KR101008600B1

KR101008600B1 - 저조파 믹서

Info

Publication number: KR101008600B1
Application number: KR1020057005431A
Authority: KR
Inventors: 앨 몰나르; 제프 해쳐; 라훌 마곤
Original assignee: 스카이워크스 솔루션즈 인코포레이티드
Priority date: 2002-09-30
Filing date: 2003-09-30
Publication date: 2011-01-17
Also published as: CN1685623A; KR20050055733A; EP1547258A4; DE60333575D1; AU2003277108A8; US20040063419A1; US6810242B2; AU2003277108A1; WO2004032339A2; EP1547258A2; EP1547258B1; WO2004032339B1; ATE476018T1; WO2004032339A3

Abstract

본 명세서에 저조파 믹서(106)과 수신된 무선 주파수 신호를 하방전환하는 방법을 묘사였다. 본 발명에 있어서 저조파 믹서(106)는 스위칭 코어(184, 186)의 2개의 스택을 사용하여 원하지 않는 고조파 생성을 감소시키고, 상기 저조파 믹서는 트랜지스터(Q1-Q24)를 사용하여 헤드룸을 개선한다.

Description

저조파 믹서 {SUBHARMONIC MIXER}

본 발명은 주파수 믹서와 관련되어 있고, 좀 더 구체적으로는, 저조파 믹서에 관한 것이다.

주파수 믹서의 중요한 원리는, 다중 전기 신호를 믹싱하는데 있어서 주파수 믹서가 주파수를 가감하여 새로운 주파수를 발생하는 것이다. 신호 처리 분야에서, 시간 도메인의 멀티플리케이션 과정은 주파수 도메인의 컨볼루션 과정과 동등하게 인식된다. 믹서는 출력 신호의 품질을 감소시키거나 격하시키는 멀티플리케이션 혹은 왜곡을 발생한다. 믹스하는데 있어서 멀티플리케이션을 선용하는 대부분의 종래 기술 및 과학을 통해서 원하지 않는 멀티플리케이션(혹은 그들의 영향)을 최소화하고 가능한 효율적으로 주파수를 변환할 수 있도록 곱셈기를 이용한다.

믹서는 또한 비선형 왜곡을 발생시킬 수 있다. 비선형 왜곡은 입력 주파수의 정수배로 발생하는 고조파 왜곡이나 새로운 성분을 형성하기 위해 상이한 성분이 곱해지는 혼변조 왜곡(IMD) 형태를 취할 수 있다. 절대적 선형성으로부터의 이탈은 일부 비선형 왜곡의 형태로 나타난다.

표준 믹서 설계에 있어서 비선형 멀티플리케이션(nonlinear multiplication)을 포함하는 것이 중요하다. 통상적으로는, 믹서의 스위치 동작에 의해 국부 발진기 신호("LO")는 구형파로서 효율적으로 동작하게 된다. 이러한 스위치 동작은 잡음 감소, 이득 증가, 장치 부정합과 변형 감지, 정확한 LO 길이 감지, 단순 설계를 비롯한 몇개의 이점을 갖게 한다. 그러나, 이러한 스위치 동작은 "OMPs"(odd-order mixing products)를 생성하는 단점이 있다. OMP는 일반적으로 하나의 입력과 또다른 입력의 홀수 고조파의 곱으로 정의된다.

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개선된 수신기 아키텍쳐, 특히 직접 변환 수신기(DCR)의 개발은 저조파 믹서(SHM)를 사용함으로써 크게 도움을 받는다. DCR에 중요한 일부 파라미터에 있어서 표준 믹서보다 보편적으로 양호하게 수행하지만, SHM은 일반적으로 표준 믹서와 비교 했을때 적어도 몇개의 성능지수(즉, 잡음지수(NF))에 있어서 불량하게 수행된다.

DCR용 SHM에 주목하는 이유는 무선 주파수(RF)와 LO 경로 사이에서 유한한 분리 상태가 존재하기 때문이다. LO 자체 믹싱및 블럭킹 신호 결합의 문제점은 SHM 존재에 있다. RF경로상에 존재하는 큰 블럭킹 신호를 LO 경로에 원하지 않게 연결됨으로써 베이스밴드 신호의 출력에서 직류(DC) 오프셋을 야기시킨다. LO 자체 믹싱과 비변조된 블럭 연결은 GSM(Global System for Mobile communications)에서 사용되는 일부 변조 방법과 같이 일부 변조 방법에서 테이터를 손상시키는 DC 오프셋을 야기한다.

SHM은 소망의 RF 신호의 1/2 주파수를 사용하기 때문에, SHM을 이용한 수신기의 기생 결합의 문제를 크게 감소시킨다. 제2 차 효과를 무시하면, 큰 블럭킹 신호가 LO 경로로 연결되는 것은 믹서 작용에 더이상 영향을 미치지 못한다. SHM이 종래의 믹서보다 잡음이 더 생기는 경향이 있지만 SHM가 주목받는 주된 이유이다.

