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Ein
System für Übertragung/Empfang
von Signalen über
ein ein elektrisches Feld übertragendes
Medium, einen Transceiver (Sender/Empfänger), einen Sender, der eine
Reaktanzabstimmungseinrichtung verwendet, ein Reaktanzabstimmungsverfahren,
ein Übertragungsverfahren
und ein Empfangsverfahren.
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Technisches Gebiet
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein System für Übertragung/Empfang
von Signalen mit einem ein elektrisches Feld übertragendes Medium, einem
Transceiver und einem Sender. Außerdem bezieht sich die vorliegende
Erfindung auf ein Reaktanzabstimmungsverfahren, ein Übertragungsverfahren
und ein Empfangsverfahren.
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Stand der Technik
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Wegen
einer Miniaturisierung und technologischem Fortschritt mobiler Einrichtungen
hat ein tragbarer Computer, der an einem lebendigen Körper montiert
werden kann, eine Menge Aufmerksamkeit auf sich gezogen. In der
Vergangenheit wurde, als Datenkommunikationen zwischen derartigen
tragbaren Computern, ein Verfahren vorgeschlagen, in dem ein Transceiver
mit einem Computer verbunden ist und ein elektrisches Feld, das
in dem lebendigen Körper
induziert wird, als ein ein elektrisches Feld übertragendes Medium durch den
Transceiver darin übertragen
wird, um Daten zu übertragen
und zu empfangen, z. B. in der
japanischen
Patentanmeldung Offenlegung Veröffentlichung
2001-352298 .
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In
einer körperinternen
Kommunikation, in der das elektrische Feld basierend auf einem Signal, das
Daten enthält,
die zu übertragen
und zu empfangen sind, in dem lebendigen Körper induziert wird und Kommunikationen
durch Erfassen des induzierten elektrischen Feldes ausgeführt werden,
wird, wenn ein Transceiver, der mit der Erdungsmasse nicht elektro-statisch
gekoppelt ist, verwendet wird, eine günstige Übertragungsbedingung realisiert durch
Bereitstellen einer Sektion variabler Reaktanz zwischen einer Modulationsschaltung
und einer Übertragungs-und-Empfangselektrode,
wie in 1 gezeigt, durch Steuern des Reaktanzwertes, und
somit durch Erhöhen
der Intensität
des elektrischen Feldes, das in dem lebendigen Körper induziert wird.
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1 veranschaulicht
ein Beispiel einer Konfiguration eines Transceivers, der in der
körperinternen
Kommunikation verwendet wird. Bezug nehmend auf 1 besteht
der Transceiver aus einem Oszillator 125, der ein wechselndes
Signal als einen Träger
ausgibt, einer Modulationsschaltung 101, die den Träger unter
Verwendung von Daten moduliert, die zu übertragen sind, einem Schalter 102,
die in dem Zeitpunkt einer Abstimmung von Reaktanz und Übertragung
einschaltet oder in dem Zeitpunkt eines Empfangs ausschaltet, einer
Sektion variabler Reaktanz 106, die Resonanz mit parasitären Kapazitäten zwischen
einem lebendigen Körper 121 und
der Erdungsmasse und auch zwischen einer Masse der Transceiverschaltung
und der Erdungsmasse bewirkt, einem Schalter 103, die einschaltet,
wenn eine Amplitude eines elektrischen Feldes in dem Zeitpunkt erfasst
wird, wo ein Reaktanzwert während
Reaktanzabstimmung groß ist
oder anderweitig ausschaltet, einem Schalter 104, der einschaltet,
wenn eine Amplitude eines elektrischen Feldes in dem Zeitpunkt erfasst
wird, wo ein Reaktanzwert während
Reaktanzabstimmung klein ist oder anderenfalls ausschaltet, einem
Filter 108 und einem Detektor 107, die eine Amplitude
eines elektrischen Feldes in dem Zeitpunkt erfassen, wo ein Reaktanzwert
groß ist,
einem Filter 110 und einem Detektor 109, die eine
Amplitude eines elektrischen Feldes in dem Zeitpunkt erfassen, wo
ein Reaktanzwert klein ist, einem Differenzialverstärker 111,
der eine Differenz zwischen den Amplituden in dem Zeitpunkt erhält, wo die
Reaktanzwert groß und
klein ist, einem Integrierer 112, der ein Ausgangssignal
des Differenzialverstärkers 111 integriert,
um ein Steuersignal zum Steuern einer Reaktanz auszugeben, einem
Schalter 105, der dem Integrierer 112 erlaubt,
das Signal von dem Differenzialverstärker 111 während Reaktanzabstimmung einzugeben
und ein elektrisches Signal von einer Konstantspannungsquelle 113 während Übertragung einzugeben,
wobei die Konstantspannungsquelle 113 das elektrische Signal
mit einem Spannungswert von Null zu dem Integrierer 112 ausgibt,
einer Abstimmungssignalquelle 114, die ein Abstimmungssignal
zur Verwendung bei Reaktanzabstimmung ausgibt, einem Addierer 115,
der das Abstimmungssignal zu dem Steuersignal hinzufügt und zu
der Sektion variabler Reaktanz 106 ausgibt, einer optischen
Sektion der Erfassung eines elektrischen Feldes 116, die ein
elektrisches Feld, das in dem lebendigen Körper induziert wird, in ein
elektrisches Signal wandelt, einer Signalverarbeitungssektion 117,
die ein Ausgangssignal von der optischen Sektion der Erfassung eines
elektrischen Feldes 116 verstärkt und Rauschbeseitigung oder
dergleichen durch ein Filter durchführt, einer Demodulationsschaltung 118,
die ein empfangenes Signal demoduliert, einem Wellenformformer 119,
der eine Wellenform formt, einem Schalter 120, der den
Schaltern 103 und 104 erlaubt, ein Ausgangssignal
von der Signalverarbeitungssektion 117 zu den Schaltern 103 und 104 während Reaktanzabstimmung
oder Übertragung
und der Demodulationsschaltung 118 einzugeben, um das Ausgangssignal
während
Empfangs einzugeben, einer Eingabe-/Ausgabe-(E/A) Schaltung 122,
einer Übertragungs-und-Empfangselektrode 123 und
einem Isolator 124.
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In
dem Transceiver mit der in 1 gezeigten
Konfiguration wird ein Reaktanzwert der variablen Reaktanz so gesteuert,
um ein elektrisches Feld zu maximieren, das in dem lebendigen Körper 121 zu induzieren
ist. In dieser Steuerung wird ein Reaktanzwert zeitlich von dem
Reaktanzwert geändert,
der durch ein Steuersignal gesetzt wird. Das Steuersignal wird geändert größer zu sein,
wenn die Amplitude des elektrischen Feldes in dem Zeitpunkt, wo
ein Reaktanzwert groß ist,
größer ist,
und kleiner zu sein, wenn die Amplitude des elektrischen Feldes
kleiner ist. Diese Operation setzt eine Steuerung fort, bis die Amplitude
gleich wird.
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In 1 wird
die Amplitude des elektrischen Feldes in dem Zeitpunkt, wo der Reaktanzwert
groß ist,
durch eine Schaltung auf der Seite des Schalters 103 erfasst,
und die Amplitude des elektrischen Feldes in dem Zeitpunkt, wo ein
Reaktanzwert klein ist, wird durch eine Schaltung auf der Seite
des Schalters 104 erfasst. Diese Werte werden durch den
Differenzialverstärker 111 verglichen.
Wenn die Amplitude des elektrischen Feldes in dem Zeitpunkt, wo
ein Reaktanzwert groß ist,
größer ist,
wird ein positives Signal zu dem Integrierer 112 eingegeben,
wobei dadurch das Steuersignal vergrößert und der Reaktanzwert reduziert
werden. Wenn kleiner, wird ein negatives Signal zu dem Integrierer 112 eingegeben,
wobei dadurch der Reaktanzwert reduziert wird. In diesem Verfahren
wird, wenn eine Größenbeziehung
zwischen dem Abstimmungssignal und dem Reaktanzwert korrekt ist,
die Reaktanz automatisch gesteuert, maximal zu sein.
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Um
es detailliert zu erläutern,
wird auf eine Wellenform, die von jeder Komponente ausgegeben wird,
die in 2A dargestellt wird, und eine Änderung
des Reaktanzwertes, die in 2B dargestellt wird,
verwiesen. B1 und C1 in 2B entsprechen einem
Reaktanzwert in dem Zeitpunkt des Abstim mungssignals 31 bzw.
C1. A1 ist ein Reaktanzwert in dem Beginn. In der in 1 gezeigten
Konfiguration wird, während
die Amplitude des elektrischen Feldes erfasst wird, ein Signal zu
dem Integrierer 112 eingegeben. Wenn eine Änderung
des Steuersignals kleiner als die Amplitude des Abstimmungssignals
ist, verschiebt sich der Reaktanzwert in dem Zeitpunkt von C1 nahe
zu dem Reaktanzwert in dem Zeitpunkt von A1, ist aber dennoch geringer
als der Reaktanzwert in dem Zeitpunkt von B1. Da eine Beziehung zwischen
dem Abstimmungssignal und dem Reaktanzwert nicht geändert wird,
wird eine Reaktanzsteuerung ohne jegliches Problem durchgeführt.
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Eine
Wellenform, die von jeder Komponente ausgegeben wird, und eine Änderung
in einem Reaktanzwert, wenn eine Änderung des Steuersignals größer als
das Abstimmungssignal ist, werden in 3A bzw. 3B dargestellt.
B2 und C2 in 3B sind ein Reaktanzwert, wenn
die Abstimmungssignale in 3A in
B2 bzw. C2 sind.
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Außerdem wurde
in der Vergangenheit als der Integrierer 112 häufig eine
Signalverarbeitungsschaltung, die eine einfache Schaltungskonfiguration hat
und für
eine Schaltungsintegration geeignet ist, speziell eine Ladepumpe,
verwendet. Eine derartige Ladepumpe wird z. B. in Behzad Razavi
(Autor), Tadahiro Kuroda (translation supervisor), "A design and application
of an analog CMOS integration circuit", Maruzen CO., LMD., März 2003,
S. 686–688
detailliert erläutert.
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4 ist
ein Schaltungsblockdiagramm, das ein Beispiel einer Signalverarbeitungsschaltung
veranschaulicht, die eine Ladepumpe verwendet. Die in 4 dargestellte
Signalverarbeitungsschaltung 4 besteht aus zwei Schaltern
SW1, SW2 und einem Kondensator 241.
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In
der Signalverarbeitungsschaltung 4 fließt, wenn ein AUF-Signal von außerhalb
eingegeben wird und der Schalter DW1 geschlossen wird, um "ein" zu sein, eine elektrische
Ladung von einer Spannungsquelle Vdd mit einer höheren Spannung als Masse zu
dem Kondensator 241, wobei dadurch eine Ausgangsspannung
erhöht
wird. Hier ist ein "Ein"-Widerstand des Schalters
SW1 nicht Null und eine zeitliche Änderung einer elektrischen
Ladung, d. h. ein Strom ist endlich. Deshalb wird die Ausgangsspannung
nicht augenblicklich auf die Spannung der Spannungsquelle Vdd angehoben.
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Wenn
andererseits ein AB-Signal von außerhalb eingegeben wird, schaltet
der Schalter SW2 ein und die elektrische Ladung, die in dem Kondensator 241 gespeichert
ist, fließt
zu der Masse, wobei dadurch die Ausgangsspannung reduziert wird.
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Wenn
beide Schalter aus (offen) sind, ändert sich außerdem ein
Betrag der elektrischen Ladung nicht, die in dem Kondensator 241 gespeichert
ist, wobei dadurch die Ausgangsspannung beibehalten wird.
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In
einer derartigen Signalverarbeitungsschaltung 4 ändert sich
die Ausgangsspannung in Übereinstimmung
mit einer Integration über
eine Zeitperiode des AUF-Signals und des RB-Signals, die eingegeben
werden.
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In
dem Transceiver gemäß der oben
angegebenen konventionellen Technik ist, wenn eine Änderung
des Steuersignals größer das
Abstimmungssignal ist, der Reaktanzwert in dem Zeitpunkt des Abstimmungssignals
C2 größer als
die Reaktanz in dem Zeitpunkt des Abstimmungssignals von B2. Deshalb wird
eine Größenbeziehung
zwischen dem Abstimmungssignal und dem Reaktanzwert umgekehrt, wobei
dadurch eine Steuerung gefährdet
wird, den Maximalwert zu erreichen.
