JP3809635B2 - コイルの銅抵抗補償回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば高周波発振型近接センサに組み込まれて、高周波発振回路の一部を構成する検出用コイルの検出感度を改善するに好適なコイルの銅抵抗補償回路に関する。
【０００２】
【関連する背景技術】
検出対象物の有無（接近）を非接触で検出する近接センサの一種に、例えば図８にその概略構成を示す高周波発振型近接センサがある。この近接センサには、高周波発振回路の一部を構成する検出用コイル１が備えられている。この近接センサの検出用コイル１の近傍に導電性の検出対象物Ｓ（例えば金属）が存在または接近すると、電磁誘導作用により該検出用コイル１の抵抗成分や自己インダクタンス成分が変化する。そして、この変化を発振振幅や発振周波数の変化として捉えるため、該検出用コイル１のＱの変化を利用する。尚、検出用コイル１のＱは、検出対象物Ｓの有無によって変化する検出用コイル１の抵抗成分Ｒに大きく依存する。この検出用コイル１のＱは、検出用コイル１の自己インダクタンスをＬ、この検出用コイル１と共振用コンデンサ（図示せず）とにより形成されるＬＣ共振回路における共振角周波数をωとしたとき近似的に［Ｑ＝ωＬ／Ｒ］として与えられる。そして検出対象物Ｓの有無による検出用コイル１のＱの変化の大きさは、その近傍に検出対象物ＳがあるときのＱの値［Ｑin］と、検出対象物ＳがないときのＱの値［Ｑout］との比、即ち、［Ｑ比＝Ｑin／Ｑout］として捉えることができる。
【０００３】
このＱの変化を高周波発振回路２の振幅の変化として検出するため、高周波発振回路２の次段に検波回路３が設けられている。そして、検波回路３の出力レベルが予め定められた所定のレベルに従って出力回路４は、例えばトランジスタ５などのスイッチング素子のオン／オフを選択駆動し、負荷の駆動制御を行う。ちなみに、出力回路４には検出対象物Ｓの有無（近接）の表示をするため、例えばＬＥＤ（発光ダイオード）６などの表示素子が設けられることもある。
【０００４】
上記のような検出対象物の有無検出以外に、検出対象物Ｓの位置変動に伴う検波回路３の出力レベルの変化を線形化回路（図示せず）により直線化し、検出対象物の多点的（または連続的）な位置の測定に供する場合もある。
尚、これらの回路の電源として定電圧回路７が設けられ、近接センサ内の各部に安定した電圧を供給している。
【０００５】
ところで、このような高周波発振型近接センサには、一般的にその検出特性が安定であることのみならず、その検出距離を十分に長く設定し得ること等が要求され、従来から種々の改良が施されている。例えば特開平１−２１２００５号公報には、検出用コイルが持つ銅抵抗Ｒcuの温度依存性を補償することによって検出特性の安定化と長距離化を図る手法として、図９にその概略構成を示す発振回路が提唱されている。この発振回路は検出用コイル１に生起された電圧を取り出す増幅器８を設け、この増幅器８の出力をコンデンサＣ２を介して９０°位相を回転した後、検出用コイル１の他方のコイル（銅抵抗補償用コイル）Ｌ２に帰還するものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前述した検出特性の安定化を図ると共に、その検出距離を伸ばすためには、例えば前述した公報に開示されている発振回路において、一方の帰還経路の帰還量を帰還量調整抵抗Ｒおよび帰還コンデンサＣ２の容量および利得調整用抵抗Ｐを調整することによって自己発振点の温度特性が補償される条件を見出し、かつ、被検出体の位置に応じた自己発振点の最適化を図ることが必要なので、その回路定数の最適化が相当な手間となる等の問題がある。
【０００７】
