DE112004002557T5

DE112004002557T5 - Frequenzwandler

Info

Publication number: DE112004002557T5
Application number: DE112004002557T
Authority: DE
Inventors: Hideyuki Okabe; Yuji Kuwana; Masayuki Kimishima
Original assignee: Advantest Corp
Current assignee: Advantest Corp
Priority date: 2003-12-25
Filing date: 2004-12-16
Publication date: 2007-01-18
Also published as: US20070099590A1; JPWO2005064787A1; WO2005064787A1

Abstract

Ein Frequenzwandler, umfassend:
ein Signalteilungsmittel, das ein Lokaloszillatorsignal in zwei Signale aufteilt;
ein Element konstanter Impedanz, welches die zwei Signale durchlässt; und
ein Mischmittel, welches jeweils einen Output von dem Element konstanter Impedanz mit einem empfangenen Signal hoher Frequenz mischt und ein Signal dazwischenliegender Frequenz erzeugt,
wobei das Element konstanter Impedanz eine im Allgemeinen konstante Impedanz in einem Frequenzband des empfangenen Signals hoher Frequenz hat.

Description

Technisches Gebiet
Die gegenwärtige Erfindung bezieht sich auf einen Frequenzwandler und bezieht sich insbesondere auf einen Mischer.
Technischer Hintergrund
Konventionell ist ein Oberwellenmischer vom Einzelbalancetyp (single balance type harmonic mixer) bekannt. Zum Beispiel ist einer offenbart im Patentdokument 1 (japanische Offenlegungsschrift (Kokai) Nr. 2003-69345) und das Prinzip eines geraden Oberwellenmischers unter Benutzung eines antiparallelen Diodenpaars ist bekannt, wie in einem Nichtpatent-Dokument 1 beschrieben (Marvin Cohn, James E. Degenford, Burton A. Newman, „Harmonic Mixing with an Antiparallel Diode Pair", IEEE Transaction on Microwave Theory and Techniques, August 1975, Vol. MTT-23, Nr. 8, Seiten 667–673). Der Oberwellenmischer vom Einzelbalancetyp (single balance type harmonic mixer) benutzt ein balanciertes Symmetrieglied, um ein Lokaloszillatorsignal Lo in zwei Signale aufzuteilen, welche um eine Phase von 180 Grad verschieden voneinander sind und welche dieselbe Amplitude haben und beliefert jeweils antiparallele Diodenpaare mit den resultierenden Signalen. Die antiparallelen Diodenpaare werden auch mit einem empfangenen Signal von hoher Frequenz RF beliefert. Das Lokaloszillatorsignal Lo und das empfangene Signal von hoher Frequenz RF werden durch die antiparallelen Diodenpaare gemischt, woraus Signale mit dazwischenliegender Frequenz IF resultieren.
Die Frequenz fIF des Signals dazwischenliegender Frequenz IF wird dargestellt als: fIF = fRF – 2N·fLo oder fIF = fLo – 2N·fRF,wobei fLO die Frequenz des Lokaloszillatorsignals Lo und fRF die Frequenz des empfangenen Signals hoher Frequenz RF bezeichnet. Es sei bemerkt, dass N eine positive ganze Zahl ist (1, 2, 3 ...).
Der Oberwellenmischer vom Einzelbalancetyp liefert den Vorteil, dass das Lokaloszillatorsignal Lo und Harmonische davon nicht in die Eingangsseite des eingegangenen Signals hoher Frequenz RF hineinlecken.
Jedoch in dem oben erwähnten Oberwellenmischer vom Einzelbalancetyp ist die Impedanz des Ausgangsanschlusses des balancierten Symmetrierglieds die Impedanz eines Anschlusses des antiparallelen Diodenpaars, welches an das balancierte Syminetrierglied angeschlossen ist. Darüber hinaus ist das balancierte Symmetrierglied konstruiert, um sich an das Band des fLo anzupassen, und es ist schwierig, es so zu konstruieren, dass es sich an das Band des fRF anpasst. Als ein Resultat ändert sich die Impedanz des Ausgangsanschlusses des balancierten Symmetrierglieds stark. Demnach ändert sich eine Frequenzcharakteristik eines Umwandlungsverlusts bei der Wandlung des empfangenen Signals hoher Frequenz RF in das Signal dazwischenliegender Frequenz IF stark gemäß der Frequenz fRF des empfangenen Signals hoher Frequenz RF. Die Frequenzcharakteristik des Umwandlungsverlusts ist vorzugsweise konstant, und die große Änderung der Frequenzcharakteristik des Umwandlungsverlusts stellt demnach ein Problem dar.
Das Ziel der gegenwärtigen Erfindung ist es, die Frequenzcharakteristik des Umwandlungsverlusts bei der Umwandlung des empfangenen Signals hoher Frequenz konstant zu halten.
Offenbarung der Erfindung
Gemäß eines Aspekts der gegenwärtigen Erfindung enthält ein Frequenzwandler eine Signalteilungseinheit, welche ein Lokaloszillatorsignal in zwei Signale aufteilt; ein Element von konstanter Impedanz, das die beiden Signale weitergibt; und eine Mischeinheit, die jeweils einen Output aus dem Element konstanter Impedanz mit einem empfangenen Signals hoher Frequenz mischt und ein Signal von dazwischenliegender Frequenz erzeugt, wobei das Element konstanter Impedanz eine im Allgemeinen konstante Impedanz in einem Frequenzband des empfangenen Signals hoher Frequenz hat.
