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Hintergrund der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen eine Signalmodulation
und insbesondere eine Signalmodulation unter Verwendung eines geschalteten
Leistungsverstärkers.
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In
vielen Gebieten, beispielsweise bei Basisstationen der dritten Generation
oder einer noch höheren Generation,
werden hinsichtlich der Bandbreite optimierte Modulationsschemata
zur Übertragung
einer Information verwendet. Hinsichtlich der Bandbreite optimierte
Modulationsschemata erfordern eine nicht konstante Oberwelle und
weisen daher ein relatives hohes Verhältnis einer Spitzenleistung
zu einer mittleren Leistung (PAR („Peak-to-Average power Ratio")) auf. Dabei werden
typischerweise lineare Leistungsverstärker, wie z. B. AB-Verstärker, aufgrund
ihrer hohen Linearität
eingesetzt. AB-Verstärker
müssen
jedoch mit einer hohen Unteraussteuerung betrieben werden, um eine
gute Linearität über einen
weiten Betriebsbereich zu erreichen. Eine Unteraussteuerung eines
AB-Verstärkers
führt zu
einer geringeren übertragenen
Leistung und verringert daher die Leistungseffizienz im Allgemeinen.
AB-Verstärker
müssen
auch für
entsprechende Leistungsspitzen entsprechend ausgelegt werden, werden
aber meist bei viel geringeren Leistungswerten betrieben. Die Effizienz
eines AB-Verstärkers
verringert sich dabei, wenn er unterhalb seines Leistungsmaximums
betrieben wird.
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Andere
herkömmliche
Signalmodulationsverfahren existieren für Hochfrequenzanwendungen (HF-Anwendungen).
Jedoch weist jede dieser Techniken eine geringe Leistungseffizienz,
eine geringe Linearität,
eine hohe Komplexität
oder andere Einschränkungen
auf. Zum Beispiel weisen Verfahren zur Regulierung einer Versorgungsspannung
eine geringe Leistungseffizienz auf, da der Spannungsregler eine
große
Bandbreite aufweisen muss. Die Linearität bildet für Doherty-Verstärker ein Problem. Ein Ausphasen
(„Out-Phasing"), wobei Ausgänge von
zwei gleich ausgelegten Leistungsverstärkern über eine Leistungskombinationsvorrichtung kombiniert
werden, führt
zu einem ständigen
Leistungsverlust. Delta-Sigma-Modulatoren,
welche im Zusammenhang mit einer Stufe mit einer hohen Leistungsausgabe
eingesetzt werden, neigen dazu, eine geringere Effizienz als entsprechende
Pulsweiten-Modulatoren aufzuweisen.
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Pulsweiten-Modulatoren
steuern herkömmlicherweise
einen geschalteten Leistungsverstärker, wie beispielsweise einen
D- oder einen J-Verstärker, an.
Amplitudenmodulationen werden am Ausgang des Verstärkers vorgenommen,
indem der Tastgrad des bezüglich
der Pulsbreite modulierten Signals bzw. des Pulsweiten-Modulationssignals,
welches auf den Verstärkereingang
aufgebracht wird, variiert wird. Geschaltete Leistungsverstärker weisen
jedoch typischerweise ein induktives Bauelement mit einer hohen
Induktivität
auf, welches sich zwischen dem Verstärkerausgang und der Versorgungsgleichspannung
befindet, um HF-Ströme auf
der Gleichspannungszuführung
zu begrenzen. Die große
Induktivität
auf der Versorgungsseite bewirkt große Spannungsspitzen an den
Ableitungen der Verstärkerschalter,
was zu einer Beschädigung
der Vorrichtung führen
kann. Darüber
hinaus verringert die große
Induktivität
auf der Versorgungsseite die Reaktionszeit des Verstärkers bezüglich der Übergänge von
ein-aus und aus-ein bei dem vorgegebenen mit einer Pulsweitenmodulation
versehenen Steuersignal. Dies beschränkt die Leistung der gesamten
Schaltung, da Amplitudenmodulationen darauf basieren, wie schnell
der Tastgrad des mit einer Pulsweitenmodulation versehenen Steuersignals
variiert werden kann, d. h. wie schnell die Ein-Aus-/Aus-Ein-Übergänge bei dem mit einer Pulsweitenmodulation
versehenen Steuersignal auftreten.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Es
die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Signal derart zu modulieren,
dass zum einen verhältnismäßig rasch
auf ein Steuersignal reagiert wird und dass zum anderen dennoch
eine Beeinflussung durch HF-Ströme
beschränkt
ist.
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Erfindungsgemäß wird diese
Aufgabe durch ein Verfahren zur Modulation eines Signals nach Anspruch
1 und 13, einen Hochfrequenzsender nach Anspruch 7 und einen Hochfrequenzmodulator
nach Anspruch 18 oder 25 gelöst.
