WO2004103800A1 - 電動パワーステアリング装置の制御装置 - Google Patents

電動パワーステアリング装置の制御装置 Download PDF

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WO2004103800A1
WO2004103800A1 PCT/JP2004/006886 JP2004006886W WO2004103800A1 WO 2004103800 A1 WO2004103800 A1 WO 2004103800A1 JP 2004006886 W JP2004006886 W JP 2004006886W WO 2004103800 A1 WO2004103800 A1 WO 2004103800A1
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WO
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circuit
electric power
power steering
decimation
output
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PCT/JP2004/006886
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French (fr)
Inventor
Yuho Aoki
Shuji Endo
Original Assignee
Nsk Ltd.
Nsk Steering Systems Co., Ltd.
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor
    • B62D5/0472—Controlling the motor for damping vibrations

Definitions

  • An object of the present invention is to apply a steering assist force by a motor to a steering system of an automobile or a vehicle.
  • the present invention relates to a control device for an electric power steering device which has no control delay from a signal input to the device and can remove only noise without attenuating a valid signal.
  • the electric power steering system which energizes the steering system of an automobile or vehicle with the rotational force of a motor, uses a transmission mechanism such as a gear or belt through a reduction gear to transmit the driving force of the motor to the steering shaft or rack shaft. It gives power.
  • a conventional electric power steering device detects a torque signal from a steering wheel, a motor voltage and a current signal in order to accurately generate an assist torque (steering assist torque), and controls a motor based on the information. It needs to be controlled precisely.
  • the torque T detected by the torque sensor 1.02 is transmitted via an interface (hereinafter, referred to as IF) and an analog-to-digital conversion (hereinafter, referred to as AD conversion). Input to the control device 107.
  • IF interface
  • AD conversion analog-to-digital conversion
  • the vehicle speed V detected by the vehicle speed sensor 106 and the motor current I of the motor 103 are input to the controller 107 via IF and AD conversion, and the motor is controlled based on those signals.
  • the current of the motor 103 is controlled so that 103 generates an accurate assist torque.
  • the detected torque signal T is output from the target current setting unit 7 via the attenuation means 71 and the phase compensation 72, or the vehicle speed V via the vehicle speed calculation 74. Entered in 3.
  • the target current setting unit 7 3 calculates the command current I A for generating the necessary Assist Bok torque, detects a motor Isseki current I to generate a motor Isseki current to the command current I A as expected, performs feedback control by PI control 7 7, of exactly the command current I a mode - a mode evening of the current control using any driving circuit Inpa of evening using PWM operation 7 8 as motor current I is supplied Is going.
  • the command current I A directly, without entering the PI control 7 7 once, through the damping means 7 5, removed to PI control noise from the command current I Alpha ' 7 Enter in 7.
  • the cut-off frequency fc of the damping means 75 is variable depending on the speed ⁇ and the vehicle speed V calculated from the steering speed estimation 76, the above-mentioned cut-off frequency is obtained by operating the steering wheel during high-speed driving and the steering wheel during parking. changing the frequency fc, while removing noise, it is taken out valid signal I a.
  • the differential element and the phase advance element are sources of noise or noise expansion sources, and LPF can remove noise, but low cut-off frequency reduces low-frequency noise. There is a problem that the delay in the high frequency region becomes large when trying to remove the noise.
  • Another problem related to noise is the problem that applies to many current control devices, but the detection signal is an analog signal, and the control is often digital control, and the detection signal needs to be A / D converted.
  • a method for solving the quantization error is disclosed in another Japanese patent document (Japanese Patent Application Laid-Open No. H10-106966), the lower bits are used in the next sampling. In this method, feedback accumulation is performed to prevent accumulation of errors.
  • this method is effective in preventing the electric power steering device from vibrating due to the limit cycle vibration, but it is not effective in removing the noise included in the detection signal, and is not effective for the driver. The problem of unpleasant abnormal sounds and vibrations has not been solved.
  • the noise included in the various detection signals of the electric power steering device cannot properly control the mode of the device that generates the assist torque, and the assist torque generates vibration and the like. There is a problem that abnormal sounds and vibrations that are unpleasant for the driver occur.
  • the present invention has been made in view of the circumstances described above, and an object of the present invention is to remove noise included in various detection signals of an electric power steering device from the detection signals so as not to generate vibration in the assist torque. Another object of the present invention is to provide a control device for an electric power steering device which controls the motor of the device correctly and does not cause unpleasant abnormal sound or vibration. Disclosure of the invention
  • the present invention provides a sensor for detecting a state of an electric power steering device that applies a steering assisting force by a motor to a steering system of a vehicle, and a sensor for controlling the electric power steering device by inputting a signal of the sensor.
  • the present invention relates to a control device for an electric power steering device including an arithmetic circuit, wherein the arithmetic circuit includes a differential arithmetic circuit or a phase advance arithmetic circuit, and the differential arithmetic circuit or the phase advance arithmetic operation is performed. This is achieved because the operation of the circuit is an operation for performing decimation processing.
  • the above object is to provide a single pass filter at the output of the differential operation circuit or the phase advance operation circuit which has been subjected to the decimation processing, and the sampling time of the differential operation circuit or the phase advance operation circuit is sampled by the low pass filter. Achieved by being greater than time. Further, the above object is to provide a differential operation circuit in which the arithmetic circuit is not subjected to the decimation processing, or a phase advance operation circuit in which the decimation processing is not performed, wherein the differential operation circuit is provided at the output of the differential operation circuit or the phase advance operation circuit. This is achieved by providing a decimation filter at the output. In addition, the above object is achieved when the state of the electric power steering device is a terminal voltage, a current, a steering torque, or a rotation speed of the motor. BRIEF DESCRIPTION OF THE FIGURES
  • FIG. 1 is a control block diagram of a control device of a conventional electric power steering device.
  • FIG. 2 is a control block diagram of a control device of an electric power steering device using feedforward control (FF control) to which the present invention is applied.
  • FIG. 3 is a block diagram of a differential operation using decimation and an LPF circuit according to the present invention.
  • FIG. 4 is a block diagram of a phase lead calculation and a LPF circuit using the decimation of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing a comparison of a port diagram by a differential operation without decimation processing and a differential operation by decimation processing.
  • FIG. 6 is a diagram showing a comparison of a port diagram obtained by combining a differential operation without decimation processing, a differential operation with decimation processing, and an LPF circuit.
  • FIG. 7 is a diagram showing a comparison of the noise removal effect obtained by the differential operation (A) without the decimation process and the differential operation (B) with the decimation process.
  • FIG. 8 is a detailed control block diagram of the back electromotive voltage calculation circuit.
  • FIG. 9 is a detailed control block diagram of the disturbance observer circuit.
  • FIG. 10 is an operation block diagram of an LPF circuit using the decimation of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram showing a comparison of port diagrams by an LPF circuit using decimation.
  • FIG. 12 is a diagram showing a comparison of the noise removal effect by the decimation filter.
  • FIG. 13 uses feedback control (FB control) to which the present invention is applied.
