JP5067264B2 - 直交変調器 - Google Patents

Description

この発明は、無線通信システムあるいはレーダシステムの送受信装置等に用いられる直交変調器に関するものである。

図５は、従来の直交変調器の構成例を示す図である。図５において、直交変調器は、局部発振器（以後ＬＯと記す）１、増幅器２、低域通過フィルタ（π型）３、同相分配器４、第１の偶高調波ミクサ５、第２の偶高調波ミクサ６、Ｉチャネルベースバンド信号生成部７、Ｑチャネルベースバンド信号生成部８、９０°合成器９から構成される。直交変調器では、通常の基本波ミクサの代わりに偶高調波ミクサ５，６を用いることにより、ＬＯ１の周波数を通常の１／２倍にすることができる。さらに、偶高調波ミクサ５，６は偶数次歪みの発生を大きく抑制することができるため、この場合スプリアスとして問題となるＬＯ信号の２倍の周波数成分を非常に低レベルとすることができ、結果として変調精度の向上が可能となる。

この効果を最大限得るには、ＬＯ１及び増幅器２にて発生する２倍波を偶高調波ミクサに入力しないことが重要となる。図５における低域通過フィルタ３はその役割を果たすために用いられる（例えば、特許文献１、２参照）。

特開平８−２４２２６１号公報

特開２０００−２５２７５３号公報（図１６、１９参照）

直交変調器において、良好な変調精度を得るためには、２つのミクサ間のアイソレーションを確保することが重要となる。しかしながら、図５の直交変調器の動作を説明するための図６に示すように、従来の直交変調器では、無線周波数（以後ＲＦ（Radio Frequency）と記す）における低域通過フィルタ３の出力インピーダンスはほぼゼロとなる。このため、２つのミクサ間のアイソレーションは極端に劣化するという問題が生じる。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、偶高調波ミクサを用いた直交変調器において、低域通過フィルタを使用し、且つ２つのミクサ間のアイソレーションを確保することを目的とする。

この発明による直交変調器は、局部発振周波数の信号を発振する局部発振器と、上記局部発振器の後段に接続された増幅器と、上記増幅器の後段に接続されたπ型の低域通過フィルタと、上記低域通過フィルタの後段に接続された上記局部発振周波数における２分の一波長の電気長を有した４分の一波長線路と、上記４分の一波長線路の後段に接続され、入力信号を同相二分配して出力する同相分配器と、一端が上記４分の一波長線路と上記同相分配器との間に接続された抵抗と、上記抵抗の他端とグランドの間に接続され、ＲＦ（Radio Frequency）周波数を通過させるとともに、上記局部発振周波数を遮断するＴ型の高域通過フィルタと、上記同相分配器の出力をＩチャネルベースバンド信号と周波数混合し、上記局部発振周波数を２逓倍して上記ＲＦ周波数の信号を出力する第１の偶高調波ミクサと、上記同相分配器の出力をＱチャネルベースバンド信号と周波数混合し、上記局部発振周波数を２逓倍して上記ＲＦ周波数の信号を出力する第２の偶高調波ミクサと、上記第１、第２の偶高調波ミクサの出力信号について、９０°位相差を与えて合成する９０°合成器と、を備えた直交変調器。

局部発振周波数の信号を発振する局部発振器と、上記局部発振器の後段に接続された増幅器と、上記増幅器の後段に接続されたπ型の低域通過フィルタと、上記低域通過フィルタの後段に接続された局部発振周波数における２分の一波長の電気長を有した４分の一波長線路と、上記４分の一波長線路の後段に接続され、入力信号に４５°の位相差を与えて二分配する４５°分配器と、一端が上記４分の一波長線路と同相分配器との間に接続された抵抗と、上記抵抗の他端とグランドの間に接続され、ＲＦ（Radio Frequency）周波数を通過させるとともに、上記局部発振周波数を遮断するＴ型の高域通過フィルタと、上記４５°分配器の出力をＩチャネルベースバンド信号と周波数混合し、上記局部発振周波数を２逓倍して上記ＲＦ周波数の信号を出力する第１の偶高調波ミクサと、上記４５°分配器の出力をＱチャネルベースバンド信号と周波数混合し、上記局部発振周波数を２逓倍して上記ＲＦ周波数の信号を出力する第２の偶高調波ミクサと、上記第１、第２の偶高調波ミクサの出力信号について、同相で合成する同相合成器と、を備えたものであっても良い。

この発明によれば、ＲＦ（Radio Frequency）周波数における分配器前段のインピーダンスマッチングが可能となるので、２つのミクサ間のアイソレーションを確保することができ、良好な変調精度を得ることができる。