本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、その目的は、検出用コイルの銅抵抗Ｒcuを仮想的に短絡することができ、その動作特性の安定化を図ると共に、検出感度の向上を図ることのできる簡易な構成の高周波発振型近接センサを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前述した目的を達成するため、本発明に係るコイルの銅抵抗補償回路は、一端を共通接続して縒り合わせた実質的に２本のコイル導体の一方を共振回路用コイルとし、他方を銅抵抗補償用コイルとした２糸コイルと、この２糸コイルの共通接続した一端に駆動電圧を印加する発振駆動回路と、前記共振回路用コイルの一端からその他端に流れる電流と大きさが等しい電流を前記共振回路用コイルの他端から前記銅損補償用コイルの他端に向けて流し、前記共振回路用コイルの銅抵抗成分に電流が流れないようにすることによって、前記共振回路用コイルの銅抵抗成分を仮想的に短絡する補償手段とを備えている。
【０００９】
好ましくは、前記補償手段による前記共振回路用コイルの銅抵抗成分の仮想的短絡は、前記２糸コイルのインダクタンス成分と交流抵抗成分との直列回路に、前記共振回路用コイルおよび前記銅抵抗補償用コイルの各銅抵抗成分をそれぞれ共通に直列接続した等価回路における共通接続点を仮想接地するものである。
より好ましくは、前記補償手段は、前記銅抵抗補償用コイルの他端に生じる電圧を反転増幅して前記共振回路用コイルの他端に負帰還する反転増幅器から構成される。
【００１０】
また前記反転増幅器は、その増幅利得を等価的に無限大とした演算増幅器で構成してもよい。
したがって、本発明によれば検出用コイルの銅抵抗Ｒcuを仮想的に短絡することができるので、その動作特性の安定化を図ると共に、検出感度の向上を図ることのできる簡易な構成の高周波発振型近接センサを提供することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の一実施形態に係るコイルの銅抵抗補償回路について説明する。
図１はこの実施形態に係る高周波発振型近接センサの発振回路概略構成図を示している。この発振回路は、例えば一端を共通に接続した実質的に２本の高周波リッツ線を互いに縒り合わせた２糸コイルＬ１,Ｌ２を樹脂製のボビンに巻装し、該ボビンにフェライトコア挿入した検出用コイル１として備えたものである。ちなみに２糸コイルとは複数本のリッツ線などが巻かれたコイル導体を縒り分けて実質的に２本（２糸）のコイルとなるように構成したコイルであって、単に２本のコイル導体からなるものだけに限定されるものではない。そして、該検出用コイル１の一方の共振回路用コイルＬ１に並列に接続されたコンデンサＣとの間でＬＣ並列共振器を形成している。
【００１２】
この２糸コイルの銅抵抗補償用コイルＬ２の他端は、演算増幅器１０のマイナス（−）側の入力端子に接続されて、該演算増幅器１０のプラス（＋）側の入力端子はグランド（ＧＮＤ）に接続され接地されている。このため演算増幅器１０は反転増幅器として動作する。つまり、入力信号と逆極性（逆位相）の信号が演算増幅器（反転増幅器）１０から出力される。そして、この演算増幅器１０の出力端子は共振回路用コイルＬ１の他端に接続されている。
【００１３】
また増幅器９は、上記検出用コイル１に接続されて該検出用コイル１を発振駆動する高周波発振回路を構成するもので、更に検出用コイル１のＱの変化に応じて該検出用コイル１に生起される発振振幅を変化させる役割を担う。この増幅器９は、基本的には前記検出用コイル１に生起された電圧を入力して増幅し、その増幅出力電圧を前記検出用コイル１に出力して検出用コイル１を発振駆動する。そして、この高周波信号はバッファアンプ１１によって次段の検波回路（図示せず）の入力信号として相応しいレベルになるよう増幅され出力される。
【００１４】