Die abhängigen
Ansprüche
definieren bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung
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Im
Rahmen der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren bereitgestellt,
um ein Signal zu modulieren, wobei das Verfahren folgende Schritte
umfasst: Erzeugen eines hinsichtlich seiner Pulsweite modulierten
Signals bzw. Erzeugen eines Pulsweiten-Modulationssignals. Anlegen
dieses Pulsweiten-Modulationssignals an einen Eingang eines Schaltverstärkers. Verbinden
eines Ausgangs des Verstärkers
mit einem Filter, wobei dieses Filter derart ausgestaltet ist, dass
das Filter in Abhängigkeit
eines Tastgrads des Pulsweiten-Modulationssignals entweder gegenphasige
Schwingungen oder gleichphasige Schwingungen an dem Ausgang des
Verstärkers
erzeugt. Dabei wird der Tastgrad des Pulsweiten-Modulationssignals
derart verändert,
dass ein Ausgangssignal des Verstärkers, welches an dem Ausgang
des Verstärkers
abgreifbar ist, hinsichtlich seiner Amplitude moduliert ist.
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Dabei
wird im Rahmen der vorliegenden Erfindung unter dem Ausgang des
Verstärkers
auch ein differenzieller Ausgang verstanden, an welchem ein Differenzsignal,
welches sich aus einer Differenz aus zwei Ausgangsanschlüssen zusammensetzt,
abgegriffen werden kann.
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Im
Rahmen der vorliegenden Erfindung wird auch ein Hochfrequenzsender
bereitgestellt. Dieser Hochfrequenzsender umfasst einen Signalgenerator,
einen Schaltverstärker
und eine Schaltung. Der Signalgenerator gibt beispielsweise abhängig von
einem Eingangssignal ein Pulsweiten-Modulationssignal aus, welches dem Schaltverstärker eingangsseitig
zugeführt
wird. Die Schaltung ist derart mit dem Ausgang des Verstärkers gekoppelt,
dass sie auf diesem Ausgang entweder gegenphasige Schwingungen oder
gleichphasige Schwingungen in Abhängigkeit des Tastgrads des
Pulsweiten-Modulationssignals
erzeugt.
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Wenn
der Ausgang des Schaltverstärkers
beispielsweise durch zwei Ausgangsanschlüsse gebildet wird, ist die
Schaltung mit diesen beiden Ausgangsanschlüssen gekoppelt. Dabei ruft
die Schaltung sowohl auf dem einen Ausgangsanschluss als auch auf
dem anderen Ausgangsanschluss eine Schwingung hervor (oder erzeugt
eine Schwingung), wobei die Schwingung auf dem einen Ausgangsanschluss
abhängig
von dem Tastgrad des Pulsweiten-Modulationssignals
entweder gegenphasig oder gleichphasig zu der Schwingung auf dem
anderen Ausgangsanschluss ist.
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Im
Rahmen der vorliegenden Erfindung wird auch ein weiteres Verfahren
zur Modulation eines Signals bereitgestellt. Dabei wird ein Pulsweiten-Modulationssignal
auf einen Eingang eines Schaltverstärkers aufgebracht. Dieser Schaltverstärker weist
einen Ausgang auf, an welchem ein Ausgangssignal abgreifbar ist,
welches von der Phase und dem Tastgrad des Pulsweiten-Modulationssignals
abhängig
ist. Der Ausgang des Verstärkers
ist dabei mit einer Schaltung gekoppelt, welche den Ausgang des
Verstärkers
abhängig
von dem Tastgrad des Pulsweiten-Modulationssignals
derart beeinflusst, dass der Ausgang entweder in einer Gegentaktbetriebsart
oder in einer Gleichtaktbetriebsart arbeitet. Dabei wird ein an
dem Ausgang des Verstärkers
abgreifbares Ausgangssignal hinsichtlich seiner Amplitude moduliert,
indem in Abhängigkeit
von dem Tastgrad des Pulsweiten-Modulationssignals zwischen dem Gegentaktbetrieb
und dem Gleichtaktbetrieb hin- und her geschaltet wird.
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Bei
einer Ausführungsform,
bei welcher der Ausgang aus zwei Ausgangsanschlüssen besteht, so dass das am
Ausgang des Verstärkers
abgreifbare Ausgangssignal ein differenzielles Ausgangssignal ist,
liegt dabei der Gleichtaktbetrieb vor, wenn die an den beiden Ausgangsanschlüssen abgreifbaren
Signale nahezu keinen Phasenversatz aufweisen. Dagegen liegt der
Gegentaktbetrieb vor, wenn diese beiden Signale einen Phasenversatz
von ungefähr
180° aufweisen.