  • FIG. 2 is a control block diagram of a control device of the electric power steering device according to the first embodiment.
  • BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION a description will be given of the decimation related to the main technology of the present invention.
  • the decimation means down-sampling or thinning-out of sampling, and generally, the decimation is Used for sampling rate conversion, etc., but also has a noise removal function.
  • noise countermeasures are taken for these arithmetic processings.
  • a noise filter or the like is often used to remove noise included in a sensor signal or the like.
  • an LPF generally used for removing noise is configured by an analog circuit or by a method described in the related art, information obtained from various sensors, such as torque T Information and motor voltage and current information are attenuated together with the noise, and the important road surface information included in the torque T is attenuated, making it impossible to execute correct electric power steering control.
  • FIG. 2 is a diagram for controlling the motor 14 of the electric power steering device. Calculation processing was performed with the torque T detected by the sensor for measuring torque and the motor terminal voltage V and motor current I detected by the voltage detection circuit 16 and the current detection circuit 15 as sensors. It is an example of the control device of the electric power steering device in the case.
  • the torque T detected by a torque sensor is input to the steering assist command value calculation circuit 3 and the center responsiveness improvement circuit 9. That is, the torque T is input to the steering assist command value calculation 3 having the assist characteristic map, and the steering assist command value I, which is the basis of the current command value. Is output, and this steering assist command value I is output. Is input to the phase compensation circuit 10.
  • the torque T is further input to the center response improving circuit 9 having the differential characteristic of the equation (1), and the adder 7 outputs the output I t of the phase compensation circuit 10 having the characteristic of the equation (2) and the center response.
  • the output I c of the performance improvement circuit 9 is added.
  • the above processing corresponds to the torque control unit.
  • the adder 7 also adds the output Is of the inertial compensation circuit 23 described later.
  • the output Iref of the adding circuit 7 is input to the current control circuit 11, and the voltage command value Vref is determined.
  • V ref (R + s -L)-I ref---(3)
  • the basic command value for controlling the motor 14 is V ref, but this voltage command value V ref is further supplemented by an auxiliary signal
  • the voltage EMF and the disturbance V dis are added.
  • the back electromotive voltage EMF is calculated from the motor terminal voltage V detected by the voltage detection circuit 16 and the current I detected by the current detection circuit 15 from the back electromotive voltage EMF of the motor 14.
  • the disturbance Vdis is a signal for monitoring whether the inverter circuit 13 is outputting as instructed to the PWM control circuit 12 and compensating for any error.
  • the disturbance V dis is added to the voltage command value V ref output from the current control circuit 11 by the addition circuit 20, and the back electromotive force EMF is added by the addition circuit 18, and the PWM control circuit
  • the input of 12 becomes a signal (Vref + EMF + Vdis).
  • the inverter circuit 13 is PWM-controlled based on this input signal, and the motor 14 is torque-controlled by the current supplied from the inverter circuit 13.
  • the above is the basic control of the torque control of the motor 14 to which the FF control shown in Fig. 2 is applied.
  • the output torque of the motor 14 responds to the torque command value T ref at high speed and has little torque ripple. It is desirable. However, the influence of the noise mentioned above becomes a hindrance to the achievement of the above-mentioned object.
  • many differentiating circuits and phase lead circuits are applied to each processing circuit in FIG. Due to its fragility, it is necessary to apply the present invention. Decimation is applied to each processing circuit to which a differentiation circuit and a phase advance circuit are applied.
  • the embodiment will be described below in order. That is, the torque control unit surrounded by the broken line, the back electromotive voltage calculation circuit 17, the angular acceleration calculation circuit 22, and the disturbance observer circuit 19 will be described in this order.
  • the center response improvement circuit 9 is a differential operation of the equation (1)
  • the phase compensation circuit 10 is a first-order lead / lag operation of the equation (2) in the phase compensation circuit 10.
  • Fig. 3 shows a combination circuit of a decimation-processed differentiator circuit and a single-pass filter circuit (hereinafter referred to as an LPF circuit).
  • Fig. 4 shows the primary advance / delay circuit after the decimation processing.
  • FIG. 3 is composed of a combination of the approximate differentiating circuit 9-1 and the LPF circuit 9-1.
  • the approximate differentiating circuit 9-1 is composed of delay circuits 9-1 (1ZZ) and 9-4 (1 / Z) and a subtracting circuit 916. That is, the torque value T, which is an input of the approximate differentiating circuit 911, is input to the delay circuit 913 and the subtracting circuit 916.
  • the output of the delay circuit 9-3 is input to the delay circuit 914.
  • the output of the delay circuit 9-4 is input to the subtraction circuit 9-6, and the subtraction circuit 916 subtracts the torque value T from the output. Then, the output of the subtraction circuit 916 becomes the output of the approximate differentiating circuit 911.
  • the LPF circuit 9-2 is composed of a delay circuit 9-15 (1 / Z), a subtraction circuit 9-7, an addition circuit 9-18, and an amplification circuit 9-19 (gain al), 9-10 (gain b0 ). That is, the output of the approximate differentiating circuit 9-1 becomes the input of the LPF circuit 9-1, and first, the input of the subtracting circuit 9-7. Further, the output of the amplification circuit 9_9 becomes the other input of the subtraction circuit 9-17, and the output of the subtraction circuit 9-7 becomes the input of the delay circuit 9-15 and the addition circuit 9-8. The output of the delay circuit 9-1 5 becomes the input of the amplification circuit 9-1 9 and the input of the addition circuit 9-1 8.
  • the output of the adder circuit 9-8 is input to the amplifier circuit 9-11, and the output of the amplifier circuit 9-10 becomes the output of the LPF circuit 9-2.
  • the delay circuit 9-4 of the differentiating circuit 9-1 acts as a decimation and has a decimation effect, and a large sampling time is effective in removing noise. Further, by making the sampling time of the LPF circuit 912 shorter than the sampling time of the differentiating circuit 9-1, a delay in a high frequency region can be reduced, and high-speed response is achieved.
  • FIG. 5 shows a comparison of a combination of a decimated approximate derivative and an LPF circuit and a combination of a conventional approximate derivative and an LPF circuit on a Poad diagram.
  • the conventional approximation differential can be correctly calculated only up to around 100 Hz, and the roll-off rate at 400 Hz is not large.
  • the simulated approximate derivative can calculate the approximate derivative correctly up to around 200 Hz.
  • Fig. 6 compares the combination of the decimated approximate derivative and the LPF circuit, and the combination of the conventional approximate derivative and the second-order LPF circuit.
  • the second-order LPF circuit is calculated There is a problem that the amount is large and the phase delay is also large.
  • the decimated approximate derivative has an excellent effect that the phase delay is small with a small amount of calculation and the roll-off rate is large.
  • FIG. 7 (A) shows the signal output after passing through the combination circuit of the differential and LPF circuits without using decimation.
  • FIG. 7 (B) shows the decimation of Fig. 3. This is the signal output of the combinational circuit of the differentiating circuit 9-1 and the LPF circuit 9-1 used.
