WO2005060131A1

WO2005060131A1 - リアクタンス調整器、これを用いたトランシーバおよび送信装置、並びにこれらに好適な信号処理回路、並びにリアクタンス調整方法、送信方法、および受信方法

Info

Publication number: WO2005060131A1
Application number: PCT/JP2004/017883
Authority: WO
Inventors: Tadashi Minotani; Nobutarou Shibata; Mitsuru Shinagawa
Original assignee: Nippon Telegraph And Telephone Corporation
Priority date: 2003-12-05
Filing date: 2004-12-01
Publication date: 2005-06-30
Also published as: EP1804382A2; EP1587226B1; DE602004009663T2; CN1751463A; JP2008035570A; DE602004018203D1; JPWO2005060131A1; US20060052074A1; KR20070007208A; JP4209924B2; KR100759359B1; EP1804382A3; CN100594685C; EP1587226A4; DE602004009663D1; KR100777766B1; KR20060024340A; EP1804382B1; EP1587226A1; US7636547B2

Abstract

　リアクタンス調整器は、電界伝達媒体（１２１）に電界を誘起する電極（１２３）と、リアクタンス値を調整するための共振部（７）と、共振部（７）へ高レベル及び低レベルの信号を交番的に出力する調整信号発生部（１３）と、電界伝達媒体（１２１）内の電界に基づく電気信号を発生する電界検出部（１５）と、調整信号発生部（１３）の高レベル信号出力時に上記の電気信号に応じた電荷を蓄積する第１の電荷蓄積手段（Ｃ１）と、低レベル信号出力時に電気信号に応じた電荷を蓄積する第２の電荷蓄積手段（Ｃ２）と、これらの電圧差に応じた所定の信号を出力する電圧比較器（１０）と、第１又は第２の電荷蓄積手段（Ｃ１、Ｃ２）の電荷蓄積中には一定電圧値の電圧を、電荷蓄積を終了すると所定の信号に基づく電圧を共振部（７）に対して出力する制御部（１９）と、を備える。

Description

明細書

リアクタンス調整器、これを用いたトランシーバおよび送信装置、並びにこれらに好適な信号処理回路、並びにリアクタンス調整方法、送信方法、および受信方法

技術分野

[0001] 本発明は、送受信すべき情報を含む信号を電界伝達媒体を介して送信し若しくは受信しまたは送受信する通信装置と電界伝達媒体とにより生じるリアクタンスを調整するリアクタンス調整器、並びにこれを用いた送信装置およびトランシ一ノ^並びにこれらに好適な信号処理回路に関する。さらに、本発明は、リアクタンス調整方法、送信方法、および受信方法に関する。

背景技術

[0002] 携帯端末の小型化および高性能化により、生体に装着可能なウェアラブルコンビュータが注目されてきている。従来、このようなウェアラブルコンピュータ間のデータ通信として、コンピュータにトランシーバを接続し、このトランシーバが誘起する電界を、電界伝達媒体である生体の内部を伝達することによってデータの送受信を行う方法力例えば、特開 2001— 352298号公報に提案されている。

[0003] 送受信すべき情報を含む信号に基づく電界を生体に誘起し、誘起された電界を検出して通信を行う人体通信にぉ、て、大地グラウンドから静電気的に結合して、なヽトランシーバを用、る場合、図 1に示すように変調回路の出力と送受信電極の間に可変リアクタンス部を設け、そのリアクタンス値を適宜制御して、生体に誘起される電界を大きくすることにより、良好な通信状態を実現できる。

[0004] 図 1は、人体通信において適用されるトランシーバの構成の一例を示す。図示の通り、このトランシーバは、搬送波となる交流信号を出力する発振器 125と、送信すべきデータを用いて搬送波を変調する変調回路 101と、リアクタンス調整時および送信時にオンになり受信時にオフになるスィッチ 102と、生体 121と大地グラウンドおよびトランシーバ回路のグラウンドと大地グラウンド間の浮遊容量と共振を起こすための可変リアクタンス部 106と、リアクタンス調整時にリアクタンス値が大きい時の電界振幅を検出するときにオンになり、それ以外ではオフになるスィッチ 103と、リアクタンス調整時にリアクタンス値が小さい時の電界振幅を検出するときはオンになり、それ以外ではオフになるスィッチ 104と、リアクタンス値が大きいときの電界振幅を検出する検波器 107とフィルタ 108と、リアクタンス値が小さい時の電界振幅を検出する検波器 109とフィルタ 110と、リアクタンス値が大き、時と小さ、時の電界振幅の差を取る差動増幅器 111と、差動増幅器 111の出力信号を積分し、リアクタンスを制御する制御信号を出力する積分器 112と、リアクタンス調整時には差動増幅器 111からの信号を積分器 112に入力し、送信時には固定電圧源 113からの信号を積分器 112に入力するスィッチ 105と、積分器 112にゼロである電気信号を出力する固定電圧源 113と、調整時に使用する調整信号を出力する調整用信号源 114と、調整用信号と制御信号を加算し可変リアクタンス部 106に出力する加算器 115と、生体に誘起された電界を電気信号に変換する電界検出光学部 116と、電界検出光学部 116の出力信号を増幅しフィルタによる雑音除去等を行う信号処理部 117と、受信した信号を復調する復調回路 118と、波形を整える波形整形回部 119と、リアクタンス調整時および送信時には信号処理部 117の出力信号をスィッチ 103とスィッチ 104に入力し、受信時には復調回路 118に入力するスィッチ 120と、 IZO回路 122と、送受電極 123と、絶縁体 124と、を備えている。

[0005] 上記の構成を有する図 1に示されるトランシーバでは、生体 121に誘起される電界が最大になるように可変リアクタンスのリアクタンス値を制御する。この制御においては、制御信号で設定されるリアクタンス値から、リアクタンス値を時間的に変化させ、リァクタンス値の大きヽ時の電界振幅の方が大き、場合では、リアクタンス値が大きくなるように制御信号を変化させ、小さ、場合ではリアクタンス値を小さくなるように変化させる。この動作を電界振幅が等しくなるまで続けて制御を行う。

[0006] 図 1では、リアクタンス値が大きい時の電界振幅を、スィッチ 103側の回路で検出し、小さい時の電界振幅をスィッチ 104側の回路で検出し、これらの値を差動増幅器 1 11で比較する。リアクタンス値の大きい時の電界振幅の方が大きい場合には、正の信号が積分器 112に入力されるので、制御信号が大きくなりリアクタンス値は小さくなる。小さい場合には、負の信号が積分器 112に入力されるので、リアクタンス値は小さくなる。この方法では、調整用信号とリアクタンス値の大小の対応が正しければ、自動的に最大値に制御される。

[0007] より詳細に説明するために、図 2Aに示す各構成要素の出力波形と、図 2Bに示すリァクタンス値の変化を用いて説明する。図 2B中の B1、C1は、図 2A中で調整用信号がそれぞれ B1と C1である時のリアクタンス値である。また、 A1は始めのリアクタンス値である。図 1の構成では、電界振幅を検出しているときも、積分器 112に信号が入力される。制御信号の変化が調整用信号の振幅よりも小さい場合、図 2Bに示すように C1の時のリアクタンス値が A1のリアクタンス値に近づく力 B1でのリアクタンス値より小さく調整用信号とリアクタンス値の対応が変わらないため、問題なくリアクタンスの制御が行われる。

[0008] 制御信号の変化が調整用信号より大きい場合の各構成要素の出力波形とリアクタンス値の変化を、それぞれ図 3Aと図 3Bに示す。図 3B中の B2、 C2は図 3A中で調整用信号力それぞれ B2と C2であるときのリアクタンス値である。

[0009] また、従来、積分器 112としては、回路構成がシンプルで集積ィ匕に適した信号処理回路、詳しくは、チャージポンプがよく用いられている。このようなチャージポンプは、例えば、 Behzad Razavi著、黒田忠弘監訳、 "アナログ CMOS集積回路の設計応用編"、丸善株式会社、 2003年 3月、 p.686— 688に詳しい。

[0010] 図 4は、チャージポンプを用いた信号処理回路の一例を示す回路ブロック図である。同図に示す信号処理回路 4は、二つのスィッチ SW1および SW2と、コンデンサ 24 1力構成されている。

[0011] この信号処理回路 4に、外部力 UP信号が入力されてスィッチ SW1が閉成され、オン状態になると、グラウンドよりも高電位の電源電圧 Vddからコンデンサ 241の方へ電荷が流れて出力電圧が大きくなる。このとき、スィッチ SW1のオン抵抗はゼロでなく、電荷の時間変化量、すなわち電流は有限であるため、出力電圧が一瞬で出力の上限である Vddになることはな!/、。

[0012] 一方、外部から DOWN信号が入力されると、スィッチ SW2がオン状態となり、コンデンサ 241に蓄積されていた電荷がグラウンド側に流れて出力電圧が下がる。

[0013] また、どちらのスィッチもオフ状態（開放)のときは、コンデンサ 241に蓄積されている電荷の量に変動はなぐ電圧が保持されている。

[0014] このような信号処理回路 4では、 UP信号と DOWN信号を入力されている時間で積分することによって出力電圧が変動する。

[0015] 上述した従来技術によるトランシーバにおいては、制御信号の変化が調整用信号より大きい場合では、調整用信号の C2でのリアクタンス値力 B2でのリアクタンス値より大きくなつているため、調整用信号とリアクタンス値の対応が反転し、最大値への正しい制御が行われなくなってしまう。

[0016] また、リアクタンスを制御し始めてから、生体 121に誘起される電界振幅を最大値にするまでの時間を短くするには、制御信号を大きく変化させることが必要であるが、例えば図 1の構成では、制御信号を大きく変化させることができず、最大値を求めるまでの時間が長くなつてしまう。

[0017] また、送信すべきデータはリアクタンスの制御が終わった後で送信されるので、最大値を求めるまでの時間が長いとデータの伝送に割り当てる時間が短くなり、実効的なデータの伝送速度が遅くなつてしまう。

[0018] また、積分器としての上述の信号処理回路 4は、出力信号の周波数を入力信号等の基準周波数に一致させることのできる電子回路である PLL (Phase Locked Loop) 回路によく用いられている力 PLL回路内には UP信号と DOWN信号が同時に入力されることがないため、電源電圧 Vdd力もグラウンドに大きな電流が流れることはない

[0019] これに対して、信号処理回路 4を UP信号と DOWN信号が同時に入力されるような回路に適用する場合、二つのスィッチ SW1および SW2が共にオン状態になり、電源電圧 Vddからグラウンドに大きな電流が流れてしまうため、電力消費が増大してしまうという問題があった。

発明の開示

[0020] 本発明は、上記の課題に鑑みてなされたもので、その目的は、安定性を保ち、かつ最大値を求めるまでの時間が短くなる制御回路を構成することができ、安定かつ実効的なデータの伝送速度が速い通信を行うことが可能なトランシーバを提供することにある。 [0021] さらに、本発明の他の目的は、電力消費の増大を低減することができ、集積化に適した信号処理回路 (積分器)を提供し、もって、通信装置等の消費電力の低減を図ることにある。