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Im
Rahmen der vorliegenden Erfindung wird auch ein Hochfrequenzmodulator
bereitgestellt, welcher einen Schaltverstärker und eine Schaltung umfasst.
Dabei nimmt der Schalterverstärker
ein Pulsweiten-Modulationssignal entgegen und weist an seinem insbesondere
differenziellen Ausgang durch ein Zusammenspiel mit der Schaltung
ein Ausgangssignal auf, welches hinsichtlich seiner Amplitude moduliert
ist. Dazu ist die Schaltung in der Lage, den Ausgang des Verstärkers entweder
in einer Gegentaktbetriebsart oder in einer Gleichtaktbetriebsart,
wobei dies von dem Tastgrad des Pulsweiten-Modulationssignals abhängt, zu
betreiben. Indem der Ausgang des Verstärkers in Abhängigkeit
von dem Tastgrad des Pulsweiten-Modulationssignals zwischen der
Gegentaktbetriebsart oder der Gleichtaktbetriebsart hin- und her
geschaltet wird, wird das an dem Ausgang abgreifbare Ausgangssignal
des Verstärkers
einer Amplitudenmodulation unterzogen.
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Schließlich wird
im Rahmen der vorliegenden Erfindung ein Hochfrequenzmodulator bereitgestellt, welcher
einen Schaltverstärker
mit einem Eingang und einem insbesondere differenziellen Ausgang
und Mittel zur Konfiguration dieses Ausgangs umfasst. Dabei empfängt der
Schaltverstärker
ein Pulsweiten-Modulationssignals und gibt im Zusammenspiel mit
den Mitteln zur Konfiguration des Ausgangs an seinem Ausgang ein Ausgangssignal
ab, welches sowohl von der Phase als auch von dem Tastgrad des Pulsweiten-Modulationssignals
abhängt.
Dazu sind die Mittel zur Konfiguration des Ausgangs des Verstärkers in
der Lage, diesen Ausgang entweder in einem Gegentaktbetrieb oder
in einem Gleichtaktbetrieb in Abhängigkeit von dem Tastgrad des
Pulsweiten-Modulationssignals
zu betreiben. Indem der Ausgang des Verstärkers abhängig von dem Tastgrad des Pulsweiten-Modulationssignals
zwischen dem Gegentaktbetrieb und dem Gleichtaktbetrieb hin- und her
geschaltet wird, wird das an dem Ausgang des Verstärkers abgreifbare
Ausgangssignal einer Amplitudenmodulation unterzogen.
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Erfindungsgemäß wird ein
Signal moduliert, indem ein bezüglich
seiner Pulsbreite moduliertes Signal bzw. Pulsweiten-Modulationssignal
erzeugt wird und dieses Pulsweiten-Modulationssignal einem Eingang
eines geschalteten Verstärkers
zugeführt
wird. Ein Ausgang des Verstärkers
ist mit einem Filter gekoppelt, welches betriebsfähig ist,
um entweder gegenphasige Schwingungen oder gleichphasige Schwingungen
an dem Verstärkerausgang
abhängig
von dem Tastgrad des Pulsweiten-Modulationssignals hervorzurufen.
Der Tastgrad des Pulsweiten-Modulationssignals wird variiert, um
eine Amplitudenmodulation an dem Verstärkerausgang hervorzurufen.
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Im
Folgenden werden erfindungsgemäße Ausführungsformen
mit Bezug zu den Figuren im Detail erläutert.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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In 1 ist
ein Blockdiagramm einer Ausführungsform
eines HF-Senders dargestellt, welcher einen geschalteten Leistungsverstärker und
ein Bandpassfilter umfasst.
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In 2 ist
ein logischer Flussplan einer Ausführungsform einer Verarbeitungslogik
dargestellt, um an dem Ausgang eines geschalteten Leistungsverstärkers eine
Amplitudenmodulation hervorzurufen.
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In 3 ist
ein Blockdiagramm einer Ausführungsform
eines geschalteten Leistungsverstärkers und eines Bandpassfilters
dargestellt.
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In 4 ist
eine erste Serie von beispielhaften Zeitabläufen dargestellt, wobei der
Betrieb des geschalteten Leistungsverstärkers und des Bandpassfilters
der 3 dargestellt wird.
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In 5 ist
eine zweite Serie von beispielhaften Zeitabläufen dargestellt, wobei der
Betrieb des geschalteten Leistungsverstärkers und des Bandpassfilters
der 3 dargestellt wird.
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In 6 ist
ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform eines geschalteten
Leistungsverstärkers
und eines Bandpassfilters dargestellt.
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In 7 ist
ein Blockdiagramm einer Ausführungsform
eines Signalgenerators zur Erzeugung eines bezüglich seiner Pulsbreite modulierten
Steuersignals dargestellt.