  • the combination circuit using the decimation shown in Fig. 7 (B) has less noise. Therefore, if this circuit is applied to the sensor response improvement circuit 9 of FIG. 2, the output I c can be obtained by a differentiating circuit having less noise.
  • FIG. 4 shows a combination circuit of the phase lead circuit 10-1 and the LPF circuit 9-1.
  • Phase lead circuit 1 0 — 1 is delay circuit 1 0 — 2 (1 / Z), 1 0 — 3 (1 ZZ), subtraction circuit 1 0 — 4, addition circuit 1 0 — 5, and amplification circuit 1 0 — 8 ( It consists of gain al), 1 0-9 (gain bl), and 10-10 (gain b 0). That is, the steering assist command value I which is the input of the phase advance circuit 10-1. Is first input to the subtraction circuits 10-4. Another input of the subtraction circuit 10-4 is the output of the amplification circuit 10-8.
  • the output of the subtraction circuit 10-4 becomes the input of the amplification circuit 10-10 and the delay circuit 10-2.
  • the output of the delay circuit 10-2 becomes the input of the amplification circuit 10-8 and the delay circuit 10-3.
  • the output of the delay circuit 10-3 becomes the input of the amplification circuit 10-9, and the output of the amplification circuit 10-9 and the output of the amplification circuit 10-10 are input to the addition circuit 10-5. .
  • the output of the adder circuit 10 — 5 becomes the output of the phase lead circuit 10 — 1.
  • the LPF circuit 912 is the same as the LPF circuit 9-2 in FIG.
  • the sampling time is extended by the delay circuit 10-3 of the phase lead circuit 10-1 to enable noise removal.
  • the sampling time of the LPF circuit is made shorter than the sampling time of the phase advance circuit to reduce the delay in the high frequency region of the LPF circuit.
  • Z (1 + s ⁇ ⁇ ,).
  • the decision The effect is effective in noisyzu removal in phase lead (1 + s ⁇ ⁇ 2) , also in 1 Bruno of the subsequent LPF circuit (1 + s ⁇ ⁇ ⁇ ) , to reduce the sampling time frequency region Delay can be reduced.
  • the transfer function of the current control circuit 11 is (R + s ⁇ L), and this phase advance element can be removed by applying the same method as the phase advance circuit 10-1 in Fig. 4. Is effective.
  • the differential operation and the phase advance operation relating to the torque control unit and the application of the present invention to a combination circuit thereof and the LPF circuit have been described.
  • the back electromotive voltage calculation circuit 17 has a transfer function circuit having a transfer function (R + s-L) Z (1 + s ⁇ Tf) with the motor current I as an input. It consists of an adder circuit 1 ⁇ -2 that receives 1 7-1 and its output and voltage V as inputs. Also in this case, the phase advance and the noise elimination by LPF are performed on the current I including the noise detected by the current calculation circuit 16. Applying the same decimation processing to this transfer function circuit 17-1 as that of the phase lead / lag circuit in FIG. 4 is effective in removing noise.
  • the angular velocity estimating circuit 21 shown in FIG. 2 executes the equation (5), and then the angular acceleration calculating circuit 22 receives the angular velocity ⁇ and calculates the angular velocity by the differential calculation of the equation (6).
  • the acceleration ⁇ is calculated.
  • the angular acceleration calculation circuit 22 is a differential operation, applying a combination circuit of the differentiating circuit 9-1 and the LPF circuit 9-1 in FIG. 3 is effective in removing noise and realizing high responsiveness. it can.
  • the function of the disturbance observer circuit is to monitor the output of the impeller circuit 13 as indicated by the input command value (V ref + EMF + V dis), that is, to monitor whether the motor current I is being output. If there is a difference between them, it functions to feed back the difference and eliminate the difference.
  • the output of the subtraction circuit 1 9-3, that is, the disturbance V dis is fed back to the addition circuit 20 in FIG.
  • the transfer function circuits 191-1 and 191-2 perform a first-order lag calculation and a phase-lead lag calculation, respectively. Therefore, in order to remove noise, the LPF circuit 9-1 in FIG. 3 is applied to the first-order lag calculation of the transfer function circuit 191-1, and the phase advance / delay of the transfer function circuit 191-2 is Applying the phase lead circuit 10-1 and LPF circuit 9-1 in the figure is effective in removing noise.
  • the control circuit shown in Fig. 2 has many differential operations and phase lead operations, which generate and enlarge noise.However, noise is removed by operation using decimation. Is extremely effective. In the above description, the embodiment in which the decimation is applied to the differentiating circuit and the phase advance circuit has been described.
  • the electric power steering device for a large vehicle and the electric power steering device for a small vehicle may be used.
  • the sampling time cannot be made long due to differences in the power steering device, etc., in which case the effect of decimation may be so large that it cannot be expected.
  • an LPF circuit decimation filter that uses a conventional circuit for the differentiating circuit and the phase advance circuit and performs a decimation process on its output is used.
  • the same effect can be expected as a combination.
  • FIG. 10 shows an embodiment of the decimation fill.
  • Decimation filters 9-120 are delay circuits 9-1-2 (1 / Z), 9-1-3 (Z-1 ( N- 1 )), adder 9-1-5, subtractor 9-1-6, and amplifier. It consists of 9–17 (gain (1-1a)), 9–18 (gain a + lZN), and 9–19 (gain 1ZN).
  • the input X (n) and the output of the amplification circuit 917 are added by the addition circuit 9-1-15.
  • the output of the adder circuit 9-115 becomes the input of the amplifier circuit 9-1-18 and the delay circuit 9-11-2.
  • the output of the delay circuit 9-11 becomes the input of the amplification circuit 9-17 and the delay circuit 9-13.
  • the output of the delay circuit 9-13 becomes the input of the amplification circuit 9-19.
  • the output of the amplification circuit 9—19 and the output of the amplification circuit 9—18 are input to the subtraction circuit 9—16, subjected to a subtraction operation, and the output of the subtraction circuit 9—16 is applied to the decimation?
  • Lter 9 The output of 20 is X (n + 1).
  • the decimation is realized by the delay circuits 9-12 and 9-13, and the decimation effect is further provided and the noise elimination effect is enhanced as compared with the LPF circuit 912.
  • the reason for using the decimation filter 9120 instead of the LPF circuit 9-12 is that, for example, if the sampling time of the phase lead circuit 10-1 cannot be increased, the decimation filter 9-2 with high noise elimination capability is used. If 0 is used, noise can be effectively removed.
  • the cutoff frequency changes according to N, and the gain shows that the noise rolloff rate (cutoff performance) is very high.
  • Fig. 12 shows the output result when a capture waveform is input during this decimation filter.
  • the output waveform of Fig. 12 is compared with the output waveform of the combination of the LPF circuit and the differential without using the decimation shown in Fig. 7 (A), it is clear that the output waveform passed through the decimation filter of Fig. 12 It can be seen that is less noise.
