JP2008035570A - 信号処理回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 目標値と観測値が一致した場合でも大電流が流れることがなく、電力消費の増大を低減し、集積化に適した信号処理回路を提供する。
【解決手段】 信号処理回路１００は、しきい値Ｖ１と外部から入力される信号の入力電圧ＩＮを比較し、入力電圧ＩＮの方が低ければ、第１の接続手段であるスイッチＳＷ１をオン（閉成）状態にするための信号ＯＵＴ１を出力する電気信号比較器２１１、しきい値Ｖ２と入力電圧ＩＮを比較し、入力電圧の方が高ければ第２の接続手段であるスイッチＳＷ２をオン状態にするための信号ＯＵＴ２を出力する電気信号比較器２１２、および出力電圧を保持するために電荷を蓄積するコンデンサ２１３を備えている。
【選択図】 図７

Description

本発明は、送受信すべき情報を含む信号を電界伝達媒体を介して送信し若しくは受信しまたは送受信する通信装置に好適な信号処理回路に関する。

携帯端末の小型化および高性能化により、生体に装着可能なウェアラブルコンピュータが注目されてきている。従来、このようなウェアラブルコンピュータ間のデータ通信として、コンピュータにトランシーバを接続し、このトランシーバが誘起する電界を、電界伝達媒体である生体の内部を伝達することによってデータの送受信を行う方法がに提案されている（例えば、特許文献１参照）。

送受信すべき情報を含む信号に基づく電界を生体に誘起し、誘起された電界を検出して通信を行う人体通信において、大地グラウンドから静電気的に結合していないトランシーバを用いる場合、図１に示すように変調回路の出力と送受信電極の間に可変リアクタンス部を設け、そのリアクタンス値を適宜制御して、生体に誘起される電界を大きくすることにより、良好な通信状態を実現できる。

図１は、人体通信において適用されるトランシーバの構成の一例を示す。図示の通り、このトランシーバは、搬送波となる交流信号を出力する発振器１２５と、送信すべきデータを用いて搬送波を変調する変調回路１０１と、リアクタンス調整時および送信時にオンになり受信時にオフになるスイッチ１０２と、生体１２１と大地グラウンドおよびトランシーバ回路のグラウンドと大地グラウンド間の浮遊容量と共振を起こすための可変リアクタンス部１０６と、リアクタンス調整時にリアクタンス値が大きい時の電界振幅を検出するときにオンになり、それ以外ではオフになるスイッチ１０３と、リアクタンス調整時にリアクタンス値が小さい時の電界振幅を検出するときはオンになり、それ以外ではオフになるスイッチ１０４と、リアクタンス値が大きいときの電界振幅を検出する検波器１０７とフィルタ１０８と、リアクタンス値が小さい時の電界振幅を検出する検波器１０９とフィルタ１１０と、リアクタンス値が大きい時と小さい時の電界振幅の差を取る差動増幅器１１１と、差動増幅器１１１の出力信号を積分し、リアクタンスを制御する制御信号を出力する積分器１１２と、リアクタンス調整時には差動増幅器１１１からの信号を積分器１１２に入力し、送信時には固定電圧源１１３からの信号を積分器１１２に入力するスイッチ１０５と、積分器１１２にゼロである電気信号を出力する固定電圧源１１３と、調整時に使用する調整信号を出力する調整用信号源１１４と、調整用信号と制御信号を加算し可変リアクタンス部１０６に出力する加算器１１５と、生体に誘起された電界を電気信号に変換する電界検出光学部１１６と、電界検出光学部１１６の出力信号を増幅しフィルタによる雑音除去等を行う信号処理部１１７と、受信した信号を復調する復調回路１１８と、波形を整える波形整形回部１１９と、リアクタンス調整時および送信時には信号処理部１１７の出力信号をスイッチ１０３とスイッチ１０４に入力し、受信時には復調回路１１８に入力するスイッチ１２０と、Ｉ／Ｏ回路１２２と、送受電極１２３と、絶縁体１２４と、を備えている。

上記の構成を有する図１に示されるトランシーバでは、生体１２１に誘起される電界が最大になるように可変リアクタンスのリアクタンス値を制御する。この制御においては、制御信号で設定されるリアクタンス値から、リアクタンス値を時間的に変化させ、リアクタンス値の大きい時の電界振幅の方が大きい場合では、リアクタンス値が大きくなるように制御信号を変化させ、小さい場合ではリアクタンス値を小さくなるように変化させる。この動作を電界振幅が等しくなるまで続けて制御を行う。

図１では、リアクタンス値が大きい時の電界振幅を、スイッチ１０３側の回路で検出し、小さい時の電界振幅をスイッチ１０４側の回路で検出し、これらの値を差動増幅器１１１で比較する。リアクタンス値の大きい時の電界振幅の方が大きい場合には、正の信号が積分器１１２に入力されるので、制御信号が大きくなりリアクタンス値は大きくなる。小さい場合には、負の信号が積分器１１２に入力されるので、リアクタンス値は小さくなる。この方法では、調整用信号とリアクタンス値の大小の対応が正しければ、自動的に最大値に制御される。

より詳細に説明するために、図２Ａに示す各構成要素の出力波形と、図２Ｂに示すリアクタンス値の変化を用いて説明する。図２Ｂ中のＢ１、Ｃ１は、図２Ａ中で調整用信号がそれぞれＢ１とＣ１である時のリアクタンス値である。また、Ａ１は始めのリアクタンス値である。図１の構成では、電界振幅を検出しているときも、積分器１１２に信号が入力される。制御信号の変化が調整用信号の振幅よりも小さい場合、図２Ｂに示すようにＣ１の時のリアクタンス値がＡ１のリアクタンス値に近づくが、Ｂ１でのリアクタンス値より小さく調整用信号とリアクタンス値の対応が変わらないため、問題なくリアクタンスの制御が行われる。

制御信号の変化が調整用信号より大きい場合の各構成要素の出力波形とリアクタンス値の変化を、それぞれ図３Ａと図３Ｂに示す。図３Ｂ中のＢ２、Ｃ２は図３Ａ中で調整用信号が、それぞれＢ２とＣ２であるときのリアクタンス値である。

また、従来、積分器１１２としては、回路構成がシンプルで集積化に適した信号処理回路、詳しくは、チャージポンプがよく用いられている（例えば、非特許文献１参照）。

図４は、チャージポンプを用いた信号処理回路の一例を示す回路ブロック図である。同図に示す信号処理回路４は、二つのスイッチＳＷ１およびＳＷ２と、コンデンサ２４１から構成されている。

この信号処理回路４に、外部からＵＰ信号が入力されてスイッチＳＷ１が閉成され、オン状態になると、グラウンドよりも高電位の電源電圧Ｖｄｄからコンデンサ２４１の方へ電荷が流れて出力電圧が大きくなる。このとき、スイッチＳＷ１のオン抵抗はゼロでなく、電荷の時間変化量、すなわち電流は有限であるため、出力電圧が一瞬で出力の上限であるＶｄｄになることはない。

一方、外部からＤＯＷＮ信号が入力されると、スイッチＳＷ２がオン状態となり、コンデンサ２４１に蓄積されていた電荷がグラウンド側に流れて出力電圧が下がる。

また、どちらのスイッチもオフ状態（開放）のときは、コンデンサ２４１に蓄積されている電荷の量に変動はなく、電圧が保持されている。

このような信号処理回路４では、ＵＰ信号とＤＯＷＮ信号を入力されている時間で積分することによって出力電圧が変動する。
特開２００１−３５２２９８号公報（第４−５頁、第１−５図） Behzad Razavi著、黒田 忠弘 監訳、「アナログＣＭＯＳ集積回路の設計 応用編」、丸善株式会社、２００３年３月、ｐ.６８６−６８８

上述した従来技術によるトランシーバにおいては、制御信号の変化が調整用信号より大きい場合では、調整用信号のＣ２でのリアクタンス値が、Ｂ２でのリアクタンス値より大きくなっているため、調整用信号とリアクタンス値の対応が反転し、最大値への正しい制御が行われなくなってしまう。

また、リアクタンスを制御し始めてから、生体１２１に誘起される電界振幅を最大値にするまでの時間を短くするには、制御信号を大きく変化させることが必要であるが、例えば図１の構成では、制御信号を大きく変化させることができず、最大値を求めるまでの時間が長くなってしまう。

また、送信すべきデータはリアクタンスの制御が終わった後で送信されるので、最大値を求めるまでの時間が長いとデータの伝送に割り当てる時間が短くなり、実効的なデータの伝送速度が遅くなってしまう。

また、積分器としての上述の信号処理回路４は、出力信号の周波数を入力信号等の基準周波数に一致させることのできる電子回路であるＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路によく用いられているが、ＰＬＬ回路内にはＵＰ信号とＤＯＷＮ信号が同時に入力されることがないため、電源電圧Ｖｄｄからグラウンドに大きな電流が流れることはない。

