WO2014132316A1 - ハーモニックリジェクションミキサ - Google Patents

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正啓 熊川
優介 山岡
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パナソニック株式会社
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    • H03D2200/0086—Reduction or prevention of harmonic frequencies

Definitions

  • the present invention relates to a harmonic rejection mixer that supports multiband.
  • a mixer In a radio signal receiving system, a mixer is an LO (Local Oscillator: local oscillator) generated by an RF (Radio? Frequency: radio frequency) signal amplified by a low noise amplifier and a built-in PLL (Phase? Locked? Loop). ) Multiply by signal. Thereby, the mixer frequency-converts the RF signal into an IF (Intermediate Frequency) signal or a baseband signal.
  • LO Local Oscillator: local oscillator
  • the LO signal is given as a rectangular wave.
  • the rectangular wave includes not only the fundamental wave component f but also odd-order harmonic components 3f, 5f, 7f,. Therefore, an RF signal that is not a desired wave is also mixed in the same frequency band as the desired wave in the output of the mixer.
  • the desired wave fd not only the desired wave fd but also 3fd, 5fd, and 7fd components are mixed as the same baseband signal as the desired wave fd.
  • the HRM includes a plurality of switching elements that mix the RF signal and the LO signal, a gain element that determines the gain of the output of each switching element, and an adder that adds the outputs of the gain elements.
  • the phase of the LO signal given to the switching element corresponding to the gain of the gain element is set to a special value that can suppress harmonic components.
  • a three-phase HRM includes three switching elements.
  • the gain of the gain element connected to each switching element is set to a ratio of 1: ⁇ 2: 1.
  • the phase of the LO signal is shifted by 45 °, such as 0 °, 45 °, and 90 °.
  • the output of a switching element is added with an adder. By doing so, the third and fifth harmonics are suppressed.
  • the sensor radio which is expected to spread in the M2M (Machine-to-Machine) field in the future, is expected to use multiple frequency bands within 400 MHz to 5.2 GHz. Therefore, HRM is required to support wideband reception. On the other hand, HRM needs to generate and drive a multi-phase LO signal at a higher frequency as the number of phases (hereinafter referred to as the number of phases) increases, and as the received frequency increases, so that the current consumption increases. Become.
  • the HRM has a problem in that waste of current consumption occurs depending on the number of phases when attempting to support wideband reception.
  • This problem will be described by taking a case corresponding to reception of 400 MHz to 5.2 GHz as an example. That is, in order to cope with reception at 400 MHz, it is necessary to suppress harmonics up to the 13th order. Thus, the HRM operates with a 7-phase HRM. On the other hand, in order to support 1 GHz reception, harmonics up to the fifth order may be suppressed. Thus, it is sufficient for the HRM to operate with a three-phase HRM. In other words, HRM has a problem that if it operates at 7-phase HRM when 1 GHz is received, current consumption is wasted.
  • Non-Patent Document 1 A technique for solving such a problem is disclosed in Non-Patent Document 1, for example.
  • the technique of Non-Patent Document 1 suppresses current consumption by reducing the number of phases of the HRM when the frequency to be received is high.
  • Non-Patent Document 1 has a problem that the circuit area increases because HRMs having different numbers of phases are separately prepared.
  • An object of the present invention is to provide a harmonic rejection mixer that can handle wide-band reception without increasing the circuit area.
  • a harmonic rejection mixer includes 2N + 1 gain elements that convert a radio frequency signal into a current, and 2N + 1 switching elements that perform frequency conversion based on the current from the gain element and a local oscillation signal.
  • a harmonic rejection mixer having an element and an adder for adding the current from the switching element to convert the current into a voltage, the current from the gain element being 2N + 1 based on a predetermined ratio
  • a configuration having a changeover switch that distributes to either the switching element or the N switching elements is adopted.
  • the present invention can cope with wide band reception without increasing the circuit area.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of an HRM according to the present embodiment.
  • transistors 1 to 5 are gm elements that receive an RF signal at a common gate and convert it into a current. Therefore, the transistors 1 to 5 are also referred to as “gm transistors”.
  • the size ratio (m) of the transistors 1 to 5 is 10: 17: 20: 17: 10.
  • the ratio of conversion into current is 10: 17: 20: 17: 10.
  • the transistors 6 to 14 are elements that have a bias voltage Vb or a power supply voltage Vdd applied to their gates and play the role of cascode transistors of the gm elements (transistors 1 to 5). This cascode transistor is used as a changeover switch for switching the number of phases (output destination of gm current). Therefore, the transistors 6 to 14 are also referred to as “switching transistors”.
  • the transistors 6 to 14 are elements that also serve to prevent the LO signal from leaking to the RF input terminal.
  • the size ratio (m) of the transistors 6 to 14 is 10: 10: 17: 10: 20: 10: 17: 10: 10.
  • Transistors 15 to 19 are switching elements that receive LO signals whose phases are different by 30 ° and perform frequency conversion by switching gm current. Therefore, the transistors 15 to 19 are also referred to as “switching transistors”.
  • the LO signals are LO_0 °, LO_30 °, LO_60 °, LO_90 °, LO_120 °.
  • the load 20 is an adder that adds the gm currents switched by the transistors 15 to 19 and converts them into a voltage.
  • the HRM can switch between five phases and two phases by using the transistors 6 to 14 as a phase number changeover switch. Therefore, the HRM of the present embodiment can operate as a five-phase HRM or a two-phase HRM in the configuration shown in FIG.
  • FIG. 2 is a diagram showing a case where the HRM operates as a five-phase HRM (hereinafter referred to as a five-phase operation).
