JP3201358B2 - 高調波ミキサ - Google Patents
高調波ミキサInfo
- Publication number
- JP3201358B2 JP3201358B2 JP27331898A JP27331898A JP3201358B2 JP 3201358 B2 JP3201358 B2 JP 3201358B2 JP 27331898 A JP27331898 A JP 27331898A JP 27331898 A JP27331898 A JP 27331898A JP 3201358 B2 JP3201358 B2 JP 3201358B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency signal
- input terminal
- signal
- harmonic mixer
- terminal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】 本発明は、局発信号周波数
で平衡−不平衡変換回路が動作する回路の２つの平衡入
力端子のそれぞれにダイオードのカソードまたはアノー
ドの一端を接続し、ダイオードの他端を接地するととも
に、平衡−不平衡変換回路の平衡入力端子に無線信号の
約１／３の周波数帯の局発信号を入力し、不平衡端子間
から無線信号を出力する高調波ミキサに関するものであ
る。
で平衡−不平衡変換回路が動作する回路の２つの平衡入
力端子のそれぞれにダイオードのカソードまたはアノー
ドの一端を接続し、ダイオードの他端を接地するととも
に、平衡−不平衡変換回路の平衡入力端子に無線信号の
約１／３の周波数帯の局発信号を入力し、不平衡端子間
から無線信号を出力する高調波ミキサに関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来のミキサとしては、図３に開示した
如く、マイクロストリップラインとスロットライン、お
よびミキサーダイオードで構成したバランス型ミキサが
利用されている。図３では、バランス型ミキサは、誘電
体基板の接地面を上面から見るとともに、誘電体基板の
他方の面上にある構成物を破線で示している。
如く、マイクロストリップラインとスロットライン、お
よびミキサーダイオードで構成したバランス型ミキサが
利用されている。図３では、バランス型ミキサは、誘電
体基板の接地面を上面から見るとともに、誘電体基板の
他方の面上にある構成物を破線で示している。
【０００３】同図において、１は局発周波数信号端子、
２は高周波信号端子、３は中間周波信号端子、４は局発
周波信号用の（第２の）マイクロストリップライン、５
は高周波信号用の（第１の）マイクロストリップライン
である。また、６，７はそれぞれ互いに両端を結合した
第１および第２のスロットライン、８は先端短絡の第３
のスロットラインであり、第３のスロットライン８は第
１および第２のスロットライン６，７の一方の結合部に
結合している。
２は高周波信号端子、３は中間周波信号端子、４は局発
周波信号用の（第２の）マイクロストリップライン、５
は高周波信号用の（第１の）マイクロストリップライン
である。また、６，７はそれぞれ互いに両端を結合した
第１および第２のスロットライン、８は先端短絡の第３
のスロットラインであり、第３のスロットライン８は第
１および第２のスロットライン６，７の一方の結合部に
結合している。
【０００４】なお、前記マイクロストリップライン５と
スロットライン６，７の他の結合部とは図示では省略し
た誘電体基板を介して直交して配置され、同様にマイク
ロストリップライン４とスロットライン８も直交して配
置されている。そして、１１および１２はシングルダイ
オードであり、スロットライン６，７で囲まれた導体部
（以下、内部導体部という。）とこれ以外の導体部（以
下、接地導体部という。）とを接続している。従って、
各々がスロットライン６，７と交差し、跨ぐ形で配置さ
れている。
スロットライン６，７の他の結合部とは図示では省略し
た誘電体基板を介して直交して配置され、同様にマイク
