CN1309168C - 高频振荡型接近传感器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种高频振荡型接近传感器，该传感器采用双线线圈作为检测用线圈(11)，所述双线线圈实质上由两根一端公共连接并绞合的线圈导体构成，其一个线圈作为谐振电路用线圈(L1)，同时另一个线圈作为铜电阻补偿用线圈(L2)。另外，包括向该双线线圈的公共连接的一端供给驱动电流以驱动检测用线圈进行振荡的振荡驱动电路(12)、取出上述双线线圈的一端产生的振荡输出电压的缓冲器(13)、及使由该缓冲器取出的振荡输出电压的相位旋转规定的角度并反馈给所述铜电阻补偿用线圈后抵消所述双线线圈的铜电阻分量的移相电路(15)，从而力图提高检测灵敏度。另外，利用非线性放大器(21)构成所述振荡驱动电路，使所述双线线圈产生的振荡电压的振幅多级变化，赋予该非线性放大器和所述双线线圈构成的高频振荡电路具有软振荡特性。

Description

高频振荡型接近传感器

技术领域

本发明涉及一种利用由构成高频振荡电路一部分的检测用线圈和被检测体之间的电磁感应作用产生的所述高频振荡电路振荡输出电压(振幅)的变化、来检测接近所述被检测体的高频振荡型接近传感器。

特别是本发明涉及这样一种高频振荡型接近开关，它的所述检测用线圈实际上是由一端公共连接的、两根绞合的线圈导体构成，将其一个线圈作为谐振电路用线圈，同时，另一个线圈作为内阻补偿用线圈，利用这种双线线圈，通过将其内阻分量(所谓铜电阻分量)虚拟(等效)短路，从而力图提高检测灵敏度。

背景技术

在以非接触方式检测有无被检测体(接近)的接近传感器中，有一种高频振荡型接近传感器。这种高频振荡型接近传感器其简要构成例如如第11图所示，它在振荡电路2的一部分中具有检测用线圈1而构成。而且，这是这样构成的，即在上述检测用线圈1的附近有导电性的被检测体S(例如金属)存在时，利用上述检测用线圈1的Q值变化，检测出存在或接近上述被检测体S。

具体来说，在检测用线圈的附近如有被检测体S存在，则由于检测用线圈1和被检测体S间的电磁感应作用，使所述检测用线圈1的电阻分量R、或自感分量L变化，随着这一变化，振荡电路2的振荡幅度、振荡频率也发生变化。高频振荡型接近传感器例如用检波电路3检测出上述振荡电路2的振荡幅度，根据该检波电路3的检测输出(所述高频振荡电路2的振荡幅度)，检测出存在或接近被检测体S。然后控制输出电路4的动作，例如是这样构成，它通过晶体管5有选择地驱动监视器侧的负载，或驱动LED(发光二极管)6使其发光等，通知(显示)存在或接近被检测体S。还有，图中的7是向振荡电路2、检波电路3等供给驱动电压的稳压电路

然而，要求这种高频振荡型接近传感器不仅其检测特性要稳定，而且也要能将其检测距离设定得相当长。为了满足这样的要求，基本上只要使检测用线圈1具有的内阻、即所谓铜电阻Rcu与温度间不存在依从关系便可。因此，例如在美国专利第4,509,023号说明书、或美国专利第4,942,372号说明书中提出一种通过在检测用线圈1的两端加上与上述铜电阻Rcu成正比的电压、从而对其进行温度补偿的技术。

这种方法其简要构成具体如第12图所示，将两根线圈导体的一端公共连接并绞合的双线线圈作为检测线圈1使用，该双线线圈的一个线圈导体与谐振用电容器C1连接，作为谐振电路用线圈L1使用，同时，将另一个线圈导体作为内阻补偿用线圈(铜电阻补偿用线圈)L2使用。然后，它是这样构成的，即用放大器8将驱动电压Va加在所述双线线圈(检测用线圈)1上，驱动上述线圈L1和电容器C1组成的谐振电路产生振荡，同时使上述放大器8的输出通过电容器C2使相位旋转90°，反馈给所述铜电阻补偿用线圈L2。

但在这样的电路构成的情况下，要调整放大器8所具有的电阻R、P或电压反馈用电容器C2的电容量，找出谐振电路中能补偿自振荡点的温度特性的条件。而且，必须根据被检测体S的检测距离，寻求最佳的上述自振荡点。故而，要获得最佳的电路常数相当困难。特别是为了消除检测用线圈1的铜电阻Rcu与温度间的依从关系，要生成振幅与检测用线圈1上产生的振荡幅度的角频率ω的二次方(ω²)成反比的电压，并将该电压反馈给所述铜电阻补偿用线圈L2。因此，难以设计出能确实可靠地抵消铜电阻Rcu与温度间的依从关系的电路，难以使高频振荡型接近传感器的动作特性稳定。