저조파 믹서, 특히 LO의 1/2파장에서 동작하는 저조파 믹서를 구성하기 위한 2개의 공지된 기술은 몇가지 단점이 있다. 잘 알려진 기술은 "공대역폭 Si/SiGe HBT 직접 전환 저조파 믹서/다운컨버터." (L.Sheng et al, IEEE Journal of solid-state Circuits, Vol. 35, No.9, September 2000.)라고 명명된 문헌에 기술되어 있다. 이 기술은 90°분상된 1/2 LO 신호에 의해 구동되는 2개의 표준 더블 발란스 믹서 코어를 적층하는 것을 포함한다. 90°분상된 1/2 LO 신호에 의해 구동된 하드 스위치형 바이폴라 트랜지스터 쌍의 2개 세트는 다음 등식으로 나타낼 수 있는 다운컨버터의 기능적인 등가를 제공한다. BB=RF*sin(f_lo*t)cos(f_lo*t)= RF*sin(2*f_lo*t), 여기에서 BB는 베이스밴드 신호이고, RF_in은 상기 무선 주파수 입력 신호이며, f_lo는 국부 발진기 주파수이다. 이 방법은 표준(길버트 스타일) 믹서와 비교 할 때 몇개의 문제가 있다. 하나의 문제는 2개의 적층된 코어를 사용함으로써 단일 코어보다 많은 헤드룸을 필요로 한다는 것이다. 헤드룸은 클리핑 왜곡이 발생하기 전에 전자 장치의 내외부로 보내질 수 있는 공칭 입력 레벨 이상의 부가 신호크기이다. 이것은 코어가 여분의 헤드룸을 필요로 하고, 그것을 구동시키는 LO가 구동 장치가 포화상태에 이르는 것을 피하기 위해 LO 구동이 제한된다는 것을 의미한다. 다른 문제는 하부 스택의 공통 이미터 노드가 2*f_lo(수신 주파수)에서 발진한다는 것이다. 이러한 발진은 큰 블럭킹 신호가 원하지 않게 믹스되는 결과를 가져오며, 무선 감도를 떨어뜨리는 결과를 가져올 수 있다. 그리고, 더블 믹싱다운 되는 동안에, 수신 주파수는 LO에 인접한 주파수로 믹스됨으로써, IIP2 성능 저하의 가능성을 높힌다. IIP2는 이론상의 입력 레벨이고 이 레벨에서 2차 2톤 왜곡 결과가 소망의 신호 전력과 일치된다.

저조파 믹서를 구현하는 다른 기술은 몰나르등의 명의로 된 미국 특허 공보 제 6,370,372호에 기술되어 있고, 본 발명의 양수인에게 양도되어 있다. 이 특허명에 묘사된 기술은 하드 스위칭을 제공하며 주의깊게 구성된 계단파에 의해서 구동된 단일 4웨이 비교 SHM을 이용하여 상기 언급한 문제점을 극복한다. 이러한 구조는 스위칭 코어의 오직 한 층만을 필요로 하고, 그것의 성능은 계단파의 생성에 달려있다. 4개의 90°분상 계단파에 의해 구동되는 4개의 트랜지스터는 LO 사이클의 매 1/4 정각에 오직 한번 구동된다. 상기 0°, 180°출력과 90°, 270°출력을 합산함으로써, LO 주파수의 2배에서 효율적인 믹싱을 얻는다. 하나의 문제는 믹서가 계단파를 비대칭적으로 부하를 건다는 것이다(실제적으로 신호의 상부 1/4만이 "턴 온"된 트랜지스터를 구동시킨다). 이것은 계단파가 일부 2차 고조파 왜곡을 발생시키는 경향이 있음을 의미한다. 다른 문제점은 계단파가 믹서 코어를 스위치하는데 필요한 헤드룸의 약 2배를 요구한다는 점이다. 그 결과, 헤드룸은 드라이버에 의해 제한되고, 그것은 믹서 코어의 빠른 스위칭과 매우 큰 스윙을 얻는것을 어렵게 만든다. 세번째 문제점은 양호한 계단파로서 동작하기 위해서는 LO가 고조파 성분(특별히 3차 고조파)을 필요로 하고, 그 결과 인덕턴스/캐패시턴스(LC) 동조가 선택 사항이 아니다는 것이다. 마지막으로, 초과 스윙없이 하드 스위칭을 보장하기 위해, 바람직하게는 구동 임피던스가 비교적 작아야만 한다는 것이다. 이 모두는 NF 를 최적의 상태 이하로 하고 LO 드라이버의 전력 소비를 크게 한다.

그러므로, 이러한 문제를 극복하면서, 이런 유형의 믹서가 가지는 이점을 포함하는 SHM이 필요하다.

수신된 무선 주파수 신호를 다운컨버트하는 저조파 믹스 방법이 기술된다. 본 발명의 저조파 믹서는 고차 대칭되는 스위칭 코어의 2개의 스택(적층)을 이용하여 원하지 않는 고조파 발생을 감소시키고 상보성 금속 산화물 반도체(CMOS) 트래지스터를 이용하여 헤드룸을 개선시킨다.