これに対して、信号処理回路４をＵＰ信号とＤＯＷＮ信号が同時に入力されるような回路に適用する場合、二つのスイッチＳＷ１およびＳＷ２が共にオン状態になり、電源電圧Ｖｄｄからグラウンドに大きな電流が流れてしまうため、電力消費が増大してしまうという問題があった。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたもので、その目的は、電力消費の増大を低減することができ、集積化に適した信号処理回路（積分器）を提供し、もって、通信装置等の消費電力の低減を図ることにある。

上記目的を達成するため、請求項１に係る発明は、所定の電圧を出力する電圧源の正極に一方端が接続される第１の接続手段と、一方端が前記第１の接続手段の他方端と接続され、他方端が前記電圧源の負極に接続される第２の接続手段と、所定の第１の閾値電圧と入力電圧とを比較して、前記入力電圧が前記第１の閾値電圧がより低いときに前記第１の接続手段をオンにする信号を出力する第１の比較手段と、前記第１の閾値電圧よりも高い第２の閾値電圧と入力電圧とを比較して、前記入力電圧が前記第２の閾値電圧より高いときに前記第２の接続手段をオンにする信号を出力する第２の比較手段と、一方端が前記第１の接続手段の前記他方端と接続され、他方端が前記負極に接続されるコンデンサと、を備える信号処理回路を要旨とする。

請求項２に係る発明は、請求項１に係る発明において、前記正極と前記第１の接続手段との間に設けられる第１の電流源と、入力電圧と前記第１の閾値電圧よりも低い第３の閾値電圧とを比較して、前記入力電圧が前記第３の閾値電圧よりも低い場合には前記第１の電流源から第１の定電流を流し、前記入力電圧が前記第３の閾値電圧よりも高く前記第１の閾値電圧よりも低い場合には前記第１の電流源から前記第１の定電流よりも小さい第２の定電流を流すように前記第１の電流源に対して電流制御信号を出力する第３の比較手段と、前記負極に前記第２の接続手段との間に設けられる第２の電流源と、入力電圧と前記第２の閾値電圧よりも高い第４の閾値電圧とを比較して、前記入力電圧が前記第４の閾値電圧よりも高い場合には前記第２の電流源から第３の定電流を流し、前記入力電圧が前記第２の閾値電圧よりも高く前記第４の閾値電圧よりも低い場合には前記第２の電流源から第３の定電流よりも小さい第４の定電流を流すように前記第２の電流源に対して電流制御信号を出力する第４の比較手段と、を更に備えることを要旨とする。

請求項３に係る発明は、請求項１に係る発明において、前記正極と前記第１の接続手段との間に設けられる第１の可変電流源と、入力電圧と前記第１の閾値電圧とを比較し、前記入力電圧が低いほど、大きな電流を前記第１の可変電流源から流すように前記第１の可変電流源に対して電流制御信号を出力する第１の差動増幅手段と、前記負極に前記第２の接続手段との間に設けられる第２の可変電流源と、入力電圧と前記第２の閾値電圧とを比較し、前記入力電圧が高いほど、大きな電流を前記第２の可変電流源から流すように前記第２の可変電流源に対して電流制御信号を出力する第２の差動増幅手段と、を更に備えることを要旨とする。

請求項４に係る発明は、請求項１に係る発明において、前記正極と前記第１の接続手段との間に設けられる第１の可変抵抗器と、前記入力電圧と前記第１の閾値電圧とを比較し、前記入力電圧が低いほど、前記第１の可変抵抗器の抵抗値が小さくなるように前記第１の可変抵抗器に対して抵抗値制御信号を出力する第１の差動増幅手段と、前記負極に前記第２の接続手段との間に設けられる第２の可変抵抗器と、前記入力電圧と前記第２の閾値電圧とを比較し、前記入力電圧が高いほど、前記第２の可変抵抗器の抵抗値が小さくなるように前記第２の可変抵抗器に対して抵抗値制御信号を出力する第２の差動増幅手段と、を更に備えることを要旨とする。

本発明によれば、目標値と観測値が一致した場合でも大電流が流れることがなく、電力消費の増大を低減し、集積化に適した信号処理回路を提供することができる。

以下、添付図面を参照しながら、本発明に係るトランシーバの好適な実施形態について説明する。また、以下に説明するトランシーバは、本発明に係るリアクタンス調整器を含む。そこで、以下では、トランシーバの説明において、リアクタンス調整器についても併せて説明する。

（第１の実施形態）
図５に、本発明の第１の実施形態によるトランシーバのブロック図を示す。図５に示した第１の実施形態によるトランシーバは、１ＭＨｚ程度から数１０ＭＨｚの周波数を有する搬送波となる交流信号を出力する発振器５と、コンピュータ（図示せず）から後述のＩ／Ｏ回路を介して得た送信すべきデータを用いて搬送波を変調する変調回路６と、リアクタンス調整時および送信時にオンになり受信時にオフになるスイッチ２と、生体１２１と大地グラウンドおよびトランシーバ回路のグラウンドと大地グラウンド間の浮遊容量と共振を起こすための可変リアクタンス部７と、リアクタンス調整時にリアクタンス値が大きい時には検出した信号をコンデンサＣ１に蓄積させるために接点ａ３と接点ｂ３を接続して、リアクタンス値が小さい時には検出した信号をコンデンサＣ２に蓄積させるために接点ａ３と接点ｂ３を接続するスイッチ３と、リアクタンス値が大きいときの電界振幅を検出する検出器８とフィルタ９と、リアクタンス値が大きい時と小さい時の電界振幅の差を取る差動増幅器１０と、差動増幅器１０の出力信号を積分し、リアクタンスを制御する制御信号を出力する積分器１１と、振幅検出時には積分器１１の出力が変化しないように固定電圧源１２からの信号を積分器１１に入力するために接点ａ４と接点ｃ４を接続し、積分時には差動増幅器１０からの信号を積分器１１に入力するために接点ａ４と接点ｂ４を接続するスイッチ４と、積分器１１にゼロである電気信号を出力する固定電圧源１２と、リアクタンス値の調整時に使用する調整信号を出力する調整用信号源１３と、調整用信号と制御信号を加算し可変リアクタンス部に出力する加算器１４と、生体１２１に誘起された電界を電気信号に変換する電界検出光学部１５と、電界検出光学部１５の出力信号を増幅し図示しないフィルタによる雑音除去等を行う信号処理部１６と、受信した信号を復調する復調回路１７と、波形を整える波形整形部１８と、リアクタンス調整時および送信時には信号処理部１６の出力信号を検出器８に入力するために接点ａ１と接点ｂ１を接続し、受信時には復調回路１７に入力するために接点ａ１と接点ｃ１を接続するスイッチ１と、を備えている。

図５、図６Ａおよび図６Ｂを参照しながら、まず、第１の実施形態に係るトランシーバにおけるリアクタンス調整器の動作を説明する。発振器５および変調回路６から出力された所定の信号は、スイッチ２および可変リアクタンス部７を介して送受信電極１２３へ提供され、当該送受信電極１２３により、生体１２１内にその信号に基づく電界が発生する。ここでいう所定の信号は、リアクタンス値の調整に適した信号（探測用信号）であれば、適宜選択することができる。例えば、所定の信号は、発振器５から出力される搬送波でよく、また、送信すべきデータにより搬送波が変調されて得られる変調波であってもよい。さらに、発振器５および変調回路６とは別個の信号発生部を設け、この信号発生部から探測用信号を発生することもできる。

また、この電界は、電界検出部により送受信電極１２３を介して受信されて電気信号に変換される。この電気信号は、信号処理部１６によりノイズが除去された後、スイッチ１における接点ａ１と接点ｂ１の接続により、検出器８およびフィルタ９を通してスイッチ３に至る。ここで、検出器８は、信号処理部１６からの電気信号をその振幅に応じた直流電圧に変換する機能を有し、フィルタ９は、検出器８から出力される電圧の高周波成分を除去する機能を有する。

一方、当該所定の信号が受送信電極１２３に提供されている間、調整用信号源１３から、調整用信号Ａとして高レベル信号（Ｈ）と低レベル信号（Ｌ）とが加算器１４を介して交番的に可変リアクタンス部７に対して印加される（図６Ａ）。調整用信号Ａの印加により、可変リアクタンス部７のリアクタンスが変化することとなる。以下、断りの無い場合、調整用信号源１３から可変リアクタンス部７に対して高レベル信号が印加されるときは、リアクタンス部７のリアクタンスが大きくなり、低レベル信号が印加されるときは、リアクタンスが小さくなるとする。

また、調整用信号源１３からは、スイッチ３の切り替えを制御する調整用信号Ｂが、調整用信号Ａと同期してスイッチ３に対して出力される。具体的には、調整用信号源１３から可変リアクタンス部７に対して高レベル信号が出力されているときは、スイッチ３においては、接点ａ３と接点ｂ３とが接続される。これにより、調整用信号源１３から高レベル信号が出力されているときは、検出器８により電気信号が変換されて得られる直流電圧によって、コンデンサＣ１が充電される。逆に、調整用信号源１３から低レベル信号が出力されているときは、電気信号に基づく直流電圧によって、コンデンサＣ２が充電される。

