JP2008259112A - 直交変調器 - Google Patents
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Abstract
【課題】低域通過フィルタを使用しつつ、2つの偶高調波ミクサ間のアイソレーションを確保して、良好な変調精度を実現した直交変調器を得る。
【解決手段】LO(局部発振器)1と、LO信号を増幅する増幅器2と、LO信号から高周波成分を除去する低域通過フィルタ3と、低域通過フィルタ3の出力信号を分配する同相分配器4と、第1および第2の偶高調波ミクサ5、6と、Iチャネルベースバンド信号生成部7およびQチャネルベースバンド信号生成部8と、90°合成器9と、抵抗10および1/4波長線路11からなる直列回路とを備えている。直列回路は、低域通過フィルタ3の出力端子とグラウンド12との間に挿入されている。
【選択図】図1
【解決手段】LO(局部発振器)1と、LO信号を増幅する増幅器2と、LO信号から高周波成分を除去する低域通過フィルタ3と、低域通過フィルタ3の出力信号を分配する同相分配器4と、第1および第2の偶高調波ミクサ5、6と、Iチャネルベースバンド信号生成部7およびQチャネルベースバンド信号生成部8と、90°合成器9と、抵抗10および1/4波長線路11からなる直列回路とを備えている。直列回路は、低域通過フィルタ3の出力端子とグラウンド12との間に挿入されている。
【選択図】図1
Description
この発明は、無線通信システムやレーダシステムの送受信装置などに用いられる直交変調器に関し、特に2つの偶高調波ミクサを備えた直交変調器に関するものである。
従来から、通常の基本波ミクサに代えて偶高調波ミクサを用いて、局部発振器(以下、「LO」という)から出力されるLO信号の周波数(LO周波数fLO)を通常の1/2にする技術は、良く知られている。
この場合、偶高調波ミクサは、偶数次歪みの発生を抑制することから、LO信号の2倍の周波数成分(スプリアスとして問題となる)を低レベルにすることができるので、変調精度の向上に非常に有効であることも知られている。
この場合、偶高調波ミクサは、偶数次歪みの発生を抑制することから、LO信号の2倍の周波数成分(スプリアスとして問題となる)を低レベルにすることができるので、変調精度の向上に非常に有効であることも知られている。
また、上記効果を最大限に得るためには、LOおよび増幅器で発生する2倍波(高周波成分)を偶高調波ミクサに入力しないことが重要であることから、偶高調波ミクサの入力側にT型の低域通過フィルタ(以下、単に「低域通過フィルタ」という)を挿入した直交変調器が提案されている(たとえば、特許文献1、特許文献2参照)。
図3は上記特許文献1、2に記載された従来の直交変調器の構成を示すブロック図である。
図3において、直交変調器は、LO信号(LO周波数の発振信号)を出力するLO1と、LO信号を増幅する増幅器2と、増幅器2を介したLO1の出力信号から高周波成分を除去する低域通過フィルタと、同相分配器4と、並設された第1および第2の偶高調波ミクサ5、6と、Iチャネルベースバンド信号生成部7と、Qチャネルベースバンド信号生成部8と、90°合成器9とを備えている。
図3において、直交変調器は、LO信号(LO周波数の発振信号)を出力するLO1と、LO信号を増幅する増幅器2と、増幅器2を介したLO1の出力信号から高周波成分を除去する低域通過フィルタと、同相分配器4と、並設された第1および第2の偶高調波ミクサ5、6と、Iチャネルベースバンド信号生成部7と、Qチャネルベースバンド信号生成部8と、90°合成器9とを備えている。
同相分配器4は、低域通過フィルタ3の出力信号を分配して、第1および第2の偶高調波ミクサ5、6に入力する。
Iチャネルベースバンド信号生成部7および、第1の偶高調波ミクサ5に対する入力信号(Iチャネルベースバンド信号)を生成し、Qチャネルベースバンド信号生成部8は、第2の偶高調波ミクサ6に対する入力信号(Qチャネルベースバンド信号)を生成する。
90°合成器9は、第1および第2の偶高調波ミクサ5、6の出力信号を合成して外部に出力する。
Iチャネルベースバンド信号生成部7および、第1の偶高調波ミクサ5に対する入力信号(Iチャネルベースバンド信号)を生成し、Qチャネルベースバンド信号生成部8は、第2の偶高調波ミクサ6に対する入力信号(Qチャネルベースバンド信号)を生成する。
90°合成器9は、第1および第2の偶高調波ミクサ5、6の出力信号を合成して外部に出力する。
図3に示した直交変調器において、良好な変調精度を得るためには、2つのミクサ(第1および第2の偶高調波ミクサ5、6)間のアイソレーションを確保することが重要となる。
しかしながら、無線周波数(以下、「RF周波数」という)における低域通過フィルタ3の出力インピーダンス(図3内の破線矢印参照)は、ほぼ無限大となるので、RF周波数信号は、ほぼ全反射となる(2点鎖線矢印B参照)。この結果、2つのミクサ間のアイソレーションは極端に劣化する。