  • the present invention has been described for a case where the present invention is applied to a control device for an electric power steering device using FF control as shown in FIG. 2, the present invention provides an electric power steering device using FB control as shown in FIG. It is also effective when used for the control device of the equipment.
  • the difference between the FB control device shown in Fig. 13 and the FF control device shown in Fig. 2 is that the motor current I detected by the current detection circuit 15 is fed back to the current control circuit 200 for subtraction.
  • the difference is that the circuit 201 calculates an error with the command value I ref, and inputs the error to the proportional integration circuit 202 to calculate the voltage command value V ref.
  • the calculation or the LPF circuit is the same as the calculation used in the control device of the FF control in FIG. 2, and the effect on noise and the like can be obtained as in the case of the FF control.
  • the present invention has an effect that when removing noise from a signal indicating the state of the electric power steering apparatus detected by the sensors as described above, a signal indicating the original state is not removed. . Therefore, the sensor that detects the state of the electric power steering device is not limited to the voltage detection sensor or the current detection sensor that detects the terminal voltage or the current of the motor described in the embodiment, or the torque sensor that detects the steering torque. The present invention is also applicable to other sensors for detecting the number of revolutions in the evening, for example, a resolver tachometer.
  • control device for an electric power steering device of the present invention by using a differential operation or a phase advance operation using decimation, detection is performed from a detection sensor or the like of the electric power steering device. By removing only the noise generated by the detection sensor etc. without removing the load information etc., which has been removed, the motor is properly controlled so as not to generate vibration in the assist torque, and unpleasant abnormal sounds and vibrations This has the effect of providing a control device for an electric power steering device without any.
  • the control device for the electric power steering device generates vibration in the assist torque by removing only the noise generated by the sensors and the like without removing the load information and the like detected by the sensors and the like. It is suitable for use in electric power steering systems that do not cause unpleasant abnormal sounds or vibrations by properly controlling the motor to prevent them from being caused.

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Abstract

電動パワーステアリング装置の制御装置における微分演算や位相進み演算において、デシメーションを利用した微分演算や位相進み演算を用いることによって、センサ等から検出されたロードインフォメーションなどの情報からノイズだけを除去して、モータ出力にノイズによる振動が発生させず、運転手にとって不快なハンドルの振動や騒音が発生しない電動パワーステアリング装置を提供できる。

Description

電動パワーステアリング装置の制御装置
技術分野
本発明は、 自動車や車両の操舵系にモータによる操舵補助力を付与す 明
るようにした電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、 特に制御 細
装置に入力される信号から制御遅れがなく、 かつ有効な信号を減衰させ ることなくノイズだけを除去できるようにした電動パワーステアリング 装置の制御装置に関する。
背景技術
自動車や車両のステアリング装置をモータの回転力で補助力付勢する 電動パワーステアリング装置は、 モータの駆動力を減速機を介してギア 又はベルト等の伝達機構により、 ステアリングシャフト或いはラック軸 に操舵補助力を付与するようになっている。 かかる従来の電動パワース テアリング装置は、 アシストトルク （操舵補助トルク） を正確に発生さ せるため、 ハンドルからのトルク信号やモー夕の電圧、 電流信号を検出 して、 これらの情報を基にモータを正確に制御する必要がある。