[0022] 上記の課題を解決するために、本発明の第 1の態様は、送信すべき情報に基づく電界を電界伝達媒体に誘起し、この誘起した電界を用いて情報の送信を行う一方で、前記電界伝達媒体に誘起された受信すべき情報に基づく電界を受信することによつて情報の受信を行うトランシーバであって、所定の周波数を有する交流信号を出力して前記送信すべき情報を変調し、この変調した前記送信すべき情報に係る変調信号を送信する送信手段と、前記送信すべき情報に基づく電界の誘起および前記受信すべき情報に基づく電界の受信を行う送受信電極と、前記送信手段のグラウンドと大地グラウンドの間に生じる浮遊容量および前記電界伝達媒体と大地グラウンド間に生じる浮遊容量に対しリアクタンス値を調整して直列共振を起こすために前記送信手段および前記送受信電極と直列に接続される共振手段と、前記受信すべき情報に基づく電界を検出し、この検出した電界を電気信号に変換する電界検出手段と、前記共振手段の有するリアクタンス値を調整する際に使用する調整用信号を出力する調整用信号発生手段と、この調整用信号発生手段から出力される調整用信号を用いて前記電界検出手段から出力される電気信号の振幅を検出するための前記共振手段における前記リアクタンス値の調整において、前記リアクタンス値が大きいときに検出した前記電気信号を蓄積する第 1の蓄積手段と、リアクタンス値が小さいときに検出した前記電気信号を蓄積する第 2の蓄積手段と、前記リアクタンス値が大きいときの電界振幅を検出する検出手段と、検出した前記電界振幅から高周波成分を除去するフィルタと、を有して前記リアクタンス値が大き、ときと小さ、ときの前記電界振幅の差を増幅する差動増幅手段と、一定電圧の信号を発生する固定電圧源とを有する振幅検出手段と、この振幅検出手段で検出した振幅に基づいて前記共振手段が有する特性を制御する制御信号を発生する制御信号発生手段と、前記電界検出手段で変換した電気信号を復調する復調手段と、を備えるトランシーバを提供する。

[0023] また、本発明の第 2の態様に係るトランシーバは、第 1の態様において、前記制御信号発生手段は、前記差動増幅手段からの出力信号を積分した信号を発生する積分器と、この積分器で発生した信号に前記調整用信号発生手段カゝら出力された調整用信号を加算する加算器と、を有する。

[0024] また、本発明の第 3の態様に係るトランシーバは、第 2の態様において、前記積分器は、前記リアクタンス値が大き、ときと小さ、ときの前記電界振幅を比較する電圧比較器と、前記振幅の検出時にはオフになり積分時にはオンになる第 1の Pチャンネル MOS— FETおよび第 2の Nチャンネル MOS— FETと、前記リアクタンス値が大きいときの前記電界振幅のほうが大きい場合に第 2の Pチャンネル MOS— FETをオンとし第 1の Nチャンネル MOS-FETをオフとして出力電圧を大きくし、前記リアクタンス値が大きいときの前記電界振幅のほうが小さい場合に前記第 2の Pチャンネル MO S— FETをオフとし前記第 1の Nチャンネル MOS— FETをオンとして出力電圧を小さくするための第 2の Pチャンネル MOS— FETおよび第 1の Nチャンネル MOS— FET と、前記制御信号を保持するためのコンデンサと、を有する。

[0025] また、本発明の第 4の態様に係るトランシーバは、第 3の態様において、前記積分器は、所定の第 1の閾値を出力する第 1の固定電圧源と、所定の第 2の閾値を出力する第 2の固定電圧源と、前記第 1の閾値と前記差動増幅手段の出力とを比較した結果を出力する第 1の電圧比較器と、前記第 2の閾値と前記差動増幅手段の出力とを比較した結果を出力する第 2の電圧比較器と、を有する。

[0026] また、本発明の第 5の態様に係るトランシーバは、第 4の態様において、前記積分器は、前記制御信号の電圧を増加させるときの変化量を制御するための第 1の可変抵抗と、前記制御信号の電圧を減少させるときの変化量を制御するための第 2の可変抵抗と、前記差動増幅手段の出力と前記第 1の閾値とを比較し前記第 1の可変抵抗を制御するための信号を出力する第 1の差動増幅器と、前記差動増幅手段の出力と前記第 2の閾値とを比較し前記第 2の可変抵抗を制御するための信号を出力する第 2の差動増幅器と、を有する。

[0027] また、本発明の第 6の態様に係るトランシーバは、第 4の態様において、前記検出手段と前記フィルタに替えて、前記電界検出手段から出力される前記電気信号をサンプリングするためのサンプリング手段を有する。

[0028] また、本発明の第 7の態様に係るトランシーバは、第 4の態様において、前記検出手段と前記フィルタに替えて、前記電界検出手段から出力される前記電気信号の振幅のピークを保持するためのピークホールド手段を有する。

[0029] また、本発明の第 8の態様に係るトランシーバは、第 7の態様において、前記ピークホールド手段は、前記ピークを所定の回数で検出して加算し保持するための加算手段を有する。

[0030] 上記目的を達成するために、請求項 1記載の発明は、出力電圧を保持するために電荷を蓄積する電荷蓄積手段と、この電荷蓄積手段に電荷を蓄えて出力電圧を高くするときに閉成される第 1の接続手段と、前記電荷蓄積手段に蓄えられている電荷をグラウンドに逃がして出力電圧を低くするときに閉成される第 2の接続手段と、外部から入力される信号の入力電圧と所定の第 1のしきい値を比較して、前記入力電圧が低ければ前記第 1の接続手段を閉成する制御信号を出力する第 1の信号比較手段と、前記入力電圧と前記第 1のしきい値よりも大きな値として予め定められる第 2のしきヽ値を比較して、前記入力電圧が低ければ前記第 2の接続手段を閉成する制御信号を出力する第 2の信号比較手段とを備えたことを特徴とする信号処理回路である。

[0031] 請求項 2記載の発明は、請求項 1記載の発明において、前記第 1および第 2の接続手段にそれぞれ直列に接続されて電流を発生する第 1および第 2の電流源と、前記入力電圧と前記第 1のしきい値よりも小さな値として予め定められる第 3のしきい値を比較して、前記入力電圧が前記第 3のしきい値よりも小さい場合には前記第 1の電流源から所定の値をとる第 1の定電流を流し、前記入力電圧が前記第 3のしきい値よりも大きく前記第 1のしきい値よりも小さい場合には前記第 1の定電流よりも小さな値をとる第 2の定電流を流すための電流制御信号を前記第 1の電流源に出力する第 3の信号比較手段と、前記入力電圧と前記第 2のしき、値よりも大きな値として予め定められる第 4のしき、値を比較して、前記入力電圧が前記第 4のしき、値よりも大き!/、場合には前記第 2の電流源から前記第 1の定電流と同じ値をとる定電流を流し、前記入力電圧が前記第 2のしきい値よりも大きく前記第 4のしきい値よりも小さい場合には前記第 2の定電流と同じ値をとる定電流を流すための電流制御信号を前記第 2の電流源に出力する第 4の信号比較手段とを更に備えたことを特徴とする信号処理回路である。

[0032] 請求項 3記載の発明は、請求項 1記載の発明において、前記第 1および第 2の接続手段にそれぞれ直列に接続されて電流を発生する第 1および第 2の電流源と、前記入力電圧と前記第 1のしきい値の差をとり、前記入力電圧が小さいほど大きな電流を流すように連続的に変化する電流制御信号を前記第 1の電流源に出力する第 1の差動増幅手段と、前記入力電圧と前記第 2のしきい値の差をとり、前記入力電圧が大きいほど大きな電流を流すように連続的に変化する電流制御信号を前記第 2の電流源に出力する第 2の差動増幅手段とを更に備えたことを特徴とする信号処理回路である。

[0033] 本発明によれば、安定性を保ち、かつ最大値を求めるまでの時間が短くなる制御回路を構成することができ、安定かつ実効的なデータの伝送速度が速、通信を行うことが可能なトランシーバを提供することができる。

[0034] また、本発明によれば、目標値と観測値が一致した場合でも大電流が流れることがなぐ電力消費の増大を低減し、集積ィ匕に適した信号処理回路を提供することができる。

図面の簡単な説明

[0035] [図 1]図 1は、従来の技術によるトランシーバの概略構成図である。

[図 2A]図 2Aは、従来の技術によるトランシーバの動作を説明するための説明図である。

[図 2B]図 2Bは、従来の技術によるトランシーバの動作を説明するための説明図である。

[図 3A]図 3Aは、従来の技術によるトランシーバの動作を説明するための説明図である。

[図 3B]図 3Bは、従来の技術によるトランシーバの動作を説明するための説明図である。

[図 4]図 4は、従来の信号処理回路の構成を示す回路ブロック図である。

[図 5]図 5は、本発明の第 1の実施形態に係るトランシーバを説明するための全体構成図である。圆 6A]図 6Aは、本発明の第 1の実施形態に係るトランシーバの各構成要素の出力波形を示す図である。

圆 6B]図 6Bは、本発明の第 1の実施形態に係るトランシーバの動作を説明する説明図である。

[図 7]図 7は、本発明の第 1の実施形態に係るトランシーバの積分器として好適な信号処理回路の構成を示す回路ブロック図である。

[図 8]図 8は、図 1の信号処理回路において、入力電圧 (IN)と電気信号比較器の出力信号 (OUTl、 OUT2)の関係を示す図である。

[図 9]図 9は、本発明の第 1の実施形態に係るトランシーバの積分器として好適な信号処理回路の構成を示す回路ブロック図である。

[図 10]図 10は、図 9の信号処理回路において、入力電圧 (IN)と電気信号比較器の出力信号 (OUTl、 OUT2)の関係、および入力電圧 (IN)と電流源から出力される電流 (11、 12)の関係を示す図である。

[図 11]図 11は、本発明の第 1の実施形態に係るトランシーバの積分器として好適な信号処理回路の構成を示す回路ブロック図である。

[図 12]図 12は、可変電流源から出力される電流と電流制御信号の関係を示す図である。

[図 13]図 13は、図 11の信号処理回路において、入力電圧 (IN)と電気信号比較器の出力信号 (OUTl、 OUT2)の関係、および入力電圧 (IN)と電流源から出力される電流 (11、 12)の関係を示す図である。

[図 14]図 14は、本発明の第 2の実施形態に係るトランシーバを説明するための全体構成図である。

[図 15]図 15は、本発明の第 3の実施形態に係るトランシーバを説明するための全体構成図である。

[図 16]図 16は、本発明の第 3の実施形態に係るトランシーバの動作を説明する説明図である。

[図 17]図 17は、本発明の第 4の実施形態によるトランシーバに好適な制御部の構成図である。 [図 18]図 18は、本発明の第 5の実施形態に係るトランシーバに好適な制御部の構成を示す概略図である。

[図 19]図 19は、本発明の第 6の実施形態に係るトランシーバの構成を示す全体構成図である。

[図 20]図 20は、本発明の第 6の実施形態に係るトランシーバの動作を説明する説明図である。

[図 21]図 21は、本発明の第 7の実施形態に係るトランシーバを説明するための全体構成図である。

[図 22]図 22は、本発明の第 7の実施形態に係るトランシーバの動作を説明するための説明図である。

[図 23]図 23は、本発明の第 7の実施形態に係るトランシーバの動作を説明するための説明図である。

[図 24]図 24は、本発明の第 8の実施形態に係るトランシーバを説明するための全体構成図である。

[図 25]図 25は、本発明の第 8の実施形態に係るトランシーバを説明するための部分構成図である。

[図 26]図 26は、本発明の第 8の実施形態に係るトランシーバの動作を説明するための説明図である。

[図 27]図 27は、本発明の第 9の実施形態に係るトランシーバの全体構成図である。

[図 28]図 28は、本発明の第 10の実施形態に係るトランシーバの全体構成図である。

[図 29]図 29は、信号処理回路が適用される増幅回路の構成を示すブロック図である発明を実施するための最良の形態

[0036] 以下、添付図面を参照しながら、本発明に係るトランシーバの好適な実施形態について説明する。また、以下に説明するトランシーバは、本発明に係るリアクタンス調整器を含む。そこで、以下では、トランシーバの説明において、リアクタンス調整器についても併せて説明する。