しかしながら、無線周波数(以下、「RF周波数」という)における低域通過フィルタ3の出力インピーダンス(図3内の破線矢印参照)は、ほぼ無限大となるので、RF周波数信号は、ほぼ全反射となる(2点鎖線矢印B参照)。この結果、2つのミクサ間のアイソレーションは極端に劣化する。
従来の直交変調器では、第1および第2の偶高調波ミクサ5、6の入力側に低域通過フィルタ3を挿入しているので、RF周波数において、低域通過フィルタ3の出力インピーダンスはほぼ無限大となることから、ほぼ全反射となり、第1および第2の偶高調波ミクサ5、6の間にアイソレーション劣化が発生するという課題があった。
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、偶高調波ミクサを用いた直交変調器において、低域通過フィルタを使用しつつ2つの偶高調波ミクサ間のアイソレーションを確保し、良好な変調精度を実現した直交変調器を得ることを目的とする。
この発明による直交変調器は、局部発振周波数の発振信号を出力する局部発振器と、発振信号を増幅する増幅器と、発振信号から高周波成分を除去するT型の低域通過フィルタと、並設された第1および第2の偶高調波ミクサと、低域通過フィルタの出力信号を分配して第1および第2の偶高調波ミクサに入力する同相分配器と、第1の偶高調波ミクサにIチャネルベースバンド信号を入力するIチャネルベースバンド信号生成部と、第2の偶高調波ミクサにQチャネルベースバンド信号を入力するQチャネルベースバンド信号生成部と、第1および第2の偶高調波ミクサの各出力信号を合成する90°合成器と、抵抗と局部発振周波数の1/4波長線路とからなる直列回路とを備え、直列回路は、低域通過フィルタの出力端子とグラウンドとの間に挿入されたものである。
この発明によれば、低域通過フィルタを使用しつつ2つの偶高調波ミクサ間のアイソレーションを確保することにより、良好な変調精度を実現することができる。
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1に係る直交変調器の構成を示すブロック図であり、前述(図3参照)と同様のものについては、前述と同一符号を付して詳述を省略する。
図1において、抵抗10と1/4波長線路(@LO周波数fLO)11とは、直列回路を構成しており、低域通過フィルタ3の出力端子とグラウンド12との間に挿入されている。1/4波長線路11は、LO信号の周波数fLOに対して1/4波長を有する。
図1はこの発明の実施の形態1に係る直交変調器の構成を示すブロック図であり、前述(図3参照)と同様のものについては、前述と同一符号を付して詳述を省略する。
図1において、抵抗10と1/4波長線路(@LO周波数fLO)11とは、直列回路を構成しており、低域通過フィルタ3の出力端子とグラウンド12との間に挿入されている。1/4波長線路11は、LO信号の周波数fLOに対して1/4波長を有する。
次に、図1に示したこの発明の実施の形態1による動作について説明する。
前述と同様に、RF周波数fRFにおいて、低域通過フィルタ3の出力インピーダンス(破線矢印A参照)は、ほぼ無限大となる。
前述と同様に、RF周波数fRFにおいて、低域通過フィルタ3の出力インピーダンス(破線矢印A参照)は、ほぼ無限大となる。
一方、1/4波長線路11(破線矢印C参照)は、LO信号のLO周波数fLOにおいては、インピーダンス変成器(SHORT⇔OPEN)として動作するものの、RF周波数fRF(≒2×fLO)においては、1/2波長線路となるので、前後のインピーダンスを保存する。
すなわち、抵抗10および1/4波長線路11からなる直列回路と、グラウンド12とから構成されるシャント回路部分のインピーダンスは、LO周波数fLOにおいては無限大となり、RF周波数fRFにおいては抵抗10の抵抗値となる。
したがって、抵抗10の抵抗値を、同相分配器4の入力インピーダンスと同一の値に設定することにより、インピーダンスマッチングが可能となり、第1および第2の偶高調波ミクサ5、6の間のアイソレーションを確保することができる。
したがって、抵抗10の抵抗値を、同相分配器4の入力インピーダンスと同一の値に設定することにより、インピーダンスマッチングが可能となり、第1および第2の偶高調波ミクサ5、6の間のアイソレーションを確保することができる。
以上のように、この発明の実施の形態1に係る直交変調器は、LO周波数fLOのLO信号を出力するLO1と、LO信号を増幅する増幅器2と、LO信号から高周波成分を除去するT型の低域通過フィルタ3と、並設された第1および第2の偶高調波ミクサ5、6と、低域通過フィルタ3の出力信号を分配して第1および第2の偶高調波ミクサ5、6に入力する同相分配器4と、第1の偶高調波ミクサ5にIチャネルベースバンド信号を入力するIチャネルベースバンド信号生成部7と、第2の偶高調波ミクサ6にQチャネルベースバンド信号を入力するQチャネルベースバンド信号生成部8と、第1および第2の偶高調波ミクサ5、6の各出力信号を合成する90°合成器9と、抵抗10とLO周波数fLOの1/4波長線路11とからなる直列回路とを備えている。
