WO2002037127A1 - Appareil de mesure de gigue, procede de mesure de gigue et dispositif de test - Google Patents

Appareil de mesure de gigue, procede de mesure de gigue et dispositif de test Download PDF

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WO2002037127A1
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WO
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jitter
signal
phase
timing
value
Prior art date
Application number
PCT/JP2001/009553
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English (en)
French (fr)
Inventor
Masahiro Ishida
Toshifumi Watanabe
Takahiro Yamaguchi
Mani Soma
Original Assignee
Advantest Corporation
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Filing date
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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R29/00—Arrangements for measuring or indicating electric quantities not covered by groups G01R19/00 - G01R27/00
    • G01R29/26—Measuring noise figure; Measuring signal-to-noise ratio

Definitions

  • the present invention relates to a jitter measuring apparatus for measuring signal jitter and a test apparatus for testing an electronic device.
  • This application is also related to the following US patent application: For those designated countries that are allowed to be incorporated by reference to the literature, the contents described in the following application are incorporated into this application by reference and are incorporated as part of the description of this application.
  • FIG. 54 illustrates the measurement of the jitter of the signal under measurement using the time interval analyzer 12.
  • the jitter of the signal under measurement is measured by the so-called zero-cross method.
  • a measured signal x (t) which is a periodic signal, is supplied to the time interval analyzer 12 from, for example, p LL (Phase-Locked Loop) 11.
  • one rising edge of the waveform may take the timing shown by a dotted line due to the jitter.
  • T p when the fundamental period of the signal to be measured and T p, and the one rising period and the next rising it may not become T [rho.
  • the zero-crossing method measures the time interval (period) between the zero-crossings of the signal under measurement, measures the relative fluctuation of the period (fluctuation) by histogram analysis, and based on the measurement results. Therefore, the jitter of the signal under measurement was measured. That is, since the jitter measurement method using the time interval analyzer measures the fluctuation of the fundamental period of the signal under measurement, it measures only the frequency components near the fundamental frequency of the signal under measurement.
  • Figure 55 shows an example of the analysis results of the histogram analysis.
  • the horizontal axis indicates the period of the signal under measurement, and the vertical axis indicates the number of measurements.
  • the time interval analyzer 12 see D. Chu, 'Phase Digitizing Sharpens Timing Measurements, "IEEE Spectrum, pp. 28-32, 1988., J. Wilstrup," A Method of Serial Data Jitter Analysis Using One-Shot Time Interval Measurements, Proceedings of IEEE International Test Conference, pp. 819-823, 1998.
  • FIG. 56 illustrates a method for measuring the jitter of the signal under measurement using the digital oscilloscope 14.
  • the jitter is measured based on the measurement data of the signal under measurement sampled at high speed by the digital oscilloscope 14.
  • the data around the zero cross of the measurement data was interpolated by an interpolation method, the timing of the zero cross was estimated, and the jitter of the signal under measurement was measured based on the estimated timing of the zero cross.
  • FIG. 57 shows the configuration of the digital oscilloscope 14 in the conventional method.
  • the digital oscilloscope 14 includes an analog-to-digital converter (ADC) 15, an interpolator 16, a period estimator 17, a jitter detector 19, and a histogram generator 18.
  • the ADC 15 receives the signal under test from, for example, PLL 11 and converts the signal under test into a digital signal.
  • the interceptor 16 performs data acquisition near the zero cross of the digital signal.
  • the period calculator 17 calculates a time interval between zero crosses of the digital signal subjected to the data interpolation.
  • the histogram generator 18 generates a histogram for the time interval calculated by the cycle calculator 17.
  • the jitter detector 19 calculates the jitter for each period of the signal under measurement based on the time interval, and calculates the root mean square value and the peak-to-peak value of the calculated jitter.
  • FIG. 58 shows an example of the signal under measurement.
  • Figure 59 shows the calculation results.
  • the digital signal contains harmonic components, it is affected by the harmonic components and performs accurate interpolation. Error occurred in the calculated zero-cross timing, making it difficult to measure jitter accurately.
  • a jitter measurement method combining a digital oscilloscope and an interpolation method may overestimate the jitter value.
  • the measured jitter value is not compatible with the time interval analyzer method.
  • the jitter value measured by this method has an error due to the measurement method, it is difficult to compare with the jitter value measured by the time interval analyzer.
  • Another method for measuring jitter is the ⁇ method.
  • TJ Yamaguchi, M. Soma, M. Ishida, T. Wat anabe, and T. Ohmi ⁇ Extraction of Peak-to- Peak and RMS Sinusoidal Jitter Using an Analytic Signal Method, "Proceedings of 18th IEEE VLSI Test Symposium, pp. 395-402, 2000.”
  • the jitter measurement result of a 400 MHz clock signal by a time interpal analyzer is as shown in FIG.
  • FIG. 61 shows the jitter measurement result obtained by the interpolation-based jitter measurement method.
  • the measured value by the digital oscilloscope using the Kusunuma method is 8.47 ps (RMS), while the measured value by the time interpal analyzer is 7.72 ps (RMS).
  • RMS 8.47 ps
  • RMS 7.72 ps
  • An object of the present invention is to provide a jitter measuring device and a test device which are compatible with the conventional time interval analyzer method, that is, can estimate an accurate data value in a shorter time. Disclosure of the invention
  • a first aspect of the present invention provides a jitter measuring apparatus for measuring jitter of a signal under test, comprising: an analytic signal converter for converting the signal under test into a complex analytic signal;
  • the instantaneous phase estimator that calculates the instantaneous phase of the signal under measurement based on the complex analytic signal converted by the analytic signal converter, and the least-squares straight line of the instantaneous phase calculated by the instantaneous phase estimator are obtained.
  • a linear instantaneous phase estimator that calculates a linear instantaneous phase, which is an instantaneous phase when the measured signal has no jitter; a timing at which the signal value of the signal under measurement becomes a predetermined signal value; A timing estimator that calculates either a timing at which the phase becomes a predetermined phase or a timing at which the linear instantaneous phase becomes a predetermined phase; and a timing calculated by the timing estimator.
  • a timing jitter estimator that calculates a timing jitter sequence that is the difference between the phase value of the instantaneous phase of the signal under measurement and the phase value of the linear instantaneous phase in the signal under test.
  • a jitter measuring apparatus comprising: a jitter detector for calculating jitter.
  • the timing jitter estimator calculates a timing jitter sequence having data corresponding to each of the plurality of timings
  • the jitter measuring device calculates a period jitter sequence, which is a difference between adjacent data of the timing jitter sequence.
  • the jitter detector may further include a period jitter estimator that calculates the jitter of the signal under measurement, based on the period jitter sequence.
  • the apparatus further includes a cycle-to-cycle cycle jitter estimator that calculates a cycle-to-cycle cycle jitter sequence, which is a difference between adjacent data of the cycle jitter series, and the jitter detector further includes a cycle-to-cycle cycle jitter sequence based on the cycle-to-cycle cycle jitter sequence.
  • the jitter of the signal under measurement may be detected.
  • the timing estimator calculates the phase data of the linear instantaneous phase, the phase data closest to the predetermined phase value among the phase data larger than the predetermined phase value, and the predetermined phase value.
  • An interpolator that performs data interpolation between the smaller phase data and the phase data closest to the predetermined phase value, and the interpolator that converts the linear interpolated phase data of the interpolated data to the predetermined phase value. It may include a value detector that detects the closest phase data, and an estimator that calculates the timing on the time axis of the phase data detected by the value detector.
  • the timing estimator is a phase data of the instantaneous phase, and among phase data larger than a predetermined phase value, a phase data closest to the predetermined phase value and a predetermined phase value
  • An interpolator that interpolates data between the smaller phase data and the phase data closest to the predetermined phase value, and an interpolator that interpolates the instantaneous phase data interpolated to the predetermined phase value. It may include a value detector that detects close phase data, and an estimator that calculates the timing on the time axis of the phase data detected by the value detector.
  • the timing estimator converts the signal value data of the signal under test that has been discretized to a predetermined signal value out of signal value data that is larger than the predetermined signal value.
  • An interpolator that interpolates between the closest signal value data and the signal data that is smaller than the predetermined signal value and that is closest to the predetermined signal value;
  • a value detector that detects the signal value data closest to a predetermined signal value among the signal value data of the above, and an estimator that calculates the timing on the time axis of the signal value data detected by the value detector. May have.
  • the timing estimator may perform data interpolation based on a polynomial interpolation method. Also, the timing estimator may perform data capture based on the cubic spline interpolation method.
  • the analytic signal converter has a band limiter for extracting a desired frequency component from the signal under measurement, and a Hilbert converter for generating a Hilbert transform pair of the signal under measurement band-limited by the band limiter. May do it.
  • the analytic signal converter includes a frequency domain converter that converts a signal under measurement into a signal in the frequency domain, a band limiter that extracts a desired frequency component from the signal under measurement converted into a signal in the frequency domain, and
  • the signal processing apparatus may further include a time domain converter for converting a frequency domain signal band-limited by the band limiter into a time domain signal.
  • the analytic signal converter includes a buffer memory for storing the signal under measurement, a data selector for sequentially extracting the data stored in the buffer memory, and a window for multiplying the data selected by the data selector by a predetermined window function.
  • a function multiplier, a frequency domain converter that converts the data multiplied by the window function into a frequency domain signal, a band limiter that extracts a desired frequency component from the frequency domain signal, and a band limiter that extracts It may include a time domain converter for converting the frequency component into a signal in the time domain, and an amplitude corrector for multiplying the signal converted into the signal in the time domain by the time domain converter by the reciprocal of a window function.
  • the band limiter extracts a frequency component including the fundamental frequency of the signal under measurement from the signal under measurement.
  • the apparatus may further include a waveform cleaver for removing an amplitude modulation component of the measurement signal. Les ,.
  • the jitter detector may include a peak value calculating unit that calculates a peak value of jitter of the signal under measurement based on the timing jitter sequence. Further, the jitter detector may include an effective value calculating unit that calculates an effective value of the jitter of the signal under measurement based on the timing jitter sequence. Further, the jitter detector may include a histogram generation unit that generates a histogram of the jitter of the signal under measurement based on the timing jitter sequence.
  • a jitter measuring apparatus for measuring a jitter of a signal under test, comprising: an analytic signal converter for converting the signal under test into a complex analytic signal; and a complex signal converted by the analytic signal converter.
  • An instantaneous phase estimator that calculates the instantaneous phase of the signal under measurement based on the analytic signal; and a timing estimator that calculates the timing at which the instantaneous phase calculated by the instantaneous phase estimator becomes a predetermined phase value.
  • a period estimator that calculates the instantaneous period sequence indicating the period in each cycle of the signal under measurement based on the timing calculated by the timing estimator, and calculates the jitter of the signal under measurement based on the instantaneous period sequence
  • a jitter measuring device comprising: ,
  • a cycle-to-cycle period jitter estimator that calculates a cycle-to-cycle period jitter sequence, which is a difference between adjacent data of the instantaneous period sequence, is further provided. Further, the jitter of the signal under measurement may be detected based on the signal.