[0037] (第 1の実施形態）図 5に、本発明の第 1の実施形態によるトランシーバのブロック図を示す。図 5に示した第 1の実施形態によるトランシーバは、 1MHz程度力も数 10MHzの周波数を有する搬送波となる交流信号を出力する発振器 5と、コンピュータ（図示せず)から後述の IZO回路を介して得た送信すべきデータを用いて搬送波を変調する変調回路 6と、リアクタンス調整時および送信時にオンになり受信時にオフになるスィッチ 2と、生体 121と大地グラウンドおよびトランシーバ回路のグラウンドと大地グラウンド間の浮遊容量と共振を起こすための可変リアクタンス部 7と、リアクタンス調整時にリアクタンス値が大きい時には検出した信号をコンデンサ C1に蓄積させるために接点 a3と接点 b3を接続して、リアクタンス値が小さい時には検出した信号をコンデンサ C2に蓄積させるために接点 a3と接点 b3を接続するスィッチ 3と、リアクタンス値が大き、ときの電界振幅を検出する検出器 8とフィルタ 9と、リアクタンス値が大きい時と小さい時の電界振幅の差を取る差動増幅器 10と、差動増幅器 10の出力信号を積分し、リアクタンスを制御する制御信号を出力する積分器 11と、振幅検出時には積分器 11の出力が変化しな、ように固定電圧源 12からの信号を積分器 11に入力するために接点 a4 と接点 c4を接続し、積分時には差動増幅器 10からの信号を積分器 11に入力するために接点 a4と接点 b4を接続するスィッチ 4と、積分器 11にゼロである電気信号を出力する固定電圧源 12と、リアクタンス値の調整時に使用する調整信号を出力する調整用信号源 13と、調整用信号と制御信号を加算し可変リアクタンス部に出力する加算器 14と、生体 121に誘起された電界を電気信号に変換する電界検出光学部 15と、電界検出光学部 15の出力信号を増幅し図示しないフィルタによる雑音除去等を行う信号処理部 16と、受信した信号を復調する復調回路 17と、波形を整える波形整形部 18と、リアクタンス調整時および送信時には信号処理部 16の出力信号を検出器 8 に入力するために接点 a 1と接点 b 1を接続し、受信時には復調回路 17に入力するために接点 alと接点 c 1を接続するスィッチ 1と、を備えて、る。

図 5、図 6Aおよび図 6Bを参照しながら、まず、第 1の実施形態に係るトランシーバにおけるリアクタンス調整器の動作を説明する。発振器 5および変調回路 6から出力された所定の信号は、スィッチ 2および可変リアクタンス部 7を介して送受信電極 123 へ提供され、当該送受信電極 123により、生体 121内にその信号に基づく電界が発生する。ここでいう所定の信号は、リアクタンス値の調整に適した信号 (探測用信号）であれば、適宜選択することができる。例えば、所定の信号は、発振器 5から出力される搬送波でよぐまた、送信すべきデータにより搬送波が変調されて得られる変調波であってもよい。さらに、発振器 5および変調回路 6とは別個の信号発生部を設け、この信号発生部力探測用信号を発生することもできる。

[0039] また、この電界は、電界検出部により送受信電極 123を介して受信されて電気信号に変換される。この電気信号は、信号処理部 16によりノイズが除去された後、スイツチ 1における接点 alと接点 blの接続により、検出器 8およびフィルタ 9を通してスイツチ 3に至る。ここで、検出器 8は、信号処理部 16からの電気信号をその振幅に応じた直流電圧に変換する機能を有し、フィルタ 9は、検出器 8から出力される電圧の高周波成分を除去する機能を有する。

[0040] 一方、当該所定の信号が受送信電極 123に提供されている間、調整用信号源 13 から、調整用信号 Aとして高レベル信号 (H)と低レベル信号 (L)とが加算器 14を介して交番的に可変リアクタンス部 7に対して印加される（図 6A)。調整用信号 Aの印加により、可変リアクタンス部 7のリアクタンスが変化することとなる。以下、断りの無い場合、調整用信号源 13から可変リアクタンス部 7に対して高レベル信号が印加されるときは、リアクタンス部 7のリアクタンスが大きくなり、低レベル信号が印加されるときは、リアクタンスが小さくなるとする。

[0041] また、調整用信号源 13からは、スィッチ 3の切り替えを制御する調整用信号 Bが、調整用信号 Aと同期してスィッチ 3に対して出力される。具体的には、調整用信号源 13から可変リアクタンス部 7に対して高レベル信号が出力されているときは、スィッチ 3においては、接点 a3と接点 b3とが接続される。これにより、調整用信号源 13から高レベル信号が出力されているときは、検出器 8により電気信号が変換されて得られる直流電圧によって、コンデンサ C1が充電される。逆に、調整用信号源 13から低レべル信号が出力されているときは、電気信号に基づく直流電圧によって、コンデンサ C 2が充電される。

[0042] コンデンサ C1および C2のいずれかが充電されているときは、スィッチ 4においては、調整用信号源 13からの調整用信号 Cにより接点 b4と接点 c4とが接続されており、したがって、固定電圧源 12からのゼロ電圧が積分器 11へ入力される。このため、積分器 11の出力が変動することはない。コンデンサ C1および C2の充電が終了すると、スィッチ 4において、調整用信号 Cにより接点 b4と接点 a4とが接続する。したがって、コンデンサ C1および C2の端子間電圧の差に基づく電圧 (所定電圧値の電圧）が差動増幅器 10から積分器 11へと入力される。

[0043] こうした構成の本発明の第 1の実施形態に係るトランシーバによれば、図 6Aおよび図 6Bを参照して、電界振幅を検出して、る間に積分器 11の出力が変化しな、ように、差動増幅器 10と積分器 11の間にスィッチ 4を挿入して、「リアクタンス値が大きい時の電界振幅の検出」、「小さい時の電界振幅の検出」、「両者の差をとつて積分」というそれぞれの動作によるサイクルを実現している。リアクタンス値が大きい場合には、スイッチ 3の a3と b3を接続し、検出器 8とフィルタ 9で電界振幅を検出した信号をコンデンサ C1に蓄積する。リアクタンス値が小さい場合では、接点 a3と接点 c3を接続し、電界振幅を検出した信号を C2に蓄積する。これらの期間、スィッチ 4では a4と積分器 1 1にゼロである信号を送る固定電圧源 12につながっている接点 c4を接続し、積分器 11の出力が変化しないようにしている。電界振幅の検出の後、スィッチ 3では接点 a3 を接点 b3と接点 c3の、ずれにも接続しな!、状態にし、スィッチ 4では接点 a4と接点 b 4を接続して積分を行う。なお、図 6A中のスィッチ 3の一の状態を示す NCは、接点 a 3が接点 b 1にも接点 c 1にも接続されな、状態を表して、る。

[0044] 以上の動作により、電界振幅検出中では積分器 11の出力（制御信号)が変化しないため、制御信号の変化が調整用信号 Aの振幅よりも大きくても、リアクタンス値の大小と調整用信号 Aの関係が反転せずに正常な制御の動作が可能となる。これにより、最大値を求めるまでの時間を短くでき、安定かつ実効的なデータの伝送速度が速い通信が実現できる。

[0045] 図 6Aでは、積分をしている間 (調整用信号 Cが高レベルの間)調整用信号 Aを低レベルにしている力高レベルにしても制御回路は正しく動作する。また、調整用信号 A、 B、 Cを作り出す際のもととなる信号源として発信器の信号を使用することも可能である。さらに、電界振幅を表す電気信号を蓄積するのにコンデンサ C1および C2を使用したが、他の蓄積手段でも同様の制御動作を実現できる。例えば、蓄積手段として、記憶装置を用いることができる。

[0046] 以上のようにしてリアクタンス値が適切に制御された状態のもと、送信すべき信号が IZO回路 122を介して変調回路 6に対して出力され、この信号に基づいて発振器 5 から提供される搬送波が変調されて変調信号が得られ、この変調信号による電界が生体 121内に誘起される。

[0047] さらに、スィッチ 1において接点 alと接点 clとが接続され、電界検出部 15からの電気信号が復調回路 17へ提供される。電気信号に含まれる受信すべき信号が、復調回路 17により復調され、波形整形部 18により波形整形され、 IZO回路 122を介して送受信すべき信号を管理するコンピュータへと提供される。このようにして、当該トランシーバと、他のトランシーバとの間において人体 121を介した情報通信がなされる

[0048] なお、搬送波の振幅が変化しな!、変調方式 (たとえば位相変調や周波数変調)を用いる場合には、振幅が情報をもたないので、その振幅の値が変化しても構わない。したがって、このような場合にはデータ送信時に調整用信号源の出力を止めなくてもよい。

[0049] 以下、第 1の実施形態によるトランシーバの変形例として、積分器 11がそれぞれ下記の構成を有するトランシーバについて説明する。

[0050] (変形例 1)

図 7は、第 1の実施形態に係るトランシーバの積分器として好適な信号処理回路の構成を示す回路ブロック図である。この信号処理回路 100においては、目標値よりも若干小さな電圧 VI、およびその目標値よりも若干大きな電圧 V2をそれぞれ第 1および第 2のしきい値として用いる。そして、信号処理回路 100においてスィッチ SW1および SW2は両方とも正論理であるとし、電気信号比較器 11では入力電圧が VIよりも小さいときに高電位になる一方、電気信号比較器 12では入力電圧が V2よりも大きいときに高電位になるように回路を設計する。

[0051] 信号処理回路 100は、具体的に次のような構成を有する。すなわち、信号処理回路 100は、しきい値 VIと外部力も入力される信号の入力電圧 INを比較し、入力電圧 INの方が低ければ、第 1の接続手段であるスィッチ SW1をオン（閉成)状態にするための信号 OUTlを出力する電気信号比較器 211、しきい値 V2と入力電圧 INを比較し、入力電圧の方が高ければ第 2の接続手段であるスィッチ SW2をオン状態にするための信号 OUT2を出力する電気信号比較器 212、および出力電圧を保持するために電荷を蓄積するコンデンサ 213を備えてヽる。

[0052] ここで、入力電圧 INは、第 1の実施形態に係るトランシーバにおけるスィッチ 4 (図 5 )を介して提供される固定電圧源 12からの所定電圧値の電圧、又は差動増幅器 10 からの電圧である。また、コンデンサ 213の端子間電圧がトランシーバの可変リアクタンス部 7 (図 5)へ印加される。

[0053] 図 8は、電気信号比較器 211および 212からそれぞれ出力される信号 OUT1および OUT2 (縦軸）と入力電圧 IN (横軸）の関係を示す図である。

同図に示す線 2101によれば、入力電圧 INの値が目標値を含む領域である閾値 V 1および V2の間の値をとる場合、電気信号比較器 211および 212からは、それぞれ信号 OUT1および OUT2は出力されず、よって、スィッチ SW1および SW2はともにオフ（開放）になる。このため、出力電圧に変動はなぐ大電流が流れることがない。

[0054] これに対して、入力電圧 INがしきい値 VIよりも低いときにはスィッチ SW1をオン状態にする信号 OUT1が出力され、スィッチ SW2はオフに維持される。したがって、電源 Vddからスィッチ SW1を通してコンデンサ 213へと電荷が移動し、コンデンサ 213 の端子間電圧は高電位 (Vdd)となる。

[0055] また、入力電圧がしきい値 V2よりも大きな値の時にはスィッチ SW2をオン状態にする信号 OUT2が出力され、スィッチ SW1はオフに維持される。この場合、コンデンサ 213に蓄えられた電荷がスィッチ SW2を通してグラウンドへと移動するため、コンデンサ 213の端子間電圧は低下する。

[0056] なお、信号処理回路 100を積分器として用いるトランシーバにおいては、電荷蓄積手段 C1または C2 (図 5)のいずれかが電荷を蓄積している間は、スィッチ 4では接点 a4と接点 b4が接続され、固定電圧源 12の電圧が信号処理回路 100へ入力される。ここで、この電圧は、上記の閾値 VIと V2の間の電圧値を有する。このため、電荷蓄積手段 C1または C2が電荷を蓄積している間に、スィッチ SW1も SW2もオンになることはなく、したがって、信号処理回路 100の出力電圧 (制御信号）はコンデンサ 213 の端子間電圧に保持される。