  • the transistors 6, 8, 10, 12, and 14 are supplied with a bias voltage Vb at their gates.
  • Transistors 7, 9, 11, and 13 are turned off.
  • the LO signal is turned on for all five phases.
  • FIG. 3 is a diagram showing a case where the HRM operates as a two-phase HRM (hereinafter referred to as a two-phase operation).
  • the transistors 7, 8, 9, 11, 12, and 13 are supplied with a bias voltage Vb at their gates.
  • Transistors 6, 10, and 14 are turned off.
  • LO_30 ° and LO_90 ° are turned on, and LO_0 °, LO_60 °, and LO_120 ° are turned off.
  • the size ratio between the transistor 9 and the transistor 11 is set to 10:10. Therefore, during the two-phase operation, the transistor 9 and the transistor 11 include the transistor 16 that is switched at LO_30 ° and the transistor 18 that is switched at LO_90 ° based on the gm current generated in the transistor 3 based on a ratio of 10:10. And sort.
  • the transistor 7 distributes all the gm current generated in the transistor 1 to the transistor 16 that is switched at LO_30 °.
  • the transistor 13 distributes all the gm current generated in the transistor 5 to the transistor 18 that is switched at LO_90 °.
  • the HRM of the present embodiment by providing the transistors 6 to 14 functioning as the number of phase changeover switches, the 5-phase HRM and the 2-phase HRM can be obtained without increasing the circuit area. Switching operation is possible.
  • four cascode transistors (transistors 7, 9, 11, 13) are added to the five cascode transistors (transistors 6, 8, 10, 12, 14) in the case of forming a five-phase HRM.
  • two-phase HRM can be realized. That is, the HRM according to the present embodiment can support wideband reception without increasing the circuit area.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of the HRM according to the present embodiment.
  • resistors 21 to 25 are elements that receive RF signals and convert them into currents.
  • the ratio of the resistance values of the resistors 1 to 25 is 1/10: 1/17: 1/20: 1/17: 1/10.
  • the ratio of conversion into current is 10: 17: 20: 17: 10.
  • the ratio of resistance values, 1/10: 1/17: 1/20: 1/17: 1/10 is 10 unit resistors having a resistance value R connected in parallel, 17 connected in parallel, 20 connected in parallel. It is realized by connecting, 17 parallel connections, and 10 parallel connections.
  • Transistors 26 to 30 are switching elements that perform frequency conversion in response to LO signals having different phases by 30 °.
  • the LO signals are LO_0 °, LO_30 °, LO_60 °, LO_90 °, LO_120 °.
  • Transistors 32 to 37 are supplied with bias voltage Vb or power supply voltage Vss at their gates.
  • the transistors 32 to 37 function as phase number changeover switches.
  • the operational amplifier 31 with feedback is an adder that adds the currents switched by the transistors 26 to 30 and converts them into a voltage.
  • the HRM can switch between five phases and two phases by using the transistors 32 to 37 as the phase number changeover switch. Therefore, the HRM of the present embodiment can operate as a five-phase HRM or a two-phase HRM in the configuration shown in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram showing a five-phase operation. As shown in FIG. 5, among the transistors 32 to 37, the transistors 34 and 35 are turned on, and the transistors 32, 33, 36, and 37 are turned off. The LO signal is given for all five phases.
  • FIG. 6 is a diagram showing a two-phase operation. As shown in FIG. 6, among the transistors 32 to 37, the transistors 34 and 35 are turned off, and the transistors 32, 33, 36, and 37 are turned on. Further, LO_30 ° and LO_90 ° are turned on, and LO_0 °, LO_60 °, and LO_120 ° are turned off.
  • the HRM of the present embodiment by providing the transistors 32 to 37 functioning as the number of phase changeover switches, the 5-phase HRM and the 2-phase HRM can be obtained without substantially increasing the circuit area. Switching operation is possible. That is, the HRM according to the present embodiment can support wideband reception without increasing the circuit area.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of the HRM according to the present embodiment.
  • transistors 38 to 44 are gm elements that receive an RF signal at a common gate and convert it into a current.
  • the size ratio (m) of the transistors 38 to 44 is 5: 9: 12: 13: 12: 9: 5.
  • the ratio of conversion to current is 5: 9: 12: 13: 12: 9: 5.
  • the transistors 45 to 57 are elements that have a bias voltage Vb or a power supply voltage Vdd applied to their gates and play the role of cascode transistors of the gm elements (transistors 38 to 44). This cascode transistor is used as a changeover switch for changing the number of phases.
  • the transistors 45 to 57 are elements that also serve to prevent the LO signal from leaking to the RF input terminal.
  • the size ratio of the transistors 45 to 57 is 5: 5: 9: 5: 12: 7: 13: 7: 12: 5: 9: 5: 5.
  • Transistors 58 to 64 are switching elements that receive LO signals having different phases by 22.5 ° and perform frequency conversion by switching gm current.
  • the LO signals are LO_0 °, LO_22.5 °, LO_45 °, LO_67.5 °, LO_90 °, LO_112.5 °, LO_135 °.
  • the load 65 is an adder that adds the gm currents switched by the transistors 58 to 64 and converts them into a voltage.
  • the transistors 45 to 57 can be switched between the seven phases and the three phases by using the number of phases as switches. Therefore, the HRM of this embodiment can operate as a seven-phase HRM or a three-phase HRM in the configuration shown in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram showing a case where the HRM operates as a 7-phase HRM (hereinafter referred to as 7-phase operation).
  • the transistors 45, 47, 49, 51, 53, 55, and 57 are supplied with a bias voltage Vb at their gates.
  • the transistors 46, 48, 50, 52, 54, 56 are turned off.