일 실시예에 있어서, 저조파 믹서는 국부 발진기 인터페이스, 제1 스위치 단, 제2 스위치 단, 베이스밴드 출력을 포함한다. 국부 발진기 인터페이스는 국부 발진기 신호를 수신한다. 국부 발진기 신호는 4개 등간격 위상 성분인 파형을 포함한다. 제1 스위치 단은 입력 전류를 수신하고 국부 발진기 신호는 4개 중간 전류를 공급한다. 각각의 중간 전류는 입력 전류와 위상 성분들 중의 하나에 대응한다. 제2 스위치 단은 중간 전류 및 국부 발진기 신호를 수신하여 8개의 베이스밴드 신호를 공급한다. 각각의 베이스밴드 전류는 중간 전류에 응답을 발생시키는데 사용된 위상 성분에 근접한 2개의 위상 성분중의 하나에 대응한다. 베이스밴드 출력은 베이스밴드 전류를 합산하여 발생된다.

다른 실시예에서, 하나의 방법은 RF 신호를 수신하는 단계, 4개의 등간격 위상 쉬프트된 국부 발진기 신호를 제공하는 단계, RF 신호와 국부 발진기 신호가 쉬프트된 4개 동위상 쉬프트된 국부 발진기 신호를 믹스하여 중간 주파수(IF) 신호를 발생시키는 단계, 각각의 IF 신호와 IF 신호를 발생시키는데 이용된 국부 발진기 신호에 근접한 2개 위상 쉬프트된 국부 발진기 신호를 믹스하여 제이스밴드(BB) 신호를 산출하는 단계, BB 신호를 합산하여 베이스밴드 출력을 제공하는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 시스템, 방법, 특징, 장점은 하술한 도면및 상세한 설명을 통해 당업자에게 명백해질 것이다. 이런 부가적인 체제, 방법, 특징, 장점은 이 설명안에 포함되어 있고, 본 발명의 범위안에 포함되어 있으며, 수반된 청구항을 보호받을 수 있도록 의도되었다.

도 1은 직접 변환 수신기를 도시하는 블럭도이다.

도 2는 도 1에서 도시된 직접 변환 수신기에 포함된 더블 발란스 저조파 믹서의 일 실시예를 도시하는 블럭도이다.

도 3은 단일 발란스 저조파 동위상 믹서를 도시하는 블럭도이다.

도 4는 단일 발란스 저조파 구적법 믹서를 도시하는 블럭도이다.

도 5는 믹서의 제2 단의 바이폴라 접합 트랜지스터를 이용해서 또 다른 단일 발란스 저조파 동위상 믹서를 도시하는 블럭도이다.

도 6은 도 3의 저조파 믹서의 국부 발진기 출력을 도시하는 타이밍도이다.

도 7은 도 3의 저조파 믹서의 제1 단의 전류 출력을 도시하는 타이밍도이다.

도 8은 도 3의 저조파 믹서의 제2 단의 전류 출력을 도시하는 타이밍도이다.

도 9는 도 3의 저조파 믹서의 제2 단의 결합을 도시하는 타이밍 다이어그램 이다.

도 1은 본 발명의 일 실시예인 간이화된 직접 변환 수신기(100)의 비제한적인 예를 예시하는 블럭도이다. 직접 변환 수신기(100)는 안테나(102), 저잡음 증폭기(LNA)(104), 믹서 단(105), 저역 통과 필터(114, 116) 및 가변 이득 증폭기(118, 120)를 포함한다. 안테나(102)는 무선 주파수 신호(150)를 수신하고, 커넥터(155)상에 증폭된 수신 신호를 산출하는 LNA(104)는 무선 주파수 신호를 증폭한다. 커넥터(155)(f_rf로 정의된)상에 증폭된 수신 신호의 전체 신호 스펙트럼은 2개의 저조파 믹서기(106, 108), 국부 발진기(LO)(110) 및 위상 시프터(112)를 활용하는 믹서 단(105)에서 커넥터(160, 165)(f_bb)의 베이스밴드 신호로 전환된 주파수이다. 위상 시프터(112)는 예를 들어, 다상 필터, 주파수 분할기, 지연 고정 루프 같은 종래 기술에서 알려진 일부 다른 위상 시프터 회로등을 포함할 수 있다.

각각의 저조파 믹서(106, 108)는 직렬로 접속된 2개의 스위칭 단으로서 효율적으로 작동한다. LO(110) 신호, f_lo의 위상을 가변하고, f_lo와 f_rf를 믹스함으로써, 제1 단은 증폭된 수신 신호 f_rf를 중간 주파수 f_if로 전이시킨다. 제2 단은 대략 +90°와 -90°로 시프트된 f_lo와 중간 주파수를 믹스함으로써 중간 주파수 f_if를 베이스밴드로 전송하여 f_bb를 산출한다. 위상 시프터(112)는 믹서(108)에 사용되는 LO(110) 신호, f_lo의 위상을 믹서(106)용으로 사용되는 LO(110) 신호, f_lo의 위상과 약 45°차이나도록 변화시킴으로써, 증폭된 수신 신호 f_rf로부터 도출된 직교위상(Q)과 동위(I) 성분을 번갈아 공급되게 한다. 베이스밴드 신호(160, 165)는 저역 통과 필터(114, 116)와 가변 이득 증폭기(118, 120)를 사용하여 더 조절된다.