[0057] 以上説明した積分器 11としての信号処理回路 100によれば、スィッチ SW1もスイツチ SW2もオンとなることがないため、電源電圧 Vdd力もグラウンドに大電流が流れることがない。したがって、電力消費の増大を低減することが可能となる。これにより、集積ィ匕に適した信号処理回路を提供することができる。

[0058] (変形例 2)

図 9は、本発明の第 1の実施形態に係るトランシーバの積分器として好適な他の信号処理回路の構成を示す回路ブロック図である。図示の通り、信号処理回路 200においては、電源 Vddの正電極とスィッチ SW1との間に電流源 225が接続され、グラウンドとスィッチ SW2との間に電流源 226が接続され、電気信号比較器 223, 224力それぞれ電流源 225, 226に対して電流制御信号を出力することによって制御信号を調整することを特徴とする。また、信号処理回路 200においても、スィッチ SW1および S W2は両方とも正論理であるとする。

[0059] なお、信号処理回路 200が、第 1のしきい値 VIと入力電圧 INを比較し、入力電圧の方が低ければスィッチ SW1をオン状態にする信号 OUT1を出力する電気信号比較器 221、第 2のしきい値 V2と入力電圧 INを比較し、入力電圧 INの方が高ければスィッチ SW2をオン状態にする信号 OUT2を出力する電気信号比較器 222、および出力電圧を保持するために電荷を蓄積する容量 227を有している点は、上記の信号処理回路 100と同様である。

[0060] また、入力電圧 INは、第 1の実施形態に係るトランシーバにおけるスィッチ 4 (図 5) を介して提供される、固定電圧源 12からの所定電圧値の電圧、又は差動増幅器 10 力もの電圧であり、また、コンデンサ 213の端子間電圧がトランシーバの可変リアクタンス部 7 (図 5)へ印加される点も信号処理回路 100と同様である。

[0061] 信号処理回路 200は、上記構成に加え、第 3のしきい値 V3 (< VI)と入力電圧 IN を比較し、入力電圧 INの方が低ければ電流源 225に大きな電流を流すべく電流制御信号を出力する電気信号比較器 223、第 4のしき、値 V4 ( >V2)と入力電圧 INを比較し、入力電圧 INの方が高ければ電流源 226に大きな電流を流すべく電流制御信号を出力する電気信号比較器 224を備えてヽる。 [0062] 以上の構成を有する信号処理回路 200の動作を説明する。スィッチ SW1および S W2とそれぞれ直列に接続される二つの電流源 225および 226は、各々に接続される電気信号比較器 223および 224から出力される電流制御信号の値が 1か 0かに応じて、電流値の異なる電流を出力する。

[0063] 図 10は、入力電圧 INと、スィッチ SW1を流れる電流 IIおよびスィッチ SW2を流れる電流 12との関係を示す図である。ここでの各電流の正の向きは、図 9に示す矢印の向きである。

[0064] 図 10の線 2201によれば、入力電圧が V3よりも低いときは、電気信号比較器 223 力も 1の値をとる電流制御信号が電流源 225に対して出力される。これに応じて、図 1 0の線 2201に示す通り、電流源 225から電流 II (第 1の定電流）が流れる。この結果、出力電圧 (容量 227の電圧）が増加する。

[0065] また、入力電圧が V3よりも高く VIよりも低いときには、電気信号比較器 223から 0 の値をとる電流制御信号が電流源 225に対して出力され、電流源 225から電流 IIよりも小さい電流（第 2の定電流）が流れる。この結果、電流源 225から電流 IIが流れる場合に比べ、出力電圧は緩やかに増加する。

[0066] 図 10から明らかなように、電気信号比較器 223から出力される電流制御信号の値が 1か 0に従って、電流源 225から大きな電流値を有する電流と、小さな電流値を有する電流とが流れる。すなわち、入力電圧が目標値から大きく偏差しているときは、電流源 225から大きな電流値を有する電流が流れ、出力電圧 (容量 227)が急速に増加し、入力電圧の目標値からの偏差が小さいときは、電流値 225から小さな電流値を有する電流が流れ、出力電圧が緩やかに増加する。

[0067] 一方、入力電圧が V4よりも大きいときには、電気信号比較器 224から 1の値をとる電流制御信号が出力され、電流源 226から大きな電流 12 (第 3の定電流）が流れる。この結果、急激に出力信号が減少する。なお、電流 12の電流値は、電流 II (第 1の定電流）と等しくすることができる。

[0068] また、入力電圧が V2よりも高く V4よりも低いときには、電気信号比較器 224から 0 の値をとる電流制御信号が電流源 226に対して出力され、電流源 226から電流 12よりも小さい電流 (第 4の定電流）が流れる。このため、容量 227に蓄えられていた電荷は、電流源 226から電流 12が流れる場合に比べて緩やかにグラウンドへ流出し、よつて、出力電圧が緩やかに減少する。なお、第 4の定電流は、第 2の定電流と同じ電流値を有することができる。

[0069] 電流源 226もまた電流源 225と同様〖こ、電気信号比較器 224から出力される電流制御信号が 1か 0であることに応じて、大きな電流値と小さな電流値とを有する電流が出力する。

[0070] このような機能を有する電流源 225および 226を用いることにより、入力電圧 INと目標値の偏差が大きい場合には大きな電流が流れて出力電圧の変化が早くなる一方、その両者の偏差が小さい場合には、流れる電流も小さく出力電圧の変化も小さいので、回路の安定性が一段と高くなる。

[0071] すなわち、以上説明した積分器 11としての信号処理回路 200によれば、上記の信号処理回路 100と同様の効果を得ることができる。

[0072] カロえて、信号処理回路 100によれば、電流源をスィッチに直列に接続することにより、入力電圧と目標値の偏差に応じて出力電圧を変化させることができ、この結果、信号処理回路の安定性を一段と向上させることができる。

[0073] (変形例 3)

図 11は、本発明の第 1の実施形態に係るトランシーバの積分器 11として好適な更に別の信号処理回路の構成を示す回路ブロック図である。図示の通り、信号処理回路 203においては、電源 Vddの正電極とスィッチ SW1との間に可変電流源 235が接続され、グラウンドとスィッチ SW2との間に可変電流源 236が接続され、可変電流源 235, 236に対してはそれぞれ差動増幅器 233, 234から電流制御信号が入力される。差動増幅器 233は、しきい値 VI (正相入力）と入力電圧 IN (逆相入力）とを入力し、これらの差が大き、ほど可変電流源 235から大きな電流が流れるように可変電流源 235に対して電流制御信号を出力する。差動増幅器 234は、入力電圧 IN (正相入力）としき、値 V2 (逆相入力）とを入力し、これらの差が大き!/、ほど可変電流源 236 力も大きな電流が流れるように可変電流源 236に対して電流制御信号を出力する。

[0074] なお、信号処理回路 203においても、スィッチ SW1および SW2は両方とも正論理であるとする。 [0075] また、信号処理回路 203は、上記の信号処理回路 100, 200と同様に、第 1のしきい値 VIと入力電圧 INを比較し、入力電圧 INの方が低ければスィッチ SW1をオン状態にする信号 OUT1を出力する電気信号比較器 231と、第 2のしきい値 V2と入力電圧 INを比較し、入力電圧 INの方が高ければスィッチ SW2をオン状態にする信号 O UT2を出力する電気信号比較器 232と、出力電圧を保持するために電荷を蓄積する容量 237とを有して!/ヽる。

[0076] 信号処理回路 203において、差動増幅器 233および 234から可変電流源 235および 236にそれぞれ出力される電流制御信号は連続的に変化するため、その電流制御信号と可変電流源から出力される電流との関係は、いずれの場合にも図 12の特性曲線 301で示されるように、電流制御信号の値に応じて可変電流源力の電流値も連続的に変化する。

[0077] 図 13は、図 12に示す特性曲線 2301を有する可変電流源を用いる場合の入力電圧 INと可変電流源から出力される電流 II、 12との関係を示す図である。上述したように、入力電圧 INは、二つの差動増幅器 233および 234に、互いに逆相をなすように入力される。より具体的には、入力電圧 INは、差動増幅器 233には逆相入力端子（一)力も入力される一方で、差動増幅器 235には正相入力端子（+ )から入力される。この結果、図 7に示すように、目標値を軸として対称な曲線 2401が得られる。いうまでもなぐ曲線 2401における電流値 IIおよび 12の傾きの絶対値は、図 12の曲線の傾きの絶対値と等しい。

[0078] 入力電圧 INがしきい値 VIよりも低い場合、差動増幅器 233から可変電流源 235に対して電流制御信号が出力される。ここで、入力電圧 INが閾値 VIより低いほど可変電流源 235からの電流が大きくなるように（図 13の線 2401)電流源 235に対して電流制御信号が出力される。このため、電流源 235から大きな電流が流れて出力電圧は早く増加する。また、信号処理回路 203の場合、入力電圧 INが高くなるに従って電流 IIは小さくなり、出力電圧は緩やかに増加する。

[0079] これに対して入力電圧が V2よりも大きい場合には、今度は電流源 236から電流 12 が流れて出力電圧が減少し、入力電圧 INが大きくなるほど出力電圧は早く減少する [0080] 入力電圧 INが VIよりも大きく V2よりも小さくなる場合、電流がゼロとなって出力電圧が一定であることは勿論である。

[0081] 以上説明した積分器 11としての信号処理回路 203によれば、上記の信号処理回路 100と同様の効果を得ることができる。

[0082] カロえて、信号処理回路 203によれば、可変電流源をスィッチに直列に接続することにより、入力電圧と目標値の偏差に応じて連続的に出力電圧を変化させることができ、この結果、信号処理回路の安定性をより一層向上させることができる。

[0083] (変形例 4)

上記の変形例 3における電流源 235および 236の代わりに可変抵抗器を設けることもできる。この場合には、電気信号比較器 233および 234は、所定の電圧 (IN)と固定電圧 VI又は V2との差が大きヽほど可変抵抗器の抵抗値を小さくするように可変抵抗器に電流制御信号を出力するよう構成される。これにより、所定の電圧と固定電圧の偏差が大きいほど、大きな電流が流れ、出力電圧が急速に変化する。また、所定の電圧と固定電圧の偏差力 S小さい場合には、可変抵抗器の抵抗が大きくなるため、電流値が緩やかに変化する。したがって、リアクタンス調整が短時間で且つ安定して達成される。

[0084] (第 2の実施形態）

続いて、本発明の第 2の実施形態に係るトランシーバについて説明する。第 2の実施形態においては、積分器のより具体的な構成について説明する。図 14は、第 1の実施形態に係るトランシーバを示す図であり、その積分器にチャージポンプ回路を使用した場合の構成例である。

[0085] 図 14に示す通り、積分器 20は、積分器用の電源電圧の正極とグラウンドとの間に正極から順に直列に接続される pMOSl、 pMOS2、 nMOSlおよび nMOS2と、 p MOS2および nMOSlの間のノードとグラウンドとの間において nMOSlおよび nM OS2に並列に接続されるコンデンサ Cpと、力も構成される。ここで、 pMOSは pチヤネル MOS—FET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)を意味し、 n MOSは nチャネル MOS— FETを意味する。

[0086] pMOSlおよび nMOS2は、コンデンサ CIおよび C2が電荷を蓄積している間は積分器 20の出力電圧 (コンデンサ Cpの端子間電圧）が変化しないようにオフになり、コンデンサ C1および C2が電荷の蓄積を終了するとオンになる。

[0087] なお、図 14に示す通り、 pMOSlのゲートには調整用信号源 13から調整用信号 C が電圧反転器を介して入力され、 nMOS2のゲートには調整用信号源 13から調整用信号 Cが直接入力される。調整用信号 Cは、コンデンサ C1および C2による電荷蓄積を制御する調整用信号 Bに基づいて生成される信号である。すなわち、調整用信号源 13は、調整用信号 Cとして、コンデンサ C1および C2が電荷を蓄積している間は低レベル信号を出力し、電荷蓄積を終了すると高レベル信号を出力する（図 16)。よつて、 pMOSlおよび nMOS2は、コンデンサ C1および C2が電荷の蓄積している間はオフとなり、電荷の蓄積を終了するとオンとなるよう制御される。