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Um
eine Zeit zu verkürzen,
die benötigt
wird, um die Amplitude des elektrischen Feldes zu maximieren, das
in dem lebendigen Körper 121 induziert wird
seit dem Beginn einer Reaktanzsteuerung, muss sich übrigens
das Steuersignal stark ändern.
In der in 1 gezeigten Konfiguration kann
sich jedoch das Steuersignal nicht stark ändern, wobei dadurch eine Zeit
verlängert
wird, die es braucht, bis der Maximalwert erhalten wird.
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Da
Daten, die zu übertragen
sind, übertragen werden,
nachdem die Reaktanzsteuerung abgeschlossen ist, wird außerdem,
falls es eine lange Zeit braucht, bis der Maximalwert erhalten wird,
eine Zeit, die zum Übertragen
von Daten bereitgestellt werden muss, kurz, wobei dadurch eine effektive Übertragungsgeschwindigkeit
von Daten reduziert wird.
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Die
oben angegebene Signalverarbeitungsschaltung 4 als ein
Integrierer wird häufig
in einer Phasenregelkreis-(PLL) Schaltung verwendet, die eine elektrische
Schaltung ist, die ermöglicht,
dass eine Frequenz des Ausgangssignals mit einer Bezugsfrequenz
des Eingangssignals oder dergleichen übereinstimmt. In der PLL-Schaltung
fließt
kein großer
Strom von der Spannungsquelle Vdd zu der Masse, da das AUF-Signal
und das AB-Signal in die Schaltung nicht in dem gleichen Zeitpunkt
eingegeben werden.
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Wenn
andererseits die Signalverarbeitungsschaltung 4 auf eine
Schaltung angewendet wird, in der das AUF-Signal und das AB-Signal beide in dem gleichen
Zeitpunkt eingegeben werden, sind die zwei Schalter SW1 und SW2
beide ein. Als ein Ergebnis kann ein großer Strom von der Spannungsquelle
Vdd zu der Masse fließen,
wobei es dadurch zu einem Nachteil eines erhöhten Leistungsverbrauches kommt.
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Offenbarung der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung wurde angesichts der obigen Umstände unternommen.
Das Ziel von ihr besteht darin, einen Transceiver bereitzustellen,
der in eine Steuerschaltung konfiguriert ist, die es möglich macht,
eine Zeit zu verkürzen,
die es braucht, um den Maximalwert zu erhalten, während Stabilität beibehalten
wird, und eine stabile Datenkommunikation bei hoher Geschwindigkeit
ermöglicht.
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Ein
anderes Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Signalverarbeitungsschaltung
(einen Integrierer) bereitzustellen, die/der in der Lage ist, eine
Erhöhung
im Leistungsverbrauch zu vermeiden und für Schaltungsintegration geeignet
ist, wobei dadurch Leistungsverbrauch der Kommunikationsvorrichtungen
oder dergleichen reduziert wird.
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Um
die obigen Ziele zu erreichen, sieht ein erster Aspekt der vorliegenden
Erfindung ein System für Übertragung/Empfang
von Signalen über
ein ein elektrisches Feld übertragendes
Medium mit den Merkmalen von Anspruch 1 vor.
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Ein
zweiter Aspekt der vorliegenden Erfindung sieht einen Transceiver
vor, der angepasst ist, Daten über
ein ein elektrisches Feld übertragendes Medium
mit den Merkmalen von Anspruch 17 zu übertragen und zu empfangen.
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Ein
dritter Aspekt der vorliegenden Erfindung sieht einen Sender vor,
der angepasst ist, Daten über ein
ein elektrisches Feld übertragendes
Medium mit den Merkmalen von Anspruch 20 zu übertragen.
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Ein
vierter Aspekt der vorliegenden Erfindung sieht ein Verfahren zum
Abstimmen einer Reaktanz, die durch eine Kommunikationsvorrichtung
verursacht wird, die Daten über
ein ein elektrisches Feld übertragendes
Medium überträgt/empfängt, und
das das elektrische Feld übertragende
Medium mit den Merkmalen von Anspruch 22 vor.
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Eine
fünfter
Aspekt der vorliegenden Erfindung sieht ein Verfahren zum Übertragen
eines Signals über
ein ein elektrisches Feld übertragendes Medium
mit den Merkmalen von Anspruch 23 vor.
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Ein
sechster Aspekt der vorliegenden Erfindung sieht ein Verfahren zum
Empfangen eines Signals über
ein ein elektrisches Feld übertragendes Medium
mit den Merkmalen von Anspruch 24 vor.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird ein Transceiver vorgesehen, der in eine Steuerschaltung konfiguriert
ist, die es möglich
macht, eine Zeit zu verkürzen,
die es braucht, um den Maximalwert zu erhalten, während Stabilität beibehalten
wird, und eine stabile Datenkommunikation bei hoher Geschwindigkeit
ermöglicht.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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1 ist
ein schematisches Diagramm eines herkömmlichen Transceivers;
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2A ist
eine erläuternde
Zeichnung einer Operation des herkömmlichen Transceivers;
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2B ist
eine erläuternde
Zeichnung einer Operation des herkömmlichen Transceivers;
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3A ist
eine erläuternde
Zeichnung einer Operation des herkömmlichen Transceivers;
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3B ist
eine erläuternde
Zeichnung einer Operation des herkömmlichen Transceivers;
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4 ist
ein Schaltungsblockdiagramm, das eine Konfiguration einer herkömmlichen
Signalverarbeitungsschaltung darstellt;
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5 ist
ein gesamtes Blockdiagramm eines Transceivers gemäß einer
ersten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung;
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6A veranschaulicht
eine Wellenform, die von jeder Komponente oder Element des Transceivers
gemäß der ersten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ausgegeben wird;
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6B ist
eine erläuternde
Zeichnung einer Operation des Transceivers gemäß der ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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7 ist
ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Signalverarbeitungsschaltung
darstellt, die als ein Integrierer des Transceivers gemäß der ersten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wünschenswert
ist;
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8 veranschaulicht
eine Beziehung zwischen einer Ausgangsspannung (OUT1, OUT2) eines
Komparators eines elektrischen Signals und einer Eingangsspannung
(IN) in der Signalverarbeitungsschaltung in 7;
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9 ist
ein Schaltungsblockdiagramm, das eine Konfiguration einer Signalverarbeitungsschaltung
veranschaulicht, die als ein Integrierer des Transceivers gemäß der ersten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wünschenswert
ist;
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10 veranschaulicht
Beziehungen zwischen einem Ausgangssignal (OUT1, OUT2) eines Komparators
eines elektrischen Sig nals und einer Eingangsspannung (IN) und zwischen
einem Strom (I1, I2), der von einer Stromquelle fließt, und
einer Eingangsspannung in der Signalverarbeitungsschaltung in 9;
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11 ist
ein Schaltungsblockdiagramm, das eine Konfiguration einer Signalverarbeitungsschaltung
veranschaulicht, die als ein Integrierer des Transceivers gemäß der ersten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wünschenswert
ist;
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12 veranschaulicht
eine Beziehung zwischen einem Stromsteuersignal und einem Strom, der
von einer variablen Stromquelle fließt;
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13 veranschaulicht
Beziehungen zwischen einem Ausgangssignal (OUT1, OUT2) eines Komparators
eines elektrischen Signals und einem Eingangssignal (IN) und zwischen
einem Strom (I1, I2), der von einer Stromquelle fließt, und
einem Eingangssignal in der Signalverarbeitungsschaltung in 11;
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14 ist
ein gesamtes Blockdiagramm eines Transceivers gemäß einer
zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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15 ist
ein gesamtes Blockdiagramm eines Transceivers gemäß einer
dritten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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16 ist
eine erläuternde
Zeichnung einer Operation des Transceivers gemäß der dritten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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17 ist
ein schematisches Diagramm einer Steuersektion eines Transceivers
gemäß einer vierten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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18 ist
ein schematisches Diagramm einer Steuersektion, die für einen
Transceiver gemäß einer
fünften
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wünschenswert
ist;
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19 ist
ein gesamtes schematisches Diagramm einer Konfiguration eines Transceivers
gemäß einer
sechsten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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20 ist
eine erläuternde
Zeichnung einer Operation des Transceivers gemäß der sechsten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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21 ist
ein gesamtes schematisches Diagramm eines Transceivers gemäß einer
siebten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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22 ist
eine erläuternde
Zeichnung einer Operation des Transceivers gemäß der siebten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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23 ist
eine erläuternde
Zeichnung einer Operation des Transceivers gemäß der siebten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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24 ist
ein gesamtes schematisches Diagramm eines Transceivers gemäß einer
achten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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25 ist
ein teilweises schematisches Diagramm des Transceivers gemäß der achten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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26 ist
eine erläuternde
Zeichnung einer Operation des Transceivers gemäß der achten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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27 ist
ein gesamtes schematisches Diagramm eines Transceivers gemäß einer
neunten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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28 ist
ein gesamtes schematisches Diagramm eines Transceivers gemäß einer
zehnten Ausführungsform;
und
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29 ist
ein Blockdiagramm, das eine Verstärkerschaltung veranschaulicht,
auf die die Signalverarbeitungsschaltungen angewendet werden können.
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Bester Modus zum Ausführen der
Erfindung
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Bezug
nehmend auf die begleitenden Zeichnungen wird hierin nachstehend
ein Transceiver gemäß bevorzugten
Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung beschrieben. Der hierin nachstehend beschriebene
Transceiver enthält
eine Reaktanzabstimmungseinrichtung gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Somit wird nachstehend auch die Reaktanzabstimmungseinrichtung
beschrieben.
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(Eine erste Ausführungsform)
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5 ist
ein Blockdiagramm eines Transceivers gemäß einer ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Der Transceiver gemäß der ersten Ausführungsform,
der in 5 dargestellt wird, besteht aus einem Oszillator 5,
der ein wechselndes elektrisches Signal ausgibt, um ein Träger mit
einer Frequenz von ungefähr
1 Megahertz (MHz) bis zu mehreren Dutzend MHz zu sein, einer Modulationsschaltung 6,
die die Trägerwelle
moduliert unter Verwendung von Daten, die zu übertragen sind, die von einem
Computer (nicht gezeigt) über
eine Eingabe-/Ausgabe-Schaltung erhalten werden, die hierin nachstehend
beschrieben wird, einem Schalter 2, der in dem Zeit- Punkt einer Abstimmung
einer Reaktanz oder einer Übertragung
einschaltet und in dem Zeitpunkt eines Empfangs ausschaltet, einer
Sektion variabler Reaktanz 7, die Resonanz mit einer parasitären Kapazitanz
zwischen einem lebendigen Körper und
einer Masse oder zwischen einem Massekontakt des Transceivers und
der Masse induziert, einem Schalter 3, der einen Kontakt
a3 mit einem Kontakt b3 so verbindet, um einen Kondensator C1 mit
dem erfassten Signal zu laden, wenn eine große Reaktanz erfasst wird, und
den Kontakt a3 mit dem Kontakt c3 verbindet, um einen Kondensator
C2 mit dem erfassten Signal zu laden, wenn ein geringerer Reaktanzwert
während
Reaktanzabstimmung erfasst wird, einem Detektor 8 und einem
Filter 9, die eine elektrische Amplitude erfassen, wenn
der Reaktanzwert groß ist,
einem Differenzialverstärker 10,
der eine Differenz der elektrischen Amplituden zwischen dem, wenn
der Reaktanzwert groß ist,
und dem, wenn der Reaktanzwert klein ist, erhält, einem Integrierer 11, der
ein Ausgangssignal integriert und ein Steuersignal ausgibt zum Steuern
der Reaktanz, einem Schalter 4, der einen Kontakt a4 mit
einem Kontakt c4 verbindet, um ein Signal von einer Konstantspannungsquelle 12 so
einzugeben, um die Ausgabe des Integrierers unverändert zu
halten, wenn die elektrische Amplitude erfasst wird, und den Kontakt
a4 mit dem Kontakt b4 so verbindet, um das Signal von dem Differenzialverstärker 10 einzugeben,
wenn integriert wird, wobei die Konstantspannungsquelle 12 ein elektrisches
Signal mit einem Nullwert zu dem Integrierer 11 ausgibt,
einer Abstimmungssignalquelle 13, die ein Abstimmungssignal
zur Verwendung bei einer Abstimmung eines Reaktanzwertes ausgibt,
einem Addierer 14, der das Abstimmungssignal und das Steuersignal
addiert, um das addierte Signal zu der Sektion variabler Reaktanz 7 auszugeben,
einer optischen Sektion einer Erfassung eines elektrischen Feldes 15,
die ein elektrisches Feld, das in einem lebendigen Körper 121 erzeugt
wird, zu einem elektrischen Signal wandelt, einer Signalverarbeitungssektion 16,
die das ausgegebene Signal von der optischen Sek tion einer Erfassung
eines elektrischen Feldes 15 verstärkt unter Rauschen unter Verwendung
eines Filters (nicht gezeigt) beseitigt, einer Demodulationsschaltung 17,
die ein empfangenes Signal demoduliert, einer Wellenformformungssektion 18,
die eine Wellenform formt, und einem Schalter 1, der einen
Kontakt a1 mit einem Kontakt b1 so verbindet, um das ausgegebene
Signal von dem Signalverarbeitungsabschnitt in dem Zeitpunkt einer
Reaktanzabstimmung und Übertragung
einzugeben, und den Kontakt a1 mit einem Kontakt c1 so verbindet, um
das Signal zu dem Demodulator 17 in dem Zeitpunkt eines
Empfangs einzugeben.