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Detaillierte Beschreibung
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1 stellt
eine Ausführungsform
eines HF-Senders (Hochfrequenzsenders) zur Übertragung von Signalen mit
einer Amplitudenmodulation dar, welche durch einen geschalteten
Leistungsverstärker 110 hervorgerufen
oder erzeugt wird. Der Leistungsverstärker 110 erzeugt die
Amplitudenmodulationen abhängig
von Veränderungen
in dem Tastgrad eines hinsichtlich seiner Pulsbreite modulierten
Steuersignals bzw. eines Pulsweiten-Modulationssignals (PWM-Steuersignals),
welches einem Eingang des Verstärkers
zugeführt
wird. Die Reaktionszeit des Leistungsverstärkers 110 auf Veränderungen des
Tastgrads bei dem PWM-Steuersignal (PWM („Pulse-Width Modulation")) wird dabei nicht
durch eine große
Induktivität
auf der Versorgungsseite begrenzt, wie es bei herkömmlichen
geschalteten Leistungsverstärkern
der Fall ist. Stattdessen ist ein Bandpassfilter 120 derart
mit einem Ausgang des Verstärkers
gekoppelt, dass eine rasche Reaktionszeit des Verstärkers ermöglicht wird
während
dennoch HF-Ströme
bei der Gleichspannungsversorgung begrenzt werden. Dementsprechend
ist der Sender 100 sowohl für HF-Anwendungen mit einer
geringen Leistung als auch für
HF-Anwendungen mit einer hohen Leistung geeignet.
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Genauer
verarbeitet ein Signalgenerator 130 ein bestimmtes Signal
si(t) und erzeugt ein PWM-Steuersignal sPWM(t) abhängig von der Amplitude und
der Phase des bestimmten Signals, wie es in Schritt 200 der 2 beschrieben
ist. Das PWM-Steuersignal
wird dem Eingang des geschalteten Leistungsverstärkers 110 zugeführt, wie
es in Schritt 202 in 2 beschrieben
ist. Der Ausgang des Verstärkers
ist mit dem Bandpassfilter 120 gekoppelt, welches abhängig von
dem Tastgrad des PWM-Steuersignals entweder gegenphasige Schwingungen
oder gleichphasige Schwingungen an dem Ausgang des Verstärkers erzeugt,
wie es in Schritt 204 der 2 beschrieben
ist. Das heißt,
der Ausgang des Verstärkers
wird gegenphasig betrieben, wenn das PWM-Steuersignal aktiv ist
(d. h. schwingt), und er wird gleichphasig betrieben, wenn das PWM-Steuersignal inaktiv
bzw. nicht aktiviert (d. h. konstant) ist. Auf das Ausgangssignal
sa(t) des Verstärkers wird eine Amplitudenmodulation
aufgebracht, indem zwischen dem gegenphasigen Betrieb (Gegentaktbetrieb)
und dem gleichphasigen Betrieb (Gleichtaktbetrieb) hin und her geschaltet
wird. Dazu variiert der Signalgenerator 130 den Tastgrad
des PWM-Steuersignals abhängig
von Veränderungen
in der Amplitude des bestimmten Signals, wie es in Schritt 206 der 2 beschrieben
ist. Phasenmodulationen werden an dem Ausgang des Verstärkers hervorgerufen,
indem die Phase des PWM-Steuersignals abhängig von Veränderungen
in der Phase des bestimmten Signals variiert wird. Das modulierte
Signal so(t) wird dann über eine Antenne 140 zur
drahtlosen Übertragung
ausgesendet.
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3 stellt
eine Ausführungsform
des geschalteten Leistungsverstärkers
110 und
des Bandpassfilters
120 dar. Gemäß dieser Ausführungsform
ist der Verstärker
110 ein
Klasse-D
–1-Verstärker. Bei
anderen Ausführungsformen
kann der Verstärker
ein anderer Verstärker
vom geschalteten Typ sein, wie beispielsweise ein Verstärker der
Klasse D, der Klasse E, der Klasse F, der Klasse J oder dergleichen.
Unabhängig
davon weist der Verstärker
110 (oder
der Verstärkerausgang)
zwei symmetrische Zweige
300,
310 auf. Jeder Zweig
300,
310 umfasst
einen Schalter S1/S2, wie beispielsweise einen Transistor. Beide
Schalter S1 und S2 weisen eine parasitäre Drain-Source-Kapazität auf, welche
in der
3 mit dem Bezugszeichen C
ds1 bzw.
C
ds2 bezeichnet ist. Der erste Schalter
S1 wird durch das PWM-Steuersignal s
PWM(t)
betätigt.