[0088] 一方、 pMOS2および nMOSlのゲートには、電圧比較器 10からの信号が入力される。電圧比較器 10は、コンデンサ C1および C2の電圧を比較し、 C1の電圧の方が高い場合は、低レベル信号を出力する。これにより、 pMOS2がオンとなり nMOSlがオフとなる。そして、コンデンサ C1および C2の電荷蓄積が終了し調整用信号 Cによつて pMOSl (および nMOS2)がオンとなると、電圧電源から pMOSlおよび pMOS 2を介してコンデンサ Cpへと電荷が移動し、制御信号の電圧が上昇する。

[0089] 逆に、コンデンサ C1の電圧の方が低い場合は、電圧比較器 10が高レベル信号を出力する。このため、 pMOS2がオフとなり nMOSlがオンとなる。ここで、コンデンサ C1および C2の電荷蓄積が終了し調整用信号 Cによって nMOS2 (および pMOSl) がオンとなると、コンデンサ Cpから nMOSlおよび nMOS2を介して電荷がグラウンドへ移動し、制御信号の電圧が降下する。

[0090] 本実施形態を第 1の実施形態の変形例 1 (図 7)と対比すると、 pMOS2はスィッチ S W1と同じ機能を有し、 nMOSlはスィッチ SW2と同じ機能を有し、 pMOSlと nMO S2はスィッチ 4に相当する機能を有している。そして、 pMOSlおよび nMOS2はまた、調整用信号 Cが低レベルのとき pMOSlおよび nMOS2ともにオフとなるため、電荷の移動は生じず、その結果、出力電圧 (制御信号）はコンデンサ Cpの端子間電圧に保持される。換言すると、本実施形態に係るトランシーバにおいては、第 1の実施形態における固定電圧源 12を用いることなぐコンデンサ C1および C2が電荷を蓄積している間の制御信号の変動が回避される。

[0091] 以上の構成により、本実施形態に係るトランシーバは、第 1の実施形態に係るトランシーバと同じ効果を奏する。

[0092] (第 3の実施形態）

図 15に、本発明に係る第 3の実施形態によるトランシーバのブロック図を示す。

[0093] 図示の通り、第 3の実施形態のトランシーバのブロック図においては、振幅検出時には積分器の出力が変化しな、ようにオフになり、積分時にはオンになる pMOS 1と nMOS2と、出力電圧 (制御信号)を保持するための容量 Cpと、閾値 X(基準電圧)を出力する固定電圧源 SXと、閾値 Y (基準電圧)を出力する固定電圧源 SYと、閾値 X と差分検出器 22の出力を比較した結果を出力する電圧比較器 Xと、入力信号と閾値 Yを比較した結果を出力する電圧比較器 Yと、から構成されて!ヽる。

[0094] 第 3の実施形態によるトランシーバでは、チャージポンプ回路の前段にそれぞれ異なる閾値 Xと閾値 Yを持つ電圧比較器 Xと電圧比較器とが設けられる。また、差分検出器 22では、入力の差がゼロのとき一定の電圧値を出力するような電圧レベルの変換も行っている。図 15中の固定電圧源 SXと固定電圧源 SYは、それぞれ電圧比較器 Xと電圧比較器 Yに閾値を与えるための信号源である。また、図 16に本実施形態のトランシーバにおける制御時の各構成要素の出力波形を示す。図 16に示すように、閾値 Xと閾値 Yは収束値を挟むように設定する。ここで、差分検出器 22の収束値とは入力信号の差がゼロのときに出力される電気信号を指す。

[0095] この制御部 21では、コンデンサ C1の電圧がコンデンサ C2の電圧よりも高ぐかつ、差分検出器 22の出力が閾値 Xおよび閾値 Yより高い場合、電圧比較器 Xと電圧比較器 Yの出力は両方とも低レベルとなるので、 pMOS2力オン、 nMOSlがオフとなる。 C1の電圧と C2の電圧がほぼ等しぐかつ、差分検出器 22の出力が閾値 Xおよび閾値 Yの間である場合では、電圧比較器 Xの出力は高レベル、電圧比較器 Yの出力は低レベルとなるので、 pMOS2と nMOSlの両方ともオフとなる。 C1の電圧が C2の電圧よりも低ぐかつ、差分検出器 22の出力が閾値 Xおよび閾値 Yより低い場合、電圧比較器 Xと電圧比較器 Yの出力は両方とも高レベルとなるので PMOS2がオフ、 nM OS 1がオンとなる。 [0096] このため、リアクタンス値の大きいときの電界振幅の方がリアクタンス値の小さいときの電界振幅よりも高い場合 (C1の電圧が C2の電圧よりも高い場合）には、制御信号は大きくなり、低い場合では制御信号は小さくなるので、第 1の実施形態の制御回路と同様の動作を行う。

[0097] しかし、第 1の実施形態では、リアクタンス値の大きいときの電界振幅と小さい時の電界振幅が完全に等しくなるまで制御信号が変化しつづけるのに対し、本第 3の実施形態では 2つの閾値を用いることにより、電界振幅の差を許容できるところが異なる。これにより、トランシーバ内で使用している電子回路等力発生する雑音による電界振幅の誤差で制御信号が変化することがなくなる（図 16の差分検出出力)。したがつて、第 1の実施形態のトランシーバに比べ、本実施形態のトランシーバのほうが、より雑音に対する安定性が高い。

[0098] (第 4の実施形態）

図 17は、本発明の第 4の実施形態によるトランシーバに好適な制御部 23の構成図である。図示の通り、制御部 23は、 pMOSl、 pMOS2、 nMOSlおよび nMOS2と、コンデンサ Cpと、閾値 Xを出力する固定電圧源 SXと、閾値 Yを出力する固定電圧源 SYと、を第 3の実施形態における制御部 21 (図 15)と同様に有する。

[0099] これに加え、制御部 23は、 pMOSlおよび pMOS2の間に設けられる可変抵抗器 RXと、 nMOSlおよび nMOS2の間に設けられる可変抵抗器 RYと、入力電圧と閾値 Xを比較し可変抵抗器 RXの抵抗値を制御する信号を出力する差動増幅器 AXと、入力電圧と閾値 Yを比較し可変抵抗器 RYの抵抗値を制御する信号を出力する差動増幅器 AYと、を有する。

[0100] 差動増幅器 AXは、具体的には、入力電圧と閾値 Xとの差が大きいほど可変抵抗器 RXの抵抗値が低くなるように可変抵抗器 RXに対して抵抗制御信号を出力する。これにより、入力電圧と閾値 Xとの差が大きいほど、電源電圧力もコンデンサじへの電荷の移動が急速に行われる。また、差動増幅器 AYは、入力電圧と閾値 Yとの差が大き！/ヽほど可変抵抗器の抵抗値が低くなるように可変抵抗器 RYに対して抵抗制御信号を出力する。これにより、入力電圧と閾値 Yとの差が大きいほど、コンデンサ Cp 力グラウンドへの電荷の移動が急速に行われる。 [0101] したがって、制御部 23によれば、制御信号の変化量を変えることのできる積分器を提供できる。すなわち、制御部 23は、入力電圧が閾値 Xや閾値 Yから離れているときには制御信号 (コンデンサ Cpの端子間電圧）の変化量を大きくし、閾値の近傍では制御信号の変化量を小さくすることができる。このため、より短い時間でリアクタンスの最適値を求めることができ、かつ安定性の高、制御を実現できる。

[0102] (第 5の実施形態）

図 18は、本発明の第 5の実施形態に係るトランシーバに好適な制御部 230の構成を示す概略図である。制御部 230は、 pMOSl、 pMOS2、 nMOSlおよび nMOS2 と、コンデンサ Cpと、固定電圧 VIを出力する固定電圧源と、固定電圧 V2を出力する固定電圧源と、を第 3の実施形態における制御部 21 (図 15)と同様に有する。

[0103] これにカ卩え、制御部 230は、固定電圧 VIよりも低い固定電圧 V3を出力する第 3の固定電圧源と、 pMOSlおよび pMOS2の間に接続される電流源 250と、入力電圧と固定電圧 V3とを比較して入力電圧が固定電圧 V3よりも低い場合には電流源 250から第 1の定電流を流し、入力電圧が固定電圧 V3よりも高く固定電圧 VIよりも低い場合には電流源 250から第 1の定電流よりも小さ、第 2の定電流を流すように電流源 2 50に対して電流制御信号を出力する電気信号比較器 223と、固定電圧 V2よりも高い固定電圧 V4を出力する固定電圧源と、 nMOSlおよび nMOS2の間に接続される電流源 226と、入力信号と固定電圧 V4とを比較して入力電圧が固定電圧 V4よりも高い場合には電流源 226から第 3の定電流を流し、入力電圧が固定電圧 V2よりも高く固定電圧 V4よりも低、場合には電流源 226から第 3の定電流よりも小さ、第 4の定電流を流すように電流源 226に対して電流制御信号を出力する第 4の電気信号比較器 224と、を有する。

[0104] 上記の構成を有する制御部 230は、以下のように動作する。入力電圧が固定電圧 V3よりも高いとき、すなわち、入力電圧が固定電圧 VIに比べて大きく偏差しているときは、電流源 250から pMOS2へ第 1の定電流が流れるよう電気信号比較器 223から電流源 250に対して電流制御信号が出力される。入力電圧が固定電圧 V3よりも低く固定電圧 VIよりも高いとき、すなわち、入力電圧と固定電圧 VIとの偏差があまり大きくな、ときは、電流源 250から pMOS2へ第 2の定電流が流れるよう電気信号比較器 223から電流源 250に対して電流制御信号が出力される。ここで、第 1の定電流は第 2の定電流よりも大きい。したがって、入力電圧と固定電圧 VIとの偏差が大きいほど、電流源 250から大きな電流が流れ、その結果、コンデンサ Cpがより短時間で充電される。また、電気信号比較器 224および電流源 226も互いに協働して、上記の電気信号器 223および電流源 225と同様に動作する。

[0105] したがって、制御部 230によれば、入力電圧が固定電圧 VIや固定電圧 V2から離れているときには制御信号 (コンデンサ Cpの端子間電圧）の変化率を大きくし、固定電圧 VIや V2の近傍では制御信号の変化率を小さくすることができる。このため、より短い時間でリアクタンスの最適値を求めることができるとともに、安定性の高い制御を実現できる。

[0106] なお、電流源 225および 226の代わりに可変電流源を用いることもできる。この場合には、電気信号比較器 224および 226は、入力電圧と固定電圧 VI又は V2との差が大きいほど可変電流源からの電流が大きくなるように可変電流源に電流制御信号を出力するよう構成される。例えば、電気信号比較器 224および 226は、差動増幅器であると有用である。これにより、入力電圧と固定電圧の偏差が大きいほど、大きな電流が流れ、出力電圧が急速に変化し、上記の偏差が小さいときは小さな電流が流れ、出力電圧は緩やかに変化する。したがって、リアクタンス調整が短時間で且つ安定して達成される。

[0107] (第 6の実施形態）

図 19は、本発明の第 6の実施形態に係るトランシーバの構成を示す構成図である。この第 6の実施形態のトランシーバにおいては、受送信電極 123を介して電界検出光学部 15により検出される電気信号の振幅を検出するため、サンプリング回路 24が使用される。集積回路でトランシーバを構成する場合、大きな静電容量を必要とするフィルタの使用は、集積回路の面積を増大させ集積回路が高価になる。したがって、フィルタを用いない振幅の検出方法を採用する必要がある。

[0108] そこで、本実施形態では、サンプリング回路 24で振幅を検出して、る。サンプリングで振幅を検出する場合、サンプリング信号の周期と生体に誘起する電界の周期は一致している必要があるため、サンプリング信号を生成する調整用信号源 13には発信器 5から信号を入力する必要がある。