ここで２糸コイルからなる検出用コイル１の性質について考察してみると、この検出用コイル１は、例えば図２(ａ)に示すように、等価的にはその自己インダクタンスＬ（Ｌ１,Ｌ２）と、銅抵抗成分Ｒcu1、Ｒcu2、交流抵抗成分Ｒiおよび被検出体における渦電流損Ｒtとに分けて考えることができる。ここで、被検出体における渦電流損成分Ｒtも交流抵抗成分の一部分であるが、検出対象という特別な意味があるので、便宜上Ｒiから分けておく。
【００１５】
ちなみに交流抵抗Ｒiは、
▲１▼ フェライトコアおよび金属ケースに生ずるヒステリシス損、うず電流損、残留損
▲２▼ 充填材に生ずる誘電体損
▲３▼ コイル自身の線材間に生ずる近接効果損
などの要因によって生起される損失を抵抗成分として表したものである。
【００１６】
ところで発明者らは上述した２糸コイルを評価・解析したところ、２糸コイル間の結合が十分強い場合、図２(ｂ)に示すように検出用コイル１に含まれる銅抵抗Ｒcu1およびＲcu2を、交流抵抗成分Ｒiおよび渦電流損成分Ｒtから分離した等価回路として捉えられることを発見した。
この図２（ｂ）に示す検出コイルの等価回路において、例えばコイルＬ１とＬ２が同じ線径の導線を縒り合わせた高周波リッツ線からなる場合、［コイルＬ１の縒り数：コイルＬ２の縒り数＝ｎ：ｍ］とすると、［Ｒcu1∝１／ｎ、Ｒcu2∝１／ｍ］であるので、［Ｒcu1＝（ｍ／ｎ）・Ｒcu2］という関係を導くことができる。
【００１７】
特に、コイルＬ１とＬ２の縒り数が等しい場合、Ｒcu1＝Ｒcu2という関係が成り立つ。
そして、この等価回路から検出用コイル１における一方のコイルＬ１を共振回路用とし、他方のコイルＬ２を銅抵抗補償用として図１に示す発振回路の概略構成図を描き直したものを図３に示す。
【００１８】
図３に示す回路を参照すると、前述した検出用コイル１の銅抵抗補償用コイルＬ２の銅抵抗Ｒcu2は反転増幅器１０のマイナス（−）入力端子に接続されている。この反転増幅器１０として、例えば演算増幅器（オペアンプ）を用いた場合、該オペアンプの入力インピーダンスは非常に大きく反転増幅器１０の入力端子には電流が流れないと考えてよい。
【００１９】
また、反転増幅器１０の入力インピーダンスは前述のように大きいのでマイナス（−）入力端子に電流が流れない。このため、銅抵抗補償用コイルＬ２の銅抵抗Ｒcu2に電圧降下が生じないので、Ｃ点の電位Ｖ_CとＤ点の電位Ｖ_dは常に等しくなる。つまり、銅抵抗補償用コイルＬ２の銅抵抗Ｒcu2の値の大小には無関係となる。そして、反転増幅器１０のプラス（＋）入力端子が接地されているので反転増幅器１０は、この接地電位（０［Ｖ］）を基準として、
▲１▼Ｄ点の電位Ｖ_dが正［Ｖ_d ＞ ０］の場合、反転増幅器１０の出力は負（−）の電圧を出力する。
【００２０】
▲２▼Ｄ点の電位Ｖ_dが負［Ｖ_d ＜ ０］の場合、反転増幅器１０の出力は正（＋）の電圧を出力する。
そして反転増幅器１０のマイナス（−）入力端子とプラス（＋）入力端子の電位が常に等しく（Ｖ_C ＝ Ｖ_d）なるよう帰還される。このため、Ｃ点の電位が反転増幅器１０のプラス（＋）入力端子の電位、即ち、接地電位０［Ｖ］になるよう帰還され、維持されることになる。つまり、前述したようにＣ点の電位Ｖ_CとＤ点の電位Ｖ_dは常に等しくなり、Ｖ_d ＝ ０［Ｖ］になるよう構成されている。即ち、Ｄ点を仮想的に接地したことと等価になる。
【００２１】
このように構成することで共振回路用コイルＬ１とコンデンサＣ１とからなる並列共振回路から共振回路用コイルＬ１の銅抵抗Ｒcu1を仮想的に短絡することができる。このため共振回路用コイルＬ１、交流抵抗成分Ｒi、被検出体における渦電流損ＲtおよびコンデンサＣ１で共振回路が形成され、共振回路用コイルＬ１の銅抵抗Ｒcu1には共振回路の電流が流れない。より詳しくは、共振回路用コイルＬ１のリアクタンスωＬ１に対して、共振回路用コイルＬ１の交流抵抗成分Ｒiおよび渦電流損Ｒtは十分小さい。このため、共振回路用コイルＬ１の自己インダクタンスＬによって生起されたＡ点の電位をＶａとすると、該共振回路用コイルＬ１に流れる電流ｉ1はＶａに対して位相が９０°遅れた電流となる。そして、この電流ｉ1によって、共振回路用コイルＬ１の銅損に依存するオーム性の抵抗Ｒcu1には、Ｒcu1・ｉ1の電圧降下が生じる。
【００２２】
一方、反転増幅器１０の出力電圧Ｖoutは、前述のように常にＤ点の電位Ｖ_dが零［０］になるように出力されるため、
Ｖout−Ｖ_d ＝ Ｖout ＝ −Ｒcu1・ｉ1 ＝ Ｒcu1・ｉ2
∴ｉ1 ＝ −ｉ2
の関係が成立する。したがって、Ａ点の電位Ｖａ、共振回路用コイルＬ１に流れる電流ｉ1、反転増幅器１０が出力する電流ｉ2の関係を図示すると図４に示すようになる。つまり、共振回路用コイルＬ１の銅抵抗Ｒcu1に流れる電流と大きさが等しく逆位相の電流を反転増幅器１０から出力することによって、Ｄ点が接地されたことと等価になり抵抗Ｒcu1を仮想的に短絡することになる。
【００２３】
換言すれば、反転増幅器１０の出力側から共振回路用コイルＬ１の銅抵抗Ｒcu1に流れる電流と大きさが等しく、逆極性（逆位相）の電流を銅抵抗Ｒcu1に流して銅抵抗Ｒcu1を打ち消している。このため、Ｄ点の電位Ｖ_dが零［０］となり仮想的に接地されたことになるので共振回路用コイルＬ１の銅抵抗Ｒcu1の影響を取り去ることができる。
【００２４】
また、前述したようにＤ点を仮想接地することによって共振回路用コイルＬ１から銅抵抗Ｒcu1に流れる電流を零［０］にしている。このとき、端子Ａ-Ｂ間からコイルＬ１を見たとき、Ｄ点の電位が零［０］であるので、検出用コイル１に内在する銅抵抗Ｒcu1が実質的に見えなくなり、銅抵抗Ｒcu1を０［Ω］と見なすことができる。
【００２５】
このように本発明に係るコイルの銅抵抗補償回路によれば、検出用コイル１に含まれる銅抵抗Ｒcu1を仮想的に短絡することができる。この結果、検出用コイル１のＱ比を大幅に改善し、また銅抵抗Ｒcu1に起因する温度依存性を除去してその発振動作の安定化を、ひいては近接センサとしての動作の安定化を図ることが可能となる。更には近接センサの検出距離を伸ばすことが可能となると共に、検出精度の高い近接センサを構成することが可能となる。
【００２６】
このようにして検出用コイル１に含まれる銅抵抗Ｒcu1を打ち消した場合、この検出用コイル１を銅抵抗消去回路付きのコイルとして捉えることができる。従って前述した増幅器９を設計するに際しては、銅抵抗Ｒcu1が存在しないコイルを対象としてその回路定数を決定すればよいので、その設計が容易であり、回路構成の簡素化を図ることも容易である。
【００２７】
また上述したように本発明の銅抵抗補償回路では、反転増幅器１０を介して、Ｄ点の電位が０［Ｖ］になるように維持している。この反転増幅器１０から出力される電流は、共振回路用コイルＬ１のオーム性の抵抗Ｒcu1に流れる電流と大きさと周波数が等しく、その位相だけが１８０°異なる逆相電流である。このため、共振回路の共振周波数が変動して、該共振回路用コイルＬ１のオーム性抵抗Ｒcu1に流れる電流の周波数が変化しても、その変化した周波数と同一周波数の逆相電流が反転増幅器１０から共振回路用コイルＬ１の銅抵抗Ｒcu1に出力されるので、周波数変動による仮想接地の変動を防止することができ、銅抵抗Ｒcu1を仮想的に短絡することが可能となる。
【００２８】
つまり、周波数変動による回路定数の変動を補償する回路が不要であり、共振回路用コイルＬ１は銅抵抗Ｒcu1が存在しない検出コイルとして回路定数を決定すればよいので、その設計が容易であり、回路構成の簡素化を図ることも容易である。
更には、反転増幅器１０によって、常にＤ点が０［Ｖ］となるように仮想接地されるので、個々の部品の特性のばらつきに影響されることなく共振回路用コイルＬ１の銅抵抗Ｒcu1の影響を効果的に排除することができる。
【００２９】