Der zweite Schalter S2 wird durch eine um 180° phasenversetzte Version des
PWM-Steuersignals
betätigt. Dadurch
ist, wenn das PWM-Steuersignal aktiv ist (d. h. schwingt), zu einem
Zeitpunkt nur ein Schalter geschlossen oder offen. Der Drain-Anschluss des ersten
Schalters S1 ist mit einem ersten einendigen bzw. nicht differenziellen
Ausgangsknoten V
out1 gekoppelt. Der Drain-Anschluss
des zweiten Schalters S2 ist mit einem zweiten nicht differenziellen
Ausgangsknoten V
out2 gekoppelt. Eine Last
(R
LOAD) koppelt den ersten und den zweiten
Ausgangsknoten V
out1 bzw. V
out2 miteinander.
Die nicht differenziellen Verstärkerausgänge V
out1 und V
out2 bilden
zusammen einen differenziellen Verstärkerausgang, welcher hier mit
V
out1 – V
out2 bezeichnet ist.
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Das
Bandpassfilter 120 ist mit dem differenziellen Verstärkerausgang
Vout1 – Vout2 gekoppelt und derart ausgestaltet, das
es an dem Ausgang des Verstärkers
gegenphasige Schwingungen erzeugt, wenn das PWM-Steuersignal aktiviert
ist, und gleichphasige Schwingungen erzeugt, wenn das Steuersignal
nicht aktiviert ist. Ein Schalten zwischen den gegenphasigen und
den gleichphasigen Schwingungen ruft an dem differenziellen Verstärkerausgang
Vout1 – Vout2 eine Amplitudenmodulation hervor, wie
es im Folgenden im Detail beschrieben wird. Daher wird an dem Ausgang
des Verstärkers
eine Amplitudenmodulation erzeugt, indem der Tastgrad des PWM-Steuersignals
verändert
wird, d. h. indem das Verhältnis
der Zeitspanne, zu welcher das PWM-Steuersignal aktiv ist, zu der
Zeitspanne, zu welcher das PWM-Steuersignal nicht aktiv ist, verändert wird.
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Gemäß einer
Ausführungsform
umfasst das Bandpassfilter 120 auf der Versorgungsseite
eine Induktivität
LDC, wobei ein Anschluss mit einer Gleichspannungsversorgung
Vdd und der andere Anschluss mit einem ersten
Anschluss einer Kapazität
CDC auf der Versorgungsseite gekoppelt ist.
Der andere Anschluss der Kapazität
ist mit Masse (GND) gekoppelt. Eine zweite Induktivität L/2 ist
mit einem Anschluss zwischen der Induktivität LDC auf
der Versorgungsseite und der Kapazität CDC gekoppelt
und mit dem zweiten Anschluss mit dem ersten nicht differenziellen
Verstärkerausgang
Vout1 gekoppelt. Eine dritte Induktivität L/2 ist
dazu symmetrisch angeordnet, wobei ein Anschluss zwischen der Induktivität LDC auf der Versorgungsseite und der Kapazität CDC angeschlossen ist und der andere Anschluss
mit dem zweiten nicht differenziellen Verstärkerausgang Vout2 gekoppelt
ist. Die zweite und die dritte Induktivität sind derart ausgewählt, dass
sie näherungsweise
denselben Induktivitätswert
L/2 aufweisen.
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Die
Induktivitätswerte
der Induktivität
L auf der Versorgungsseite und der zwei symmetrischen Induktivitäten L/2
sind derart gewählt,
dass ein virtueller Masseknoten
320, welcher auch als AC-Masse
bekannt ist, an dem gemeinsamen Verbindungspunkt der drei Induktivitäten und
der Kapazität
C
DC auf der Versorgungsseite erzeugt wird,
wie es in
3 dargestellt ist. Gemäß einer
Ausführungsform
gilt L
DC >> L, wobei L durch folgende
Formel gegeben ist:
wobei
C
ds die Drain-Source-Kapazität eines
entsprechenden Transistors ist, welcher als Schalter arbeitet, und f
c die Mittenfrequenz ist.
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Auf
diese Weise kann die Induktivität
auf der Versorgungsseite groß genug
gewählt
werden, um einen HF-Strom,
welcher von der Gleichspannungsversorgung Vdd gezogen
wird, während
des Betriebs des Verstärkers
zu verhindern. Die Induktivitätswerte
der symmetrischen Induktivitäten
L/2 können
klein genug gewählt werden,
so dass der virtuelle Masseknoten 320 während des Betriebs des Verstärkers über Masse
HF-Ströme aufweisen
kann. Dadurch wird nur ein Gleichstrom von der Gleichspannungsversorgung
gezogen, wobei dennoch HF-Ströme
durch den virtuellen Masseknoten 320 bereitgestellt werden,
was ein schnelles Schalten des Verstärkers bei Hochleistungs-HF-Anwendungen
ermöglicht.