実施の形態１．
図１は、この発明に係る実施の形態１による直交変調器の構成を示す図であり、図２はその動作を説明するための図である。
図１において、直交変調器は、局部発振器（以後ＬＯと記す）１、増幅器２、π型の低域通過フィルタ３、同相分配器４、第１の偶高調波ミクサ５、第２の偶高調波ミクサ６、Ｉチャネルベースバンド信号生成部７、Ｑチャネルベースバンド信号生成部８、９０°合成器９、抵抗１０、高域通過フィルタ１１、１/４波長線路１３から構成される。なお、符号１〜９は図５で説明した直交変調器と同一のものである。

ＬＯ１は、所定周波数の局部発振周波数（ＬＯ周波数）の局部発振信号を発振する。増幅器２は、ＬＯ１の発振信号を増幅する。低域通過フィルタ３は、一端が接地された２つのコンデンサの他端間に、インダクタをπ型に配置して構成される。低域通過フィルタ３は、増幅器２で増幅された信号を通過させるとともに、増幅器２で増幅された信号の２倍波を取り除く。同相分配器４は、低域通過フィルタ３の出力信号を同相（等位相等振幅）で二分配する。Ｉチャネルベースバンド信号生成部７およびＱチャネルベースバンド信号生成部８は、それぞれＱＰＳＫなどのディジタル変調符号によるＩＦ（中間周波数）信号のＩ成分のＩチャネルベースバンド信号およびＩＦ信号のＱ成分のＱチャネルベースバンド信号を生成する。偶高調波ミクサ５，６は、Ｉチャネルベースバンド信号生成部７およびＱチャネルベースバンド信号生成部８から出力されたＩチャネルベースバンド信号およびＱチャネルベースバンド信号と、同相分配器４から分配出力された信号とをそれぞれ周波数混合し、ＬＯ１の周波数を２倍に逓倍したＲＦ信号（ディジタル変調波）を生成する。９０°合成器９は、偶高調波ミクサ５，６の出力信号に９０°位相差を与えて合成する。高域通過フィルタ１１はＴ型フィルタ回路を構成し、ＲＦ信号の周波数（ＲＦ周波数）を通過させるとともに、ＬＯ周波数を遮断する。高域通過フィルタ１１は、直列に接続された２つのコンデンサ間にインダクタの一端をＴ型に接続し、インダクタの他端を接地して構成される。１/４波長線路１３は、ＲＦ周波数の１／４波長（ＬＯ周波数の１／２波長）の電気長を有している。抵抗１０は、一端が１/４波長線路１３と同相分配器４の接続部に接続され、他端が高域通過フィルタ１１の一端に接続される。高域通過フィルタ１１の他端はグラウンド１２に接続される。抵抗１０、高域通過フィルタ１１、およびグラウンド１２にはシャント回路を構成する。

次に図２を用いて動作について説明する。
ＲＦ周波数において、低域通過フィルタ３の出力インピーダンスはほぼゼロであるが１/４波長線路１３がショート−オープン（ＬＯ周波数でショート、ＲＦ周波数でオープン）のインピーダンス変成器として動作するため、１/４波長線路１３の出力インピーダンスはＲＦ周波数にてほぼ無限大となる。

一方、高域通過フィルタ１１は、ＬＯ周波数においては遮断（オープン）であり、RF周波数においては通過（ショート）となる。よって抵抗１０、高域通過フィルタ１１、及びグラウンド１２により構成されるシャント回路のインピーダンスは、ＬＯ周波数においては無限大、ＲＦ周波数においては抵抗１０の値となる。ここで、抵抗１０の値を同相分配器４の入力インピーダンスと同一の値にすることにより、インピーダンスマッチングが可能となる。

このように構成された直交変調器においては、抵抗１０、高域通過フィルタ１１、グラウンド１２、１/４波長線路１３を付加した簡潔な構成により、ＲＦ周波数における同相分配器４前段のインピーダンスマッチングが可能となるので、２つのミクサ間のアイソレーションを確保することができ、良好な変調精度を得ることが可能となる。

実施の形態２．
図３は、この発明に係る実施の形態２による直交変調器の構成を示す図であり、図４はその動作を説明するための図である。
図３において、直交変調器を構成する符号１〜３、５〜８の各構成と、それらの接続構成および動作は、図１にて説明した実施の形態１による直交変調器と同一のものである。この実施の形態２では、図１の同相分配器４の代わりに４５°分配器１４を設け、図１の９０°合成器９の代わりに同相合成器１５を設けて構成される。４５°分配器１４は、１/４波長線路１３の後段に接続され、１/４波長線路１３の出力信号に４５°の位相差を与えて二分配する。抵抗１０の一端は１/４波長線路１３と４５°分配器１４の間に接続される。抵抗１０の他端は高域通過フィルタ１１の一端に接続され、高域通過フィルタ１１の他端はグラウンド１２に接続される。抵抗１０、高域通過フィルタ１１、およびグラウンド１２にはシャント回路を構成する。同相合成器１５は、偶高調波ミクサ５，６の出力信号を等位相で合成する。なお、偶高調波ミクサ５，６の２逓倍作用により、４５°の位相差が倍の９０°になる。