しかし、 これらの信号を検出し、 制御装置に入力する際に、 これらの 信号にノイズが重畳されモ一夕を正確に制御できないため、 アシスト ト ルクに振動などが発生して、 運転手にとって不快な異常音や振動が発生 する問題がある。 よって、 このような問題を改善するために、 従来より 検出信号に重畳されたノィズを制御遅れがなくかつ有効な信号を減衰さ せることなく除去をできるような工夫を施している。
例えば、 日本国特許文献 （特開 2 0 0 2— 2 3 4 4 5 4号公報） で開 示されている方法を説明すると、 第 1図において、 トルクセンサ 1. 0 2 で検出されたトルク Tがインターフェイス （以下、 I Fと記す） および アナログデジタル変換 （以下、 A D変換と記す） を介して制御装置 1 0 7に入力される。 同じように、 車速センサ 1 0 6で検出された車速 Vや モ一夕 1 0 3のモータ電流 Iが I Fや A D変換を介して制御装置 1 0 7 に入力され、 それらの信号を基にモータ 1 0 3が正確なアシス卜トルク を発生するようにモータ 1 0 3の電流制御をする。
当該制御の基本的な考えを説明するに、 検出されたトルク信号 Tは減 衰手段 7 1や位相補償 7 2を介して、 或いは車速 Vは車速演算 7 4を介 して目標電流設定部 7 3に入力される。 目標電流設定部 7 3において、 必要なアシス卜 トルクを発生させる指令電流 I Aを算出し、 当該指令電 流 I Aどおりにモ一夕電流を発生するようにモ一夕電流 I を検出し、 P I制御 7 7によるフィードバック制御を行い、 指令電流 I Aどおりのモ —タ電流 Iが供給されるように P W M演算 7 8を利用したインパー夕な どの駆動回路を使用してモー夕の電流制御を行っている。
この例で、 ノイズ除去に関する工夫として、 指令電流 I Aを直接、 P I制御 7 7に入力せずに、 一旦、 減衰手段 7 5を介して、 指令電流 I Α ' からノイズを除去して P I制御 7 7に入力する。 そして、 減衰手段 7 5 のカッ トオフ周波数 f cは、 操舵速度推定 7 6から算出される速度 ωと 車速 Vによって可変されるので、 高速運転時のハンドル操作と駐車時の ハンドル操作で上記力ッ トオフ周波数 f cを変化させ、 ノイズを除去し つつ、 有効な信号 I Aを取り出している。
上述したフィルタ係数を状況に応じて可変とすることは、 この制御要 素がある種の適応フィルタ （A d a p t i v e F i 1 t e r ) である ことを示している。 適応フィル夕を利用する際に、 その設計には充分注 意を払わなければならない。 その理由は、 フィルタ係数の設計が正しく 行なわなければ、 期待する効果は得られないからである。
しかし、 上述した日本国特許文献 （特開 2 0 0 2— 2 344 5 4号公 報） では、 ローパスフィルタ （以下 L P Fと記す） のカッ トオフ周波数 が操舵速度の絶対値に基いて算出されるが、 力ッ トオフ周波数演算部は チューニングで経験的に決定されるため、 そのアルゴリズムは不明瞭で ある。 また、 操舵速度の絶対値に基いて決定されたカッ トオフ周波数を もつ L P Fでは、 トルク信号に含まれる路面情報 （ロードインフォメー シヨン） とノイズを切り分けられず、 ノイズと共に路面情報も除去して しまう問題がある。
また、 制御における一般的特徴として、 微分要素や位相進み要素はノ ィズの発生源、 或いはノイズの拡大源となり、 また、 L P Fはノイズを 除去できるが、 カッ トオフ周波数を小さくして低周波ノイズを除去しよ うとすると高周波領域での遅れが大きくなる問題がある。
ノイズに関する他の問題として、 現在の多くの制御装置に当てはまる 問題,であるが、 検出信号はアナログ信号で、 制御はデジタル制御の場合 が多く、 検出信号を AD変換させる必要がある。 その量子化誤差を解決 するための方法が、 他の日本国特許文献 （特開平 1 0— 1 0 9 6 5 6号 公報） に開示されているが、 ここでは下位ビッ トを次のサンプリングで フィ一ドバック加算して誤差の累積を防止する方法をとつている。 しか し、 この方法では、 リミットサイクル振動による電動パワーステアリン グ装置の振動を防止することには効果があるが、 検出信号に含まれるノ ィズの除去に対しては効果がなく、 運転手にとって不快な異常音や振動 が発生する問題が依然として解決されていない。
以上説明したように、 電動パワーステアリング装置の各種検出信号に 含まれるノイズによって、 アシスト トルクを発生させる当該装置のモ一 夕を正しく制御できないため、 アシスト トルクに振動などが発生して、 運転手にとって不快な異常音や振動が発生する問題がある。
本発明は上述のような事情から成されたものであり、本発明の目的は、 電動パワーステアリング装置の各種検出信号に含まれるノイズを検出信 号から除去し、 アシスト トルクに振動を発生させないように当該装置の モー夕を正しく制御して、 不快な異常音や振動のない電動パワーステア リング装置の制御装置を提供することにある。 発明の開示
本発明は、 車両の操舵系にモータによる操舵補助力を付与するように した電動パワーステアリング装置の状態を検出するセンサと、 前記セン サの信号を入力として前記電動パワーステアリング装置を制御するため の演算回路とを備えた電動パワーステアリング装置の制御装置に関する ものであり、 本発明の上記目的は、 前記演算回路が微分演算回路または 位相進み演算回路を有し、 前記微分演算回路または前記位相進み演算回 路の演算がデシメ一ション処理する演算であることによって達成される。 また、 上記目的は、 デシメーシヨン処理された前記微分演算回路または 前記位相進み演算回路の出力に口一パスフィルターを備え、 前記微分演 算回路または前記位相進み演算回路のサンプリング時間が前記ローパス フィルターのサンプリング時間より大きいことによって達成される。 ま た、 上記目的は、 前記演算回路がデシメ一シヨン処理されない微分演算 回路、 又はデシメ一シヨン処理されない位相進み演算回路であって、 前 記微分演算回路の出力に、 又は前記位相進み演算回路の出力にデシメー シヨンフィルタを備えたことことによって達成される。 また、 上記目的 は、 前記電動パワーステアリング装置の状態が、 前記モ一夕の端子電圧、 電流、 操舵トルク又は前記モ一夕の回転数であることことによって達成 される。 図面の簡単な説明
第 1図は、 従来の電動パワーステアリング装置の制御装置の制御プロ ック図である。
第 2図は、 本発明を適用するフィードフォワード制御 （F F制御） を利 用した電動パワーステアリング装置の制御装置の制御ブロック図である。 第 3図は、 本発明のデシメーションを利用した微分演算と L P F回路の 演算ブロック図である。
第 4図は、 本発明のデシメ一ションを利用した位相進み演算と L P F回 路の演算ブロック図である。
第 5図は、 デシメーション処理をしない微分演算とデシメーション処理 した微分演算によるポード線図の比較を示す図である。
第 6図は、 デシメーション処理をしない微分演算とデシメーション処理 した微分演算と L P F回路との組み合わせによるポード線図の比較を示 す図である。
第 7図は、 デシメーシヨン処理をしない微分演算 （A ) とデシメーショ ン処理した微分演算 （B ) によるノイズ除去効果の比較を示す図である。 第 8図は、 逆起電圧算出回路の詳細な制御ブロック図である。
第 9図は、 外乱オブザーバ回路の詳細な制御ブロック図である。
第 1 0図は、 本発明のデシメ一ションを利用した L P F回路の演算プロ ック図である。
第 1 1図は、 デシメ一ションを利用した L P F回路によるポード線図の 比較を示す図である。
第 1 2図は、 デシメ一ションフィルタによるノイズ除去効果の比較を示 す図である。
