WO2002103905A1

WO2002103905A1 - Capteur de proximite du type a oscillations haute frequence

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Publication number: WO2002103905A1
Application number: PCT/JP2002/006017
Authority: WO
Inventors: Takumi Hayashi; Shinichi Kawai; Hiroshi Hatanaka
Original assignee: Yamatake Corporation
Priority date: 2001-06-18
Filing date: 2002-06-17
Publication date: 2002-12-27
Also published as: US7030626B2; US20040150412A1; CN1516925A; CN1309168C

Description

明細書

高周波発振型近接センサ技術分野

5 本発明は、高周波発振回路の一部を構成する検出用コイルと被検出体との間の電磁誘導作用による前記高周波発振回路の発振出力電圧（振幅）の変化を利用して前記被検出体の近接を検出する高周波発振型近接センサに係る。

特に本発明は、前記検出用コイルとして、一端を共通接続して蹉り合わせた実質的に 2本のコイル導体からなり、その一方を共振回路用コイルとすると共 I D に、他方を内部抵抗補償用コイルとした 2糸コイルを用い、その内部抵抗成分 (いわゆる銅抵抗成分）を仮想的（等価的）短絡することによって検出感度の向上を図った高周波発振型近接センサに関する。背景技術

15 被検出体の有無（接近）を非接触で検出する近接センサの一種に、高周波発振型近接センサがある。この種の高周波発振型近接センサは、例えば第 1 1図にその概略構成を示すように発振回路 2の一部に検出用コイル 1を備えて構成される。そして上記検出用コイル 1の近傍に導電性の被検出体 S (例えば金属）が存在するとき、上記検出用コイル 1の Qが変化することを利用して、上

20 記被検出体 Sの存在または近接を検出するように構成される。

具体的には検出用コイル 1の近傍に被検出体 Sが存在すると、検出用コイル 1と被検出体 Sとの電磁誘導作用により前記検出用コイル 1の抵抗成分 Rゃ自己インダクタンス成分 Lが変化し、この変化に伴って発振回路 2の発振振幅や発振周波数が変化する。高周波発振型近接センサは、例えば上述した発振回路

25 2の発振振幅を検波回路 3にて検出し、この波回路 3の検出出力（前記高周波発振回路 2の発振振幅）に応じて被検出体 Sの存在または近接を検出する。そして出力回路 4の作動を制御し、例えばトランジスタ 5を介してモニタ側の負荷を選択的に駆動したり、或いは L E D (発光ダイオード） 6を点灯駆動する等して、被検出体 Sの存在または近接を通知（表示）するように構成される。尚、図中 7は、発振回路 2や検波回路 3等に駆動電圧を供給する定電圧回路である。

ところでこの種の高周波発振型近接センサには、その検出特性が安定であることのみならず、その検出距離を十分に長く設定し得ること等が要求される。このような要求を満たすには、基本的には検出用コイル 1が持つ内部抵抗、いわゆる銅抵抗 Rcuの温度依存性をなくせば良い。そこで、例えば米国特許第 4 , 5 0 9 , 0 2 3号明細書や米国特許第 4， 9 4 2 , 3 7 2号明細書には、検出用コイル 1の両端に上記銅抵抗 Rcuに比例する電圧を加えることで、その温度補償を行う技術が提唱されている。

この手法は、具体的には第 1 2図にその概略構成を示すように、 2本のコィル導体の一端を共通接続して蹉り合わせた 2糸コィルを検出用コイル 1として用い、この 2糸コイルの一方のコイル導体に共振用コンデンサ C 1を接続して共振回路用コイル L 1とすると共に、他方のコイル導体を内部抵抗補償用コィル（銅抵抗補償用コイル） L 2として用いる。そして増幅器 8にて前記 2糸コィル（検出用コイル） 1に駆動電圧 Vaを印加して上記コイル L 1とコンデンサ C 1とからなる共振回路を発振駆動すると共に、上記増幅器 8の出力をコンデンサ C 2を介して 9 0 ° 位相を回転して前記銅抵抗補償用コイル L 2に帰還するように構成される。

しかしながらこのような回路構成の場合、増幅器 8が備える抵抗 R, Pゃ電圧帰還用のコンデンサ C 2の容量を調整して、共振回路における自己発振点の温度特性を補償し得る条件を見出すことが必要である。しかも被検出体 Sの検出距離に応じて上記自己発振点の最適化を図ることが必要である。これ故、回路定数の最適化が相当困難である。特に検出用コイル 1の銅抵抗 Rcuの温度依存性を打ち消すには、検出用コイル 1に生起される発振振幅の角周波数 ωの 2 乗（ω ²) に反比例する振幅の電圧を生成し、この電圧を前記銅抵抗補償用コィル L 2に帰還することが必要となる。この為、銅抵抗 Rcuの温度依存性を確実に打ち消す上での回路設計が難しく、高周波発振型近接センサの動作特性の安定化を図ることが困難であった。