コンデンサＣ１およびＣ２のいずれかが充電されているときは、スイッチ４においては、調整用信号源１３からの調整用信号Ｃにより接点ｂ４と接点ａ４とが接続されており、したがって、固定電圧源１２からのゼロ電圧が積分器１１へ入力される。このため、積分器１１の出力が変動することはない。コンデンサＣ１およびＣ２の充電が終了すると、スイッチ４において、調整用信号Ｃにより接点ｂ４と接点ａ４とが接続する。したがって、コンデンサＣ１およびＣ２の端子間電圧の差に基づく電圧（所定電圧値の電圧）が差動増幅器１０から積分器１１へと入力される。

こうした構成の本発明の第１の実施形態に係るトランシーバによれば、図６Ａおよび図６Ｂを参照して、電界振幅を検出している間に積分器１１の出力が変化しないように、差動増幅器１０と積分器１１の間にスイッチ４を挿入して、「リアクタンス値が大きい時の電界振幅の検出」、「小さい時の電界振幅の検出」、「両者の差をとって積分」というそれぞれの動作によるサイクルを実現している。リアクタンス値が大きい場合には、スイッチ３のａ３とｂ３を接続し、検出器８とフィルタ９で電界振幅を検出した信号をコンデンサＣ１に蓄積する。リアクタンス値が小さい場合では、接点ａ３と接点ｃ３を接続し、電界振幅を検出した信号をＣ２に蓄積する。これらの期間、スイッチ４ではａ４と積分器１１にゼロである信号を送る固定電圧源１２につながっている接点ｃ４を接続し、積分器１１の出力が変化しないようにしている。電界振幅の検出の後、スイッチ３では接点ａ３を接点ｂ３と接点ｃ３のいずれにも接続しない状態にし、スイッチ４では接点ａ４と接点ｂ４を接続して積分を行う。なお、図６Ａ中のスイッチ３の一の状態を示すＮＣは、接点ａ３が接点ｂ１にも接点ｃ１にも接続されない状態を表している。

以上の動作により、電界振幅検出中では積分器１１の出力（制御信号）が変化しないため、制御信号の変化が調整用信号Ａの振幅よりも大きくても、リアクタンス値の大小と調整用信号Ａの関係が反転せずに正常な制御の動作が可能となる。これにより、最大値を求めるまでの時間を短くでき、安定かつ実効的なデータの伝送速度が速い通信が実現できる。

図６Ａでは、積分をしている間（調整用信号Ｃが高レベルの間）調整用信号Ａを低レベルにしているが、高レベルにしても制御回路は正しく動作する。また、調整用信号Ａ、Ｂ、Ｃを作り出す際のもととなる信号源として発信器の信号を使用することも可能である。さらに、電界振幅を表す電気信号を蓄積するのにコンデンサＣ１およびＣ２を使用したが、他の蓄積手段でも同様の制御動作を実現できる。例えば、蓄積手段として、記憶装置を用いることができる。

以上のようにしてリアクタンス値が適切に制御された状態のもと、送信すべき信号がＩ／Ｏ回路１２２を介して変調回路６に対して出力され、この信号に基づいて発振器５から提供される搬送波が変調されて変調信号が得られ、この変調信号による電界が生体１２１内に誘起される。

さらに、スイッチ１において接点ａ１と接点ｃ１とが接続され、電界検出部１５からの電気信号が復調回路１７へ提供される。電気信号に含まれる受信すべき信号が、復調回路１７により復調され、波形整形部１８により波形整形され、Ｉ／Ｏ回路１２２を介して送受信すべき信号を管理するコンピュータへと提供される。このようにして、当該トランシーバと、他のトランシーバとの間において人体１２１を介した情報通信がなされる。

なお、搬送波の振幅が変化しない変調方式（たとえば位相変調や周波数変調）を用いる場合には、振幅が情報をもたないので、その振幅の値が変化しても構わない。したがって、このような場合にはデータ送信時に調整用信号源の出力を止めなくてもよい。

以下、第１の実施形態によるトランシーバの変形例として、積分器１１がそれぞれ下記の構成を有するトランシーバについて説明する。

（変形例１）
図７は、第１の実施形態に係るトランシーバの積分器として好適な信号処理回路の構成を示す回路ブロック図である。この信号処理回路１００においては、目標値よりも若干小さな電圧Ｖ１、およびその目標値よりも若干大きな電圧Ｖ２をそれぞれ第１および第２のしきい値として用いる。そして、信号処理回路１００においてスイッチＳＷ１およびＳＷ２は両方とも正論理であるとし、電気信号比較器１１では入力電圧がＶ１よりも小さいときに高電位になる一方、電気信号比較器１２では入力電圧がＶ２よりも大きいときに高電位になるように回路を設計する。

信号処理回路１００は、具体的に次のような構成を有する。すなわち、信号処理回路１００は、しきい値Ｖ１と外部から入力される信号の入力電圧ＩＮを比較し、入力電圧ＩＮの方が低ければ、第１の接続手段であるスイッチＳＷ１をオン（閉成）状態にするための信号ＯＵＴ１を出力する電気信号比較器２１１、しきい値Ｖ２と入力電圧ＩＮを比較し、入力電圧の方が高ければ第２の接続手段であるスイッチＳＷ２をオン状態にするための信号ＯＵＴ２を出力する電気信号比較器２１２、および出力電圧を保持するために電荷を蓄積するコンデンサ２１３を備えている。

ここで、入力電圧ＩＮは、第１の実施形態に係るトランシーバにおけるスイッチ４（図５）を介して提供される固定電圧源１２からの所定電圧値の電圧、又は差動増幅器１０からの電圧である。また、コンデンサ２１３の端子間電圧がトランシーバの可変リアクタンス部７（図５）へ印加される。

図８は、電気信号比較器２１１および２１２からそれぞれ出力される信号ＯＵＴ１およびＯＵＴ２（縦軸）と入力電圧ＩＮ（横軸）の関係を示す図である。
同図に示す線２１０１によれば、入力電圧ＩＮの値が目標値を含む領域である閾値Ｖ１およびＶ２の間の値をとる場合、電気信号比較器２１１および２１２からは、それぞれ信号ＯＵＴ１およびＯＵＴ２は出力されず、よって、スイッチＳＷ１およびＳＷ２はともにオフ（開放）になる。このため、出力電圧に変動はなく、大電流が流れることがない。

これに対して、入力電圧ＩＮがしきい値Ｖ１よりも低いときにはスイッチＳＷ１をオン状態にする信号ＯＵＴ１が出力され、スイッチＳＷ２はオフに維持される。したがって、電源ＶｄｄからスイッチＳＷ１を通してコンデンサ２１３へと電荷が移動し、コンデンサ２１３の端子間電圧は高電位（Ｖｄｄ）となる。

また、入力電圧がしきい値Ｖ２よりも大きな値の時にはスイッチＳＷ２をオン状態にする信号ＯＵＴ２が出力され、スイッチＳＷ１はオフに維持される。この場合、コンデンサ２１３に蓄えられた電荷がスイッチＳＷ２を通してグラウンドへと移動するため、コンデンサ２１３の端子間電圧は低下する。

なお、信号処理回路１００を積分器として用いるトランシーバにおいては、電荷蓄積手段Ｃ１またはＣ２（図５）のいずれかが電荷を蓄積している間は、スイッチ４では接点ａ４と接点ｂ４が接続され、固定電圧源１２の電圧が信号処理回路１００へ入力される。ここで、この電圧は、上記の閾値Ｖ１とＶ２の間の電圧値を有する。このため、電荷蓄積手段Ｃ１またはＣ２が電荷を蓄積している間に、スイッチＳＷ１もＳＷ２もオンになることはなく、したがって、信号処理回路１００の出力電圧（制御信号）はコンデンサ２１３の端子間電圧に保持される。

以上説明した積分器１１としての信号処理回路１００によれば、スイッチＳＷ１もスイッチＳＷ２もオンとなることがないため、電源電圧Ｖｄｄからグラウンドに大電流が流れることがない。したがって、電力消費の増大を低減することが可能となる。これにより、集積化に適した信号処理回路を提供することができる。

（変形例２）
図９は、本発明の第１の実施形態に係るトランシーバの積分器として好適な他の信号処理回路の構成を示す回路ブロック図である。図示の通り、信号処理回路２００においては、電源Ｖｄｄの正電極とスイッチＳＷ１との間に電流源２２５が接続され、グラウンドとスイッチＳＷ２との間に電流源２２６が接続され、電気信号比較器２２３，２２４からそれぞれ電流源２２５，２２６に対して電流制御信号を出力することによって制御信号を調整することを特徴とする。また、信号処理回路２００においても、スイッチＳＷ１およびＳＷ２は両方とも正論理であるとする。