[0109] 図 20には、本実施形態のトランシーバのリアクタンス調整時における各構成要素の出力波形を示す。ここでは、正弦波の山に合わせてサンプリング回路 24にサンプリング信号を入力している。 C1および C2には、それぞれリアクタンスが大きい時と小さい時の信号処理部 16の出力をサンプリングした信号が蓄積される。差分検出器 22でこれらの差を採り、制御部 21へ入力する。制御部 21では差分検出器 22の出力信号に基づいて制御信号を出力する。この構成により、フィルタを用いずに振幅を検出することができる。

[0110] (第 7の実施形態）

図 21は、本発明の第 7の実施形態によるトランシーバのブロック図である。第 7の実施形態のトランシーバのブロックでは、受送信電極 123を介して電界検出光学部 15 により検出される電気信号の振幅を検出するため、ピークホールド回路 25が使用される。既に説明した第 6の実施形態によるトランシーバの構成では、振幅を検出するのにサンプリング回路 24を使用していた力本実施形態ではピークホールド回路 25 をかわりに使用している。サンプリング回路 24では波形のピークにサンプリング信号を同期させる必要があつたが、ピークホールド回路 25では、ある期間内に入力された信号のピークを保持するので、この期間を長く設定しておけば波形のピークに同期させる必要がない。したがって、サンプリング回路 24を用いた場合に比べ、搬送波とピークホールド回路 25を動作させる信号との間の許容できる位相差に余裕がある。ここで、図 22に具体的なピークホールド回路 25の構成例を示す。図 22に示すピークホ一ルド回路 25の構成では、検出器駆動信号が高レベルのときに信号を入力するためにオンになるスィッチ SWD1と、入力信号のピークを保持するためのコンデンサ Cp kと、コンデンサ Cpkに保持されたリセット信号をリセットするためのリセットスィッチ SW D2と、力らなる。

[0111] 図 23に各構成要素の出力波形を示す。このピークホールド回路 25では、差動検出器 22の駆動信号が高レベルでリセット信号が低レベルの時に、入力波形のピーク値が容量 Cpkに蓄積される。そして、リセット信号が低レベルになると容量 Cpkに蓄積された電荷が放出され初期状態に戻る。これをリアクタンスが大きいときと小さいときで行い、振幅を表す電気信号を CIと C2に蓄積する。蓄積された電気信号を差分検出器 22で差を取り、制御部 21で積分して制御信号を出力する。このような動作により、ピークホールド回路 25を用いたリアクタンスの制御を実現する。

[0112] (第 8の実施形態）

図 24は、本発明に係る第 8の実施形態のブロック図である。図 24に示す本実施形態によるトランシーバでは、受送信電極 123を介して電界検出光学部 15により検出される電気信号の振幅を検出するため、ピークホールド Z加算回路 26が使用される。また、図 25には、ピークホールド Z加算回路 26の内部構成を示す。図示の通り、加算する際には接点 a5と接点 b5を接続し、それ以外では信号保持するために接点 a5 と接点 c5を接続するスィッチ SWD4と、積分器の出力をリセットするときにオンになるスィッチ SWD3と、が示されている。

[0113] このような図 24と図 25に参照される構成のトランシーバでは、図 25に示すようなピークホールド回路 27で検出した後、次段の積分器 28で加算している。ピークホールドでは突発的な雑音により、ピークが本来の振幅よりも大きくなつた場合でも、そのピークを保持してしまう。これは制御の誤動作を起こすので、本実施形態の回路ではピークを何回力検出し加算して力 C1または C2に信号を蓄積して雑音の影響を緩和している。

[0114] 図 26にリアクタンス調整時の各構成要素の出力波形を示す。初めにリセット信号 Q およびリセット信号 Rは低レベルであり、図 25の SWD2と SWD3は共にオフである。また、 SWD4では接点 a5と接点 c5が接続されている。検出器駆動信号が高レベルのときピークホールド回路 27に信号が入力され、入力波形のピークを保持する。この後、 SWD4への入力信号 (加算信号)を高レベルにしてピークホールド回路 27で保持した信号を積分器 28に入力し、加算してから、 SWD2をオンにして保持した信号をゼロにする。これを何回力繰り返すと、 C1にリアクタンス値が大きい時の振幅を表す信号の加算した値が蓄積される。リアクタンス値を小さくしてから、同じ処理を行つて加算した信号を C2に蓄積する。この後、差分検出器 22で差をとつた信号を制御部 21に入力し、制御信号を可変リアクタンス部 7に出力する。このような処理により雑音の影響を緩和しリアクタンスを制御して、る。 [0115] (第 9の実施形態）

図 27を参照しながら、本発明の第 9の実施形態によるトランシーバを説明する。上述の各実施の形態においては、生体内の電界は専ら電界検出光学部により電気信号へと変換される。そして、この電気信号は、スィッチの切り替えにより、リアクタンス調整時には信号出力部へ提供され、送信すべき信号の送受信時には復調部を経て IZO回路へと提供される。これに対して、本実施形態によるトランシーバにおいては、リアクタンス調整時および送受信時にそれぞれ専用の受信部が用いられる。なお、本実施形態のトランシーバは、受信部が異なることを除いて第 1の実施形態のトランシーバと同じ構成を有し、同じく動作する。

[0116] 具体的には、図 27に示す通り、本実施形態のトランシーバにおいては、送受信電極 123および検出器 8の間に前置処理部 31が設けられ、送受信電極 123および ΙΖ Ο回路 122の間に受信部 32が設けられている。また、例えば図 5に示すスィッチ 1は設けられておらず、リアクタンス調整のための信号は前置処理部 31を経て信号発生部へと提供され、受信すべき信号は受信部 32を経てコンピュータへ提供される。

[0117] より詳細には、前置処理部 31は、高入力インピーダンスを有するフィルタ 311と、生体 121内の電界を電気信号に変換する電界検出部 312と、この電気信号のノイズを除去するフィルタを含む信号処理部 313と、を有する。フィルタ 311を電界検出部 31 2の前段に設けているため、共振状態に与える悪影響が低減され、また、雑音が除去されるとともに後段の検出器 8での信号処理が容易化される。

[0118] また、受信部 32は、生体 121内の電界を電気信号に変換する電界検出部 321と、ノイズ除去のためのフィルタを含む信号処理部 322と、ノイズが除去されて信号を増幅する増幅器 323と、当該電気信号に含まれる受信すべき信号を復調する復調回路 324と、および復調信号の波形を整える波形整形部 325とを有する。これらにより、生体 121内に誘起される電界に含まれる受信すべき信号が ΙΖΟ回路 122を介してコンピュータへ提供される。

[0119] 以上の通り、第 9の実施形態によるトランシーバにおいては、リアクタンス調整用および送受信用にそれぞれ別個の受信部が設けられる。リアクタンス調整時に専ら利用される前置受信部 31に高入力インピーダンスフィルタが設けられて、るため、リアクタンス調整がより確実に且つ安定して行われる。

[0120] なお、第 9の実施形態において受信部 32を設けなければ、当該トランシーバは送信のみを行う送信装置として使用することができる。

[0121] (第 10の実施形態）

続いて、図 28を参照しながら、第 10の実施形態によるトランシーバを説明する。図 28に示す通り、このトランシーバは、受信部 32がスィッチ 2と IZO回路 122との間に設けられる点で第 9の実施形態によるトランシーバと相違し、他の構成において共通する。以下では、相違点を中心に説明する。

[0122] 本実施形態によるトランシーバでは、スィッチ 2は接点 al、接点 blおよび接点 clを有する。そして、リアクタンス調整時または送信時には接点 alと接点 blが接続されて、発振器 5および変調回路 6からリアクタンス調整動作に適した信号または送信すベき情報を含む信号が可変リアクタンス部 7を介して送受信電極 123へ提供される。また、受信時には、スィッチ 2の接点 blと接点 clとが接続されて、生体 121内の電界がスィッチ 2を介して受信部 32により受信される。なお、受信時には可変リアクタンス部 7のリアクタンス値を小さくするように制御信号が可変リアクタンス部 7へ入力される。

[0123] 上記の構成によれば、リアクタンス調整時および送信時には、受信部 32が他の回路要素から分離されるため、受信部、特に、受信部の入力段がリアクタンス調整動作に与える影響を低減することができる。また、リアクタンス調整時には共振により高電圧が発生することがある。この電圧が受信部の入力段を構成する電子回路の耐圧電圧よりも高い場合には、この電子回路が破壊されることがある。しかし、上記の構成によれば、リアクタンス調整時に受信部 32が切断されているため、そのような高電圧が受信部に入力されることはなぐよって、受信部の電子回路が破壊するのを防止することができる。すなわち、本実施形態によるトランシーバは、信頼性が向上されるという利点を有する。

[0124] なお、スィッチ 2に代わり、受信部 32と送受信電極 123との間に別個の機械的に動作するスィッチを設け、このスィッチをリアクタンス調整動作中にはオフとし、送受信中にはオンとなるようにしてもよい。このようにしても、受信部の電子回路が破壊されるおそれを解消できる。なお、このようなスィッチとしては、例えば、マイクロマシン技術により作製されるスィッチが好適である。

[0125] 以上、いくつかの実施形態を参照しながら、本発明に係るリアクタンス調整器、これを用いる受信装置および通信装置、並びに信号処理回路を説明したが、本発明は、これらの実施形態に限定されることはなぐ種々の変形が可能である。

[0126] 例えば、第 1の実施形態の変形例に係る信号処理回路は、本発明のリアクタンス調整器等以外の電子機器にも適用することができる。

[0127] 図 29は、本発明の一実施例として、上記実施形態で説明した信号処理回路 100、 200および 203の!、ずれかの適用が想定される増幅回路の概略構成を示すブロック図である。同図に示す増幅回路 150は、負帰還回路によって増幅器の利得を自動的に調整する機能を有しており、増幅器の利得を調整、制御する制御信号発生手段として、上述した信号処理回路のいずれかが適用される。

[0128] 増幅回路 150の構成を説明する。増幅回路 150は、入力された交流信号の振幅が変化しても出力される交流信号の振幅が一定になるように利得を変更可能な可変利得増幅器 251、この可変利得増幅器 251の出力信号を入力して検波する検波器 25 2、この検波器 252からの出力信号を平滑ィ匕するフィルタ 253、可変利得増幅器 251 の出力信号の振幅の目標値となる基準信号を出力する基準信号源 254、可変利得増幅器 251の出力信号の振幅に相当するフィルタ 253の出力信号と基準信号源 54 の出力信号を比較してそれらの差分を求める比較器 255、および比較器 255からの出力信号を積分し、この積分結果に基づ、て制御信号を出力する積分器 256から構成される。この積分器 256として、信号処理回路 1乃至 3のいずれかが適用されることはいうまでもない。

[0129] 以上の構成を有する増幅回路 150において、フィルタ 253の出力信号が基準信号より大きい場合、積分器 256の出力信号、すなわち可変利得増幅器 251の利得を制御する制御信号は大きくなる。この結果、可変利得増幅器 251の利得は大きくなる。他方、フィルタ 253の出力信号が基準信号より小さい場合、積分器 256の出力信号（制御信号）は小さくなり、可変利得増幅器 251の利得は小さくなる。このような信号処理は、可変利得増幅器 251の出力信号の振幅に相当するフィルタ 253の出力信号が基準信号（目標値）に等しくなるまで継続され、可変利得増幅器 251へ入力される交流信号の振幅が変化しても可変利得増幅器 251の出力信号の振幅は一定に保たれる。

[0130] このような作用を有する増幅回路 150では、目標値と観測値が一致しても状態が不安定になることがない。したがって、積分器 256 (信号処理回路）内部では、電源電圧 Vddからグラウンドに大きな電流が流れることもなくなり、電力消費の増大を抑えることが可能となる。