  • the LO signal is turned on for all seven phases.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a case where the HRM operates as a three-phase HRM (hereinafter referred to as a three-phase operation).
  • transistors 46, 47, 48, 50, 51, 52, 54, 55, and 56 are supplied with a bias voltage Vb at their gates.
  • Transistors 45, 49, 53, and 57 are turned off.
  • LO_22.5 °, LO_67.5 °, and LO_112.5 ° are turned on, and LO_0 °, LO_45 °, LO_90 °, and LO_135 ° are turned off.
  • the size ratio between the transistor 48 and the transistor 50 is set to 5: 7. Therefore, during the three-phase operation, the transistor 48 and the transistor 50 switch the gm current generated in the transistor 40 based on the ratio of 5: 7, the transistor 59 that is switched at LO_22.5 °, and the transistor 59 that is switched at LO_67.5 °. Are distributed to the transistor 61.
  • the size ratio between the transistor 54 and the transistor 52 is set to 5: 7. Therefore, in the three-phase operation, the transistor 54 and the transistor 52 switch the gm current generated in the transistor 42 at LO_112.5 ° based on the ratio of 5: 7 and the transistor 63 switched at LO_67.5 °. Are distributed to the transistor 61.
  • the transistor 46 distributes all the gm current generated in the transistor 38 to the transistor 59 that is switched at LO_22.5 °.
  • the transistor 56 distributes all the gm current generated in the transistor 44 to the transistor 63 that is switched at LO_112.5 °.
  • the 7-phase HRM and the 3-phase HRM can be reduced without substantially increasing the circuit area. Switching operation is possible.
  • the seven cascode transistors transistors 45, 47, 49, 51, 53, 55, 57
  • six cascode transistors transistor 46, 48, 50, 52, 54, 56
  • 3-phase HRM can be realized. That is, the HRM according to the present embodiment can support wideband reception without increasing the circuit area.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of the HRM according to the present embodiment.
  • resistors 66 to 72 are elements that receive RF signals and convert them into currents.
  • the ratio of the resistance values of the resistors 66 to 72 is 1/5: 1/9: 1/12: 1/13: 1/12: 1/9: 1/5.
  • the ratio of conversion to current is 5: 9: 12: 13: 12: 9: 5.
  • the ratio of the resistance values, 1/5: 1/9: 1/12: 1/13: 1/12: 1/9: 1/5 is a unit connection of five unit resistors having a resistance value R in parallel. It is realized by connecting 9 parallel connections, 12 parallel connections, 13 parallel connections, 12 parallel connections, 9 parallel connections, and 5 parallel connections.
  • Transistors 73 to 79 are switching elements that perform frequency conversion by receiving LO signals having different phases by 22.5 °.
  • the LO signals are LO_0 °, LO_22.5 °, LO_45 °, LO_67.5 °, LO_90 °, LO_112.5 °, LO_135 °.
  • Transistors 81-88 are supplied with bias voltage Vb or power supply voltage Vss at their gates.
  • the transistors 81 to 88 function as phase number changeover switches.
  • the operational amplifier 80 with feedback is an adder that adds the currents switched by the transistors 73 to 79 and converts them into a voltage.
  • the HRM can switch between 7-phase and 3-phase by using the transistors 81 to 88 as a phase number changeover switch. Therefore, the HRM of the present embodiment can operate as a seven-phase HRM or a three-phase HRM in the configuration shown in FIG.
  • FIG. 11 is a diagram showing a seven-phase operation. As shown in FIG. 11, among the transistors 81 to 88, the transistors 83 and 86 are turned on, and the transistors 81, 82, 84, 85, 87, and 88 are turned off. The LO signal is given for all seven phases.
  • FIG. 12 is a diagram showing a three-phase operation. As shown in FIG. 12, among the transistors 81 to 88, the transistors 81, 82, 84, 85, 87, 88 are turned on, and the transistors 83, 86 are turned off. In addition, LO_22.5 °, LO_67.5 °, and LO_112.5 ° are turned on, and LO_0 °, LO_45 °, LO_90 °, and LO_135 ° are turned off.
  • the HRM of the present embodiment by providing the transistors 81 to 88 functioning as the phase number changeover switch, the 7-phase HRM and the 3-phase HRM can be reduced without substantially increasing the circuit area. Switching operation is possible. That is, the HRM according to the present embodiment can support wideband reception without increasing the circuit area.
  • the present invention can be applied to all technologies for switching the configuration of a harmonic rejection mixer that operates in a wide band, and is effective in a system that operates in a plurality of frequency bands such as sensor radio.