ロストリップライン４とスロットライン８も直交して配
置されている。そして、１１および１２はシングルダイ
オードであり、スロットライン６，７で囲まれた導体部
（以下、内部導体部という。）とこれ以外の導体部（以
下、接地導体部という。）とを接続している。従って、
各々がスロットライン６，７と交差し、跨ぐ形で配置さ
れている。
【０００５】また、スロットライン６，７で囲まれた内
部導体部には、金ワイヤ（Ｌ）が接続され、中間周波信
号端子３が設けられている。
部導体部には、金ワイヤ（Ｌ）が接続され、中間周波信
号端子３が設けられている。
【０００６】
【解決すべき課題】上述した、従来のバランス型ミキサ
において、出力する高周波信号の周波数が高くなれば局
発周波信号の周波数も高くする必要がある。しかし、従
来のバランス型ミキサのようにシングルダイオード１
１，１２を使用する限りは、周波数の高い局部発振器が
必要となるが、高周波となると製造などが非常に困難で
ある。
において、出力する高周波信号の周波数が高くなれば局
発周波信号の周波数も高くする必要がある。しかし、従
来のバランス型ミキサのようにシングルダイオード１
１，１２を使用する限りは、周波数の高い局部発振器が
必要となるが、高周波となると製造などが非常に困難で
ある。
【０００７】このため、従来の局発信号は逓倍器でｎ倍
の周波数に変換して発生させ、さらにこの逓倍器の変換
損失を補うために増幅器を接続した局発信号発生回路を
ミキサの前段に設けなければならなかった。ＬO 周波数
帯とＲＦ周波数帯が同一周波数帯域である通常の基本波
ミキサは、ダイオードの非線形性を用いてＩＦをＲＦに
アップコンバートしている点では、本発明と同様である
が、一般にダイオード電圧電流特性は、単一整流波であ
り、偶数次、奇数次の項とも併せ持つため、ＬO ±ＩＦ
のＩＦ離れにＬO 信号を生じる。
の周波数に変換して発生させ、さらにこの逓倍器の変換
損失を補うために増幅器を接続した局発信号発生回路を
ミキサの前段に設けなければならなかった。ＬO 周波数
帯とＲＦ周波数帯が同一周波数帯域である通常の基本波
ミキサは、ダイオードの非線形性を用いてＩＦをＲＦに
アップコンバートしている点では、本発明と同様である
が、一般にダイオード電圧電流特性は、単一整流波であ
り、偶数次、奇数次の項とも併せ持つため、ＬO ±ＩＦ
のＩＦ離れにＬO 信号を生じる。
【０００８】ＬO 信号は不要波となるため、それを抑圧
するために急峻な抑圧特性を持つフィルターが必要であ
り、装置の小型化と小型化を妨げる弊害となる。また、
偶数高調波ミキサはアンチパラレルダイオードを用いて
偶数次の項を抑圧するため、ＬO の偶数逓倍周波数帯域
の信号、即ち２ＬO ±ＩＦをＲＦとして用いる偶数高調
波ミキサも開発されているが、この方式によれば周波数
逓倍器が省略できるだけでなく、信号周波数近傍に本来
生じる２ＬO はダイオードが偶数次の特性を持たないた
めに抑圧されるため、フィルタはイメージを抑圧（２Ｌ
O+ＩＦに対し２ＬO −ＩＦを、またはその逆）すれば良
く、基本波のミキサより２倍の周波数離れを抑圧するフ
ィルタで事足りるメリットがある。
するために急峻な抑圧特性を持つフィルターが必要であ
り、装置の小型化と小型化を妨げる弊害となる。また、
偶数高調波ミキサはアンチパラレルダイオードを用いて
偶数次の項を抑圧するため、ＬO の偶数逓倍周波数帯域
の信号、即ち２ＬO ±ＩＦをＲＦとして用いる偶数高調
波ミキサも開発されているが、この方式によれば周波数
逓倍器が省略できるだけでなく、信号周波数近傍に本来
生じる２ＬO はダイオードが偶数次の特性を持たないた
めに抑圧されるため、フィルタはイメージを抑圧（２Ｌ
O+ＩＦに対し２ＬO −ＩＦを、またはその逆）すれば良
く、基本波のミキサより２倍の周波数離れを抑圧するフ
ィルタで事足りるメリットがある。
【０００９】しかし、偶数高調波ミキサにおいて、ＲＦ
周波数の半分の周波数帯域においてＬO チェインに周波
数逓倍器と基本波抑圧フィルタを併せ持たねばならず、
装置の小型化の妨げとなる。すなわち、上述した従来の