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Bezug
nehmend auf 5, 6A und 6B wird
als erstes eine Operation der Reaktanzabstimmungseinrichtung in
dem Transceiver gemäß der ersten
Ausführungsform
beschrieben. Ein vorbestimmtes Signal, das durch den Oszillator 5 und
die Modulationsschaltung 6 ausgegeben wird, wird einer Übertragungs-und-Empfangselektrode 123 über den Schalter 2 und
die Sektion variabler Reaktanz 7 zugeführt, und die Elektrode 123 induziert
ein elektrisches Feld basierend auf dem Signal in dem lebendigen
Körper 121.
Das hier erwähnte
vorbestimmte Signal kann beliebig ausgewählt werden, so weit wie das
Signal zum Abstimmen eines Reaktanzwertes geeignet ist. Z. B. kann
das vorbestimmte Signal ein Träger
sein, der von dem Oszillator 5 ausgegeben wird, oder ein
moduliertes Signal, das durch Modulieren des Trägers gemäß Daten, die zu übertragen sind,
erhalten wird. Außerdem
kann eine Signalgenerierungssektion bereitgestellt werden, die von
dem Oszillator 5 und der Modulationsschaltung 6 getrennt ist.
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Das
elektrische Feld wird durch die optische Sektion einer Erfassung
eines elektrischen Feldes über
die Übertragungs- und Empfangselektrode 123 empfangen
und in ein elektrisches Signal transformiert. Dieses elektrische
Signal wird durch die Signalverarbeitungssektion 16 so
behandelt, dass Rauschen von dort beseitigt wird und dann zu dem
Schalter 3 über
den Detektor 8 und das Filter 9 durch eine Verbindung
zwischen den Kontakten a1 und b1 in dem Schalter 1 geführt. Der
Detektor 8 hat Funktionen zum Transformieren des elektrischen
Signals von der Signalverarbeitungssektion 16 in eine Gleichspannung
gemäß einer
Amplitude des Signals und Beseitigen einer Oberwellenkomponente
von einer elektrischen Spannung, die von dem Detektor 8 ausgegeben
wird.
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Während das
betroffene vorbestimmte Signal der Übertragungs- und -Empfangselektrode 123 zugeführt wird,
werden andererseits ein Signal hohen Pegels (H) und ein Signal tiefen
Pegels (L) als ein Abstimmungssignal A abwechselnd an die Sektion
variabler Reaktanz 7 über
den Addierer 14 angelegt (6A). Eine
Anwendung des Abstimmungssignals A veranlasst, dass sich eine Reaktanz
der Sektion variabler Reaktanz 7 ändert. In der folgenden Beschreibung
wird, es sei denn, es wird anderweitig vermerkt, wenn das Signal
hohen Pegels von der Abstimmungssignalquelle 13 an die
Sektion variabler Reaktanz 7 angelegt wird, die Reaktanz
der Sektion variabler Reaktanz 7 höher, und wenn das Signal tiefen
Pegels von der Abstimmungssignalquelle 13 an die Sektion
variabler Reaktanz 7 angelegt wird, wird die Reaktanz geringer.
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Ein
Abstimmungssignal B zum Steuern eines Umschaltens des Schalters 3 wird
von der Abstimmungssignalquelle 13 in Synchronisation mit
dem Abstimmungssignal A ausgegeben. Wenn die Abstimmungssignalquelle 13 ein
Signal hohen Pegels zu der Sektion variabler Reaktanz 7 ausgibt,
werden speziell die Kontakte a3 und b3 in dem Schalter 3 verbunden.
Diese Verbindung erlaubt, dass der Kondensator C1 durch die Gleichspannung
geladen wird, die durch den Detektor 8 erhalten wird, der
das elektrische Signal wandelt, wenn die Abstimmungssignalquelle 13 ein
Signal hohen Pegels ausgibt. Wenn andererseits die Abstimmungssignalquelle 13 ein
Signal tiefen Pegels ausgibt, wird der Kondensator C2 durch die
Gleichspannung basierend auf dem elektrischen Signal geladen.
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Während einer
von beiden der Kondensatoren C1 und C2 geladen wird, sind die Kontakte
a4 und c4 in dem Schalter 4 durch ein Abstimmungssignal
C von der Abstimmungssignalquelle 13 verbunden. Deshalb
wird die Nullspannung von der Konstantspannungsquelle 12 in
den Integrierer 11 eingegeben und die Ausgabe des Integrierers 11 wird
nicht variiert. Wenn das Laden der Kondensatoren C1 und C2 endet,
werden die Kontakte a4 und b4 in dem Schalter 4 gemäß dem Abstimmungssignal
C verbunden. Deshalb wird eine Spannung (Spannung mit einem vorbestimmten
Spannungswert) basierend auf der Differenz zwischen den Spannungen über den Kondensatoren
C1 und C2 zu dem Integrierer 11 von dem Differenzialverstärker 10 eingegeben.
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In
dem Transceiver gemäß der ersten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wird, wie in 6A und 6B gezeigt,
um die Ausgabe des Integrierers 11 unverändert zu
lassen, während
eine Amplitude eines elektrischen Feldes durch Bereitstellen des
Schalters 4 zwischen dem Differenzialverstärker 10 und
dem Integrierer 11 erfasst wird, ein Operationszyklus "einer Erfassung einer
Amplitude eines elektrischen Feldes, wenn eine Reaktanz hoch ist", "einer Erfassung einer
Amplitude eines elektrischen Feldes, wenn eine Reaktanz gering ist" und "einer Integration
der Differenz zwischen den zwei Amplituden" realisiert. Wenn die Reaktanz hoch
ist, sind die Kontakte a3 und b3 verbunden, wobei dadurch der Kondensator
C1 mit dem Signal geladen wird, dessen Feldamplitude durch den Detektor 8 und das
Filter 9 erfasst wird. Wenn die Reaktanz gering ist, sind
die Kontakte a3 und c3 verbunden, wobei dadurch der Kondensator
C2 mit dem Amplitudenerfassungssignal geladen wird. Während dieser
Perioden ist der Kontakt a4 mit dem Kontakt c4 verbunden, der mit
der Konstantspannungsquelle 12 verbunden ist zum Übertragen
eines Signals mit einem Null wert zu dem Integrierer 11 in
dem Schalter 4, wobei dadurch die Ausgabe des Integrierers 11 unverändert gehalten
wird. Nach der Erfassung der Amplitude ist der Kontakt a3 weder
mit dem Kontakt b3 noch dem Kontakt c3 in dem Schalter 3 verbunden,
wohingegen der Kontakt a4 und der Kontakt b4 zum Durchführen von Integration
verbunden sind. Übrigens
zeigen NCs, die einen Verbindungszustand des Schalters 3 in 6A darstellen,
dass der Kontakt a3 mit weder dem Kontakt b1 noch dem Kontakt c1
verbunden ist.
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Gemäß der obigen
Operation wird, da die Ausgabe (Steuersignal) des Integrierers 11 während der
Erfassung einer Amplitude eines elektrischen Feldes unverändert ist,
selbst wenn eine Änderung des
Steuersignals größer als
die Amplitude des Abstimmungssignals A ist, eine Beziehung zwischen
einem Schwingen des Reaktanzwertes und des Abstimmungssignals A
nicht umgekehrt, sodass eine normale Operation machbar ist. Als
ein Ergebnis wird eine Zeit, die zum Bestimmen des Maximalwertes
erforderlich ist, verkürzt,
wobei dadurch eine stabile und effektive Datenübertragung bei hoher Geschwindigkeit
realisiert wird.
-
Während 6A veranschaulicht,
wo das Abstimmungssignal A als ein tiefer Pegel während einer
Integration gesetzt ist, während
dessen das Abstimmungssignal C ein hoher Pegel ist, wird die normale
Operation realisiert, selbst wenn das Signal A als ein hoher Pegel
gesetzt werden kann. Außerdem kann
ein Signal von einer schwingenden Einrichtung, wie etwa einer Signalquelle,
verwendet werden, die die Abstimmungssignale A, B und C generiert.
Während
die Kondensatoren C1 und C2 verwendet werden, um ein elektrisches
Signal zu speichern, das die Amplitude des elektrischen Feldes darstellt,
ist außerdem ein anderes Speichermittel machbar, um die gleiche
Operation zu realisieren. Z. B. kann eine Speichereinrichtung als
das Speichermittel verwendet werden.
-
Unter
den Umständen,
unter denen die Reaktanz angemessen gesteuert wird, wird ein Signal, das
zu übertragen
ist, zu der Modulationsschaltung 6 über eine E/A-Schaltung 122 ausgegeben,
und somit wird ein moduliertes Signal erhalten durch Modulieren
des Trägers,
der von dem Oszillator 5 zugeführt wird, worauf basierend
das Signal zu übertragen
ist, wobei dadurch ein elektrisches Feld gemäß dem modulierten Signal innerhalb
des lebendigen Körpers 121 induziert
wird.
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Außerdem sind
die Kontakte a1 und c1 in dem Schalter 1 verbunden, wobei
dadurch ein elektrisches Signal von der optischen Sektion einer
Erfassung eines elektrischen Feldes 15 zu der Demodulationsschaltung 17 bereitgestellt
wird. Ein Signal, das zu empfangen ist, was in dem elektrischen
Signal enthalten ist, wird durch die Demodulationsschaltung 17 demoduliert,
durch die Wellenformformungssektion 18 wellen-geformt und
dann einem Computer über die
E/A-Schaltung 122 zugeführt,
wobei der Computer ein Signal managt, das zu übertragen oder zu empfangen
ist. Auf diese Art und Weise wird eine Informationskommunikation
zwischen einem Transceiver und einem anderen realisiert, wobei der
lebendige Körper 121 dazwischen
gestellt ist.
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Wenn
ein anderes Modulationsverfahren, z. B. Phasenmodulation oder Frequenzmodulation,
verwendet wird, in dem die Amplitude des Trägers konstant gehalten wird,
angenommen wird, wird übrigens
dem Amplitudenwert erlaubt sich zu ändern, da die Amplitude keinerlei
Information aufweist. Deshalb muss in diesem Fall die Ausgabe der
Abstimmungssignalquelle während
einer Übertragung
von Daten nicht terminiert werden.
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Als
Modifikationen des Transceivers gemäß der ersten Ausführungsform
wird hierin nachstehend der Integrierer 11 mit der folgenden
Konfiguration beschrieben.
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(Eine erste Modifikation)
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7 ist
ein Schaltungsblockdiagramm, das eine Signalverarbeitungsschaltung
darstellt, die als ein Integrierer des Transceivers gemäß der ersten Ausführungsform
geeignet ist. In einer Signalverarbeitungsschaltung 100 werden
eine Spannung V1 mit einem etwas geringeren Spannungswert als ein Zielspannungswert
und eine Spannung V2 mit einem etwas höheren Spannungswert als der
Zielspannungswert als Schwellenspannungen verwendet. Die Signalverarbeitungsschaltung 100 ist
so gestaltet, dass beide Schalter SW1 und SW2 in positiver Logik in
der Signalverarbeitungsschaltung 100 sind, ein Komparator
eines elektrischen Signals 11 eine höhere Spannung aufweist, wenn
eine eingegebene Spannung geringer als V1 ist, und ein Komparator
eines elektrischen Signals 12 eine höhere Spannung aufweist, wenn
eine eingegebene Spannung höher als
V2 ist.
-
Speziell
hat die Signalverarbeitungsschaltung 100 die folgende Konfiguration.