なお、信号処理回路２００が、第１のしきい値Ｖ１と入力電圧ＩＮを比較し、入力電圧の方が低ければスイッチＳＷ１をオン状態にする信号ＯＵＴ１を出力する電気信号比較器２２１、第２のしきい値Ｖ２と入力電圧ＩＮを比較し、入力電圧ＩＮの方が高ければスイッチＳＷ２をオン状態にする信号ＯＵＴ２を出力する電気信号比較器２２２、および出力電圧を保持するために電荷を蓄積する容量２２７を有している点は、上記の信号処理回路１００と同様である。

また、入力電圧ＩＮは、第１の実施形態に係るトランシーバにおけるスイッチ４（図５）を介して提供される、固定電圧源１２からの所定電圧値の電圧、又は差動増幅器１０からの電圧であり、また、コンデンサ２１３の端子間電圧がトランシーバの可変リアクタンス部７（図５）へ印加される点も信号処理回路１００と同様である。

信号処理回路２００は、上記構成に加え、第３のしきい値Ｖ３（＜Ｖ１）と入力電圧ＩＮを比較し、入力電圧ＩＮの方が低ければ電流源２２５に大きな電流を流すべく電流制御信号を出力する電気信号比較器２２３、第４のしきい値Ｖ４（＞Ｖ２）と入力電圧ＩＮを比較し、入力電圧ＩＮの方が高ければ電流源２２６に大きな電流を流すべく電流制御信号を出力する電気信号比較器２２４を備えている。

以上の構成を有する信号処理回路２００の動作を説明する。スイッチＳＷ１およびＳＷ２とそれぞれ直列に接続される二つの電流源２２５および２２６は、各々に接続される電気信号比較器２２３および２２４から出力される電流制御信号の値が１か０かに応じて、電流値の異なる電流を出力する。

図１０は、入力電圧ＩＮと、スイッチＳＷ１を流れる電流Ｉ１およびスイッチＳＷ２を流れる電流Ｉ２との関係を示す図である。ここでの各電流の正の向きは、図９に示す矢印の向きである。

図１０の線２２０１によれば、入力電圧がＶ３よりも低いときは、電気信号比較器２２３から１の値をとる電流制御信号が電流源２２５に対して出力される。これに応じて、図１０の線２２０１に示す通り、電流源２２５から電流Ｉ１（第１の定電流）が流れる。この結果、出力電圧（容量２２７の電圧）が増加する。

また、入力電圧がＶ３よりも高くＶ１よりも低いときには、電気信号比較器２２３から０の値をとる電流制御信号が電流源２２５に対して出力され、電流源２２５から電流Ｉ１よりも小さい電流（第２の定電流）が流れる。この結果、電流源２２５から電流Ｉ１が流れる場合に比べ、出力電圧は緩やかに増加する。

図１０から明らかなように、電気信号比較器２２３から出力される電流制御信号の値が１か０に従って、電流源２２５から大きな電流値を有する電流と、小さな電流値を有する電流とが流れる。すなわち、入力電圧が目標値から大きく偏差しているときは、電流源２２５から大きな電流値を有する電流が流れ、出力電圧（容量２２７）が急速に増加し、入力電圧の目標値からの偏差が小さいときは、電流値２２５から小さな電流値を有する電流が流れ、出力電圧が緩やかに増加する。

一方、入力電圧がＶ４よりも大きいときには、電気信号比較器２２４から１の値をとる電流制御信号が出力され、電流源２２６から大きな電流Ｉ２（第３の定電流）が流れる。この結果、急激に出力信号が減少する。なお、電流Ｉ２の電流値は、電流Ｉ１（第１の定電流）と等しくすることができる。

また、入力電圧がＶ２よりも高くＶ４よりも低いときには、電気信号比較器２２４から０の値をとる電流制御信号が電流源２２６に対して出力され、電流源２２６から電流Ｉ２よりも小さい電流（第４の定電流）が流れる。このため、容量２２７に蓄えられていた電荷は、電流源２２６から電流Ｉ２が流れる場合に比べて緩やかにグラウンドへ流出し、よって、出力電圧が緩やかに減少する。なお、第４の定電流は、第２の定電流と同じ電流値を有することができる。

電流源２２６もまた電流源２２５と同様に、電気信号比較器２２４から出力される電流制御信号が１か０であることに応じて、大きな電流値と小さな電流値とを有する電流が出力する。

このような機能を有する電流源２２５および２２６を用いることにより、入力電圧ＩＮと目標値の偏差が大きい場合には大きな電流が流れて出力電圧の変化が早くなる一方、その両者の偏差が小さい場合には、流れる電流も小さく出力電圧の変化も小さいので、回路の安定性が一段と高くなる。

すなわち、以上説明した積分器１１としての信号処理回路２００によれば、上記の信号処理回路１００と同様の効果を得ることができる。

加えて、信号処理回路１００によれば、電流源をスイッチに直列に接続することにより、入力電圧と目標値の偏差に応じて出力電圧を変化させることができ、この結果、信号処理回路の安定性を一段と向上させることができる。

（変形例３）
図１１は、本発明の第１の実施形態に係るトランシーバの積分器１１として好適な更に別の信号処理回路の構成を示す回路ブロック図である。図示の通り、信号処理回路２０３においては、電源Ｖｄｄの正電極とスイッチＳＷ１との間に可変電流源２３５が接続され、グラウンドとスイッチＳＷ２との間に可変電流源２３６が接続され、可変電流源２３５，２３６に対してはそれぞれ差動増幅器２３３，２３４から電流制御信号が入力される。差動増幅器２３３は、しきい値Ｖ１（正相入力）と入力電圧ＩＮ（逆相入力）とを入力し、これらの差が大きいほど可変電流源２３５から大きな電流が流れるように可変電流源２３５に対して電流制御信号を出力する。差動増幅器２３４は、入力電圧ＩＮ（正相入力）としきい値Ｖ２（逆相入力）とを入力し、これらの差が大きいほど可変電流源２３６から大きな電流が流れるように可変電流源２３６に対して電流制御信号を出力する。

なお、信号処理回路２０３においても、スイッチＳＷ１およびＳＷ２は両方とも正論理であるとする。

また、信号処理回路２０３は、上記の信号処理回路１００，２００と同様に、第１のしきい値Ｖ１と入力電圧ＩＮを比較し、入力電圧ＩＮの方が低ければスイッチＳＷ１をオン状態にする信号ＯＵＴ１を出力する電気信号比較器２３１と、第２のしきい値Ｖ２と入力電圧ＩＮを比較し、入力電圧ＩＮの方が高ければスイッチＳＷ２をオン状態にする信号ＯＵＴ２を出力する電気信号比較器２３２と、出力電圧を保持するために電荷を蓄積する容量２３７とを有している。

信号処理回路２０３において、差動増幅器２３３および２３４から可変電流源２３５および２３６にそれぞれ出力される電流制御信号は連続的に変化するため、その電流制御信号と可変電流源から出力される電流との関係は、いずれの場合にも図１２の特性曲線３０１で示されるように、電流制御信号の値に応じて可変電流源からの電流値も連続的に変化する。

図１３は、図１２に示す特性曲線２３０１を有する可変電流源を用いる場合の入力電圧ＩＮと可変電流源から出力される電流Ｉ１、Ｉ２との関係を示す図である。上述したように、入力電圧ＩＮは、二つの差動増幅器２３３および２３４に、互いに逆相をなすように入力される。より具体的には、入力電圧ＩＮは、差動増幅器２３３には逆相入力端子（−）から入力される一方で、差動増幅器２３５には正相入力端子（＋）から入力される。この結果、図７に示すように、目標値を軸として対称な曲線２４０１が得られる。いうまでもなく、曲線２４０１における電流値Ｉ１およびＩ２の傾きの絶対値は、図１２の曲線の傾きの絶対値と等しい。

入力電圧ＩＮがしきい値Ｖ１よりも低い場合、差動増幅器２３３から可変電流源２３５に対して電流制御信号が出力される。ここで、入力電圧ＩＮが閾値Ｖ１より低いほど可変電流源２３５からの電流が大きくなるように（図１３の線２４０１）電流源２３５に対して電流制御信号が出力される。このため、電流源２３５から大きな電流が流れて出力電圧は早く増加する。また、信号処理回路２０３の場合、入力電圧ＩＮが高くなるに従って電流Ｉ１は小さくなり、出力電圧は緩やかに増加する。

これに対して入力電圧がＶ２よりも大きい場合には、今度は電流源２３６から電流Ｉ２が流れて出力電圧が減少し、入力電圧ＩＮが大きくなるほど出力電圧は早く減少する。

入力電圧ＩＮがＶ１よりも大きくＶ２よりも小さくなる場合、電流がゼロとなって出力電圧が一定であることは勿論である。

以上説明した積分器１１としての信号処理回路２０３によれば、上記の信号処理回路１００と同様の効果を得ることができる。

加えて、信号処理回路２０３によれば、可変電流源をスイッチに直列に接続することにより、入力電圧と目標値の偏差に応じて連続的に出力電圧を変化させることができ、この結果、信号処理回路の安定性をより一層向上させることができる。