  • Switching transistor 31 Operational amplifier with feedback 32, 33, 34, 35, 36, 37 Switching transistor 38, 39, 40, 41, 42, 43, 44 gm transistor 45, 46, 47, 48, 49, 50, 51, 52, 53, 54, 55, 56, 57 Switching transistor 58, 59, 60, 61, 62, 63, 64 Switching transistor 65 Load 66, 67, 68, 69, 70, 71, 72 Resistance 73, 74, 75, 76, 77, 78, 79 Switching transistor 80 Operational amplifier with feedback 81, 82, 83, 84, 85, 86, 87, 88 Switching transistor

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Abstract

　回路面積を増やすことなく、広帯域の受信に対応できるハーモニックリジェクションミキサ。この装置では、トランジスタ（１～５）は、ＲＦ信号を電流に変換する。トランジスタ（１５～１９）は、トランジスタ（１～５）からの電流と局部発振信号とに基づいて周波数変換を行う。トランジスタ（６～１４）は、トランジスタ（１～５）からの電流を、予め定められた比に基づいて、トランジスタ（１５～１９）全てまたはトランジスタ（１６、１８）に振り分ける。負荷（２０）は、トランジスタ（１５～１９）からの電流を加算して電圧に変換する。

Description

ハーモニックリジェクションミキサ
　本発明は、マルチバンドに対応するハーモニックリジェクションミキサに関する。
　無線信号受信システムにおいて、ミキサは、低雑音増幅器により増幅されたＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）信号と、内蔵ＰＬＬ（Phase Locked Loop：位相同期ループ）等により生成されるＬＯ（Local Oscillator：局部発振器）信号とを掛け合わせる。これにより、ミキサは、ＲＦ信号をＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）信号またはベースバンド信号へ周波数変換する。
　ＬＯ信号は、矩形波として与えられる。しかし、矩形波には基本波成分ｆのみでなく、奇数次の高調波成分３ｆ、５ｆ、７ｆ、…も含まれる。そのため、ミキサの出力には、希望波ではないＲＦ信号も、希望波と同じ周波数帯に混入する。例えば、ダイレクトコンバージョンシステムでは、希望波ｆｄだけでなく、３ｆｄ、５ｆｄ、７ｆｄの成分も、希望波ｆｄと同じベースバンド信号として混入する。
　高調波成分を抑圧するために、ハーモニックリジェクションミキサ（Harmonic Rejection Mixer：以下、ＨＲＭという）が使用される。ＨＲＭは、ＲＦ信号とＬＯ信号とをミキシングする複数のスイッチング素子と、各スイッチング素子の出力のゲインを決定するゲイン素子と、ゲイン素子の出力を加算する加算器とを有する。
　ゲイン素子のゲインと対応するスイッチング素子に与えられるＬＯ信号の位相は、高調波成分を抑圧できるような特別な値に設定される。例えば、３相のＨＲＭは、３つのスイッチング素子を備える。そして、それぞれのスイッチング素子に接続されるゲイン素子のゲインは、１：√２：１の比に設定される。このとき、ＬＯ信号の位相は、０°、４５°、９０°というように４５°ずつずらして与えられる。そして、スイッチング素子の出力は、加算器で加算される。このようにすることで、３次と５次の高調波が抑圧される。
　一般に、Ｎ＝１、２、３、４、…のとき、３～（２Ｎ＋１）次の奇数次高調波の抑圧は、以下の通りとする。すなわち、（Ｎ＋１）相ＨＲＭにおいて、ゲインの比は、ｓｉｎ（１×１８０°／（Ｎ＋２））：ｓｉｎ（２×１８０°／（Ｎ＋２））：…：ｓｉｎ（（Ｎ＋１）×１８０°／（Ｎ＋２））とする。また、与えるＬＯ信号の位相差は、１８０°／（Ｎ＋２）にする。
　Ｍ２Ｍ（Machine to Machine）分野において今後の普及が期待されているセンサ無線は、４００ＭＨｚ～５．２ＧＨｚ内の複数の周波数帯の使用が見込まれる。そのため、ＨＲＭは、広帯域の受信に対応することが求められる。一方で、ＨＲＭは、相の数（以下、相数という）が増えるほど、また、受信する周波数が高くなるほど、高周波で多相のＬＯ信号を生成、駆動する必要があるため、消費電流が大きくなる。
　このようなことから、ＨＲＭは、広帯域の受信に対応しようとすると、相数によっては消費電流に無駄が生じる、という課題がある。この課題について、４００ＭＨｚ～５．２ＧＨｚの受信に対応する場合を例に説明する。すなわち、４００ＭＨｚの受信に対応するためには、１３次までの高調波を抑圧する必要がある。よって、ＨＲＭは、７相ＨＲＭで動作する。その一方で、１ＧＨｚの受信に対応するためには、５次までの高調波を抑圧すればよい。よって、ＨＲＭは、３相ＨＲＭで動作すれば十分である。つまり、ＨＲＭは、１ＧＨｚを受信した場合に７相ＨＲＭで動作すると、消費電流に無駄が生じる、という課題がある。
　このような課題を解決する技術は、例えば非特許文献１に開示されている。非特許文献１の技術は、受信する周波数が高い場合、ＨＲＭの相数を減じることで、消費電流を抑えている。
Aslam A Rafi et al.,"A Harmonic Rejection Mixer Robust to RF Device Mismatches", ISSCC DIGEST OF TECHNICAL PAPERS, pp.66-67, Feb. 2011.
