WO2004091034A1 - 導波管形偏分波器 - Google Patents

導波管形偏分波器 Download PDF

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waveguide
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square
square main
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Yoji Aramaki
Naofumi Yoneda
Moriyasu Miyazaki
Akira Tsumura
Toshiyuki Horie
Original Assignee
Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/16—Auxiliary devices for mode selection, e.g. mode suppression or mode promotion; for mode conversion
    • H01P1/161—Auxiliary devices for mode selection, e.g. mode suppression or mode promotion; for mode conversion sustaining two independent orthogonal modes, e.g. orthomode transducer

Definitions

  • the present invention relates to a waveguide type polarization splitter used in, for example, a VHF band, a UHF band, a microwave band, a millimeter wave band, and the like.
  • a thin metal plate having an arc-shaped notch symmetrically provided is provided at a branch portion of the main waveguide.
  • the fundamental mode of the horizontally polarized radio wave H input from the input terminal P1 is branched at right angles and symmetrically with respect to the direction of the tube axis of the leading waveguide, and output. Output from terminals P 3 and P 4.
  • the fundamental mode of the vertically polarized radio wave V input from the input terminal P1 is output from the output terminal P2 opposite to the input terminal P1 (for example, see Patent Document 1).
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. H11-3330801 (Pages 4 to 6, Figure 1)
  • the conventional waveguide type polarizer / demultiplexer is configured as described above, a thin metal plate is inserted into a branch portion of the leading waveguide. For this reason, the length of the leading waveguide in the tube axis direction becomes longer, and there is a problem that it is difficult to reduce the size and the shorter axis in the tube axis direction.
  • the frequency of the guide wavelength generally changes drastically, and the frequency change of the impedance discontinuity at the branch of the leading waveguide also sharply. Because there was also a problem that it was difficult to suppress the deterioration of the reflection characteristics of both polarized waves in the frequency band near the cutoff frequency.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and provides a waveguide type polarization splitter that can achieve downsizing and a short axis and high performance.
  • the purpose is to: Disclosure of the invention
  • the waveguide type polarization splitter propagates one radio wave of the horizontal polarization branched by the radio wave branching means, propagates the other radio wave of the horizontal polarization, and combines the two radio waves.
  • a first radio wave propagation unit that separates and outputs a fundamental mode radio wave and a higher mode radio wave, and propagates one of the vertically polarized waves branched by the radio wave branching unit and the other of the vertically polarized waves.
  • a second radio wave propagation unit that combines the two radio waves and separates and outputs the fundamental mode radio wave and the higher mode radio wave.
  • FIG. 1 is a plan view showing a waveguide type polarization splitter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a side view showing a waveguide type polarization splitter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a side view of a branch portion showing an electric field distribution in a fundamental mode when a horizontally polarized wave is input.
  • FIG. 4 is a side view of a branch portion showing an electric field distribution when a higher-order mode occurs.
  • Fig. 5 shows a four-branch circuit showing the electric field distribution in the fundamental mode at the time of horizontal polarization input. It is a perspective view of a part.
  • FIG. 6 is a perspective view of a four-branch circuit showing an electric field distribution when a higher-order mode occurs.
  • FIG. 7 is a side view showing a waveguide type polarization splitter according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 1 is a plan view showing a waveguide type polarization splitter according to Embodiment 1 of the present invention
  • FIG. 2 is a side view showing a waveguide type polarization splitter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a side view of the branch section showing the electric field distribution of the fundamental mode when horizontal polarization is input.
  • Fig. 4 is a side view of the branch section showing the electric field distribution when a higher-order mode is generated.
  • FIG. 6 is a perspective view of a four-branch circuit part showing the electric field distribution of the fundamental mode, and FIG. 6 is a perspective view of the four-branch circuit part showing the electric field distribution when a higher-order mode occurs.
  • a circular main waveguide 1 transmits a circularly polarized signal (a vertically polarized wave, a horizontally polarized wave) input from an input / output terminal P1.