バランス型ミキサは、高い周波数の局発信号を得るため
にバランス型ミキサの前段に逓倍器や増幅器を必要と
し、パネルの構成が複雑となってしまうほか、コストも
高価にならざるを得ないという問題があった。
周波数の半分の周波数帯域においてＬO チェインに周波
数逓倍器と基本波抑圧フィルタを併せ持たねばならず、
装置の小型化の妨げとなる。すなわち、上述した従来の
バランス型ミキサは、高い周波数の局発信号を得るため
にバランス型ミキサの前段に逓倍器や増幅器を必要と
し、パネルの構成が複雑となってしまうほか、コストも
高価にならざるを得ないという問題があった。
【００１０】従って、本発明が解決しようとする課題
は、局発信号の入力回路を簡易な構成にせしめることに
よってパネルの構成を簡易にするとともに、低コストで
製造することのできる高調波ミキサを提供することであ
る。
は、局発信号の入力回路を簡易な構成にせしめることに
よってパネルの構成を簡易にするとともに、低コストで
製造することのできる高調波ミキサを提供することであ
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】前記の課題は、中間周波
数信号ＩＦ及び局発周波数信号ＬＯをミキサし、前記局
発周波数信号ＬＯの奇数次逓倍周波数帯域の無線周波数
信号ＲＦを出力する平衡−不平衡変換回路（バラン）型
の高調波ミキサであって、接地導体を有する誘電体基板
と、この誘電体基板の一方の面にマイクロストリップ線
路で構成され、無線周波数信号ＲＦの出力を行うために
設けられた不平衡入力端子と、前記誘電体基板の他方の
面にスロット線路で構成され、局発周波数信号ＬＯの全
長の１／２波長の電気長を有するループと、前記不平衡
入力端子に一端を接続した高インピーダンスのマイクロ
ストリップ線路で構成された中間周波数信号ＩＦの入力
端子と、前記ループの近傍の一点であって誘電体基板の
表裏に貫通して設けられ、前記不平衡入力端子に対して
所定の信号を出力するためのスルーホールと、このスル
ーホールに対向する位置であって、前記ループを１／４
波長に分割する位置のスロット線路に接続した局発周波
数信号ＬＯの入力のための平衡入力端子と、前記スルー
ホールに対向する位置であって、前記ループを１／４波
長に分割する一方の位置に配置され、前記平衡入力端子
に一方の端子が接続され、他方の端子が前記ループの内
側に接地された第１のダイオードと、前記スルーホール
に対向する位置であって、前記ループを１／４波長に分
割する他方の位置に配置され、前記第１のダイオードが
接続された端子の極性と同じ端子が前記平衡入力端子に
接続され、他方の端子が前記ループの内側に接地された
第２のダイオードとを有することを特徴とする高調波ミ
キサによって解決される。
数信号ＩＦ及び局発周波数信号ＬＯをミキサし、前記局
発周波数信号ＬＯの奇数次逓倍周波数帯域の無線周波数
信号ＲＦを出力する平衡−不平衡変換回路（バラン）型
の高調波ミキサであって、接地導体を有する誘電体基板
と、この誘電体基板の一方の面にマイクロストリップ線
路で構成され、無線周波数信号ＲＦの出力を行うために
設けられた不平衡入力端子と、前記誘電体基板の他方の
面にスロット線路で構成され、局発周波数信号ＬＯの全
長の１／２波長の電気長を有するループと、前記不平衡
入力端子に一端を接続した高インピーダンスのマイクロ
ストリップ線路で構成された中間周波数信号ＩＦの入力
端子と、前記ループの近傍の一点であって誘電体基板の
表裏に貫通して設けられ、前記不平衡入力端子に対して
所定の信号を出力するためのスルーホールと、このスル
ーホールに対向する位置であって、前記ループを１／４
波長に分割する位置のスロット線路に接続した局発周波
数信号ＬＯの入力のための平衡入力端子と、前記スルー
ホールに対向する位置であって、前記ループを１／４波
長に分割する一方の位置に配置され、前記平衡入力端子
に一方の端子が接続され、他方の端子が前記ループの内
側に接地された第１のダイオードと、前記スルーホール
に対向する位置であって、前記ループを１／４波長に分
割する他方の位置に配置され、前記第１のダイオードが