Gemäß einer
Ausführungsform
gilt CDC >> Cds und
die minimale Größe der Kapazität CDC auf der Versorgungsseite hängt von
dem Tastgrad des PWM-Steuersignals und der Größe der Schalter S1 und
S2 ab.
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Im
Folgenden wird der Betrieb des geschalteten Leistungsverstärkers bzw.
Schaltverstärkers 110 beschrieben.
Wenn einer der Schalter S1 oder S2 eingeschaltet ist, stellt der virtuelle
Masseknoten 320 sowohl einen Gleichstrom als auch einen
HF-Strom für
den jeweiligen Zweig 300, 310 des Verstärkers bereit.
Andererseits steigt die Spannung an dem entsprechenden nicht differenziellen
Verstärkerausgang,
wobei ein Spitzenwert erreicht wird. Dasselbe geschieht in dem anderen
Verstärkerzweig,
wenn das PWM-Steuersignal seinen Zustand verändert. Die fortgesetzte Schwingung
des PWM-Steuersignals
bewirkt differenzielle Schwingungen an dem Verstärkerausgang Vout1 – Vout2.
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Die
gegenphasigen Schwingungen werden in gleichphasige Schwingungen
gewandelt, wenn das PWM-Steuersignal abgeschaltet oder nicht aktiviert
ist. Wenn das PWM-Steuersignal
nicht aktiviert ist, sind beide Schalter S1 und
S2 offen. Daher fließt kein Strom durch einen der
Schalter. Wenn das PWM-Steuersignal deaktiviert wird, wird ein erster
Schwingkreis durch die erste symmetrische Induktivität L/2 und
die erste parasitäre
Kapazität
Cds1 gebildet. In ähnlicher Weise wird ein zweiter
Schwingkreis durch die zweite symmetrische Induktivität L/2 und
die zweite parasitäre
Kapazität
Cds2 gebildet. Die zwei Schwingkreise arbeiten
phasenversetzt zueinander, wenn das PWM-Steuersignal nicht aktiviert
ist.
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Die
Last RLOAD koppelt jedoch die zwei Schwingkreise
miteinander. Darüber
hinaus schwingen die beiden Schwingkreise weiter, nachdem das PWM-Steuersignal
deaktiviert ist. Daher bewegen sich die Schwingkreise um 90° aufeinander
zu, während
ein kleiner Anteil der Energie in die Last abfließt. Schließlich schwingen die
erste symmetrische Induktivität
L/2 und die erste parasitäre
Kapazität
Cds1 in Phase mit der zweiten Induktivität L/2 und
der zweiten parasitäre
Kapazität
Cds2. Dies führt zu Schwingungen im Gleichtakt
(gleichphasigen Schwingungen) an dem differenziellen Verstärkerausgang
Vout1 – Vout2. Die Schwingungen im Gleichtakt erhalten
den größten Anteil
der Energie, welcher in dem Bandpassfilter 120 gespeichert
ist, wenn das PWM-Steuersignal nicht aktiv ist. Diese Energie wird
eingesetzt, um den Betrieb des geschalteten Leistungsverstärkers 110 zu
beschleunigen, wenn das PWM-Steuersignal
nachfolgend wieder aktiviert wird, wodurch die Reaktionszeit bzw.
Antwortzeit des Verstärkers
verbessert wird. Eine Amplitudenmodulation wird auf das Ausgangssignal
des Verstärkers
aufgebracht, indem der Taktgrad des PWM-Steuersignals verändert wird, was das Verhältnis von
den im Gegentakt schwingenden Schwingungen zu den im Gleichtakt schwingenden
Schwingungen an dem differenziellen Verstärkerausgang verändert.
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In 4 sind
drei beispielhafte Darstellungen eines Zeitverhaltens dargestellt,
wobei der Betrieb des geschalteten Leistungsverstärkers 110 abhängig von
dem PWM-Steuersignal
sPWM(t) dargestellt ist. Die oberste Darstellung
des Zeitverhaltens zeigt das PWM-Steuersignal. Gemäß dieses
Beispiels schwingt das PWM-Steuersignal zwischen einer positiven
Spannung und 0 Volt, wenn es aktiviert ist, und bleibt bei 0 Volt, wenn
es nicht aktiviert ist. Das Steuersignal weist in diesem Beispiel
einen Tastgrad von 50% auf, d. h. es ist zur Hälfte der Zeit aktiviert (es
schwingt) und es ist zu der anderen Hälfte der Zeit nicht aktiviert
(konstant). Die mittlere Darstellung eines Zeitverhaltens zeigt
die Antwort des Verstärkers
auf das PWM-Steuersignal bei den nicht differenziellen Verstärkerausgängen Vout1 und Vout2. Der
Ausgang des Verstärkers
arbeitet im Gegentakt, wenn das PWM-Steuersignal aktiviert ist.