  • the square main waveguide (first square main waveguide) 2 transmits the circularly polarized signal transmitted by the circular main waveguide 1.
  • Square main waveguide (second square main waveguide) 3 is narrower than the aperture diameter of square main waveguide 2, and horizontally polarized radio waves of circularly polarized signals transmitted by square main waveguide 2 It diverges in the direction (first horizontal symmetry direction), and diverges vertically polarized radio waves in the V direction (second horizontal symmetry direction).
  • the opening diameter of the square main waveguide 3 is square. Although the opening diameter of the square main waveguide 2 is smaller than the opening diameter of the square main waveguide 2 and the opening diameter of the square main waveguide 2 is smaller than the diameter of the circular main waveguide 1, The opening diameter of the square main waveguide 2 may be wider than the diameter of the circular main waveguide 1, and may be wider than the opening diameter of the waveguide 2.
  • the short-circuiting plate 4 closes one terminal of the square main waveguide 3, and the quadrangular pyramid-shaped metal block 5 is installed on the short-circuiting plate 4 to split the vertically polarized wave and the horizontally polarized wave.
  • the circular main waveguide 1, the square main waveguides 2 and 3, the short-circuit plate 4, and the square pyramid-shaped metal block 5 constitute a radio wave branching means.
  • the rectangular branch waveguides 6 a to 6 d are connected at right angles to the four tube axes of the square main waveguide 3.
  • the rectangular waveguide multi-stage transformers 7a to 7d are connected to the rectangular branch waveguides 6a to 6d, respectively, and the tube axis is bent in the H plane, and the opening diameter is a rectangular branch. The transformer becomes smaller as the distance from the waveguides 6a to 6d increases.
  • the rectangular waveguide quadrant circuit 8 combines the horizontally polarized radio wave transmitted by the rectangular waveguide multi-stage transformer 7a and the horizontally polarized radio wave transmitted by the rectangular waveguide multi-stage transformer 7b. Then, the fundamental mode radio wave of the combined signal is output to the input / output terminal P2, and the higher mode radio wave is output to the input / output terminal P4. The end of the input / output terminal P4 is closed by the short-circuit plate 9, and is made of a lossy dielectric.
  • the rectangular waveguide four-branch circuit 10 converts the vertically polarized radio wave transmitted by the rectangular waveguide multi-stage transformer 7c and the vertically polarized radio wave transmitted by the rectangular waveguide multi-stage transformer 7d.
  • the signals are combined, the radio wave of the basic mode in the synthesized signal is output to the input / output terminal P3, and the radio wave of the higher mode is output to the input / output terminal P5.
  • the end of the input / output terminal P5 is closed by the short-circuit plate 11, and is made of a lossy dielectric.
  • the first radio wave propagation means is composed of the four branch circuits 8 and the rectangular waveguides 6 c and 6 d, the rectangular waveguide multistage transformers 7 c and 7 d, and the four rectangular waveguides.
  • the circuit 10 constitutes second radio wave propagation means.
  • the fundamental mode (TE01 mode) of the horizontally polarized radio wave H is input from the input / output terminal P1, the circular main waveguide 1, the square main waveguide. Transmit H.
  • the horizontally polarized radio wave H is designed so that the distance between the upper and lower side walls of the rectangular branch waveguides 6c and 6d is less than half of the free space wavelength in the used frequency band. Therefore, the light is not branched in the directions of the rectangular branch waveguides 6 c and 6 d (the V direction in the figure), and the directions of the rectangular branch waveguides 6 a and 6 b (the H direction in the figure) ).
  • the two rectangular waveguides E having equivalently excellent reflection characteristics are provided. Evening—Electric field distribution with bends placed symmetrically. Therefore, the horizontally polarized radio wave H is efficiently output in the directions of the rectangular branch waveguides 6a and 6b while suppressing leakage to the rectangular branch waveguides 6c and 6d.
  • connection between the circular main waveguide 1 and the square main waveguide 2, the square main waveguide 2, and the connection between the square main waveguide 2 and the square main waveguide 3 are defined as a circular-square waveguide multi-stage transformer.