  • the timing estimator calculates the phase data of the instantaneous phase, of the phase data larger than the predetermined phase value, the phase data closest to the predetermined phase value and the phase data closest to the predetermined phase value.
  • An interpolator that interpolates data between phase data closest to a predetermined phase value among small phase data, and an instantaneous interpolated data.
  • a value detector that detects the phase data closest to a predetermined phase value and an estimator that calculates the timing on the time axis of the phase data detected by the value detector are described. May have.
  • the timing estimator may calculate the timing by the inverse interpolation method based on a plurality of phase data among the phase data of the instantaneous phase.
  • the analytic signal converter has a band limiter for extracting a desired frequency component from the signal under measurement, and a Hilbert converter for generating a Hilbert transform pair of the signal under test band-limited by the band limiter. May do it.
  • the analytic signal converter includes a frequency domain converter that converts a signal under measurement into a signal in the frequency domain, a band limiter that extracts a desired frequency component from the signal under measurement converted into a signal in the frequency domain, and A time domain converter for converting a signal in the frequency domain band-limited by the band limiter into a signal in the time domain.
  • the apparatus may further include a waveform clipper for removing an amplitude modulation component of the measurement signal.
  • the jitter detector may include a peak value calculation unit that calculates a peak value of the jitter of the signal under measurement based on the instantaneous period sequence. Further, the jitter detector may include an effective value calculating unit that calculates an effective value of the jitter of the signal under measurement based on the instantaneous period sequence. Further, the jitter detector may include a histogram generation unit that generates a histogram of the jitter of the signal under measurement based on the instantaneous period sequence.
  • a test apparatus for testing an electronic device comprising: a pattern generator for generating a test signal for testing an electronic device; a test signal; A waveform shaping unit to be supplied to the device; a jitter measuring device for measuring jitter of an output signal output from the electronic device based on the test signal; and an electronic device based on the jitter of the output signal measured by the jitter measuring device.
  • a jitter determination unit for determining whether the output signal is good or bad.
  • Analytic signal converter that converts the signal into an analog signal
  • an instantaneous phase estimator that calculates the instantaneous phase of the output signal based on the complex analytic signal converted by the analytic signal converter, and a minimum instantaneous phase calculated by the instantaneous phase estimator.
  • a linear instantaneous phase estimator that calculates a linear instantaneous phase, which is an instantaneous phase when the output signal has no jitter, by calculating a square line, a timing at which the signal value of the output signal becomes a predetermined signal value,
  • a timing estimator that calculates either the timing at which the instantaneous phase of the output signal becomes a predetermined phase or the timing at which the linear instantaneous phase becomes a predetermined phase, and the output at the timing calculated by the timing estimator.
  • a timing jitter estimator that calculates a timing jitter sequence that is a difference between the phase value of the instantaneous phase of the signal and the phase value of the instantaneous phase of the signal;
  • a test apparatus comprising: a jitter detector that calculates a jitter of an output signal based on an imming jitter sequence.
  • a test apparatus for testing an electronic device comprising: a pattern generating unit for generating a test signal for testing an electronic device; a test signal being shaped; A waveform shaping unit to be supplied to the device; a jitter measuring device for measuring jitter of an output signal output from the electronic device based on the test signal; and a jitter measuring device for measuring the jitter of the output signal measured by the jitter measuring device.
  • the jitter measuring device includes an analysis signal converter that converts the output signal to a complex analysis signal, and an instantaneous phase of the output signal based on the complex analysis signal converted by the analysis signal converter.
  • a test apparatus characterized by having the following.
  • a jitter measuring method for measuring a jitter of a signal under measurement, wherein the jitter is converted in an analysis signal conversion step of converting the signal under measurement into a complex analysis signal and an analysis signal conversion step.
  • the instantaneous phase estimation step for calculating the time phase and the least-squares straight line of the instantaneous phase calculated in the instantaneous phase estimation step, the linear instantaneous phase, which is the instantaneous phase when the signal under test has no jitter, is calculated.
  • Linear instantaneous phase estimation step and the timing at which the signal value of the signal under test has a predetermined signal value, the timing at which the instantaneous phase of the signal under test has a predetermined phase, or the linear instantaneous phase.
  • a timing estimation step for calculating any of the timings at which a predetermined phase is obtained, and a difference between the phase value of the instantaneous phase of the signal under measurement and the phase value of the instantaneous phase of the signal at the timing calculated in the timing estimation step.
  • a timing jitter estimating step for calculating a certain timing jitter sequence;
  • the timing jitter estimating step calculates a timing jitter sequence having data corresponding to each of a plurality of timings, and the jitter measuring method calculates a periodic jitter sequence that is a difference between adjacent data of the timing jitter sequence.
  • the jitter detecting step may further include detecting the jitter of the signal under measurement based on the periodic jitter sequence.
  • a cycle-to-cycle cycle jitter estimation step for calculating a cycle-to-cycle cycle jitter sequence, which is a difference between adjacent data of the cycle jitter series, wherein the jitter detection step is further based on the cycle-to-cycle cycle jitter sequence. Then, the jitter of the signal under measurement may be detected.
  • the timing estimation step includes the phase data of the linear instantaneous phase, the phase data closest to the predetermined phase value among the phase data larger than the predetermined phase value, and the predetermined phase value.
  • a linear instantaneous phase acquisition step for acquiring data between phase data closest to a predetermined phase value, and a predetermined value among linear instantaneous phase data interpolated.
  • Value detection step for detecting phase data closest to the obtained phase value, and estimation for calculating the time axis timing of the phase data detected in the value detection step. Step.
  • the timing estimation step is a step of calculating the phase data of the instantaneous phase, the phase data closest to the predetermined phase value from the phase data larger than the predetermined phase value, and the phase data closest to the predetermined phase value.
  • An instantaneous phase interpolation step of interpolating data between phase data closest to a predetermined phase value among small phase data; and an instantaneous phase interpolation step of The method may include a value detecting step of detecting the closest phase data, and an estimating step of calculating a timing on the time axis of the phase data detected in the value detecting step.
  • the timing estimating step includes the step of: discriminating the signal value data of the signal under measurement, the signal value data being closest to the predetermined signal value among the signal value data larger than the predetermined signal value; A waveform data interpolation step for performing data interpolation between signal value data closest to the predetermined signal value among signal value data smaller than the predetermined signal value, and a signal of the signal under measurement which has undergone data interpolation. It has a value detection step for detecting signal value data closest to a predetermined signal value from the value data, and an estimation and step for calculating timing on the time axis of the signal value data detected by the value detector. May do it.
  • the timing estimation step may perform data interpolation based on a polynomial interpolation method.
  • data acquisition may be performed based on a cubic spline interpolation method.
  • the analytic signal conversion step includes a band limiting step of extracting a desired frequency component from the signal under test, and a Hilbert transform step of generating a Hilbert transform pair of the signal under test band-limited in the band limiting step. May do it.
  • the analysis signal conversion step includes a frequency domain conversion step of converting the signal under measurement into a frequency domain signal, and a band limiting step of extracting a desired frequency component from the signal under measurement converted into the frequency domain signal. And a time domain conversion step of converting the frequency domain signal band-limited in the band limiting step into a time domain signal. Is also good.
  • the analysis signal conversion step includes a data accumulation step for storing the signal under measurement, a data selection step for sequentially extracting the data stored in the data accumulation step, and a multiplication of the data selected in the data selection step by a predetermined window function.
  • a window function multiplication step a frequency domain conversion step of converting data multiplied by the window function into a frequency domain signal, a band limitation step of extracting a desired frequency component from the frequency domain signal, and a band limitation step.
  • the band limiting step it is preferable to extract a frequency component including a fundamental frequency of the signal under measurement from the signal under measurement.
  • the jitter detecting step may include a peak value calculating step of calculating a peak value of the jitter of the signal under measurement based on the timing jitter sequence.
  • the jitter detecting step may include an effective value calculating step of calculating an effective value of the jitter of the signal under measurement based on the timing jitter sequence.
  • the jitter detecting step may include a histogram generating step of generating a histogram of the jitter of the signal under measurement based on the timing jitter sequence.
  • a jitter measuring method for measuring a jitter of a signal under measurement, wherein the signal is converted in an analysis signal conversion step of converting the signal under measurement into a complex analysis signal and an analysis signal conversion step.
  • the method further includes a cycle-to-cycle cycle jitter step of calculating a cycle-to-cycle cycle jitter sequence, which is a difference between adjacent data of the instantaneous cycle sequence, and the jitter detection step is further based on the cycle-to-cycle cycle jitter sequence, The jitter of the signal under measurement may be detected.
  • the timing estimation step is a phase data of the instantaneous phase, which is larger than a predetermined phase value and which is closest to the predetermined phase value of the phase data!
  • the timing may be calculated by an inverse interpolation method based on a plurality of phase data among the phase data of the instantaneous phase.
  • the analytic signal conversion step includes a band limiting step of extracting a desired frequency component from the signal under measurement, and a Hilbert transform step of generating a Hilbert transform ⁇ of the signal under measurement band-limited in the band limiting step. May do it.
  • the analysis signal conversion step includes a frequency domain conversion step of converting the signal under measurement into a frequency domain signal, and a band limiting step of extracting a desired frequency component from the signal under measurement converted into the frequency domain signal. And a time domain conversion step of converting a signal in the frequency domain band-limited in the band limitation step into a signal in the time domain.
  • a signal value larger than a predetermined first threshold value is replaced with a first threshold value
  • a signal value smaller than a second predetermined threshold value is replaced with a second threshold value.
  • the method may further include an amplitude modulation component removing step of removing a modulation component. Les ,.
  • the jitter detecting step may include a peak value calculating step of calculating a peak value of the jitter of the signal under measurement based on the instantaneous period sequence.
  • the jitter detection step may include an effective value calculating step of calculating an effective value of the jitter of the signal under measurement based on the instantaneous period sequence.
  • the jitter detection step may include a histogram generation step of generating a histogram of the jitter of the signal under measurement based on the instantaneous period sequence.
  • FIG. 1 shows an example of the configuration of a test apparatus 100 according to the present invention.
  • FIG. 2 shows an example of the configuration of the jitter measuring apparatus 200.
  • FIG. 3 shows an example of the configuration of the timing estimator 105.
  • FIG. 4 shows an example of another configuration of the timing estimator 105.
  • FIG. 5 shows an example of still another configuration of the timing estimator 105.
  • FIG. 6 shows an example of the configuration of the analytic signal converter 101.
  • FIG. 7 shows an example of another configuration of the analytic signal converter 101.
  • FIG. 8 shows an example of still another configuration of the analytic signal converter 101.
  • FIG. 9 shows an example of the signal under measurement.
  • FIG. 10 shows an example of the instantaneous phase of the signal under measurement.
  • FIG. 11 shows an example of the linear instantaneous phase of the signal under measurement.
  • FIG. 12 shows an example of the timing jitter waveform.