Die Signalverarbeitungsschaltung 100 besteht nämlich aus
einem Komparator eines elektrischen Signals 211, der eine eingegebene
Spannung IN, die von außerhalb
eingegeben wird, mit der Schwelle V1 vergleicht, und ein Signal
OUT1 ausgibt, um den Schalter SW1 als ein erstes Verbindungsmittel
einzuschalten, wenn die eingegebene Spannung IN geringer als die
Schwellenspannung V1 ist, einem Komparator eines elektrischen Signals 212,
der die eingegebene Spannung IN mit der Schwelle V2 vergleicht und
ein Signal OUT2 ausgibt, um den Schalter SW2 als ein zweites Verbindungsmittel
einzuschalten, wenn die eingegebene Spannung IN höher als
die Schwellenspannung V2 ist, und einem Kondensator 213,
der eine elektrische Ladung so speichert, um eine ausgegebene Spannung
aufrechtzuerhalten.
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Die
eingegebene Spannung IN ist eine Spannung mit einer vorbestimmten
Spannung, die von der Konstantspannungsquelle 12 über den
Schalter 4 (5) in dem Transceiver gemäß der ersten
Ausführungsform
zugeführt
wird, oder eine Spannung von dem Differenzialverstärker 10.
Die Spannung über
dem Kondensator 213 wird an die Sektion variabler Reaktanz 7 (5)
des Transceivers angelegt.
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8 veranschaulicht
eine Beziehung zwischen einer ausgegebenen Spannung OUT1 oder OUT2
(vertikale Achse), die von einem Komparator eines elektrischen Signals
ausgegeben wird, und einer eingegebenen Spannung IN (horizontale
Achse) in der Signalverarbeitungsschaltung.
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Gemäß einer
Linie 2101, die in 8 gezeigt wird,
geben, wenn die eingegebene Spannung IN einen Spannungswert zwischen
einem Bereich der Schwellenspannung V1 und der Schwellenspannung V2
hat, wobei der Bereich einen Zielspannungswert einbezieht, die Komparatoren
eines elektrischen Signals 211 und 212 das Signal
OUT1 und OUT2 nicht aus, wobei dadurch die Schalter SW1 und SW2
ausgeschaltet werden (offen). Deshalb bleibt die ausgegebene Spannung
unverändert,
und somit fließt
kein großer
Strom.
-
Wenn
andererseits die eingegebene Spannung IN geringer als die Schwelle
V1 ist, wird das Signal OUT1 ausgegeben, um den Schalter SW1 einzuschalten,
und der Schalter SW2 wird ausgeschaltet gehalten. Deshalb wird eine
elektrische Ladung von einer Spannungsquelle Vdd zu dem Kondensator 213 durch
den Schalter 1 transferiert, wobei sich dadurch eine Spannung über dem
Kondensator 213 so erhöht,
um der Spannung der Spannungsquelle Vdd gleich zu sein.
-
Wenn
die eingegebene Spannung IN höher als
die Schwellenspannung V2 ist, wird außerdem das Signal OUT2 ausgegeben,
um den Schalter 2 einzuschalten und der Schalter SW1 wird
ausgeschaltet gehalten. In diesem Fall wird die elektrische Ladung,
die in dem Kondensator 213 gespeichert ist, zu der Erdungsmasse
durch den Schalter 2 transferiert, wobei sich dadurch eine
Spannung über
dem Kondensator 213 verringert.
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Übrigens
sind in dem Transceiver, der die Signalverarbeitungsschaltung 100 als
den Integrierer verwendet, während
weder das Speichermittel elektrischer Ladung C1 noch C2 (5)
eine elektrische Ladung speichert, die Kontakte a4 und b4 in dem Schalter 4 verbunden,
wobei dadurch die Spannung der Konstantspannungsquelle 12 der
Signalverarbeitungsschaltung 100 bereitgestellt wird. Diese
Spannung hat einen Spannungswert zwischen den Schwellen V1 und V2.
Wenn die elektrischen Ladungsmittel C1 und C2 eine elektrische Ladung
speichern, ist deshalb weder der Schalter SW1 noch der Schalter
SW2 ein, wobei dadurch die ausgegebene Spannung (das Steuersignal)
der Signalverarbeitungsschaltung 100 in einer Spannung über den
Anschlüssen
des Kondensators 213 aufrechterhalten wird.
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Gemäß der Signalverarbeitungsschaltung 100,
die oben als der Integrierer 11 beschrieben wird, ist weder
der Schalter SW1 noch der Schalter SW2 eingeschaltet, es fließt kein
großer
Strom von der Spannungsquelle Vdd zu der Erdungsmasse, wobei dadurch
verhindert wird, dass sich ein Leistungsverbrauch erhöht. Deshalb
wird eine Signalverarbeitungsschaltung bereitgestellt, die für Schaltungsintegration
geeignet ist.
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(Eine zweite Modifikation)
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9 ist
ein Schaltungsblockdiagramm, das eine Konfiguration einer anderen
Signalverarbeitungsschaltung veranschaulicht, die als ein Integrierer
zur Verwendung in dem Transceiver gemäß der ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wünschenswert
ist. Bezug nehmend auf 9 ist eine Signalverarbeitungsschaltung 200 dadurch
gekennzeichnet, dass es eine Stromquelle 225 zwischen der
positiven Elektrode einer Leistungsquelle Vdd und dem Schalter SW1
gibt, es eine Stromquelle 226 zwischen der Erdungsmasse
und dem Schalter SW2 gibt, und dadurch Komparatoren eines elektrischen
Signals 223 und 224 ein Stromsteuersignal zu den
Stromquellen 225 bzw. 226 ausgeben, um ein Steuersignal
abzustimmen. Außerdem
sind in der Signalverarbeitungsschaltung 200 die Schalter
SW1 und SW2 in positiver Logik.
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Übrigens
ist die Signalverarbeitungsschaltung 200 im wesentlichen
die gleiche wie die Signalverarbeitungsschaltung 100, die
oben beschrieben wird, dadurch, dass die Signalverarbeitungsschaltung 200 besteht
aus einem Komparator eines elektrischen Signals 221, der
eine eingegebene Spannung IN, die von außerhalb eingegeben wird, mit
der Schwelle V1 vergleicht und das Signal OUT1 ausgibt, um den Schalter
SW1 als ein erstes Verbindungsmittel einzuschalten, wenn die eingegebene
Spannung IN geringer als die Schwellenspannung V1 ist, einem Komparator
eines elektrischen Signals 222, der die eingegebene Spannung
IN mit der Schwelle V2 vergleicht und ein Signal OUT2 ausgibt, um
den Schalter SW2 als ein zweites Verbindungsmittel einzuschalten,
wenn die eingegebene Spannung IN höher als die Schwellenspannung
V2 ist, und einem Kondensator 227, der eine elektrische
Ladung so speichert, um eine ausgegebene Spannung aufrechtzuerhalten.
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Außerdem ist
die eingegebene Spannung IN eine Spannung mit einem vorbestimmten
Spannungswert, die von der Konstantspannungsquelle 12 über den
Schalter 4 (5) zugeführt wird, oder eine Spannung,
die von dem Differenzialverstärker 10 über den
Schalter 4 zugeführt
wird. Außerdem
wird eine Spannung über
den Anschlüssen
des Kondensators 213 an die Sektion variabler Reaktanz 7 (5)
des Transceivers angelegt, wie es der Fall bei der Signalverarbeitungsschaltung 100 ist.
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Zusätzlich zu
den obigen Merkmalen besteht die Signalverarbeitungsschaltung 200 ferner
aus einem Komparator eines elektrischen Signals 223, der die
eingegebene Spannung IN mit einem dritten Schwellwert V3 (< V1) vergleicht
und ein Stromsteuersignal ausgibt, um die Stromquelle 225 zu
veranlassen, einen großen
Strom fließen
zu lassen, wenn die eingegebene Spannung NI geringer als der dritte Schwellwert
V3 ist, und einem Komparator eines elektrischen Signals 224,
der die eingegebene Spannung mit einer vierten Schwellenspannung
V4 (> V2) vergleicht
und ein Stromsteuersignal ausgibt, um die Stromquelle 226 zu
veranlassen, einen großen Strom
fließen
zu lassen, wenn die eingegebene Spannung IN höher als die vierte Schwellenspannung
V4 ist.
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Hierin
nachstehend wird eine Operation der Signalverarbeitungsschaltung 200 mit
der obigen Konfiguration beschrieben. Die zwei Stromquellen 225 und 226,
die mit den Schaltern SW1 bzw. SW2 in Reihe verbunden sind, geben
einen Strom mit einem unterschiedlichen Stromwert aus, abhängig von
dem Stromsteuersignal von 1 oder 0, das von den Komparatoren eines
elektrischen Signals 223 und 224 ausgegeben wird,
die mit den Stromquellen 225 bzw. 226 verbunden
sind.
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10 veranschaulicht
eine Beziehung zwischen einem Strom I1, der durch den Schalter 1 fließt, und
einem Strom I2, der durch den Schalter 2 fließt, worin
eine positive Richtung von jedem Strom in Übereinstimmung mit einem Pfeil
ist, der in 9 gezeigt wird.
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Gemäß einer
Linie 2201 in 10 wird, wenn die eingegebene
Spannung geringer als V3 ist, das Stromsteuersignal mit einem Wert
von 1 von dem Komparator eines elektrischen Signals 223 zu
der Stromquelle 225 ausgegeben. Als Reaktion darauf fließt der Strom
I1 (ein erster konstanter Strom) von der Stromquel le 225,
wie durch die Linie 2201 in 10 gezeigt.
Als ein Ergebnis erhöht
sich eine ausgegebene Spannung (über
einem Kondensator 227).
-
Wenn
die eingegebene Spannung höher
als V3 und geringer als V1 ist, wird das Stromsteuersignal mit einem
Wert von 0 von dem Komparator eines elektrischen Signals 223 zu
der Stromquelle 225 ausgegeben, und somit fließt ein Strom
(ein zweiter konstanter Strom) mit einem geringeren Stromwert als der
Strom I1 von der Stromquelle 225. Als ein Ergebnis erhöht sich
die ausgegebene Spannung allmählich,
im Vergleich mit dem Fall, wo der Strom I1 von der Stromquelle 225 fließt.
-
Wie
in 10 gezeigt, fließt ein Strom mit einem hohen
oder einem tiefen Stromwert von der Stromquelle 225 abhängig davon,
ob der Stromsteuersignalwert, der von dem Komparator eines elektrischen
Signals 223 ausgegeben wird, 1 oder 0 ist. Wenn nämlich die
eingegebene Spannung von dem Zielwert stark abweicht, fließt der Strom
mit einem großen
Stromwert von der Stromquelle 225 und dann erhöht sich
die ausgegebene Spannung (der Kondensator 227) rasch, und
wenn die eingegebene Spannung von dem Zielwert wenig abweicht, fließt der Strom
mit einem geringeren Stromwert von der Stromquelle 225,
und dann erhöht
sich die ausgegebene Spannung allmählich.
-
Wenn
andererseits die eingegebene Spannung höher als V4 ist, gibt der Komparator
eines elektrischen Signals 224 das Stromsteuersignal von 1
aus, und somit lässt
die Stromquelle 226 einen großen Strom I2 fließen (ein
dritter konstanter Strom). Als ein Ergebnis verringert sich das
ausgegebene Signal rasch. Übrigens
kann der Stromwert des Stroms I2 der gleiche wie der des Stroms
I1 (der erste konstante Strom) sein.
-
Wenn
die eingegebene Spannung höher
als V2 und geringer als V4 ist, gibt der Komparator eines elektrischen
Signals 224 ein Stromsteuersignal mit einem Wert von 0
zu der Stromquelle 226 aus, und dann lässt die Stromquelle 226 einen
Strom (einen vierten konstanten Strom) mit einem geringeren Stromwert
als der Strom I2 fließen.
Deshalb entlädt sich
die elektrische Ladung, die in dem Kondensator 227 gespeichert
ist, zu der Erdungsmasse langsamer im Vergleich zu dem Fall, wo
der Strom I2 von der Stromquelle 226 fließt, wobei
sich dadurch die ausgegebene Spannung allmählich verringert. Übrigens kann
der vierte konstante Strom den gleichen Stromwert wie der zweite
konstante Strom haben.
-
Die
Stromquelle 226 gibt einen Strom mit einem großen oder
einem kleinen Stromwert abhängig davon
aus, ob das Stromsteuersignal, das von dem Komparator eines elektrischen
Signals 224 ausgegeben wird, 1 oder 0 ist, wie es der Fall
mit der Stromquelle 225 ist.