  • the cutoff frequency of the fundamental mode of radio wave H Frequency The reflection loss is large in several bands, and the reflection loss can be extremely reduced in a frequency band somewhat higher than the cutoff frequency.
  • the rectangular waveguide multi-stage transformers 7a and 7b have curved tube axes, a plurality of steps formed on the upper wall surface, and the distance between the steps is the guide wavelength with respect to the waveguide center line. Therefore, the radio wave H separated into the rectangular branch waveguides 6 a and 6 b is combined by the rectangular waveguide 4 branch circuit 8 without deteriorating the reflection characteristics. It is efficiently output from the input / output terminal P2 (see Fig. 5).
  • the fundamental mode (TE 10 mode) of the vertically polarized radio wave V is input from the input / output terminal P 1
  • the circular main waveguide 1 and the square main waveguides 2 and 3 transmit the vertically polarized radio wave V. Is transmitted.
  • the vertically polarized radio wave V is designed so that the distance between the upper and lower side walls of the rectangular branch waveguides 6a and 6b is less than half of the free space wavelength in the frequency band used, so that their blocking effect is reduced. Therefore, the light is not branched in the directions of the rectangular branch waveguides 6 a and 6 b (the H direction in the figure), and the directions of the rectangular branch waveguides 6 c and 6 d (the V direction in the figure) ).
  • the direction of the electric field is along the square pyramid-shaped metal block 5 and the short-circuit plate 4. Since it can be changed, it is equivalent to the reflection characteristic 1; two rectangular waveguides that are excellent in life. Therefore, the vertically polarized radio wave V is efficiently output in the directions of the rectangular branch waveguides 6c and 6d while suppressing leakage to the rectangular branch waveguides 6a and 6b.
  • connection between the circular main waveguide 1 and the square main waveguide 2, the square main waveguide 2, and the connection between the square main waveguide 2 and the square main waveguide 3 are referred to as a circular rectangular waveguide multi-stage transformer.
  • the cut-off frequency of the fundamental mode of the radio wave V is obtained.
  • the return loss is large in this frequency band, and the return loss can be made very small in the frequency band somewhat higher than the cutoff frequency.
  • the reflection characteristic of the above-mentioned branch portion is similar to the reflection characteristic of the above-mentioned branch portion, and the above-mentioned position is where the reflection wave from the branch portion and the reflection wave from the above-mentioned circular-rectangular waveguide multistage transformer cancel each other near the cutoff frequency band.
  • the reflection characteristics in the frequency band near the cutoff frequency are not deteriorated without deteriorating the good reflection characteristics in the frequency band somewhat higher than the cutoff frequency of the fundamental mode of the radio wave V. Can be suppressed.
  • the rectangular waveguide multi-stage transformers 7c and 7d have curved tube axes, provided a plurality of steps on the lower wall surface, and set the interval between the steps to the waveguide center line with respect to the waveguide center line. Since the wavelength is about 1/4 of the wavelength, the radio wave V separated into the rectangular branch waveguides 6c and 6d is eventually combined by the rectangular waveguide four-branch circuit 10, thereby deteriorating the reflection characteristics. The signal is output efficiently from the input / output terminal P3 (see Fig. 5).
  • the radio waves of the higher-order mode synthesized by the rectangular waveguide four-branch circuits 8 and 10 are transmitted to the input / output terminal P 4 , P5.
  • one radio wave of the horizontal polarization branched by the radio wave branching means is propagated, and the other radio wave of the horizontal polarization is propagated.
  • Embodiment 2 since the configuration does not use a metal thin plate or a metal post, the processing difficulty can be reduced, and as a result, the effect of reducing cost can be obtained.
  • Embodiment 2 since the configuration does not use a metal thin plate or a metal post, the processing difficulty can be reduced, and as a result, the effect of reducing cost can be obtained.
  • the circular main waveguide 1 is connected on the square main waveguide 2.
  • the circular main waveguide 2 is connected on the square main waveguide 2.