  • FIG. 13 shows an example of a histogram of timing jitter.
  • FIG. 14 shows an example of a periodic jitter waveform. .
  • Figure 15 shows an example of the measurement results of the period jitter.
  • FIG. 16 shows an example of the measurement result of the jitter measuring apparatus 200 in this example.
  • FIG. 17 shows an example of a cycle-to-cycle period jitter waveform.
  • FIG. 18 shows an example of a histogram of cycle-to-cycle cycle jitter.
  • FIG. 19 shows an example of the signal under measurement.
  • FIG. 20 shows an example of a complex analytic signal.
  • FIG. 21 shows an example of the phase function ⁇ (t).
  • FIG. 22 shows an example of the unwrapped instantaneous phase waveform.
  • FIG. 23 shows an example of the signal under measurement.
  • FIG. 24 shows an example of a two-sided spectrum of the signal under measurement.
  • FIG. 25 shows the frequency domain signal z (f).
  • Figure 26 shows an example of a complex analytic signal.
  • FIG. 27 illustrates the interpolation method.
  • FIG. 28 illustrates the inverse linear interpolation method.
  • FIG. 29 is a flowchart showing an example of the jitter measuring method according to the present invention.
  • FIG. 30 is a flowchart showing details of an example of the timing estimation step S204.
  • FIG. 31 is a flowchart showing details of another example of the timing estimation step S204.
  • FIG. 32 is a flowchart showing details of still another example of the timing estimation step S204.
  • FIG. 33 is a flowchart showing details of an example of the analytic signal conversion step S201.
  • FIG. 34 is a flowchart showing details of another example of the analysis signal conversion step S201.
  • FIG. 35 is a flowchart showing details of still another example of the analysis signal conversion step S201.
  • FIG. 36 shows another example of the configuration of the jitter measuring apparatus 200.
  • FIG. 37 is a flowchart showing another example of the jitter measuring method of the present invention.
  • FIG. 38 shows an example of still another configuration of the jitter measuring apparatus 200.
  • FIG. 39 is a flowchart showing another example of the jitter measuring method of the present invention.
  • FIG. 40 shows an example of still another configuration of the jitter measuring apparatus 200.
  • FIG. 41 is a flowchart showing another example of the jitter measuring method of the present invention.
  • FIG. 42 shows an example of still another configuration of the jitter measuring apparatus 200.
  • FIG. 43 is a diagram illustrating a waveform clip.
  • FIG. 44 is a flowchart showing another example of the jitter measuring method of the present invention.
  • FIG. 45 shows an example of still another configuration of the jitter measuring apparatus 200.
  • FIG. 46 shows an example of the waveform of the instantaneous period sequence estimated by the period estimator 341.
  • FIG. 47 is a flowchart showing yet another example of the jitter measuring method according to the present invention.
  • FIG. 48 shows an example of still another configuration of the jitter measuring apparatus 200.
  • FIG. 49 is a flowchart showing yet another example of the jitter measuring method according to the present invention.
  • FIG. 50 shows an example of still another configuration of the jitter measuring apparatus 200. .
  • FIG. 51 is a flowchart showing a further example of the jitter measuring method according to the present invention.
  • FIG. 52 shows an example of still another configuration of the jitter measuring apparatus 200.
  • FIG. 53 is a flowchart showing yet another example of the jitter measuring method according to the present invention.
  • Fig. 54 shows the jitter measurement using a conventional time interval analyzer.
  • FIG. 55 shows the measurement results of the time interval analyzer 12.
  • Figure 5'6 illustrates the jitter measurement using a conventional digital oscilloscope 14
  • FIG. 57 shows the configuration of the digital oscilloscope 14.
  • FIG. 58 shows an example of the signal under measurement.
  • Figure 59 shows an example of periodic jitter.
  • FIG. 60 shows the measurement results of the time interval analyzer 12.
  • FIG. 61 shows the measurement results of the digital oscilloscope 14. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 shows an example of the configuration of a test apparatus 100 according to the present invention.
  • the test apparatus 100 determines pass / fail of the electronic device 30 based on the output signal of the electronic device 30.
  • the test apparatus 100 includes a pattern generator 10, a waveform shaping unit 20, a jitter measuring device 200, and a determination unit 40.
  • Pattern generator! _0 generates a test pattern for testing the electronic device 30.
  • the pattern generator 10 generates a test pattern based on a test program generated by a user, for example, and supplies the generated test pattern to the waveform shaping unit 20.
  • the waveform shaping unit 20 generates a test signal based on the received test pattern and supplies the generated test signal to the electronic device 30.
  • the waveform shaping section 20 supplies a test signal to the electronic device 30 at a desired timing based on a test program and a test pattern generated by the user.
  • the jitter measuring device 200 measures the jitter of the output signal output from the electronic device 30 based on the test signal.
  • the jitter measuring apparatus 200 receives the internal clock of the electronic device 30 as the output signal, and measures the jitter of the internal clock.
  • the jitter measuring apparatus 200 may measure timing jitter, cycle jitter, and / or cycle-to-cycle cycle jitter of the output signal.
  • the determination unit 40 determines the quality of the electronic device 30 based on the jitter of the output signal measured by the jitter measuring device 200. The following describes the jitter measurement device 200 This will be described in detail.
  • FIG. 2 shows an example of the configuration of the jitter measuring apparatus 200.
  • the jitter measuring apparatus 100 includes an analytic signal converter 101, an instantaneous phase estimator 102, a reuse instantaneous phase estimator 103, a switch 104, and a timing estimator 105.
  • a timing jitter estimator 106 and a jitter detector 107 are provided.
  • the analytic signal converter 101 receives the signal under measurement and selectively passes a predetermined frequency component of the signal under measurement.
  • the analytic signal converter 101 outputs a complex analytic signal obtained by converting a predetermined frequency component of the signal under measurement into a complex signal.
  • the analytic signal converter 101 converts the signal under test into a real part of the complex analytic signal and the signal obtained by shifting the phase of the signal under test by 90 degrees as the imaginary part of the complex analytic signal. Output the elementary analysis signal.
  • the linear instantaneous phase estimator 103 may estimate the linear instantaneous phase of the signal under measurement by obtaining a least-squares straight line of the instantaneous phase data.
  • the switch 104 is the real part of the complex analytic signal output by the analytic signal converter 101, the instantaneous phase output by the instantaneous phase estimator 102, or the instantaneous phase output by the linear instantaneous phase estimator 103.
  • One of the phases is selected and supplied to the timing estimator 105.
  • the timing estimator 105 determines, based on the real part, instantaneous phase, or linear instantaneous phase of the analytic signal selected by the switch 104, that the signal under measurement takes a predetermined value. Estimation. In this example, the timing estimator 105 estimates a zero-cross timing at which the signal under measurement takes a value of substantially zero. Further, the timing estimator 105 may estimate the timing by an interpolation method or an inverse interpolation method.
  • the timing jitter estimator 106 calculates the difference between the instantaneous phase value and the linear instantaneous phase value of the signal under measurement at the timing estimated by the timing estimator 105, and estimates the timing jitter sequence.
  • the timing jitter estimator 106 estimates the timing jitter sequence based on the difference between the instantaneous phase value and the linear instantaneous phase value of the signal under measurement at the plurality of timings.
  • the signal under measurement has jitter, the difference between the instantaneous phase value and the instantaneous phase value of the signal under measurement at each timing varies, and the data of the timing jitter sequence varies.
  • the jitter detector 107 calculates the jitter of the signal under measurement based on the timing jitter sequence.
  • the jitter detector 107 calculates the jitter of the signal under measurement based on the variation of each data of the timing jitter sequence.
  • the jitter detector 107 may include a peak value calculation unit 108, an effective value calculation unit 109, and a histogram generation unit 110.
  • the peak value calculator 108 calculates the difference between the maximum value and the minimum value of the timing jitter sequence.
  • the effective value calculating unit 109 calculates a root-mean-square value (effective value) of the timing jitter sequence.
  • the histogram generation unit 110 generates a histogram of the jitter of the signal under measurement.
  • the jitter detector 107 may include one or more of a peak value calculator 108, an effective value calculator 109, and a histogram generator 110.
  • FIG. 3 shows an example of the configuration of the timing estimator 105.
  • the timing estimator 105 receives the linear instantaneous phase, and estimates the timing at which the signal under measurement takes a predetermined phase based on the linear instantaneous phase.
  • the timing estimator 105 has an interpolator 151, a value detector 152, and an estimator 153.
  • the interceptor 15 1 intercepts data near a predetermined value with respect to the linear instantaneous phase estimated by the linear instantaneous phase estimator 103 (see FIG. 2).
  • the interpolator 1551 is given a predetermined value and a predetermined range in advance, and interpolates data between linear instantaneous phase data within the predetermined range from the predetermined value at predetermined intervals.
  • the interpolator 15 1 may interpolate the linear instantaneous phase data using a polynomial interpolation method described later, may interpolate the linear instantaneous phase data using a cubic spline interpolation method 5 described later, and The linear instantaneous phase data may be interpolated using an interpolation method, or the lower instantaneous phase data may be interpolated using another interpolation method. It is preferable that the interpolator 151 interpolates the reusable instantaneous phase data sufficiently finely.
  • the value detector 152 detects the linear instantaneous phase data closest to the predetermined 10 values from the captured linear instantaneous phase data.
  • the estimating unit 153 estimates the time timing of the linear instantaneous phase data detected by the value detector 152.
  • FIG. 4 shows an example of another configuration of the timing estimator 105.
  • the timing estimator 105 receives the instantaneous phase and estimates the timing at which the measured L5 signal takes a predetermined phase based on the instantaneous phase.
  • the timing estimator 105 in the present example has the same function and configuration as the timing estimator 105 described with reference to FIG.
  • the interpolator 161 complements data near a predetermined value with respect to the instantaneous phase estimated by the instantaneous phase estimator 102 (see FIG. 2).
  • the interpolator 161 may perform the sampling in the same manner as the interpolator 151 described with reference to FIG.
  • the value detector 152 detects the instantaneous phase data closest to the predetermined value from the interpolated instantaneous phase data.
  • the estimator 15 3 estimates the time timing of the instantaneous phase data detected by the value detector 15 2.
  • FIG. 5 shows an example of still another configuration of the timing estimator 105.
  • the timing estimator 105 receives the complex analysis signal and estimates the timing at which the signal under measurement takes a predetermined value based on the complex analysis signal.
  • the timing estimator 105 in the present example has the same function and configuration as the timing estimator 105 described with reference to FIG.
  • the interpolator 1771 complements data near a predetermined value with respect to the real part of the complex analytic signal output by the analytic signal converter 101 (see FIG. 2).
  • the interpolator 17 1 captures data near the zero crossing for the real part of the complex analytic signal.
  • the interpolator 17 1 may perform the interpolation in the same manner as the interpolator 15 1 described with reference to FIG.
  • the value detector, 152 detects data closest to the predetermined value for the real part of the complex analytic signal for which data has been captured.
  • the estimator 153 estimates the time timing of the data detected by the value detector 152.
