング手段と、
を備え、
前記定ィンビーダンス素子は、 前記高周波受信信号の周波数帯域に おいてほぼ一定のィンピーダンスを有する、
周波数変換器。
2 . 請求項 1に記載の周波数変換器であって、
前記二信号が、 1 8 0度位相を異ならせた同振幅の二信号である、 周波数変換器。
3. 請求項 1 または 2に記載の周波数変換器であって、
前記定ィンピーダンス素子のィンピーダンスは、 前記高周波受信信 号の周波数帯域のほぼ全域においてほぼ 0 Ωである、
周波数変換器。
4. 請求項 1乃至 3のいずれか一項に記載の周波数変換器であって、 前記定ィンピ一ダンス素子は、 前記二信号の周波数帯域内の周波数 の信号を、 前記高周波受信信号の周波数帯域内の信号よりも通過させ やすい、
周波数変換器。
5. 請求項 4に記載の周波数変換器であって、
前記定ィンピーダンス素子は、 前記二信号の周波数帯域の上限を遮 断周波数とするローパスフィル夕である、
周波数変換器。
6. 請求項 4に記載の周波数変換器であって、
前記定ィンピーダンス素子は、 前記二信号の周波数帯域を通過帯域 とするバンドパスフィル夕である、
周波数変換器。
7. 請求項 4に記載の周波数変換器であって、
前記定ィンピーダンス素子は、 前記二信号の周波数帯域を通過帯域 とし、 前記高周波受信信号の周波数帯域において終端特性を示すダイ プレクサである、
周波数変換器。
8. 請求項 1乃至 7のいずれか一項に記載の周波数変換器であって、 前記信号分岐手段は、 前記局部発振信号の周波数帯域に対応する平 衡バランである、
周波数変換器。
9. 請求項 1乃至 7のいずれか一項に記載の周波数変換器であって、 前記ミキシング手段は、
一方のダイォードと、
前記一方のダイォードのカソ一ドにァノードが接続されるとともに、 前記一方のダイォ一ドのァノードにカソードが接続された他方のダイ オードと、
一方のダイォードのカソードと他方のダイォ一ドのァノードが接続 された第一端子と、
他方のダイォ一ドのカソ一ドと一方のダイォードのァノードが接続 された第二端子と、
を有し、
前記第一端子には前記定イ ンピーダンス素子の出力が入力され、 前記第二端子には前記高周波受信信号が入力され、
前記第二端子からは前記中間周波数信号が出力される、
周波数変換器。
10. 請求項 9に記載の周波数変換器であって、
前記第二端子に接続され、 前記高周波受信信号の入力を受ける高周 波入力端子と、
前記第二端子に接続され、 前記中間周波数信号の周波数帯域の信号 を通過させる中間周波数帯域用フィル夕と、
前記中間周波数帯域用フィル夕に接続された中間周波数信号出力端 子と、
を備えた周波数変換器。
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