次に、図４を用いて動作について説明する。
ＲＦ周波数において、低域通過フィルタ３の出力インピーダンスはほぼゼロであるが１/４波長線路１３がショート−オープン（ＬＯ周波数でショート、ＲＦ周波数でオープン）のインピーダンス変成器として動作するため１/４波長線路１３の出力インピーダンスはほぼ無限大となる。

一方、高域通過フィルタ１１は、ＬＯ周波数においては遮断（オープン）であり、ＲＦ周波数においては通過（ショート）となる。よって抵抗１０、高域通過フィルタ１１、及びグラウンド１２により構成されるシャント回路のインピーダンスは、ＬＯ周波数においては無限大、ＲＦ周波数においては抵抗１０の値となる。ここで、抵抗１０の値を４５°分配器１４の入力インピーダンスと同一の値にすることにより、インピーダンスマッチングが可能となる。

上記のように構成された直交変調器においては、抵抗１０、高域通過フィルタ１１、グラウンド１２、１/４波長線路１３を付加した簡潔な構成により、ＲＦ周波数における４５分配器１４前段のインピーダンスマッチングが可能となり、２つのミクサ間のアイソレーションを確保することができ、良好な変調精度を得ることができる。

この発明の実施の形態１による直交変調器の構成を示す図である。 この発明の実施の形態１による直交変調器において、２つのミクサ間のアイソレーションが確保できることを説明するための図である。 この発明の実施の形態２による直交変調器の構成を示す図である。 この発明の実施の形態２による直交変調器において、２つのミクサ間のアイソレーションが確保できることを説明するための図である。 従来の直交変調器の構成を示す図である。 従来の直交変調器において、２つのミクサ間のアイソレーションが劣化することを説明するための図である。

符号の説明

１ 局部発振器、２ 増幅器、３ 低域通過フィルタ（π型）、４ 同相分配器、５ 第１の偶高調波ミクサ、６ 第２の偶高調波ミクサ、７ Ｉチャネルベースバンド信号生成部、８ Ｑチャネルベースバンド信号生成部、９ ９０°合成器、１０ 抵抗、１１ 高域通過フィルタ、１２ グラウンド、１３ １/４波長線路、１４ ４５°分配器、１５ 同相合成器。

Claims (2)

1. 局部発振周波数の信号を発振する局部発振器と、
   上記局部発振器の後段に接続された増幅器と、
   上記増幅器の後段に接続されたπ型の低域通過フィルタと、
   上記低域通過フィルタの後段に接続された上記局部発振周波数における２分の一波長の電気長を有した４分の一波長線路と、
   上記４分の一波長線路の後段に接続され、入力信号を同相二分配して出力する同相分配器と、
   一端が上記４分の一波長線路と上記同相分配器との間に接続された抵抗と、
   上記抵抗の他端とグランドの間に接続され、ＲＦ（Radio Frequency）周波数を通過させるとともに、上記局部発振周波数を遮断するＴ型の高域通過フィルタと、
   上記同相分配器の出力をＩチャネルベースバンド信号と周波数混合し、上記局部発振周波数を２逓倍して上記ＲＦ周波数の信号を出力する第１の偶高調波ミクサと、
   上記同相分配器の出力をＱチャネルベースバンド信号と周波数混合し、上記局部発振周波数を２逓倍して上記ＲＦ周波数の信号を出力する第２の偶高調波ミクサと、
   上記第１、第２の偶高調波ミクサの出力信号について、９０°位相差を与えて合成する９０°合成器と、
   を備えた直交変調器。
2. 局部発振周波数の信号を発振する局部発振器と、
   上記局部発振器の後段に接続された増幅器と、
   上記増幅器の後段に接続されたπ型の低域通過フィルタと、
   上記低域通過フィルタの後段に接続された局部発振周波数における２分の一波長の電気長を有した４分の一波長線路と、
   上記４分の一波長線路の後段に接続され、入力信号に４５°の位相差を与えて二分配する４５°分配器と、
   一端が上記４分の一波長線路と上記４５°分配器との間に接続された抵抗と、
   上記抵抗の他端とグランドの間に接続され、ＲＦ（Radio Frequency）周波数を通過させるとともに、上記局部発振周波数を遮断するＴ型の高域通過フィルタと、
   上記４５°分配器の出力をＩチャネルベースバンド信号と周波数混合し、上記局部発振周波数を２逓倍して上記ＲＦ周波数の信号を出力する第１の偶高調波ミクサと、
   上記４５°分配器の出力をＱチャネルベースバンド信号と周波数混合し、上記局部発振周波数を２逓倍して上記ＲＦ周波数の信号を出力する第２の偶高調波ミクサと、
   上記第１、第２の偶高調波ミクサの出力信号について、同相で合成する同相合成器と、
   を備えた直交変調器。

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