　しかしながら、非特許文献１の技術は、相数の異なるＨＲＭを別個に用意するため、回路面積が大きくなる、という課題がある。
　本発明の目的は、回路面積を増やすことなく、広帯域の受信に対応できるハーモニックリジェクションミキサを提供することである。
　本発明の一態様に係るハーモニックリジェクションミキサは、無線周波数信号を電流に変換する２Ｎ＋１個のゲイン素子と、前記ゲイン素子からの電流と局部発振信号とに基づいて周波数変換を行う２Ｎ＋１個のスイッチング素子と、前記スイッチング素子からの電流を加算して電圧に変換する加算器とを有するハーモニックリジェクションミキサであって、前記ゲイン素子からの電流を、予め定められた比に基づいて、２Ｎ＋１個のスイッチング素子またはＮ個のスイッチング素子のいずれかに振り分ける切替スイッチを有する構成を採る。
　本発明は、回路面積を増やすことなく、広帯域の受信に対応できる。
本発明の実施の形態１に係るＨＲＭの構成図 本発明の実施の形態１に係るＨＲＭが５相ＨＲＭとして動作するときの構成図 本発明の実施の形態１に係るＨＲＭが２相ＨＲＭとして動作するときの構成図 本発明の実施の形態２に係るＨＲＭの構成図 本発明の実施の形態２に係るＨＲＭが５相ＨＲＭとして動作するときの構成図 本発明の実施の形態２に係るＨＲＭが２相ＨＲＭとして動作するときの構成図 本発明の実施の形態３に係るＨＲＭの構成図 本発明の実施の形態３に係るＨＲＭが７相ＨＲＭとして動作するときの構成図 本発明の実施の形態３に係るＨＲＭが３相ＨＲＭとして動作するときの構成図 本発明の実施の形態４に係るＨＲＭの構成図 本発明の実施の形態４に係るＨＲＭが７相ＨＲＭとして動作するときの構成図 本発明の実施の形態４に係るＨＲＭが３相ＨＲＭとして動作するときの構成図
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
　（実施の形態１）
　本発明の実施の形態１について説明する。本実施の形態に係るＨＲＭは、５相と２相の切り替えが可能であり、ゲイン素子にトランジスタを用いた構成である。図１は、本実施の形態に係るＨＲＭの構成例を示す図である。
　図１において、トランジスタ１～５は、共通のゲートでＲＦ信号を受けて電流に変換するｇｍ素子である。よって、トランジスタ１～５は、「ｇｍトランジスタ」ともいう。トランジスタ１～５のサイズ比（ｍ）は、１０：１７：２０：１７：１０である。これにより、電流に変換する比は、１０：１７：２０：１７：１０となる。
　トランジスタ６～１４は、ゲートにバイアス電圧Ｖｂまたは電源電圧Ｖｄｄが与えられ、ｇｍ素子（トランジスタ１～５）のカスコードトランジスタの役割を担う素子である。このカスコードトランジスタは、相数（ｇｍ電流の出力先）を切り替えるための切替スイッチとして使用される。よって、トランジスタ６～１４は、「切替トランジスタ」ともいう。また、トランジスタ６～１４は、ＬＯ信号がＲＦ入力端にリークすることを防ぐ役割も果たす素子である。トランジスタ６～１４のサイズ比（ｍ）は、１０：１０：１７：１０：２０：１０：１７：１０：１０である。
　トランジスタ１５～１９は、３０°ずつ位相の異なるＬＯ信号を受けて、ｇｍ電流をスイッチングして周波数変換を行うスイッチング素子である。よって、トランジスタ１５～１９は、「スイッチングトランジスタ」ともいう。ＬＯ信号は、ＬＯ＿０°、ＬＯ＿３０°、ＬＯ＿６０°、ＬＯ＿９０°、ＬＯ＿１２０°である。
　負荷２０は、トランジスタ１５～１９でスイッチングされたｇｍ電流を足し合わせて電圧に変換する加算器である。
　このような本実施の形態ＨＲＭは、トランジスタ６～１４を相数の切替スイッチとして用いることにより、５相と２相を切り替えることができる。よって、本実施の形態のＨＲＭは、図１に示す構成において、５相ＨＲＭとして動作することも、２相ＨＲＭとして動作することもできる。
　図２は、ＨＲＭが５相ＨＲＭとして動作する場合（以下、５相動作時という）を示す図である。図２に示すように、トランジスタ６、８、１０、１２、１４は、それらのゲートにバイアス電圧Ｖｂが与えられる。また、トランジスタ７、９、１１、１３は、オフされる。また、ＬＯ信号は、５相全てがオンされる。
　図３は、ＨＲＭが２相ＨＲＭとして動作する場合（以下、２相動作時という）を示す図である。図３に示すように、トランジスタ７、８、９、１１、１２、１３は、それらのゲートにバイアス電圧Ｖｂが与えられる。また、トランジスタ６、１０、１４は、オフされる。また、ＬＯ信号は、ＬＯ＿３０°、ＬＯ＿９０°がオンされ、ＬＯ＿０°、ＬＯ＿６０°、ＬＯ＿１２０°がオフされる。
　上述した通り、トランジスタ９とトランジスタ１１のサイズ比は、１０：１０に設定されている。よって、２相動作時において、トランジスタ９およびトランジスタ１１は、トランジスタ３で発生したｇｍ電流を１０：１０の比に基づいて、ＬＯ＿３０°でスイッチングされるトランジスタ１６と、ＬＯ＿９０°でスイッチングされるトランジスタ１８とに振り分ける。
　また、２相動作時において、トランジスタ７は、トランジスタ１で発生したｇｍ電流の全てを、ＬＯ＿３０°でスイッチングされるトランジスタ１６に振り分ける。
　また、２相動作時において、トランジスタ１３は、トランジスタ５で発生したｇｍ電流の全てを、ＬＯ＿９０°でスイッチングされるトランジスタ１８に振り分ける。