-
Durch
Verwenden der Stromquellen 225 und 226 mit einer
derartigen Funktion fließt,
wenn eine Abweichung zwischen der eingegebenen Spannung und dem
Zielwert groß ist,
ein Strom mit einem großen
Stromwert, wobei sich dadurch die ausgegebene Spannung rasch ändert, und
wenn die Abweichung klein ist, fließt ein Strom mit einem geringen
Stromwert, wobei sich dadurch die ausgegebene Spannung langsam ändert. Deshalb
arbeitet die Schaltung mit einer höheren Stabilität.
-
Zusammengefasst
wird gemäß der Signalverarbeitungsschaltung 200,
die oben als der Integrierer 11 beschrieben wird, der gleiche
Effekt wie der der obigen Signalverarbeitungsschaltung 100 erhalten.
-
Gemäß der Signalverarbeitungsschaltung 200 kann
außerdem,
da die Stromquellen in Reihe mit den Schaltern verbunden sind, die
ausgegebene Spannung abhängig
von der Abweichung zwischen der eingegebenen Spannung und dem Zielwert
geändert
werden, wobei dadurch eine Stabilität der Signalverarbeitungsschaltung
weiter verbessert wird.
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(Eine dritte Modifikation)
-
11 ist
ein Schaltungsblockdiagramm, das noch eine andere Signalverarbeitungsschaltung veranschaulicht,
die als der Integrierer 11 des Transceivers gemäß der ersten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung geeignet ist. Wie in 11 gezeigt,
ist in einer Signalverarbeitungsschaltung 203 eine variable
Stromquelle 235 zwischen dem Schalter SW1 und der positiven
Elektrode der Spannungsquelle Vdd verbunden, und es ist eine variable
Stromquelle 236 zwischen dem Schalter SW2 und der Erdungsmasse
verbunden, wobei ein elektrisches Steuersignal zu den variablen
Stromquellen 235 und 236 von den Differenzialverstärkern 233 bzw. 234 eingegeben
wird. Der Differenzialverstärker 233 gibt die
Schwelle V1 (eine positive Phaseneingabe) und die eingegebene Spannung
IN (eine negative Phaseneingabe) ein und gibt ein Stromsteuersignal
zu der variablen Stromquelle 235 so aus, dass je größer die
Differenz zwischen der Schwelle V1 und der eingegebenen Spannung
IN ist, desto größer der
Strom von der variablen Stromquelle 235 fließt. Der
Differenzialverstärker 234 gibt
die eingegebene Spannung IN (eine positive Phaseneingabe) und die Schwelle
V2 (eine negative Phaseneingabe) ein und gibt ein Stromsteuersignal
zu der variablen Stromquelle 236 so aus, dass je größer die
Differenz zwischen der eingegebenen Spannung IN und der Schwelle
V2 ist, desto größer der
Strom von der variablen Stromquelle 236 fließt.
-
Übrigens
sind auch in der Signalverarbeitungsschaltung 203 die Schalter
SW1 und SW2 beide in einer positiven Phase.
-
Außerdem besteht
die Signalverarbeitungsschaltung 203 aus einem Komparator
eines elektrischen Signals 231, der die erste Schwelle
V1 und die eingegebene Spannung IN vergleicht und ein Signal OUT1
ausgibt, um den Schalter SW1 einzuschalten, wenn die eingegebene
Spannung IN geringer als die Schwelle V1 ist, einem Komparator eines
elektrischen Signals 232, der die zweite Schwelle V2 und die
eingegebene Spannung IN vergleicht und ein Signal OUT2 ausgibt,
um den Schalter SW2 einzuschalten, wenn die eingegebene Spannung
IN höher als
die Schwelle V2 ist, und einem Kondensator 237, der eine
elektrische Ladung so speichert, um die ausgegebene Spannung konstant
zu halten, wie es der Fall bei den obigen Signalverarbeitungsschaltungen 100 und 200 ist.
-
Da
sich das Stromsteuersignal, das zu den variablen Stromquellen 235 bzw. 236 von
den Differenzialverstärkern 233 und 234 ausgegeben
wird, kontinuierlich ändert, ändert sich
in der Signalverarbeitungsschaltung 203, als eine Beziehung
zwischen dem Stromsteuersignal und dem Strom, der von der variablen
Stromquelle ausgegeben wird, durch eine charakteristische Linie 301 in 12 gezeigt
wird, ein Stromwert des Stroms von der Stromquelle in Übereinstimmung
mit dem Stromsteuersignal kontinuierlich.
-
13 veranschaulicht
eine Beziehung zwischen der eingegebenen Spannung IN und den Strömen I1 und
I2, die von der variablen Stromquelle ausgegeben werden, wenn die
variable Stromquelle eine charakteristische Linie 2301 hat,
die in 12 gezeigt wird. Wie oben angegeben,
wird die eingegebene Spannung IN zu den zwei Differenzialverstärkern 233 und 234 in
einer entgegengesetzten Phase zueinander eingegeben. Speziell wird
die eingegebene Spannung IN einerseits zu dem invertierenden Anschluss
(–) des
Differenzialverstärkers 233 und
andererseits zu dem nicht-invertierenden Anschluss (+) des Differenzialverstärkers 235 eingegeben.
Als ein Ergebnis wird eine Linie 2401, die zu einer Achse symmetrisch
ist, die durch den Zielwert verläuft,
erhalten, wie in 7 gezeigt.
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Ganz
zu schweigen davon, dass die absolute Neigung der Linie 2401,
die die Stromwerte I1 und I2 darstellt, die gleiche wie die absolute
Neigung der in 12 gezeigten Linie ist.
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Wenn
die eingegebene Spannung IN geringer als die Schwelle V1 ist, gibt
der Differenzialverstärker 233 ein
Stromsteuersignal zu der variablen Stromquelle 235 auf
eine Art und Weise aus, dass je geringer die eingegebene Spannung
IN als die Schwelle V1 ist, desto größer der Strom von der variablen
Stromquelle 235 wird. Deshalb fließt ein größerer Strom von der Stromquelle 235,
wobei sich dadurch die ausgegebene Spannung rasch erhöht. Je höher außerdem in
der Signalverarbeitungsschaltung 203 die eingegebene Spannung
IN ist, desto kleiner wird der Strom I1, wobei sich dadurch die Ausgabe
langsam erhöht.
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Wenn
andererseits die eingegebene Spannung IN höher als die Schwelle V2 ist,
lässt die Stromquelle 236 den
Strom I2 fließen,
wobei sich dadurch die ausgegebene Spannung reduziert. Je höher nämlich die
eingegebene Spannung IN ist, desto rascher wird die ausgegebene
Spannung reduziert.
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Wenn
die eingegebene Spannung IN höher als
die Schwelle V1 und geringer als die Schwelle V2 ist, fließt kein
Strom, wobei dadurch die ausgegebene Spannung konstant gehalten
wird.
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Gemäß der Signalverarbeitungsschaltung 203,
die oben als der Integrierer 11 beschrieben wird, wird
der gleiche Effekt wie in der oben angegebenen Signalverarbeitungsschaltung 100 erhalten.
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Gemäß der Signalverarbeitungsschaltung 203 kann
außerdem,
durch Verbinden der variablen Stromquelle in Reihe mit dem Schalter,
die ausgegebene Spannung abhängig
von einer Abweichung zwischen der eingegebenen Spannung und dem
Zielwert ge ändert
werden, wobei dadurch eine Stabilität der Signalverarbeitungsschaltung
weiter verbessert wird.
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(Eine vierte Modifikation)
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An
Stelle der Stromquellen 235 und 236, die in der
dritten Modifikation vorgesehen sind, kann ein variabler Widerstand
vorgesehen werden. In diesem Fall sind die Komparatoren eines elektrischen
Signals 233 und 234 konfiguriert, ein Stromsteuersignal zu
dem variablen Widerstand auf eine Art und Weise auszugeben, dass
je größer die
Differenz zwischen einer vorbestimmten Spannung (IN) und konstanten Spannungen
V1 oder V2 ist, desto geringer der Widerstandswert des variablen
Widerstands wird. Je größer die
Abweichung zwischen der vorbestimmten Spannung und der konstanten
Spannung ist, ist damit der Strom, der fließt, größer, wobei sich dadurch die
ausgegebene Spannung rasch erhöht.
Wenn eine Differenz zwischen der vorbestimmten Spannung und der
konstanten Spannung klein ist, wird der Widerstandswert des variablen
Widerstands groß,
wobei sich dadurch der Stromwert langsam ändert. Deshalb wird Reaktanzabstimmung
in einer kurzen Zeit stabil bewerkstelligt.
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(Eine zweite Ausführungsform)
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Als
Nächstes
wird ein Transceiver gemäß einer
zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung hierin nachstehend beschrieben. In der
zweiten Ausführungsform
wird eine spezifische Konfiguration eines Integrierers beschrieben. 14 veranschaulicht
einen Transceiver gemäß der zweiten
Ausführungsform,
worin eine Ladepumpenschaltung als der Integrierer verwendet wird.
-
Wie
in 14 gezeigt, besteht ein Integrierer 20 aus
einem pMOS1, einem pMOS2, einem nMOS1 und einem nMOS2, die in die ser
Reihenfolge zwischen der positiven Elektrode einer Spannungsschwelle
für den
Integrierer und der Erdungsmasse in Reihe miteinander verbunden
sind, und einem Kondensator Cp, der zwischen einem Knoten zwischen dem
pMOS2 und dem nMOS1 und der Erdungsmasse in Reihe mit dem nMOS1
und dem nMOS2 verbunden ist. Hier zeigt pMOS einen p-Kanal-MOSFET (Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor)
an, und nMOS zeigt einen n-Kanal-MOSFET an.
-
Wenn
die Kondensatoren C1 und C2 eine elektrische Ladung speichern, sind
der pMOS1 und der nMOS2 aus, um so zu verhindern, dass sich eine ausgegebene
Spannung (eine Spannung über
einem Kondensator Cp) des Integrierers 20 ändert. Wenn die
Kondensatoren C1 und C2 Speichern einer elektrischen Ladung stoppen,
werden der pMOS1 und der nMOS2 eingeschaltet.
-
Wie
in 14 gezeigt, wird übrigens ein Abstimmungssignal
C zu dem Gate von pMOS1 von einer Abstimmungssignalquelle 13 über eine
Spannungsumkehrungseinrichtung eingegeben. Zu dem Gate des nMOS2
wird das Abstimmungssignal C von der Abstimmungsstromquelle 13 direkt
eingegeben. Das Abstimmungssignal C ist ein Signal, das basierend
auf dem Abstimmungssignal B zum Steuern einer elektrischen Ladung
erzeugt wird, die durch die Kondensatoren C1 und C2 gespeichert
wird. Die Abstimmungssignalquelle 13 gibt nämlich ein
Signal tiefen Pegels als das Abstimmungssignal C aus, während die
Kondensatoren C1 und C2 eine elektrische Ladung speichern, und gibt
ein Signal hohen Pegels aus, wenn der Kondensator C1 und C2 Speichern
der elektrischen Ladung terminieren (16). Deshalb werden
der pMOS1 und der nMOS2 so gesteuert, aus zu sein, während die
Kondensatoren C1 und C2 eine elektrische Ladung speichern, und ein
zu sein, wenn Speichern der elektrischen Ladung endet.
-
Andererseits
wird zu dem Gate des pMOS2 und des nMOS1 ein Signal von einem Spannungskomparator 10 eingegeben.
Der Spannungskomparator 10 vergleicht eine Spannung über dem
Kondensator C1 und eine Spannung über dem Kondensator C2 und
gibt ein Signal tiefen Pegels aus, wenn die Spannung über dem
Kondensator C1 höher
als die über
dem Kondensator C2 ist. Deswegen ist der pMOS2 ein und der nMOS1
ist aus. Wenn die Kondensatoren C1 und C2 Speichern einer elektrischen Ladung
stoppen und der pMOS1 (und der nMOS2) durch das Abstimmungssignal
C ein ist, wird eine elektrische Ladung zu dem Kondensator Cp über den pMOS1
und den pMOS2 von der Spannungsquelle transferiert, wobei sich dadurch
die Steuersignalspannung erhöht.
-
Wenn
andersherum die Spannung über
dem Kondensator C1 geringer als die über dem Kondensator C2 ist,
gibt der Spannungskomparator 10 ein Signal hohen Pegels
aus. Deshalb ist der pMOS2 aus und der nMOS1 ist ein. Wenn die Kondensatoren C1
und c2 Speichern einer elektrischen Ladung stoppen und der nMOS2
(und der pMOS1) durch das Abstimmungssignal C ein ist, wird eine
elektrische Ladung zu der Erdungsmasse über den nMOS1 und den nMOS2
transferiert, wobei dadurch die Steuersignalspannung reduziert wird.