  • the waveguide 1 need not be connected, and the same effects as in the first embodiment can be obtained.
  • the opening diameter of the square main waveguide 3 is smaller than the opening diameter of the square main waveguide 2, but the opening diameter of the square main waveguide 3 is smaller than that of the square main waveguide 2. It may be wider than the caliber.
  • the waveguide type polarization splitter according to the present invention is used for a waveguide type polarization splitter used in a VHF band, a UHF band, a microwave band and a millimeter wave band. Can be.

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Abstract

　電波分岐手段により分岐された水平偏波の一方の電波を伝搬するとともに、その水平偏波の他方の電波を伝搬し、双方の電波を合成して基本モードの電波と高次モードの電波を分けて出力する第１の電波伝搬手段と、電波分岐手段により分岐された垂直偏波の一方の電波を伝搬するとともに、その垂直偏波の他方の電波を伝搬し、双方の電波を合成して基本モードの電波と高次モードの電波を分けて出力する第２の電波伝搬手段とを設ける。

Description

明 細 書 導波管形偏分波器 技術分野
この発明は、 例えば、 V H F帯、 U H F帯、 マイクロ波帯やミ リ波帯 などで用いられる導波管形偏分波器に関するものである。 背景技術
従来の導波管形偏分波器は、 円弧状の切り欠きが左右対称に施されて いる金属薄板が主導導波管の分岐部分に設け,られている。
この金属薄板が設けられていることにより、 入力端子 P 1から入力さ れた水平偏波の電波 Hの基本モードは、 主導導波管の管軸方向に対して 直角かつ対称に分岐されて出力端子 P 3 , P 4から出力される。
一方、 入力端子 P 1から入力された垂直偏波の電波 Vの基本モードは 、 入力端子 P 1 と反対側の出力端子 P 2から出力される （例えば、 特許 文献 1参照） 。
[特許文献 1 ] 特開平 1 1— 3 3 0 8 0 1号公報 （第 4頁から第 6頁 、 図 1 )
従来の導波管形偏分波器は以上のように構成されているので、 主導導 波管の分岐部分に金属薄板が揷入されている。 このため、 主導導波管の 管軸方向が長くなり、 その管軸方向の小形化及び短軸化が困難である課 題があつた。
また、 垂直偏波及び水平偏波の基本モードの遮断周波数付近の周波数 帯域では、 一般的に管内波長の周波数変化が激しく、 主導導波管の分岐 部分におけるィンビ一ダンス不連続の周波数変化も急激であるため、 遮 断周波数付近の周波数帯域における両偏波の反射特性劣化を抑制するこ とが困難である課題もあった。
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、 小形 化及び短軸化を図ることができるとともに、 高性能化を図ることができ る導波管形偏分波器を得ることを目的とする。 発明の開示
この発明に係る導波管形偏分波器は、 電波分岐手段により分岐された 水平偏波の一方の電波を伝搬するとともに、 その水平偏波の他方の電波 を伝搬し、 双方の電波を合成して基本モードの電波と高次モードの電波 を分けて出力する第 1の電波伝搬手段と、 電波分岐手段により分岐され た垂直偏波の一方の電波を伝搬するとともに、 その垂直偏波の他方の電 波を伝搬し、 双方の電波を合成して基本モードの電波と高次モードの電 波を分けて出力する第 2の電波伝搬手段とを設けたものである。 '
このことによって、 小形化及び短軸化を図ることができるとともに、 高性能化を図ることができる効果がある。 図面の簡単な説明
第 1図は、 この発明の実施の形態 1による導波管形偏分波器を示す平 面図である。
第 2図は、 この発明の実施の形態 1による導波管形偏分波器を示す側 面図である。
第 3図は、 水平偏波入力時の基本モードの電界分布を示す分岐部側面 図である。
第 4図は、 高次モード発生時の電界分布を示す分岐部側面図である。 第 5図は、 水平偏波入力時の基本モードの電界分布を示す 4分岐回路 部の斜視図である。
第 6図は、 高次モード発生時の電界分布を示す 4分岐回路部の斜視図 である。
第 7図は、 この発明の実施の形態 2による導波管形偏分波器を示す側 面図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 この発明をより詳細に説明するために、 この発明を実施するた めの最良の形態について、 添付の図面に従って説明する。
実施の'形態 1 .