Gemäß dem so konstruierten Frequenzwandler, teilt eine Signalteilungseinheit ein Lokaloszillatorsignal in zwei Signale auf. Ein Element konstanter Impedanz leitet die beiden Signale weiter. Eine Mischeinheit mischt jeweils einen Output aus dem Element von konstanter Impedanz mit einem Hochfrequenzempfangssignal und erzeugt ein Signal von dazwischenliegender Frequenz. Das Element konstanter Impedanz hat eine im Allgemeinen konstante Impedanz in einem Frequenzband des Hochfrequenzempfangssignals.
Gemäß dem so konstruierten Frequenzwandler können die beiden Signale zwei Signale sein, die um eine Phase von 180 Grad verschieden voneinander sind und dieselben Amplituden haben.
Gemäß dem so konstruierten Frequenzwandler kann eine Impedanz des Elements von konstanter Impedanz im Allgemeinen 0 Ω sein über nahezu den gesamten Frequenzbereich des empfangenen Signals hoher Frequenz.
Gemäß dem so konstruierten Frequenzwandler kann das Element konstanter Impedanz ein Signal mit einer Frequenz innerhalb des Frequenzbereichs der jeweiligen zwei Signale eher durchlassen als ein Signal innerhalb des Frequenzbereichs des empfangenen Signals hoher Frequenz.
Gemäß dem so konstruierten Frequenzwandler kann das Element konstanter Impedanz ein Tiefpassfilter sein, dessen Abschneidefrequenz eine obere Grenze des Frequenzbands der beiden Signale ist.
Gemäß dem so konstruierten Frequenzwandler kann das Element konstanter Impedanz ein Durchlaufbandfilter sein, dessen Durchlassbereich das Frequenzband der beiden Signale ist.
Gemäß dem so konstruierten Frequenzwandler kann das Element konstanter Impedanz ein Diplexer sein, dessen Durchlassbereich das Frequenzband der beiden Signale ist und welcher eine Abschneidecharakteristik im Frequenzband des empfangenen Signals hoher Frequenz darstellt.
Gemäß dem so konstruierten Frequenzwandler kann die Signalteilungseinheit ein balanciertes Symmetrierglied sein, welches zu dem Frequenzband des Lokaloszillatorsignals korrespondiert.
Gemäß dem so konstruierten Frequenzwandler kann die Mischeinheit einschließen: eine Diode; die andere Diode, welche über die Anode an die Kathode der ersten Diode angeschlossen ist, und über die Kathode an die Anode der ersten Diode; einen ersten Anschluss, an welchen die Kathode der einen Diode und die Anode der anderen Diode angeschlossen sind; und einen zweiten Anschluss, an welchen die Kathode der anderen Diode und die Anode der einen Diode angeschlossen sind; der erste Anschluss empfängt einen Output von dem Element konstanter Impedanz; der zweite Anschluss empfängt das empfangene Signal hoher Frequenz; und der zweite Anschluss gibt das Signal von dazwischenliegender Frequenz aus.
Der so konstruierte Frequenzwandler kann weiter einschließen: einen Anschluss für einen Input hoher Frequenz, welcher an den zweiten Anschluss angeschlossen ist und welcher einen Input des empfangenen Signals hoher Frequenz erhält; einen Bandfilter von dazwischenliegender Frequenz, welcher an den zweiten Anschluss angeschlossen ist und ein Signal innerhalb des Frequenzbands des Signals von dazwischenliegender Frequenz durchlässt; und einen Output-Anschluss für ein Signal mit dazwischenliegender Frequenz, welcher an den Bandfilter von dazwischenliegender Frequenz angeschlossen ist.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Schaltdiagramm, welches eine Anordnung eines Frequenzwandlers 1 gemäß einer ersten Ausführungsform der gegenwärtigen Erfindung zeigt;
2 ist ein Plot, welcher eine Impedanzcharakteristik von Tiefpassfiltern (Elemente konstanter Impedanz) 12a und 12b zeigt;
3 ist ein Diagramm, welches ein Beispiel einer Schaltkonfiguration der Tiefpassfilter 12a und 12b zeigt;
4 ist ein Impedanzplot, welcher ein Beispiel einer Impedanzcharakteristik der Tiefpassfilter 12a und 12b zeigt;
5 ist ein Schaltdiagramm, das eine Konfiguration eines Frequenzwandlers 1 gemäß einer zweiten Ausführungsform der gegenwärtigen Erfindung zeigt;
6 ist ein Plot, welcher eine Impedanzcharakteristik von Diplexern (Elemente von konstanter Impedanz) 22a und 22b zeigt; und
7 ist ein Schaltdiagramm, welches eine Schaltkonfiguration der Diplexer 22a und 22b zeigt, wobei 7(a) ein Bespiel zeigt, bei dem die Diplexer 22a und 22b Durchlaufbandfilter umfassen und 7(b) ein Beispiel zeigt, in welchem die Diplexer 22a und 22b die Schaltelemente L, C und R umfassen.
Beste Art, um die Erfindung auszuführen
Eine Beschreibung wird nun gegeben werden der Ausführungsformen der gegenwärtigen Erfindung mit Bezug auf die Zeichnungen.