（変形例４）
上記の変形例３における電流源２３５および２３６の代わりに可変抵抗器を設けることもできる。この場合には、電気信号比較器２３３および２３４は、所定の電圧（ＩＮ）と固定電圧Ｖ１又はＶ２との差が大きいほど可変抵抗器の抵抗値を小さくするように可変抵抗器に電流制御信号を出力するよう構成される。これにより、所定の電圧と固定電圧の偏差が大きいほど、大きな電流が流れ、出力電圧が急速に変化する。また、所定の電圧と固定電圧の偏差が小さい場合には、可変抵抗器の抵抗が大きくなるため、電流値が緩やかに変化する。したがって、リアクタンス調整が短時間で且つ安定して達成される。

（第２の実施形態）
続いて、本発明の第２の実施形態に係るトランシーバについて説明する。第２の実施形態においては、積分器のより具体的な構成について説明する。図１４は、第１の実施形態に係るトランシーバを示す図であり、その積分器にチャージポンプ回路を使用した場合の構成例である。

図１４に示す通り、積分器２０は、積分器用の電源電圧の正極とグラウンドとの間に正極から順に直列に接続されるｐＭＯＳ１、ｐＭＯＳ２、ｎＭＯＳ１およびｎＭＯＳ２と、ｐＭＯＳ２およびｎＭＯＳ１の間のノードとグラウンドとの間においてｎＭＯＳ１およびｎＭＯＳ２に並列に接続されるコンデンサＣｐと、から構成される。ここで、ｐＭＯＳはｐチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を意味し、ｎＭＯＳはｎチャネルＭＯＳ−ＦＥＴを意味する。

ｐＭＯＳ１およびｎＭＯＳ２は、コンデンサＣ１およびＣ２が電荷を蓄積している間は積分器２０の出力電圧（コンデンサＣｐの端子間電圧）が変化しないようにオフになり、コンデンサＣ１およびＣ２が電荷の蓄積を終了するとオンになる。

なお、図１４に示す通り、ｐＭＯＳ１のゲートには調整用信号源１３から調整用信号Ｃが電圧反転器を介して入力され、ｎＭＯＳ２のゲートには調整用信号源１３から調整用信号Ｃが直接入力される。調整用信号Ｃは、コンデンサＣ１およびＣ２による電荷蓄積を制御する調整用信号Ｂに基づいて生成される信号である。すなわち、調整用信号源１３は、調整用信号Ｃとして、コンデンサＣ１およびＣ２が電荷を蓄積している間は低レベル信号を出力し、電荷蓄積を終了すると高レベル信号を出力する（図１６）。よって、ｐＭＯＳ１およびｎＭＯＳ２は、コンデンサＣ１およびＣ２が電荷の蓄積している間はオフとなり、電荷の蓄積を終了するとオンとなるよう制御される。

一方、ｐＭＯＳ２およびｎＭＯＳ１のゲートには、電圧比較器１０からの信号が入力される。電圧比較器１０は、コンデンサＣ１およびＣ２の電圧を比較し、Ｃ１の電圧の方が高い場合は、低レベル信号を出力する。これにより、ｐＭＯＳ２がオンとなりｎＭＯＳ１がオフとなる。そして、コンデンサＣ１およびＣ２の電荷蓄積が終了し調整用信号ＣによってｐＭＯＳ１（およびｎＭＯＳ２）がオンとなると、電圧電源からｐＭＯＳ１およびｐＭＯＳ２を介してコンデンサＣｐへと電荷が移動し、制御信号の電圧が上昇する。

逆に、コンデンサＣ１の電圧の方が低い場合は、電圧比較器１０が高レベル信号を出力する。このため、ｐＭＯＳ２がオフとなりｎＭＯＳ１がオンとなる。ここで、コンデンサＣ１およびＣ２の電荷蓄積が終了し調整用信号ＣによってｎＭＯＳ２（およびｐＭＯＳ１）がオンとなると、コンデンサＣｐからｎＭＯＳ１およびｎＭＯＳ２を介して電荷がグラウンドへ移動し、制御信号の電圧が降下する。

本実施形態を第１の実施形態の変形例１（図７）と対比すると、ｐＭＯＳ２はスイッチＳＷ１と同じ機能を有し、ｎＭＯＳ１はスイッチＳＷ２と同じ機能を有し、ｐＭＯＳ１とｎＭＯＳ２はスイッチ４に相当する機能を有している。そして、ｐＭＯＳ１およびｎＭＯＳ２はまた、調整用信号Ｃが低レベルのときｐＭＯＳ１およびｎＭＯＳ２ともにオフとなるため、電荷の移動は生じず、その結果、出力電圧（制御信号）はコンデンサＣｐの端子間電圧に保持される。換言すると、本実施形態に係るトランシーバにおいては、第１の実施形態における固定電圧源１２を用いることなく、コンデンサＣ１およびＣ２が電荷を蓄積している間の制御信号の変動が回避される。

以上の構成により、本実施形態に係るトランシーバは、第１の実施形態に係るトランシーバと同じ効果を奏する。

（第３の実施形態）
図１５に、本発明に係る第３の実施形態によるトランシーバのブロック図を示す。

図示の通り、第３の実施形態のトランシーバのブロック図においては、振幅検出時には積分器の出力が変化しないようにオフになり、積分時にはオンになるｐＭＯＳ１とｎＭＯＳ２と、出力電圧（制御信号）を保持するための容量Ｃｐと、閾値Ｘ（基準電圧）を出力する固定電圧源ＳＸと、閾値Ｙ（基準電圧）を出力する固定電圧源ＳＹと、閾値Ｘと差分検出器２２の出力を比較した結果を出力する電圧比較器Ｘと、入力信号と閾値Ｙを比較した結果を出力する電圧比較器Ｙと、から構成されている。

第３の実施形態によるトランシーバでは、チャージポンプ回路の前段にそれぞれ異なる閾値Ｘと閾値Ｙを持つ電圧比較器Ｘと電圧比較器とが設けられる。また、差分検出器２２では、入力の差がゼロのとき一定の電圧値を出力するような電圧レベルの変換も行っている。図１５中の固定電圧源ＳＸと固定電圧源ＳＹは、それぞれ電圧比較器Ｘと電圧比較器Ｙに閾値を与えるための信号源である。また、図１６に本実施形態のトランシーバにおける制御時の各構成要素の出力波形を示す。図１６に示すように、閾値Ｘと閾値Ｙは収束値を挟むように設定する。ここで、差分検出器２２の収束値とは入力信号の差がゼロのときに出力される電気信号を指す。

この制御部２１では、コンデンサＣ１の電圧がコンデンサＣ２の電圧よりも高く、かつ、差分検出器２２の出力が閾値Ｘおよび閾値Ｙより高い場合、電圧比較器Ｘと電圧比較器Ｙの出力は両方とも低レベルとなるので、ｐＭＯＳ２がオン、ｎＭＯＳ１がオフとなる。Ｃ１の電圧とＣ２の電圧がほぼ等しく、かつ、差分検出器２２の出力が閾値Ｘおよび閾値Ｙの間である場合では、電圧比較器Ｘの出力は高レベル、電圧比較器Ｙの出力は低レベルとなるので、ｐＭＯＳ２とｎＭＯＳ１の両方ともオフとなる。Ｃ１の電圧がＣ２の電圧よりも低く、かつ、差分検出器２２の出力が閾値Ｘおよび閾値Ｙより低い場合、電圧比較器Ｘと電圧比較器Ｙの出力は両方とも高レベルとなるのでｐＭＯＳ２がオフ、ｎＭＯＳ１がオンとなる。

このため、リアクタンス値の大きいときの電界振幅の方がリアクタンス値の小さいときの電界振幅よりも高い場合（Ｃ１の電圧がＣ２の電圧よりも高い場合）には、制御信号は大きくなり、低い場合では制御信号は小さくなるので、第１の実施形態の制御回路と同様の動作を行う。

しかし、第１の実施形態では、リアクタンス値の大きいときの電界振幅と小さい時の電界振幅が完全に等しくなるまで制御信号が変化しつづけるのに対し、本第３の実施形態では２つの閾値を用いることにより、電界振幅の差を許容できるところが異なる。これにより、トランシーバ内で使用している電子回路等から発生する雑音による電界振幅の誤差で制御信号が変化することがなくなる（図１６の差分検出出力）。したがって、第１の実施形態のトランシーバに比べ、本実施形態のトランシーバのほうが、より雑音に対する安定性が高い。

（第４の実施形態）
図１７は、本発明の第４の実施形態によるトランシーバに好適な制御部２３の構成図である。図示の通り、制御部２３は、ｐＭＯＳ１、ｐＭＯＳ２、ｎＭＯＳ１およびｎＭＯＳ２と、コンデンサＣｐと、閾値Ｘを出力する固定電圧源ＳＸと、閾値Ｙを出力する固定電圧源ＳＹと、を第３の実施形態における制御部２１（図１５）と同様に有する。