接続された端子の極性と同じ端子が前記平衡入力端子に
接続され、他方の端子が前記ループの内側に接地された
第２のダイオードとを有することを特徴とする高調波ミ
キサによって解決される。
【００１２】特に、前記高調波ミキサは、 前記平衡入力
端子に入力される局発周波数信号ＬＯ、及び前記入力端
子に入力される中間周波数信号ＩＦをミキサする手段を
有し、 前記不平衡入力端子より無線周波数信号ＲＦ＝３
・局発周波数信号ＬＯ±中間周波数信号ＩＦを出力でき
るよう構成したことを特徴とする。又は、前記高調波ミ
キサは、 前記平衡入力端子に入力される局発周波数信号
ＬＯ、及び前記入力端子に入力される中間周波数信号Ｉ
Ｆをミキサする手段を有し、 前記不平衡入力端子より無
線周波数信号ＲＦ＝５・局発周波数信号ＬＯ±中間周波
数信号ＩＦを出力できるよう構成したことを特徴とす
る。
端子に入力される局発周波数信号ＬＯ、及び前記入力端
子に入力される中間周波数信号ＩＦをミキサする手段を
有し、 前記不平衡入力端子より無線周波数信号ＲＦ＝３
・局発周波数信号ＬＯ±中間周波数信号ＩＦを出力でき
るよう構成したことを特徴とする。又は、前記高調波ミ
キサは、 前記平衡入力端子に入力される局発周波数信号
ＬＯ、及び前記入力端子に入力される中間周波数信号Ｉ
Ｆをミキサする手段を有し、 前記不平衡入力端子より無
線周波数信号ＲＦ＝５・局発周波数信号ＬＯ±中間周波
数信号ＩＦを出力できるよう構成したことを特徴とす
る。
【００１３】或いは、前記高調波ミキサは、 前記平衡入
力端子に入力される局発周波数信号ＬＯ、及び前記入力
端子に入力される中間周波数信号ＩＦをミキサする手段
を有し、 前記不平衡入力端子より無線周波数信号ＲＦ＝
７・局発周波数信号ＬＯ±中間周波数信号ＩＦを出力で
きるよう構成したことを特徴とする。
力端子に入力される局発周波数信号ＬＯ、及び前記入力
端子に入力される中間周波数信号ＩＦをミキサする手段
を有し、 前記不平衡入力端子より無線周波数信号ＲＦ＝
７・局発周波数信号ＬＯ±中間周波数信号ＩＦを出力で
きるよう構成したことを特徴とする。
【００１４】又、前記高調波ミキサを二つ用いて、不平
衡入力端子からの出力信号に周波数で９０°の位相差を
持たせたハイブリッド回路で合成するとともに、中間周
波数信号ＩＦの入力端子への入力信号をＩＦ周波数で９
０°の位相差をもつハイブリッド回路で構成したことを
特徴とする。又、前記高調波ミキサの不平衡入力端子か
ら信号を入力し、中間周波数信号ＩＦの入力端子より出
力させるダウンコンバータとして構成したことを特徴と
する。
衡入力端子からの出力信号に周波数で９０°の位相差を
持たせたハイブリッド回路で合成するとともに、中間周
波数信号ＩＦの入力端子への入力信号をＩＦ周波数で９
０°の位相差をもつハイブリッド回路で構成したことを
特徴とする。又、前記高調波ミキサの不平衡入力端子か
ら信号を入力し、中間周波数信号ＩＦの入力端子より出
力させるダウンコンバータとして構成したことを特徴と
する。
【００１５】
【発明の実施態様】図１は、本発明に係る高調波ミキサ
（平衡−不平衡変換回路、以下バランと略称する）の構
図である。なお、同図に示すバラン型の高調波ミキサ
は、誘電体基板の接地面を上面から見るとともに、誘電
体基板の他方の面上にある構成物を破線で示している。
（平衡−不平衡変換回路、以下バランと略称する）の構
図である。なお、同図に示すバラン型の高調波ミキサ
は、誘電体基板の接地面を上面から見るとともに、誘電
体基板の他方の面上にある構成物を破線で示している。
【００１６】同図中１０は、高調波ミキサであるバラン
であり、このバラン１０は、マイクロストリップ線路１
１と、スロット線路１２からなる平衡−不平衡変換回路
であって、誘電体基板１３の表面１３a 、及び裏面１３
b の両面を用いて構成される。ところで、前記誘電体基
板１３の裏面１３b には、無線周波数ＲＦの出力を行う
ための不平衡入力端子１４を構成する第一のマイクロス
トリップ線路１１a と、中間周波数信号ＩＦ供給するた
めの高インピーダンス線路１１b が形成される。
であり、このバラン１０は、マイクロストリップ線路１