Erste Ausführungsform
1 ist ein Schaltdiagramm, welches eine Konfiguration eines Frequenzwandlers 1 zeigt gemäß einer ersten Ausführungsform der gegenwärtigen Erfindung. Der Frequenzwandler 1 enthält einen Lokaloszillatorsignal-Inputanschluss 10a, ein balanciertes Symnietrierglied (Signalverzweigungsmittel) 10, Tiefpassfilter (Elemente von konstanter Impedanz) 12a und 12b, Gleichstrom-Rückkehrspulen (return coils) 14a und 14b, antiparallele Diodenpaare (Mischmittel) 16a und 16b, einen Verbindungspunkt 17 des antiparallelen Diodenpaars und eine Einheit 18, die ein RF/IF-Signal trennt. Der Frequenzwandler 1 mischt ein Lokaloszillatorsignal Lo und ein empfangenes Signal hoher Frequenz RF, um ein Signal von dazwischenliegender Frequenz IF zu extrahieren.
Der Lokaloszillatorsignal-Inputanschluss 10a ist ein Anschluss, welcher einen Input eines Lokaloszillatorsignals Lo (Frequenz fLo) empfängt. Das Lokaloszillatorsignal Lo, welches in den Input-Anschluss des Lokaloszillator-Eingangsanschluss 10a eingegeben wird, wird an das balancierte Symmetrierglied 10 geliefert. Es sollte bemerkt werden, dass die Frequenz fLo beispielsweise 4 bis 8 GHz ist.
Das balancierte Symmetrierglied (Signalteilungsmittel) 10 teilt das Lokal-Oszillatorsignal Lo in zwei Signale auf, welche um eine Phase von 180 Grad verschieden sind und dieselbe Amplitude haben. Die Frequenz der zwei Signale ist dieselbe wie die Frequenz des Lokaloszillatorsignals Lo. Wenn die Phase des einen Signals 0 Grad ist, dann ist die Phase des anderen Signals 180 Grad (siehe 1). Das balancierte Symmetrierglied 10 ist konstruiert, um sich an das Frequenzband (4 bis 8 GHz z. B.) des Lokaloszillatorsignals Lo anzupassen. Als ein Resultat wechselt die Impedanz stark in einem Frequenzband, welches das Frequenzband des Lokaloszillatorsignals Lo übersteigt (z. B. das Frequenzband des empfangenen Signals hoher Frequenz).
Der Tiefpassfilter (Element konstanter Impedanz) 12a empfängt das eine Outputsignal von dem Symmetrierelement 10. Der Tiefpassfilter (Element konstanter Impedanz) 12b empfängt das andere Outputssignal von dem Symmetrierelement 10. Die Tiefpassfilter 12a und 12b sind Tiefpassfilter, deren Abschneidefrequenz die obere Grenze des Frequenzbands der Outputsignale aus dem Symmetrierelement 10 ist. Es sollte bemerkt werden, dass das Frequenzband der Outputsignale aus dem Symmetrierelement 10 dasselbe ist wie das Frequenzband des Lokaloszillatorsignals Lo. Demnach ist die obere Grenze des Frequenzbands der Signale, die aus dem balancierten Symmetrierelement 10 ausgegeben werden, 8 GHz und die Abschneidefrequenz ist 8 GHz. Als eine Charakteristik des Tiefpassfilters wird ein Signal bei einer Frequenz gleich oder niedriger als die Abschneidefrequenz (das Ausgangssignal von dem Symmetrierelement 10) eher durchgelassen als ein Signal mit einer Frequenz oberhalb der Abschneidefrequenz (z. B. ein Signal innerhalb des Frequenzbands des empfangenen Signals hoher Frequenz RF).
Eine Beschreibung wird nun gegeben werden einer Impedanzcharakteristik der Tiefpassfilter (Elemente konstanter Impedanz) 12a und 12b mit Bezug auf einen Plot in 2. Die Impedanzen der Tiefpassfilter 12a und 12b sind im Allgemeinen konstant in dem Frequenzbereich (z. B. 9 bis 49 GHz) des empfangenen Signals hoher Frequenz RF. Insbesondere während die Impedanz 50 Ω bei 8 GHz ist, nähert sich die Impedanz schnell 0 Ω, wenn die Frequenz ansteigt (die Impedanz ist deutlich kleiner als 50 Ω bei 9 GHz z. B.) und erreicht schließlich 0 Ω. Denn die Impedanz ist ungefähr 0 Ω über nahezu das gesamte Frequenzband des empfangenen Signals hoher Frequenz RF.
3 zeigt ein Beispiel einer Schaltkonfiguration der Tiefpassfilter 12a und 12b. Die Tiefpassfilter 12a und 12b schließen ein Reaktanzelement L ein, das an einem Ende mit dem balancierenden Symmetrierglied 10 verbunden ist und an dem anderen Ende mit dem antiparallelen Diodenpaar 16a oder 16b, ein Kapazitätselement C, welches mit dem einen Ende des Reaktanzelements L verbunden ist und geerdet ist und ein Kapazitätselement C, welches mit dem anderen Ende des Reaktanzelements L verbunden ist und geerdet ist.