直列回路は、低域通過フィルタ3の出力端子とグラウンド12との間に挿入されており、これにより、抵抗10と、1/4波長線路(@LO周波数)11と、グラウンド12とからなるシャント回路が構成される。
したがって、RF周波数fRFにおける同相分配器4の前段(入力側)のインピーダンスマッチングが可能となり、2つのミクサ(第1および第2の偶高調波ミクサ5、6)の間のアイソレーションを確保することができ、良好な変調精度を得ることができる。
したがって、RF周波数fRFにおける同相分配器4の前段(入力側)のインピーダンスマッチングが可能となり、2つのミクサ(第1および第2の偶高調波ミクサ5、6)の間のアイソレーションを確保することができ、良好な変調精度を得ることができる。
実施の形態2.
なお、上記実施の形態1では、同相分配器4および90°合成器9を用いた直交変調器の場合を例にとって説明したが、図2のように、45°分配器13および同相合成器14を用いた直交変調器の場合でも同等の作用効果を奏することは言うまでもない。
なお、上記実施の形態1では、同相分配器4および90°合成器9を用いた直交変調器の場合を例にとって説明したが、図2のように、45°分配器13および同相合成器14を用いた直交変調器の場合でも同等の作用効果を奏することは言うまでもない。
図2はこの発明の実施の形態2に係る直交変調器の構成を示すブロック図であり、前述(図1参照)と同様のものについては、前述と同一符号を付して詳述を省略する。
図2においては、前述の同相分配器4に代えて、45°分配器13が設けられ、前述の90°合成器9に代えて、同相合成器14が設けられている。
図2においては、前述の同相分配器4に代えて、45°分配器13が設けられ、前述の90°合成器9に代えて、同相合成器14が設けられている。
次に、図2に示したこの発明の実施の形態2による動作について説明する。
前述と同様に、RF周波数において、低域通過フィルタ3の出力インピーダンス(破線矢印A参照)は、ほぼ無限大となる。
一方、1/4波長線路11(破線矢印C参照)は、LO周波数fLOにおいてはインピーダンス変成器(SHORT⇔OPEN)として動作し、RF周波数fRF(≒2×fLO)においては1/2波長線路となるので、前後のインピーダンスを保存する。
前述と同様に、RF周波数において、低域通過フィルタ3の出力インピーダンス(破線矢印A参照)は、ほぼ無限大となる。
一方、1/4波長線路11(破線矢印C参照)は、LO周波数fLOにおいてはインピーダンス変成器(SHORT⇔OPEN)として動作し、RF周波数fRF(≒2×fLO)においては1/2波長線路となるので、前後のインピーダンスを保存する。
すなわち、抵抗10Aおよび1/4波長線路11からなる直列回路と、グラウンド12とから構成されるシャント回路部分のインピーダンスは、LO周波数においては無限大、RF周波数においては抵抗10Aの抵抗値となる。
したがって、抵抗10Aの抵抗値を、45°分配器13の入力インピーダンスと同一の値に設定することにより、インピーダンスマッチングが可能となり、2つのミクサ(第1および第2の偶高周波ミクサ5、6)の間のアイソレーションを確保することができる。
したがって、抵抗10Aの抵抗値を、45°分配器13の入力インピーダンスと同一の値に設定することにより、インピーダンスマッチングが可能となり、2つのミクサ(第1および第2の偶高周波ミクサ5、6)の間のアイソレーションを確保することができる。
以上のように、この発明の実施の形態2に係る直交変調器は、LO1と、増幅器2と、低域通過フィルタ3と、第1および第2の偶高調波ミクサ5、6と、低域通過フィルタ3の出力信号を分配して第1および第2の偶高調波ミクサ5、6に入力する45°分配器13と、Iチャネルベースバンド信号生成部7と、Qチャネルベースバンド信号生成部8と、第1および第2の偶高調波ミクサ5、6の各出力信号を合成する同相合成器14と、抵抗10AとLO周波数fLOの1/4波長線路11とからなる直列回路とを備えている。
直列回路は、低域通過フィルタ3の出力端子とグラウンド12との間に挿入されており、これにより、抵抗10Aと、1/4波長線路(@LO周波数)11と、グラウンド12とからなるシャント回路が構成される。
したがって、RF周波数fRFにおける45°分配器13の前段(入力側)のインピーダンスマッチングが可能となり、2つのミクサ(第1および第2の偶高調波ミクサ5、6)の間のアイソレーションを確保することができ、良好な変調精度を得ることができる。
したがって、RF周波数fRFにおける45°分配器13の前段(入力側)のインピーダンスマッチングが可能となり、2つのミクサ(第1および第2の偶高調波ミクサ5、6)の間のアイソレーションを確保することができ、良好な変調精度を得ることができる。