-
Wenn
die zweite Ausführungsform
mit der ersten Modifikation der ersten Ausführungsform verglichen wird,
hat der pMOS2 die gleiche Funktion wie der Schalter SW1; und der
nMOS1 hat die gleiche Funktion wie der Schalter SW2; und der pMOS1
und der nMOS2 haben die entsprechende Funktion wie der Schalter 4.
Der pMOS1 und der nMOS2 sind aus, wenn das Abstimmungssignal C auf
einem tiefen Pegel ist, und somit wird keine elektrische Ladung
transferiert. Als ein Ergebnis wird die ausgegebene Spannung (Steuersignal)
in der Spannung über
dem Kondensator Cp aufrechterhalten. Mit anderen Worten wird in
dem Transceiver gemäß dieser
Ausführungsform
verhindert, dass das Steuersignal schwankt, wenn die Kondensatoren
C1 und C2 eine elektrische Ladung speichern, ohne Verwendung der
Konstantspannungsquelle 12 in der ersten Ausführungsform.
-
Mit
der obigen Konfiguration weist der Transceiver gemäß dieser
Ausführungsform
den gleichen Effekt wie der Transceiver gemäß der ersten Ausführungsform
auf.
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15 veranschaulicht
ein Blockdiagramm eines Transceivers gemäß einer dritten Ausführungsform.
-
Bezug
nehmend auf 15 besteht der Transceiver gemäß der dritten
Ausführungsform
aus einem pMOS1 und einem nMOS2, die aus sind, um so nicht die Ausgabe
eines Integrierers während
einer Amplitudenerfassung zu ändern,
und während
einer Integration ein sind, einem Kondensator Cp zum Unterhalten
der ausgegebenen Spannung (Steuersignal), einer Konstantspannungsquelle
SX, die eine Schwelle X (Bezugsspannung) ausgibt, einer Konstantspannungsquelle
SY, die eine Schwelle Y (Bezugsspannung) ausgibt, einem Spannungskomparator
X, der eine Spannung ausgibt, die aus einem Vergleich der Schwelle
X und der Ausgabe des Differenzialdetektors 22 resultiert,
und einem Spannungskomparator Y, der eine Spannung ausgibt, die
aus einem Vergleich des eingegebenen Signals und der Schwelle Y
resultiert.
-
Der
Transceiver gemäß der dritten
Ausführungsform
ist mit einem Spannungskomparator X und einem Spannungskomparator
Y versehen, die jeder eine Schwelle X und eine Schwelle Y in einer Vorderstufe
einer Ladepumpenschaltung haben. Der Differenzialdetektor 22 führt eine
Spannungspegelwandlung so durch, um eine konstante Spannung auszugeben,
wenn es keine Differenz zwischen eingegebenen Signalen gibt. Eine
Konstantspannungsquelle SX und eine Konstantspannungsquelle SY,
die in 15 gezeigt werden, sind eine
Signalquelle zum Versehen jeweils des Spannungskomparators X und des
Spannungskom parators Y mit einer Schwelle. 16 veranschaulicht
eine Wellenform einer Ausgabe jeder Komponente während einer Steuerung. Wie
in 16 gezeigt, sind die Schwelle X und die Schwelle
Y so eingestellt, um einen Konvergenzwert dazwischen zu haben. Hier
zeigt der Konvergenzwert des Differenzialdetektors 22 ein
elektrisches Signal an, das ausgegeben wird, wenn es keine Differenz zwischen
den eingegebenen Signalen gibt.
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In
einer Steuersektion 21 ist, wenn die Spannung über dem
Kondensator C1 höher
als die über dem
Kondensator C2 ist und die Ausgabe des Differenzialdetektors 22 höher als
die Schwellen X und Y ist, da die Spannungskomparatoren X und Y
ein Signal tiefen Pegels ausgeben, der pMOS2 ein und der nMOS1 ist
aus. Wenn die Spannung über
dem Kondensator C1 im wesentlichen die gleiche wie die über dem
Kondensator C2 ist und die Ausgabe des Differenzialdetektors 22 zwischen
der Schwelle X und der Schwelle Y liegt, sind, da die Ausgabe des
Spannungskomparators X auf einem hohen Pegel ist und die Ausgabe
des Spannungskomparators Y auf einem tiefen Pegel ist, sowohl der
pMOS2 als auch der nMOS1 aus. Wenn die Spannung über dem Kondensator C1 geringer
als die über
dem Kondensator C2 ist und die Ausgabe des Differenzialdetektors 22 geringer
als die Schwelle X und die Schwelle Y ist, ist, da die Ausgaben
der Spannungskomparatoren X und Y beide auf einem hohen Pegel sind,
der pMOS2 aus und der nMOS1 ist ein.
-
Wenn
die Amplitude eines elektrischen Feldes in dem Zeitpunkt eines hohen
Reaktanzwertes größer als
die Amplitude eines elektrischen Feldes in dem Zeitpunkt eines geringen
Reaktanzwertes ist, d. h. wenn die Spannung über dem Kondensator C1 höher als
die über
dem Kondensator C2 ist, wird deshalb das Steuersignal groß, und wenn
kleiner, wird das Steuersignal klein. Deshalb wird die gleiche Operation
wie die der Steuerschaltung gemäß der ersten Ausführungsform
realisiert.
-
Wenn
hingegen das Steuersignal fortsetzt sich zu ändern, bis die Amplitude eines
elektrischen Feldes in dem Zeitpunkt eines großen Reaktanzwertes vollständig die
gleiche wie die Amplitude eines elektrischen Feldes in dem Zeitpunkt
einer kleinen Amplitude in der ersten Ausführungsform ist, ist jedoch
eine Differenz zwischen den zwei Amplituden in der dritten Ausführungsform
zulässig.
Deswegen wird das Steuersignal durch einen Fehler in der Amplitude
des elektrischen Feldes wegen einem Rauschen, das in einer elektrischen
Schaltung verursacht wird, oder dergleichen, die in dem Transceiver verwendet
wird (eine Differenzialerfassungsausgabe in 16), nicht
geändert.
Im Vergleich mit dem Transceiver gemäß der ersten Ausführungsform
hat deshalb der Transceiver gemäß der dritten
Ausführungsform
eine höhere
Stabilität
im Sinne von Rauschen.
-
(Eine vierte Ausführungsform)
-
17 ist
ein schematisches Diagramm einer Steuersektion 23, die
für einen
Transceiver gemäß einer
vierten Ausführungsform
geeignet ist. Bezug nehmend auf 17 hat
die Steuersektion 23 einen pMOS1, einen pMOS2, einen nMOS1,
einen nMOS2, einen Kondensator Cp, eine Konstantspannungsquelle
SX, die eine Schwelle X ausgibt, und eine Konstantspannungsquelle
SY, die eine Schwelle Y ausgibt, wie es der Fall bei der Steuersektion 21 (15)
gemäß der dritten
Ausführungsform
ist.
-
Außerdem hat
die Steuersektion 23 einen variablen Widerstand RX, der
zwischen dem pMOS1 und dem pMOS2 vorgesehen ist, einen variablen
Widerstand RY, der zwischen dem nMOS1 und dem nMOS2 vorgesehen ist,
einen Differenzialverstärker AX,
der eine eingegebene Spannung und die Schwelle X vergleicht und
ein Signal zum Steuern eines Widerstandswertes des variablen Widerstands RX
ausgibt, einen Differenzialverstärker
AY, der eine eingegebene Spannung und die Schwelle Y vergleicht
und ein Signal zum Steuern eines Widerstandswertes des variablen
Widerstands RY ausgibt.
-
Speziell
gibt der Differenzialverstärker
AX ein Widerstandswert-Steuersignal zu dem variablen Widerstand
RX aus, sodass je größer die
Differenz zwischen der eingegebenen Spannung und der Schwelle X
ist, desto geringer der Widerstandswert des variablen Widerstands
RX wird. Deswegen wird, je größer die
Differenz zwischen der eingegebenen Spannung und der Schwelle X
ist, eine elektrische Ladung zu dem Kondensator Cp von der Spannungsquelle
rascher transferiert. Im Gegensatz dazu gibt der Differenzialverstärker AY
ein Widerstandswert-Steuersignal
zu dem variablen Widerstand RY aus, sodass je größer die Differenz zwischen
der eingegebenen Spannung und der Schwelle Y ist, desto geringer
der Widerstandswert des variablen Widerstands wird. Deswegen wird,
je größer die
Differenz zwischen der eingegebenen Spannung und der Schwelle Y
ist, eine elektrische Ladung zu der Erdungsmasse von dem Kondensator
Cp rascher transferiert.
-
Gemäß der Steuersektion 23 wird
deshalb ein Integrierer bereitgestellt, der in der Lage ist, eine Änderungsrate
des Steuersignals zu ändern.
Die Steuersektion 23 ist nämlich zum Erhöhen einer Änderungsrate
des Steuersignals (der Spannung über den
Anschlüssen
des Kondensators Cp) fähig,
wenn die eingegebene Spannung von den Schwellen X und Y weit weg
ist, und zum Reduzieren einer Änderungsrate
des Steuersignals, wenn das eingegebene Signal in der Nähe der Schwelle
ist. Deshalb kann ein optimaler Wert der Reaktanz in einer kürzeren Zeit bestimmt
werden, und dadurch wird eine stabile Steuerung realisiert.
-
(Eine fünfte Ausführungsform)
-
18 ist
ein schematisches Diagramm, das einen Steuerabschnitt 230 darstellt,
der für
einen Transceiver gemäß einer
fünften
Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung geeignet ist. Die Steuersektion 230 hat
einen pMOS1, einen pMOS2, einen nMOS1, einen nMOS2, einen Kondensator
Cp, eine Konstantspannungsquelle, die eine konstante Spannung V1
ausgibt, und eine Konstantspannungsquelle, die eine konstante Spannung
V2 ausgibt, wie es der Fall bei der Steuersektion 21 (15)
gemäß der dritten
Ausführungsform
ist.
-
Außerdem hat
die Steuersektion 230 eine dritte Konstantspannungsquelle,
die eine konstante Spannung V3 ausgibt, die geringer als die konstante Spannung
V1 ist, eine Stromquelle 250, die zwischen dem pMOS1 und
dem pMOS2 verbunden ist, einen Komparator eines elektrischen Signals 223,
der eine eingegebene Spannung und die konstante Spannung V3 vergleicht
und ein Stromsteuersignal zu der Stromquelle 250 ausgibt,
um die Stromquelle 250 zu veranlassen, einen ersten konstanten
Strom fließen zu
lassen, wenn die eingegebene Spannung geringer als die konstante
Spannung V3 ist, und ein Stromsteuersignal zu der Stromquelle 250 ausgibt,
um die Stromquelle 250 zu veranlassen, einen zweiten konstanten
Strom fließen
zu lassen, der kleiner als der erste konstante Strom ist, wenn die
eingegebene Spannung höher
als die konstante Spannung V3 und geringer als die konstante Spannung
V1 ist, eine Konstantspannungsquelle, die eine konstante Spannung
V4 ausgibt, die höher
als die konstante Spannung V2 ist, eine Stromquelle 226,
die zwischen dem nMOS1 und dem nMOS2 verbunden ist, und einen vierten
Komparator eines elektrischen Signals 224, der das eingegebene
Signal und die konstante Spannung V4 vergleicht und ein Stromsteuersignal
zu der Stromquelle 226 ausgibt, um die Stromquelle 226 zu veranlassen,
einen dritten konstanten Strom fließen zu lassen, wenn die eingegebene
Spannung höher als
die konstante Spannung V4 ist, und die Stromquelle 226 zu
veranlassen, einen vierten konstanten Strom fließen zu lassen, der kleiner
als der dritte konstante Strom ist, wenn die eingegebene Spannung höher als
die konstante Spannung V2 und geringer als die konstante Spannung
V4 ist.
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Die
Steuersektion 230 mit der obigen Konfiguration arbeitet
auf die folgende Art und Weise. Wenn die eingegebene Spannung geringer
als die konstante Spannung V3 ist, d. h. wenn die eingegebene Spannung
von der konstanten Spannung V1 stark abweicht, gibt der Komparator
eines elektrischen Signals 223 ein Stromsteuersignal zu
der Stromquelle 250 aus, sodass die Stromquelle 250 den
ersten konstanten Strom zu dem pMOS2 fließen lässt. Wenn die eingegebene Spannung
höher als
die konstante Spannung V3 und geringer als die konstante Spannung
V1 ist, d. h. wenn die eingegebene Spannung von der konstanten Spannung
V1 leicht abweicht, gibt der Komparator eines elektrischen Signals 223 ein
Stromsteuersignal zu der Stromquelle 250 aus, sodass die
Stromquelle 250 den zweiten konstanten Strom zu dem pMOS2
fließen
lässt.