第 1図はこの発明の実施の形態 1による導波管形偏分波器を示す平面 図であり、 第 2図はこの発明の実施の形態 1による導波管形偏分波器を 示す側面図である。
第 3図は水平偏波入力時の基本モードの電界分布を示す分岐部側面図 、 第 4図は高次モード発生時の電界分布を示す分岐部側面図、 第 5図は 水平偏波入力時の基本モードの電界分布を示す 4分岐回路部の斜視図、 第 6図は高次モード発生時の電界分布を示す 4分岐回路部の斜視図であ る。
図において、 円形主導波管 1は入出力端子 P 1から入力された円偏波 信号 （垂直偏波の電波、 水平偏波の電波） を伝送する。 正方形主導波管 (第 1の正方形主導波管） 2は円形主導波管 1により伝送された円偏波 信号を伝送する。 正方形主導波管 （第 2の正方形主導波管） 3は正方形 主導波管 2の開口径よりも狭く、 正方形主導波管 2により伝送された円 偏波信号のうち、 水平偏波の電波を H方向 （第 1の水平対称方向） に分 岐し、 垂直偏波の電波を V方向 （第 2の水平対称方向） に分岐する。
なお、 第 1図及び第 2図の例では、 正方形主導波管 3の開口径が正方 形主導波管 2の開口径よりも狭く、 かつ、 正方形主導波管 2の開口径が 円形主導波管 1の直径よりも狭いものについて示したが、 正方形主導波 管 3の開口径が正方形主導波管 2の開口径よりも広く、 かつ、 正方形主 導波管 2の開口径が円形主導波管 1の直径よりも広く してもよい。
短絡板 4は正方形主導波管 3の一方の端子を塞ぎ、 四角錘状の金属ブ ロック 5は短絡板 4の上に設置されて垂直偏波の電波及び水平偏波の電 波を分岐する。 なお、 円形主導波管 1、 正方形主導波管 2， 3、 短絡板 4及び四角錘状の金属プロック 5から電波分岐手段が構成されている。 方形分岐導波管 6 a〜6 dは正方形主導波管 3の 4つの管軸に対して 直角に接続されている。 方形導波管多段変成器 7 a〜7 dは方形分岐導 波管 6 a〜 6 dにそれそれ接続され、 かつ、 管軸がその H面において湾 曲し、 かつ、 その開口径が方形分岐導波管 6 a〜6 dから離れるに従つ て小さくなっている変成器である。
方形導波管 4分岐回路 8は方形導波管多段変成器 7 aにより伝送され た水平偏波の電波と方形導波管多段変成器 7 bにより伝送された水平偏 波の電波とを合成し、 その合成信号における基本モードの電波を入出力 端子 P 2に出力し、 高次モードの電波を入出力端子 P 4に出力する。 入 出力端子 P 4は端部が短絡板 9により塞がれ、 損失性の誘電体により構 成されている。
方形導波管 4分岐回路 1 0は方形導波管多段変成器 7 cにより伝送さ れた垂直偏波の電波と方形導波管多段変成器 7 dにより伝送された垂直 偏波の電波とを合成し、 その合成信号における基本モ一ドの電波を入出 力端子 P 3に出力し、 高次モー ドの電波を入出力端子 P 5に出力する。 入出力端子 P 5は端部が短絡板 1 1により塞がれ、 損失性の誘電体によ り構成されている。
なお、 方形分岐導波管 6 a， 6 b、 方形導波管多段変成器 7 a， 7 b 及び方形導波管 4分岐回路 8から第 1の電波伝搬手段が構成され、 方形 分岐導波管 6 c , 6 d、 方形導波管多段変成器 7 c , 7 d及び方形導波 管 4分岐回路 1 0から第 2の電波伝搬手段が構成されている。
次に動作について説明する。
まず、 入出力端子 P 1から水平偏波の電波 Hの基本モード （ T E 0 1 モード） が入力されると、 円形主導波管 1、 正方形主導波管.2， 3が水 平偏波の電波 Hを伝送する。
そして、 水平偏波の電波 Hは、 四角錘状の金属ブロック 5まで到達す ると、 方形分岐導波管 6 aと方形分岐導波管 6 bの方向 （図中、 H方向 ) に分岐される。