  • FIG. 6 shows an example of the configuration of the analytic signal converter 101.
  • the analytic signal converter 101 converts the signal under measurement into a complex analytic signal.
  • the analytic signal converter 101 has a frequency domain converter 181, a band limiter 182, and a time domain converter 183.
  • the frequency domain converter 18 1 converts the signal under measurement into a signal in the frequency domain.
  • the frequency domain converter 181 converts the signal under measurement into a two-sided spectrum signal having a positive frequency spectrum and a negative frequency spectrum.
  • the frequency domain converter 181 may convert the signal under test into a signal in the frequency domain by Fourier transform.
  • the frequency domain converter 18 1 preferably has means for performing a fast Fourier transform on the signal under measurement.
  • the band limiter 182 selectively passes a predetermined frequency component of the signal under measurement converted into a signal in the frequency domain.
  • the band limiter 18 2 selects and outputs a frequency component near the fundamental frequency of the signal under measurement. That is, the band limiter 182 sets the negative frequency component of the signal under measurement converted into the signal in the frequency domain to zero, and generates a one-sided spectrum signal. Also, the band limiter 18 2 Generates and outputs a signal in which the frequency components other than those near the fundamental frequency of the signal under measurement are set to zero for the signal under test.
  • the band limiter 18 2 limits the band of the signal in the frequency domain by leaving only the component around the fundamental frequency of the signal under measurement and setting the other frequency components to zero, and then the negative frequency component in the two-sided spectrum signal. You can output a signal with zero.
  • the band limiter 182 may be an analog filter or a digital filter, or may be implemented using digital signal processing such as FFT.
  • the time domain converter 183 converts the frequency component output from the band limiter 182 into a time domain signal.
  • the time domain converter 183 may convert the frequency component into a time domain signal by inverse Fourier transform. It is preferable that the time domain converter 183 has means for performing an inverse fast Fourier transform on the frequency component.
  • the analytic signal converter 101 outputs a signal converted to a time-domain signal and a time-domain signal as a complex analytic signal.
  • FIG. 7 shows an example of another configuration of the analytic signal converter 101.
  • the analytic signal converter 101 has a band limiter 191 and a Hilbert transformer 192.
  • Band limiter 191 has the same or similar function as band limiter 182 described with reference to FIG.
  • the band limiter 191 extracts a frequency component near the fundamental frequency from the signal under measurement.
  • the Hilbert transformer 192 receives the output signal of the band limiter 191, and performs the Hilbert transform on the output signal. In other words, the Hilbert transformer 192 generates a Hilbert transform pair of the output signal.
  • the analytic signal converter 101 outputs the output signal of the band limiter 191 as the real part of the complex analytic signal, and outputs the Hilbert transform pair generated by the Hilbert transformer 192 to the complex analytic signal. Output as the imaginary part.
  • FIG. 8 shows an example of still another configuration of the analytic signal converter 101.
  • the analytic signal converter 101 includes a buffer memory 201, a data selector 202, a window function multiplier 203, a frequency domain converter 204, a band limiter 205, It has a time domain converter 206 and an amplitude corrector 207.
  • the buffer memory 201 stores the signal under test.
  • the data selector 202 sequentially retrieves the data stored in the buffer memory 201. It is preferable that the data selector 202 repeats extracting data at least partially overlapping with the previously extracted data. For example, the data selector 202 extracts data for four cycles of the signal under measurement such that one cycle overlaps the previous data.
  • the data selector 202 may extract data from the buffer memory 201 until all data stored in the buffer memory 201 is extracted.
  • the window function multiplier 203 sequentially multiplies the data sequentially extracted by the data selector 202 by a predetermined window function.
  • the window function multiplier 203 sequentially supplies data obtained by sequentially multiplying the window function to the frequency domain converter 204 as a signal to be measured.
  • the frequency domain transformer 204, the band limiter 205, and the time domain transformer 206 are the frequency domain transformer 181, the band limiter 182, and the time as described with reference to FIG. It has the same or similar function and configuration as the domain converter 183.
  • the frequency domain transformer 204, the band limiter 205, and the time domain transformer 206 sequentially perform the above-described processing on the signal under measurement sequentially supplied from the window function multiplier 203. Do.
  • the amplitude corrector 2007 sequentially multiplies the signal sequentially converted to a signal in the time domain by the time domain converter 206 by the reciprocal of the window function.
  • the amplitude corrector 207 corrects the amplitude of the signal multiplied by the window function such that the center on the time axis of the signal is multiplied by the signal multiplied by the reciprocal of the previous window function. According to the analytic signal converter 101 of the present example, even when the data amount of the signal under measurement is large, it is possible to efficiently limit the band of the signal under measurement.
  • FIG. 9 shows an example of the signal under measurement.
  • the jitter measurement method of the jitter measurement apparatus 200 in this example will be described using the signal under measurement shown in FIG.
  • the signal under test is a jitter-free cook signal
  • the signal under test has a fundamental frequency f. Is a square wave with.
  • the signal under test has a frequency f by Fourier analysis. , 3 f. , 5 f. It can be decomposed into harmonics consisting of,....
  • the jitter of the signal under test is affected by the fluctuation of the fundamental frequency of the signal under test. Respond.
  • the jitter of the signal under measurement is efficiently detected by taking only the signal component near the fundamental frequency of the signal under measurement.
  • Acos ((t)) A cos ⁇ 2 t 0 t + ⁇ -(1) where A is amplitude and f. Is the fundamental frequency
  • the instantaneous phase function ⁇ (t) of the signal under test is equal to the fundamental frequency f.
  • the linear instantaneous phase component containing 2 ⁇ f. It is represented by the sum of t, the initial phase component 0 (in this example, ⁇ 0), and the phase modulation component ⁇ (t).
  • the timing at which the rise or fall of the signal under test takes a predetermined value is a fixed period T. Only separated.
  • the predetermined value is described as zero, that is, the timing is described as a zero-cross timing.
  • mm ⁇ (nT) represents the time variation of the zero cross point, that is, the timing jitter.
  • the period jitter corresponds to the difference in timing jitter between adjacent rising cross points.
  • the cycle cycle period jitter is a fluctuation between adjacent periods, and can be obtained as a difference between adjacent period jitter values.
  • the instantaneous phase ⁇ (t) of the signal under test is estimated, and the instantaneous phase at the zero crossing point and the linear phase 2 ⁇ f corresponding to the ideal phase waveform of the signal under test without jitter.
  • the timing jitter, period jitter, and cycle-to-cycle period jitter of the signal under measurement can be calculated.
  • the measurement error of the timing 'jitter, the period jitter, and the cycle-to-cycle period jitter can be reduced.
  • the jitter measuring apparatus 200 (see FIG. 2) operates on the signal under test X (t) shown in FIG. Received, the jitter measuring apparatus 200 estimates the instantaneous phase ⁇ (t) of the signal under test X (t).
  • the analytic signal converter 101 (see FIG. 2) 1 converts the signal under test X (t) into a complex analytic signal.
  • the instantaneous phase estimator 102 (see FIG. 2) estimates the instantaneous phase ⁇ (t) based on the complex analytic signal.
  • Figure 10 shows an example of the instantaneous phase waveform ⁇ (t) estimated by the instantaneous phase estimator 102.
  • the instantaneous phase estimator 102 estimates the instantaneous phase waveform by the method described above.
  • the linear phase estimator 103 (see Fig. 2) performs linear fitting by the least-squares method on the 1 instantaneous phase waveform data to obtain the linear instantaneous phase ( inear (t)) of the instantaneous phase waveform data.
  • the linear instantaneous phase ⁇ inear (t) corresponds to the instantaneous phase waveform of the ideal signal under test without L0 jitter.
  • FIG. 11 shows an example of the linear instantaneous phase 0 linear (t).
  • the point of ⁇ 2 + 2 ⁇ corresponds to the falling zero-cross point of the signal under test
  • the point of 3 ⁇ / 2 + 2 ⁇ corresponds to the rising zero-cross point of the signal under measurement.
  • FIG. 12 shows an example of the waveform of the timing jitter ⁇ [ ⁇ ].
  • the jitter detector 107 calculates the effective value and the peak-to-peak value of the timing jitter based on the data series of the timing jitter ⁇ [ ⁇ ].
  • the effective value of the timing jitter ⁇ ⁇ /> RMS is the root mean square value of the timing jitter ⁇ [n], and is calculated by the following equation.
  • FIG. 13 shows an example of a histogram of timing jitter.
  • the histogram generator 110 (see FIG. 2) generates the histogram.
  • Period jitter J is fundamental period T. This is a relative variation of the period T with respect to, and is expressed by the following equation as a difference between timing jitter values at two adjacent zero-cross points.
  • the root mean square of the periodic jitter data measured in this way and the difference between the maximum value and the minimum value are calculated, and the effective value J RMS and the peak-to-peak value J PP of the periodic jitter are calculated by the equations (5) and (5). (6) can be obtained respectively.
  • M is the measured period jitter ′ number of data samples.
  • Figure 15 shows an example of the measurement results of the period jitter.
  • Fig. 15 (a) shows the histogram measured by the conventional time interval analyzer
  • Fig. 15 (b) shows the histogram measured by the drum ⁇ method
  • Fig. 15 (c) shows the histogram in this example.
  • 9 shows a histogram of the period jitter measured by the jitter measuring apparatus 200.
  • the jitter measuring apparatus 200 of the present example it is possible to accurately detect the period jitter of the signal under measurement.
  • FIG. 16 shows an example of the measured values of the effective value and the peak-to-peak value of the periodic jitter between the jitter measuring apparatus 200 in this example and the conventional jitter measuring method.
  • the peak-to-peak value J pp of the observed period jitter is almost proportional to the square root of the logarithm of the number of measurements (the number of zero crossings).
  • J PP 45 ps is a correct value for about 500 events.
  • the error of J pp in Fig. 16 was calculated with 45 ps as the true value.
  • the value measured with the time interval 'analyzer' is -3.1% with J and + 1.0% with J pp. Can be.
  • the jitter measuring device 200 in this example uses a conventional time interval analyzer that can obtain correct measurement values. Compatible jitter measurements can be obtained.
  • the jitter measuring apparatus 200 in this example can simultaneously measure cycle-to-cycle period jitter.
  • the cycle-to-sidal period jitter J cc is the period fluctuation between successive cycles and is expressed by the following equation.
  • J CC / PP max k (J cc [k]) — min k (J cc [k]) (9 where L is the number of samples of the measured cycle-cycle jitter cycle data.
  • Fig. 17 shows an example of the waveform of the cycle-to-cycle cycle jitter J cc [n]
  • Fig. 18 shows an example of the histogram of the cycle-to-cycle cycle jitter.
  • the zero-cross timing may be estimated by interpolating the instantaneous phase data instead, or the real number of the analysis signal may be estimated. It is also possible to estimate the zero-cross timing by capturing local data (corresponding to the actual signal).