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Das
heißt,
dass Bandpassfilter
120, welches mit dem Verstärkerausgang
gekoppelt ist, bewirkt, dass die nicht differenziellen Verstärkerausgänge V
out1 und V
out2 Spannungsschwingungen
aufweisen, welche näherungsweise
um 180° phasenversetzt
sind. Wenn das PWM-Steuersignal anschließend deaktiviert wird, bewirken
die Schwingkreise, welche durch die symmetrischen Induktivitäten L/2
und die parasitären
Kapazitäten C
ds1 und C
ds2 ausgebildet
sind, dass sich die nicht differenziellen Verstärkerausgänge bezüglich der Phase angleichen,
wie es durch den Bereich, welcher durch "Gleichtaktbetrieb" in der mittleren Darstellung des Zeitverhaltens
der
4 gekennzeichnet ist, dargestellt ist. Eine Wandlung
der unterschiedlichen Ausgangsschwingungen in gleichphasige Schwingungen
verkleinert die Signalamplitude an dem differenziellen Verstärkerausgang
V
out1 – V
out2, wie es in der untersten Darstellung
eines Zeitverhaltens in
4 dargestellt ist, wobei die Frequenz
f
cm der Schwingung im Gleichtakt durch folgende
Formel gegeben ist:
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Auf
diese Weise wird eine Amplitudenmodulation an dem differenziellen
Verstärkerausgang
abhängig von
dem Tastgrad des PWM-Steuersignals hervorgerufen. Die Wandlung der
gegenphasigen Schwingungen in die gleichphasigen Schwingungen, wenn
das Steuersignal nicht aktiviert ist, erhält den größten Anteil der Energie, welche
in dem Bandpassfilter 120 gespeichert ist. Die gespeicherte
Energie wird in gegenphasige Schwingungen zurück gewandelt, wenn das PWM-Steuersignal
erneut aktiviert wird, wobei die Antwortzeit des geschalteten Leistungsverstärkers 110 verbessert
wird. 5 stellt drei weitere beispielhafte Darstellungen zum
Zeitverhalten dar, wobei der Betrieb des geschalteten Leistungsverstärkers 110 abhängig von
einem PWM-Steuersignal sPWM(t), welches
von einem Zweiton-Signal abgeleitet ist, dargestellt ist.
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6 stellt
eine andere Ausführungsform
des geschalteten Leistungsverstärkers 110 und
des Bandpassfilters 120 dar. Gemäß dieser Ausführungsform
umfasst der Verstärker 110 einen
D-Verstärker,
welcher in einer H-Brückenkonfiguration
ausgebildet ist. Der Verstärker 110 umfasst
zwei symmetrische Zweige 600, 610. Jeder Zweig 600, 610 umfasst
zwei Schalter, welche in Reihe (S1/S3 und S2/S4) verbunden sind.
Der erste Zweig 600 weist einen nicht differenziellen Ausgangsknoten
Vout1 zwischen den Schaltern S1 und S3 auf.
Der zweite Zweig 610 weist in ähnlicher Weise einen nicht
differenziellen Ausgangsknoten Vout2 zwischen
den Schaltern S2 und S4 auf. Jeder Schalter besitzt eine entsprechende
parasitäre
Kapazität
Cdsn. Eine Induktivität LDC auf
der Versorgungsseite schützt
die Gleichspannungsversorgung (Vdd) vor
HF-Strömen
während
eine Kapazität
CDC auf der Versorgungsseite mit einem Anschluss
an Masse (GND) und mit dem anderen Anschluss mit der Induktivität LDC auf der Versorgungsseite gekoppelt ist,
um einen virtuellen Masseknoten 620 auszubilden. Der virtuelle
Masseknoten 620 stellt während eines Betriebs des Verstärkers einen
Gleichstrom und einen HF-Strom bereit, wie es vorab beschrieben
ist.
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Die
nicht differenziellen Ausgängen
Vout1 und Vout2 werden über eine
Last RLOAD, welche in Reihe mit zwei symmetrischen
Induktivitäten
L und zwei symmetrischen Kapazitäten
CB verbunden ist, gekoppelt. Die symmetrischen
Induktivitäten
L dieser Ausführungsform
weisen die zweifache Größe von denjenigen
auf, welche bei dem geschalteten Leistungsverstärker der 3 eingesetzt
werden, um Schaltverluste zu minimieren. Wenn das PWM-Steuersignal
nicht aktiviert ist, werden zwei symmetrische Schwingkreise erzeugt,
wie es vorab beschrieben ist. Bei dieser Ausführungsform umfasst der erste
Schwingkreis die erste symmetrische Induktivität L, die erste symmetrische
Kapazität
CB und die parasitären Kapazitäten Cds1 und
Cds3, welche den Schaltern S1 und
S3 des ersten Verstärkerzweiges 600 zugeordnet
sind. In ähnlicher
Weise umfasst der zweite Schwingkreis die zweite symmetrische Induktivität L, die
zweite symmetrische Kapazität
CB und die parasitären Kapazitäten Cds2 und
Cds4, welche den Schaltern S2 und
S4 des zweiten Verstärkerzweiges 610 zugeordnet sind.