4 zeigt einen Impedanzplot (Smith-Plot) der Tiefpassfilter 12a und 12b, welche wie in 3 konfiguriert sind. Gemäß 4 ist die Impedanz 50 Ω bei der Frequenz von 8 GHz, nimmt schnell ab, wenn die Frequenz zwischen 9 und 10 GHz liegt und nähert sich im Allgemeinen 0 Ω an, wenn die Frequenz 20 GHz wird.
Die Gleichstrom-Rückkehrspule (return coil) 14a ist eine Spule, welche an dem einen Ende mit einer Outputseite (gegenüberliegende Seite des balancierten Symmetrierglieds 10) des Tiefpassfilters 12a verbunden ist und am anderen Ende geerdet ist. Die Gleichstrom-Rückkehrspule 14b ist eine Spule, welche an einem Ende mit der Outputseite (gegenüberliegende Seite des balancierten Symmetrieglieds 10) des Tiefpassfilters 12b verbunden ist und an der anderen Seite geerdet ist. Es sollte bemerkt werden, dass Gleichstrom-Leistungszuführer, welche die antiparallelen Diodenpaare 16a und 16b mit gewünschten Gleichstrom-Spannungen versorgen, anstelle der Gleichstrom-Rückkehrspulen 14a und 14b angeschlossen werden können.
Das antiparallele Diodenpaar (Mischmittel) 16a schließt Dioden 162a und 164a, einen ersten Anschluss 166a und einen zweiten Anschluss 168a ein. Die Diode 162a ist über die Anode verbunden mit der Einheit 18, die das RF/IF Signal trennt, und ist über die Kathode verbunden mit dem Tiefpassfilter 12a. Die Diode 164a ist eine Diode, welche über die Anode mit der Kathode der Diode 162a verbunden ist und über die Kathode mit der Anode der Diode 162a verbunden ist. Der erste Anschluss 166a ist ein Anschluss, an den die Kathode der Diode 162a und die Anode der Diode 164a angeschlossen sind. Der zweite Anschluss 168a ist ein Anschluss, an den die Kathode der Diode 164a und die Anode der Diode 162a angeschlossen sind.
Der Output aus dem Tiefpassfilter 12a wird in den ersten Anschluss 166a eingegeben. Das empfangene Signal hoher Frequenz RF wird in den zweiten Anschluss 168a eingegeben. Das Signal mit dazwischenliegender Frequenz IF wird aus dem zweiten Anschluss 168a ausgegeben.
Das antiparallele Diodenpaar (Mischmittel) 16b enthält die Dioden 162b und 164b, einen ersten Anschluss 166b und einen zweiten Anschluss 168b. Die Diode 162b ist über die Anode verbunden mit der das RF/IF Signal trennenden Einheit 18 und ist über die Kathode verbunden mit dem Tiefpassfilter 12b. Die Diode 164b ist eine Diode, die über die Anode mit der Kathode der Diode 162b verbunden ist und die über die Kathode mit der Anode der Diode 162b verbunden ist. Der erste Anschluss 166b ist ein Anschluss, mit welchem die Kathode der Diode 162b und die Anode der Diode 164b verbunden sind. Der zweite Anschluss 168b ist ein Anschluss, mit dem die Kathode der Diode 164b und die Anode der Diode 162b verbunden sind.
Der Output aus dem Tiefpassfilter 12b ist Input für den ersten Anschluss 166b. Das empfangene Signal hoher Frequenz RF wird in den zweiten Anschluss 168b eingegeben. Das Signal dazwischenliegender Frequenz IF wird aus dem zweiten Anschluss 168b ausgegeben.
Der Verbindungspunkt 17 des antiparallelen Diodenpaars ist ein Verbindungspunkt, an den die zweiten Anschlüsse 168a und 168b und die Einheit 18, die das RF/IF Signal trennt, angeschlossen sind.
Die Einheit 18, die das RF/IF Signal trennt, empfängt das empfangene Signal hoher Frequenz RF und gibt das empfangene Signal hoher Frequenz RF an die zweiten Anschlüsse 168a und 168b aus. Danach empfängt die Einheit 18, die das RF/IF Signal separiert, die Signale von dazwischenliegender Frequenz IF von den zweiten Anschlüssen 168a und 168b und extrahiert das Signal dazwischenliegender Frequenz IF.
Die Einheit 18, welche das RF/IF-Signal trennt, enthält einen Bandfilter hoher Frequenz 182, einen Hochfrequenzeingangsanschluss 182a, einen Bandfilter dazwischenliegender Frequenz 184 und einen Signalanschluss dazwischenliegender Frequenz 184a.
Der Bandfilter hoher Frequenz 182 ist mit den zweiten Anschlüssen 168a und 168b verbunden. Der Bandfilter hoher Frequenz 182 ist ein Filter, welcher ein Signal im Frequenzband (z.B. 9 bis 49 GHz) des empfangenen Signal hoher Frequenz durchlässt. Es sollte bemerkt werden, dass der Bandfilter für hohe Frequenzen 182 ein Signal bei der Frequenz fIF (z.B. 1 GHz) des Signals dazwischenliegender Frequenz IF weniger durchlässt als ein Signal im Frequenzband des empfangenen Signals hoher Frequenz RF (vorzugsweise schneidet er das Signal bei der Frequenz fIF ab).
Der Hochfrequenzeingangsanschluss 182a ist mit den beiden Anschlüssen 168a und 168b über den Bandfilter hoher Frequenz 182 verbunden. Der Hochfrequenzeingangsanschluss 182a empfängt den Input des empfangenen Signals hoher Frequenz RF.