第 1 3図は、 本発明を適用するフィードバック制御 （F B制御） を利用 した電動パワーステアリング装置の制御装置の制御ブロック図である。 発明を実施するための最良の形態 まず、 本発明の主要技術に関係するデシメーシヨンについて説明する と、 デシメ一シヨンとはダウンサンプリング或いはサンプリングの間引 きを意味し、 一般的には、 デシメーシヨンは、 サンプリングレート変換 などに使用されるが、 ノイズ除去の機能も有している。
また、 一般的に、 演算処理において微分演算や位相進み演算の場合、 特に、 ノイズによる悪い影響が現れるため、 本発明では、 これらの演算 処理に対するノイズ対策を施している。
ところで、 センサ信号などに含まれるノイズを除去するためにノイズ フィルターなどが使用される場合が多い。 しかし、 例えば、 ノイズを除 去するために一般的に利用される L P Fをアナログ回路で構成した場合 や従来技術で説明した方法で構成した場合、 各種センサから得られた情 報、 例えば、 トルク Tの情報やモータ電圧、 電流の情報が、 ノイズと一 緒に減衰して、 トルク Tに含まれる大事な路面情報まで減衰して正しい 電動パワーステアリングの制御が実行できなくなる。
しかし、 デシメ一シヨンを利用した演算では、 周波数の高いノイズ成 分だけを除去し、 センサ信号に含まれる大事な情報、 即ちトルク T信号 やモータ電圧、 電流信号などの有用な信号は減衰されずに処理されると いう優れた特性がある。 このデシメーションによる優れた特性を利用し た微分演算処理や位相進み演算処理を実行することにより、 ノイズに妨 害されずに正しく電動パワーステアリング装置を制御できる。
以下、図面に基づいて本発明の好適な実施例について詳細に説明する。 第 2図は、電動パワーステアリング装置のモータ 1 4を制御するために、 トルクを測定する為のセンサより検出されたトルク Tと、 センサである 電圧検出回路 1 6および電流検出回路 1 5より検出したモー夕の端子電 圧 Vおよびモータ電流 I とを入力として演算処理した場合の電動パワー ステアリング装置の制御装置の一実施例である。
まず、 電動パヮ一ステアリング装置のモー夕 1 4の制御の基本構成に ついて説明する。 図示されないトルクセンサで検出されたトルク Tは、 操舵補助指令値演算回路 3とセンター応答性改善回路 9とに入力される。 つまり、 トルク Tはアシスト特性マップを有する操舵補助指令値演算 3 に入力され、 電流指令値の基本となる操舵補助指令値 I 。が出力され、 この操舵補助指令値 I 。は位相補償回路 1 0に入力される。 トルク Tは、 さらに式 （ 1 ) の微分特性を有するセンター応答性改善回路 9に入力さ れ、 加算回路 7において、 式 （ 2 ) の特性を有する位相補償回路 1 0の 出力 I t とセンター応答性改善回路 9の出力 I cとが加算される。 以上 の処理がトルク制御部に相当する。 なお、 加算回路 7では、 後述する慣 性補償回路 2 3の出力 I s も加算される。加算回路 7の出力 I r e f は、 電流制御回路 1 1に入力され、 電圧指令値 V r e f が決定される。
I c = d T/ d t · · · ( 1 )
G ( s ) = ( 1 + s · Τ2) / ( 1 + s ' Ύ ^ · - - ( 2 ) なお、 電流制御回路 1 1に関して、 電流指令値 I r e f に対してフィ —ドバック制御 （以下 F B制御と記す） をする場合とフィードフォヮ一 ド制御 （以下 F F制御と記す） をする場合があり、 第 2図では、 F F制 御を採用した場合の実施例について説明しているが、 F B制御の実施例 については、 後で説明する。 よって、 電流指令値 I r e f を式 （ 3 ) の 位相進み特性を有する電流制御回路 1 1に入力し、 指令値である電圧指 令値 V r e f が算出される。
V r e f = (R+ s - L) - I r e f - - - ( 3 ) モータ 1 4を制御する基本的な指令値は V r e f であるが、 この電圧 指令値 V r e f にさらに補助信号である逆起電圧 EM Fと外乱 V d i s が加算される。 なお、 逆起電圧 EMFは、 モータ 1 4の逆起電圧 EMF を電圧検出回路 1 6で検出したモータ端子電圧 Vと電流検出回路 1 5で 検出した電流 Iから後述詳細に説明する逆起電圧算出回路 1 7で算出す る。 また、 外乱 V d i sは P WM制御回路 1 2に指示したとおりにイン バー夕回路 1 3が出力しているか監視し、 誤差があれば補償するための 信号である。
元に戻って、 電流制御回路 1 1から出力された電圧指令値 V r e f に 加算回路 2 0で外乱 V d i sが加算され、 さらに、 加算回路 1 8で逆起 電圧 EMFが加算され、 PWM制御回路 1 2の入力は信号 （V r e f + EMF +V d i s ) となる。 この入力信号に基づきインバータ回路 1 3 を P WM制御し、 モータ 1 4はィンバ一夕回路 1 3から供給される電流 によってトルク制御される。
以上が、 第 2図に示す F F制御を適用したモータ 1 4のトルク制御の 基本制御であるが、 モータ 1 4の出力トルクが、 トルク指令値 T r e f に忠実に高速に応答しトルクリップルも少ないことが望ましい。しかし、 上述したノイズの影響により、 上記目的達成の妨害要因となり、 特に、 第 2図の各処理回路には、 多くの微分回路や位相進み回路を適用してお り、 これらがノイズに対して脆弱なため、 本発明を適用する必要がある。 微分回路や位相進み回路を適用した各処理回路にデシメーションを施 した実施例について、 以下.、 順に説明する。 つまり、 破線で囲まれたト ルク制御部、 逆起電圧算出回路 1 7と角加速度算出回路 2 2、 外乱ォブ ザ一パ回路 1 9の順に説明する。
トルク制御部には、 第 2図において、 センター応答性改善回路 9が式 ( 1 ) の微分演算であり、 位相補償回路 1 0には、 式 （ 2) の示す一次 進み遅れ演算となっている。 そこで、 第 3図にデシメーシヨン処理した 微分回路と口一パスフィル夕回路 （以下 L P F回路と記す） の組み合わ せ回路を示す。 また、 第 4図にデシメーシヨン処理した一次進み遅れ回 路を示す。
第 3図は近似微分回路 9一 1 と L P F回路 9一 2の組み合わせたから 構成されている。 近似微分回路 9一 1は遅延回路 9一 3 ( 1 ZZ), 9 - 4 ( 1 /Z) と減算回路 9一 6から構成されている。 即ち、 近似微分 回路 9一 1の入力であり トルク値 Tは、 遅延回路 9一 3と減算回路 9一 6に入力される。 そして、 遅延回路 9— 3の出力は遅延回路 9一 4に入 力されている。遅延回路 9— 4の出力は、 減算回路 9— 6の入力となり、 減算回路 9一 6で前記トルク値 Tとの減算をする。 そして、 減算回路 9 一 6の出力が近似微分回路 9一 1の出力となる。
また、 L P F回路 9— 2は遅延回路 9一 5 ( 1 / Z ) と減算回路 9— 7と加算回路 9一 8および増幅回路 9一 9 (ゲイン a l )， 9— 1 0 (ゲ イン b 0 ) から構成されている。 即ち、 近似微分回路 9— 1の出力が L P F回路 9一 2の入力となり、 まず、 減算回路 9— 7の入力となる。 ま た、 増幅回路 9 _ 9の出力が減算回路 9一 7の他方の入力となり、 減算 回路 9— 7の出力が遅延回路 9一 5および加算回路 9— 8の入力となる。 遅延回路 9一 5の出力は増幅回路 9一 9の入力および加算回路 9一 8の 入力となる。 加算回路 9— 8の出力が増幅回路 9一 1 0に入力され、 増 幅回路 9— 1 0の出力が L P F回路 9— 2の出力となる。 ここで重要なことは、 微分回路 9― 1の遅延回路 9— 4がデシメ一シ ヨンの作用をして間引き効果をもち、 サンプリング時間を大きくとるこ とによりノイズの除去に効果がある。 また、 L P F回路 9一 2のサンプ リング時間を微分回路 9 - 1のサンプリング時間より小さくすることに より高周波領域での遅れを小さくすることができ高速応答性を有する。