ところで、上述したことを踏まえて発明者らは、本発明の一実施例に係るコイルの銅抵抗補償回路の効果を検証すべく、高周波近接センサに用いられる検出コイルを用いて、検出コイルの抵抗成分の測定を行った。具体的には検出コイルの周囲温度を常温（２５℃）、低温（−２５℃）、高温（７０℃）に設定し、発振周波数を２００［ｋＨｚ］として測定した。
【００３０】
図５はそれぞれの温度条件におけるコイルの抵抗成分を線材、コイル、コイルコア状態、金属ケース収納状態および検出コイルに近接させる検出体の位置を７［ｍｍ］にしたときの状態をグラフに表したものである。そして、この結果から検出用コイル１の銅抵抗Ｒcu、交流抵抗成分Ｒi、検出体中の渦電流損Ｒtとして、それぞれの抵抗成分を積み上げて表示している。
【００３１】
この結果を検討すると、コイルを形成する線材自体が持っている銅抵抗Ｒcuは温度７０［℃］〜−２５［℃］の範囲において、約１.２３［Ω］〜約０.８７［Ω］である。この線材を用いて形成したコイルをコアに装着して検出コイルを形成する。そして、金属ケースにこの検出コイルを収納すると検出コイルに生じる交流抵抗成分Ｒiが加味される。このとき、温度７０［℃］〜 −２５［℃］の範囲において、コイルの抵抗値は約２.２７［Ω］〜 約１.８［Ω］となる。そして被検出体が検出コイルに近接した状態（７［ｍｍ］）となると、被検出体内部で渦電流損が生じ、このためコイルにＲtが加わることになる。
【００３２】
このグラフが示すように検出コイルの抵抗分のうち銅抵抗の割合が大きく、温度変化によってコイル特性に大きな影響を与えることがわかる。ちなみに、この測定に用いたコイルにおいて、銅抵抗補償回路を用いない場合のＱ比は、
Ｑ比 ＝ （Ｒcu＋Ｒi）／（Ｒcu＋Ｒi＋Ｒt） ＝ ９１［％］
である。一方、本発明による銅抵抗補償回路を用いた場合のＱ比は、
Ｑ比 ＝ Ｒi／（Ｒi＋Ｒt） ＝ ８０［％］
となる。つまり、この測定に用いたコイルに本発明の銅抵抗補償回路を適用すればＱ比が１１［％］改善できる結果が得られた。これは仮想接地点を設けることによって銅損抵抗成分を仮想的に短絡した効果が顕著に現れたものといえる。
【００３３】
ところで上述した実施形態においては、共振回路用コイルＬ１に流れる電流と逆位相の電流を流すため、反転増幅器１０として演算増幅器（オペアンプ）を用いた構成を例示したが、例えば図６に示すように移相回路２０と利得調整用の抵抗Ｒ₀とを用いて構成してもよい。この場合、移相回路の出力と銅抵抗補償用コイルＬ２の他端との間に設ける抵抗Ｒ₀ は、
Ｒ₀ ＝ ωＬ−Ｒcu1
となるように設定すればよい。
【００３４】
このような移相回路２０を用いれば、前述したように共振回路用コイルＬ１の銅抵抗Ｒcu1を仮想的に短絡することが可能となる。
具体的には、移相回路２０による構成で、バッファ８の出力電圧は移相回路２０を介して移相され、検出用コイル１に帰還される。この場合は、図７にその等価回路を示すように、検出用コイル１の自己インダクタンスＬには発振により生起された電圧Ｖを受けて、その共通接続点Ａから電流ｉ1が供給され、また端子Ｃからは移相回路２０から利得調整用の抵抗Ｒ₀を介して電流ｉ2が供給されることになる。そしてこれらの電流ｉ1,ｉ2は、共振回路用コイルＬ１の銅抵抗Ｒcu1を分離した点Ｄにて合成されて該銅抵抗Ｒcu1に流れ込む。従って上記電圧Ｖは、
Ｖ ＝ ｉ1・ｊωＬ＋(ｉ1＋ｉ2)・Ｒcu1 …(１)
として表すことができ、またバッファ８から帰還すべき電圧ｇＶは、
ｇＶ ＝ (ｉ1＋ｉ2)・Ｒcu1＋ｉ2・(Ｒcu2＋Ｒo) …(２)
として表すことができる。但し、上記ｇは帰還回路の利得である。そして銅抵抗Ｒcu1を仮想的に短絡することは、該銅抵抗Ｒcu1に流れる電流［ｉ1＋ｉ2］を零［０］にすることを意味する。従って前述した利得調整用の抵抗Ｒ₀の値が銅抵抗Ｒcu1よりも十分に大きいとすると（Ｒcu2＜＜Ｒo）、上記式(１),(２)から近似的に上記利得ｇを
ｇ ＝ ｊ・(Ｒo／ωＬ)
として設定すればよい。
【００３５】