Hier ist der erste konstante Strom größer als der zweiten konstante
Strom. Wenn es eine größere Abweichung zwischen
der eingegebenen Spannung und der konstanten Spannung V1 gibt, fließt deshalb
ein größerer Strom
von der Stromquelle 250, wobei dadurch der Kondensator
Cp in einer kürzeren
Zeit geladen wird. Außerdem
arbeiten der Komparator eines elektrischen Signals 224 und
die Stromquelle 226 auf die gleiche Art und Weise wie oben
kooperativ zusammen.
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Gemäß der Steuersektion 230 kann
sich deshalb, wenn die eingegebene Spannung von der konstanten Spannung
V1 oder der konstanten Spannung V2 weg abweicht, das Steuersignal
(die Spannung über
dem Kondensator Cp) in einer höheren Rate ändern. Wenn
die eingegebene Spannung der konstanten Spannung V1 oder der konstanten
Spannung V2 nahe ist, kann sich das Steuersignal in einer geringeren
Rate ändern.
Deshalb kann die Reaktanz in einer kürzeren Periode optimiert werden
und es wird eine hohe Stabilität
realisiert.
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Übrigens
kann eine variable Stromquelle an Stelle der Stromquellen 225 und 226 verwendet
werden. In diesem Fall sind die Komparatoren eines elektrischen
Signals 224 und 226 so konfiguriert, um ein Stromsteuersignal
zu der variablen Stromquelle auszugeben, sodass je größer die
Abweichung zwischen der eingegebenen Spannung und der konstanten
Spannung V1 oder der konstanten Spannung V2 ist, desto größer der
Strom von der variablen Stromquelle fließt. Z. B. sind die Komparatoren
eines elektrischen Signals 224 und 226 vorzugsweise
ein Differenzialverstärker.
Dies kann es möglich
machen, dass wenn die eingegebene Spannung von der konstanten Spannung
stark abweicht, ein größerer Strom
fließen
kann, wobei sich dadurch die ausgegebene Spannung rasch ändert. Auch
kann, wenn die Abweichung klein ist, ein kleinerer Strom fließen, wobei
sich dadurch die ausgegebene Spannung langsam ändert. Deshalb wird die Reaktanz
in einer kurzen Periode stabil abgestimmt.
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(Eine sechste Ausführungsform)
-
19 ist
ein schematisches Diagramm, das eine Konfiguration eines Transceivers
gemäß einer
sechsten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Der Transceiver gemäß der sechsten
Ausführungsform
verwendet eine Abtastungsschaltung 24, um eine Amplitude
eines elektrischen Signals zu erfassen, das durch eine optische Sektion
einer Erfassung eines elektrischen Feldes 15 über eine
Empfangs-und-Übertragungselektrode 123 erfasst
wird. Wenn der Transceiver mit einer integrierten Schaltungs-(IC)
Einrichtung konfiguriert wird, führt
eine Verwendung eines Filters, das eine große elektrostatische Kapazität erfordert,
zu einer größeren Fläche der
IC-Einrichtung, wobei sich dadurch Kosten der IC-Ein richtung erhöhen. Aus
dieser Sicht ist ein Erfassungsverfahren ohne Verwendung des Filters
wünschenswert.
-
In
dieser Ausführungsform
wird die Amplitude durch die Abtastungsschaltung 24 erfasst.
Wenn die Abtastungsschaltung die Amplitude erfasst, muss, da eine
Abtastungsperiode mit der Periode eines elektrischen Feldes übereinstimmen
muss, das in einem lebendigen Körper
induziert wird, ein Abstimmungssignal 13, das ein Abtastungssignal
erzeugt, ein Signal von einem Oszillator 5 empfangen.
-
20 veranschaulicht
eine Wellenform, die von jeder Komponente zum Zeitpunkt von Reaktanzabstimmung
in dem Transceiver dieser Ausführungsform
ausgegeben wird. In die Abtastungsschaltung 24 wird ein
Abtastungssignal in Synchronisation mit der Spitze einer Sinuswelle
eingegeben. Der Kondensator C1 speichert ein Signal, das durch Abtasten der
Ausgabe einer Signalverarbeitungsschaltung 16 erhalten
wird, wenn eine Reaktanz groß ist,
während der
Kondensator C2 das Signal speichert, wenn eine Reaktanz klein ist.
Eine Differenz zwischen den gespeicherten Ladungen durch die Kondensatoren
C1 und C2 wird durch einen Differenzialdetektor 22 bestimmt
und zu einer Steuersektion 21 eingegeben. Die Steuersektion 21 gibt
dann ein Steuersignal basierend auf dem ausgegebenen Signal von
dem Differenzialdetektor 22 aus. Mit dieser Konfiguration wird
die Amplitude ohne Verwendung eines Filters erfasst.
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(Eine siebte Ausführungsform)
-
21 ist
ein Blockdiagramm eines Transceivers gemäß einer siebten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Der Transceiver gemäß der siebten Ausführungsform
verwendet eine Spitzenhalteschaltung 25, um die Amplitude
eines elektrischen Signals zu erfassen, das durch eine optische
Sektion einer Erfassung eines elektrischen Feldes 15 über eine
Empfangs- und-Übertragungselektrode 123 erfasst
wird. Während
nämlich
die Abtastungsschaltung 24 verwendet wird, um die Amplitude
in dem Transceiver gemäß der oben
beschriebenen sechsten Ausführungsform
zu erfassen, ist es die Spitzenhalteschaltung 25, die stattdessen
in der siebten Ausführungsform
verwendet wird. Während
die Abtastungsschaltung 24 fordert, dass das Abtastungssignal
in Synchronisation mit der Wellenspitze sein muss, fordert die Spitzenhalteschaltung 25 dagegen eine
derartige Synchronisation nicht, da die Schaltung 25 eine
Spitze des Signals unterhält,
das in einer gewissen Zeitperiode eingegeben wird, wenn die Periode
angemessen lang gesetzt ist. Im Vergleich mit einer Verwendung der
Abtastungsschaltung 24 bietet deshalb die Spitzenhalteschaltung 25 eine
größere Phasendifferenz
zwischen einem Träger
und einem Signal, das die Spitzenhalteschaltung 25 ansteuert. 22 veranschaulicht
ein Konfigurationsbeispiel der Spitzenhalteschaltung 25.
Die Spitzenhalteschaltung 25, die in 22 dargestellt
wird, besteht aus einem Schalter SWD1, der einschaltet, um ein Signal
einzugeben, wenn ein Detektoransteuersignal auf einem hohen Pegel
ist, einem Kondensator Cpk zum Halten einer Spitze eines eingegebenen
Signals und einem Schalter SWD2 zum Rücksetzen eines Rücksetzungssignals,
das durch den Kondensator Cpk gehalten wird.
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23 veranschaulicht
eine Wellenform eines Signals, das von jeder Komponente ausgegeben wird.
In der Spitzenhalteschaltung 25 wird, wenn das Ansteuersignal
für einen
Differenzialdetektor 22 auf einem hohen Pegel ist und das
Rücksetzungssignal auf
einem tiefen Pegel ist, der Spitzenwert der eingegebenen Wellenform
in dem Kondensator Cpk gespeichert. Wenn das Rücksetzungssignal auf einem tiefen
Pegel ist, wird die elektrische Ladung, die in dem Kondensator Cpk
gespeichert ist, entladen, wobei dadurch zu dem anfänglichen
Zustand zurückgekehrt
wird. Dies wird in dem Zeitpunkt durchgeführt, wo die Reaktanz sowohl
hoch als auch tief ist, wobei dadurch elektrische Signale gespeichert
werden, die die Amplitude in den Kondensatoren C1 und C2 darstellen.
Die Differenz zwischen den gespeicherten elektrischen Signalen wird
durch den Differenzialdetektor 22 erhalten und in der Steuersektion 21 integriert,
um ein Steuersignal auszugeben. Durch eine derartige Operation wird
Reaktanzsteuerung unter Verwendung der Spitzenhalteschaltung 25 realisiert.
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(Eine achte Ausführungsform)
-
24 ist
ein Blockdiagramm einer achten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung. Ein in 24 dargestellter Transceiver
verwendet eine Spitzenhalte-/Addierer-Schaltung 26, um
eine Amplitude eines elektrischen Signals zu erfassen, das durch
eine optische Sektion einer Erfassung eines elektrischen Feldes 15 über eine
Empfangs-und-Übertragungselektrode 123 erfasst
wird. Außerdem
veranschaulicht 25 eine detaillierte Konfiguration
der Spitzenhalte-/Addierer-Schaltung 26, in der ein Schalter
SWD4, der einen Kontakt a5 und einen Kontakt b5 verbindet, wenn
addiert wird, oder anderenfalls den Kontakt a5 und einen Kontakt c5
verbindet, um das Signal aufrechtzuerhalten, und ein Schalter SDW3,
der einschaltet, wenn die Ausgabe eines Integrierers zurückgesetzt
wird, gezeigt werden.
-
In
dem Transceiver, dessen Konfiguration in 24 und 25 dargestellt
wird, führt
nach Erfassung durch die in 25 gezeigte
Spitzenhalteschaltung 27 ein Integrierer 28 Addition
in der nächsten Stufe
durch. Selbst wenn eine Spitze ihre ursprüngliche Amplitude durch ein
plötzliches
Rauschen überschreitet,
hält eine
Spitzenhalteschaltung die Spitze. Da dies eine fehlerhafte Operation
verursachen kann, wird die Spitze mehrere Male erfasst, um addiert
und dann in den Kondensatoren C1 und C2 gespeichert zu werden, um
den Effekt wegen Rauschen in dieser Ausführungsform zu mildern.
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26 veranschaulicht
ein Signal, das von jeder Komponente während Reaktanzabstimmung ausgegeben
wird. Zuerst sind Rücksetzungssignale Q
und R auf einem tiefen Pegel, und die Schalter SWD2 und SWD3 sind
aus. Außerdem
sind ein Kontakt a5 und ein Kontakt c5 in dem Schalter SWD4 verbunden.
Wenn das Erfassungsansteuersignal auf einem hohen Pegel ist, wird
ein Signal in die Spitzenhalteschaltung 27 eingegeben,
wobei dadurch die Spitze der eingegebenen Wellenform gehalten wird. Dann
schaltet das eingegebene Signal (Additionssignal) zu dem Schalter
SWD4, um auf einem hohen Pegel zu sein; das Signal, das in der Spitzenhalteschaltung 27 unterhalten
wird, wird zu dem Integrierer 28 eingegeben und addiert;
und das gespeicherte Signal wird durch Einschalten des Schalters
SWD2 Null. Nachdem diese Prozedur mehrere Male wiederholt ist, speichert
der Kondensator C1 das addierte Signal, das die Amplitude darstellt,
wenn der Reaktanzwert groß ist.
Nachdem die Reaktanz geschaltet wird, geringer zu sein, wird als
Nächstes
die gleiche Prozedur durchgeführt,
um das addierte Signal in dem Kondensator C2 zu speichern. Als Nächstes wird
ein Signal, das durch Nehmen der Differenz unter Verwendung des
Differenzialdetektors 22 erhalten wird, zu einer Steuersektion
eingegeben, und das Steuersignal wird zu der Sektion variabler Reaktanz 7 ausgegeben.
Eine derartige Prozedur mildert den Effekt, der durch Rauschen verursacht
wird, wenn Reaktanzabstimmung durchgeführt wird.
-
(Eine neunte Ausführungsform)
-
Bezug
nehmend auf 27 wird ein Transceiver gemäß einer
neunten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung beschrieben. In jeder oben beschriebenen
Ausführungsform
wird ein elektrisches Feld, das in dem lebendigen Körper induziert wird,
in ein elektrisches Signal ausschließlich durch die optische Sektion
einer Erfassung eines elektrischen Feldes ge wandelt. Das elektrische
Signal wird entweder zu einer Signalausgabesektion, wenn eine Reaktanz
abgestimmt wird, oder zu einer E/A-Schaltung über eine Demodulatorsektion,
wenn das Signal empfangen wird, das zu übertragen ist, durch Umschalten
zugeführt.
Andererseits verwendet der Transceiver gemäß dieser Ausführungsform
dedizierte Empfangssektionen, jede zum Abstimmen von Reaktanz und
zum Empfangen und Übertragen.