１と、スロット線路１２からなる平衡−不平衡変換回路
であって、誘電体基板１３の表面１３a 、及び裏面１３
b の両面を用いて構成される。ところで、前記誘電体基
板１３の裏面１３b には、無線周波数ＲＦの出力を行う
ための不平衡入力端子１４を構成する第一のマイクロス
トリップ線路１１a と、中間周波数信号ＩＦ供給するた
めの高インピーダンス線路１１b が形成される。
【００１７】また、前記誘電体基板１３の表面１３a に
は、波長でＬO 周波数の全長１／２波長の電気長を有す
るループ１５と、前記マイクロストリップ線路１１の出
力個所であるスルーホール１６を一端とし、ループ１５
の左右半分に相当する１／４波長を有する個所を他端Ａ
とするＬＯの入力端子である平衡入力端子１７を構成す
るスロット線路１２が形成される。
は、波長でＬO 周波数の全長１／２波長の電気長を有す
るループ１５と、前記マイクロストリップ線路１１の出
力個所であるスルーホール１６を一端とし、ループ１５
の左右半分に相当する１／４波長を有する個所を他端Ａ
とするＬＯの入力端子である平衡入力端子１７を構成す
るスロット線路１２が形成される。
【００１８】なお、前記スルーホール１６は、前記スロ
ット線路１２を跨いで裏面１３b に接地されている。ま
た、前記局発信号周波数LOでバラン１０の回路が動作す
る２つの平衡入力端子１７のそれぞれに二個のダイオー
ド１８a 、 １８b のカソードまたはアノードの何れか片
方が接続され、これらダイオード１８a 、 １８b の他端
は接地される。
ット線路１２を跨いで裏面１３b に接地されている。ま
た、前記局発信号周波数LOでバラン１０の回路が動作す
る２つの平衡入力端子１７のそれぞれに二個のダイオー
ド１８a 、 １８b のカソードまたはアノードの何れか片
方が接続され、これらダイオード１８a 、 １８b の他端
は接地される。
【００１９】ところで、前記のバラン１０の平衡入力端
子１７には、本実施例では無線信号ＲＦの約１／３の周
波数帯の局発信号LOを入力するように構成する。そし
て、前記無線信号ＲＦはバラン１０の不平衡端子１４間
から出力され、その線路に併せて高インピーダンス線路
１１b にて中間周波数（ＩＦ）信号を供給するととも
に、各周波数間には、本実施例ではＦ( ＲＦ) ＝３・Ｆ
（ＬO ）±ＩＦなる関係を維持させる。
子１７には、本実施例では無線信号ＲＦの約１／３の周
波数帯の局発信号LOを入力するように構成する。そし
て、前記無線信号ＲＦはバラン１０の不平衡端子１４間
から出力され、その線路に併せて高インピーダンス線路
１１b にて中間周波数（ＩＦ）信号を供給するととも
に、各周波数間には、本実施例ではＦ( ＲＦ) ＝３・Ｆ
（ＬO ）±ＩＦなる関係を維持させる。
【００２０】以下、上記の構成に基づいて本発明に係る
高調波ミキサの動作を説明する。バランの平衡端子１７
から入力されたLO信号は正の半サイクルにて片方のダイ
オード１８a を導通せしめ、負の半サイクルにてはもう
片方のダイオード18b を導通せしめるため不平衡端子１
４においてはLOの信号は全波整流波形が出力される。平
衡端子１７からの正負の両極性振幅をもった正弦波入力
に対し、不平衡端子１４への出力波形は二つの半サイク
ルにおいて同一の極性をもった出力を行う偶関数回路で
ある。
高調波ミキサの動作を説明する。バランの平衡端子１７
から入力されたLO信号は正の半サイクルにて片方のダイ
オード１８a を導通せしめ、負の半サイクルにてはもう
片方のダイオード18b を導通せしめるため不平衡端子１
４においてはLOの信号は全波整流波形が出力される。平
衡端子１７からの正負の両極性振幅をもった正弦波入力
に対し、不平衡端子１４への出力波形は二つの半サイク
ルにおいて同一の極性をもった出力を行う偶関数回路で
ある。
【００２１】なお、上記の実施例では、各周波数間に
は、Ｆ( ＲＦ) ＝３・Ｆ（ＬO ）±ＩＦなる関係を維持
させるべく説明したが、３次に限らず、ＬO 信号の５
次、７次の奇数次逓倍周波数帯域をＲＦとすることも可
能であり、上記の実施例のみに限定するものではない。