このデシメ一ションの効果をポード線図で示すと第 5図のようになる。 第 5図は、 デシメーションした近似微分と L P F回路の組み合わせ及び 従来の近似微分と L P F回路の組み合わせとをポード線図上で比較した ものである。 第 5図において、 従来の近似微分は、 1 0 0 H z付近まで しか正しく計算できず、 また、 4 0 0 H zでのロールオフ率も大きくな い。 一方、 デシメ一ションした近似微分は 2 0 0 H z付近まで正しく近 似微分を計算できている。
第 6図はデシメーションした近似微分と L P F回路の組み合わせと従 来の近似微分と 2次の L P F回路の組み合わせを比較したものである。 従来の近似微分でデシメーションした近似微分と L P F回路の組み合わ せと同じロールオフ率を得る為には L P F回路の次数の高い 2次の L P F回路にする必要があるが、 2次の L P F回路は計算量が多く、 また位 相遅れも大きくなる問題がある。 つまり、 デシメーシヨンした近似微分 は少ない計算量で位相遅れが小さく、 ロールオフ率が大きいという優れ た効果を有していることがわかる。
このデシメ一シヨンの効果をみるために、 チヤ一プ波形 （周波数が増 加する正弦波） を従来の近似微分と L P F回路の組み合わせ及びデシメ ーションした近似微分と L P F回路の組み合わせに入力した場合の出力 結果について第 7 ( A ) 図と第 7 ( B ) 図で比較して示す。 第 7 ( A ) 図はデシメーションを利用しない微分と L P F回路の組み合わせ回路を 通過させた信号出力であり、 第 7 ( B ) 図は第 3図のデシメ一シヨンを 利用した微分回路 9 一 1と L P F回路 9 一 2の組合せ回路の信号出力で ある。 明らかに第 7 (B) 図のデシメーシヨンを利用した組み合わせ回 路の方がノイズが少ないことがわかる。 そこで、 本回路を第 2図のセン 夕一応答性改善回路 9に適用すれば、 ノイズの少ない微分回路によって 出力 I cが得られる。
第 4図は、 位相進み回路 1 0 — 1 と L P F回路 9 一 2との組合せ回路 である。 位相進み回路 1 0 — 1は遅延回路 1 0 — 2 ( 1 / Z ), 1 0 — 3 ( 1 Z Z ) と減算回路 1 0 — 4と加算回路 1 0 — 5と増幅回路 1 0 — 8 (ゲイン a l )， 1 0 — 9 (ゲイン b l )、 1 0 — 1 0 (ゲイン b 0 ) より構成される。 即ち、 位相進み回路 1 0 — 1の入力である操舵補助指 令値 I 。は、 まず、 減算回路 1 0 — 4に入力される。 減算回路 1 0 — 4 のもうひとつの入力は増幅回路 1 0 — 8の出力である。 そして、 減算回 路 1 0 — 4の出力は増幅回路 1 0 — 1 0および遅延回路 1 0 — 2の入力 となる。 遅延回路 1 0 — 2の出力は増幅回路 1 0 _ 8および遅延回路 1 0 — 3の入力となる。 遅延回路 1 0 — 3の出力が増幅回路 1 0 _ 9の入 力になり、 増幅回路 1 0 — 9の出力と増幅回路 1 0 — 1 0の出力が加算 回路 1 0 — 5に入力される。 加算回路 1 0 — 5の出力が位相進み回路 1 0 — 1の出力となる。
また、 L P F回路 9 一 2は第 3図の L P F回路 9 — 2と同じである。 ここでも位相進み回路 1 0 — 1の遅延回路 1 0 — 3でサンプリング時間 を大きく取ってノイズの除去を可能とする。 その後の L P F回路 9 一 2 のサンプリング時間との関係では、 L P F回路のサンプリング時間を位 相進み回路のサンプリング時間より小さくして L P F回路の高周波領域 での遅れを小さくしている。 そこで、 第 2図の位相補償回路 1 0に本回 路を適用して、 位相補償回路 1 0の出力である指令値 I t = ( 1 + s · T 2) · I 。Z ( 1 + s · Ύ , ) を算出する。 ここでもデシメ一シヨンの 効果により、 位相進み （ 1 + s · Τ2) でのノィズ除去に効果があり、 また、 後段の L P F回路の 1ノ ( 1 + s · Τ α) では、 サンプリング時 間を小さくして高周波領域での遅れを小さくできる。
電流制御回路 1 1の伝達関数は （R + s · L) であるが、 この位相進 み要素には、 第 4図における位相進み回路 1 0— 1 と同様の手法を適用 すればノイズの除去に効果がある。 トルク制御部に関する微分演算、 位 相進み演算およびそれらと L P F回路の組み合わせ回路への本発明の適 用に付いて説明した。
次に、 逆起電圧算出回路 1 7に対する本発明の適用について第 8図を 用いて説明する。 まず、 逆起電圧の算出式を式 （4) に示す。
EMF = V- (R + s - L) - I / ( 1 + s · T f ) · · · ( 4 ) ここで、 Rはモータの抵抗、 Lはモ一夕のインダク夕ンスである。 この処理を実現するため、 第 8図において、 逆起電圧算出回路 1 7は モー夕電流 I を入力として伝達関数 （R + s - L) Z ( 1 + s ■ T f ) をもつ伝達関数回路 1 7— 1 とその出力および電圧 Vとを入力とする加 算回路 1 Ί — 2から構成されている。 ここでも電流算出回路 1 6で検出 されたノイズを含む電流 I に対して位相進みおよび L P Fによるノイズ 除去を実行している。 この伝達関数回路 1 7 — 1に第 4図の位相進み遅 れ回路と同様のデシメーション処理を適用すればノィズの除去に効果が ある。
次に、 角加速度ひの算出については、 式 （ 5 ) および式 （ 6 ) によつ て算出することができる。 ω = E M F /K e ( 5 ) ここで、 ωはモ一夕の角速度、 K eは逆起電圧定数である。
α = ά ω / ά t · · · ( 6 )
よって、 第 2図の角速度推定回路 2 1では、 式 （ 5 ) の式を実行して、 その後に、 角加速度算出回路 2 2で角速度 ωを入力とし、 式 （ 6 ) の微 分演算によって角加速度 αを算出している。 ここで、 角加速度算出回路 2 2は微分演算なので、 第 3図の微分回路 9— 1 と L P F回路 9 一 2の 組み合わせ回路を適用すれば、 ノイズの除去に効果があり、 高応答性を 実現できる。
最後に、 外乱オブザーバ回路 1 9については、 第 9図を用いて説明す る。 外乱オブザーバ回路の機能は、 入力の指令値 （V r e f + EMF + V d i s ) の指示通りにインパー夕回路 1 3の出力、 即ち、 モータ電流 Iが出力しているかを監視する機能であって、 それらに差があるとその 差をフィードバックして差を無くすように機能する。
具体的な回路は第 9図に示す通りである。 信号 （V r e f + EMF + V d i s ) を入力とする伝達関数 （kZ ( 1 + s · T f )) をもつ伝達 関数回路 1 9 一 1 と、 モータ電流 I を入力とし伝達関数 （R + s · L) / ( 1 + s · T f ) をもつ伝達関数回路 1 9一 2と、 伝達関数回路 1 9 - 1の出力と伝達関数回路 1 9一 2の出力との差をとる減算回路 1 9 — 3と、 から構成されている。 減算回路 1 9 — 3の出力、 即ち外乱 V d i sは、 第 2図の加算回路 2 0にフィードバックされている。