一方、従来の一般的な近接センサ（近接スィッチ）においては、被検出体 S が所定の距離まで近付いたとき、例えば前記発振回路 2の発振が停止するようにその動作点が設定される。このような動作特性を有する発振回路 2は、通常、硬発振回路と称さる。これに対して被検出体 Sの近接距離に応じた複数点においてその検出を行う場合には、例えば被検出体 Sとの距離に応じて発振振幅が変化する動作特性を備えた、いわゆる軟発振回路を構築することが必要となる。ちなみに高周波発振回路 2の軟発振とは、検出用コイル 1の Qの変化に応じてその発振振幅が変化する発振形態を示す。検出用コイル 1の Qは、被検出体 Sの有無によつて変化する検出用コイル 1の内部抵抗 Rに大きく依存する。この検出用コイルの Qは、検出用コイル 1の自己インダクタンスを L、この検出コイル 1と共振用コンデンサ C 1とにより形成される L C共振回路の共振角周波数を ωとしたとき、近似的に [Q == c L /R] として与えられる。そして被検出体 Sの有無による検出用コイルの Qの変化の大きさは、検出用コイル 1の近傍に被検出体 Sが存在するときの Qの値 [Q in] と、被検出体 Sが存在しないときの Qの値 [Qout] との比 [Q比 = Q in/Qout] として捉えることがでさる。

しかし前述した動作特性の安定化を図ると共に、その検出距離を伸ばすと言う要求を満たしながら軟発振回路を構築する場合には、例えば前述した帰還回路によって検出用コイルの銅抵抗 Rcuの温度依存性を打ち消しながら、検出コィルの Qの変化に応じて高周波発振回路の発振振幅を変化させることが必要であり、その構成が相当大掛かりなものとなる等の問題がある。発明の開示

本発明は、検出用コイルが持つ銅抵抗 R cuを仮想的（等価的）に短絡することで、その検出感度の向上を図った簡易な構成の高周波発振型近接センサを提供することを目的とする。特に検出要コイルの Qおよび Q比を改善することで検出感度の向上を図り、更には銅抵抗成分に起因する発振回路の温度依存特性を除去して動作特性の安定化を図った簡易な構成の高周波発振型近接センサを提供することにある。

また本発明の別の目的は、上記検出用コイルを備えた高周波発振回路の軟発振回路化を図ることのできる簡易な構成の高周波発振型近接センサを提供することにある。

上述した目的を達成するべく本発明に係る高周波発振型近接センサは、一端を共通接続して緩り合わせた実質的に 2本のコィル導体からなり、その一方を共振回路用コイルとすると共に、他方を銅抵抗補償用コイルとした 2糸コイルを検出用コイルとして用いたものであって、この 2糸コイルの共通接続した一端に駆動電流を供給する発振駆動回路と、前記 2糸コイルの一端に生起される発振出力電圧を取り出すバッファと、このバッファにより取り出された前記発振出力電圧の位相を所定角度回転させて前記銅抵抗補償用コイルに帰還して前記 2糸コイルの銅抵抗成分 R cuを打ち消す移相回路とを備えたことを特徴としている。

好ましくは前記移相回路は、該移相回路と直列に、前記バッファにより取り出された発振出力電圧の前記銅抵抗補償用コイルへの帰還量を規定する抵抗を備えたものとして構成される。更に前記移相回路は、前記バッファにより取り出された発振出力電圧に対する位相回転角を調整する回転位相角調整手段を備えたものとして構成される。

また本発明に係る高周波発振型近接センサは、一端を共通接続して蹉り合わせた実質的に 2本のコイル導体からなり、その一方を共振回路用コイルとし、他方を銅抵抗補償用コイルとした 2糸コイルを検出用コイルとして用いたものであって、この 2糸コイルの共通接続した一端に駆動電流を供給する発振駆動回路と、前記共振回路用コイルの一端からその他端に流れる電流と大きさが等しい電流を前記共振回路用コィルの他端から前記銅抵抗補償用コィルの他端に向けて流すことで前記共振回路用コイルの銅抵抗成分 Rcuを仮想的に短絡する補償手段とを備えたことを特徴としている。

ちなみに前記補償手段は、前記銅抵抗補償用コイルの他端に生じる電圧を反転増幅して前記共振回路用コイルの他端に負帰還する反転増幅器からなる。好ましくはこの反転増幅器は、その増幅利得を等価的に無限大とした演算増幅器からなる。そしてこの補償手段（反転増幅器）による前記共振回路用コイルの銅抵抗成分の仮想的短絡は、前記 2糸コイルが等価的に、その自己インダクタンス成分と交流抵抗成分とからなる直列回路の一端に、前記共振回路用コイルの銅抵抗成分および前記銅抵抗補償用コイルの銅抵抗成分をそれぞれ共通に直列接続した等価回路として示されるとき、その共通接続点を仮想接地することで実現される。

また本発明に係る高周波発振型近接センサは、前記 2糸コイルの共通接続した一端に駆動電圧を印加する発振駆動回路を、前記 2糸コイルの Qの変化に応じて上記共通接続した一端に生起される発振振幅を変化させる非線形増幅器として実現される。

好ましくは前記非線形増幅器は、その入力電圧に応じて増幅利得を多段階に変化させることでその出力電圧を非線形に変化させ、これによつて前記 2糸コィルに生起される発振電圧の振幅を多段階に変化させて、該非線形増幅器と前記 2糸コイルとがなす高周波発振回路に軟発振特性を付与するものとして機能する。図面の簡単な説明

第 1図は、本発明の第 1の実施形態に係る高周波発振型近接センサの要部概略構成図。

第 2 A図は、第 1図に示す 2糸コイルの等価回路を示す図。

第 2 B図は、第 1図に示す 2糸コイルの銅抵抗を分離した等価回路を示す図。第 3 A図は、移相回路を介する帰還作用による 2糸コイルの銅抵抗 Rcuの打ち消し作用を説明する為の等価回路。

第 3 B図は、コンデンサを介する帰還作用による 2糸コイルの銅抵抗 Rcuの打ち消し作用を説明する為の等価回路。

第 4図は、本発明の第 2の実施形態に係る高周波発振型近接センサの要部概略構成図。

第 5図は、第 4図に示す発振回路の等価回路を示す図。

第 6図は、第 4図に示す発振回路における検出コイルに生起される電圧と電流の関係を示す図。

第 7図は、検出コイルの内部抵抗の測定結果を示す図。

第 8図は、本発明の第 3の実施形態に係る高周波発振型近接センサの要部概略構成図。

第 9図は、第 8図に示す高周波発振型近接センサに組み込まれる非線形増幅器の構成例を示す図。

第 1 0図は、第 9図に示す非線形増幅器の入出力特性を示す図。

第 1 1図は、高周波発振型近接センサの一般的な概略構成を示すブロック図。第 1 2図は、検出コイルの銅抵抗補償回路の従来例を示す図。発明を実施するための最良の形態

以下、図面を参照して本発明の実施形態に係る高周波発振型近接センサについて、特に検出用コイルが持つ銅抵抗の補償手段を主体として説明する。〈第 1の実施形態〉

第 1図は、この実施形態に係る高周波発振型近接センサの要部概略構成図であり、 1 1は高周波発振回路の一部を構成する検出用コイルである。この検出用コイル 1 1は、例えば一端を共通に接続した 2本の高周波リッツ線（コイル導体） L 1 , L 2を互いに繕り合わせて樹脂製のポビン（図示せず）に巻装した 2糸コイルからなる。尚、ポビンには、例えばフェライトコア（図示せず）が揷入される。この 2糸コイルの一方のコイル L 1は、該コイル L 1に並列に接続されたコンデンサ C 1との間で L C並列共振器を形成する共振回路用コィルとして用いられる。また他方のコイル L 2は銅抵抗補償用コイルとして用いられる。尚、 2糸コイルは、一般的には一端を共通に接続して蹉り合わせた複数本の高周波リッツ線（コイル導体）を、実質的に 2本（2糸）のコイルとなるように、その他端を分けたものであれば良い。

このような 2糸コイルからなる検出用コイル 1 1を用いた高周波発振回路は、コンデンサ C 1を並列接続した共振回路用コイル L 1の他端 Bを接地すると共に、銅抵抗補償用コイル L 2との共通接続端 Aを増幅器 1 2に接続し、この増幅器 1 2から駆動電流を供給することで発振駆動される。この増幅器 1 2は、基本的には前記検出用コイル 1 1の発振駆動に伴って該検出用コイル 1 1の共通接続端 Aに生起される電圧を入力して増幅し、その増幅出力電圧を電流変換して前記検出用コイル 1 1の共通接続端 Aに加える（出力する）ことで、検出用コイル 1 1を自励発振させる。即ち、増幅器 1 2は、その入力電圧に応じて電流を吐き出すと言う負性抵抗のような働きを呈して、検出用コイル 1 1を発振駆動する。

さて前記検出用コイル 1 1の一端である 2糸コイルの共通接続端 Aには、該検出用コイル 1 1に生起された発振電圧を検出するバッファ 1 3が接続される。そしてこのバッファ 1 3を介して検出される発振電圧（出力）を、移相回路 1 5から利得調整用抵抗 1 6を介して前記検出用コイル 1 1における銅抵抗補償用コイル L 2の他端 Cに加えるように構成される。この移相回路 1 5は、例えば演算増幅器 1 5 aを主体として構成され、その反転入力端（一）と非反転入力端（+) とにそれぞれ与えられる前記バッファ 1 3からの出力電圧（発振電圧）に位相差を与えることで、該出力電圧の位相を所定角度だけ回転させる (移相する）役割を担う。ちなみにこの移相角は、演算増幅器 1 5 aの非反転入力端に接続された抵抗 Rcontとコンデンサ C contとの回路定数により決定され、例えば抵抗 Rcontの値を可変することで調整される。そしてこの移相回路 1 5により所定の位相回転が与えられた発振電圧は、利得調整用抵抗 1 6を介してその帰還量が調整されて銅抵抗補償用コイル L 2の他端 Cに加えられる。このようにして銅抵抗補償用コイル L 2の他端 Cに加えられる電圧により前記検出用コイル 1 3の銅抵抗が補償される。

ここで 2糸コイルからなる検出用コイル 1 1の性質について考察してみると、この検出用コイル 1 1は、等価的には、例えば第 2 A図に示すようにその自己インダクタンス L (L 1 , L 2 ) と、銅損に依存するオーム性の抵抗（銅抵抗） Rcu l，Rcu 2、交流抵抗成分としての誘導性抵抗 R i、および被検出体 S に起因する渦電流損 R tに分けて考えることができる。但し、上記渦電流損 R t も交流抵抗成分の一部ではあるが、検出対象という特別な意味があるので、便宜上、コイル自体の誘導性抵抗 R iから分けておく。また誘導性抵抗（交流抵抗） R iは、前述したフェライトコアやこのコアを収納した金属ケースに生ずるヒステリシス損、渦電流損、残留損、更には充填材に生ずる誘電体損、およびコイル自身の線材間に生ずる近接効果損などの要因によって生起される損失を抵抗成分として表したものである。

ところで発明者らは上述した 2糸コイルを評価 '解析したところ、 2糸コィル L 1， L 2間の結合が十分に強い場合、検出用コイル 1 1に含まれる銅抵抗 Rcu l，Rcu 2を、第 2 B図に示すように交流抵抗成分 R iおよび渦電流損成分 R tから分離した等価回路として捉えられることを見出した。換雷すれば検出用コイル 11における一方のコイル L 1を前述したように共振回路用コイルとし、他方のコイル L 2を銅抵抗補償用コイルとして用いるものとすると、第 2 B図に示すように検出用コイル 11に含まれる銅抵抗 Rcul,Rcu2を、前述した誘導性抵抗 R iおよび渦電流損 R ίからそれぞれ分離したものとして捉えることができる。

ここで前記各コイル L 1， L 2が、例えば同じ線径の複数の高周波リッッ線導線を蹉り合わせたものとして実現される場合、コイル L 1とコイル L 2との蹉り数が [η： m] なる関係を有する場合には、これらの各コイル L 1，コィル L 2の銅抵抗 Rcul， Rcu2は、その緩り数 n， mの逆数 1 Zn, lZmにそれぞれ比例する。従って各コイル L 1,コイル L2の銅抵抗 Rcul，Rcu2の間には

Rcul = (m/n) -Rcu2

なる関係が成立する。特にコイル L 1, L 2の緩り数が等しい場合には、 [R cul =Rcu2] という関係が成り立つ。 .

そこで今、 2糸コイル L 1,L2の共通接続点 Aと共振回路用コイル L 1の端子 Bと間に、その共振によって角周波数 ωの交流電圧が生起されている状態を考える。また銅抵抗補償用コイル L 2の端子 Cを無視するものとする。すると第 2 Β図に示す等価回路において銅抵抗 Rcul， Rcu2を分離した点 Dには、インダクタンス L I (=L 2) を介して位相が— 90° 回転し、そのインピーダンス [ oL + Ri + Rt] と銅抵抗 Rculとにより抵抗分割された電圧振幅が現れることになる。従ってこの D点に現れる電圧振幅と同じで、且つその位相が A点から見て +90° 回転した電圧を、前記銅抵抗補償用コイル L 2の端子 Cを経由して上記 D点に与えるようにすれば、これによつて D点に生じる電圧振幅を相殺し、銅抵抗 Rculに生じる電圧を零 [0V]とすることが可能となる。すると端子 A-B間から共振回路用コイル L 1を見たとき、点 Dの電圧が零 [0 V]であるので、検出用コイル 1が内在する銅抵抗 Rcu 1が実質的に見えなくなり、見掛け上、銅抵抗 Rcu lを 0 Ωにすることができる。即ち、上記点 Dを等価的に接地し、銅抵抗 Rcu lを仮想的に短絡することで、該銅抵抗 Rcu lが発振回路に及ぼす影響を効果的に打ち消すことが可能となる。

前述したバッファ 1 3および移相回路 1 5は、このような電圧を銅抵抗補償用コイル L 2の端子 Cを介して D点に印加することで、上述したように検出用コイル 1 1に含まれる銅抵抗 Rcu lを等価的に打ち消す（消去する）役割を担う。この結果、検出用コイル 1 1の Qが大幅に改善され、また銅抵抗 Rcu lに起因する温度依存性を除去することが可能となる。そして検出用コイル 1 1に生起される発振動作の安定化を図り、ひいては近接センサとしての動作の安定化を図っている。更には近接センサによる物体検出距離を伸ばすことが可能となる。

またこのようにして検出用コイル 1 1に含まれる銅抵抗 Rcu lを打ち消した場合には、この検出用コイル 1 1に上述したバッファ 1 3および移相回路 1 5 を加えたもの全体を、その銅抵抗 Rcu lを打ち消した 1つの検出用コイルとして、即ち、銅抵抗消去回路付きのコイルとして捉えることができる。従って検出用コイル 1 1を発振駆動する増幅器を設計するに際しては、銅抵抗 Rcu lが存在しないコイルを対象としてその回路定数を決定すれば良いので、その設計が容易であり、回路構成の簡素化を図ることも容易となる。

ここで前述したように検出用コイル 1 1の銅抵抗 Rcu 1を打ち消す場合におけるバッファ 1 3の役割について考察してみる。この場合には第 3 A図にその等価回路を示すように、検出用コイル 1 1のインダクタンス Lには発振により生起された電圧 Vを受けて、その共通接続点 Aから電流 i lが供給される。また端子 Cからは移相回路 1 5から利得調整用の抵抗（Ro) 1 6を介して電流 i 2が供給されることになる。そしてこれらの電流 i l， i 2は、銅抵抗 Rcu l , Rcu 2を分離した点 Dにおいて合成されて銅抵抗 Rcu lに流れ込む。従って検出用コイル 1に生起される電圧 Vは、 V = i 1' j L + ( i 1+ i 2) 'Rcul -(1) として表すことができる。またバッファ 13から銅抵抗補償用コイル L 2の端子 Cに帰還すべき電圧 gVは、

gV = ( i 1+ i 2) - Rcul + i 2· (Rcu2 +Ro) -(2)

として表すことができる。伹し、上記 gは帰還回路の利得である。そして銅抵抗 Rculを打ち消すことは、該銅抵抗 Rculに流れる電流（i 1+ i 2)を零（0) とすることを意味する。従って前述した利得調整用の抵抗 16の値 Roが銅抵抗 Rcu2よりも十分に大きいとすると（Rcu2くく Ro) 、上記式（1), (2)から近似的に上記利得 gを

g = — j · (Ro/ω L

として設定すれば良いことが分かる。

これに対して、仮に前述した移相回路 15に代えてバッファ 13からの出力電圧を、前述した第 12図に示す従来例のように、単にコンデンサ C2を用いて位相回転して検出用コイル 11に帰還するものとすると、第 3 B図にその等価回路を示すように該バッファ 13から帰還すべき電圧 gVは、

gV = ( i 1+ i 2) -Rcul + i 2-(Rcu2 + 1 / j ωθ ·'·(3) となる。そしてコンデンサ C 2のインピーダンス（lZj c C) が銅抵抗 Rcu 2よりも十分に大きいとすると (Rcu2«l/ j ωθ 、バッファ 13に求められる利得は近似的に

g = 1 / ω ² L C

となる。

このことは、バッファ 13の出力電圧を単にコンデンサ C 2を用いて位相回転させて検出用コイル 11に帰還しょうとした場合、銅抵抗 Rculの補償に必要される電圧振幅は、発振角周波数 ωの 2乗（ω²) に反比例することを意味する。これに対して前述したように移相回路 15を用いてバッファ 13の出力電圧の位相を回転させる場合には、その補償に必要される電圧振幅が発振角周波数 ωに反比例しているだけで良い。従って移相回路 1 5を用いて検出用コィル 1に帰還する振幅電圧の位相を回転させて銅抵抗 Rcu 1を打ち消すようにすれば、発振角周波数 ωの 1次に反比例するようなゲインを設定するだけで良い。故にコンデンサ C 2を用いて位相回転する場合よりも、その回路設計の容易化

5 を図ることができ、また銅抵抗補償の安定性を高めることが可能となる。更にはその周波数依存性を小さくすることができる等の効果が奏せられる。

また上述した如くして移相回路 1 5を用いる場合には、例えば利得調整用抵抗（Ro) 1 6や移相量調整用の抵抗（Rcons t) 等にサーミスタ等の感温抵抗体を外付け部品として付加すれば、これによつてその移相特性を容易に微調整

10 することができる。従って銅抵抗 Rcuの温度依存性を含めて該銅抵抗 Rcuを効果的に打ち消すことが可能となる。

〈第 2の実施形態〉

第 4図はこの実施形態に係る高周波発振型近接センサの要部概略構成図を示している。この高周波発振型近接センサは、前述した 2糸コイルからなる検出 i s 用コイル 1 1の共通接続端 Aに増幅器 1 2から駆動電流を供給して発振駆動すると共に、銅抵抗補償用コイル L 2の端子 Cに生じる電圧を、反転増幅器 1 8 を介して共振回路用コイル L 1の端子 Bに帰還することで、検出用コイル 1 1 の銅抵抗 Rcu 1を補償するように構成される。

即ち、反転増幅器 1 8は、例えば非反転入力端子（+) を接地し、反転入力 20 端子（―）に入力電圧を受けて反転動作する演算増幅器（オペアンプ）からなる。そして 2糸コイルの銅抵抗補償用コイル L 2の他端 Cは、上記演算増幅器 (反転増幅器 1 8 ) の反転入力端に接続され、この演算増幅器（反転増幅器 1 8 ) の出力端に前記共振回路用コイル L 1の他端 Bが接続される。

このように構成された発振回路は、前述した第 2 B図に示した検出用コイル 25 1 1の等価回路を用いることで、第 5図に示すように描き直すことができる。

具体的には、検出用コイル 1 1における銅抵抗補償用コイル L 2の銅抵抗 Rcu 2は反転増幅器 18の反転入力端子 (-) に接続されることになる。またこの反転増幅器 18の入力インピーダンスは前述したように十分に大きいので上記反転入力端子（一）に電流が流れ込むことがない。これ故、銅抵抗補償用コィル L 2の銅抵抗 Rcu 2には電圧降下が生じることがなく、 C点の電位 V_cと D 点の電位 V_Dは常に等しくなる。この結果、銅抵抗補償用コイル L 2の銅抵抗 Rcu2の値は、検出用コイル 1 1にとつて無関係となる。

また反転増幅器 18の非反転入力端子（+ ) が接地されているので、この反転増幅器 18は上記接地電位（0V) を基準として、前記 D点の電位 V_Dが正

[V_D>0] の場合には、反転増幅器 18の出力は負（一）の電圧となる。逆に D点の電位 V_Dが負 [V_D<0] の場合には、反転増幅器 18の出力は正 (+ ) の電圧となる。

そして反転増幅器 18は、その反転入力端子（一）と非反転入力端子 (+ ) の電位が常に等しく（V_C = V_D) なるよう帰還ループを形成しているので、' C 点の電位が反転増幅器 18の非反転入力端子（+ ) の電位となるように、つまり接地電位 [0V] となるよう動作する。この結果、前述したように C点の電位 V_cと D点の電位 V_Dとは常に等しくなり、 [V_D=0V] となるように制御されるので、 D点が仮想的に接地されることになる。

かくして上述した構成の発振回路によれば、検出用コイル 1 1とコンデンサ C 1とからなる並列共振回路から上記検出用コイル 1 1の銅抵抗 Rculを仮想的に短絡することができる。そしてその共振回路は、第 5図に示すように共振回路用コイル L 1のインダクタンスし、交流抵抗成分 Ri、被検出体における渦電流損 Rtおよびコンデンサ C 1により形成されることになる。この結果、検出用コイル 1 1の銅抵抗 Rculには上記共振回路の電流が流れなくなる。より詳しくは検出用コイル 1 1のリアクタンス c L 1に対して、共振回路用コイル L 1の交流抵抗成分 Riおよび渦電流損 Rtは十分に小さい。この為、検出用コイル 1 1のインダクタンス Lによって生起された A点の電位を V_Aとすると、共振回路用コイル L Iに流れる電流 i lは、第 6図に示すように上記電圧 V_Aに対して位相が 90° 遅れた電流となる。そしてこの電流 i 1によって、共振回路用コイル L 1の銅損に依存するオーム性の抵抗 Rculには [Rcul- i 1] の電圧降下が生じる。

一方、反転増幅器 18の出力電圧 Voutは、前述したように常に D点の電位 V_Dが零 [0] となるように出力される。従って

Vout— V_D = Vout = -Rcul · i 1 = Rcu2 · i 2

なる関係が成立し、電流 i 1と電流 i 2とは第 6図に示すように

i 1 = - i 2

なる関係となる。つまり反転増幅器 18から、共振回路用コイル L 1の銅抵抗 Rculに流れる電流 i 1と大きさが等しく、しかも逆位相の電流 i 2を出力することで D点を等価的に接地し、銅抵抗 Rculを仮想的に短絡することになる。この結果、 D点の電位 V_Dを零 [0] として仮想的に接地し、共振回路用コィル L 1の銅抵抗 Rcu 1の影響を取り去ることが可能となる。

また上述したように D点を仮想接地することによって共振回路用コイル L 1 の銅抵抗 Rculに流れる電流を零 [0] にしているので、端子 A-B間から共振回路用コイル L 1を見たとき、 D点の電位が零 [0V] であるので、検出用コイル 1に内在する銅抵抗 Rculが実質的に見えなくなり、銅抵抗 Rculを 0 Ωと見なすことができる。

このように上述した構成の発振回路によれば、検出用コイル 1に含まれる銅抵抗 Rculを仮想的に短絡することができるので、先の実施形態と同様に検出用コイル 1の Q比を大幅に改善することができる。更には銅抵抗 R cu 1に起因する温度依存性を除去してその発振動作の安定化を図り、ひいては近接センサとしての動作の安定化を図ることが可能となる。更には近接センサの検出距離を伸ばすことが可能となると共に、検出精度の高い近接センサを構成することが可能となる。尚、上述した発振回路では、反転増幅器 1 8を介して D点の電位が 0 Vになるように維持している。この反転増幅器 1 8から出力される電流は、共振回路用コイル L 1のオーム性の抵抗 Rculに流れる電流と大きさと周波数が等しく、その位相だけが 1 8 0 ° 異なる逆相の電流である。この為、共振回路の共振周波数が変動し、これによつて該共振回路用コイル L 1のオーム性抵抗 Rculに流れる電流の周波数が変化しても、その変化した周波数と同一周波数の逆相電流が反転増幅器 1 8から共振回路用コイル L 1の銅抵抗 Rculに出力される。従って周波数変動に起因する仮想接地の変動を防止することができ、銅抵抗 R culを確実に短絡することが可能となる。従って周波数変動による回路定数の変動を補償する回路が不要である。特に共振回路用コイル L 1は銅抵抗 Rcul が存在しない検出コイルとして回路定数を決定すればよいので、その設計が容易であり、回路構成の簡素化を図ることも容易である。

更には反転増幅器 1 8によって、 D点が常に 0 Vとなるように仮想接地されるので、個々の部品の特性のばらつきに影響されることなく共振回路用コイル L 1の銅抵抗 Rcu lの影響を効果的に排除することができる。

上述した発振回路におけるコイルの銅抵抗補償効果を検証するべく、発明者らは高周波発振型近接センサに用いる検出コイルの、各種条件下における抵抗成分の測定を行った。具体的には検出コイルの周囲温度を常温（2 5 °C) 、低温（一 2 5 °C) 、高温（7 0 °C) に設定し、発振周波数を 2 0 0 k H zとしてその抵抗値を測定した。

第 7図は上記各温度条件におけるコイルの抵抗成分を、線材状態のとき、ポビンに巻回したとき、ポビンにコアを挿入したとき、更に金属ケースに収納したとき、および検出コイルに被検出体 Sを 7 mmまで近付けたときにおいてそれぞれ測定し、その測定結果をグラフ化したものである。尚、このグラフにおいては、検出用コイル 1の銅抵抗 Rcu、交流抵抗成分 R i、検出体中の渦電流損 R tをそれぞれ積み上げて表している。この実験結果を検討すると、コイルを形成する線材自体が持っている銅抵抗 Rci^—2 5 °C〜7 0 °Cの温度範囲において、約 0 . 8 7 Ω〜約 1 . 2 3 Ωであつた。この線材を用いて検出コイルを形成し、更に金属ケースに収納したときの抵抗値は、検出コイルに生じる交流抵抗成分 R iが加わったことにより、一 2 5 °C〜7 0 °Cの温度範囲において約 1 . 8 Ω〜約 2 . 2 7 Ωとなった。そして被検出体 Sが検出コイルに近接した状態（7 mm) となると、被検出体内部で渦電流損が生じるので、更にコイルに渦電流損 R tが加わることが明らかとなつた。

このグラフに示されるように検出コイルの抵抗分のうち銅抵抗 Rcuの割合が大きく、温度変化によってコイル特性に大きな影響を与えることが示される。ちなみにこの測定に用いたコイルにおいて、前述した銅抵抗補償回路を用いない場合の Q比は、

Q比 = (Rcu+ R i) / (Rcu+ R i + R t) = 9 1 [%]

である。一方、本発明による銅抵抗補償回路を用いた場合の Q比は、

Q比 = R i/ (R i + R t) = 8 0 [%]

であった。つまりこの測定に用いたコイルに、前述した本発明の銅抵抗補償回路を適用すれば、その Q比を 1 1 %程度改善できると言う結果が得られた。これは仮想接地点を設けることによって銅損抵抗成分を仮想的に短絡した効果が顕著に現れたものといえる。

〈第 3の実施形態〉

ところで被検出体 Sの近接距離に応じた複数点においてその検出を行う高周波発振型近接センサを実現する場合には、例えば被検出体 Sとの距離に応じて発振振幅が変化する動作特性を備えた、いわゆる軟発振回路を構築することが必要となる。このような軟発振回路を実現する場合には、基本的には検出用コィル 1 1を発振駆動する増幅器 1 2として、例えば図 8に示すように非線形増幅器 2 1を用いるようにすれば良い。尚、第 1図に示した発振回路の増幅器 12、或いは第 4図に示した発振回路の増幅器 12として非線形増幅器 21を用いることも勿論可能である。

この非線形増幅器 21は、検出用コイル 11の Qの変化に応じて該検出用コィル 11に生起される発振振幅を変化させる役割を担う。この非線形増幅器 2 1は、例えば第 9図にその概略構成を示すように、第 1の基準電圧 V aによりバイアスされた第 1の増幅器 21 a、第 2の基準電圧 Vb (=— Va) によりバイアスされた第 2の増幅器 21 b、および所定の増幅利得（ゲイン Go) を有する第 3の増幅器 21 cを並列に設け、これらの各増幅器 21 a, 21 b, 2 1 cの各増幅出力を出力増幅器 21 dにて加算して出力するように構成される。尚、第 1の増幅器 21 aのバイアス電圧 Vinlは、

Vinl = [1+R11/ (R12 + R13) ] Va

として与えられる。また第 1の増幅器 21 aは、その入出力端間に並列接続されたダイオード D11と、その出力端に直列に介挿されたダイオード D12とを備えており、上記バイァス電圧 Vinlを境として抵抗 R 12が形成する帰還ループを選択的にバイパスすることで入力電圧 Vinに対する増幅利得を変えている。この結果、第 1の増幅器 21 aは入力電圧 Vinが上記バイアス電圧 Vinlよりも小さいときには [Vin≤Vinl〕、

V01 = -Vin (R12/ 11) + (1 +R12/R11) Va

なる出力電圧 V01を得る。また入力電圧 Vinが上記バイァス電圧 Vinlを越えたときには [Vin>Vinl] 、

V01 = [R13/ (R12 + R13) ] Va

なる一定の出力電圧 V01を得るものとなっている。

また第 2の増幅器 21 bのバイアス電圧 Vin2は、

Vin2 = [1 +R21/ (R22+R23) ] Vb

として与えられる。そしてこの第 2の増幅器 21 bも、その入出力端間に並列接続されたダイオード D21と、その出力端に直列に介挿されたダイオード D22 とを備えており、上記バイアス電圧 Vin2を境として抵抗 R22が形成する帰還ループを選択的にバイパスすることで入力電圧 Vinに対する増幅利得を変えている。この結果、第 2の増幅器 21 aは入力電圧 Vinが上記バイアス電圧 V in2よりも大きいときには [Vin≥Vin2] 、

V02 = -Vin (R22/R21) + (1 +R22/R21) Vb

なる出力電圧 V02を得る。また入力電圧 Vinが上記バイアス電圧 Vin2に満たないときには [Vin<Vin2] 、

V02 = [R23/ (R22+R23) ] Vb

なる一定の出力電圧 V02を得るものとなっている。

非線形増幅器 21は、上述した第 1および第 2の増幅器 21 a, 21 bの各増幅出力 V01， V02と、第 3の増幅器 21 cの増幅出力とを前述した出力増幅器 2 dにて加算合成することで、全体的にはその入力電圧 Vinに応じてその増幅利得を変化させて、第 10図に例示するような非線形の入出力特性を示すものとなつている。そしてその入力電圧 Vinとして前記検出用コイル 11に生起される振幅電圧 V_Aを入力し、その出力電圧 Voutを抵抗 22を介して電流変換して該検出用コイル 11に供給することで検出用コイル 11を発振駆動している。

尚、図 8に示す発振回路においては、前記検出用コイル 1 1に生起された電圧を取り出すバッファ 13が設けられており、このバッファ 13の出力はコンデンサ 17を介して 90° 位相が回転された後、前記検出用コイル 11の銅抵抗補償用コイル L 2に帰還されている。このバッファ 13およびコンデンサ 1 7は、前述したように検出用コイル 11の銅抵抗 Rcuを打ち消す補償回路として機能するもので、上記銅抵抗 Rcuを打ち消すことで検出用コイル 1の前述した Q比を改善すると共に、該検出用コイル 11の温度依存性を相殺する役割を担う。