また、バランの構成例としてラットレース型ハイブリッ
トリングとして構成することも、バランの構成例として
マーチャントバランとして構成することも可能である。
は、Ｆ( ＲＦ) ＝３・Ｆ（ＬO ）±ＩＦなる関係を維持
させるべく説明したが、３次に限らず、ＬO 信号の５
次、７次の奇数次逓倍周波数帯域をＲＦとすることも可
能であり、上記の実施例のみに限定するものではない。
また、バランの構成例としてラットレース型ハイブリッ
トリングとして構成することも、バランの構成例として
マーチャントバランとして構成することも可能である。
【００２２】さらに、バランの構成例として、巻線トラ
ンスでもって構成することも可能である。また、本発明
の高調波ミキサを二つ用いることで、不平衡端子１４か
らの出力信号をＲＦ周波数で９０°の位相差を持つハイ
ブリッド回路で合成し、中間周波数の入力端子への入力
信号をＩＦ周波数で９０°の位相差をもつハイブリッド
回路で分配することにより、イメージキャンセル型のミ
キサを構成することも可能である。
ンスでもって構成することも可能である。また、本発明
の高調波ミキサを二つ用いることで、不平衡端子１４か
らの出力信号をＲＦ周波数で９０°の位相差を持つハイ
ブリッド回路で合成し、中間周波数の入力端子への入力
信号をＩＦ周波数で９０°の位相差をもつハイブリッド
回路で分配することにより、イメージキャンセル型のミ
キサを構成することも可能である。
【００２３】さらに、前述したバラン１０を不平衡端子
１４から信号を入力し、中間周波数の入力端子へ出力す
ることで、ダウンコンバータとして構成することも可能
である。
１４から信号を入力し、中間周波数の入力端子へ出力す
ることで、ダウンコンバータとして構成することも可能
である。
【００２４】
【発明の効果】 本発明に係る高調波ミキサは、上述し
た如く、構成したので、従来のバランス型ミキサのよう
に、出力する高周波信号の周波数が高くなにつれ局発周
波信号の周波数を高くする必要もなく、従って周波数の
高い局部発振器の必要がなく、逓倍器による周波数変換
も不要で、さらにこの逓倍器の変換損失を補うために増
幅器等の接続も不要であり、構造が非常に簡単であっ
て、しかも非常に安価である。
た如く、構成したので、従来のバランス型ミキサのよう
に、出力する高周波信号の周波数が高くなにつれ局発周
波信号の周波数を高くする必要もなく、従って周波数の
高い局部発振器の必要がなく、逓倍器による周波数変換
も不要で、さらにこの逓倍器の変換損失を補うために増
幅器等の接続も不要であり、構造が非常に簡単であっ
て、しかも非常に安価である。
【００２５】また、ＬO 信号は不要波となるため、それ
を抑圧するために急峻な抑圧特性を持つフィルターも不
要であり、装置の小型化が非常に容易である。
を抑圧するために急峻な抑圧特性を持つフィルターも不
要であり、装置の小型化が非常に容易である。
【図１】図１は、本発明に係る高調波ミキサの概要を示
す説明図である。
す説明図である。
【図２】図２は、本発明に係る高調波ミキサの動作状況
を説明するための図である。
を説明するための図である。
【図３】図３は、従来の高調波ミキサの一例を示す図で
ある。
ある。
１０ バラン（高調波ミキサ） １１ マイクロストリップ線路 １１a 第一のマイクロストリップ線路 １１b 高インピーダンス線路 １２ スロット線路 １３ 誘電体基板 １３a 表面 １３b 裏面 １４ 不平衡入力端子 １5 ループ １６ スルーホール １７ 平衡入力端子 １８a 、 １８b ダイオードの
Claims (6)
- 【請求項１】 中間周波数信号ＩＦ及び局発周波数信号
ＬＯをミキサし、前記局発周波数信号ＬＯの奇数次逓倍
周波数帯域の無線周波数信号ＲＦを出力する平衡−不平
衡変換回路（バラン）型の高調波ミキサであって、 接地導体を有する誘電体基板と、 この誘電体基板の一方の面にマイクロストリップ線路で
構成され、無線周波数信号ＲＦの出力を行うために設け
られた不平衡入力端子と、 前記誘電体基板の他方の面にスロット線路で構成され、
局発周波数信号ＬＯの全長の１／２波長の電気長を有す