そして伝達関数回路 1 9ー 1ぉょぴ 1 9 一 2では、 それぞれ一次遅れ 演算と位相進み遅れ演算を実行している。従って、 ノイズ除去のために、 伝達関数回路 1 9一 1の一次遅れ演算には第 3図の L P F回路 9一 2を 適用し、 伝達関数回路 1 9一 2の位相進み遅れには、 第 4図の位相進み 回路 1 0— 1 と L P F回路 9一 2を適用すれば、 ノイズ除去に効果があ る。 以上説明したように、 第 2図の制御回路には多くの微分演算および位 相進み演算が存在し、 これらは、 ノイズを発生、 拡大の要因になるが、 デシメーションを利用した演算によりノイズの除去に極めて効果がある。 以上の説明では、 微分回路や位相進み回路にデシメ一ションを適用し た実施例について説明したが、 電動パワーステアリング装置の装置構成 によっては、 つまり大型車用の電動パワーステアリング装置と小型車用 の電動パワーステアリング装置の違い等により、 サンプリングの時間を 大きく取れない場合があり、 その場合はデシメーションの効果が多く期 待できない恐れがある。
そのような場合は、 微分回路や位相進み回路をデシメーシヨン処理す るのではなく、 微分回路や位相進み回路は従来の回路を使用し、 その出 力にデシメーシヨン処理した L P F回路 （デシメーシヨンフィルタ） を 配して、 組み合わせとしては同じ様な効果を期待できる。
デシメーシヨンフィル夕の実施例を第 1 0図に示す。 デシメーシヨン フィルタ 9一 2 0は、 遅延回路 9— 1 2 ( 1 / Z ), 9— 1 3 (Z一 （N 一 1)) と加算回路 9一 1 5、 減算回路 9— 1 6および増幅回路 9— 1 7 (ゲイン （ 1一 a))， 9 - 1 8 (ゲイン a + lZN)， 9— 1 9 (ゲイ ン 1ZN) から構成されている。
それら要素の接続構成について説明する。 まず、 入力 X (n) と増幅 回路 9一 1 7の出力とが加算回路 9 - 1 5で加算される。 そして、 加算 回路 9一 1 5の出力が増幅回路 9— 1 8および遅延回路 9一 1 2の入力 となる。 遅延回路 9一 1 2の出力は増幅回路 9— 1 7および遅延回路 9 一 1 3の入力となる。 遅延回路 9一 1 3の出力は増幅回路 9— 1 9の入 力となる。 そして、 増幅回路 9— 1 9の出力と増幅回路 9— 1 8の出力 とが減算回路 9 - 1 6に入力され、 減算演算されて、 減算回路 9一 1 6 の出力がデシメーシヨンフィルタ 9— 2 0の出力 X ( n + 1 ) となる。 ここでデシメ一ションは遅延回路 9— 1 2、 9— 1 3によって実現さ れ、 L P F回路 9 一 2より、 さらにデシメーシヨン効果を持たせ、 ノィ ズ除去効果を高めている。 L P F回路 9 一 2の替わりにデシメ一シヨン フィルタ 9 一 2 0を使用する理由は、 例えば、 位相進み回路 1 0— 1の サンプリング時間を大きくできない場合、 ノイズ除去能力の高いデシメ ーションフィル夕 9— 2 0を利用すればノイズを効果的に除去できる。
このデシメ一ションフィルタの効果を第 1 1図に示す。 第 1 0図では Nを一般化した場合の構成図を示したが、 第 1 1図は N = 2、 3、 5， 9および a = 0 . 0 2の場合のポ一ド線図である。 Nに応じて、 カッ ト オフ周波数が変化しており、 ゲインを見るとノイズのロールオフ率 （遮 断性能） が非常に高いことがわかる。
このデシメ一シヨンフィルタの効果をみるために、 このデシメーショ ンフィル夕にチヤ一プ波形を入力した場合の出力結果を第 1 2図に示す。 第 1 2図の出力波形と第 7図 （A ) のデシメーシヨンを利用しない微分 と L P F回路の組み合わせの出力波形とを比較すると、 明らかに第 1 2 図のデシメ一ションフィルタを通過させた出力波形の方がノイズが少な いことがわかる。
本発明を第 2図のような F F制御を用いた電動パワーステアリング装 置の制御装置に適用した場合について説明したが、 本発明は第 1 3図に 示すような F B制御を用いた電動パワーステアリング装置の制御装置に 用いても効果がある。 第 1 3図の F B制御による制御装置と第 2図の F F制御による制御装置と異なるところは、 電流検出回路 1 5で検出した モ一タ電流 I を電流制御回路 2 0 0にフィードバックして減算回路 2 0 1で指令値 I r e f との誤差を算出し、 その誤差を比例積分回路 2 0 2 に入力して電圧指令値 V r e f を算出するところが異なる。 しかし、 第 1 3図における F B制御の制御装置で使用される微分演算や位相進み演 算あるいは L P F回路などは、 第 2図の F F制御の制御装置で用いた演 算と同じであり、 ノイズなどに対する効果も F F制御の場合と同じよう な効果を得ることができる。
本発明は、 上述したようにセンサ類で検出した電動パワーステアリン グ装置の状態を示す信号からノイズを除去するときに、 本来の状態を示 す信号まで除去しないようにする効果を有している。 よって、 電動パヮ ーステアリング装置の状態を検出するセンサは、 実施例で示したモータ の端子電圧や電流を検出する電圧検出センサや電流検出センサ、 或いは 操舵トルクを検出するトルクセンサに限らず、 モー夕の回転数を検出す るセンサ、 例えば、 レゾルバゃタコメータなどの他のセンサにも本発明 は適用できる。
以上に説明したように、 本発明の電動パワーステアリング装置の制御 装置によれば、 デシメ一ションを利用した微分演算や位相進み演算を用 いることによって、 電動パワーステアリング装置の検出センサ等から検 出されたロードインフォメ一ションなどは除去されずに検出センサなど で発生したノイズだけが除去されることにより、 アシストトルクに振動 を発生させないようにモー夕を正しく制御して、 不快な異常音や振動の ない電動パワーステアリング装置の制御装置を提供できる効果がある。 産業上の利用可能性
本発明にかかり電動パヮ一ステアリング装置の制御装置は、 センサ等 から検出されたロードインフォメーションなどは除去されずにセンサな どで発生したノイズだけが除去されることにより、 アシスト トルクに振 動を発生させないようにモー夕を正しく制御して、 不快な異常音や振動 のない電動パワーステアリング装置に用いるのに適している。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 車両の操舵系にモータによる操舵補助力を付与するようにした電動 パワーステアリング装置の状態を検出するセンサと、 前記センサの信号 を入力として前記電動パワーステアリング装置を制御するための演算回 路とを備えた電動パワーステアリング装置の制御装置において、 前記演 算回路が微分演算回路または位相進み演算回路を有し、 前記微分演算回 路、 又は前記位相進み演算回路の演算がデシメーション処理する演算で あることを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。
2 . デシメーシヨン処理された前記微分演算回路または前記位相進み演 算回路の出力に口一パスフィルターを備え、 前記微分演算回路または前 記位相進み演算回路のサンプリング時間が前記口一パスフィルターのサ ンプリング時間より大きい請求項の範囲第 1項記載の電動パヮ一ステア リング装置の制御装置。
'3 . 車両の操舵系にモ一タによる操舵補助力を付与するようにした電動 パワーステアリング装置の状態を検出するセンサと、 前記センサの信号 を入力として前記電動パワーステアリング装置を制御するための演算回 路とを備えた電動パワーステアリング装置の制御装置において、 前記演 算回路がデシメ一ション処理されない微分演算回路、 又はデシメ一ショ ン処理されない位相進み演算回路であって、前記微分演算回路の出力に、 又は前記位相進み演算回路の出力にデシメーションフィルタを備えたこ とを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。
4 . 前記電動パワーステアリング装置の状態が、 前記モー夕の端子電圧、 モータ電流、 操舵トルク又は前記モータの回転数である請求項の範囲第 1項乃至請求項の範囲第 3項いずれかに記載の電動パワーステアリング 装置の制御装置。
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