도 1에서 저조파 믹서(106, 108) 양쪽 모두는 LO(110) 신호에 의해 구동되고, LO(110) 신호의 주파수는 종래의 다운컨버트 믹서를 구동시키는 주파수의 약 1/2 주파수이다. 종래의 믹서는 위상이 0°와 90°에서 LO 신호에 의해 구동되고, 반면에 저조파 믹서(106, 108)는 위상이 0°과 45° 에서 LO 신호에 의해 구동된다. 저조파 믹서(106, 108)는 약 1/2 시프트 주파수 LO 신호에 의해 구동되더라도, 믹서 단(105)의 출력은 서로에 대해 위상이 90°차이나는 I 및 Q의 베이스밴드 성분을 여전히 산출한다. 2번의 스위치 동작을 수행하는 과정에서 주파수는 두배가 되고 그럼으로써 위상 차이 또한 두배가 된다.

각각의 저조파 믹서(106, 108)는 2개의 입력을 수신한다. 저조파 믹서(106)의 입력 신호는 LO 신호 f_lo와 증폭된 수신 신호 f_rf이다. LO신호 f_lo는 위상 성분 f_lo(0°), f_lo(90°), f_lo(180°), f_lo(270°)을 포함한다. f_lo 와 f_rf의 위상 성분을 믹스하여 인페이즈(I) 베이스밴드 성분 f_{bb I}를 산출한다. 저조파 믹서(108)의 입력 신호는 LO 신호 f_lo와 증폭된 수신 신호 f_rf이다. LO 신호 f_lo은 위상 성분 f_lo(45°), f_lo(135°), f_lo(225°), f_lo(315°)를 포함한다. f₁₀ 및 f_rf 위상 성분을 믹스하여 직각 위상 (Q) 베이스밴드 성분 f_{bb Q}를 산출한다.

도 2는 도 1에 도시한 더블 발란스 믹서 형태인 저조파 믹서(106)의 일 실시예를 도시하는 개략도이다. 저조파 믹서(106)는 수신 신호, f_rf의 I 베이스밴드(f_{bb I}) 성분을 산출하기 때문에 보통 '아이 믹서'로 지칭된다. 저조파 믹서(106)는 RF 입력 섹션(170) 및 믹서 코어(180)를 포함한다. 믹서 코어(180)는 LO 신호를 수신하기 위한 인터페이스(182) 및 베이스밴드 신호 출력을 제공하기 위한 2개의 스위치 단(184, 186)을 포함한다. RF 입력 섹션(170)은 제1 전류를 트랜지스터 Q1-Q4로 제공하고, 제2 전류를 트랜지스터 Q5-Q8로 제공한다. 믹서 코어의 제1 스위치 단은 8개의 트랜지스터 Q1-Q8을 포함한다. 제1 스위치 단은 믹서의 제2 스위치 단에 연결되어, 제3 전류를 트랜지스터 Q9, Q10에 공급하고, 제4 전류를 트랜지스터 Q11, Q12에 공급하고, 제5 전류를 트랜지스터 Q13, Q14에 공급하고, 제6 전류를 트랜지스터 Q15, Q16에 공급하고, 제7 전류를 트랜지스터 Q17, Q18에 공급하고, 제8 전류를 트랜지스터 Q19, Q20에 공급하고, 제9 전류를 트랜지스터 Q21, Q22에 공급하고, 제10 전류를 트랜지스터 Q23, Q24에 공급한다. 제2 스위치 단은 출력 베이스밴드 신호 BB+, BB-를 제공하기 위한 16개의 트랜지스터 Q9-Q24를 포함한다.

도 2에 예시된 실시예에서, 트랜지스터 Q1-Q4 및 트랜지스터 Q5-Q8에 각각 I_rf+ 및 I_rf-전류 흐름으로써 증폭된 수신 신호, f_rf에 입력된다. 각각의 전류 흐름은 중간 주파수 전류를 생산하는 제1 스위치 단에서 LO 성분과 믹스된다. 스위칭은 실제로 이 실시예에서 저주파 입력 신호를 믹스하는 곱셈이다. 중간 주파수 전류는 제2 스위치 단에서 LO 성분들과 믹스되어 I 베이스밴드 성분을 산출한다.