　このようにすることで、２相動作時のＬＯ＿３０°、ＬＯ＿９０°でスイッチングされるｇｍ電流の比は、１０＋１７＋１０：１０＋１７＋１０＝３７：３７となる。これは、１：１であるので、２相ＨＲＭとして動作するためのゲイン比となる。
　以上のように、本実施の形態のＨＲＭによれば、相数の切替スイッチとして機能するトランジスタ６～１４を備えることにより、回路面積をほとんど増加させずに、５相ＨＲＭと２相ＨＲＭとを切り替えての動作が可能となる。換言すれば、５相ＨＲＭを構成する場合の５つのカスコードトランジスタ（トランジスタ６、８、１０、１２、１４）に対して、４つのカスコードトランジスタ（トランジスタ７、９、１１、１３）を追加することで、２相ＨＲＭへの切り替えが可能となる。カスコードトランジスタの比率は、５相動作時が１０＋１７＋２０＋１７＋１０＝７４であるのに対して、２相動作時は１０＋１０＋１０＋１０＝４０であることから、カスコードトランジスタを１．５倍程度にするだけで、５相ＨＲＭと２相ＨＲＭの両方を実現できることになる。すなわち、本実施の形態のＨＲＭは、回路面積を増やすことなく、広帯域の受信に対応できる。
　（実施の形態２）
　本発明の実施の形態２について説明する。本実施の形態に係るＨＲＭは、５相と２相の切り替えが可能であり、ゲイン素子に抵抗を用いた構成である。図４は、本実施の形態に係るＨＲＭの構成例を示す図である。
　図４において、抵抗２１～２５は、ＲＦ信号を受けて電流に変換する素子である。抵抗１～２５の抵抗値の比は、１／１０：１／１７：１／２０：１／１７：１／１０である。これにより、電流に変換する比は、１０：１７：２０：１７：１０となる。なお、抵抗値の比、１／１０：１／１７：１／２０：１／１７：１／１０は、抵抗値Ｒをもつ単位抵抗を、１０個並列接続、１７個並列接続、２０個並列接続、１７個並列接続、１０個並列接続することで実現される。
　トランジスタ２６～３０は、３０°ずつ位相の異なるＬＯ信号を受けて周波数変換を行うスイッチング素子である。ＬＯ信号は、ＬＯ＿０°、ＬＯ＿３０°、ＬＯ＿６０°、ＬＯ＿９０°、ＬＯ＿１２０°である。
　トランジスタ３２～３７は、ゲートにバイアス電圧Ｖｂまたは電源電圧Ｖｓｓが与えられる。トランジスタ３２～３７は、相数の切替スイッチとして機能する。
　フィードバック付きオペアンプ３１は、トランジスタ２６～３０でスイッチングされた電流を足し合わせて電圧に変換する加算器である。
　このような本実施の形態ＨＲＭは、トランジスタ３２～３７を相数の切替スイッチとして用いることにより、５相と２相を切り替えることができる。よって、本実施の形態のＨＲＭは、図４に示す構成において、５相ＨＲＭとして動作することも、２相ＨＲＭとして動作することもできる。
　図５は、５相動作時を示す図である。図５に示すように、トランジスタ３２～３７のうち、トランジスタ３４、３５はオンされ、トランジスタ３２、３３、３６、３７はオフされる。また、ＬＯ信号は、５相全てが与えられる。
　図６は、２相動作時を示す図である。図６に示すように、トランジスタ３２～３７のうち、トランジスタ３４、３５はオフされ、トランジスタ３２、３３、３６、３７はオンされる。また、ＬＯ信号は、ＬＯ＿３０°、ＬＯ＿９０°がオンされ、ＬＯ＿０°、ＬＯ＿６０°、ＬＯ＿１２０°がオフされる。
　このようにすることで、２相ＨＲＭ時のＬＯ＿３０°、ＬＯ＿９０°でスイッチングされる電流の比は、１０＋１７＋１０：１０＋１７＋１０＝３７：３７となる。これは、１：１であるので、２相ＨＲＭとして動作するためのゲイン比となる。
　以上のように、本実施の形態のＨＲＭによれば、相数の切替スイッチとして機能するトランジスタ３２～３７を備えることにより、回路面積をほとんど増加させずに、５相ＨＲＭと２相ＨＲＭとを切り替えての動作が可能となる。すなわち、本実施の形態のＨＲＭは、回路面積を増やすことなく、広帯域の受信に対応できる。
　（実施の形態３）
　本発明の実施の形態３について説明する。本実施の形態に係るＨＲＭは、７相と３相の切り替えが可能であり、ゲイン素子にトランジスタを用いた構成である。図７は、本実施の形態に係るＨＲＭの構成例を示す図である。
　図７において、トランジスタ３８～４４は、共通のゲートでＲＦ信号を受けて電流に変換するｇｍ素子である。トランジスタ３８～４４のサイズ比（ｍ）は、５：９：１２：１３：１２：９：５である。これにより、電流に変換する比は、５：９：１２：１３：１２：９：５となる。
　トランジスタ４５～５７は、ゲートにバイアス電圧Ｖｂまたは電源電圧Ｖｄｄが与えられ、ｇｍ素子（トランジスタ３８～４４）のカスコードトランジスタの役割を担う素子である。このカスコードトランジスタは、相数を切り替えるための切替スイッチとして使用される。また、トランジスタ４５～５７は、ＬＯ信号がＲＦ入力端にリークするのを防ぐ役割も果たす素子である。トランジスタ４５～５７のサイズ比は、５：５：９：５：１２：７：１３：７：１２：５：９：５：５である。
　トランジスタ５８～６４は、２２．５°ずつ位相の異なるＬＯ信号を受けて、ｇｍ電流をスイッチングして周波数変換を行うスイッチング素子である。ＬＯ信号は、ＬＯ＿０°、ＬＯ＿２２．５°、ＬＯ＿４５°、ＬＯ＿６７．５°、ＬＯ＿９０°、ＬＯ＿１１２．５°、ＬＯ＿１３５°である。