即ち、 水平偏波の電波 Hは、 方形分岐導波管 6 c， 6 dの上下の側壁 間隔が使用周波数帯の自由空間波長の半分以下となるように設計されて いるため、 それらの遮断効果により、 方形分岐導波管 6 c , 6 dの方向 (図中、 V方向） には分岐されず、 方形分岐導波管 6 aと方形分岐導波 管 6 bの方向 （図中、 H方向） に分岐される。
また、 第 3図に示すように、 電界の向きが四角錘状の金属ブロック 5 及び短絡板 4に沿って変えられるので、 等価的に反射特性に優れた 2つ の方形導波管 E面マイ夕—ベン ドが対称に置かれた状態の電界分布とな つている。 このため、 水平偏波の電波 Hは、 方形分岐導波管 6 c , 6 d への漏洩を抑えつつ、 方形分岐導波管 6 a， 6 bの方向に効率的に出力 れる。
なお、 円形主導波管 1 と正方形主導波管 2の接続部分、 正方形主導波 管 2、 及び正方形主導波管 2 と正方形主導波管 3の接続部分は、 円形— 方形導波管多段変成器として動作するため、 円形主導波管 1の直径と、 正方形主導波管 2の径及び管軸長とを適当に設計することにより、 多段 変成器の反射特性として、 電波 Hの基本モードの遮断周波数近傍の周波 数帯域では反射損が大きく、 遮断周波数よりある程度高い周波数帯域で は反射損を非常に小さくすることができる。 これは、 上記分岐部分の反 射特性に類似しており、 遮断周波数帯近傍において、 分岐部分からの反 射波と上記円形一方形導波管多段変成器による反射波が打ち消し合う位 置に上記円形一方形導波管多段変成器を設置することにより、 電波 Hの 基本モードの遮断周波数よりある程度高い周波数帯域での良好な反射特 性を損なうことなく、 遮断周波数近傍の周波数帯域における反射特性劣 化を抑制することが可能となる。
更に、 方形導波管多段変成器 7 a , 7 bは管軸が湾曲し、 かつ、 上側 壁面に複数の段差が設けられ、 かつ、 各段差の間隔が導波管中心線につ いて管内波長の約 1 / 4となっているため、 結局、 方形分岐導波管 6 a , 6 bに分離された電波 Hは、 方形導波管 4分岐回路 8により合成され 、 反射特性を損なうことなく、 入出力端子 P 2から効率的に出力される (第 5図を参照） 。
一方、 入出力端子 P 1から垂直偏波の電波 Vの基本モード （ T E 1 0 モード） が入力されると、 円形主導波管 1、 正方形主導波管 2， 3が垂 直偏波の電波 Vを伝送する。
そして、 垂直偏波の電波 Vは、 四角錘状の金属ブロック 5まで到達す ると、 方形分岐導波管 6 c と方形分岐導波管 6 dの方向 （図中、 V方向 ) に分岐される。
即ち、 垂直偏波の電波 Vは、 方形分岐導波管 6 a , 6 bの上下の側壁 間隔が使用周波数帯の自由空間波長の半分以下となるように設計されて いるため、 それらの遮断効果により、 方形分岐導波管 6 a , 6 bの方向 (図中、 H方向） には分岐されず、 方形分岐導波管 6 cと方形分岐導波 管 6 dの方向 （図中、 V方向） に分岐される。
また、 電界の向きが四角錘状の金属プロック 5及び短絡板 4に沿って 変えられるので、 等価的に反射特' 1；生に優れた 2つの方形導波管 E面マイ 夕一ベン ドが対称に置かれた状態の電界分布となっている。 このため、 垂直偏波の電波 Vは、 方形分岐導波管 6 a， 6 bへの漏洩を抑えつつ、 方形分岐導波管 6 c， 6 dの方向に効率的に出力される。