るループと、 前記不平衡入力端子に一端を接続した高インピーダンス
のマイクロストリップ線路で構成された中間周波数信号
ＩＦの入力端子と、 前記ループの近傍の一点であって誘電体基板の表裏に貫
通して設けられ、前記不平衡入力端子に対して所定の信
号を出力するためのスルーホールと、この スルーホールに対向する位置であって、前記ループ
を１／４波長に分割する位置のスロット線路に接続した
局発周波数信号ＬＯの入力のための平衡入力端子と、前記スルーホールに対向する位置であって、前記ループ
を１／４波長に分割する一方の位置に配置され、 前記平
衡入力端子に一方の端子が接続され、他方の端子が前記
ループの内側に接地された第１のダイオードと、前記スルーホールに対向する位置であって、前記ループ
を１／４波長に分割する他方の位置に配置され、前記第
１のダイオードが接続された端子の極性と同じ端子が前
記平衡入力端子に接続され、他方の端子が前記ループの
内側に接地された第２のダイオード とを有することを特
徴とする高調波ミキサ。 - 【請求項２】 前記高調波ミキサは、 前記平衡入力端子に入力される局発周波数信号ＬＯ、及
び前記入力端子に入力される中間周波数信号ＩＦをミキ
サする手段を有し、 前記不平衡入力端子より無線周波数信号ＲＦ＝３・局発
周波数信号ＬＯ±中間 周波数信号ＩＦを出力できるよう
構成した ことを特徴とする請求項１記載の高調波ミキ
サ。 - 【請求項３】 前記高調波ミキサは、 前記平衡入力端子に入力される局発周波数信号ＬＯ、及
び前記入力端子に入力される中間周波数信号ＩＦをミキ
サする手段を有し、 前記不平衡入力端子より無線周波数信号ＲＦ＝５・局発
周波数信号ＬＯ±中間周波数信号ＩＦを出力できるよう
構成した ことを特徴とする請求項１記載の高調波ミキ
サ。 - 【請求項４】 前記高調波ミキサは、 前記平衡入力端子に入力される局発周波数信号ＬＯ、及
び前記入力端子に入力される中間周波数信号ＩＦをミキ
サする手段を有し、 前記不平衡入力端子より無線周波数信号ＲＦ＝７・局発
周波数信号ＬＯ±中間周波数信号ＩＦを出力できるよう
構成した ことを特徴とする請求項１記載の高調波ミキ
サ。 - 【請求項５】 前記高調波ミキサを二つ用いて、不平衡
入力端子からの出力信号に周波数で９０°の位相差を持
たせたハイブリッド回路で合成するとともに、中間周波
数信号ＩＦの入力端子への入力信号をＩＦ周波数で９０
°の位相差をもつハイブリッド回路で構成したことを特
徴とする請求項１記載の高調波ミキサ。 - 【請求項６】 前記高調波ミキサの不平衡入力端子から
信号を入力し、中間周波数信号ＩＦの入力端子より出力
させるダウンコンバータとして構成したことを特徴とす
る請求項１記載の高調波ミキサ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27331898A JP3201358B2 (ja) | 1998-09-28 | 1998-09-28 | 高調波ミキサ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27331898A JP3201358B2 (ja) | 1998-09-28 | 1998-09-28 | 高調波ミキサ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000101354A JP2000101354A (ja) | 2000-04-07 |
| JP3201358B2 true JP3201358B2 (ja) | 2001-08-20 |
Family
ID=17526222