　負荷６５は、トランジスタ５８～６４でスイッチングされたｇｍ電流を足し合わせて電圧に変換する加算器である。
　このような本実施の形態ＨＲＭは、トランジスタ４５～５７を相数の切替スイッチとして用いることにより、７相と３相を切り替えることができる。よって、本実施の形態のＨＲＭは、図７に示す構成において、７相ＨＲＭとして動作することも、３相ＨＲＭとして動作することもできる。
　図８は、ＨＲＭが７相ＨＲＭとして動作する場合（以下、７相動作時という）を示す図である。図８に示すように、トランジスタ４５、４７、４９、５１、５３、５５、５７は、それらのゲートにバイアス電圧Ｖｂが与えられる。また、トランジスタ４６、４８、５０、５２、５４、５６はオフされる。また、ＬＯ信号は、７相全てがオンされる。
　図９は、ＨＲＭが３相ＨＲＭとして動作する場合（以下、３相動作時という）を示す図である。図９に示すように、トランジスタ４６、４７、４８、５０、５１、５２、５４、５５、５６は、それらのゲートにバイアス電圧Ｖｂが与えられる。また、トランジスタ４５、４９、５３、５７は、オフされる。また、ＬＯ信号は、ＬＯ＿２２．５°、ＬＯ＿６７．５°、ＬＯ＿１１２．５°がオンされ、ＬＯ＿０°、ＬＯ＿４５°、ＬＯ＿９０°、ＬＯ＿１３５°がオフされる。
　上述した通り、トランジスタ４８とトランジスタ５０のサイズ比は、５：７に設定されている。よって、３相動作時において、トランジスタ４８およびトランジスタ５０は、トランジスタ４０で発生したｇｍ電流を５：７の比に基づいて、ＬＯ＿２２．５°でスイッチングされるトランジスタ５９と、ＬＯ＿６７．５°でスイッチングされるトランジスタ６１とに振り分ける。
　また、上述した通り、トランジスタ５４とトランジスタ５２のサイズ比は、５：７に設定されている。よって、３相動作時において、トランジスタ５４およびトランジスタ５２は、トランジスタ４２で発生したｇｍ電流を５：７の比に基づいて、ＬＯ＿１１２．５°でスイッチングされるトランジスタ６３と、ＬＯ＿６７．５°でスイッチングされるトランジスタ６１とに振り分ける。
　また、３相動作時において、トランジスタ４６は、トランジスタ３８で発生したｇｍ電流の全てを、ＬＯ＿２２．５°でスイッチングされるトランジスタ５９に振り分ける。
　また、３相動作時において、トランジスタ５６は、トランジスタ４４で発生したｇｍ電流の全てを、ＬＯ＿１１２．５°でスイッチングされるトランジスタ６３に振り分ける。
　このようにすることで、３相動作時のＬＯ＿２２．５°、ＬＯ＿６７．５°、ＬＯ＿１１２．５°でスイッチングされるｇｍ電流の比は、５＋９＋５：７＋１３＋７：５＋９＋５＝１９：２７：１９となる。これは、ほぼ１：√２：１であるので、３相ＨＲＭとして動作するためのゲイン比となる。
　以上のように、本実施の形態のＨＲＭによれば、相数の切替スイッチとして機能するトランジスタ４５～５７を備えることにより、回路面積をほとんど増加させずに、７相ＨＲＭと３相ＨＲＭとを切り替えての動作が可能となる。換言すれば、７相ＨＲＭを構成する場合の７つのカスコードトランジスタ（トランジスタ４５、４７、４９、５１、５３、５５、５７）に対して、６つのカスコードトランジスタ（トランジスタ４６、４８、５０、５２、５４、５６）を追加することで、３相ＨＲＭへの切り替えが可能となる。カスコードトランジスタの比率は、７相動作時が５＋９＋１２＋１３＋１２＋９＋５＝６５であるのに対して、３相動作時は５＋５＋７＋７＋５＋５＝３４であることから、カスコードトランジスタを１．５倍程度にするだけで、７相ＨＲＭと３相ＨＲＭの両方を実現できることになる。すなわち、本実施の形態のＨＲＭは、回路面積を増やすことなく、広帯域の受信に対応できる。
　（実施の形態４）
　本発明の実施の形態４について説明する。本実施の形態に係るＨＲＭは、７相と３相の切り替えが可能であり、ゲイン素子に抵抗を用いた構成である。図１０は、本実施の形態に係るＨＲＭの構成例を示す図である。
　図１０において、抵抗６６～７２は、ＲＦ信号を受けて電流に変換する素子である。抵抗６６～７２の抵抗値の比は、１／５：１／９：１／１２：１／１３：１／１２：１／９：１／５である。これにより、電流に変換する比は、５：９：１２：１３：１２：９：５となる。なお、抵抗値の比、１／５：１／９：１／１２：１／１３：１／１２：１／９：１／５は、抵抗値Ｒをもつ単位抵抗を、５個並列接続、９個並列接続、１２個並列接続、１３個並列接続、１２個並列接続、９個並列接続、５個並列接続することで実現される。
　トランジスタ７３～７９は、２２．５°ずつ位相の異なるＬＯ信号を受けて周波数変換を行うスイッチング素子である。ＬＯ信号は、ＬＯ＿０°、ＬＯ＿２２．５°、ＬＯ＿４５°、ＬＯ＿６７．５°、ＬＯ＿９０°、ＬＯ＿１１２．５°、ＬＯ＿１３５°である。
　トランジスタ８１～８８は、ゲートにバイアス電圧Ｖｂまたは電源電圧Ｖｓｓが与えられる。トランジスタ８１～８８は、相数の切替スイッチとして機能する。
　フィードバック付きオペアンプ８０は、トランジスタ７３～７９でスイッチングされた電流を足し合わせて電圧に変換する加算器である。
　このような本実施の形態ＨＲＭは、トランジスタ８１～８８を相数の切替スイッチとして用いることにより、７相と３相を切り替えることができる。よって、本実施の形態のＨＲＭは、図１０に示す構成において、７相ＨＲＭとして動作することも、３相ＨＲＭとして動作することもできる。