  • the jitter measuring apparatus 200 in this example may remove the amplitude modulation (AM) component of the signal under measurement by using the waveform clipping means. By leaving only the phase modulation (PM) component corresponding to the jitter, the periodic jitter can be estimated with high accuracy.
  • AM amplitude modulation
  • PM phase modulation
  • FIG. 19 shows an example of the signal under measurement.
  • the complex analytic signal z (t) of the signal under test X (t) is defined by the following equation. z (t) ⁇ X (t) + j X '(t) (10) Is the imaginary unit, and the imaginary part x '(t) of the complex signal z (t) is the Hilbert transform of the real part x (t).
  • the Hilbert transform of the time function X (t) is defined by the following equation. Where (1;) is the convolution of the functions (1:) and (l / ⁇ f). That is, the Hilbert transform is equivalent to an output when the signal under test X (t) is passed through an all-pass filter. However, the output x '(t) of the all-pass filter at this time does not change the magnitude of the spectrum component from the signal under test X (t), but its phase is shifted by ⁇ 2.
  • the analytic signal and the Hillbert transform are described in, for example, A. Papoulis, Probability, Random Variables, and Stochastic Processes, 2nd edition, McGraw-Hill Book Company, 1984.
  • the instantaneous phase waveform ⁇ (t) of the signal under test X (t) is obtained from the complex analysis signal z (t) using the following equation.
  • ⁇ (t) tan- 1 [ ⁇ '(t) (t)] (1 2)
  • the instantaneous phase is calculated using the Hilbert transform.
  • the algorithm for estimating is described.
  • the band limiter 19 1 see Fig. 7
  • the Hilbert transformer 192 see Fig.
  • the analytic signal converter 101 outputs the band-limited signal under test X (t) output from the band limiter 191 as the real part of the complex analytic signal, and the bandwidth output by the Hilbert converter 192.
  • Limited measured signal Output the Hilbert transform of the signal x (t) as the imaginary part of the complex analytic signal.
  • FIG. 20 shows an example of a complex analytic signal.
  • the real part X (t) of the complex analytic signal by the solid line indicates the imaginary part X z (t) of a broken line.
  • ⁇ (t) is estimated using Eq. (12).
  • ⁇ (t) is expressed using the principal value of the phase in the range of 1 ⁇ to + ⁇ , and has a discontinuity near the transition from + ⁇ to 1 ⁇ .
  • FIG. 21 shows an example of the phase function ⁇ (t).
  • the instantaneous phase estimator 102 unwraps the discontinuous phase function ⁇ (t). That is, the instantaneous phase estimator 102 appropriately adds an integer multiple of 2 ⁇ to the phase function ⁇ (t).
  • the instantaneous phase estimator 102 unwraps the phase function 0 (t) to remove discontinuities and obtain a continuous instantaneous position correlation number ⁇ (t).
  • FIG. 22 shows the unwrapped instantaneous phase function ⁇ (t).
  • FIG. 23 shows an example of the signal under measurement.
  • the signal under test shown in FIG. 23 has a discretized data sequence.
  • the frequency domain transformer 181 applies FFT (Fast Fourier Transform) to the discretized signal under test X (t) to obtain both-sided spectrum X (f) of the signal under test.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • FIG. 24 shows an example of a two-sided spectrum of the signal under measurement.
  • the band limiter 18 2 force The positive frequency component of the positive frequency component X (f), leaving only the data near the fundamental frequency of 400 MHz, makes the remaining data zero, and further doubles the positive frequency component. I do.
  • These processes in the frequency domain correspond to band-limiting the signal under measurement in the time domain and converting it into a complex analytic signal.
  • FIG. 25 shows the frequency domain signal Z (f). Finally, the time domain converter 183 However, by applying an inverse FFT to the frequency domain signal Z (f), a band-limited complex analysis signal Z (t) can be obtained.
  • FIG. 26 shows an example of the band-limited complex analysis signal z (t).
  • the conversion to a complex analysis signal using FFT is described in, for example, J.S. Bendat and A. G. Piersol, Ranaom Data: Analysis and Measurement Procedure, 2nd edition, John Wiley & Sons, Inc., 1986.
  • FIG. 27 is a diagram illustrating the interpolation method.
  • the timing estimation using the interpolation method is performed by sufficiently finely interpolating between two measurement points x k sandwiching a predetermined function value y c, and then closest to the predetermined value y c. by a search child interpolation data, and it estimates the timing X where the function value y becomes a predetermined value y c.
  • Polynomial interpolation method Next, the polynomial interpolation method will be described. Polynomial traps are described, for example, in L.W. Johnson and R.D.Riess, Numerical Analysis, Massachusetts: Addison-Wesley, pp. 207-230, 1982.
  • “Spline” means a free ruler (thin elastic rod) for drafting. If you bend the spline through the points on the plane that pass it, you will get a smooth curve (spline curve) connecting these points.
  • This spline curve is a curve that passes through a given point and has a minimum squared integral of curvature (proportional to the energy of the spline deformation).
  • FIG. 28 is a diagram illustrating the inverse linear interpolation method.
  • Inverse linear interpolation uses linear interpolation to estimate the value of X for y.
  • the inverse linear interpolation calculates the desired y from the two measurement points (x k , y k ) and (x k + 1 , y k + 1 ) using the above equation (17).
  • x g (y c) for c
  • y c the time timing X at a predetermined value y c.
  • the linear instantaneous phase estimator 103 described with reference to FIG. 2 calculates the linear instantaneous phase from the unwrapped instantaneous phase by the least square method.
  • the least squares method will be described.
  • the least-squares method is a fitting method that uses the square value of the length of a plumb line (a straight line drawn parallel to the vertical axis) from a data point to a straight line as a measure of the magnitude of the deviation.
  • a plumb line a straight line drawn parallel to the vertical axis
  • the sum of the square values of the length of the vertical line is
  • FIG. 29 is a flowchart showing an example of the jitter measuring method according to the present invention.
  • the analysis signal conversion step S201 the signal under measurement is converted into a complex analysis signal.
  • S 201 has the same or similar function as the analytic signal converter 101 described with reference to FIG. S 201 may be performed using the analytic signal converter 101 described with reference to FIG.
  • an instantaneous phase estimation step S202 the instantaneous phase of the signal under measurement is estimated.
  • S 202 has the same or similar function as the instantaneous phase estimator 102 described with reference to FIG. S 202 may be performed using the instantaneous phase estimator 102 described with reference to FIG.
  • a linear instantaneous phase estimation step S203 the instantaneous lower phase of the signal under measurement is estimated.
  • S203 has the same or similar function as the linear instantaneous phase estimator 103 described with reference to FIG. S 203 may be performed using the linear instantaneous phase estimator 103 described with reference to FIG.
  • the instantaneous phase of the reflow becomes a predetermined phase.
  • S 204 the timing at which the instantaneous phase becomes a predetermined phase may be estimated.
  • S2 • 4 the timing at which the signal under measurement takes a predetermined value may be estimated.
  • S 204 has the same or similar function as the timing estimator 105 described with reference to FIG. S 204 may be performed using the timing estimator 105 described with reference to FIG.
  • a timing jitter sequence calculation step S205 the difference between the instantaneous phase and the rejuvenated instantaneous phase at a plurality of timings estimated in S204 is calculated, and the timing is calculated based on the calculated difference.
  • S 205 is shown in Fig. 2. It has the same or similar function as the timing jitter estimator 106 described in relation. S 205 may be performed using the timing jitter estimator 106 described with reference to FIG.
  • a timing jitter estimation step S206 the timing jitter of the signal under measurement is detected based on the timing jitter sequence.
  • the S 206 has the same or similar function as the jitter detector 107 described with reference to FIG. S 206 may be performed using the jitter detector 107 described with reference to FIG.
  • the jitter of the signal under measurement can be measured accurately and at high speed, similarly to the jitter measuring apparatus 200 described with reference to FIG.
  • FIG. 30 is a flowchart showing details of an example of the timing estimation step S204.
  • S204 estimates a plurality of timings at which the linear instantaneous phase becomes a predetermined phase.
  • linear instantaneous phase interpolation step S801 linear instantaneous phase data is interpolated.
  • S801 has a function similar to that of the trap 151 described with reference to FIG. S 801 may be performed using the interpolator 15 1 described in conjunction with FIG.
  • a value detection step S802 linear instantaneous phase data having a predetermined phase is detected.
  • the S 802 has the same function as the value detector 152 described with reference to FIG. S 802 may be performed using the value detector 152 described in connection with FIG.
  • S803 has the same function as the estimator 153 described with reference to FIG. S803 may be performed using the estimator 153 described in connection with FIG.
  • FIG. 31 is a flowchart showing details of another example of the timing estimation step S204.
  • S 204 estimates a plurality of timings at which the instantaneous phase becomes a predetermined phase.
  • the instantaneous phase data Interpolate data S 1001 has the same function as the interceptor 16 1 described with reference to FIG. S 1001 may be performed using the interpolator 161 described in connection with FIG.
  • a value detection step S1002 instantaneous phase data having a predetermined phase is detected.
  • S 1002 has the same function as the value detector 152 described with reference to FIG. S 1002 may be performed using the value detector 152 described in connection with FIG.
  • S1003 has the same function as the estimator 153 described with reference to FIG. S 1003 may be performed using the estimator 153 described with reference to FIG.
  • FIG. 32 is a flowchart showing the details of still another example of the timing estimation step S204.
  • S 204 estimates a plurality of timings at which the signal under measurement has a predetermined value.
  • the waveform data interpolation step S1221 the data of the signal under measurement is interpolated.
  • S 1 201 has the same function as the interpolator 17 1 described with reference to FIG. S 1 201 may be performed using the interpolator 17 1 described in connection with FIG.
  • a value detection step S122 data of the signal under measurement having a predetermined value is detected.
  • S122 has the same function as the value detector 152 described with reference to FIG. S 122 may be performed using the value detector 152 described with reference to FIG.
  • S 1 203 has the same function as the estimator 1 53 described with reference to FIG. S 1203 may be performed using the estimator 153 described with reference to FIG.
  • FIG. 33 is a flowchart showing details of an example of the analytic signal conversion step S201.
  • a predetermined frequency of the signal under measurement is Extract several components.
  • S1401 has the same function as the band limiter 191 described with reference to FIG. S1401 may be performed by using the band limiter 191 described with reference to FIG.
  • a Hilbert transform pair of the signal under measurement whose band is limited is generated.
  • S1402 has a function similar to that of the Hilbert transformer 192 described with reference to FIG. S 1402 may be performed using the Hilbert transformer 192 described in connection with FIG.
  • an analysis signal output step S1403 the signal under measurement whose band has been limited is output as the real part of the complex analysis signal, and the Hilbert-transformed signal under measurement is output as the imaginary part of the complex analysis signal.
  • FIG. 34 is a flowchart showing details of another example of the analysis signal conversion step S201.
  • a frequency domain conversion step S1661 the signal under measurement is converted into a signal in the frequency domain.
  • S 1600 has the same function as the frequency domain converter 181 described with reference to FIG. S 1600 may be performed using the frequency domain converter 18 1 described with reference to FIG.
  • a negative frequency component replacement step S1662 the negative frequency component of the signal under measurement converted into the frequency domain is replaced with zero.
  • S 162 may be performed using the band limiter 182 described with reference to FIG. '
  • band limitation is performed on the signal under measurement converted into the frequency domain.
  • S 163 may be performed using the band limiter 182 described with reference to FIG.
  • S1662 and S1663 have the same function as the band limiter 182 described with reference to FIG. Either of S1662 and S1663 may be performed first.
  • a time-domain conversion step S1664 the frequency components subjected to the band limitation are converted into a time-domain signal.
  • S 164 has the same function as the time domain converter 183 described with reference to FIG. S 164 may be performed using the time domain converter 183 described in connection with FIG. S 164 is the signal converted in the time domain. Output as a complex analysis signal.
  • FIG. 35 is a flowchart showing details of still another example of the analysis signal conversion step S201.
  • a data storage step S1801 data of the signal under measurement is stored.
  • S1801 has the same function as the buffer memory 201 described with reference to FIG. S 1801 may be performed using the buffer memory 210 described with reference to FIG.
  • a data selection step S1802 a part of the data of the signal under measurement accumulated in S1801 is selected and extracted.
  • the s1802 has the same function as the data selector 202 described with reference to FIG. S 1802 may be performed using the data selector 202 described with reference to FIG.
  • a window function multiplication step S 1803 the extracted data of the signal under measurement is multiplied by a window function.
  • S1803 has the same function as the window function multiplier 203 described with reference to FIG. S 1803 may be performed by using the window function multiplier 203 described with reference to FIG.
  • the data of the signal under measurement multiplied by the window function is converted into a signal in the frequency domain.
  • S 184 has the same function as frequency domain converter 204 described with reference to FIG. S 184 may be performed using the frequency domain transformer 204 described with reference to FIG.
  • a negative frequency component replacing step S1805 the negative frequency component of the signal under measurement converted into the signal in the frequency domain is replaced with zero.
  • S1805 has the same function as the negative frequency component replacement step S1602 described with reference to FIG. S 1805 may be performed using the band limiter 205 described with reference to FIG.
  • band limitation step S 186 band limitation is performed on the signal under measurement converted into the frequency domain.
  • S1866 has the same function as the band limitation step S1663 described with reference to FIG. S 186 may be performed using the band limiter 205 described with reference to FIG.
  • the band-limited signal in the frequency domain is Is converted into a signal in the time domain.
  • S 1807 has the same function as the time domain converter 206 described with reference to FIG. S 1807 may be performed using the time domain converter 206 described with reference to FIG.
  • an amplitude correction step S 188 the reciprocal of the window function multiplied by S 183 is multiplied by the signal converted into the time domain.
  • the S 188 has the same function as the amplitude corrector 207 described with reference to FIG. S 1808 may be performed by using the amplitude corrector 207 described with reference to FIG.
  • step S 1809 it is determined whether or not the data accumulated in S 1801 is still stored.
  • the step S 1809 may determine whether or not data that has not been selected is stored in the buffer memory 201 described with reference to FIG. If all the data stored in the buffer memory 201 has been selected, the process ends. If data that has not yet been selected is stored in the buffer memory 201, the next data selection step S1810 selects the data stored in the buffer memory 201 to be selected next. The next data is selected in S1810, and the processing in S1803 and below is repeated.
  • FIG. 36 shows another example of the configuration of the jitter measuring apparatus 200.
  • the jitter measuring apparatus 200 further includes a period jitter estimator 301 and a switch 302 in addition to the configuration of the jitter measuring apparatus 200 described with reference to FIG.
  • the components denoted by the same reference numerals as those in FIG. 2 have the same or similar functions and configurations as those described with reference to FIG.
  • the analytic signal converter 101, instantaneous phase estimator 102, lower instantaneous phase estimator 103, switch 104, timing estimator 105, and timing jitter estimator 106 are shown in Figure 2.
  • Analytical signal converter 101, instantaneous phase estimator 102, linear instantaneous phase estimator 103, switch 104, timing estimator 105, and timing jitter estimator 106 explained in connection The same processing is performed.
  • the period jitter estimator 301 estimates the period jitter sequence of the signal under measurement based on the timing jitter sequence output from the timing jitter estimator 106. That is, The period jitter estimator 301 calculates a difference waveform of the timing jitter sequence, and generates a period jitter sequence based on the calculation result. From the difference between the individual data of the timing jitter sequence, it is easy to calculate the periodic jitter sequence indicating the estimated period jitter value in each period of the signal under measurement.
  • the switch 302 supplies to the jitter detector 107 either the timing jitter sequence output from the timing jitter estimator 106 or the periodic jitter sequence output from the periodic jitter estimator 301.
  • the jitter detector 107 detects the jitter of the signal under measurement based on the received data. For example, when a timing jitter sequence is received, the jitter detector 107 detects the peak-to-peak value of the timing jitter of the signal under measurement, and the Z or the effective value. When the periodic jitter sequence is received, the jitter detector 107 detects a peak-to-peak value and / or an effective value of the periodic jitter of the signal under measurement. Further, the jitter detector 107 may generate a histogram of the timing jitter or the period jitter.
  • the timing jitter and the period jitter of the signal under measurement can be measured accurately and at high speed. Further, according to the test apparatus 100 (see FIG. 1) including the jitter measuring apparatus 200 in the present example, the electronic device can be tested accurately and efficiently.
  • FIG. 37 is a flowchart showing another example of the jitter measuring method of the present invention.
  • the jitter measuring method in the present example further includes a periodic jitter sequence calculating step S401 and a periodic jitter estimating step S402 in addition to the jitter measuring method described with reference to FIG. From the analysis signal conversion step S201 shown in FIG. 37 to the timing jitter estimation step S206, the timing jitter The same processing as in the estimation step S206 is performed.
  • the periodic jitter sequence calculating step S401 calculates a periodic jitter sequence of the signal under measurement based on the timing jig sequence calculated in S205.
  • S 4 Q 1 It has a function similar to that of the period jitter estimator 301 described with reference to FIG. S401 can be performed using the period jitter estimator 301 described with reference to FIG.
  • a period jitter estimation step S402 the period jitter of the signal under measurement is estimated based on the period jitter sequence.
  • the S402 has the same function as the jitter detector 107 described with reference to FIG. S402 may be performed using the jitter detector 107 described in connection with FIG.
  • the timing jitter and the period jitter of the signal under measurement can be measured accurately and at high speed, similarly to the jitter measuring apparatus 200 described with reference to FIG.
  • the jitter measuring device 200 shown in FIG. 36 can be configured as a device for estimating only the period jitter described later. At this time, the switch 302 for selecting the jitter sequence is omitted.
  • the jitter measurement method shown in FIG. 37 can be used as a jitter measurement method for estimating only the period jitter described later. At this time, S 206 for estimating the timing jitter from the timing jitter sequence is omitted.
  • FIG. 38 shows still another example of the configuration of the jitter measuring apparatus 200.
  • the jitter measuring apparatus 200 in this example further includes a cycle-to-cycle cycle jitter estimator 311 in addition to the configuration of the jitter measuring apparatus 200 described with reference to FIG. 38, the components denoted by the same reference numerals as those in FIG. 36 have the same or similar functions and configurations as those described in FIG.
  • the cycle-to-cycle cycle jitter estimator 311 estimates the cycle-to-cycle cycle jitter sequence of the signal under measurement based on the cycle jitter sequence output from the cycle jitter estimator 301.
  • the switch 302 is a timing jitter sequence output from the timing jitter estimator 106, a periodic jitter sequence output from the periodic jitter estimator 301, or a cycle tow output from the cycle jitter estimator 310.
  • One of the cycle period jitter sequences is supplied to the jitter detector 107.
  • the jitter detector 107 calculates the jitter of the signal under measurement based on the received data sequence. For example, when a timing jitter sequence is received, the jitter detector 107 calculates the peak value and / or the effective value of the timing jitter of the signal under measurement.
  • the jitter detector 107 calculates the peak value and the peak value or the effective value of the cycle-to-cycle cycle jitter of the signal under measurement. Further, the jitter detector 107 may generate a histogram of the jitter of the signal under measurement.
  • the timing jitter, the period jitter, and the cycle-to-cycle period jitter of the signal under measurement can be measured accurately and at high speed. Further, according to the test apparatus 100 (see FIG. 1) including the jitter measuring apparatus 200 in the present example, it is possible to accurately and efficiently test the electronic device.
  • FIG. 39 is a flowchart showing yet another example of the jitter measuring method according to the present invention.
  • the jitter measurement method in this example includes, in addition to the jitter measurement method described with reference to FIG. 37, a cycle-to-cycle cycle jitter sequence calculation step S601 and a cycle-to-cycle cycle jitter estimation step S602. Is further provided. From the analytic signal conversion step S201 to the period jitter estimation step S402 is the same as the analytic signal conversion step S201 to the period jitter estimation step S402 described with reference to Fig. 37. Is performed.
  • the cycle-to-cycle cycle jitter sequence calculating step S601 calculates a cycle-to-cycle cycle jitter sequence based on the cycle jitter sequence calculated in S401.
  • S601 has a function similar to that of the cycle-to-cycle period jitter estimator 311 described with reference to FIG. S601 may be performed using the cycle-to-cycle period jitter estimator 311 described with reference to FIG.
  • a cycle-to-cycle cycle jitter estimation step S602 the cycle-to-cycle cycle jitter of the signal under measurement is calculated based on the cycle-to-cycle cycle jitter sequence.
  • S602 is the jitter detector described in connection with Fig. 38. It has the same function as. S602 may be performed using the jitter detector 107 described with reference to FIG.
  • the timing jitter, the period jitter, and the cycle-to-cycle period jitter of the signal under measurement are accurately and quickly measured. can do.
  • the jitter measuring apparatus 200 shown in FIG. 38 may be an apparatus that estimates only cycle-to-cycle cycle jitter.
  • the switch 302 for selecting the jitter sequence is omitted.
  • the jitter measurement method shown in FIG. 39 may estimate only cycle-to-cycle period jitter.
  • S206 for estimating timing jitter from the timing jitter sequence and S402 for estimating periodic jitter from the periodic jitter sequence are omitted.
  • FIG. 40 shows still another example of the configuration of the jitter measuring apparatus 200.
  • the jitter measuring apparatus 200 in this example further includes an AD converter 3221 in addition to the jitter measuring apparatus 200 described with reference to FIG.
  • components denoted by the same reference numerals as those in FIG. 2 have the same or similar functions and configurations as those described in FIG.
  • the A / D converter 321 samples the signal under measurement at a predetermined sampling frequency, and converts the signal under measurement from analog to digital. It is preferable that the AD converter 321 samples the signal under measurement at a sampling frequency equal to or higher than the Nyquist frequency of the signal under measurement.
  • the AD converter 321 supplies the discretized signal under test to the analytic signal converter 101. It is preferable to use an AD converter capable of high-speed sampling as the AD converter 321.
  • the ADC 321 is preferably a digitizer, digital sampling oscilloscope.
  • the jitter measuring apparatus 200 of the present example even when the measured signal is an analog signal, the jitter of the measured signal can be measured accurately and at high speed. Further, according to the test apparatus 100 including the jitter measuring apparatus 200 in the present example, even when the test signal is an analog signal, the test of the electronic device can be performed with high accuracy. Can be performed efficiently. Further, in each of the configuration examples of the jitter measuring apparatus 200 described above, an AD converter 3221 may be further provided.
  • FIG. 41 is a flowchart showing still another example of the jitter measuring method according to the present invention.
  • the jitter measuring method in the present example further includes an analog-to-digital conversion step S2001 in addition to the jitter measuring method described in relation to FIG.
  • the steps from the analysis signal conversion step S201 to the timing jitter estimation step S206 are the same as the analysis signal conversion step S201 to the timing jitter estimation step S206 described with reference to Fig. 29. Is performed.
  • the analog-to-digital conversion step S2001 converts the signal under test into an analog-to-digital signal to generate a discrete signal under test.
  • S201 has a function similar to that of the AD converter 321 described with reference to Fig. 40.
  • S 2 0 1 1 may be performed using the AD converter 3 2 1 described with reference to FIG.
  • the analytic signal conversion step S201 converts the discretized signal under test into a complex analytic signal.
  • the jitter measuring method in this example similarly to the jitter measuring method described with reference to FIG. 40, even when the signal to be measured is an analog signal, the jitter of the signal to be measured is accurately and quickly measured. be able to.
  • an analog-to-digital conversion step S2001 may be further provided.
  • FIG. 42 shows still another example of the configuration of the jitter measuring apparatus 200.
  • the jitter measuring apparatus 200 in this example further includes a waveform clipper 331 in addition to the jitter measuring apparatus 200 described with reference to FIG.
  • the components denoted by the same reference numerals as those in FIG. 2 have the same or similar functions and configurations as those described in FIG.
  • the waveform clipper 331 removes the amplitude modulation component of the signal under measurement. That is, the waveform tapper 3331 replaces the signal value of the signal under measurement that is larger than the predetermined first threshold value with the first threshold value, and replaces the signal value smaller than the predetermined second threshold value with the first threshold value. Replace with a threshold of 2.
  • the provision of the waveform The amplitude modulation component can be removed from the constant signal, leaving only the phase modulation component necessary for jitter measurement.
  • the waveform clipper 331 receives the signal under measurement and supplies the signal under measurement from which the above-described predetermined component has been removed to the analytic signal converter 101.
  • the waveform clip in the waveform clipper 331 will be described.
  • FIG. 43 is a diagram illustrating a waveform clip.
  • the waveform clipper 331 removes the amplitude modulation component from the signal under measurement, leaving only the phase modulation component corresponding to the jitter.
  • Waveform crino Multiplies the signal value of an analog or digital input signal by a constant, replaces the signal value greater than a predetermined first threshold with the first threshold, and converts the signal value smaller than the predetermined second threshold This is done by replacing the value with a second threshold.
  • Figure 43 (a) shows an example of the signal under measurement having an amplitude modulation component.
  • FIG. 43 (b) shows a signal whose waveform is clipped by the waveform clipper 331 of the signal under measurement. Since the time waveform of this signal shows a constant envelope, it can be confirmed that the amplitude modulation component has been removed.
  • each of the above-described jitter measuring devices 200 may further include a waveform clipper 331.
  • FIG. 44 is a flowchart showing yet another example of the jitter measuring method according to the present invention.
  • the jitter measuring method in the present example further includes a waveform clipping step S2301 in addition to the jitter measuring method described with reference to FIG.
  • the steps from the analysis signal conversion step S201 to the timing jitter estimation step S206 are the same as the analysis signal conversion step S201 to the timing jitter estimation step S206 described with reference to Fig. 29. Is performed.
  • the waveform clipping step S2301 removes the amplitude modulation component of the signal under measurement.
  • S2301 has the same function as the waveform clipper 331 described with reference to FIG. S2301 may be performed using the waveform clipper 331 described with reference to FIG.
  • each of the above-described examples of the jitter measurement method may further include a waveform clipping step S2301.
  • FIG. 45 shows still another example of the configuration of the jitter measuring apparatus 200.
  • the jitter measuring device 200 includes an analysis signal converter 101, an instantaneous phase estimator 102, a timing estimator 105, a period estimator 341, and a jitter detector 107. Prepare.
  • components denoted by the same reference numerals as those in FIG. 2 have the same or similar functions and configurations as those described with reference to FIG.
  • the analytic signal converter 101 and the instantaneous phase estimator 102 have the same or similar functions and configurations as the analytic signal converter 101 and the instantaneous phase estimator 102 described with reference to FIG. Have.
  • the timing estimator 105 estimates a plurality of timings at which the instantaneous phase has a predetermined phase value, based on the instantaneous phase output from the instantaneous phase estimator 102.
  • the timing estimator 105 has the same or similar function and configuration as the timing estimator 105 described with reference to FIG.
  • the period estimator 341 calculates the instantaneous period sequence of the signal under measurement based on the plurality of timings estimated by the timing estimator 105. In other words, the cycle estimator 341 calculates the instantaneous cycle sequence based on the respective differences of the plurality of timings estimated by the timing estimator 105.
  • the jitter detector 107 calculates the jitter of the signal under measurement based on the instantaneous period sequence.
  • the jitter detector 107 is the same as the jitter detector 107 described with reference to FIG. It has the same function and configuration as 7.
  • the jitter detector 107 includes a peak value calculation unit 108 for calculating the peak value of the period jitter of the signal under test, and an effective value calculation unit 109 for calculating the effective value of the period jitter of the signal under measurement. And a histogram generator 110 for generating a histogram of the period jitter of the signal under measurement. Further, the jitter detector 107 may include one or more of the above-described peak value calculation unit 108, effective value calculation unit 109, and histogram generation unit 110.
  • FIG. 46 shows an example of the waveform of the instantaneous period sequence estimated by the period estimator 341.
  • the jitter detector 107 detects the jitter of the signal under measurement based on the variation of each instantaneous period indicated by the waveform of the instantaneous period sequence.
  • the jitter of the signal under measurement can be accurately and efficiently detected.
  • FIG. 47 is a flowchart showing still another example of the jitter measuring method according to the present invention.
  • the jitter measurement method in this example includes an analysis signal conversion step S 2 201, an instantaneous phase estimation step S 220 2, a timing estimation step S 220 3, and an instantaneous period sequence calculation step S 220 0 4 and a period jitter estimation step S2205.
  • the analysis signal conversion step S2201 and the instantaneous phase estimation step S2202 are the same as the analysis signal conversion step S201 and the instantaneous phase estimation step S202 described with reference to Fig. 29. It has a similar function.
  • the analytic signal conversion step S201 may be performed using the analytic signal converter 1 • 1 described with reference to FIG.
  • the instantaneous phase estimation step, S202 may be performed using the instantaneous phase estimator 102 described in relation to FIG.
  • the timing estimating step S2203 detects a plurality of timings at which the instantaneous phase estimated in the instantaneous phase estimating step S2202 becomes a predetermined phase.
  • S 2 203 has a function similar to that of the timing estimator 105 described with reference to FIG. In addition, S 2 203 may be performed using the timing estimator 105 described with reference to FIG.
  • the instantaneous period sequence calculation step S2204 calculates an instantaneous period sequence of the signal under measurement based on the timing detected in S2203.
  • S2204 has a function similar to that of the period estimator 341 described with reference to FIG. S 2 204 may be performed using the period estimator 341 described with reference to FIG.
  • the period jitter estimation step S2205 detects the period jitter of the signal under measurement based on the instantaneous period sequence calculated in S2204.
  • S2205 has the same function as the jitter detector 107 described with reference to FIG. S 2 205 may be performed using the jitter detector 107 described with reference to FIG.
  • the jitter measuring method in the present example similarly to the jitter measuring apparatus 200 described with reference to FIG. 45, it is possible to accurately and efficiently detect the jitter of the signal under measurement.
  • FIG. 48 shows still another example of the configuration of the jitter measuring apparatus 200.
  • the jitter measuring apparatus 200 in the present example has a configuration similar to that of the jitter measuring apparatus 200 described with reference to FIG. Is further provided.
  • the components denoted by the same reference numerals as those in FIG. 45 have the same or similar functions and configurations as those described with reference to FIG.
  • the cycle-to-cycle cycle jitter estimator 351 generates a cycle-to-cycle cycle jitter sequence of the signal under measurement based on the instantaneous cycle sequence output from the cycle estimator 341.
  • the cycle-to-cycle cycle jitter estimator 351 calculates a difference waveform of the instantaneous cycle series, and outputs a cycle-to-cycle cycle jitter series based on the difference waveform.
  • the cycle-to-cycle cycle jitter estimator 351 has the same function as the cycle-to-cycle cycle jitter estimator 311 described with reference to FIG.
  • the switch 302 selects the instantaneous cycle sequence output from the cycle estimator 341, or the cycle-to-cycle cycle jitter series output from the cycle-to-cycle cycle jitter estimator 351, as a jitter detector 1 0 7 Select whether to supply.
  • the jitter detector 107 receives the received instantaneous period sequence or cycle-to-cycle.
  • the jitter of the signal under measurement is detected based on the periodic jitter sequence.
  • FIG. 49 is a flowchart 5 showing still another example of the jitter measuring method according to the present invention.
  • the jitter measurement method in this example includes, in addition to the jitter measurement method described with reference to FIG. 47, a cycle-to-cycle cycle jitter sequence calculating step S2401, and a cycle-to-cycle cycle jitter estimation step S224. 0 2. From the analysis signal conversion step S2201 to the period jitter estimation step S2205, the analysis signal conversion step S2201 described in connection with Fig. 47 starts with the period jitter estimation step L0 Step S The same processing as that up to 222 is performed.
  • the cycle-to-cycle cycle jitter sequence calculating step S2401 generates a cycle-to-cycle cycle jitter sequence of the signal under measurement based on the instantaneous cycle sequence calculated in S2204.
  • S 2401 has the same function as the cycle-to-cycle period jitter estimator 35 1 described with reference to FIG. S2401 may be performed by using the cycle-to-cycle period jitter estimator 351 described with reference to FIG.
  • the cycle-to-cycle cycle jitter estimation step S2402 detects the jitter of the signal under measurement based on the cycle cycle cycle jitter sequence.
  • the S 2 402 has the same function as the jitter detector 107 described with reference to FIG. S 2> 042 may be performed using the jitter detector 107 described with reference to FIG.
  • the period jitter and the cycle-to-cycle period jitter of the signal under measurement are measured accurately and at high speed. can do.
  • the jitter measuring apparatus 200 shown in FIG. 48 can be configured as an apparatus for estimating only the cycle-to-cycle period jitter! At this time, the switch 302 is omitted. Similarly, the jitter measurement method shown in FIG. 49 may estimate only cycle-to-cycle cycle jitter. At this time, the step of estimating the period jitter from the instantaneous period sequence is performed. Step S2205 is omitted.