另外，在已有的一般的接近传感器(接近开关)中，是设定其动作点，使得在被检测物体S靠近规定的距离以前，例如使所述振荡电路2的振荡停止。具有这种动作特性的振荡电路2通常称为硬振荡电路。相反，在与被检测体S的接近距离相对应的多个点处进行该检测时，需要构成所谓的软振荡电路，该电路具有例如根据与被检测体S间的距离使振荡幅度相应变化的动作特性。

附带说明一下，所谓高频振荡电路2的软振荡，是表示一种根据检测用线圈1的Q值变化使其振荡幅度相应变化的振荡形态。检测用线圈1的Q值主要取决于根据被检测体S的有无而变化的检测用线圈1的内阻R。在设检测用线圈1的自感为L、由该检测用线圈1和谐振用电容器C1形成的LC谐振电路的谐振角频率为ω时，则该检测用线圈的Q值能近似地以[Q＝ωL/R]的形式给出。而根据被检测体S的有无使检测用线圈Q值的变化的大小，能以在检测用线圈1的附近有被检测体S存在时的Q值[Qin]、和无被检测体S存在时的Q值[Qout]之比[Q值比＝Qin/Qout]来反应。

但在构成力图使前述动作特性稳定同时、又能满足将其检测距离延长的要求的软振荡电路时，例如就要利用前述的反馈电路，边抵消检测用线圈铜电阻Rcu与温度的依从关系，一边要根据检测线圈Q值的变化，使高频振荡电路的振荡幅度变化，这样就有其构成变得过于庞大等问题存在。

发明内容

本发明之目的为提供一种结构简单的高频振荡型接近传感器，它通过将检测用线圈具有的铜电阻Rcu虚拟(等效)地短路，以图提高其检测灵敏度。特别是在于提供一种结构简单的高频振荡型接近传感器，它通过改进检测用线圈的Q值及Q值比，力图提高检测灵敏度，再除去由于铜电阻分量引起的振荡电路与温度间的依从关系，力图使动作特性更加稳定。

本发明之又一目的在于提供一种结构简单的高频振荡型接近传感器，它能将具有上述检测用线圈的高频振荡电路构成为软振荡电路。

为达到上述目的，本发明涉及的高频振荡型接近传感器是一种将双线线圈作为检测用线圈使用的传感器，该线圈由一端公共连接实质上两根绞合的线圈导体构成，其一个线圈作为谐振电路用线圈，同时，另一个线圈作为铜电阻补偿用线圈。其特征为，包括向该双线线圈的公共连接的一端供给驱动电流的振荡驱动电路、取出所述双线线圈的一端产生的振荡输出电压的缓冲器、移相电路，所述移相电路使由该缓冲器取出的所述振荡输出电压V的相位旋转规定角度后生成与振荡角频率ω成反比的电压j·(Ro/ωL)V，将该电压反馈给所述铜电阻补偿用线圈后抵消所述双线线圈的铜电阻分量Rcu的移相电路。

最好所述移相电路的构成中包括运算放大器，所述缓冲器取出的振荡输出电压V在所述运算放大器的反相输入端和同相输入端之间产生相位差并输入所述运算放大器；以及电阻，该电阻与所述运算放大器的输出端串联，调整所述运算放大器的输出电压，并规定给所述内阻补偿用线圈的反馈量。再有，所述运算放大器包括使在同相输入端输入的电压的相位旋转，并对于由所述缓冲器取出的振荡输出电压的相位旋转角进行调整的、由电容器和可变电阻器构成的旋转相位角调整装置。

另外，本发明涉及的高频振荡型接近传感器是一种将双线线圈作为检测用线圈使用的传感器，该线圈由一端公共连接实质上两根绞合的线圈导体构成，其一个线圈作为谐振电路用线圈，而其另一个线圈作为铜电阻补偿用线圈，其特征为，包括向该双线线圈公共连接的一端供给驱动电流的振荡驱动电路、及补偿装置，所述补偿装置将大小和从所述谐振电路用线圈的一端流向其另一端的电流相等的电流，从所述谐振电路用线圈的另一端流向所述铜电阻补偿用线圈的另一端流动，通过这样使所述谐振电路用线圈的铜电阻分量Rcu短路。

附带说明一下，所述补偿装置在从所述谐振电路用线圈的另一端流向所述内阻补偿用线圈的另一端的电流中，在所述双线线圈的自感分量和交流电阻分量的串联电路中，在分别公共地串联连接所述谐振电路用线圈及所述内阻补偿用线圈的各内阻分量的所述双线线圈的等效电路中承担公共连接点接地的作用。所述补偿装置由将在所述铜电阻补偿用线圈的另一端产生的电压反相放大后负反馈给所述谐振电路用线圈的另一端的反相放大器组成。最好该反相放大器由其放大增益等效为无限大的运算放大器构成。而且利用该补偿装置(反相放大器)将所述谐振电路用线圈的铜电阻分量虚拟短路能通过以下的方式来实现，即所述双线线圈以下述等效电路等效表示，该等效电路是对由其自感分量和交流电阻分量组成的串联电路的一端，分别公共地与所述谐振电路用线圈的铜电阻分量及所述铜电阻补偿用线圈的铜电阻分量串联连接，在用这样的等效电路等效表示时，使其公共连接点虚拟接地。

另外，本发明涉及的高频振荡型接近传感器能这样实现，它将驱动电压加在所述双线线圈的公共连接的一端上的振荡驱动电路，作为根据所述双线线圈Q值的变化而使所述公共连接的一端上产生的振荡幅度变化的非线性放大器。

最好所述非线性放大器能以下述方式起作用，即根据其输入电压，使放大增益多级变化，从而使其输出电压呈非线性变化，由此使所述双线线圈产生的振荡电压的振幅多级变化，赋予该非线性放大器和所述双线线圈构成的高频振荡电路软振荡特性。

附图说明

图1为本发明第一实施形态涉及的高频振荡型接近传感器主要部分的简要构成图。

图2A为表示图1所示的双线线圈的等效电路图。

图2B为表示分离图1所示的双线线圈的铜电阻后的等效电路图。

图3A为用于说明利用通过移相电路的反馈作用来抵消双线线圈铜电阻Rcu的作用的等效电路图。

图3B为用于说明利用通过电容的反馈作用来抵消双线线圈铜电阻Rcu的作用的等效电路图。

图4为本发明第二实施形态涉及的高频振荡型接近传感器主要部分的简要构成图。

图5为表示图4所示的振荡电路的等效电路图。

图6为表示图4所示的振荡电路中检测线圈上产生的电压和电流之间的关系图。

图7为表示检测线圈的内阻测量结果的示意图。

图8为本发明第三实施形态涉及的高频振荡型接近传感器主要部分的简要构成图。

图9为表示图8所示的高频振荡型接近传感器中采用非线性放大器的构成例的示意图。

图10为表示图9所示的非线性放大器的输入输出特性图。

图11为表示高频振荡型接近传感器的一般简要构成的方框图。

图12为表示一个已有的检测线圈用铜电阻补偿电路例子的示意图。

具体实施方式

以下参照附图对本发明的实施形态涉及的高频振荡型接近传感器、特别是以补偿检测用线圈具有的铜电阻的补偿装置为主进行说明。

(第一实施形态)

图1为本实施形态涉及的高频振荡型接近传感器主要部分的简要构成图，11为构成高频振荡电路的一部分的检测用线圈。该检测用线圈11为双线线圈，例如由将两根一端公共连接的高频绞合线(线圈导体)L1、L2互相绞合缠绕在树脂制的线圈架(图中未示出)上构成。还有，线圈架中例如可插入铁氧体磁心(图中未示出)。该双线线圈中的一个线圈L1作为在和该线圈L1并联连接的电容器C1间形成LC并联谐振器的谐振电路用线圈使用。另一个线圈L2作为铜电阻补偿用线圈使用。还有，双线线圈通常只要是一端公共连接并绞合的多根高频绞合线(线圈导体)，而另一端分开即可，实质上为两根(双线)导体的线圈。

采用这种双线线圈构成的检测用线圈11的高频振荡电路，将并联连接电容器C1的谐振电路用线圈L1的另一端B接地，同时，与铜电阻补偿用线圈L2连接的公共连接端A还与放大器12连接，从该放大器12供给驱动电流，从而驱动产生振荡。该放大器12基本上是随着所述检测用线圈11的振荡驱动，将该检测用线圈11的公共连接端A上产生的电压输入后放大，并将其放大输出电压变换成电流，加在所述检测用线圈11的公共连接端A上(输出)，通过这样使检测用线圈11自激振荡。即放大器12呈现这样一种根据其输入电压而输出电流的负阻作用，驱动检测用线圈11产生振荡。