なお、 円形主導波管 1 と正方形主導波管 2の接続部分、 正方形主導波 管 2、 及び正方形主導波管 2 と正方形主導波管 3の接続部分は、 円形一 方形導波管多段変成器として動作するため、 円形主導波管 1の直径と、 正方形主導波管 2の径及び管軸長とを適当に設計することにより、 多段 変成器の反射特性として、 電波 Vの基本モードの遮断周波数近傍の周波 数帯域では反射損が大きく、 遮断周波数よりある程度高い周波数帯域で は反射損を非常に小さくすることができる。 これは、 上記分岐部分の反 射特性に類似しており、 遮断周波数帯近傍において、 分岐部分からの反 射波と上記円形—方形導波管多段変成器による反射波が打ち消し合う位 置に上記円形—方形導波管多段変成器を設置することにより、 電波 Vの 基本モードの遮断周波数よりある程度高い周波数帯域での良好な反射特 性を損なうことなく、 遮断周波数近傍の周波数帯域における反射特性劣 化を抑制することが可能となる。
更に、 方形導波管多段変成器 7 c , 7 dは管軸が湾曲し、 かつ、 下側 壁面に複数の段差が設けられ、 かつ、 各段差の間隔が導波管中心線につ いて管内波長の約 1 / 4となっているため、 結局、 方形分岐導波管 6 c , 6 dに分離された電波 Vは、 方形導波管 4分岐回路 1 0により合成さ れ、 反射特性を損なうことなく、 入出力端子 P 3から効率的に出力され る （第 5図を参照） 。
ここまでは、 入出力端子 P 1から水平偏波及び垂直偏波の電波の基本 モードが入力されるものについて示したが、 例えば、 加工誤差などによ り、 正方形主導波管 2の対称性がくずれ、 不連続部において高次モード ( T E 1 1モード） が発生すると、 第 4図に示すような電界分布となり 、 その結果、 水平偏波の電波 Hの高次モードが方形導波管多段変成器 7 a , 7 b中を伝送され、 垂直偏波の電波 Vの高次モードが方形導波管多 段変成器 7 c， 7 d中を伝送される。
この場合、 第 6図に示すように、 2つの H面ベン ドが組み合わされた ような電界分布となるため、 2つの伝送波は方形導波管 4分岐回路 8， 1 0により合成されて入出力端子 P 4， P 5に出力される。
そして、 入出力端子 P 4 , P 5は、 損失性の誘電体により構成されて いるので、 方形導波管 4分岐回路 8 , 1 0により合成された高次モード の電波は入出力端子 P 4 , P 5により吸収される .
これにより、 加工誤差などにより高次モードが発生しても、 方形導波 管 4分岐回路 8， 1 0で同相の伝送波が全反射することにより引き起こ される閉じ込め共振を防止することができる。
上記の動作原理は、 入出力端子 P 1を入力端子、 入出力端子 P 2 , P 3を出力端子とする場合の記述であるが、 入出力端子 P 2， P 3を入力 端子、 入出力端子 P 1を出力端子とする場合についても同様である。
以上で明らかなように、 この実施の形態 1によれば、 電波分岐手段に より分岐された水平偏波の一方の電波を伝搬するとともに、 その水平偏 波の他方の電波を伝搬し、 双方の電波を合成して基本モ一ドの電波と高 次モードの電波を分けて出力する第 1の電波伝搬手段と、 電波分岐手段 により分岐された垂直偏波の一方の電波を伝搬するとともに、 その垂直 偏波の他方の電波を伝搬し、 双方の電波を合成して基本モードの電波と 高次モードの電波を分けて出力する第 2の電波伝搬手段とを設けるよう に構成したので、 小形化及び短軸化を図ることができるとともに、 高性 能化を図ることができる効果を奏する。
即ち、 正方形主導波管の基本モードの遮断周波数近傍を含む広い周波 数帯域において良好な反射特性及びアイソレーション特性を実現するこ とができる効果を奏する。 また、 正方形主導波管の管軸方向を短くする ことができるため、 小形化を図ることができる効果を奏する。
なお、 金属薄板や金属ポス トを用いない構成となっているため、 加工 難易度を低くでき、 結果的に低コス ト化を図ることができる効果も得ら れる。 実施の形態 2 .