これに加え、制御部２３は、ｐＭＯＳ１およびｐＭＯＳ２の間に設けられる可変抵抗器ＲＸと、ｎＭＯＳ１およびｎＭＯＳ２の間に設けられる可変抵抗器ＲＹと、入力電圧と閾値Ｘを比較し可変抵抗器ＲＸの抵抗値を制御する信号を出力する差動増幅器ＡＸと、入力電圧と閾値Ｙを比較し可変抵抗器ＲＹの抵抗値を制御する信号を出力する差動増幅器ＡＹと、を有する。

差動増幅器ＡＸは、具体的には、入力電圧と閾値Ｘとの差が大きいほど可変抵抗器ＲＸの抵抗値が低くなるように可変抵抗器ＲＸに対して抵抗制御信号を出力する。これにより、入力電圧と閾値Ｘとの差が大きいほど、電源電圧からコンデンサＣｐへの電荷の移動が急速に行われる。また、差動増幅器ＡＹは、入力電圧と閾値Ｙとの差が大きいほど可変抵抗器の抵抗値が低くなるように可変抵抗器ＲＹに対して抵抗制御信号を出力する。これにより、入力電圧と閾値Ｙとの差が大きいほど、コンデンサＣｐからグラウンドへの電荷の移動が急速に行われる。

したがって、制御部２３によれば、制御信号の変化量を変えることのできる積分器を提供できる。すなわち、制御部２３は、入力電圧が閾値Ｘや閾値Ｙから離れているときには制御信号（コンデンサＣｐの端子間電圧）の変化量を大きくし、閾値の近傍では制御信号の変化量を小さくすることができる。このため、より短い時間でリアクタンスの最適値を求めることができ、かつ安定性の高い制御を実現できる。

（第５の実施形態）
図１８は、本発明の第５の実施形態に係るトランシーバに好適な制御部２３０の構成を示す概略図である。制御部２３０は、ｐＭＯＳ１、ｐＭＯＳ２、ｎＭＯＳ１およびｎＭＯＳ２と、コンデンサＣｐと、固定電圧Ｖ１を出力する固定電圧源と、固定電圧Ｖ２を出力する固定電圧源と、を第３の実施形態における制御部２１（図１５）と同様に有する。

これに加え、制御部２３０は、固定電圧Ｖ１よりも低い固定電圧Ｖ３を出力する第３の固定電圧源と、ｐＭＯＳ１およびｐＭＯＳ２の間に接続される電流源２５０と、入力電圧と固定電圧Ｖ３とを比較して入力電圧が固定電圧Ｖ３よりも低い場合には電流源２５０から第１の定電流を流し、入力電圧が固定電圧Ｖ３よりも高く固定電圧Ｖ１よりも低い場合には電流源２５０から第１の定電流よりも小さい第２の定電流を流すように電流源２５０に対して電流制御信号を出力する電気信号比較器２２３と、固定電圧Ｖ２よりも高い固定電圧Ｖ４を出力する固定電圧源と、ｎＭＯＳ１およびｎＭＯＳ２の間に接続される電流源２２６と、入力信号と固定電圧Ｖ４とを比較して入力電圧が固定電圧Ｖ４よりも高い場合には電流源２２６から第３の定電流を流し、入力電圧が固定電圧Ｖ２よりも高く固定電圧Ｖ４よりも低い場合には電流源２２６から第３の定電流よりも小さい第４の定電流を流すように電流源２２６に対して電流制御信号を出力する第４の電気信号比較器２２４と、を有する。

上記の構成を有する制御部２３０は、以下のように動作する。入力電圧が固定電圧Ｖ３よりも高いとき、すなわち、入力電圧が固定電圧Ｖ１に比べて大きく偏差しているときは、電流源２５０からｐＭＯＳ２へ第１の定電流が流れるよう電気信号比較器２２３から電流源２５０に対して電流制御信号が出力される。入力電圧が固定電圧Ｖ３よりも低く固定電圧Ｖ１よりも高いとき、すなわち、入力電圧と固定電圧Ｖ１との偏差があまり大きくないときは、電流源２５０からｐＭＯＳ２へ第２の定電流が流れるよう電気信号比較器２２３から電流源２５０に対して電流制御信号が出力される。ここで、第１の定電流は第２の定電流よりも大きい。したがって、入力電圧と固定電圧Ｖ１との偏差が大きいほど、電流源２５０から大きな電流が流れ、その結果、コンデンサＣｐがより短時間で充電される。また、電気信号比較器２２４および電流源２２６も互いに協働して、上記の電気信号器２２３および電流源２２５と同様に動作する。

したがって、制御部２３０によれば、入力電圧が固定電圧Ｖ１や固定電圧Ｖ２から離れているときには制御信号（コンデンサＣｐの端子間電圧）の変化率を大きくし、固定電圧Ｖ１やＶ２の近傍では制御信号の変化率を小さくすることができる。このため、より短い時間でリアクタンスの最適値を求めることができるとともに、安定性の高い制御を実現できる。

なお、電流源２２５および２２６の代わりに可変電流源を用いることもできる。この場合には、電気信号比較器２２４および２２６は、入力電圧と固定電圧Ｖ１又はＶ２との差が大きいほど可変電流源からの電流が大きくなるように可変電流源に電流制御信号を出力するよう構成される。例えば、電気信号比較器２２４および２２６は、差動増幅器であると有用である。これにより、入力電圧と固定電圧の偏差が大きいほど、大きな電流が流れ、出力電圧が急速に変化し、上記の偏差が小さいときは小さな電流が流れ、出力電圧は緩やかに変化する。したがって、リアクタンス調整が短時間で且つ安定して達成される。

（第６の実施形態）
図１９は、本発明の第６の実施形態に係るトランシーバの構成を示す構成図である。この第６の実施形態のトランシーバにおいては、受送信電極１２３を介して電界検出光学部１５により検出される電気信号の振幅を検出するため、サンプリング回路２４が使用される。集積回路でトランシーバを構成する場合、大きな静電容量を必要とするフィルタの使用は、集積回路の面積を増大させ集積回路が高価になる。したがって、フィルタを用いない振幅の検出方法を採用する必要がある。

そこで、本実施形態では、サンプリング回路２４で振幅を検出している。サンプリングで振幅を検出する場合、サンプリング信号の周期と生体に誘起する電界の周期は一致している必要があるため、サンプリング信号を生成する調整用信号源１３には発信器５から信号を入力する必要がある。

図２０には、本実施形態のトランシーバのリアクタンス調整時における各構成要素の出力波形を示す。ここでは、正弦波の山に合わせてサンプリング回路２４にサンプリング信号を入力している。Ｃ１およびＣ２には、それぞれリアクタンスが大きい時と小さい時の信号処理部１６の出力をサンプリングした信号が蓄積される。差分検出器２２でこれらの差を採り、制御部２１へ入力する。制御部２１では差分検出器２２の出力信号に基づいて制御信号を出力する。この構成により、フィルタを用いずに振幅を検出することができる。

（第７の実施形態）
図２１は、本発明の第７の実施形態によるトランシーバのブロック図である。第７の実施形態のトランシーバのブロックでは、受送信電極１２３を介して電界検出光学部１５により検出される電気信号の振幅を検出するため、ピークホールド回路２５が使用される。既に説明した第６の実施形態によるトランシーバの構成では、振幅を検出するのにサンプリング回路２４を使用していたが、本実施形態ではピークホールド回路２５をかわりに使用している。サンプリング回路２４では波形のピークにサンプリング信号を同期させる必要があったが、ピークホールド回路２５では、ある期間内に入力された信号のピークを保持するので、この期間を長く設定しておけば波形のピークに同期させる必要がない。したがって、サンプリング回路２４を用いた場合に比べ、搬送波とピークホールド回路２５を動作させる信号との間の許容できる位相差に余裕がある。ここで、図２２に具体的なピークホールド回路２５の構成例を示す。図２２に示すピークホールド回路２５の構成では、入力イネーブル信号が高レベルのときに信号を入力するためにオンになるスイッチＳＷＤ１と、入力信号のピークを保持するためのコンデンサＣｐｋと、コンデンサＣｐｋに保持されたリセット信号をリセットするためのリセットスイッチＳＷＤ２と、からなる。

図２３に各構成要素の出力波形を示す。このピークホールド回路２５では、入力イネーブル信号が高レベルでリセット信号が低レベルの時に、入力波形のピーク値が容量Ｃｐｋに蓄積される。そして、リセット信号が低レベルになると容量Ｃｐｋに蓄積された電荷が放出され初期状態に戻る。これをリアクタンスが大きいときと小さいときで行い、振幅を表す電気信号をＣ１とＣ２に蓄積する。蓄積された電気信号を差分検出器２２で差を取り、制御部２１で積分して制御信号を出力する。このような動作により、ピークホールド回路２５を用いたリアクタンスの制御を実現する。