도 3은 단일 발란스 믹서의 형태인 도 1의 저조파 믹서(106)의 실시예의 개략도이다. 저조파 믹서(300)는 수신 신호, f_rf의 I 베이스밴드(f_{bb I}) 성분을 산출하기 때문에 보통 '아이 믹서'로 지칭된다. 저조파 믹서(300)는 RF 입력 섹션(310) 및 믹서 코어(320)를 포함한다. 믹서 코어(320)는 LO 신호를 수신하기 위한 LO 인터페이스(322) 및 출력 베이스밴드 신호를 제공하는 2개의 스위치 단(324, 326)을 포함한다. RF 입력 섹션(310)은 제1 스위치 단(324)에 제1 전류를 제공한다. 믹서 코어(320)의 제1 스위치 단(324)은 4개의 트랜지스터 Q25-Q28을 포함한다. 제1 스위치 단(324)는 8개의 트랜지스터 Q29-Q36을 갖는 제2 스위치 단(326)에 연결된다. 믹서(300)의 제1 스위치 단(324)은 제 2전류를 트랜지스터 Q29, Q30에 공급하고, 제 3전류를 트랜지스터 Q31, Q32에 공급하고, 제 4전류를 트랜지스터 Q33, Q34에 공급하고, 제 5전류를 트랜지스터 Q35, Q36에 공급한다. 제 2 스위치 단의 출력은 출력 베이스밴드 신호 BB+, BB-를 제공한다.

도 3에 예시된 실시예에서, 증폭된 수신 신호 f_rf는 전류 흐름 I_rf+로서 트랜지스터 Q25-Q28에 입력된다. 전류 흐름 I_rf+는 제1 스위치 단(324)에서 LO 성분과 믹스되어 중간 주파수 전류를 산출한다. 스위칭은 본 실시예에서 입력 신호를 저주파수 신호로 믹스하는 곱셈 실행이다. 중간 주파수 전류는 제2 스위치 단에서 LO 성분과 믹스되어 I 베이스밴드 성분을 산출한다.

도 4는 단일 발란스 믹서 형에서 도 1의 저조파 믹서(108)의 실시예의 개략도이다. 저조파 믹서(400)는 수신 신호, f_rf의 Q 베이스밴드(f_{bb Q}) 성분을 산출하기 때문에 보통 '큐 믹서'로 지칭된다. 저조파 믹서(400)는 RF 입력 섹션(410) 및 믹서 코어(420)를 포함한다. 믹서 코어(420)는 LO 신호를 수신하기 위한 LO 인터페이스(412) 및 출력 베이스밴드 신호를 제공하기 위한 2개의 스위치 단(414, 416)을 포함한다. RF 입력 섹션(410)은 제1 전류를 제1 스위치 단(424)에 제공한다. 믹서 코어(420)의 제1 스위치 단(424)은 4개의 트랜지스터 Q37-Q40을 포함한다. 상기 제1 스위치 단(424)은 8개의 트랜지스터 Q41-Q48을 가진 제2 스위치 단(426)에 연결된다. 상기 믹서(400)의 제1 스위치 단(424)은 제2 전류를 트랜지스터 Q41, Q42에 공급하고, 제3 전류를 트랜지스터 Q43, Q44에 공급하고, 제4 전류를 트랜지스터 Q45, Q46에 공급하고, 제5 전류를 트랜지스터 Q47, Q48에 공급한다. 상기 제2 스위치 단의 출력은 출력 베이스밴드 신호 BB+,BB-를 제공한다.

도 4에서 예시한 실시예에서, 증폭된 수신 신호, f_rf는 전류 흐름 I_rf+로서 트랜지스터 Q37-Q40에 입력된다. 상기 전류 흐름, I_rf+는 제1 스위치 단(424)에서 LO성분과 믹스되어 중간 주파수 전류를 산출한다. 스위칭은 실제로 본 실시예에서 입력 신호를 저주파수로 믹스하는 곱셈이다. 상기 중간 주파수 전류는 제2 스위치 단(426)에서 LO 성분과 믹스되어 Q 베이스밴드 성분을 산출한다.

도 5는 하이브릭 단일 발란스 믹서 형태인 도1의 저조파 믹서(106)의 실시예의 개략도이다. 저조파 믹서(500)는 수신 신호, f_rf의 I 베이스밴드(f_{bb I}) 성분을 산출하기 때문에 보통 '아이 믹서'로 지칭된다. 저조파 믹서(500)는 RF 입력 섹션(510) 및 믹서 코어(520)를 포함한다. 믹서 코어(520)는 LO 신호를 수신하기 위한 LO 인터페이스(522) 및 출력 베이스밴드 신호를 제공하는 2개의 스위치 단(524, 526)을 포함한다. 상기 RF 입력 섹션(510)은 제1 스위치 단(524)에 제1 전류를 제공한다. 믹서 코어(520)의 제1 스위치 단(524)은 4개의 N채널 전계 효과 트랜지스터 Q49-Q52를 포함한다. 제1 스위치 단(524)는 8개의 npn 바이폴라 접합 트랜지스터 Q53-Q60을 갖는 제2 스위치 단(526)에 연결된다. 믹서(500)의 제1 스위치 단(524)은 제 2전류를 트랜지스터 Q53, Q54에 공급하고, 제 3전류를 트랜지스터 Q55, Q56에 공급하고, 제 4전류를 트랜지스터 Q57, Q58에 공급하고, 제 5전류를 트랜지스터 Q59, Q60에 공급한다. 제 2 스위치 단의 출력은 출력 베이스밴드 신호 BB+, BB-를 제공한다.