[0131] なお、上述した信号処理回路 100, 200, 203の各々は、本発明に係る信号処理回路の一実施形態に過ぎず、積分器 256として適用される信号処理回路がそれらに限られるわけでない。すなわち、本発明には、特許請求の範囲に記載した内容を逸脱しない範囲内で、信号処理回路 100, 200, 203と同様の作用効果を生じるさまざまな実施形態が存在し、そのような信号処理回路を用いても本実施例に係る増幅回路 150を構成可能である。

産業上の利用可能性

[0132] 本発明に係るリアクタンス調整器、これを用いたトランシーバおよび送信装置、並びにこれらに好適な信号処理回路は、例えば人間の身体に装着可能なウエアラブルコンピュータシステムにおいて特に好適に利用することができる。

Claims

請求の範囲

[1] 電界伝達媒体 (121)を介して信号の送信若しくは受信又は双方を行う通信装置と前記電界伝達媒体（121)とにより生じるリアクタンスを調整するリアクタンス調整器であつて、

探測用信号を発生する信号発生部（5、 6)と、

前記探測用信号に基づく電界を前記電界伝達媒体（121)に誘起する電極（123) と、

前記信号発生部（5、 6)と前記電極（123)との間に直列に接続され、前記電界伝達媒体（121)、前記通信装置、および大地グラウンドの間に生じる浮遊容量に対してリアクタンス値を調整して直列共振を誘起する共振部（7)と、

前記共振部（7)に対して高レベル信号および低レベル信号を交番的に出力する調整信号発生部（13)と、

前記電界伝達媒体（121)内の電界を前記電極（123)を介して受信し、受信した電界に基づく電気信号を発生する電界検出部（15)と、

前記調整信号発生部（13)が前記共振部 (7)に対して高レベル信号を出力して、るときに前記電気信号に応じた電荷を蓄積する第 1の電荷蓄積手段 (C1)、前記調整信号発生部（13)が前記共振部（7)に対して低レベル信号を出力して、るときに前記電気信号に応じた電荷を蓄積する第 2の電荷蓄積手段 (C2)、および前記第 1 の電荷蓄積手段 (C1)の電圧と前記第 2の電荷蓄積手段 (C2)の電圧とを比較し、この比較の結果に応じた所定の信号を出力する電圧比較器（10)、を有する信号出力部と、

前記第 1又は前記第 2の電荷蓄積手段 (C1、C2)のいずれかが電荷を蓄積しているときに前記共振部（7)に対して一定電圧値の電圧を出力し、前記第 1および前記第 2の電荷蓄積手段 (C1、C2)が電荷の蓄積を終了すると前記所定の信号を入力してこの信号に基づく電圧を前記共振部（7)に対して出力する制御部（19； 20； 21； 2 3 ; 230)と、

を備えるリアクタンス調整器。

[2] 前記制御部（19)が、所定電圧値の電圧を出力する固定電圧源（12)と、

前記所定電圧値の電圧を入力したときに前記一定電圧値の電圧を、前記所定の信号を入力したときに前記所定の信号に基づく電圧を前記共振部 (7)に対して出力する積分器（ 11； 100； 200； 203)と、

前記所定電圧値の電圧および前記所定の信号を選択的に入力し、前記第 1又は前記第 2の電荷蓄積手段 (C1、C2)のいずれかが電荷を蓄積しているときに前記所定電圧値の電圧を、前記第 1および前記第 2の電荷蓄積手段 (Cl、 C2)が電荷の蓄積を終了すると前記所定の信号を前記積分器 (11)に対して出力する出力切替部 (4 )と、

を備える、請求の範囲第 1項に記載のリアクタンス調整器。

[3] 前記積分器 (100)が、

所定の電圧 (Vdd)を出力する電圧源の正極に一方端にぉ、て接続される第 1の接続手段 (SW1)と、

前記第 1の接続手段 (SW1)の他方端と一方端において接続され、前記電圧源の負極に他方端にお！ヽて接続される第 2の接続手段（SW2)と、

所定の第 1の閾値電圧 (VI)と前記所定の信号とを比較して、前記所定の信号が前記第 1の閾値電圧 (VI)より低、ときに前記第 1の接続手段 (SW1)をオンにする信号を出力する第 1の比較手段（211； 221； 231)と、

前記第 1の閾値電圧 (VI)よりも高、第 2の閾値電圧 (V2)と前記所定の信号とを比較して、前記所定の信号が前記第 2の閾値電圧 (V2)より高、ときに前記第 2の接続手段（SW2)をオンにする信号を出力する第 2の比較手段（212； 222； 232)と、前記第 1の接続手段の前記他方端と一方端において接続され、前記負極と他方端にお、て接続されるコンデンサ（213； 227； 237)と、

を備える、請求の範囲第 2項に記載のリアクタンス調整器。

[4] 前記積分器 (200)が、

前記正極と前記第 1の接続手段（SW1)との間に設けられる第 1の電流源 (225)と前記所定の信号と前記第 1の閾値電圧 (VI)よりも低、第 3の閾値電圧 (V3)とを比較して、前記所定の信号が前記第 3の閾値電圧 (V3)よりも低、場合には前記第 1の電流源 (225)から所定の電流値の第 1の定電流を流し、前記所定の信号が前記第 3 の閾値電圧 (V3)よりも高く前記第 1の閾値電圧 (VI)よりも低い場合には前記第 1の定電流よりも小さい第 2の定電流を流すように前記第 1の電流源（225)に対して電流制御信号を出力する第 3の比較手段（223)と、

前記負極と前記第 2の接続手段との間に設けられる第 2の電流源（236)と、前記所定の信号と前記第 2の閾値電圧 (VI)よりも高、第 4の閾値電圧 (V4)とを比較して、前記所定の信号が前記第 4の閾値電圧 (V4)よりも高、場合には前記第 2の電流源 (236)から第 3の定電流を流し、前記所定の信号が前記第 2の閾値電圧 (V2 )よりも高く前記第 4の閾値電圧 (V4)よりも低、場合には前記第 2の電流源 (236)から前記第 3の定電流より小さ、第 4の定電流を流すように前記第 2の電流源 (236)に対して電流制御信号を出力する第 4の比較手段（224)と、

を更に備える、請求の範囲第 3項に記載のリアクタンス調整器。

[5] 前記積分器 (203)が、

前記正極と前記第 1の接続手段（SW1)との間に設けられる第 1の可変電流源（23

5)と、

前記所定の信号と前記第 1の閾値電圧 (VI)とを比較し、前記所定の信号が小さいほど、大きな電流が前記第 1の可変電流源（235)から出力されるように前記第 1の可変電流源（235)に対して電流制御信号を出力する第 1の差動増幅手段（233)と、前記負極と前記第 2の接続手段（SW2)との間に設けられる第 2の可変電流源（23

6)と、

前記所定の信号と前記第 2の閾値電圧 (V2)とを比較し、前記所定の信号が大きいほど、大きな電流が前記第 2の可変電流源（236)から出力されるように前記第 2の可変電流源 (236)に対して電流制御信号を出力する第 2の差動増幅手段（234)と、を更に備える、請求の範囲第 3項に記載のリアクタンス調整器。

[6] 前記積分器が、

前記正極と前記第 1の接続手段 (SW1)との間に設けられる第 1の可変抵抗器と、前記所定の信号と前記第 1の閾値電圧とを比較し、前記所定の信号が低いほど、前記第 1の可変抵抗器の抵抗値が小さくなるように前記第 1の可変抵抗器に対して抵抗値制御信号を出力する第 1の差動増幅手段と、

前記負極と前記第 2の接続手段との間に設けられる第 2の可変抵抗器と、前記所定の信号と前記第 2の閾値電圧とを比較し、前記所定の信号が高いほど、前記第 2の可変抵抗器の抵抗値が小さくなるように前記第 2の可変抵抗器に対して抵抗値制御信号を出力する第 2の差動増幅手段と、

[7] 前記制御部（20)が、

前記第 1および前記第 2の電荷蓄積手段 (C1、C2)のいずれかが電荷を蓄積しているときにオフとなり、前記第 1および前記第 2の電荷蓄積手段 (Cl、 C2)が電荷の蓄積を終了するとオンになる第 1の Pチャネル MOS— FET(pMOSl)と、

前記第 1の Pチャネル MOS— FET(pMOSl)に直列に接続され、前記電圧比較器 (10)によって、前記第 1の電荷蓄積手段 (C1)の電圧が前記第 2の電荷蓄積手段（ C2)の電圧よりも高いと判断されたときにオンとなり、低いと判断されたときにオフとなる第 2の pチャネル MOS— FET(pMOS2)と、

前記第 2の pチャネル MOS— FET(pMOS2)に直列に接続され、前記電圧比較器 (10)によって、前記第 1の電荷蓄積手段 (C1)の電圧が前記第 2の電荷蓄積手段（ C2)の電圧よりも低いと判断されたときにオンとなり、高いと判断されたときにオフとなる第 1の nチャネル MOS— FET(nMOSl)と、

前記第 1の nチャネル MOS— FET(nMOSl)に直列に接続され、前記第 1および前記第 2の電荷蓄積手段 (C1、C2)のいずれかが電荷を蓄積しているときにオフとなり、前記第 1および前記第 2の電荷蓄積手段 (Cl、 C2)が電荷の蓄積を終了するとォンになる第 2の nチャネル MOS— FET(nMOS2)と、

一方端が前記第 2の pチャネル MOS— FET(pMOS2)および前記第 1の nチヤネル MOS— FET(nMOSl)の間の節点に接続され、他方端がグラウンドに接続されるコンデンサ（Cp)と、

[8] 前記制御部（21)が、所定の第 1の基準電圧を出力する第 1の基準電圧源 (sx)と、

前記所定の信号および前記第 1の基準電圧を比較し、この比較の結果に応じた電圧を前記第 2の pチャネル MOS— FET(pMOS2)に対して出力する第 1の電圧比較器 (X)と、

所定の第 2の基準電圧を出力する第 2の基準電圧源 (SY)と、

前記所定の信号および前記第 2の基準電圧を比較し、この比較の結果に応じた電圧を前記第 1の nチャネル MOS— FET(nMOSl)に対して出力する第 2の電圧比較器 (Y)と、

を更に備える、請求の範囲第 7項に記載のリアクタンス調整器。

[9] 前記制御部（23)が、

前記第 1の Pチャネル MOS— FET(pMOSl)および前記第 2の pチャネル MOS— F ET(pMOS2)の間に接続される第 1の可変抵抗器 (RX)と、

前記第 1の基準電圧と前記所定の信号とを比較し、この比較の結果に基づく信号を出力して前記第 1の可変抵抗器 (RX)の抵抗値を制御する第 3の比較器 (AX)と、前記第 1の nチャネル MOS— FET(nMOSl)および前記第 2の nチャネル MOS— FET (nMOS2)の間に接続される第 2の可変抵抗器 (RY)と、

前記第 2の基準電圧と前記所定の信号とを比較し、この比較の結果に基づく信号を出力して前記第 2の可変抵抗器 (RY)の抵抗値を制御する第 4の比較器 (AY)と、を更に備える、請求の範囲第 8項に記載のリアクタンス調整器。

[10] 前記制御部（230)が、

前記第 1の Pチャネル MOS— FET(pMOSl)および前記第 2の pチャネル MOS— F ET(pMOS2)の間に接続される第 1の電流源（250)と、

前記所定の信号と前記第 1の基準電圧よりも低い第 3の基準電圧とを比較して、前記所定の信号が前記第 3の基準電圧よりも低、場合には前記第 1の電流源 (250)から第 1の定電流を流し、前記所定の信号が前記第 3の基準電圧よりも高く前記第 1の基準電圧よりも低!、場合には前記第 1の電流源 (250)から前記第 1の定電流よりも小さ、第 2の定電流を流すように前記第 1の電流源 (250)に対して電流制御信号を出力する第 3の信号比較手段 (223)と、前記第 1の nチャネル MOS— FET(nMOSl)および前記第 2の nチャネル MOS— FET (nMOS2)の間に接続される第 2の電流源（226)と、