1 LO(局部発振器)、2 増幅器、3 低域通過フィルタ(T型の低域通過フィルタ)、4 同相分配器、5 第1の偶高調波ミクサ、6 第2の偶高調波ミクサ、7 Iチャネルベースバンド信号生成部、8 Qチャネルベースバンド信号生成部、9 90°合成器、10、10A 抵抗、11 1/4波長線路(@LO周波数)、12 グラウンド、13 45°分配器、14 同相合成器。
Claims (4)
- 局部発振周波数の発振信号を出力する局部発振器と、
前記発振信号を増幅する増幅器と、
前記発振信号から高周波成分を除去するT型の低域通過フィルタと、
並設された第1および第2の偶高調波ミクサと、
前記低域通過フィルタの出力信号を分配して前記第1および第2の偶高調波ミクサに入力する同相分配器と、
前記第1の偶高調波ミクサにIチャネルベースバンド信号を入力するIチャネルベースバンド信号生成部と、
前記第2の偶高調波ミクサにQチャネルベースバンド信号を入力するQチャネルベースバンド信号生成部と、
前記第1および第2の偶高調波ミクサの各出力信号を合成する90°合成器と、
抵抗と前記局部発振周波数の1/4波長線路とからなる直列回路とを備え、
前記直列回路は、前記低域通過フィルタの出力端子とグラウンドとの間に挿入されたことを特徴とする直交変調器。 - 前記抵抗の抵抗値は、前記同相分配器の入力インピーダンスと同一の値に設定されたことを特徴とする請求項1に記載の直交変調器。
- 局部発振周波数の発振信号を出力する局部発振器と、
前記発振信号を増幅する増幅器と、
前記発振信号から高周波成分を除去するT型の低域通過フィルタと、
並設された第1および第2の偶高調波ミクサと、
前記低域通過フィルタの出力信号を分配して前記第1および第2の偶高調波ミクサに入力する45°分配器と、
前記第1の偶高調波ミクサにIチャネルベースバンド信号を入力するIチャネルベースバンド信号生成部と、
前記第2の偶高調波ミクサにQチャネルベースバンド信号を入力するQチャネルベースバンド信号生成部と、
前記第1および第2の偶高調波ミクサの各出力信号を合成する同相合成器と、
抵抗と前記局部発振周波数の1/4波長線路とからなる直列回路とを備え、
前記直列回路は、前記低域通過フィルタの出力端子とグラウンドとの間に挿入されたことを特徴とする直交変調器。 - 前記抵抗の抵抗値は、前記45°分配器の入力インピーダンスと同一の値に設定されたことを特徴とする請求項3に記載の直交変調器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007101741A JP2008259112A (ja) | 2007-04-09 | 2007-04-09 | 直交変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007101741A JP2008259112A (ja) | 2007-04-09 | 2007-04-09 | 直交変調器 |
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Publication Number | Publication Date |
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JP2008259112A true JP2008259112A (ja) | 2008-10-23 |
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ID=39982210
Family Applications (1)
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---|---|---|---|
JP2007101741A Pending JP2008259112A (ja) | 2007-04-09 | 2007-04-09 | 直交変調器 |
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009296152A (ja) * | 2008-06-03 | 2009-12-17 | Mitsubishi Electric Corp | 直交変調器 |
-
2007
- 2007-04-09 JP JP2007101741A patent/JP2008259112A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2009296152A (ja) * | 2008-06-03 | 2009-12-17 | Mitsubishi Electric Corp | 直交変調器 |
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