Der Bandfilter dazwischenliegender Frequenz 184 ist mit den zweiten Anschlüssen 168a und 168b verbunden. Der Bandfilter dazwischenliegender Frequenz ist ein Filter, welcher ein Signal bei der Frequenz fIF (z. B. 1 GHz) des Signals dazwischenliegender Frequenz IF durchlässt. Es sollte bemerkt werden, dass der Bandfilter dazwischenliegender Frequenz 184 ein Signal im Frequenzband (z. B. 9 bis 49 GHz) des empfangenen Signals hoher Frequenz RF weniger durchlässt als ein Signal bei der Frequenz fIF (z.B. 1 GHz) des Signals dazwischenliegender Frequenz IF (vorzugsweise schneidet er das Signal im Frequenzband des empfangenen Signals hoher Frequenz RF ab).
Der Outputanschluss für das Signal dazwischenliegender Frequenz 184a ist über den Bandfilter dazwischenliegender Frequenz 184 mit den zweiten Anschlüssen 168a und 168b verbunden. Der Outputanschluss für das Signal dazwischenliegender Frequenz 184a ist ein Anschluss, der das Signal dazwischenliegender Frequenz IF ausgibt.
Eine Beschreibung des Betriebs der ersten Ausführungsform wird nun gegeben werden.
Das Lokaloszillatorsignal Lo (Frequenz fLo) wird an den Eingangsanschluss des Lokaloszillatorsignals 10a eingegeben. Es sollte bemerkt werden, dass die Frequenz fLo z.B. 4 bis 8 GHz ist. Das Lokaloszillatorsignal Lo wird durch das balancierte Symmetrierglied 10 in zwei Signale aufgeteilt, welche voneinander um eine 180 Grad Phase verschieden sind und welche die gleiche Amplitude haben. Diese beiden Signale durchlaufen die jeweiligen Tiefpassfilter 12a und 12b und werden an die ersten Anschlüsse 166a und 166b des antiparallelen Diodenpaars 16a und 16b geliefert.
Darüberhinaus wird das empfangene Signal hoher Frequenz (Frequenz fRF) an den Hochfrequenzeingangsanschluss 182a der Einheit 18, welche das RF/IF Signal trennt, eingegeben. Das empfangene Signal hoher Frequenz RF durchläuft den Bandfilter hoher Frequenz 182 und wird an die beiden Anschlüsse 168a und 168b geliefert.
Die antiparallelen Diodenpaare 16a und 16b mischen jeweils gerade Oberwellen der beiden Signale (Frequenz fLo), welche die Tiefpassfilter 12a und 12b durchlaufen haben, und das empfangene Signal hoher Frequenz RF (Frequenz fRF) miteinander. Als Resultat werden die Signale dazwischenliegender Frequenz IF (Frequenz fIF) erhalten.
Es sollte bemerkt werden, dass fIF = fRF – 2N·fLooder fIF = fLo – 2N·fRF,wobei N eine positive ganze Zahl bezeichnet (1, 2, 3...).
Darüberhinaus, wenn die Frequenz fLo = 4 bis 8 GHz, die Frequenz fRF = 9 bis 49 GHz, und man das Signal mit fIF = fRF – 2N·fLo erhält, dann gilt Frequenz fIF = 1 GHz.
Denn: fIF = fRF – 2·fLo (fRF = 9 bis 17 GHz), fIF = fRF – 4·fLo (fRF = 17 bis 33 GHz), und fIF = fRF – 6·fLo (fRF = 25 bis 49 GHz).
Bei dieser Gelegenheit: da das balancierte Symmetrierglied 10 jeweils die antiparallelen Diodenpaare 16a und 16b mit den beiden Signalen, welche voneinander um eine Phase von 180 Grad verschieden sind, beliefert und dieselbe Amplitude haben, löschen sich ungerade Oberwellen (2N – 1)·fLo (N ist eine positive ganze Zahl) der Oberwellen, welche von den antiparallelen Diodenpaaren 16a und 16b erzeigt werden, gegenseitig am Verbindungspunkt 17 aus Darüberhinaus, da in dem antiparallelen Diodenpaar 16a (16b) die Richtung des Stroms an der Diode 162a (162b) und die Richtung des Stroms an der Diode 164a (164b) zueinander entgegengesetzt sind, löschen sich die geraden Oberwellen 2N·fLO (N ist eine positive ganze Zahl) der Oberwellen, welche durch das antiparallele Diodenpaar 16a (16b) erzeugt werden, gegenseitig an den beiden Anschlüssen 168a (168b) aus.
Folglich lecken die Oberwellen des Lokaloszillatorsignals Lo nicht in den Hochfrequenzeingangsanschluss 182a.
Darüberhinaus wird es in dem antiparallelen Diodenpaar 16a (16b) unabhängig von der Phase des gelieferten Lokaloszillatorsignals Lo betrachtet, dass eine der beiden Dioden 162a und 164a (162b und 164b), welche einander entgegengesetzt sind, angeschaltet ist. Als Resultat ist die Impedanz des antiparallelen Diodenpaars 16a (16b) betrachtet von dem Verbindungspunkt 17 des antiparallelen Diodenpaars ungefähr gleich zur Input/Output-Impedanz des Tiefpassfilters 12a (12b).