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27331898A Expired - Fee Related JP3201358B2 (ja) | 1998-09-28 | 1998-09-28 | 高調波ミキサ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3201358B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103318203B (zh) * | 2012-10-12 | 2015-09-23 | 北京航空航天大学 | 带有仿机翼的空气动力悬浮列车的轻质复合材料车厢结构 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4900122B2 (ja) * | 2007-08-02 | 2012-03-21 | トヨタ自動車株式会社 | 混合器、高周波受信機及びレーダ装置 |
-
1998
- 1998-09-28 JP JP27331898A patent/JP3201358B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103318203B (zh) * | 2012-10-12 | 2015-09-23 | 北京航空航天大学 | 带有仿机翼的空气动力悬浮列车的轻质复合材料车厢结构 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000101354A (ja) | 2000-04-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3252639B2 (ja) | 検波器及び受信装置並びに送信装置 | |
| US4186352A (en) | Signal converter apparatus | |
| US4063176A (en) | Broadband high frequency mixer | |
| US7589579B2 (en) | Mixer circuit | |
| US6850575B1 (en) | Single side band modulator | |
| JP3201358B2 (ja) | 高調波ミキサ | |
| JP2005295097A (ja) | ハーモニックミキサ及びこれを備えた無線装置 | |
| JP3414057B2 (ja) | 周波数混合器、送信装置、受信装置及び送受信装置 | |
| JP3452782B2 (ja) | 偶高調波ミクサ、直交ミクサ、イメージリジェクションミクサ、送信装置および受信装置 | |
| US4399562A (en) | Full balun mixer | |
| US20070099590A1 (en) | Frequency converter | |
| JPH11127034A (ja) | シングルバランスドミクサ | |
| JP3560774B2 (ja) | 偶高調波ミクサ、直交ミクサ、イメージリジェクションミクサ、受信装置及び位相同期発振器 | |
| JP2564289B2 (ja) | 平面形クロスバ−ミクサ | |
| US20020142747A1 (en) | CMOS frequency conversion using dual mixers for sideband suppression | |
| JPH09238027A (ja) | ハーモニックミキサ | |
| KR100572691B1 (ko) | 브랜치라인 및 링 하이브리드를 이용한 더블밸런스드 믹서 | |
| JPH1013158A (ja) | 偶高調波ミクサ、直交ミクサ、イメージリジェクションミクサ、２重平衡形ミクサ、受信装置、送信装置および位相同期発振器 | |
| JPH11298255A (ja) | ハーモニックミキサ回路 | |
| KR100256951B1 (ko) | 대칭 평면형 단측대역 마이크로파 혼합-변조기 | |
| JPH10163784A (ja) | 電力分配合成回路 | |
| JPS6318886B2 (ja) | ||
| JPS5817711A (ja) | 周波数変換回路 | |
| JPH02224507A (ja) | 周波数変換器 | |
| JPS63209207A (ja) | ミキサ回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |