JPH1075118A - 温度安定化発振器及び同発振器を含む近接スイッチ - Google Patents
温度安定化発振器及び同発振器を含む近接スイッチInfo
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- JPH1075118A JPH1075118A JP9155483A JP15548397A JPH1075118A JP H1075118 A JPH1075118 A JP H1075118A JP 9155483 A JP9155483 A JP 9155483A JP 15548397 A JP15548397 A JP 15548397A JP H1075118 A JPH1075118 A JP H1075118A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L1/00—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Switches That Are Operated By Magnetic Or Electric Fields (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 発振器の温度依存性を簡単に安定化すると共
に、大きな切換え距離を有して広い温度範囲に渡って安
全に機能する近接スイッチを低コストで製造するのが困
難であった。 【解決手段】 共振回路（Ｌ，Ｃ，ＲCU）と負性抵抗
（Ｒn ）として接続される増幅器回路（Ｖ，Ｒ1 ，
Ｒ2 ，Ｒ3 ）を含む発振器において、直流電流源
（Ｉ1）は、共振回路（Ｌ，Ｃ，ＲCU）と直列に接続さ
れている。こうして、発振器回路コイル（Ｌ）の抵抗の
尺度である電流（ＵCU）がもたらされる。この信号（Ｕ
CU）を使用することによって、制御回路（Ｖ1 ，Ｍ；Ｖ
2 ，Ｖ3 ，Ｍ）は、発振器回路コイル（Ｌ）の抵抗（Ｒ
CU）に逆比例する負性抵抗（Ｒn ）を制御する。
に、大きな切換え距離を有して広い温度範囲に渡って安
全に機能する近接スイッチを低コストで製造するのが困
難であった。 【解決手段】 共振回路（Ｌ，Ｃ，ＲCU）と負性抵抗
（Ｒn ）として接続される増幅器回路（Ｖ，Ｒ1 ，
Ｒ2 ，Ｒ3 ）を含む発振器において、直流電流源
（Ｉ1）は、共振回路（Ｌ，Ｃ，ＲCU）と直列に接続さ
れている。こうして、発振器回路コイル（Ｌ）の抵抗の
尺度である電流（ＵCU）がもたらされる。この信号（Ｕ
CU）を使用することによって、制御回路（Ｖ1 ，Ｍ；Ｖ
2 ，Ｖ3 ，Ｍ）は、発振器回路コイル（Ｌ）の抵抗（Ｒ
CU）に逆比例する負性抵抗（Ｒn ）を制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、共振または発振器
回路及び仮想負性抵抗として接続される増幅器回路を備
えた抵抗安定化発振器に関する。この発明は更に、この
新しい温度安定化発振器を含む近接スイッチに言及す
る。
回路及び仮想負性抵抗として接続される増幅器回路を備
えた抵抗安定化発振器に関する。この発明は更に、この
新しい温度安定化発振器を含む近接スイッチに言及す
る。
【０００２】ＬＣ共振周期を含む発振器は、例えば誘導
性近接スイッチに使用され、所謂、標準測定板のアプロ
ーチは、発振器によって生成される発振の作用に影響を
及ぼす。例えば、発振器の出力信号の振幅または発振の
開始点が変化し、これらの変化は、近接スイッチの有益
な出力信号を生成するしきい値検出器を制御することが
できる。
性近接スイッチに使用され、所謂、標準測定板のアプロ
ーチは、発振器によって生成される発振の作用に影響を
及ぼす。例えば、発振器の出力信号の振幅または発振の
開始点が変化し、これらの変化は、近接スイッチの有益
な出力信号を生成するしきい値検出器を制御することが
できる。
【０００３】商用化された誘導性近接スイッチの主要な
欠点は、その比較的小さな切換え距離である。この切換
え距離は、増加させることができない。何故ならば、使
用される発振器共振回路組合せの温度依存性は、切換え
距離を増加したときに、通常受容不可能な高い温度係数
につながることとなるからである。
欠点は、その比較的小さな切換え距離である。この切換
え距離は、増加させることができない。何故ならば、使
用される発振器共振回路組合せの温度依存性は、切換え
距離を増加したときに、通常受容不可能な高い温度係数
につながることとなるからである。
【０００４】図１ａは、誘導性近接スイッチの標準測定
板の距離Ｓ（切換え距離）の関数として、相対的な発振
器回路の品質係数Ｑ／Ｑ0 の作用を示している。距離が
増加するとき、標準測定板によって引き起こされる発振
器回路の品質係数Ｑの有効変化（Ｑ0 −Ｑ）は、減衰し
ない発振器回路の品質係数Ｑ0 に関して迅速に極めて小
さい値に減少する。通常の動作範囲が選択されて、所定
の切換え距離に対して、相対的な発振器回路の品質係数
が５０％（動作点Ａ）であれば、図１ａの曲線は、距離
が３倍大きいとき（動作点Ｂ）、相対的な発振器回路の
品質係数に及ぼす標準測定板の影響は約３％に低減され
ることとなることを示している。
板の距離Ｓ（切換え距離）の関数として、相対的な発振
器回路の品質係数Ｑ／Ｑ0 の作用を示している。距離が
増加するとき、標準測定板によって引き起こされる発振
器回路の品質係数Ｑの有効変化（Ｑ0 −Ｑ）は、減衰し
ない発振器回路の品質係数Ｑ0 に関して迅速に極めて小
さい値に減少する。通常の動作範囲が選択されて、所定
の切換え距離に対して、相対的な発振器回路の品質係数
が５０％（動作点Ａ）であれば、図１ａの曲線は、距離
が３倍大きいとき（動作点Ｂ）、相対的な発振器回路の
品質係数に及ぼす標準測定板の影響は約３％に低減され
ることとなることを示している。
【０００５】相対的な発振器回路の品質係数に及ぼす周
囲温度Ｔの影響は、温度が上昇するにつれて関係Ｑ／Ｑ
0 が減少することを示す図１ｂにおいて表わされてい
る。図１ａとの比較によって、切換え距離がより大きく
なるとき、Ｑ／Ｑ0 に及ぼす温度の影響は、標準測定板
によってもたらされる変化に比して急速に大きくなるこ
とが示される。この温度の影響は、発振器回路のコイル
の抵抗の温度依存性によって、その主要部分が引き起こ
される。
囲温度Ｔの影響は、温度が上昇するにつれて関係Ｑ／Ｑ
0 が減少することを示す図１ｂにおいて表わされてい
る。図１ａとの比較によって、切換え距離がより大きく
なるとき、Ｑ／Ｑ0 に及ぼす温度の影響は、標準測定板
によってもたらされる変化に比して急速に大きくなるこ
とが示される。この温度の影響は、発振器回路のコイル
の抵抗の温度依存性によって、その主要部分が引き起こ
される。
【０００６】
【従来の技術及びその課題】品質係数の小さな温度依存
性を有するコイルの構成は、独国特許出願公開明細書第
１，５８９，８２６号から既知である。コイルの品質係
数に関する温度補償は、二次巻線が短絡されている変圧
器の一次巻線としてコイルを接続することによって達成
される。二次巻線の導電材料の固有抵抗は、一次巻線の
導電材料と同一符号の温度依存性を有する。この巻線の
オーミック抵抗と誘導性抵抗の比率と同様に結合係数を
選択して、一次巻線の接続端部における品質係数が一次
巻線のみの品質係数に比してより小さな温度依存性を有
するようにする。しかしながら、この品質係数補償は、
変圧器の二次巻線として接続される二次、即ち短絡巻線
を要求し、絶対的なものではない補償は、品質係数の比
較的高い損失を被る。
性を有するコイルの構成は、独国特許出願公開明細書第
１，５８９，８２６号から既知である。コイルの品質係
数に関する温度補償は、二次巻線が短絡されている変圧
器の一次巻線としてコイルを接続することによって達成
される。二次巻線の導電材料の固有抵抗は、一次巻線の
導電材料と同一符号の温度依存性を有する。この巻線の
オーミック抵抗と誘導性抵抗の比率と同様に結合係数を
選択して、一次巻線の接続端部における品質係数が一次
巻線のみの品質係数に比してより小さな温度依存性を有
するようにする。しかしながら、この品質係数補償は、
変圧器の二次巻線として接続される二次、即ち短絡巻線
を要求し、絶対的なものではない補償は、品質係数の比
較的高い損失を被る。
【０００７】欧州特許出願公開明細書第０，０７０，７
９６号は、発生器によって励起される発振器回路の発振
振幅の、まさにこの影響によって引き起こされる劣悪な
温度作用を補償するのに、発振器コイルの抵抗器の温度
依存性を使用するプロセスを開示している。発振器は、
発振器回路と同一の周波数を有するコイルの抵抗を通し
て一定の交流電流を生成する。この方法によって今まで
に最も大きい切換え距離が達成されている。
９６号は、発生器によって励起される発振器回路の発振
振幅の、まさにこの影響によって引き起こされる劣悪な
温度作用を補償するのに、発振器コイルの抵抗器の温度
依存性を使用するプロセスを開示している。発振器は、
発振器回路と同一の周波数を有するコイルの抵抗を通し
て一定の交流電流を生成する。この方法によって今まで
に最も大きい切換え距離が達成されている。
【０００８】この方法では、温度依存性に関する所望の
補償を得るための二本巻コイルが要求される。しかしな
がら、この種のコイルは、１つまたは２つの付加的ワイ
ヤを接続しなければならないという欠点を有する。こう
して、付加的コストは、電子回路に対する接続の際は勿
論、コイルの製造の際に上昇する。更に、コイル及びそ
の接続の自動製造は、極めて困難となる。
補償を得るための二本巻コイルが要求される。しかしな
がら、この種のコイルは、１つまたは２つの付加的ワイ
ヤを接続しなければならないという欠点を有する。こう
して、付加的コストは、電子回路に対する接続の際は勿
論、コイルの製造の際に上昇する。更に、コイル及びそ
の接続の自動製造は、極めて困難となる。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この発明の主要で最も重
要な目的は、上述した欠点を有することなく、発振器回
路の発振特性に及ぼす発振器回路のコイルの抵抗の温度
依存性の影響に対する有効な補償を可能にすることによ
って、大きな切換え距離を有する誘導性近接スイッチの
簡単で低コストの製造を可能にする上述の如く概説した
発振器を提供することである。
要な目的は、上述した欠点を有することなく、発振器回
路の発振特性に及ぼす発振器回路のコイルの抵抗の温度
依存性の影響に対する有効な補償を可能にすることによ
って、大きな切換え距離を有する誘導性近接スイッチの
簡単で低コストの製造を可能にする上述の如く概説した
発振器を提供することである。
【００１０】この発明による発振器は、発振器回路コイ
ルの抵抗に対する尺度である信号をもたらすために発振
器回路と直列に接続された電流源を備えている。発振器
は、更に、仮想の負性抵抗を前記信号を用いて発振器回
路コイルの抵抗と実質的に逆比例させる制御回路を備え
ている。
ルの抵抗に対する尺度である信号をもたらすために発振
器回路と直列に接続された電流源を備えている。発振器
は、更に、仮想の負性抵抗を前記信号を用いて発振器回
路コイルの抵抗と実質的に逆比例させる制御回路を備え
ている。
【００１１】発振器回路コイルの抵抗の尺度である信号
を検出することにより、電流源と、この信号を使用する
ときに前記コイルの抵抗と逆比例する負性抵抗の制御と
によって、発振器回路の発振状態が発振器回路コイルの
抵抗と独立するようになり、こうして温度から実質的に
独立するようになる。このことによって、回路発振の開
始点の温度作用が安定化すると共に、安定した発振器
と、大きな切換え距離を有して大きな温度範囲で機能す
る簡単な近接スイッチとが得られるようになる。
を検出することにより、電流源と、この信号を使用する
ときに前記コイルの抵抗と逆比例する負性抵抗の制御と
によって、発振器回路の発振状態が発振器回路コイルの
抵抗と独立するようになり、こうして温度から実質的に
独立するようになる。このことによって、回路発振の開
始点の温度作用が安定化すると共に、安定した発振器
と、大きな切換え距離を有して大きな温度範囲で機能す
る簡単な近接スイッチとが得られるようになる。
【００１２】この発明の更なる目的、利点及び特徴は、
図面に示された実施例に関する以下の説明から理解され
ることとなる。この発明は、単に例示的なものであり、
任意の方法で、この発明を制限しようとするものではな
い。
図面に示された実施例に関する以下の説明から理解され
ることとなる。この発明は、単に例示的なものであり、
任意の方法で、この発明を制限しようとするものではな
い。
【００１３】
【発明の実施の形態】図２は、仮想の負性抵抗と並列に
接続されたＬＣ共振周期を有する発振器の回路図を示し
ている。図２によるこの発振器は、既知の方法で構成さ
れると共に、（誘導率Ｌを有する）コイルＬ及び（容量
Ｃを有する）コンデンサＣによって形成される発振器回
路と、この発振器回路のコイルＬの銅抵抗ＲCUと、負性
抵抗として接続される増幅器Ｖとを備え、この際、接続
点（Ｄ）における仮想負性抵抗Ｒn を決定する３つの抵
抗器Ｒ1 ，Ｒ2 及びＲ3 が設けられている。それぞれの
抵抗器Ｒi のオーミック抵抗を簡略化のためにＲi と指
定する。
接続されたＬＣ共振周期を有する発振器の回路図を示し
ている。図２によるこの発振器は、既知の方法で構成さ
れると共に、（誘導率Ｌを有する）コイルＬ及び（容量
Ｃを有する）コンデンサＣによって形成される発振器回
路と、この発振器回路のコイルＬの銅抵抗ＲCUと、負性
抵抗として接続される増幅器Ｖとを備え、この際、接続
点（Ｄ）における仮想負性抵抗Ｒn を決定する３つの抵
抗器Ｒ1 ，Ｒ2 及びＲ3 が設けられている。それぞれの
抵抗器Ｒi のオーミック抵抗を簡略化のためにＲi と指
定する。
【００１４】抵抗器Ｒ1 は、アースと増幅器Ｖの反転入
力（入力Ｎ）の間に接続されている。抵抗器Ｒ2 は、増
幅器Ｖの反転入力と、その出力の間に接続されている。
抵抗器Ｒ3 は、増幅器Ｖの非反転入力（入力Ｐ）と、そ
の出力の間に接続されている。発振器回路Ｌ，Ｃ，ＲCU
は、増幅器Ｖの非反転入力とアースの間に接続されてい
る。
力（入力Ｎ）の間に接続されている。抵抗器Ｒ2 は、増
幅器Ｖの反転入力と、その出力の間に接続されている。
抵抗器Ｒ3 は、増幅器Ｖの非反転入力（入力Ｐ）と、そ
の出力の間に接続されている。発振器回路Ｌ，Ｃ，ＲCU
は、増幅器Ｖの非反転入力とアースの間に接続されてい
る。
【００１５】第１のキルヒホッフの法則を増幅器Ｖの入
力Ｎ及びＰに適用すると、図２の電流ＩN ，Ｉp それに
電圧ＵN ，ＵP 及びＵa （増幅器Ｖの出力電圧）に対し
て以下の等式が与えられる。
力Ｎ及びＰに適用すると、図２の電流ＩN ，Ｉp それに
電圧ＵN ，ＵP 及びＵa （増幅器Ｖの出力電圧）に対し
て以下の等式が与えられる。
【００１６】
【数１】−ＩN ＋（Ｕa −ＵN ）／Ｒ2 ＝０ ＩP ＋（Ｕa −ＵP ）／Ｒ3 ＝０ 更に、
【００１７】
【数２】ＵN ＝ＵP ＵN −ＩN ＊Ｒ1 ＝０ 上式から次式が得られる。
【００１８】
【数３】ＩN ＝（−Ｒ3 ／Ｒ2 ）＊ＩP ＵP ＋（Ｒ1 ＊Ｒ3 ／Ｒ2 ）＊ＩP ＝０ 従って、次式が得られる。
【数４】 Ｒn ＝−Ｒ1 ＊Ｒ3 ／Ｒ2 （１） Ｌ，Ｃ及びＲCUを備える発振器回路は、共振時に等価共
振抵抗ＲP （図示せず）を有する。この際、次式が維持
される。
振抵抗ＲP （図示せず）を有する。この際、次式が維持
される。
【００１９】
【数５】 ＲP ＝Ｌ／（Ｃ＊ＲCU） （２） 図２による発振器に対する発振条件は、次式の通りであ
る。
る。
【００２０】
【数６】 回路は、周波数ＦOSC （例えば、数百ｋＨｚのオーダ）
で発振する。
で発振する。
【００２１】コイルＬのワイヤ材料の抵抗ＲCUは、数式
（２）及び（３）に従って発振の開始点及び区切り点に
影響を及ぼす比較的高い正の温度係数を有する。しかし
ながら、近接スイッチ発振器において、発振の開始また
は区切り点は、標準測定板のアプローチの結果として、
本来既知の方法で処理回路によって、それぞれ決定さ
れ、近接スイッチに対する切換え点として使用される。
従って、この切換え点に及ぼす如何なる温度の影響も望
ましくない。主要な温度の影響は、既知の発振器におけ
る発振器回路コイルＬの抵抗ＲCUから生ずる。
（２）及び（３）に従って発振の開始点及び区切り点に
影響を及ぼす比較的高い正の温度係数を有する。しかし
ながら、近接スイッチ発振器において、発振の開始また
は区切り点は、標準測定板のアプローチの結果として、
本来既知の方法で処理回路によって、それぞれ決定さ
れ、近接スイッチに対する切換え点として使用される。
従って、この切換え点に及ぼす如何なる温度の影響も望
ましくない。主要な温度の影響は、既知の発振器におけ
る発振器回路コイルＬの抵抗ＲCUから生ずる。
【００２２】図３は、この発明の第１の実施例による発
振器の回路図を示している。定電流源Ｉ1 は、発振器回
路のコイルＬの温度依存性のある銅抵抗ＲCUを決定する
のに使用される。この定電流源は、アースと増幅器Ｖの
非反転入力の間に接続されると共に、発振器回路Ｌ，
Ｃ，ＲCUと直列に接続されている。電流源Ｉ1 は、脈動
直流電流または低周波数の交流電流（周波数はＦOSC に
比して、はるかに低い）のソースであっても良い。この
電流源は、発振器回路のコイルＬの抵抗ＲCUを通した電
圧降下ＵCUを引き起こす測定電流を供給する。
振器の回路図を示している。定電流源Ｉ1 は、発振器回
路のコイルＬの温度依存性のある銅抵抗ＲCUを決定する
のに使用される。この定電流源は、アースと増幅器Ｖの
非反転入力の間に接続されると共に、発振器回路Ｌ，
Ｃ，ＲCUと直列に接続されている。電流源Ｉ1 は、脈動
直流電流または低周波数の交流電流（周波数はＦOSC に
比して、はるかに低い）のソースであっても良い。この
電流源は、発振器回路のコイルＬの抵抗ＲCUを通した電
圧降下ＵCUを引き起こす測定電流を供給する。
【００２３】
【数７】 ＵCU＝ＲCU＊Ｉ1 （４） そのインピーダンスは、発振器回路Ｌ，Ｃ，ＲCUが事実
上、減衰しないように高く選択される。最初、コンデン
サＣ1 及び抵抗器Ｒ4 によって形成される低域フィルタ
を通して、電圧降下ＵCUから交流電圧部分がろ過され
る。接続点（Ｅ）での定電圧（直流）部分は、係数Ｇを
掛けて非反転直流増幅器Ｖ1 において増幅される。銅抵
抗ＲCUに比例する直流電圧ＵV1は、増幅器Ｖ1 の出力
（Ｆ）において得ることができる。
上、減衰しないように高く選択される。最初、コンデン
サＣ1 及び抵抗器Ｒ4 によって形成される低域フィルタ
を通して、電圧降下ＵCUから交流電圧部分がろ過され
る。接続点（Ｅ）での定電圧（直流）部分は、係数Ｇを
掛けて非反転直流増幅器Ｖ1 において増幅される。銅抵
抗ＲCUに比例する直流電圧ＵV1は、増幅器Ｖ1 の出力
（Ｆ）において得ることができる。
【００２４】
【数８】 ＵVI＝ＲCU＊Ｉ1 ＊Ｇ （５） 図３によれば、定電圧源Ｕ0 は、増幅器Ｖ1 の出力
（Ｆ）と乗算器Ｍの入力のうちの１つの間に接続されて
いる。数式を簡略化するために、定数ｋを以下の通りに
定義する。
（Ｆ）と乗算器Ｍの入力のうちの１つの間に接続されて
いる。数式を簡略化するために、定数ｋを以下の通りに
定義する。
【００２５】
【数９】 ｋ＝Ｒ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ） （６） 電源Ｕ0 は、出力（Ｆ）での電圧ＵVIに定電圧ｋ＊Ｕ0
を加算するのに使用される。これらの２つの電圧の和を
Ｕe2とする。直列に接続された電源Ｕ0 を用いる代わり
に、所望する電圧が加算回路によって得ることができる
のは勿論である。
を加算するのに使用される。これらの２つの電圧の和を
Ｕe2とする。直列に接続された電源Ｕ0 を用いる代わり
に、所望する電圧が加算回路によって得ることができる
のは勿論である。
【００２６】更に、既に述べた乗算器Ｍは、増幅器Ｖの
出力と抵抗器Ｒ3 の間に接続されている。この電流経路
は、数式（１）によれば、接続点（Ｄ）における仮想の
負性抵抗Ｒn に寄与する。乗算器は、数式（７）に従っ
てＵm を計算する。ここで、Ｕe1は、増幅器Ｖの出力電
圧である。
出力と抵抗器Ｒ3 の間に接続されている。この電流経路
は、数式（１）によれば、接続点（Ｄ）における仮想の
負性抵抗Ｒn に寄与する。乗算器は、数式（７）に従っ
てＵm を計算する。ここで、Ｕe1は、増幅器Ｖの出力電
圧である。
【００２７】
【数１０】 Ｕm ＝Ｕe1＊Ｕe2／Ｕ0 （７） Ｕ0 は乗算器Ｍの基準電圧である。
【００２８】接続点（Ｄ）における仮想負性抵抗Ｒ
n は、増幅器Ｖの入力Ｎ及びＰに第１のキルヒホッフの
法則を適用することによって再度計算することができる
（電流Ｉ N ，ＩP 及び電圧ＵN ，ＵP は図２に示す電流
及び電圧に対応するが、図３では簡略化のために表わさ
れてはいない）。
n は、増幅器Ｖの入力Ｎ及びＰに第１のキルヒホッフの
法則を適用することによって再度計算することができる
（電流Ｉ N ，ＩP 及び電圧ＵN ，ＵP は図２に示す電流
及び電圧に対応するが、図３では簡略化のために表わさ
れてはいない）。
【００２９】
【数１１】−ＩN ＋（Ｕe1−ＵN ）／Ｒ2 ＝０ ＩP ＋（Ｕm −ＵP ）／Ｒ3 ＝０ 更に、次式が得られる。
【００３０】
【数１２】ＵN ＝ＵP ＵN −ＩN ＊Ｒ1 ＝０ 上式から、次式が得られる。
【００３１】
【数１３】 Ｕe1＝ＩN ＊（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）＝ＵP ／ｋ ＩP ＝（ＵP −Ｕe1＊Ｕe2／Ｕ0 ）／Ｒ3 ＝〔ＵP −（ＵP ／ｋ）＊（ＵV1＋ｋ＊Ｕ0 ）／Ｕ0 〕／Ｒ3 ＝−（ＵP ＊ＵVI）／（ｋ＊Ｕ0 ＊Ｒ3 ） ＵP ＝〔−（ｋ＊Ｕ0 ＊Ｒ3 ）／ＵVI〕＊ＩP 次いで、次式が得られる。