このようにすることでＲcu1に流れる電流を零［０］とすることができる。即ち、Ｒcu1の両端の電位が接地電位に等しくなり、Ｄ点を接地したことと等価になる。この為、検出用コイル１に含まれる銅抵抗Ｒcu1を仮想的に短絡することができる。
この場合は、発振角周波数ωに反比例するようなゲインを設定するだけでよいので、銅抵抗を仮想的に短絡するための仮想接地の回路設計の容易化を図ることが可能となる。更にはその周波数依存性を小さくすることができる等の効果が奏せられる。
【００３６】
また上述した如くして移相回路２０を用いる場合には、例えば利得調整用抵抗Ｒoや移相量調整用の抵抗（Ｒconst）等にサーミスタ等の感温抵抗体を外付け部品として付加すれば、これによってその移相特性を容易に微調整することができるので、該銅抵抗Ｒcuを効果的に消去することが可能となる。
【００３７】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、検出用コイルに接続されて該検出用コイルを発振駆動する前記高周波発振回路を構成すると共に、該検出用コイルのＱの変化に応じて前記検出用コイルに生起される発振振幅を変化させる増幅器を設け、更に前記検出用コイルに生起される発振出力電圧を位相回転させて該検出用コイルに帰還して前記検出用コイルの特性を補償する補償回路を備えるので、検出用コイルの銅抵抗成分を仮想的に短絡して検出用コイルのＱおよびＱ比を改善し、検出感度の向上を図ることができると共に、銅抵抗に起因する温度依存性を除去することができる。しかも反転増幅器を用いた簡単な構成で銅抵抗を仮想的に短絡することができるので、その実用的利点が多大である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る高周波発振型近接センサの概略構成図。
【図２】検出コイルの等価回路を示す図。
【図３】本発明の一実施形態に係る高周波発振型近接センサの等価回路を示す図。
【図４】本発明の一実施形態に係る高周波発振型近接センサの検出コイルの電圧と電流の波形を示す概略図。
【図５】検出コイルの内部抵抗の測定結果を示す図。
【図６】本発明の別の実施形態に係る高周波発振型近接センサの概略構成図。
【図７】本発明の別の実施形態に係る高周波発振型近接センサの等価回路を示す図。
【図８】高周波発振型近接センサの概略構成を示すブロック図。
【図９】従来の検出コイルの銅抵抗補償回路を示す概略図。
【符号の説明】
１ 検出用コイル
９ 非線形増幅器
１０ 反転増幅器
１１ バッファアンプ
２０ 移相回路

Claims (4)

1. 一端を共通接続して縒り合わせた実質的に２本のコイル導体の一方を共振回路用コイルとし、他方を銅抵抗補償用コイルとした２糸コイルと、
   この２糸コイルの共通接続した一端に駆動電圧を印加する発振駆動回路と、
   前記共振回路用コイルの一端からその他端に流れる電流と大きさが等しい電流を前記共振回路用コイルの他端から前記銅抵抗補償用コイルの他端に向けて流し、前記共振回路用コイルの銅抵抗成分を仮想的に短絡する補償手段と
   を具備したことを特徴とするコイルの銅抵抗補償回路。
2. 前記補償手段による前記共振回路用コイルの銅抵抗成分の仮想的短絡は、前記２糸コイルの自己インダクタンス成分と交流抵抗成分との直列回路に、前記共振回路用コイルおよび前記銅抵抗補償用コイルの各銅抵抗成分をそれぞれ共通に直列接続した等価回路における共通接続点を仮想接地するものである請求項１に記載のコイルの銅抵抗補償回路。
3. 前記補償手段は、前記銅抵抗補償用コイルの他端に生じる電圧を反転増幅して前記共振回路用コイルの他端に負帰還する反転増幅器からなる請求項１に記載のコイルの銅抵抗補償回路。
4. 前記反転増幅器は、その増幅利得を等価的に無限大とした演算増幅器からなる請求項３に記載のコイルの銅抵抗補償回路。

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