도 5에서 예시한 실시예에서, 증폭된 수신 신호, f_rf는 전류 흐름 I_rf+로서 트랜지스터 Q49-Q52에 입력된다. 전류 흐름, I_rf+는 제1 스위치 단(524)에서 LO성분과 믹스되어 중간 주파수 전류(IF)를 산출한다. 스위칭은 실제로 본 실시예에서 입력 신호를 저주파수로 믹스하는 곱셈이다. 중간 주파수 전류는 제2 스위치 단(426)의 LO 성분과 믹스되어 Q 베이스밴드 성분을 산출한다.

도 5의 하이브릭 단일 발란스 저조파 믹서도 더블 발란스 저조파 믹서와 같이 구현될 수 있다.

도 6-9는 도 3의 회로에 의해 발생된 신호 처리에 관련된 파형의 다양한 예시를 보여준다. 도 6은 믹서를 구동시키는 4개의 90°분상 LO 신호를 나타낸다. 도 7에 예시한 바와 같이, 상기 트랜지스터의 제1 스위치 단은 특별히 하드 스위치되 는 것이 아니고, 단의 스위칭 접점은 4개의 90°분상 신호를 야기시키는 다양한 LO 신호의 제로 크로싱 사이에서 일어난다. 트랜지스터의 제2 스위치 단은 4개의 신호를 급속히 하드 스위치 전이된 8개의 신호로 나눈다. 그 결과, 각 제2 단 트랜지스터는 도 8에서 예시한 바와 같이 하나의 급경사 엣지의 펄스와 하나의 완경사 엣지의 펄스를 생성한다. 도 9에서, 제 2 스위치 단의 출력은 합산되어 전체 차분 믹스 항이 고속 전이 시에 LO 주파수의 2배로 스위치된다.

본 발명의 믹서는 더블 발란스이지만, 도 6-9를 사용한 도 3에서 예시한 바와 같이 단일 발란스 믹서 형태의 믹서 기능을 한다는 것을 이해하기 쉽다. 국부 발진기(LO) 신호는 구형파 및 정현파 발생기일 수 있다. 예를 들어, 정현파 발생기는 도 6에 예시된 4개의 LO 출력을 제공하기 위해 이용된다. 이 예에서, 정현파 발생기는 도 6에 도시된 4개의 LO 출력을 이용한다. 각각의 4개 LO 출력은 제1 스위치 단의 일 트랜지스터 및 제2 스위치 단의 2개의 트랜지스터를 구동시킨다. 각각의 제1 스위치 단 트랜지스터의 출력은 2개의 제2 스위치 단 트랜지스터를 구동시킨다. 주어진 제1 스위치 단 드랜지스터를 구동시키는 LO의 위상은 그 주어진 제1 스위치 단 트랜지스터에 의해 구동되는 2개의 제2 단 스위치 트랜지스터를 구동시키는 LO 신호의 위상으로부터 +/- 90°만큼 오프셋된다. 제1 스위치 단의 4개의 트랜지스터의 각각의 출력은 도 7에 도시된다. 제2 스위치 단의 8개의 트랜지스터의 각각의 출력은 도 8에 도시된다. 도 9에 나타난 바와 같이 제2 단의 스위치 장치의 믹스 결과는 BB = RF_in*sin(f_lo*t)*cos(f_lo*t) = RF_in*sin(2*f_lo*t)이고, 여기에서 BB 는 베이스밴드 신호이고, RF_in은 무선 주파수 입력 신호이고, f_lo는 국부 발진기 주파수이다.

본 발명의 저조파 믹서 구조는 4웨이 대칭구조이다. 4웨이 대칭은 몇개의 중요한 효과를 갖는다. 하나는 4개의 LO 신호가 대칭적으로 부하 걸리는 것을 보장하는 것이다. 이 대칭은 LO 신호에서 90°위상 분상을 보존하는데 있어서 중요하다. 비-90°(non-90°)위상 분상에 의해 직류(DC) 신호는 RF 포트에서 베이스밴드로 누설되게 되며, 대게 IIP2를 희생시키게 된다. 4웨이 대칭구조는 또한 RF 포트에서 2*f_lo의 발생을 억제하고 어느 곳에서든 2*f_lo의 반대 위상을 발생시킨다. 그러므로, 이러한 설계는 DCR-특정 믹서사양(LO방사와 IIP2)을 개선시킨다.