（第８の実施形態）
図２４は、本発明に係る第８の実施形態のブロック図である。図２４に示す本実施形態によるトランシーバでは、受送信電極１２３を介して電界検出光学部１５により検出される電気信号の振幅を検出するため、ピークホールド／加算回路２６が使用される。また、図２５には、ピークホールド／加算回路２６の内部構成を示す。図示の通り、加算する際には接点ａ５と接点ｂ５を接続し、それ以外では信号保持するために接点ａ５と接点ｃ５を接続するスイッチＳＷＤ４と、積分器の出力をリセットするときにオンになるスイッチＳＷＤ３と、が示されている。

このような図２４と図２５に参照される構成のトランシーバでは、図２５に示すようなピークホールド回路２７で検出した後、次段の積分器２８で加算している。ピークホールドでは突発的な雑音により、ピークが本来の振幅よりも大きくなった場合でも、そのピークを保持してしまう。これは制御の誤動作を起こすので、本実施形態の回路ではピークを何回か検出し加算してからＣ１またはＣ２に信号を蓄積して雑音の影響を緩和している。

図２６にリアクタンス調整時の各構成要素の出力波形を示す。初めにリセット信号Ｑおよびリセット信号Ｒは低レベルであり、図２５のＳＷＤ２とＳＷＤ３は共にオフである。また、ＳＷＤ４では接点ａ５と接点ｃ５が接続されている。入力イネーブル信号が高レベルのときピークホールド回路２７に信号が入力され、入力波形のピークを保持する。この後、ＳＷＤ４への入力信号（加算信号）を高レベルにしてピークホールド回路２７で保持した信号を積分器２８に入力し、加算してから、ＳＷＤ２をオンにして保持した信号をゼロにする。これを何回か繰り返すと、Ｃ１にリアクタンス値が大きい時の振幅を表す信号の加算した値が蓄積される。リアクタンス値を小さくしてから、同じ処理を行って加算した信号をＣ２に蓄積する。この後、差分検出器２２で差をとった信号を制御部２１に入力し、制御信号を可変リアクタンス部７に出力する。このような処理により雑音の影響を緩和しリアクタンスを制御している。

（第９の実施形態）
図２７を参照しながら、本発明の第９の実施形態によるトランシーバを説明する。上述の各実施の形態においては、生体内の電界は専ら電界検出光学部により電気信号へと変換される。そして、この電気信号は、スイッチの切り替えにより、リアクタンス調整時には信号出力部へ提供され、送信すべき信号の送受信時には復調部を経てＩ／Ｏ回路へと提供される。これに対して、本実施形態によるトランシーバにおいては、リアクタンス調整時および送受信時にそれぞれ専用の受信部が用いられる。なお、本実施形態のトランシーバは、受信部が異なることを除いて第１の実施形態のトランシーバと同じ構成を有し、同じく動作する。

具体的には、図２７に示す通り、本実施形態のトランシーバにおいては、送受信電極１２３および検出器８の間に前置処理部３１が設けられ、送受信電極１２３およびＩ／Ｏ回路１２２の間に受信部３２が設けられている。また、例えば図５に示すスイッチ１は設けられておらず、リアクタンス調整のための信号は前置処理部３１を経て信号発生部へと提供され、受信すべき信号は受信部３２を経てコンピュータへ提供される。

より詳細には、前置処理部３１は、高入力インピーダンスを有するフィルタ３１１と、生体１２１内の電界を電気信号に変換する電界検出部３１２と、この電気信号のノイズを除去するフィルタを含む信号処理部３１３と、を有する。フィルタ３１１を電界検出部３１２の前段に設けているため、共振状態に与える悪影響が低減され、また、雑音が除去されるとともに後段の検出器８での信号処理が容易化される。

また、受信部３２は、生体１２１内の電界を電気信号に変換する電界検出部３２１と、ノイズ除去のためのフィルタを含む信号処理部３２２と、ノイズが除去されて信号を増幅する増幅器３２３と、当該電気信号に含まれる受信すべき信号を復調する復調回路３２４と、および復調信号の波形を整える波形整形部３２５とを有する。これらにより、生体１２１内に誘起される電界に含まれる受信すべき信号がＩ／Ｏ回路１２２を介してコンピュータへ提供される。

以上の通り、第９の実施形態によるトランシーバにおいては、リアクタンス調整用および送受信用にそれぞれ別個の受信部が設けられる。リアクタンス調整時に専ら利用される前置受信部３１に高入力インピーダンスフィルタが設けられているため、リアクタンス調整がより確実に且つ安定して行われる。

なお、第９の実施形態において受信部３２を設けなければ、当該トランシーバは送信のみを行う送信装置として使用することができる。

（第１０の実施形態）
続いて、図２８を参照しながら、第１０の実施形態によるトランシーバを説明する。図２８に示す通り、このトランシーバは、受信部３２がスイッチ２とＩ／Ｏ回路１２２との間に設けられる点で第９の実施形態によるトランシーバと相違し、他の構成において共通する。以下では、相違点を中心に説明する。

本実施形態によるトランシーバでは、スイッチ２は接点ａ１、接点ｂ１および接点ｃ１を有する。そして、リアクタンス調整時または送信時には接点ａ１と接点ｂ１が接続されて、発振器５および変調回路６からリアクタンス調整動作に適した信号または送信すべき情報を含む信号が可変リアクタンス部７を介して送受信電極１２３へ提供される。また、受信時には、スイッチ２の接点ｂ１と接点ｃ１とが接続されて、生体１２１内の電界がスイッチ２を介して受信部３２により受信される。なお、受信時には可変リアクタンス部７のリアクタンス値を小さくするように制御信号が可変リアクタンス部７へ入力される。

上記の構成によれば、リアクタンス調整時および送信時には、受信部３２が他の回路要素から分離されるため、受信部、特に、受信部の入力段がリアクタンス調整動作に与える影響を低減することができる。また、リアクタンス調整時には共振により高電圧が発生することがある。この電圧が受信部の入力段を構成する電子回路の耐圧電圧よりも高い場合には、この電子回路が破壊されることがある。しかし、上記の構成によれば、リアクタンス調整時に受信部３２が切断されているため、そのような高電圧が受信部に入力されることはなく、よって、受信部の電子回路が破壊するのを防止することができる。すなわち、本実施形態によるトランシーバは、信頼性が向上されるという利点を有する。

なお、スイッチ２に代わり、受信部３２と送受信電極１２３との間に別個の機械的に動作するスイッチを設け、このスイッチをリアクタンス調整動作中にはオフとし、送受信中にはオンとなるようにしてもよい。このようにしても、受信部の電子回路が破壊されるおそれを解消できる。なお、このようなスイッチとしては、例えば、マイクロマシン技術により作製されるスイッチが好適である。

以上、いくつかの実施形態を参照しながら、本発明に係るリアクタンス調整器、これを用いる受信装置および通信装置、並びに信号処理回路を説明したが、本発明は、これらの実施形態に限定されることはなく、種々の変形が可能である。

例えば、第１の実施形態の変形例に係る信号処理回路は、本発明のリアクタンス調整器等以外の電子機器にも適用することができる。

図２９は、本発明の一実施例として、上記実施形態で説明した信号処理回路１００、２００および２０３のいずれかの適用が想定される増幅回路の概略構成を示すブロック図である。同図に示す増幅回路１５０は、負帰還回路によって増幅器の利得を自動的に調整する機能を有しており、増幅器の利得を調整、制御する制御信号発生手段として、上述した信号処理回路のいずれかが適用される。

増幅回路１５０の構成を説明する。増幅回路１５０は、入力された交流信号の振幅が変化しても出力される交流信号の振幅が一定になるように利得を変更可能な可変利得増幅器２５１、この可変利得増幅器２５１の出力信号を入力して検波する検波器２５２、この検波器２５２からの出力信号を平滑化するフィルタ２５３、可変利得増幅器２５１の出力信号の振幅の目標値となる基準信号を出力する基準信号源２５４、可変利得増幅器２５１の出力信号の振幅に相当するフィルタ２５３の出力信号と基準信号源５４の出力信号を比較してそれらの差分を求める比較器２５５、および比較器２５５からの出力信号を積分し、この積分結果に基づいて制御信号を出力する積分器２５６から構成される。この積分器２５６として、信号処理回路１乃至３のいずれかが適用されることはいうまでもない。

以上の構成を有する増幅回路１５０において、フィルタ２５３の出力信号が基準信号より大きい場合、積分器２５６の出力信号、すなわち可変利得増幅器２５１の利得を制御する制御信号は大きくなる。この結果、可変利得増幅器２５１の利得は大きくなる。他方、フィルタ２５３の出力信号が基準信号より小さい場合、積分器２５６の出力信号（制御信号）は小さくなり、可変利得増幅器２５１の利得は小さくなる。このような信号処理は、可変利得増幅器２５１の出力信号の振幅に相当するフィルタ２５３の出力信号が基準信号（目標値）に等しくなるまで継続され、可変利得増幅器２５１へ入力される交流信号の振幅が変化しても可変利得増幅器２５１の出力信号の振幅は一定に保たれる。