上記実施の形態 1では、 正方形主導波管 2の上に円形主導波管 1が接 続されているものについて示したが、 第 7図に示すように、 正方形主導 波管 2の上に円形主導波管 1が接続されていなくてもよく、 上記実施の 形態 1 と同様の効果を奏することができる。
第 7図の例では、 正方形主導波管 3の開口径が正方形主導波管 2の開 口径よりも狭いものについて示したが、 正方形主導波管 3の開口径が正 方形主導波管 2の開口径よりも広く してもよい。 産業上の利用可能性
以上のように、 この発明に係る導波管形偏分波器は、 V H F帯、 U H F帯、 マイクロ波帯ゃミ リ波帯などで'用いられる導波管形偏分波器に用 いることができる。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 円偏波信号を入力すると、 その円偏波信号における水平偏波の電 波を第 1の水平対称方向に分岐するとともに、 その円偏波信号における 垂直偏波の電波を第 2の水平対称方向に分岐する電波分岐手段と、 上記 電波分岐手段により分岐された水平偏波の一方の電波を伝搬するととも に、 その水平偏波の他方の電波を伝搬し、. 双方の電波を合成して基本モ ードの電波と高次モードの電波を分けて出力する第 1の電波伝搬手段と 、 上記電波分岐手段により分岐された垂直偏波の一方の電波を伝搬する とともに、 その垂直偏波の他方の電波を伝搬し、 双方の電波を合成して 基本モードの電波と高次モードの電波を分けて出力する第 2の電波伝搬 手段とを備えた導波管形偏分波器。
2 . 電波分岐手段は、 入出力端子から入力された円偏波信号を伝送す る円形主導波管と、 上記円形主導波管により伝送された円偏波信号を伝 送する第 1の正方形主導波管と、 上記第 1の正方形主導波管と異なる開 口径を有し、 上記第 1の正方形主導波管により伝送された円偏波信号の うち、 水平偏波の電波を第 1の水平対称方向に分岐し、 垂直偏波の電波 を第 2の水平対称方向に分岐する第 2の正方形主導波管とから構成され ていることを特徴とする請求の範囲第 1項記載の導波管形偏分波器。
3 . 電波分岐手段は、 入出力端子から入力された円偏波信号を伝送す る第 1の正方形主導波管と、 上記第 1の正方形主導波管と異なる開口径 を有し、 上記第 1の正方形主導波管により伝送された円偏波信号のうち 、 水平偏波の電波を第 1の水平対称方^に分岐し、 垂直偏波の電波を第 2の水平対称方向に分岐する第 2の正方形主導波管とから構成されてい ることを特徴とする請求の範囲第 1項記載の導波管形偏分波器。
4 . 第 2の正方形主導波管は、 第 1の正方形主導波管の接続側と反対 側の端部が短絡板により塞がれ、 その短絡板には四角錘状の金属プロッ クが載置されていることを特徴とする請求の範囲第 2項記載の導波管形 偏分波器。
5 . 第 2の正方形主導波管は、 第 1の正方形主導波管の接続側と反対 側の端部が短絡板により塞がれ、 その短絡板には四角錘状の金属プロッ クが載置されていることを特徴とする請求の範囲第 3項記載の導波管形 偏分波器。
6 . 第 1及び第 2の電波伝搬手段が高次モ一ドの電波を出力する端子 を短絡板で塞ぐとともに、 その端子を損失性の誘電体で構成することを 特徴とする請求の範囲第 1項記載の導波管形偏分波器。
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