检测该检测用线圈11上产生的振荡电压的缓冲器13，与所述检测用线圈11的一端即双线线圈的公共连接端A连接。而且，它具有这样的结构，即将通过该缓冲器13检测出的振荡电压(输出)，从移相电路15通过增益调整用电阻16，加在所述检测用线圈11的铜电阻补偿用线圈L2的另一端C上。该移相电路15的构成例如以运算放大器15a为主体，使分别供给其反相输入端(-)和同相输入端(+)的来自缓冲器13的输出电压(振荡电压)产生相位差，通过这样起到使该输出电压的相位只旋转规定角度(移相)的作用。附带说明一下，该移相角由与运算放大器15a的同相输入端连接的电阻Rcont和电容器Ccont的电路常数而定，例如可通过改变电阻Rcont的值来调整。然后，由该移相电路15给出规定旋转相位的振荡电压，通过增益调整用电阻16调整其反馈量，加在铜电阻补偿用线圈L2的另一端C上。这样就利用加在铜电阻补偿用线圈L2的另一端C上的电压来补偿所述检测用线圈11的铜电阻。

这里试对由双线线圈构成的检测用线圈11的性质进行分析，该检测用线圈11例如可以认为如图2A所示，等效地分解成其自感L(L1、L2)、与铜损有关的所谓欧姆性电阻(铜电阻)Rcu1、Rcu2、作为交流电阻分量的所谓感应性电阻Ri、及被检测体S引起的涡流损耗Rt。上述涡流损耗Rt也是交流电阻分量的一部分，但是由于对检测对象有着特别的意义，故为便于分析，将其从线圈本身的感应性电阻Ri中分出。另外感应性电阻(交流电阻)Ri是将由所述的铁氧体磁芯或装有该磁芯的金属外壳产生的磁滞损耗、涡流损耗、残留损耗、再有在填充材料中产生的介质损耗、及线圈自身的线材间产生的邻近效应损耗等原因产生的损耗一并作为电阻分量表示的。

然而，本申请的发明者们在评价、分析上述双线线圈时发现，在双线线圈L1、L2间的耦合十分强的情形下，能将检测用线圈11所含的铜电阻Rcu1、Rcu2如图2B所示，作为与交流电阻分量Ri及涡流损耗分量Rt分离的等效电路来处理。换言之，如将检测用线圈11中一个线圈L1如前所述作为谐振电路用线圈使用，而将另一个线圈L2作为铜电阻补偿用线圈使用，则如图2B所示，就能将检测用线圈11所含的铜电阻Rcu1、Rcu2作为分别与感应性电阻Ri及涡流损耗Rt分离的等效电路来处理。

这里，所述各线圈L1、L2在例如以将多根相同线径的高频绞合线绞合的形式实现时，在线圈L1和线圈L2之间的绞合数有[n∶m]的关系时，上述各线圈L1、L2的铜电阻Rcu1、Rcu2分别与其绞合数n∶m的倒数1/n、1/m成正比。因而，在各线圈L1、L2的铜电阻Rcu1、Rcu2之间，以下的关系式成立。

Rcu1＝(m/n)·Rcu2

特别是在线圈L1、L2的绞合数相等的情况下，[Rcu1＝Rcu2]的关系成立。

那末，现在再分析双线线圈L1、L2的公共连接点A和谐振电路用线圈L1的端子B之间，由于其谐振产生角频率ω的交流电压的状态。另外，设忽略铜电阻补偿用线圈L2的端子C。于是，在图2B所示的等效电路中，在将铜电阻Rcu1、Rcu2分开的点D处，通过电感L1(L2)，相位旋转-90°，出现根据其阻抗[ωL+Ri+Rt]和铜电阻进行电阻分压的电压振幅。因而，只要将和在该D点出现的电压振幅相同、并且其相位从A点看已旋转+90°的电压，经所述铜电阻补偿用线圈L2的端子C再供给上述的D点，则据此就能抵消D点产生的电压振幅，使铜电阻Rcu1产生的电压为零[0V]。这样从端子A-B之间看谐振电路用线圈L1时，因为点D的电压为零[0V]，所以实际上觉察不到检测用线圈11内存在着铜电阻Rcu1，在名义上可以将铜电阻Rcu1作为0Ω。即通过将上述点D等效地接地，铜电阻Rcu1虚拟短路，就能有效地消除该铜电阻Rcu1对振荡电路的影响。

前述的缓冲器13及移相电路15，通过将这样的电压经过铜电阻补偿用线圈L2的端子C加在D点上，从而如上所述担负起等效地抵消(消除)检测用线圈11所含铜电阻Rcu1的作用。其结果，能大幅度改善检测用线圈11的Q值，又能消除因铜电阻Rcu1引起的温度依从关系。而且，力图使检测用线圈11产生的振荡动作稳定，进而实现作为非接触传感器用的动作稳定。还能延长接近传感器的物体检测距离。

另外，在如此消除检测用线圈11所含的铜电阻Rcu1时，可以将这一检测用线圈11加上上述的缓冲器13及移相电路15后的全部电路作为消除了其铜电阻Rcu1的一个检测用线圈，即作为带铜电阻消除电路的线圈来处理。因而，在设计驱动检测用线圈11进行振荡的放大器时，因为可以把不存在铜电阻Rcu1的线圈作为对象来决定其电路常数，故设计就容易，电路构成也容易简化。

这里，再试着对前面所述的在消除检测用线圈11的铜电阻Rcu1时缓冲器13的作用进行分析。这种情形如图3A中的等效电路所示，检测用线圈11的电感L上受到由于振荡而产生的电压V，从其公共连接点A供给电流i1。又从端子C供给从移相电路15通过增益调整用电阻(Ro)16提供的电流i2。然后，上述的电流i1、i2在将铜电阻Rcu1、Rcu2分开的点D处合成后，流入铜电阻Rcu1，因此，检测用线圈11上产生的电压V能以下式表示。

V＝i1·jωL+(i1+i2)·Rcu1            ……(1)

另外，应从缓冲器13反馈给铜电阻补偿用线圈L2的端子C的电压gV能用下式表示。

gV＝(i1+i2)·Rcu1+i2·(Rcu2+Ro)      ……(2)

式中，上述g是反馈电路的增益。而且，所谓消除铜电阻Rcu1意味着将流入该铜电阻Rcu1的电流(i1+i2)作为零。因而，若设前述的增益调整用电阻16的值Ro远大于铜电阻Rcu2(Rcu2＜＜Ro)，则从上述的式(1)、(2)可知，可以用下式

g＝+j·(Ro/ωL)近似设定上述的增益。

相反，假定代替前述的移相电路15，如将缓冲器13的输出电压如前述的图12所示的已有的例子那样，单用电容器C2旋转相位后反馈给检测用线圈11，则如图3B中其等效电路所示，应从该缓冲器13反馈的电压gV变为

gV＝(i1+i2)·Rcu1+i2·(Rcu2+1/jωC)  ……(3)

而且，若设电容器C2的阻抗(1/jωC)远大于铜电阻Rcu2，则对缓冲器13求得的增益近似为

g＝1/ω²LC

这意味着在想要将缓冲器13的输出电压仅用电容器C2使其相位旋转并反馈给检测用线圈11时，铜电阻Rcu1补偿所需的电压振幅与振荡角频率ω的二次方(ω²)成反比。相反，如前所述，在利用移相电路15使缓冲器13的输出电压相位旋转时，其补偿所需的电压振幅只与振荡角频率ω成反比。所以若利用移相电路15使反馈给检测用线圈1的振幅电压的相位旋转来消除铜电阻Rcu1，则只要设定与振荡角频率ω的一次方成反比的增益即可。所以与利用电容器C2使相位旋转的情形相比，能使其电路设计变得容易，能提高铜电阻补偿的稳定性。还能获得减少其频率依从关系等效果。

此外，如上所述，在利用移相电路15时，例如将热敏电阻等作为外附器件附加在增益调整用电阻(Ro)16、或反馈量调整用电阻(Rcont)等上，据此则能方便地对其移相特性作微调。因而，就能包括铜电阻Rcu1的温度依从关系在内，有效地消除该铜电阻Rcu1的影响。

(第二实施形态)

图4表示该实施形态涉及的高频振荡型接近传感器的主要部分的简要构成图。该高频振荡型接近传感器是这样构成，即从放大器12将驱动电流供给所述双线线圈构成的检测用线圈11的公共连接点A并驱动产生振荡，同时，经反相放大器18将铜电阻补偿用线圈L2的端子C上产生的电压反馈给谐振电路用线圈L1的端子B，通过这样来补偿检测用线圈11的铜电阻Rcu1。

即，反相放大器18例如由同相输入端子(+)接地、在反相输入端子(-)上接受输入电压进行反相工作的运算放大器构成。而该双线线圈的铜电阻补偿用线圈L2的另一端C与上述运算放大器(反相放大器18)的反相输入端连接，该运算放大器(反相放大器18)的输出端与所述谐振电路用线圈L1的另一端B连接。

这样构成的振荡电路通过采用前述的图2B所示的检测用线圈11的等效电路，能够重新画成如图5所示的电路。具体来说，检测用线圈11中铜电阻补偿用线圈L2的铜电阻Rcu2变成与反相放大器18的反相输入端子(-)连接。又因该反相放大器18的输入阻抗如前所述足够大，故电流不会流入上述反相输入端子(-)。因此，铜电阻补偿用线圈L2的铜电阻Rcu2上不产生电压降，C点的电位Vc始终等于D点的电位Vd。其结果，铜电阻补偿用线圈L2的铜电阻Rcu2的值变成与检测用线圈11无关。

又因反相放大器18的同相输入端子(+)接地，故该反相放大器18以上述接地电位(0V)为基准，在前述D点的电位Vd为正[Vd＞0]时，反相放大器18的输出成为负(-)的电压。反之，D点的电位Vd为负[Vd＜0]时，反相放大器18的输出成为正(+)的电压。

而且，反相放大器18由于形成反馈环路，使得反相输入端子(-)和同相输入端子(+)的电位始终相等(Vc＝Vd)，所以通过反相放大器18动作，使得C点的电位变成反相放大器18的同相输入端子(+)的电位，即变成接地电位[0V]。其结果，如前所述，通过控制使得C点的电位Vc始终等于D点的电位Vd，使得[Vd＝0V]，所以D点就变成虚拟的接地。

于是，按照上述构成的振荡电路，能从检测用线圈11和电容器C1构成的并联谐振电路中，将上述检测用线圈11的铜电阻Rcu1虚拟短路。而该谐振电路如图5所示，由谐振电路用线圈L1的电感L、交流电阻分量Ri、被检测体中涡流损耗Rt、及电容器C1组成。其结果，在检测用线圈11的铜电阻Rcu1中没有上述谐振电路的电流流过。

更加详细来说，相对于检测用线圈11的电抗ωL1，谐振电路用线圈L1的交流电阻分量Ri及涡流损耗Rt小得多。为此，如设由检测用线圈11的电感L产生的A点电位为Va，则在谐振电路用线圈L1中流过的电流i1如图6所示，变成比上述电压Va相位滞后90°的电流。而且，由于该电流i1的作用，与谐振电路用线圈L1的铜损有关的欧姆性电阻Rcu1上产生[Rcu1·i1]的电压降。

另一方面，反相放大器18的输出电压Vout如前所述进行输出，使D点的电位Vd始终为零[0]。因此，下式成立。

Vout-Vd＝Vout＝-Rcu1·i1＝Rcu2·i2

电流i1和电流i2如图6所示，具有以下的关系。

i1＝-i2

即从反相放大器18输出和谐振电路用线圈L1的铜电阻Rcu1中流过的电流i1大小相等、而相位相反的电流i2，从而使D点等效接地，铜电阻Rcu1虚拟短路。其结果，能将D点的电位Vd作为零[0]而虚拟接地，消除谐振电路用线圈L1的铜电阻Rcu1的影响。

另外，如上所述，由于利用将D点虚拟接地，从而使谐振电路用线圈L1的铜电阻Rcu1中流过的电流为零[0]，所以，从端子A-B间看谐振电路用线圈L1时，D点的电位是[0V]，故实际上检测用线圈1内存在的铜电阻可忽略不计，可以将铜电阻Rcu1视作0Ω。

这样，按照上述构成的振荡电路，因能虚拟地将检测用线圈1所含的铜电阻Rcu1短路，所以能和前述的实施形态一样大大改进检测用线圈1的Q值比。还能除去因铜电阻Rcu1引起的温度依从关系，力图使其振荡动作稳定，进而亦能力图使作为接近传感器的动作稳定。还能延长接近传感器的检测距离，同时能构成检测精度高的接近传感器。

再者，上述振荡电路中，通过反相放大器18使D点的电位维持在0V。从该反相放大器18输出的电流是和流过谐振电路用线圈L1的欧姆性电阻Rcu1的电流的大小及频率等均相等、而其相位仅差180°的反相的电流。因而，谐振电路的谐振频率变动，由此，流过该谐振电路用线圈L1的欧姆性电阻Rcu1的电流的频率也发生变化，和该变化的频率相同频率的反相电流从反相放大器18向谐振电路用线圈L1的铜电阻Rcu1输出。因此，能防止因频率变动引起的虚拟接地的变动，能确实地将铜电阻Rcu1短路。所以，就不需要补偿电路以补偿由于频率变动而引起的电路常数的变动。尤其是谐振电路用线圈L1可以作为不存在铜电阻Rcu1的检测线圈来决定其电路常数，所以其设计容易，也很容易使电路构成简化。

再有，由于利用反相放大器18虚拟接地，使D点始终为0V，因此能不受各个器件特性离散的影响，有效地排除谐振电路用线圈L1的铜电阻Rcu1的影响。

为了对上述振荡电路中线圈的铜电阻补偿效果进行验证，本申请的发明者们对用于高频振荡型接近传感器的检测线圈在各种条件下的电阻分量进行了测量。具体来说，将检测线圈的周围温度设定在常温(25℃)、低温(-25℃)、高温(70℃)的情况下，设振荡频率为200kHz，测量其电阻值。