Die Input/Output-Impedanz des Tiefpassfilters 12a (12b) ist im Allgemeinen konstant im Frequenzband (z. B. 9 bis 49 GHz) des empfangenen Signals hoher Frequenz RF, wie oben beschrieben. Folglich ist die Frequenzcharakteristik des Umwandlungsverlusts auf dem empfangenen Signal hoher Frequenz RF, welches in das Signal dazwischenliegender Frequenz IF umgewandelt wird, im Allgemeinen konstant, sogar wenn sich die Frequenz fRF des empfangenen Signals hoher Frequenz RF ändert.
Wenn es keinen Tiefpassfilter 12a (12b) als Technologie des Stands der Technik gibt, ist die Impedanz des antiparallelen Diodenpaars 16a (16b), welche vom Verbindungspunkt des antiparallelen Diodenpaars 17 betrachtet wird, ungefähr gleich der Impedanz des balancierten Symmetrierglieds 10. Die Impedanz des balancierten Symmetrierglieds 10 ändert sich stark im Frequenzband des empfangenen Signals hoher Frequenz RF. Demnach ändert sich die Frequenzcharakteristik des Wandlungsverlusts bei der Wandlung des hoch empfangenen Signals hoher Frequenz RF in das Signal dazwischenliegnder Frequenz IF stark, wenn sich die Frequenz fRF des empfangenen Signals hoher Frequenz RF ändert.
Darüberhinaus, durch Signalmischen durch das Mittel eines nicht-linearen Elements erhöht sich die Effizienz des Mischens im Allgemeinen, wenn die Impedanz jenseits des nicht-linearen Elements, betrachtet vom Signaleingangsanschluss, Null ist (kurzer Schaltkreis). Folglich, da die Impedanzen (Impedanzen der Tiefpassfilter 12a und 12b) jenseits der nichtlinearen Elemente (antiparallele Diodenpaare 16a und 16b) betrachtet vom Eingangsanschluss (Verbindungspunkt des antiparallelen Diodenpaars 17) des empfangenen Signals hoher Frequenz RF im Allgemeinen Null sind über nahezu das gesamte Frequenzband des empfangenen Signals hoher Frequenz, erhöht sich die Effizienz der Wandlung des empfangenen Signals hoher Frequenz RF in das Signal intermediärer Frequenz IF, was in einem niedrigen Verlust resultiert.
Die Signale intermediärer Frequenz IF, welche durch die antiparallelen Diodenpaare 16a und 16b erzeugt werden, werden an die Einheit 18, welche das RF/IF-Signal separiert, geliefert. Die Signale dazwischenliegender intermediärer Frequenz können nicht den Bandfilter hoher Frequenz 182 durchlaufen und durchlaufen den Bandfilter dawischenliegender Frequenz 184. Das Signal IF dazwischenleigender Frequenz ist demnach Outputsignal aus dem Outputsanschluss für das Signal dazischenliegender Frequenz 184a. Es sollte bemerkt werden, dass das empfangene Signal hoher Frequenz, welches den Bandfilter hoher Frequenz 182 durchlaufen hat, nicht den Bandfilter dazwischenliegender Frequenz 184 durchlaufen kann und dass das empfangene Signal hoher Frequenz RF nicht mit dem Signal, welches aus dem Outputanschluss für das Signal dazwischenliegender Frequenz erhalten wird, gemischt wird.
Gemäß der ersten Ausführungsform ist die Input/Output-Impedanz des Tiefpassfilters 12a (12b) im Allgemeinen konstant im Frequenzband (z. B. 9 bis 49 GHz) des empfangenen Signals hoher Frequenz RF. Demnach ist die Frequenzcharakteristik des Wandlungsverlusts bei der Wandlung des empfangenen Signals hoher Frequenz RF in das Signal dazwischenliegender Frequenz IF im Allgemeinen konstant, sogar wenn sich die Frequenz fRF des empfangenen Signals hoher Frequenz RF ändert. Darüber hinaus erhöht sich die Effizienz der Wandlung des empfangenen Signals hoher Frequenz RF in das Signal intermediärer Frequenz IF, woraus ein niedriger Verlust resultiert.
Es sollte bemerkt werden, dass dieselben Effekte bereitgestellt werden können, wenn Durchlaufbandfilter, deren Durchlassbereich das Frequenzband (z. B. 4 bis 8 GHz) des Ausgangssignals aus dem balancierten Symmetrierglied 10 (die Impedanzcharakteristik davon ist dieselbe wie jene der Tiefpassfilter 12a und 12b (siehe 2)) benutzt werden statt der Tiefpassfilter 12a und 12b.
Zweite Ausführungsform
Die zweite Ausführungsform enthält Diplexer 22a und 22b (Elemente konstanter Impedanz) statt der Tiefpassfilter 12a und 12b gemäß der ersten Ausführungsform.