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Die
symmetrischen Schwingkreise wandeln gegenphasige Schwingungen an
dem differenziellen Verstärkerausgang
in gleichphasige Schwingungen um, wenn das PWM-Steuersignal nicht
aktiviert ist, wie es vorab beschrieben ist. Auf diese Weise wird
eine Amplitudenmodulation an dem differenziellen Verstärkerausgang hervorgerufen,
indem zwischen den gegenphasigen und den gleichphasigen Schwingungen
hin und her geschaltet wird. Die symmetrischen Schwingkreise erhalten
zumindest einen Teil der Energie, welcher durch den Bandpassfilter 120 gespeichert
ist, wenn das PWM-Steuersignal nicht aktiviert ist, wie es ebenfalls
vorab beschrieben ist. Die gespeicherte Energie wird eingesetzt,
um die Antwortzeit des Verstärkers
zu verbessern, wenn das PWM-Steuersignal anschließend wieder
aktiviert wird. Die Amplitudenmodulation wird auf dem differenziellen
Verstärkerausgang
hervorgerufen, indem der Tastgrad des PWM-Steuersignals verändert wird,
d. h. indem das Zeitverhältnis
einer Zeitspanne, in welcher das PWM-Steuersignal aktiviert ist,
gegenüber
einer Zeitspanne, in welcher das PWM-Steuersignal nicht aktiviert
ist, verändert
wird.
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In 7 ist
eine Ausführungsform
des Signalgenerators 130 zur Veränderung des Tastgrads des PWM-Steuersignals
dargestellt. Gemäß dieser
Ausführungsform
umfasst der Signalgenerator 130 einen Basisbandprozessor 700,
einen Modulator 710, einen Oszillator 720 und
einen Schalter 730. Der Basisbandprozessor 700 extrahiert
getrennt eine Information über
einer Amplitude a(t) und über
eine Phase j(t) von einem Eingangssignal si(t).
Der Modulator 710 gibt ein Hüllsignal senv(t)
abhängig
von der Amplitudeninformation aus. Dabei kann der Modulator 710 ein
Pulsweitenmodulator oder ein Delta-Sigma-Modulator sein. In beiden
Fällen wird
das Hüllsignal
senv(t) erzeugt, indem die Amplitudeninformation
a(t) vorzugsweise digital moduliert wird.
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Das
Hüllsignal
steuert die Aktivierung des Schalters 730. Der Ausgang
des Schalters ist aktiv, wenn der Schalter 730 durch das
Hüllsignal
betätigt
wird, und sonst nicht aktiv. Daher wird das Ausgangssignal des Schalters 730 hinsichtlich
seiner Pulsweite moduliert, das heißt, das Ausgangssignal des
Schalters weist einen variablen Tastgrad abhängig von Veränderungen
in der Amplitude des Eingangssignals si(t)
auf. Das Ausgangssignal des Schalters wird auf den Eingang des Verstärkers als
das PWM-Steuersignal aufgebracht, welches eine Amplitudenmodulation
an dem differenziellen Verstärkerausgang
Vout1 – Vout2 entsprechend der Amplitude des Eingangssignals
hervorruft.
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Es
kann auch eine Phasenmodulation an dem Ausgangssignal des Verstärkers hervorgerufen
werden, indem die Phase des PWM-Steuersignals,
welches durch den Schalter 730 ausgegeben wird, verändert wird. Der
Oszillator 720 verändert
die Phase des Ausgangssignals des Schalters abhängig von der Phaseninformation,
welche durch den Basisbandprozessor 700 aus dem Eingangssignal
si(t) extrahiert wird. Zu diesem Zweck bewirken
ein erster und ein zweiter Mischer 722, 724 und
ein Summationsknoten 726, dass das Ausgangssignal des Oszillators
um eine Trägerfrequenz
von ωc = 2πfc herum schwingt, wie es nach dem Stand der
Technik bekannt ist. Entsprechende Cosinus- und Sinus-Phasen-Schieber 727, 728 verändern die
Phase des Ausgangssignals des Oszillators abhängig von der Phaseninformation
j(t), welche von dem Eingangssignal extrahiert worden ist. Daher
ruft die Phase des PWM-Steuersignals,
welches von dem Schalter 730 ausgegeben wird, eine Phasenmodulation
an dem differenziellen Verstärkerausgangssignal
Vout1 – Vout2 hervor, während der Tastgrad des PWM-Steuersignals
eine entsprechende Amplitudenmodulation hervorruft.