图7为在线材状态时、缠绕在线圈架上时、磁芯插入线圈架时、装入金属外壳中时、及被检测体S距检测线圈7mm时，分别测量上述各温度条件下的线圈的电阻分量，将其测量结果作图。还有，在图中，将检测用线圈1的铜电阻Rcu、交流电阻分量Ri、检测体中的涡流损耗Rt分别加在一起表示。

对该实验结果进行分析，则可知：形成线圈的线材本身所具有的铜电阻在-25℃～70℃的温度范围中，为约0.87Ω～约1.23Ω。采用该线材形成检测线圈，再装入金属外壳中时的电阻值，由于加上在检测线圈上产生的交流电阻分量Ri，则在-25℃～70℃的温度范围中变成约1.8Ω～约2.27Ω。而且，被检测体S一接近检测线圈(7mm)，则被检测体内部就产生涡流损耗，所以还要对线圈增加涡流损耗Rt。

如该图所示，检测线圈的电阻部分中，铜电阻Rcu所占的比例大，温度变化会对线圈特性带来较大的影响。附带说明一下，在该测量所用的线圈中，不采用前述铜电阻补偿电路时的Q值比为

Q值比＝(Rcu+Ri)/(Rcu+Ri+Rt)＝91[％]

另外，采用本发明的铜电阻补偿电路时约Q值比为

Q值比＝Ri/(Ri+Rt)＝80[％]

即，如将前述本发明的铜电阻补偿电路应用于该测量所用的线圈，则其结果可使其Q值比改进11％左右。可以说这显著地表现出由于设置虚拟接地点从而将铜损电阻分量虚拟短路的效果。

(第三实施形态)

在实现与被检测体S的接近距离对应的多个点处对被检测体S进行检测的高频振荡型接近传感器时，要构筑具有例如根据与被检测体S间的距离而改变振荡幅度的动作特性的、所谓软振荡电路。在实现这种软振荡电路时，基本上作为驱动检测用线圈11进行振荡的放大器12，只要例如采用如图8所示的非线性放大器21即可。

还有，当然也可采用非线性放大器21，作为图1所示的振荡电路的放大器12、或图4所示的振荡电路的放大器12。

该非线性放大器21起到根据检测用线圈11的Q值变化而使该检测用线圈11上产生的振荡幅度变化的作用。该非线性放大器21其简要构成例如如图9所示，并联设置利用第一基准电压Va进行偏置的第一放大器21a、利用第二基准电压Vb(＝-Va)进行偏置的第二放大器21b、及具有规定的放大增益(增益Go)的第三放大器21C，在输出放大器21d中将上述各放大器21a、21b、21c的各放大输出相加后输出。

还有，第一放大器21a的偏置电压Vin1能以下式给出。

Vin1＝[1+R11/(R12+R13)]Va

另外，第一放大器21a具有并联连接在其输入输出端之间的二极管D11、及串联地介于其输出端的二极管D12，将上述偏置电压Vin1作为界限，通过有选择地将电阻R12形成的反馈环路进行偏置，从而改变对于输入电压Vin的放大增益。其结果，第一放大器21a在输入电压Vin小于上述偏置电压Vin1时，[Vin≤Vin1]，按照下式

V01＝-Vin(R12/R11)+(1+R12/R11)Va得到输出电压V01。又在输入电压Vin大于上述偏置电压Vin1时，[Vin＞Vin1]，按照下式

V01＝[R13/(R12+R13)]Va变成得到固定的输出电压V01。

另外，第二放大器21b的偏置电压Vin2能以下式给出，

Vin2＝[1+R21/(R22+R23)]Vb。

而且，该第二放大器21b也具有并联连接在其输入输出端之间的二极管D21、及串联地介于其输出端的二极管D22，将上述偏置电压Viin2作为界限，通过有选择地将电阻R22形成的反馈环路进行偏置，从而改变对于输入电压Vin的放大增益。其结果，第二放大器21a在输入电压Vin大于偏置电压Vin2时，[Vin≥Vin2]，按照下式