しかし前述したように上記コンデンサ 17に代えて前述した第 1図に示すような移相回路 1 5を用いるようにすれば、発振角周波数 ωの 1次に反比例するようなゲインを設定するだけで良いので、コンデンサ 1 7を用いて位相回転する場合よりも、その回路設計の容易化を図ることができる。そして銅抵抗補償の安定性を更に高めることが可能となり、更にはその周波数依存性を小さくすることができる等の効果が奏せられる。

即ち、移相回路 1 5を用いた方が、発振周波数の変化に対する銅抵抗消去の安定性を高くし、軟発振化に際して非線形増幅器 2に要求される制約条件を大幅に緩和し、その周波数依存性を小さくすることができる。従って非線形増幅器 2 1による軟発振化をより簡単に実現することが可能となる等の効果が奏せられる。

また第 4図に示した発振回路の増幅器 1 2として非線形増幅器 2 1を用いた場合にも、同様な効果が奏せられる。

尚、本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、その発振周波数や検出感度等は、仕様に応じて設定すれば良い。またここでは検出用コイル 1 1が銅線で構成され、その銅抵抗成分を打ち消すものとして説明したが、検出用コイル 1 1がアルミニウム等の他の導体からなる場合には、同様にしてその内部抵抗成分を打ち消すことができる。またその仕様に応じて回路定数等を設定すれば良いことも言うまでもない。要するに本発明は、その要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。産業上の利用可能性

本発明によれば、 2糸コイルからなる検出用コイルに生起される発振出力電圧を位相回転させて該検出用コィルに帰還することで検出用コィルの内部抵抗成分を仮想的に短絡するので、検出用コイルの Qおよび Q比を改善し、その検出感度の向上を図ることができ、またコイルの内部抵抗に起因する温度依存性を除去することができる。しかも移相回路や反転増幅器を用いた簡単な構成で内部抵抗を仮想的に短絡することができるので、検出感度が高く、しかも動作特性の安定した高周波発振型近接センサを実現することができ、その実用的利点が多大である。

Claims

請求の範囲

1 . 一端を共通接続して緩り合わせた実質的に 2本のコィル導体からなり、その一方を共振回路用コイルとすると共に、他方を内部抵抗補償用コイルとした 2糸コイルと、

この 2糸コィルの共通接続した一端に駆動電流を供給する発振駆動回路と、前記 2糸コイルの一端に生起される発振出力電圧を取り出すバッファと、このバッファにより取り出された発振出力電圧の位相を所定角度回転させて前記内部抵抗補償用コィルに帰還して前記 2糸コィルの内部抵抗成分を打ち消す移相回路と

を具備したことを特徴とする高周波発振型近接センサ。

2 . 前記移相回路は、該移相回路と直列に、前記バッファにより取り出された発振出力電圧の前記内部抵抗補償用コイルへの帰還量を規定する抵抗を備えたものである特許請求の範囲 1に記載の高周波発振型近接センサ。

3 . 前記移相回路は、前記バッファにより取り出された発振出力電圧に対する位相回転角を調整する回転位相角調整手段を備えてなる特許請求の範囲 1に記載の高周波発振型近接センサ。

4. 一端を共通接続して蹉り合わせた実質的に 2本のコィル導体からなり、その一方を共振回路用コイルとすると共に、他方を内部抵抗補償用コイルとした 2糸コイルと、

この 2糸コィルの共通接続した一端に駆動電流を供給する発振駆動回路と、前記共振回路用コィルの一端からその他端に流れる電流と大きさが等しい電流を前記共振回路用コイルの他端から前記内部抵抗補償用コイルの他端に向けて流し、前記共振回路用コィルの内部抵抗成分を仮想的に短絡する補償手段とを具備したことを特徴とする高周波発振型近接センサ。

5 . 前記補償手段による前記共振回路用コイルの内部抵抗成分の仮想的短絡は、前記 2糸コイルの自己インダクタンス成分と交流抵抗成分との直列回路に、前記共振回路用コィルぉよび前記内部抵抗補償用コィルの各内部抵抗成分をそれぞれ共通に直列接続した等価回路における共通接続点を仮想接地するものである特許請求の範囲 4に記載の高周波発振型近接センサ。

6 . 前記補償手段は、前記内部抵抗補償用コイルの他端に生じる電圧を反転増幅して前記共振回路用コイルの他端に負帰還する反転増幅器からなる特許請求の範囲 4に記載の高周波発振型近接センサ。

7 . 前記反転増幅器は、その増幅利得を等価的に無限大とした演算増幅器からなる特許請求の範囲 6に記載の高周波発振型近接センサ。

8 . 前記 2糸コイルの共通接続した一端に駆動電圧を印加する発振駆動回路は、前記 2糸コイルの Qの変化に応じて上記共通接続した一端に生起される発振振幅を変化させる非線形増幅器からなる特許請求の範囲 1または 4に記載の高周波発振型近接センサ。

9 . 前記非線形増幅器は、前記 2糸コイルに生起される発振電圧の振幅を多段階に変化させて該非線形増幅器と前記 2糸コイルとがなす高周波発振回路に軟発振特性を付与するものである特許請求の範囲 8に記載の高周波発振型近接センサ。