5 ist ein Schaltdiagramm, welches eine Konfiguration des Frequenzwandlers 1 gemäß der zweiten Ausführungsform der gegenwärtigen Erfindung zeigt. Der Frequenzwandler 1 enthält den Inputanschluss für das Lokaloszillatorssignal 10a, das balancierte Symmetrierglied (Signalteilungsmittel) 10, die Diplexer (Elemente konstanter Impedanz) 22a und 22b, die Gleichstrom-Rückkehrspulen (return coils) 14a und 14b, die antiparallelen Diodenpaare (Mischmittel) 16a und 16b, den Verbindungspunkt des antiparallelen Diodenpaares 17 und die Einheit 18, welche das RF/IF Signal trennt. In dem folgenden Abschnitt werden ähnliche Komponenten durch dieselben Bezugszeichen wie in der ersten Ausführungsform bezeichnet und werden mit weniger Ausführlichkeit erläutert werden.
Der Eingangsanschluss für das Lokaloszillatorssignal 10a, das balancierte Symmetrierglied (Signalteilungsmittel) 10, Gleichstrom-Rückkehrspulen (return coils) 14a und 14b, die antiparallelen Diodenpaare (Mischmittel) 16a und 16b, den Verbindungspunkt des antiparallelen Diodenpaares 17 und die Einheit 18, welche das RF/IF Signal trennt, sind dieselben wie jene der ersten Ausführungsform und demnach wird eine Beschreibung davon weggelassen.
Die Diplexer (Elemente konstanter Impedanz) 22a und 22b haben das Frequenzband (4 bis 8 GHz zum Beispiel) des Outputsignals aus dem balancierten Symmetrierglied 10 als das Durchlassband und zeigen eine Abschneidecharakteristik (haben eine Charakteristik als Abschneider) im Frequenzband (9 bis 49 GHz z.B.) des empfangenen Signals hoher Frequenz RF.
Eine Beschreibung wird nun gegeben werden der Impedanzcharakteristik der Diplexer (Elemente konstanter Impedanz) 22a und 22b mit Bezug auf einen Plot in 6. Die Impedanzen der Diplexer (Elemente konstanter Impedanz) 22a und 22b sind im Allgemeinen konstant bei 50 Ω im Frequenzband (9 bis 49 GHz z.B.) des empfangenen Signals hoher Frequenz RF.
7 zeigt Beispiele einer Schaltkreiskonfiguration der Diplexer 22a und 22b.
7(a) zeigt ein Beispiel, bei dem die Diplexer 22a und 22b aus Banddurchlauffiltern bestehen. Die Diplexer 22a und 22b enthalten einen Banddurchlauffilter 222, welcher an einem Ende mit dem balancierten Symmetrierglied 10 verbunden ist und am anderen Ende mit dem antiparallelen Diodenpaar 16a oder 16b, einen Durchlaufbandfilter 224, welcher mit dem anderen Ende des Durchlaufbandfilters verbunden ist und einen Widerstand 226, welcher mit dem Durchlaufbandfilter 224 verbunden ist und geerdet ist. Es sollte bemerkt werden, dass der Durchlaufbandfilter 222 als Durchlassband das Frequenzband (4 bis 8 GHz) des Outputsignals aus dem balancierten Symmetrierglied 10 hat. Darüber hinaus hat der Durchlaufbandfilter 222 als Durchlassband das Frequenzband (9 bis 49 GHz z.B.) des empfangenen Signals hoher Frequenz RF.
7(b) zeigt ein Beispiel, bei dem die Diplexer 22a und 22b aus den Schaltelementen L, C und R bestehen. Die Diplexer 22a und 22b schließen ein Reaktanzelement L ein, welches an einem Ende mit dem balancierten Symmetrierglied 10 verbunden ist und am anderen Ende mit dem antiparallelen Diodenpaar 16a und 16b, ein Kapazitätselement C2, welches mit dem einem Ende des Reaktanzelements L verbunden ist und geerdet ist und ein Kapazitätselement C1, welches mit dem anderen Ende des Reaktanzelements L verbunden ist und ein Widerstandselement R1, welches mit dem Kapazitätselement C1 verbunden ist und geerdet ist.
Ein Betrieb der zweiten Ausführungsform ist im Allgemeinen derselbe wie bei der ersten Ausführungsform.
Es sollte bemerkt werden, dass unabhängig von der Phase des gelieferten Lokaloszillatorsignals Lo es betrachtet wird, dass eine der beiden Dioden 162a und 164a (162b und 164b), die einander gegenüber liegen, angeschaltet ist. Folglich ist die Impedanz des antiparallelen Diodenpaars 16a (16b), welche vom Verbindungspunkt des antiparallelen Diodenpaares 17 beobachtet wird, ungefähr gleich zu der Input/Output-Impedanz des Dixplexers 22a (22b).
Die Input/Output-Impedanz der Diplexers 22a (22b) ist im Allgemeinen konstant im Frequenzband (9 bis 49 GHz zum Beispiel) des empfangenen Signals hoher Frequenz RF wie oben beschrieben. Demnach ist die Frequenzcharakteristik des Umwandlungsverlusts bei der Umwandlung des empfangenen Signals hoher Frequenz RF in das Signal dazwischenliegender Frequenz IF im Allgemeinen konstant, sogar wenn sich die Frequenz fRF des empfangenen Signals hoher Frequenz RF ändert.
Gemäß der zweiten Ausführungsform ist die Input/Output-Impedanz des Diplexers 22a (22b) im Allgemeinen konstant im Frequenzband (9 bis 49 GHz zum Beispiel) des empfangenen Signals hoher Frequenz RF. Demnach ist die Frequenzcharakteristik des Umwandlungsverlustes bei der Umwandlung des empfangenen Signals hoher Frequenz RF in das Signal dazwischenliegender Frequenz IF im Allgemeinen konstant, sogar wenn sich die Frequenz fRF des empfangenen Signals hoher Frequenz RF ändert.