【数１４】 Ｒn ＝−ｋ＊Ｒ3 ＊Ｕ0 ／ＵVI （８） 数式（５）を数式（８）に代入して次式を得る。
【００３２】
【数１５】 Ｒn ＝−（ｋ＊Ｒ3 ＊Ｕ0 ）／（ＲCU＊Ｉ1 ＊Ｇ） （９） こうして、仮想負性抵抗Ｒn は、発振器回路のコイルＬ
の銅抵抗ＲCUに逆比例し、ＲCUによって引き起こされ
る、図２による発振器の発振作用の温度依存性が理想的
に補償される。発振器回路コイルＬの銅抵抗ＲCUを評価
すると共に、信号ＵCUまたはＵV1をそれぞれフィードバ
ックすることによって、発振器に対する発振条件（数式
３を参照）は、即ちＲCUと独立すると共に、実質的に温
度には依存しない。従って、回路は、二本巻コイルを必
要とすること無く、発振回路Ｌ，Ｃ，ＲCUの発振の開始
点に及ぼす発振器回路コイルＬの抵抗ＲCUの温度係数の
影響を補償する。発振回路のコイルＬは、コイルに関係
する特別な要求も必要とすることのない、一本の巻線と
２つの接続部を有する簡単なコイルである。
の銅抵抗ＲCUに逆比例し、ＲCUによって引き起こされ
る、図２による発振器の発振作用の温度依存性が理想的
に補償される。発振器回路コイルＬの銅抵抗ＲCUを評価
すると共に、信号ＵCUまたはＵV1をそれぞれフィードバ
ックすることによって、発振器に対する発振条件（数式
３を参照）は、即ちＲCUと独立すると共に、実質的に温
度には依存しない。従って、回路は、二本巻コイルを必
要とすること無く、発振回路Ｌ，Ｃ，ＲCUの発振の開始
点に及ぼす発振器回路コイルＬの抵抗ＲCUの温度係数の
影響を補償する。発振回路のコイルＬは、コイルに関係
する特別な要求も必要とすることのない、一本の巻線と
２つの接続部を有する簡単なコイルである。
【００３３】発振器回路のコイルＬの銅抵抗に逆比例す
る仮想負性抵抗Ｒn の制御、従って発振器の温度補償
は、増幅器Ｖの出力電圧Ｕe1にコイルＬの抵抗ＲCUの線
形関数がある係数を掛けることによって達成される。
る仮想負性抵抗Ｒn の制御、従って発振器の温度補償
は、増幅器Ｖの出力電圧Ｕe1にコイルＬの抵抗ＲCUの線
形関数がある係数を掛けることによって達成される。
【００３４】この乗算及び適切な係数の発生は、図３に
よる抵価格の制御回路によって得ることができて有益で
ある。制御回路の他の実施例が可能であることは勿論で
ある。例えば、図示の乗算器Ｍは、時分割装置で置換し
得るか、または信号を先ずデジタル化して、デジタル−
アナログ−トランスフォーマで逓倍することによって乗
算を行っても良い。全体の制御は、また純粋にデジタル
方式で、例えばデジタル信号プロセッサによって行うこ
とができる。
よる抵価格の制御回路によって得ることができて有益で
ある。制御回路の他の実施例が可能であることは勿論で
ある。例えば、図示の乗算器Ｍは、時分割装置で置換し
得るか、または信号を先ずデジタル化して、デジタル−
アナログ−トランスフォーマで逓倍することによって乗
算を行っても良い。全体の制御は、また純粋にデジタル
方式で、例えばデジタル信号プロセッサによって行うこ
とができる。
【００３５】電流源Ｉ1 は、電圧源Ｕ0 から得ることが
好ましく、その逆もまた同様である。この方策によっ
て、（数式（９）によれば、Ｕ0 は分子で、Ｉ1 は分
母）負性抵抗Ｒn は、電圧源Ｕ0 または電流源Ｉ1 の可
能な不安定性によって否定的には影響を受けないことが
達せられる。こうして、電圧源Ｕ0 及び電流源Ｉ1 を安
定化させる必要はない。
好ましく、その逆もまた同様である。この方策によっ
て、（数式（９）によれば、Ｕ0 は分子で、Ｉ1 は分
母）負性抵抗Ｒn は、電圧源Ｕ0 または電流源Ｉ1 の可
能な不安定性によって否定的には影響を受けないことが
達せられる。こうして、電圧源Ｕ0 及び電流源Ｉ1 を安
定化させる必要はない。
【００３６】電圧源Ｕ0 は、除外することもできる。こ
れによって、仮想負性抵抗Ｒn は、発振器回路のコイル
Ｌの銅抵抗ＲCUには正確には逆比例しなくなる。温度補
償も幾分低下することとなる。
れによって、仮想負性抵抗Ｒn は、発振器回路のコイル
Ｌの銅抵抗ＲCUには正確には逆比例しなくなる。温度補
償も幾分低下することとなる。
【００３７】この発明による発振器を近接スイッチに使
用する場合、温度補償された発振の開始または区切り点
は、それ自体既知の方法で、評価回路、例えばしきい値
検出器によって、標準測定板のアプローチに基づいて、
それぞれ検出され、近接スイッチの切換点として使用さ
れる。
用する場合、温度補償された発振の開始または区切り点
は、それ自体既知の方法で、評価回路、例えばしきい値
検出器によって、標準測定板のアプローチに基づいて、
それぞれ検出され、近接スイッチの切換点として使用さ
れる。
【００３８】発振器回路のコイルＬの銅抵抗ＲCUは、一
般に数オームにしかならず、実用上有効な電流Ｉ1 は、
１ｍＡのオーダである。従って、使用可能な電圧ＵCUは
数ｍＶでしかない。こういった低電圧を正確に増幅する
のは困難である。何よりも、増幅器Ｖ1 のオフセット電
圧がじゃまをする。この問題を回避するため、増幅器Ｖ
1 は、チョッパ増幅器の既知の原理に従って構成し得
る。
般に数オームにしかならず、実用上有効な電流Ｉ1 は、
１ｍＡのオーダである。従って、使用可能な電圧ＵCUは
数ｍＶでしかない。こういった低電圧を正確に増幅する
のは困難である。何よりも、増幅器Ｖ1 のオフセット電
圧がじゃまをする。この問題を回避するため、増幅器Ｖ
1 は、チョッパ増幅器の既知の原理に従って構成し得
る。
【００３９】図４は、この発明の別の実施例による発振
器の配線回路を示している。増幅器Ｖ1 をチョッパ増幅
器として構成する代わりに、電圧降下ＵCUを増幅するの
にサンプルホールド回路が使用されている。電流源Ｉ1
は、数Ｈｚのオーダであり、実質的にＦOSC に比して低
い周波数ＦTGでクロック発生器ＴＧ及びスイッチＳ1に
よって刻時される。クロック発生器ＴＧのデューティ比
は、電流源Ｉ1 によって使用される電流を低減するため
に低く選択することができる。
器の配線回路を示している。増幅器Ｖ1 をチョッパ増幅
器として構成する代わりに、電圧降下ＵCUを増幅するの
にサンプルホールド回路が使用されている。電流源Ｉ1
は、数Ｈｚのオーダであり、実質的にＦOSC に比して低
い周波数ＦTGでクロック発生器ＴＧ及びスイッチＳ1に
よって刻時される。クロック発生器ＴＧのデューティ比
は、電流源Ｉ1 によって使用される電流を低減するため
に低く選択することができる。
【００４０】接続点（Ｅ）での電圧の交流電圧成分は、
非反転交流電圧増幅器Ｖ2 において増幅される。直流電
圧の小数部分は、スイッチＳ2 、保持コンデンサＣ2 及
び電圧フォロアＶ3 から成るサンプルホールド回路によ
ってリストアされる。増幅器Ｖ3 のオフセット電圧は、
増幅器Ｖ2 で既に増幅された有効電圧ＵCCに関して何ら
の影響も無く残存する。
非反転交流電圧増幅器Ｖ2 において増幅される。直流電
圧の小数部分は、スイッチＳ2 、保持コンデンサＣ2 及
び電圧フォロアＶ3 から成るサンプルホールド回路によ
ってリストアされる。増幅器Ｖ3 のオフセット電圧は、
増幅器Ｖ2 で既に増幅された有効電圧ＵCCに関して何ら
の影響も無く残存する。
【図１】ａは、切換え距離の関数として誘導性近接スイ
ッチの相対的品質係数の作用を示す特性図であり、ｂ
は、温度の関数として誘導性近接スイッチの相対的品質
係数の作用を示す特性図である。
ッチの相対的品質係数の作用を示す特性図であり、ｂ
は、温度の関数として誘導性近接スイッチの相対的品質
係数の作用を示す特性図である。
【図２】仮想負性抵抗に並列に接続され、ＬＣ共振周期
を有する発振器の回路図である。
を有する発振器の回路図である。
【図３】この発明の第１の実施例による発振器の回路図
である。
である。
【図４】この発明の別の実施例による発振器の回路図で
ある。
ある。
Ｌ コイル Ｃ コンデンサ ＲCU 銅抵抗 Ｖ 増幅器 Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 抵抗器 Ｉ1 電流源 Ｃ1 コンデンサ Ｒ4 抵抗器 Ｕ0 電圧源 Ｖ1 増幅器 Ｍ 乗算器 Ｓ1 ，Ｓ2 スイッチ ＴＧ クロック発生器 Ｃ2 コンデンサ Ｖ2 増幅器 Ｖ3 電圧フォロア ＵCU 信号
Claims (14)
- 【請求項１】 共振回路（Ｌ，Ｃ，ＲCU）及び仮想の負
性抵抗（Ｒn ）として接続された増幅器回路（Ｖ，
Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 ）を含む温度安定化発振器において、
前記発振器回路コイル（Ｌ）の抵抗（ＲCU）に対する尺
度である信号（Ｕ CU）をもたらすために前記発振器回路
（Ｌ，Ｃ，ＲCU）と直列に電流源（Ｉ1 ）が接続されて
いることと、前記信号（ＵCU）を使用するときに前記仮
想負性抵抗（Ｒn ）を前記発振器回路コイル（Ｌ）の抵
抗（ＲCU）と実質的に逆比例させる制御回路（Ｖ1 ，
Ｍ；Ｖ2 ，Ｖ3 ，Ｍ）を設けたこと、とを特徴とする前
記発振器。 - 【請求項２】 請求項１記載の発振器において、前記電
流源（Ｉ1 ）は、直流電流源、脈動直流電流源または低
周波数の交流電流源であることを特徴とする前記発振
器。 - 【請求項３】 請求項１または２記載の発振器におい
て、前記制御回路（Ｖ 1 ，Ｍ；Ｖ2 ，Ｖ3 ，Ｍ）は、前
記増幅器回路（Ｖ，Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 ）の出力電圧（Ｕ
e1）に対して、前記信号（ＵCU）の線形関数である電圧
を乗算することを特徴とする前記発振器。 - 【請求項４】 請求項１記載の発振器において、前記発
振器回路（Ｌ，Ｃ，ＲCU）は、第１の増幅器（Ｖ）の一
方の入力に接続され、第１の抵抗器（Ｒ1 ）は、前記増
幅器（Ｖ）の他方の入力に接続され、第２の抵抗器（Ｒ
2 ）は、前記第１の増幅器（Ｖ）の前記他方の入力とそ
の出力の間に接続され、第３の抵抗器（Ｒ3 ）は、前記
第１の増幅器（Ｖ）の前記一方の入力と前記制御回路
（Ｖ1 ，Ｍ；Ｖ2 ，Ｖ3 ，Ｍ）の間に接続されているこ
とと、前記第１の増幅器（Ｖ）の前記一方の入力及びそ
の出力は、前記制御回路（Ｖ1 ，Ｍ；Ｖ2 ，Ｖ3 ，Ｍ）
に接続されていることを特徴とする前記発振器。 - 【請求項５】 請求項４記載の発振器において、前記第
１の増幅器（Ｖ）の前記一方の入力が、更なる増幅器
（Ｖ1 ；Ｖ2 ）を介して、出力が前記第１の増幅器
（Ｖ）の前記出力に接続されると共に、出力が前記第３
の抵抗器（Ｒ3 ）を介して前記第１の増幅器（Ｖ）の前
記一方の入力に接続されている乗算器（Ｍ）の一方の入
力に接続されていることを特徴とする前記発振器。 - 【請求項６】 請求項５記載の発振器において、低域フ
ィルタ（Ｒ4 ，Ｃ1）が、前記第１の増幅器（Ｖ）の前
記一方の入力及び前記更なる増幅器（Ｖ1 ，Ｖ2 ）の前
記入力の間に接続されていることを特徴とする前記発振
器。 - 【請求項７】 請求項５または６記載の発振器におい
て、電圧源（Ｕ0 ）が、前記更なる増幅器（Ｖ1 ；
Ｖ2 ）の前記出力及び前記乗算器（Ｍ）の前記入力の間
に接続されて、電圧を加えるようになっていることを特
徴とする前記発振器。 - 【請求項８】 請求項７記載の発振器において、前記電
圧源（Ｕ0 ）は、前記更なる増幅器（Ｖ1 ；Ｖ2 ）の出
力電圧（ＵV1）に定電圧ｋ＊Ｕ0 を加え、この際、ｋは
Ｒ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）に等しく、Ｕ0 は前記乗算器
（Ｍ）の基準電圧であることを特徴とする前記発振器。 - 【請求項９】 請求項７記載の発振器において、前記電
圧源（Ｉ1 ）は、前記電圧源（Ｕ0 ）から得られるか、
またはその逆も同様であることを特徴とする前記発振
器。 - 【請求項１０】 請求項５記載の発振器において、前記
更なる増幅器は、非反転直流電圧増幅器（Ｖ1 ）である
ことを特徴とする前記発振器。 - 【請求項１１】 請求項５記載の発振器において、前記
更なる増幅器は、チョッパ増幅器（Ｖ1 ）であることを
特徴とする前記発振器。 - 【請求項１２】 請求項５記載の発振器において、前記
更なる増幅器は、前記交流電流増幅器（Ｖ2 ）によって
増幅された前記信号の直流成分をリストアするサンプル
ホールド回路（Ｓ2 ，Ｃ2 ，Ｖ3 ）と同様に、設けられ
た非反転交流電流増幅器（Ｖ2 ）、クロック発生器（Ｔ
Ｇ）及び電流源（Ｉ1 ）を刻時するスイッチ（Ｓ1 ）と
して構成されていることを特徴とする前記発振器。 - 【請求項１３】 前記請求項の何れかに記載の発振器を
具備する近接スイッチ。 - 【請求項１４】 請求項１３記載の近接スイッチにおい
て、標準測定板のアプローチの機能にて前記発振器によ
って発生される発振の開始及び区切り点を検出する評価
回路を更に具備したことを特徴とする前記近接スイッ
チ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CH01482/96A CH690950A5 (de) | 1996-06-13 | 1996-06-13 | Temperaturstabilisierter Oszillator und Verwendung desselben in einem Näherungsschalter. |
| CH19961482/96 | 1996-06-13 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008127343A Division JP2008278506A (ja) | 1996-06-13 | 2008-05-14 | 温度安定化発振器及び同発振器を含む近接スイッチ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1075118A true JPH1075118A (ja) | 1998-03-17 |
| JP4620188B2 JP4620188B2 (ja) | 2011-01-26 |
Family
ID=4211500
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15548397A Expired - Lifetime JP4620188B2 (ja) | 1996-06-13 | 1997-06-12 | 温度安定化発振器及び同発振器を含む近接スイッチ |
| JP2008127343A Pending JP2008278506A (ja) | 1996-06-13 | 2008-05-14 | 温度安定化発振器及び同発振器を含む近接スイッチ |
Family Applications After (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008127343A Pending JP2008278506A (ja) | 1996-06-13 | 2008-05-14 | 温度安定化発振器及び同発振器を含む近接スイッチ |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6031430A (ja) |
| EP (1) | EP0813306B1 (ja) |
| JP (2) | JP4620188B2 (ja) |
| AT (1) | ATE206569T1 (ja) |
| CA (1) | CA2206025A1 (ja) |
| CH (1) | CH690950A5 (ja) |
| DE (1) | DE59704753D1 (ja) |
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| JP2005138833A (ja) * | 2003-11-06 | 2005-06-02 | Optosys Ag | ロープ位置センサ |
| JP2010050973A (ja) * | 2008-08-23 | 2010-03-04 | Si-Ware Systems | 正確で安定したｌｃ型基準発振器のための方法、システム、および装置 |