　図１１は、７相動作時を示す図である。図１１に示すように、トランジスタ８１～８８のうち、トランジスタ８３、８６はオンされ、トランジスタ８１、８２、８４、８５、８７、８８はオフされる。また、ＬＯ信号は、７相全てが与えられる。
　図１２は、３相動作時を示す図である。図１２に示すように、トランジスタ８１～８８のうち、トランジスタ８１、８２、８４、８５、８７、８８はオンされ、トランジスタ８３、８６はオフされる。また、ＬＯ信号は、ＬＯ＿２２．５°、ＬＯ＿６７．５°、ＬＯ＿１１２．５°がオンされ、ＬＯ＿０°、ＬＯ＿４５°、ＬＯ＿９０°、ＬＯ＿１３５°はオフされる。
　このようにすることで、３相ＨＲＭ時のＬＯ＿２２．５°、ＬＯ＿６７．５°、ＬＯ＿１１２．５°でスイッチングされる電流の比は、５＋９＋５：７＋１３＋７：５＋９＋５＝１９：２７：１９となる。これは、ほぼ１：√２：１であるので、３相ＨＲＭとして動作するためのゲイン比となる。
　以上のように、本実施の形態のＨＲＭによれば、相数の切替スイッチとして機能するトランジスタ８１～８８を備えることにより、回路面積をほとんど増加させずに、７相ＨＲＭと３相ＨＲＭとを切り替えての動作が可能となる。すなわち、本実施の形態のＨＲＭは、回路面積を増やすことなく、広帯域の受信に対応できる。
　以上、本発明の実施の形態について説明したが、上記説明は一例であり、種々の変形が可能である。
　２０１３年２月２６日出願の特願２０１３－０３５６２９の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
　本発明は、広帯域で動作するハーモニックリジェクションミキサの構成を切り替える技術全般に適用でき、センサ無線などの複数の周波数バンドで動作するシステムにおいて有効である。
　１、２、３、４、５　ｇｍトランジスタ
　６、７、８、９、１０、１１、１２、１３、１４　切替トランジスタ
　１５、１６、１７、１８、１９　スイッチングトランジスタ
　２０　負荷
　２１、２２、２３、２４、２５　抵抗
　２６、２７、２８、２９、３０　スイッチングトランジスタ
　３１　フィードバック付きオペアンプ
　３２、３３、３４、３５、３６、３７　切替トランジスタ
　３８、３９、４０、４１、４２、４３、４４　ｇｍトランジスタ
　４５、４６、４７、４８、４９、５０、５１、５２、５３、５４、５５、５６、５７　切替トランジスタ
　５８、５９、６０、６１、６２、６３、６４　スイッチングトランジスタ
　６５　負荷
　６６、６７、６８、６９、７０、７１、７２　抵抗
　７３、７４、７５、７６、７７、７８、７９　スイッチングトランジスタ
　８０　フィードバック付きオペアンプ
　８１、８２、８３、８４、８５、８６、８７、８８　切替トランジスタ

Claims (6)

  1. 　無線周波数信号を電流に変換する２Ｎ＋１個のゲイン素子と、前記ゲイン素子からの電流と局部発振信号とに基づいて周波数変換を行う２Ｎ＋１個のスイッチング素子と、前記スイッチング素子からの電流を加算して電圧に変換する加算器とを有するハーモニックリジェクションミキサであって、
    　前記ゲイン素子からの電流を、予め定められた比に基づいて、２Ｎ＋１個のスイッチング素子またはＮ個のスイッチング素子のいずれかに振り分ける切替スイッチを有する、
    　ハーモニックリジェクションミキサ。
  2. 　前記切替スイッチは、
    　トランジスタであり、２Ｎ＋１個以上備えられる、
    　請求項１記載のハーモニックリジェクションミキサ。
  3. 　前記ゲイン素子は、
    　トランジスタまたは抵抗である、
    　請求項１記載のハーモニックリジェクションミキサ。
  4. 　前記加算器は、
    　前記ゲイン素子がトランジスタである場合、負荷であり、
    　前記ゲイン素子が抵抗である場合、フィードバック付きオペアンプである、
    　請求項３記載のハーモニックリジェクションミキサ。
  5. 　前記予め定められた比は、
    　前記ゲイン素子がトランジスタである場合、前記切替スイッチのサイズの比であり、
    　前記ゲイン素子が抵抗である場合、前記抵抗の抵抗値の逆数の比である、
    　請求項３記載のハーモニックリジェクションミキサ。
  6. 　Ｎ＝２の場合、
    　前記ゲイン素子からの電流を５個のスイッチング素子に振り分けるとき、前記予め定められた比は略ｓｉｎ（３０°）：ｓｉｎ（６０°）：ｓｉｎ（９０°）：ｓｉｎ（１２０°）：ｓｉｎ（１５０°）であり、
    　前記ゲイン素子からの電流を２個のスイッチング素子に振り分けるとき、前記予め定められた比は略１：１であり、
    　Ｎ＝３の場合、
    　前記ゲイン素子からの電流を７個のスイッチング素子に振り分けるとき、前記予め定められた比は略ｓｉｎ（２２．５°）：ｓｉｎ（４５°）：ｓｉｎ（６７．５°）：ｓｉｎ（９０°）：ｓｉｎ（１１２．５°）：ｓｉｎ（１３５°）：ｓｉｎ（１５７．５°）であり、
    　前記ゲイン素子からの電流を３個のスイッチング素子に振り分けるとき、前記予め定められた比は略１：√２：１である、
    　請求項１記載のハーモニックリジェクションミキサ。
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