ZUSAMMENFASSUNG
Die Frequenzcharakteristik eines Umwandlungsverlusts wird im Allgemeinen konstant gehalten während der Umwandlung eines empfangenen Signals hoher Frequenz in ein Signal dazwischenliegender Frequenz. Es wird ein Frequenzwandler bereitgestellt, welcher ein balanciertes Symmetrierglied (10) enthält, welches ein Lokaloszillatorsignal (Lo) in zwei Signale aufteilt, welche dieselbe Amplitude haben und um eine Phase von 180 Grad voneinander verschieden sind, Tiefpassfilter (12a, 12b), durch welche die beiden Signale durchlaufen und antiparallele Diodenpaare (16a, 16b), welche jeweils Outputs aus den Tiefpassfiltern (12a, 12b) mit einem empfangenen Signal hoher Frequenz (RF) mischen, um ein Signal dazwischenliegender Frequenz (IF) zu erzeugen. Die Tiefpassfilter (12a, 12b) zeigen im Allgemeinen konstante Impedanzen im Frequenzband des empfangenen Signals hoher Frequenz (RF). Demgemäß sind die Impedanzen der parallelen Diodenpaare (16a, 16b) betrachtet von einem Verbindungspunkt der antiparallelen Diode im Allgemeinen konstant im Frequenzband des empfangenen Signals hoher Frequenz (RF) mit dem Resultat, dass die Frequenzcharakteristik des Umwandlungsverlustes im Allgemeinen konstant gehalten werden kann.

Claims

Ein Frequenzwandler, umfassend: ein Signalteilungsmittel, das ein Lokaloszillatorsignal in zwei Signale aufteilt; ein Element konstanter Impedanz, welches die zwei Signale durchlässt; und ein Mischmittel, welches jeweils einen Output von dem Element konstanter Impedanz mit einem empfangenen Signal hoher Frequenz mischt und ein Signal dazwischenliegender Frequenz erzeugt, wobei das Element konstanter Impedanz eine im Allgemeinen konstante Impedanz in einem Frequenzband des empfangenen Signals hoher Frequenz hat.
Der Frequenzwandler gemäß Anspruch 1, wobei die beiden Signale zwei Signale sind, die um eine 180-Grad-Phase voneinander verschieden sind und dieselbe Amplitude haben.
Der Frequenzwandler gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei eine Impedanz des Elements konstanter Impedanz im Allgemeinen 0 Ω über nahezu das gesamte Frequenzband des empfangenen Signals hoher Frequenz ist.
Der Frequenzwandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei das Element konstanter Impedanz ein Signal mit einer Frequenz innerhalb des Frequenzbandes der beiden jeweiligen Signale mehr durchlässt als ein Signal innerhalb des Frequenzbandes des empfangenen Signals hoher Frequenz.
Der Frequenzwandler gemäß Anspruch 4, wobei das Element konstanter Impedanz ein Tiefpassfilter ist, dessen Abschneidefrequenz eine obere Grenze des Frequenzbandes der beiden Signale ist.
Der Frequenzwandler gemäß Anspruch 4, wobei das Element konstanter Impedanz ein Durchlaufbandfilter ist, dessen Durchlassbereich das Frequenzband der beiden Signale ist.
Der Frequenzwandler gemäß Anspruch 4, wobei das Element konstanter Impedanz ein Diplexer ist, dessen Durchlassbereich das Frequenzband der beiden Signale ist und welcher eine Abschneidecharakteristik im Frequenzband des empfangenen Signals hoher Frequenz darstellt.
Der Frequenzwandler gemäß irgendeinem der Ansprüche 1 bis 7, wobei das Signalteilungsmittel ein balanciertes Symnietrierglied ist, welches zum Frequenzband des Lokaloszillatorsignals korrespondiert.
Der Frequenzwandler gemäß irgendeinem der Ansprüche 1 bis 7, wobei das Mischmittel umfasst: eine Diode; eine andere Diode, welche über die Anode mit der Kathode der einen Diode verbunden wird und über die Kathode mit der Anode der einen Diode; einen ersten Anschluss, mit welchem die Kathode der einen Diode und die Anode der anderen Diode verbunden sind; und einen zweiten Anschluss, mit welchem die Kathode der anderen Diode und die Anode der einen Diode verbunden sind, wobei der erste Anschluss einen Output von dem Element konstanter Impedanz empfängt; wobei der zweite Anschluss das empfangene Signal hoher Frequenz empfängt; und wobei der zweite Anschluss das Signal dazwischenliegender Frequenz ausgibt.
Der Frequenzwandler gemäß Anspruch 9, umfassend: einen Hochfrequenzeingangsanschluss, welcher mit dem zweiten Anschluss verbunden ist und einen Input des empfangenen Signals hoher Frequenz empfängt; einen Bandfilter dazwischenliegender Frequenz, welcher mit dem zweiten Anschluss verbunden ist und ein Signal innerhalb des Frequenzbandes des Signals dazwischenliegender Frequenz durchlässt; und einen Outputanschluss für das Signal dazwischenliegender Frequenz, welcher mit dem Bandfilter dazwischenliegender Frequenz verbunden ist.