4웨이 대칭 구조를 사용하는 것은 또한 트랜지스터의 제1 스위치단 세트가 4웨이 비교기로서 작동하도록 하고, 이것은 트랜지스터가 특별히 하드 스위치되지 않아도 된다(도 7에 도시). 사실상, 하드 스위치를 증가시키는 클리핑 파형을 사용하는 것은 이러한 효과를 더 나쁘게 한다. 통상적으로, 이것은 원하지 않는 잡음 형태와 낮은 이득의 결과를 발생시킨다. 그러나, 제2 스위치 단을 포함하는 것은 클리핑 파형을 사용이 문제가 되는 것을 방지한다. 제2 스위치 단은 하드 스위치되고 반대 위상 LO 신호에 의해 구동되는 상이한 한쌍의 트랜지스터를 포함한다. 도 8에서 볼 수 있듯이, 각각의 제2 스위치 단 트랜지스터의 출력은 2회 전이되는데, 빠른 전이는 트랜지스터 스스로 턴 온/오프될때, 느린 전이는 그것을 구동시키는 제1 스위치단 트랜지스터가 턴 온/오프 할때 일어난다. 느린 전이는 제1 스위치 단을 거쳐서 제2 스위치단을 통과하여 출력된다. 그러나, 출력에서의 접속성에 의해 느린 전이의 양 측의 2개의 출력이 재결합되게 한다. (예를 들어, 도8에서, Q29 와 Q35의 출력을 합산한다.) 이것은 주어진 쌍의 제1 스위칭 단 트랜지스터 사이에서 트랜지스터의 동작이 출력에 영향을 미치지 않게 한다. 도 9에서 볼 수 있듯이, 출력은 제2 스위치 단의 빠른 전이에 따라서만 하드 스위치된다. 이것은 제1차 제1 스위치 단이 위상 잡음, 부정합 효과, 이득 손실 혹은 트랜지스터 전이에 관련된 다른 영향이 없도록 하는 것을 의미한다. 그리고, 주어진 제1 스위치 단 변환기의 출력이 2개의 출력사이에 고르게 분상되기 때문에, 제1 스위치 단의 니어(near) DC 효과 혹은 1/F 잡음은 제2 스위치 단에 의해 컨버트되고 베이스밴드 신호 형태로 출력에서 누설되지 않는다.

그러므로 제1 스위치 단은 성능에 해를 끼치지 않고 하드 구동될 수 있다. 이것은 3극 상태로 구동된 N채널 전계 효과 트랜지스터(NFET)가 소형이며, 짧은 채널의 N채널 전계 효과 트랜지스터인 것을 가능하게 하며, 제2 스위치 단을 구동시키는 LO 라인이 제1 스위치 단에 DC 결합 가능하다는 것을 의미하므로 중요한 합리적인 성능을 가능하게 한다. 제1 스위치단을 3극 진공관 상태로 두는것은 헤드룸을 증가시키거나 혹은 LO 라인상에 큰 입력 스윙의 사용을 가능하게 한다. 오직 제2 스위치 단만이 하드 스위치 될 수 있다. 제2 스위치 단은 반대 위상 LO 신호의 제로 교차점에서 전이하므로, LO 신호는 4웨이 SHM과 비교하여 성능 저하없이 사인파 혹은 구형파가 될 수 있다.

도 1 및 2는 본 발명의 저조파 믹서는 N채널 금속 산화 반도체(NMOS)를 사용 하여 구현되는 것을 보여주고, 그것은 플리커 잡음의 개선과 속도에 관련된 비용에 있어서, P채널 금속 산화 반도체(PMOS)를 사용하여 동등하게 구현될 수 있다.

대안적 실시예는 상기 설계의 바이폴라 버전이다. 그러나 제1 스위치 단은 포화상태 이외의 상태를 유지하는 것이 좋다.

본 발명의 다양한 실시예를 설명하였기 때문에, 당업자는 본 발명의 범위안에서 많은 실시예와 구현을 할 수 있다는 것이 명백해질 것이다.

본 발명의 저조파 믹서는 2개의 고차 대칭인 스위치 코어 스택을 이용하여 원하지 않는 고조파 발생을 감소시키고 상보성 금속 산화물 반도체(CMOS) 트래지스터를 이용하여 헤드룸을 개선시킨다.

Claims

저조파 믹서(subharmonic mixer)에 있어서,

4개의 등간격(equally spaced) 위상 성분들의 파형을 포함하는 국부 발진기 신호를 수신하는 국부 발진기 인터페이스와;

입력 전류와 상기 국부 발진기 신호를 수신하여 4개의 중간 전류 - 각각의 중간 전류는 상기 위상 성분들 중의 대응하는 위상 성분과 상기 입력 전류에 응답하는 것임 - 를 공급하는 제1 스위치 단과;

상기 중간 전류와 상기 국부 발진기 신호를 수신하여 8개의 베이스밴드 전류 - 각각의 베이스밴드 전류는 상기 중간 전류를 생성하는데 사용된 대응하는 위상 성분에 인접한 2개의 위상 성분들 중 하나에 응답하는 것임 - 를 공급하는 제2 스위치 단과;