Der Transceiver gemäß dieser
Ausführungsform
hat im wesentlichen die gleiche Konfiguration mit Ausnahme des Unterschieds
in der Empfangssektion und arbeitet auf die gleiche Art und Weise
wie der Transceiver gemäß der ersten
Ausführungsform.
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Speziell
ist der Transceiver gemäß dieser Ausführungsform
versehen mit einer Vorstufenverarbeitungssektion 31 zwischen
einer Übertragungs-und-Empfangselektrode 123 und
einem Detektor 8, und auch einer Empfangssektion 32 zwischen
der Übertragungs-und-Empfangselektrode 123 und
einer E/A-Schaltung 122, wie in 27 gezeigt.
Der Transceiver ist nicht mit einem Schalter entsprechend dem Schalter 1 versehen,
der z. B. in 5 dargestellt wird. Deshalb
wird ein Signal, das für
Reaktanzabstimmung zu dienen hat, einer Signalgenerierungssektion über die
Vorstufenverarbeitungssektion 31 zugeführt, und ein Signal, das zu empfangen
ist, wird einem Computer über
die Empfangssektion 32 zugeführt.
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Genauer
enthält
die Vorstufenverarbeitungssektion 31 ein Filter 311 mit
einer hohen Eingangsimpedanz, eine Erfassungssektion eines elektrischen Feldes 312,
die ein elektrisches Feld in ein elektrisches Signal wandelt, eine
Signalverarbeitungssektion 313 mit einem Filter, um Rauschen
aus dem elektrischen Signal zu beseitigen. Da das Filter 311 in
einer Vorstufe der Erfassungssektion eines elektrischen Feldes 312 vorgesehen
ist, wird ein widriger Effekt, der bei Resonanz ausgeübt wird,
gemildert; Rauschen wird beseitigt; und eine Signalverarbeitung
wird in dem nachgestellten Detektor 8 unterstützt.
-
Außerdem enthält die Empfangssektion 32 eine
Erfassungssektion eines elektrischen Feldes 321, die ein
elektrisches Feld in dem lebendigen Körper in ein elektrisches Signal
wandelt, eine Signalverarbeitungssektion 322 mit einem
Filter zum Beseitigen von Rauschen, einen Verstärker 323, der das
Signal verstärkt,
aus dem Rauschen beseitigt ist, eine Demodulationsschaltung 324,
die ein Signal demoduliert, das in dem betroffenen elektrischen
Signal zu empfangen ist, und eine Wellenformformungseinrichtung 325,
die eine Wellenform eines modulierten Signals formt. Damit wird
ein Signal, das zu empfangen ist, das in dem elektrischen Feld in
dem lebendigen Körper 121 enthalten
war, einem Computer über
eine E/A-Schaltung 122 zugeführt.
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Wie
oben angegeben, ist der Transceiver gemäß der neunten Ausführungsform
mit verschiedenen Empfangssektionen jede für Abstimmung von Reaktanz und
für Empfang/Übertragung
versehen. Da die Vorstufenempfangssektion, die ausschließlich zum
Abstimmen einer Reaktanz verwendet wird, mit dem Filter einer hohen
Eingangsimpedanz versehen ist, wird Reaktanzabstimmung gesichert
und stabil durchgeführt.
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Falls
die Empfangssektion 32 in der neunten Ausführungsform
nicht vorgesehen ist, kann übrigens
der betroffene Transceiver als ein Sender verwendet werden, der
nur Übertragung
durchführt.
-
(Eine zehnte Ausführungsform)
-
Bezug
nehmend auf 28 wird als Nächstes ein
Transceiver gemäß einer
zehnten Ausführungsform
beschrieben. Wie in 28 gezeigt, unterscheidet sich
dieser Transceiver von dem Transceiver gemäß der neunten Ausführungsform
dadurch, dass eine Empfangssektion 32 zwischen einem Schalter 2 und
einer E/A-Schaltung 122 vorgesehen ist. Mit Ausnahme dessen
teilt der Transceiver gemäß der zehnte
Ausführungsform
die gleichen Komponenten wie der Transceiver gemäß der neunten Ausführungsform.
-
In
dem Transceiver gemäß dieser
Ausführungsform
hat ein Schalter 2 Kontakte a1, b1 und c1. Wenn eine Reaktanz
abgestimmt wird oder ein Signal übertragen
wird, sind die Kontakte a1 und b1 verbunden. Deshalb wird ein Signal,
das für
Reaktanzabstimmung geeignet verwendet wird, oder ein Signal, das
Information enthält,
die zu übertragen
ist, einer Übertragungs-und-Empfangselektrode 123 von einem
Oszillator 5 und einer Modulationsschaltung über eine
Sektion variabler Reaktanz 7 zugeführt. Während Empfang sind die Kontakte
b1 und c1 des Schalters 2 verbunden und das elektrische
Feld in dem lebendigen Körper
wird durch die Empfangssektion 32 über den Schalter 2 empfangen. Übrigens wird
während
Empfang ein Steuersignal zu der Sektion variabler Reaktanz 7 eingegeben,
um so den Reaktanzwert der Sektion variabler Reaktanz 7 zu
reduzieren.
-
Wenn
eine Reaktanz abgestimmt oder übertragen
wird, wird gemäß der obigen
Konfiguration, da die Empfangssektion 32 von den anderen
Schaltungselementen getrennt ist, ein Einfluss, der in der Reaktanzabstimmungsoperation
durch die Empfangssektion ausgeübt
wird, speziell der Eingangsstufe der Empfangssektion, gemildert.
Wenn eine Reaktanz abgestimmt wird, wird allgemein eine hohe Spannung
wegen Resonanz generiert. Wenn die hohe Spannung einen höheren Spannungswert
als eine Spannungsfestigkeit hat, kann die betroffene elektrische
Schaltung beschädigt
werden. Gemäß der obigen
Konfiguration wird jedoch, da die Empfangssektion 32 getrennt
ist, wenn eine Reaktanz abgestimmt wird, eine derartige hohe Spannung an
die Empfangssektion nicht angelegt. Somit wird verhindert, dass
die elektrische Schaltung der Empfangssektion beschädigt wird.
Deshalb ist der Transceiver gemäß dieser
Ausführungsform
dadurch von Vorteil, dass eine Zuverlässigkeit verbessert wird.
-
Übrigens
kann ein mechanisch betreibbarer Schalter zwischen der Empfangssektion 32 und
der Übertragungs-und-Empfangselektrode 123 an
Stelle des Schalters 2 vorgesehen sein, wobei der mechanisch
betreibbare Schalter aus ist, wenn eine Reaktanz abgestimmt wird,
und ein ist, wenn übertragen wird.
Dies kann eine Möglichkeit
einer Beschädigung der
elektrischen Schaltung beseitigen. Übrigens ist, als ein derartiger
Schalter, ein Schalter, der durch z. B. Mikrobearbeitungstechnik
hergestellt wird, wünschenswert.
-
Bezug
nehmend auf mehrere Ausführungsformen
und Modifikationen wurden oben eine Reaktanzabstimmungsvorrichtung,
ein Sender und eine Kommunikationsvorrichtung, die die gleichen
verwendet, und eine Signalverarbeitungsschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung beschrieben. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht
auf die obigen Ausführungsformen
und Modifikationen begrenzt, und somit sind verschiedene Änderungen
möglich.
-
Z.
B. ist die Signalverarbeitungsschaltung gemäß Modifikationen der ersten
Ausführungsform auf
elektrische Geräte
außer
der Reaktanzabstimmungsvorrichtung anwendbar.
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29 ist
ein Blockdiagramm, das eine zusammengefasste Konfiguration einer
Verstärkerschaltung
darstellt, auf die eine beliebige der Signalverarbeitungsschaltungen 100, 200 und 203,
die in den obigen Ausführungsformen
beschrieben werden, anwendbar ist. Eine Verstärkerschaltung 150,
die in 29 dargestellt wird, hat eine
Funktion zum automatischen Abstim men einer Verstärkung des Verstärkers durch
eine Rückkopplungsschaltung,
und eine beliebige der oben erwähnten
Signalverarbeitungsschaltungen wird als ein Steuersignal-Generierungsmittel
verwendet.
-
Es
wird eine Konfiguration der Verstärkerschaltung 150 beschrieben.
Die Verstärkerschaltung 150 besteht
aus einem Verstärker
variabler Verstärkung 251,
der in der Lage ist, einer Verstärkung
davon zu ändern,
um so eine Amplitude eines wechselnden Signals, das ausgegeben wird,
konstant zu halten, selbst wenn sich eine Amplitude eines eingegebenen
wechselnden Signals ändert,
einem Detektor 252, der das Signal, das von dem Verstärker variabler
Verstärkung 251 ausgegeben
wird, eingibt und erfasst, einem Filter 253, das das von
dem Detektor 252 ausgegebene Signal glättet, einer Bezugssignalquelle 254,
die ein Bezugssignal ausgibt, um eine Zielamplitude des Signals
zu sein, das von dem Verstärker
variabler Verstärkung 251 ausgegeben
wird, einem Komparator 255, der das Signal, das von dem Filter 253 ausgegeben
wird, das Signal entsprechend der Amplitude des Signals von dem
Verstärker
variabler Verstärkung 251 und
das Signal, das von der Bezugssignalquelle 254 ausgegeben
wird, vergleicht, um die Differenz zwischen den zwei Signalen zu
bestimmen, und einem Integrierer 256, der ein Steuersignal
basierend auf dem Integrationsergebnis ausgibt. Ganz zu schweigen
davon, dass eine beliebige der Signalverarbeitungsschaltungen 100, 200 und 203 als
der Integrierer 256 anwendbar ist.
-
In
der Verstärkerschaltung 150 mit
der obigen Konfiguration wird, wenn das Signal, das von dem Filter 253 ausgegeben
wird, höher
als das Bezugssignal ist, das Signal, das von dem Integrierer 256 ausgegeben
wird, d. h. das Steuersignal, das die Verstärkung des Verstärkers variabler
Verstärkung 251 steuert,
groß.
Als ein Ergebnis wird entsprechend die Verstärkung des Verstärkers variabler
Verstärkung 251 groß. Wenn andererseits
das Signal, das von dem Filter 253 ausgegeben wird, geringer als
das Bezugssignal ist, wird das Signal (Steuersignal), das von dem
Integrierer 256 ausgegeben wird, klein, wobei dadurch die
Verstärkung
des Verstärkers variabler
Verstärkung 251 reduziert
wird. Eine derartige Signalverarbeitung setzt sich fort, bis das
Signal, das von dem Filter 253 ausgegeben wird, das der Amplitude
des Signals entspricht, das von dem Verstärker variabler Verstärkung 251 ausgegeben
wird, gleich dem Bezugssignal (ein Zielwert) wird. Die Amplitude
des Signals, das von dem Verstärker
variabler Verstärkung 251 ausgegeben
wird, wird konstant gehalten, selbst wenn die Amplitude des wechselnden Signals,
das zu dem Verstärker
variabler Verstärkung 251 einzugeben
ist, variiert.
-
In
der Verstärkerschaltung 150 mit
einer derartigen Funktion führt
sogar eine Übereinstimmung eines
beobachteten Wertes mit dem Zielwert nicht zu einem instabilen Zustand.
Deshalb fließt
kein großer Strom
von einer Spannungsquelle Vdd zu der Erdungsmasse, wobei dadurch
verhindert wird, dass sich ein Energieverbrauch erhöht.
-
Übrigens
ist jede der oben angegebenen Signalverarbeitungsschaltungen 100, 200 und 203 nur eine
Ausführungsform
der Signalverarbeitungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung,
und die Signalverarbeitungsschaltung, die als der Integrierer 256 anwendbar
ist, ist nicht auf die Ausführungsformen
begrenzt. Die vorliegende Erfindung enthält nämlich verschiedene Ausführungsformen,
die im wesentlichen die gleiche Operation und Effekt wie die Signalverarbeitungsschaltungen 100, 200 und 203 ausüben, ohne
Abweichung von dem Bereich der Ansprüche. Eine Verwendung derartiger
Ausführungsformen
macht es möglich,
die Verstärkerschaltung 150 gemäß dem obigen
Beispiel zu konfigurieren.
-
Industrielle Anwendbarkeit
-
Eine
Reaktanzabstimmungseinrichtung, ein Transceiver, eine Übertragungsvorrichtung
und eine Signalverarbeitungsschaltung vorzugsweise für diese
sind z. B. auf ein tragbares Computersystem, das an einem menschlichen
Körper
montiert werden kann, vorzugsweise anwendbar.