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| DE10046147C1 (de) * | 2000-09-15 | 2002-02-21 | Balluff Gmbh | Hochempfindlicher Näherungssensor sowie Verfahren zu seinem Abgleich |
| DE10049758B4 (de) * | 2000-09-29 | 2004-07-22 | Walter Hanke Mechanische Werkstätten GmbH & Co KG | Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Einschaltsignals für batteriebetriebene Münzprüfer |
| DE10143900A1 (de) * | 2001-09-07 | 2003-03-27 | Sick Ag | Induktiver Näherungssensor |
| US20040238213A1 (en) * | 2003-05-28 | 2004-12-02 | Pitio Walter Michael | Uniform impedance printed circuit board |
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| US9723692B2 (en) | 2015-05-20 | 2017-08-01 | Saf-Holland, Inc | Fifth wheel coupling detection system with inspection and indication lighting arrangement |
| DE102017128471A1 (de) | 2017-11-30 | 2019-06-06 | Pepperl + Fuchs Gmbh | Induktiver Näherungsschalter und Verfahren zum Betreiben eines induktiven Näherungsschalters |
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| CN108988842B (zh) * | 2018-06-11 | 2022-05-17 | 贵州振华华联电子有限公司 | 一种高可靠小型电感式接近开关 |
| DE102021000158A1 (de) | 2021-01-15 | 2022-07-21 | Pepperl+Fuchs Se | Induktive Sensoreinheit |
| DE102021000155A1 (de) | 2021-01-15 | 2022-07-21 | Pepperl+Fuchs Se | Induktive Sensoreinheit und Überwachungsverfahren |
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| DE3225193A1 (de) * | 1982-07-06 | 1984-01-12 | Gebhard Balluff Fabrik feinmechanischer Erzeugnisse GmbH & Co, 7303 Neuhausen | Induktiver naeherungsschalter |
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| EP0399242B1 (de) * | 1989-05-19 | 1996-03-20 | Festo KG | Temperaturstabiler induktiver Näherungsschalter |
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-
1996
- 1996-06-13 CH CH01482/96A patent/CH690950A5/de not_active IP Right Cessation
-
1997
- 1997-04-09 AT AT97810207T patent/ATE206569T1/de not_active IP Right Cessation
- 1997-04-09 EP EP97810207A patent/EP0813306B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-04-09 DE DE59704753T patent/DE59704753D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-05-23 CA CA002206025A patent/CA2206025A1/en not_active Abandoned
- 1997-06-12 JP JP15548397A patent/JP4620188B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1997-06-13 US US08/874,251 patent/US6031430A/en not_active Expired - Lifetime
-
2008
- 2008-05-14 JP JP2008127343A patent/JP2008278506A/ja active Pending
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