このような作用を有する増幅回路１５０では、目標値と観測値が一致しても状態が不安定になることがない。したがって、積分器２５６（信号処理回路）内部では、電源電圧Ｖｄｄからグラウンドに大きな電流が流れることもなくなり、電力消費の増大を抑えることが可能となる。

なお、上述した信号処理回路１００，２００，２０３の各々は、本発明に係る信号処理回路の一実施形態に過ぎず、積分器２５６として適用される信号処理回路がそれらに限られるわけでない。すなわち、本発明には、特許請求の範囲に記載した内容を逸脱しない範囲内で、信号処理回路１００，２００，２０３と同様の作用効果を生じるさまざまな実施形態が存在し、そのような信号処理回路を用いても本実施例に係る増幅回路１５０を構成可能である。

本発明に係る信号処理回路は、例えば人間の身体に装着可能なウェアラブルコンピュータシステムにおいて特に好適に利用することができる。

図１は、従来の技術によるトランシーバの概略構成図である。 図２Ａは、従来の技術によるトランシーバの動作を説明するための説明図である。 図２Ｂは、従来の技術によるトランシーバの動作を説明するための説明図である。 図３Ａは、従来の技術によるトランシーバの動作を説明するための説明図である。 図３Ｂは、従来の技術によるトランシーバの動作を説明するための説明図である。 図４は、従来の信号処理回路の構成を示す回路ブロック図である。 図５は、本発明の第１の実施形態に係るトランシーバを説明するための全体構成図である。 図６Ａは、本発明の第１の実施形態に係るトランシーバの各構成要素の出力波形を示す図である。 図６Ｂは、本発明の第１の実施形態に係るトランシーバの動作を説明する説明図である。 図７は、本発明の第１の実施形態に係るトランシーバの積分器として好適な信号処理回路の構成を示す回路ブロック図である。 図８は、図１の信号処理回路において、入力電圧（ＩＮ）と電気信号比較器の出力信号（ＯＵＴ１、ＯＵＴ２）の関係を示す図である。 図９は、本発明の第１の実施形態に係るトランシーバの積分器として好適な信号処理回路の構成を示す回路ブロック図である。 図１０は、図９の信号処理回路において、入力電圧（ＩＮ）と電気信号比較器の出力信号（ＯＵＴ１、ＯＵＴ２）の関係、および入力電圧（ＩＮ）と電流源から出力される電流（Ｉ１、Ｉ２）の関係を示す図である。 図１１は、本発明の第１の実施形態に係るトランシーバの積分器として好適な信号処理回路の構成を示す回路ブロック図である。 図１２は、可変電流源から出力される電流と電流制御信号の関係を示す図である。 図１３は、図１１の信号処理回路において、入力電圧（ＩＮ）と電気信号比較器の出力信号（ＯＵＴ１、ＯＵＴ２）の関係、および入力電圧（ＩＮ）と電流源から出力される電流（Ｉ１、Ｉ２）の関係を示す図である。 図１４は、本発明の第２の実施形態に係るトランシーバを説明するための全体構成図である。 図１５は、本発明の第３の実施形態に係るトランシーバを説明するための全体構成図である。 図１６は、本発明の第３の実施形態に係るトランシーバの動作を説明する説明図である。 図１７は、本発明の第４の実施形態によるトランシーバに好適な制御部の構成図である。 図１８は、本発明の第５の実施形態に係るトランシーバに好適な制御部の構成を示す概略図である。 図１９は、本発明の第６の実施形態に係るトランシーバの構成を示す全体構成図である。 図２０は、本発明の第６の実施形態に係るトランシーバの動作を説明する説明図である。 図２１は、本発明の第７の実施形態に係るトランシーバを説明するための全体構成図である。 図２２は、本発明の第７の実施形態に係るトランシーバの動作を説明するための説明図である。 図２３は、本発明の第７の実施形態に係るトランシーバの動作を説明するための説明図である。 図２４は、本発明の第８の実施形態に係るトランシーバを説明するための全体構成図である。 図２５は、本発明の第８の実施形態に係るトランシーバを説明するための部分構成図である。 図２６は、本発明の第８の実施形態に係るトランシーバの動作を説明するための説明図である。 図２７は、本発明の第９の実施形態に係るトランシーバの全体構成図である。 図２８は、本発明の第１０の実施形態に係るトランシーバの全体構成図である。 図２９は、信号処理回路が適用される増幅回路の構成を示すブロック図である。

符号の説明

２１１，２１２ 電気信号比較器
２１３ コンデンサ
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ
２２１〜２２４ 電気信号比較器
２２５，２２６ 電流源
２２７ コンデンサ
２３１，２３２ 電気信号比較器
２３３，２３４ 差動増幅器
２３５，２３６ 可変電流源
２３７ コンデンサ

Claims (4)

1. 所定の電圧（Ｖｄｄ）を出力する電圧源の正極に一方端が接続される第１の接続手段（ＳＷ１）と、
   一方端が前記第１の接続手段（ＳＷ１）の他方端と接続され、他方端が前記電圧源の負極に接続される第２の接続手段（ＳＷ２）と、
   所定の第１の閾値電圧（Ｖ１）と入力電圧とを比較して、前記入力電圧が前記第１の閾値電圧（Ｖ１）がより低いときに前記第１の接続手段（ＳＷ１）をオンにする信号を出力する第１の比較手段（２１１）と、
   前記第１の閾値電圧（Ｖ１）よりも高い第２の閾値電圧（Ｖ２）と入力電圧とを比較して、前記入力電圧が前記第２の閾値電圧（Ｖ２）より高いときに前記第２の接続手段（ＳＷ１）をオンにする信号を出力する第２の比較手段（２１２）と、
   一方端が前記第１の接続手段（ＳＷ１）の前記他方端と接続され、他方端が前記負極に接続されるコンデンサ（２１３）と、
   を備える信号処理回路。
2. 前記正極と前記第１の接続手段（ＳＷ１）との間に設けられる第１の電流源（２２５）と、
   入力電圧と前記第１の閾値電圧（Ｖ１）よりも低い第３の閾値電圧（Ｖ３）とを比較して、前記入力電圧が前記第３の閾値電圧（Ｖ３）よりも低い場合には前記第１の電流源（２２５）から第１の定電流を流し、前記入力電圧が前記第３の閾値電圧（Ｖ３）よりも高く前記第１の閾値電圧（Ｖ１）よりも低い場合には前記第１の電流源（２２５）から前記第１の定電流よりも小さい第２の定電流を流すように前記第１の電流源（２２５）に対して電流制御信号を出力する第３の比較手段（２２３）と、
   前記負極に前記第２の接続手段（ＳＷ２）との間に設けられる第２の電流源（２２６）と、
   入力電圧と前記第２の閾値電圧（Ｖ２）よりも高い第４の閾値電圧（Ｖ４）とを比較して、前記入力電圧が前記第４の閾値電圧（Ｖ４）よりも高い場合には前記第２の電流源（２２６）から第３の定電流を流し、前記入力電圧が前記第２の閾値電圧（Ｖ２）よりも高く前記第４の閾値電圧（Ｖ４）よりも低い場合には前記第２の電流源（２２６）から第３の定電流よりも小さい第４の定電流を流すように前記第２の電流源（２２６）に対して電流制御信号を出力する第４の比較手段（２２４）と、
   を更に備える、請求項１に記載の信号処理回路。
3. 前記正極と前記第１の接続手段（ＳＷ１）との間に設けられる第１の可変電流源（２３５）と、
   入力電圧と前記第１の閾値電圧（Ｖ１）とを比較し、前記入力電圧が低いほど、大きな電流を前記第１の可変電流源から流すように前記第１の可変電流源（２３５）に対して電流制御信号を出力する第１の差動増幅手段（２３３）と、
   前記負極に前記第２の接続手段（ＳＷ２）との間に設けられる第２の可変電流源（２３６）と、
   入力電圧と前記第２の閾値電圧（Ｖ２）とを比較し、前記入力電圧が高いほど、大きな電流を前記第２の可変電流源（２３６）から流すように前記第２の可変電流源（２３６）に対して電流制御信号を出力する第２の差動増幅手段（２３４）と、
   を更に備える、請求項１に記載の信号処理回路。
4. 前記正極と前記第１の接続手段（ＳＷ１）との間に設けられる第１の可変抵抗器と、
   前記入力電圧と前記第１の閾値電圧とを比較し、前記入力電圧が低いほど、前記第１の可変抵抗器の抵抗値が小さくなるように前記第１の可変抵抗器に対して抵抗値制御信号を出力する第１の差動増幅手段と、
   前記負極に前記第２の接続手段との間に設けられる第２の可変抵抗器と、
   前記入力電圧と前記第２の閾値電圧とを比較し、前記入力電圧が高いほど、前記第２の可変抵抗器の抵抗値が小さくなるように前記第２の可変抵抗器に対して抵抗値制御信号を出力する第２の差動増幅手段と、
   を更に備える、請求項１に記載の信号処理回路。

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