상기 베이스밴드 전류를 합산함으로써 생성된 베이스밴드 출력

을 포함하는 저조파 믹서.
제1항에 있어서, 상기 4개의 위상 성분들은 0°위상 성분, 90°위상 성분, 180°위상 성분, 270°위상 성분을 포함하는 것인 저조파 믹서.
제1항에 있어서, 상기 4개의 위상 성분들은 45°위상 성분, 135°위상 성분, 225°위상 성분, 315°위상 성분을 포함하는 것인 저조파 믹서.
제1항에 있어서, 상기 베이스밴드 출력은 각각의 성분이 상기 베이스밴드 전류 중 4개를 합산하여 생성된 것인 한 쌍의 성분을 포함하는 것인 저조파 믹서.
제1항에 있어서, 상기 제1 스위치 단은 상보형 모스(MOS) 트랜지스터(complementary metal-oxide semiconductor transistor)를 포함하는 것인 저조파 믹서.
제1항에 있어서, 상기 제1 스위치 단은 N채널 모스 트랜지스터를 포함하는 것인 저조파 믹서.
제6항에 있어서, 상기 제2 스위치 단은 npn 바이폴라 접합 트랜지스터를 포함하는 저조파 믹서.
제1항에 있어서, 상기 제1 스위치 단은 P채널 모스 트랜지스터를 포함하는 것인 저조파 믹서.
제1항에 있어서, 상기 제2 스위치 단은 상보형 모스 트랜지스터를 포함하는 것인 저조파 믹서.
제1항에 있어서, 상기 제2 스위치 단은 N채널 모스 트랜지스터를 포함하는 것인 저조파 믹서.
제1항에 있어서, 상기 제2 스위치 단은 P채널 모스 트랜지스터를 포함하는 것은 저조파 믹서.
제1항에 있어서, 상기 믹서는 단일 발란스(single-balanced) 믹서인 것인 저조파 믹서.
제1항에 있어서, 상기 믹서는 더블 발란스 믹서인 것인 저조파 믹서.
수신 무선 주파수(RF) 신호를 다운컨버트하는 방법에 있어서,

RF 신호를 수신하는 단계와;

4개의 동위상 시프트 국부 발진기 신호를 제공하는 단계와;

중간 주파수(IF) 신호를 생성하도록 상기 4개의 동위상 시프트 국부 발진기 신호의 각각과 상기 RF 신호를 믹스하는 단계와;

베이스밴드(BB) 신호를 생성하도록 상기 IF 신호를 생성하는데 이용된 국부 발진기 신호에 인접한 2개의 위상 시프트 국부 발진기 신호와 상기 각각의 IF 신호를 믹스하는 단계와;

베이스밴드 출력을 제공하도록 상기 BB 신호를 모두 합산하는 단계

를 포함하는 수신 무선 주파수(RF) 신호를 다운컨버트하는 방법.
제14항에 있어서, 상기 합산하는 단계는,

상기 베이스밴드 출력의 제1 성분을 제공하도록 상기 BB 신호의 1/2을 합산하는 단계와;

상기 베이스밴드 출력의 제2 성분을 제공하도록 상기 BB 신호의 나머지 반을 합산하는 단계

를 포함하는 것인 수신 RF 신호를 다운컨버트하는 방법.
제14항에 있어서, 상기 RF 신호는 양의 성분 및 음의 성분을 포함하는 것인 수신 RF 신호를 다운컨버트하는 방법.
제16항에 있어서, 상기 RF 신호를 믹스하는 단계는 상기 각각의 성분과 상기 4개의 동위상 시프트 국부 발진기 신호를 믹스하여 8개의 중간 주파수 신호를 생성하는 단계를 포함하는 것인 수신 RF 신호를 다운컨버트하는 방법.
제17항에 있어서, 상기 IF 신호를 믹스하는 단계는 상기 각각의 중간 주파수 신호를 그 중간 주파수 신호를 생성하는데 이용된 국부 발진기 신호에 인접한 2개의 국부 발진기 신호와 믹스하여 16개의 베이스밴드 신호를 생성하는 단계를 포함하는 것인 수신 RF 신호를 다운컨버트하는 방법.
저조파 믹서에 있어서,

4개의 등간격 위상 성분들을 포함하는 국부 발진기 신호를 수신하는 국부 발진기 인터페이스와;

제1 및 제2 전류와 상기 국부 발진기 신호를 수신하여 8개의 중간 전류 - 각각의 중간 전류는 상기 위상 성분들 중의 대응하는 위상 성분과 상기 제1 및 제2 전류 중 하나에 응답하는 것임 - 를 공급하는 제1 스위치 단과;

상기 중간 전류와 상기 국부 발진기 신호를 수신하여 16개의 베이스밴드 전류 - 각각의 베이스밴드 전류는 상기 중간 전류를 생성하는데 사용된 대응하는 위상 성분에 인접한 2개의 위상 성분들 중 하나에 응답하는 것임 - 를 공급하는 제2 스위치 단과;

상기 16개의 베이스밴드 전류를 합산함으로써 생성되는 베이스밴드 출력

을 포함하는 저조파 믹서.
제19항에 있어서, 상기 베이스밴드 출력은 각각의 성분이 상기 베이스밴드 전류의 8개를 합산함으로써 생성된 것인 한 쌍의 성분을 포함하는 것인 저조파 믹서.