V02＝-Vin(R22/R21)+(1+R22/R21)Vb得到输出电压V02。又在输入电压Vin不超过上述偏置电压Vin2时，[Vin＜Vin2]，按照下式

V02＝[R23/(R22+R23)]Vb变成得到固定的输出电压V02。

非线性放大器21通过用前述的输出放大器21d将上述第一及第二放大器21a、21b的各放大输出V01、V02、和第三放大器21c的放大输出相加合成，在整体上表现为按照其输入电压Vin使其放大增益变化的如图10中例举的非线性输入输出特性。然后，输入所述检测用线圈11产生的振幅电压Va作为其输入电压Vin，通过电阻22将其输出电压Vout进行电流变换，供给该检测用线圈11，从而驱动检测用线圈11产生振荡。

还有，在图8所示的振荡电路中，设置取出所述检测用线圈11产生的电压的缓冲器13，该缓冲器13的输出通过电容器17将相位旋转90°后，反馈给所述检测用线圈11的铜电阻补偿用线圈L2。该缓冲器13及电容器17如前所述，起到作为消除检测用线圈11的铜电阻Rcu的补偿电路的作用，通过抵消上述铜电阻Rcu，来改进检测用线圈1的前述Q值比，同时亦担负着抵消该检测用线圈11对温度的依从关系的作用。

但是如前所述，若采用前述的图1所示的移相电路代替上述电容器17，则由于只要设定与振荡角频率ω的一次方成反比的增益即可，所以与采用电容器17来使相位旋转的情形相比，其电路设计容易。而且能更加提高铜电阻补偿的稳定性，还能起到减小其频率依从性等效果。

即采用移相电路15的方法能提高相对于振荡频率变化的铜电阻消除的稳定性，大大缓和软振荡时要求非线性放大器2的制约条件，能减小其频率依从关系。因此，起到能更加简单地利用非线性放大器21实现软振荡的效果。

另外，在采用非线性放大器21作为图4所示的振荡电路的放大器12时，也能起到同样的效果。

再者，本发明并不仅限于上述诸实施形态，其振荡频率、检测灵敏度等可根据规格而设定。另外，这里的检测用线圈11用铜线构成，对抵消其铜电阻分量作了说明，但在检测用线圈11由铝等其它的导体构成时，同样也能消除其内阻分量。另外，当然按照其规格只要设定电路常数等即可。总而言之，在不超出本发明的宗旨的范围内，可对本发明作各种变形并实施。

按照本发明，因为使双线线圈组成的检测用线圈上产生的振振荡输出电压的相位旋转，并反馈给该检测用线圈，通过这样使该检测用线圈的内阻分量虚拟地短路，所以能改进检测用线圈的Q值及Q值比，力图提高其检测灵敏度，又能消除因线圈的内阻引起的对温度的依从关系。而且，还由于能以采用移相电路、或反相放大器的简单构成使内阻虚拟短路，故能实现检测灵敏度高、动作特性稳定的高频振荡型接近传感器，在实用上本发明的优点甚多。

Claims (6)

1、一种高频振荡型接近传感器，其特征在于，包括：

双线线圈，该线圈实质上由两根一端公共连接并绞合的线圈导体构成，将其一个线圈作为谐振电路用线圈，同时另一个线圈作为内阻补偿用线圈；

振动驱动电路，用于向该双线线圈公共连接的一端供给驱动电流；及

补偿装置，用于将大小和从所述谐振电路用线圈的一端流向其另一端的电流相等的电流，从所述谐振电路用线圈的另一端流向所述内阻补偿用线圈的另一端，使所述谐振电路用线圈的内阻分量短路。

2、如权利要求1所述的高频振荡型接近传感器，其特征在于，

所述补偿装置在从所述谐振电路用线圈的另一端流向所述内阻补偿用线圈的另一端的电流中，在所述双线线圈的自感分量和交流电阻分量的串联电路中，在分别公共地串联连接所述谐振电路用线圈及所述内阻补偿用线圈的各内阻分量的所述双线线圈的等效电路中承担公共连接点接地的作用。

3、如权利要求1所述的高频振荡型接近传感器，其特征在于，

所述补偿装置由将所述内阻补偿用线圈的另一端上产生的电压进行反相放大并负反馈给所述谐振电路用线圈的另一端的反相放大器构成。

4、如权利要求3所述的高频振荡型接近传感器，其特征在于，

所述反相放大器由其放大增益等效为无限大的运算放大器构成。

5、如权利要求1所述的高频振荡型接近传感器，其特征在于，

驱动电压加在所述双线线圈的公共连接的一端上的振荡驱动电路由根据所述双线线圈的Q值变化而使所述公共连接的一端产生的振荡幅度变化的非线性放大器构成。

6、如权利要求5所述的高频振荡型接近传感器，其特征在于，

所述非线性放大器使所述双线线圈产生的振荡电压的振幅多级变化，并赋予该非线性放大器和所述双线线圈组成的高频振荡电路具有软振荡特性。

Images