前記所定の信号と前記第 2の基準電圧よりも高、第 4の基準電圧とを比較して、前記所定の信号が前記第 4の基準電圧よりも高、場合には前記第 2の電流源 (226)から第 3の定電流を流し、前記所定の信号が前記第 2の基準電圧よりも高く前記第 4の基準電圧よりも低!、場合には前記第 2の電流源 (226)から前記第 3の定電流よりも小さ、第 4の定電流を流すように前記第 2の電流源 (226)に対して電流制御信号を出力する第 4の信号比較手段 (224)と、

を更に備える、請求の範囲第 8項に記載のリアクタンス調整器。

[11] 前記第 1の定電流および前記第 3の定電流は等しい電流値を有し、前記第 2の定電流および前記第 4の定電流は等しい電流値を有する、請求の範囲第 4又は 10項に記載のリアクタンス調整器。

[12] 前記制御部（21)が、

前記第 1の Pチャネル MOS— FET(pMOSl)および前記第 2の pチャネル MOS— F ET(pMOS2)の間に接続される第 1の可変電流源と、

前記所定の信号と前記第 1の基準電圧とを比較し、前記所定の信号が小さいほど、大きな電流が前記第 1の可変電流源から出力されるように前記第 1の可変電流源に対して電流制御信号を出力する第 1の差動増幅手段と、

前記第 1の nチャネル MOS— FET(nMOSl)および前記第 2の nチャネル MOS— FET (nMOS2)の間に接続される第 2の可変電流源と、

前記所定の信号と前記第 2の基準電圧とを比較し、前記所定の信号が大き!、ほど、大き、電流が前記第 2の可変電流源から出力されるように前記第 2の可変電流源に対して電流制御信号を出力する第 2の差動増幅手段と、

[13] 前記信号出力部が、

前記電気信号の振幅を検出し、該振幅に応じた検出電圧を出力する検出手段 (8) と、

前記検出電圧力高周波成分を除去するフィルタ (9)と、を更に備える、請求の範囲第 1項に記載のリアクタンス調整器。

[14] 前記信号出力部が、前記電気信号をサンプリングして前記電気信号に応じた電圧を出力するサンプリング手段（25)を更に備える、請求の範囲第 1項に記載のリアクタンス調整器。

[15] 前記信号出力部が、前記電気信号の振幅のピーク値をホールドし、ピーク値に応じた電圧を出力するピークホールド手段（25)を備える、請求の範囲第 1項に記載のリァクタンス調整器。

[16] 前記ピークホールド手段（26)が、前記ピーク値を所定の回数検出して加算する加算手段（26)を備える、請求の範囲第 15記載のリアクタンス調整器。

[17] 前記制御部（19； 20； 21； 23； 230)が、

前記制御部（19； 20； 21； 23； 230)から前記共振部（7)に対して出力される前記一定電圧値の電圧又は前記所定の信号に基づく電圧と、前記調整信号発生部（13 )から前記共振部（7)に対して交番的に出力される高レベル信号又は低レベル信号と、を加算する加算器（14)を更に有する、請求の範囲第 1から 16のいずれか一項に記載のリアクタンス調整器。

[18] 所定の電圧 (Vdd)を出力する電圧源の正極に一方端が接続される第 1の接続手段 ( SW1)と、

一方端が前記第 1の接続手段 (SW1)の他方端と接続され、他方端が前記電圧源の負極に接続される第 2の接続手段（SW2)と、

所定の第 1の閾値電圧 (VI)と入力電圧とを比較して、前記入力電圧が前記第 1の閾値電圧 (VI)がより低、ときに前記第 1の接続手段 (SW1)をオンにする信号を出力する第 1の比較手段（211)と、

前記第 1の閾値電圧 (VI)よりも高、第 2の閾値電圧 (V2)と入力電圧とを比較して、前記入力電圧が前記第 2の閾値電圧 (V2)より高、ときに前記第 2の接続手段 (S W1)をオンにする信号を出力する第 2の比較手段（212)と、

一方端が前記第 1の接続手段 (SW1)の前記他方端と接続され、他方端が前記負極に接続されるコンデンサ（213)と、

を備える信号処理回路。

[19] 前記正極と前記第 1の接続手段（SW1)との間に設けられる第 1の電流源 (225)と、入力電圧と前記第 1の閾値電圧 (VI)よりも低ヽ第 3の閾値電圧 (V3)とを比較して、前記入力電圧が前記第 3の閾値電圧 (V3)よりも低、場合には前記第 1の電流源 (

225)から第 1の定電流を流し、前記入力電圧が前記第 3の閾値電圧 (V3)よりも高く前記第 1の閾値電圧 (VI)よりも低、場合には前記第 1の電流源 (225)から前記第 1 の定電流よりも小さ!/、第 2の定電流を流すように前記第 1の電流源 (225)に対して電流制御信号を出力する第 3の比較手段（223)と、

前記負極に前記第 2の接続手段（SW2)との間に設けられる第 2の電流源（226)と入力電圧と前記第 2の閾値電圧 (V2)よりも高ヽ第 4の閾値電圧 (V4)とを比較して、前記入力電圧が前記第 4の閾値電圧 (V4)よりも高、場合には前記第 2の電流源 (

226)から第 3の定電流を流し、前記入力電圧が前記第 2の閾値電圧 (V2)よりも高く前記第 4の閾値電圧 (V4)よりも低、場合には前記第 2の電流源 (226)から第 3の定電流よりも小さい第 4の定電流を流すように前記第 2の電流源（226)に対して電流制御信号を出力する第 4の比較手段（224)と、

を更に備える、請求の範囲第 18項に記載の信号処理回路。

[20] 前記正極と前記第 1の接続手段（SW1)との間に設けられる第 1の可変電流源（235 )と、

入力電圧と前記第 1の閾値電圧 (VI)とを比較し、前記入力電圧が低いほど、大きな電流を前記第 1の可変電流源から流すように前記第 1の可変電流源（235)に対して電流制御信号を出力する第 1の差動増幅手段 (233)と、

前記負極に前記第 2の接続手段（SW2)との間に設けられる第 2の可変電流源（23 6)と、

入力電圧と前記第 2の閾値電圧 (V2)とを比較し、前記入力電圧が高いほど、大きな電流を前記第 2の可変電流源 (236)力流すように前記第 2の可変電流源 (236) に対して電流制御信号を出力する第 2の差動増幅手段（234)と、

を更に備える、請求の範囲第 18項に記載の信号処理回路。

[21] 前記正極と前記第 1の接続手段 (SW1)との間に設けられる第 1の可変抵抗器と、前記入力電圧と前記第 1の閾値電圧とを比較し、前記入力電圧が低いほど、前記第 1の可変抵抗器の抵抗値が小さくなるように前記第 1の可変抵抗器に対して抵抗値制御信号を出力する第 1の差動増幅手段と、

前記負極に前記第 2の接続手段との間に設けられる第 2の可変抵抗器と、前記入力電圧と前記第 2の閾値電圧とを比較し、前記入力電圧が高いほど、前記第 2の可変抵抗器の抵抗値が小さくなるように前記第 2の可変抵抗器に対して抵抗値制御信号を出力する第 2の差動増幅手段と、

を更に備える、請求の範囲第 18項に記載の信号処理回路。

[22] 電界伝達媒体（121)を介して情報を送受信するトランシーバであって、

請求の範囲第 1から 17項のいずれか一項に記載のリアクタンス調整器と、送信すべき情報を管理するコンピュータとの接続に用いられるインタフェイス部（12

2)と、

前記インタフェイス部（122)と前記共振部との間に設けられ、前記インタフヱイス部 (122)を介して得た送信すべき情報を含む信号波を発生して前記共振部 (7)へ提供する情報信号発生部と、

前記インタフェイス部（122)および前記電極（123)の間に設けられ、前記電界伝達媒体（121)内の電界を前記電極（123)を介して検知し、検知した電界から受信すべき情報を取得して前記インタフイス部（122)に提供する受信部（32)と、を備えて構成されるトランシーバ。

[23] 前記受信部（32)が、前記電界検出部（15)より変換された電気信号を入力し、この電気信号力情報すべき情報を取得して前記インタフェイス部（122)に提供する、請求の範囲第 22項に記載のトランシーバ。

[24] 前記情報信号発生部が前記探測用信号を発生する、請求の範囲第 22項または 23 項に記載のトランシーバ。

[25] 電界伝達媒体 (121)を介して情報を送信する送信装置であって、

請求の範囲第 1から 17項のいずれか一項に記載のリアクタンス調整器と、送信すべき情報を管理するコンピュータとの接続に用いられるインタフェイス部（12 2)と、前記インタフェイス部（122)と前記共振部との間に設けられ、前記インタフヱイス部 (122)を介して得た送信すべき情報を含む信号波を発生して前記共振部 (7)へ提供する情報信号発生部と、

を備える送信装置。

[26] 前記情報信号発生部が前記探測用信号を発生する、請求の範囲第 25項に記載の送信装置。

[27] 電界伝達媒体 (121)を介して信号の送信若しくは受信又は双方を行う通信装置と前記電界伝達媒体とにより生じるリアクタンスを調整する方法であって、

信号発生部（5、 6)から発生する探測用信号に基づく電界を電極（123)を通して電界伝達媒体（121)に誘起し、

前記信号発生部（5、 6)と前記電極（123)との間に直列に接続され、前記電界伝達媒体（121)、前記通信装置、および大地グラウンドの間に生じる浮遊容量に対してリアクタンス値を調整して直列共振を誘起する共振部（7)に対して高レベル信号および低レベル信号を交番的に出力し、

前記電界伝達媒体（121)内の電界を前記電極 (123)を介して受信し、受信した電界に基づく電気信号を生成し、

前記共振部（7)に対して高レベル信号を出力しているときに前記電気信号に応じた電荷を第 1の蓄積手段 (C1)に蓄積し、前記共振部 (7)に対して低レベル信号を出力しているときに前記電気信号に応じた電荷を第 2の蓄積手段 (C2)に蓄積し、前記第 1の電荷蓄積手段 (C1)の電圧と前記第 2の電荷蓄積手段 (C2)の電圧との電圧差に応じた所定の信号を出力し、

前記第 1又は前記第 2の電荷蓄積手段 (C1、C2)のいずれかが電荷を蓄積しているときに前記共振部（7)に対して一定電圧値の電圧を出力し、前記第 1および前記第 2の電荷蓄積手段 (C1、C2)が電荷の蓄積を終了すると前記所定の信号に基づく電圧を前記共振部（7)に対して出力する方法。

[28] 電界伝達媒体（121)を介して信号の送信を行う送信方法であって、

信号発生部（5、 6)から発生する探測用信号に基づく電界を電極（123)を通して電界伝達媒体（121)に誘起し、前記信号発生部（5、 6)と前記電極（123)との間に直列に接続され、前記電界伝達媒体（121)、前記通信装置、および大地グラウンドの間に生じる浮遊容量に対してリアクタンス値を調整して直列共振を誘起する共振部（7)に対して高レベル信号および低レベル信号を交番的に出力し、

前記第 1又は前記第 2の電荷蓄積手段 (C1、C2)のいずれかが電荷を蓄積しているときに前記共振部（7)に対して一定電圧値の電圧を出力し、前記第 1および前記第 2の電荷蓄積手段 (C1、C2)が電荷の蓄積を終了すると前記所定の信号に基づく電圧を前記共振部（7)に対して出力し、

前記電極に対して送信すべき情報を含む信号波を提供する送信方法。

電界伝達媒体 (121)を介して信号の受信を行う受信方法であって、

前記電界伝達媒体内の電界を前記電極を介して受けて、受信すべき情報を含む受信情報電気信号を生成し、

受信情報電気信号を復調して前記情報を取得する受信方法。