  • FIG. 50 shows still another example of the configuration of the jitter measuring apparatus 200.
  • the jitter measuring apparatus 200 of this example further includes an AD converter 361 in addition to the configuration of the jitter measuring apparatus 200 described with reference to FIG.
  • the components denoted by the same reference numerals as those in FIG. 45 have the same or similar functions and configurations as those described with reference to FIG.
  • the A / D converter 361 samples the signal under measurement at a predetermined sampling frequency, and converts the signal under measurement from analog to digital. It is preferable that the A / D converter 361 samples the signal under measurement at a sampling frequency equal to or higher than the Nyquist frequency of the signal under measurement.
  • the A / D converter 361 supplies the discretized signal to be measured to the analytic signal converter 101.
  • the A / D converter 361 it is preferable to use an A / D converter capable of high-speed sampling.
  • the ADC 361 is preferably a digitizer, digital sampling oscilloscope.
  • each of the configuration examples of the jitter measuring apparatus 200 described above may further include an AD converter 361.
  • FIG. 51 is a flowchart showing yet another example of the jitter measuring method according to the present invention.
  • the jitter measuring method in this example further includes an analog-to-digital conversion step S2501 in addition to the jitter measuring method described with reference to FIG. From the analytic signal conversion step S2201 to the timing jitter estimation step S2205, the analytic signal conversion step S2201 to the timing jitter estimation step S22 described with reference to Fig. 47 are used. Perform the same processing as in 05.
  • the analog-to-digital conversion step S2501 converts the signal under test into analog Generates a signal under test by digital transformation.
  • the S2501 has the same function as the AD converter 361 described with reference to FIG. S2501 may be performed using the AD converter 361 described with reference to FIG.
  • the analytic signal conversion step S2201 converts the discretized signal under test into a complex analytic signal.
  • the jitter measuring method in this example similarly to the jitter measuring method described with reference to FIG. 50, even when the signal to be measured is an analog signal, the jitter of the signal to be measured is accurately and quickly measured. be able to.
  • an analog-to-digital conversion step S2501 may be further provided.
  • FIG. 52 shows still another example of the configuration of the jitter measuring apparatus 200.
  • the jitter measuring apparatus 200 of the present example further includes a waveform clipper 371 in addition to the jitter measuring apparatus 200 described with reference to FIG.
  • the components denoted by the same reference numerals as those in FIG. 45 have the same or similar functions and configurations as those described in FIG.
  • the waveform clipper 371 removes an amplitude modulation component of the signal under measurement. That is, the waveform clipper 37 1 replaces the signal value of the signal under measurement that is larger than the first predetermined threshold value with the first threshold value, and replaces the signal value smaller than the second predetermined threshold value with the first threshold value. Replaced with a threshold of 2.
  • the waveform clipper 371 receives the signal under measurement and supplies the analytic signal converter 101 with the signal under measurement from which the above-described predetermined component has been removed.
  • FIG. 53 is a flowchart showing yet another example of the jitter measuring method according to the present invention.
  • the jitter measuring method in the present example further includes a waveform clipping step S2601 in addition to the jitter measuring method described with reference to FIG. From the analysis signal conversion step S2201 to the timing jitter estimation step S2205, the timing jitter estimation step from the analysis signal conversion step S2201 described in connection with FIG. The same processing as in steps S2205 is performed.
  • the waveform clipping step S2601 removes the amplitude modulation component of the signal under measurement.
  • S2601 has the same function as the waveform clipper 371, which has been described with reference to FIG. S2601 can be performed using the waveform clipper 371 described with reference to FIG.
  • each of the above-described examples of the jitter measurement method may further include a waveform clipping step S2601.
  • the instantaneous phase is estimated from the signal data sampled at high speed, and the zero-crossing * timing estimated with high accuracy using the interpolation method is used.
  • the phase fluctuation component By determining the phase fluctuation component, it is possible to estimate a jitter value compatible with the conventional time interval analyzer method and ⁇ method. Therefore, jitter measurement using a conventional oscilloscope (interpolation-based jitter measurement) Method, and the accuracy of timing jitter, period jitter, and cycle-to-cycle period jitter, which were not possible with the conventional time interval analyzer or interpolation-based jitter measurement methods. Since simultaneous measurement is possible, the efficiency of jitter measurement can be greatly improved.
  • the measurement time can be reduced as compared with the conventional time interval analyzer.
  • the jitter of the signal under measurement can be measured accurately and at high speed. Further, according to the test apparatus of the present invention, it is possible to accurately and efficiently test an electronic device.

Landscapes

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Description

明 細 書 ジッタ測定装置、 ジッタ測定方法、 及び試験装置 技術分野
本発明は、信号のジッタを測定するジッタ測定装置、及ぴ電子デバイスを試験 する試験装置に関する。 また本出願は、 下記の米国特許出願に関連する。 文献の 参照による組み込みが認められる指定国については、下記の出願に記載された内 容を参照により本出願に組み込み、 本出願の記載の一部とする。
09/703, 469 出願日 2000年 1 0月 3 1日
09/722, 1 6 7 出願日 2000年 1 1月 24日 背景技術
従来、 被測定信号のジッタの測定において、 タイムインターバルアナライザや、 オシロスコープが用いられている。 以下、 これらの装置を用いた、 従来の信号のジ ッタの測定について説明する。
図 54は、 タイムインターバルアナライザ 12を用いた、 被測定信号のジッタの 測定について説明する。 タイムインターバルアナライザ 12を用いる場合、 いわゆ るゼロクロス方式により被測定信号のジッタの測定を行っていた。 まず、 例えば p LL (Phase-Locked Loop) 1 1から、 周期信号である被測定信号 x ( t) がタイム インターバルアナライザ 12へ供給される。
ジッタを有する被測定信号 X ( t) において、 波形の 1つの立上りに対し、 次の 立上りは、 当該ジッタのため、 点線のようなタイミングを取りうる。 図 54に示す ように、被測定信号の基本周期を Tpとすると、当該 1つの立ち上がりと、 当該次の 立ち上がりとの周期は、 Τρとならない場合がある。
ゼロクロス方式は被測定信号のゼロクロス間の時間間隔 （周期） を測定し、 周期 の相対的な揺らぎ（fluctuation) をヒストグラム解析により測定し、測定結果に基 づいて、 被測定信号のジッタを測定していた。 つまり、 タイムインターバルアナラ ィザを用いたジッタ測定方法は、 被測定信号の基本周期の変動を測定しているため 、 被測定信号の基本周波数近傍の周波数成分のみを測定している。
図 5 5は、 ヒストグラム解析の解析結果の一例を示す。 図 5 5において、 横軸は 被測定信号の周期を示し、 縦軸は測定数を示す。 タイムインターバルアナライザ 1 2につレヽては、 ィ列;^ば D. Chu， 'Phase Digitizing Sharpens Timing Measurements, " IEEE Spectrum, pp. 28-32, 1988. , J. Wilstrup, "A Method of Serial Data Jitter Analysis Using One-Shot Time Interval Measurements , Proceedings of IEEE International Test Conference, pp. 819-823, 1998.に記載されている。
図 5 6は、ディジタルオシロスコープ 1 4を用いた、被測定信号のジッタの測 定方法について説明する。本方法では、ディジタルオシロスコープ 1 4により高 速にサンプリングされた被測定信号の測定データに基づいてジッタを測定する。 当該測定データの、 ゼロクロス付近のデータを、 補間法により補間し、 ゼロクロ スのタイミングを推定し、推定したゼロクロスのタイミングに基づいて、被測定 信号のジッタを測定していた。
図 5 7は、 従来の方法におけるディジタルオシロスコ一プ 1 4の構成を示す。 ディジタノレオシロスコープ 1 4は、 アナログディジタルコンバータ （A D C ) 1 5、 捕間器 1 6、 周期推定器 1 7、 ジッタ検出器 1 9、 及びヒストグラム生成器 1 8を備える。 A D C 1 5は、 例えば P L L 1 1から被測定信号を受け取り、 被 測定信号をディジタル信号に変換する。
捕間器 1 6は、 当該ディジタル信号のゼロクロス付近のデータ捕間を行う。周 期算出器 1 7は、データ補間されたディジタル信号のゼロクロス間の時間間隔を 算出する。 ヒストグラム生成部 1 8は、周期算出器 1 7が算出した当該時間間隔 のヒス トグラムを生成する。 また、 ジッタ検出器 1 9は、 当該時間間隔に基づい て被測定信号のそれぞれの周期に対してジッタを算出し、算出したジッタの自乗 平均値及びピークッゥピーク値を算出する。
図 5 8は、 被測定信号の例を示す。 また、 図 5 8に示した被測定信号のジッタ 算出結果を図 59に示す。
図 54に関連して説明したタイムインタ一バルアナライザを用いたジッタ測 定の場合、アナ口グ信号である被測定信号のゼロクロス間の時間間隔を測定する ため、 精度よくジッタの測定を行うことができるが、 1回の周期測定の後、 測定 を行なえないデッド時間があるため、ヒストグラム解析に必要なデータ数を獲得 するのに時間がかかるという間題がある。
また、図 56に関連して説明したディジタルオシロスコープと補間法を組み合 わせたジッタ測定方法は、ディジタル信号に高調波成分を含むため、 当該高調波 成分に影響され、精度のよい補間を行うことができず、算出したゼロクロスタイ ミングに誤差が生じ、 ジッタを精度よく測定することが困難であった。
例えば、ディジタルオシロスコープと補間法を組み合わせたジッタ測定方法は 、 ジッタ値を過大評価する場合がある。 つまり、 ジッタ測定値がタイムインター バルアナライザ方式と互換性を持たない。また、本方法によって測定したジッタ 値は、測定方法による誤差が生じるため、 タイムインターバルアナライザによつ て測定したジッタ値と比較することが困難である。
また、 ジッタ測定方法として他に Δ φ法がある。上述した Δ φ法については、 7こと ば、、 T. J.Yamaguchi,M. Soma, M. Ishida, T.Wat anabe, and T.Ohmi , "Extraction of Peak - to- Peak and RMS Sinusoidal Jitter Using an Analytic Signal Method, " Proceedings of 18th IEEE VLSI Test Symposium, pp .395-402 , 2000. ίこ記載されて ヽる。
例えば、 400MH ζのクロック信号に対する、 タイムインターパルアナライ ザによるジッタ測定結果は図 60に示すようになる。 また、補間ベース ·ジッタ 測定方法によるジッタ測定結果は図 61に示すようになる。
図 60及ぴ図 61に示すように、タイムインターパルアナライザによる測定値 7. 72 p s (RMS) に対して、 楠間法を用いたディジタルオシロスコープに よる測定値は 8. 47 p s (RMS) であり、 後者の方が大きく、 捕間法を用い たディジタルオシロスコープによるジッタ測定値はジッタ値を過大評価してい ることがわかる。また捕間法を用いたディジタルオシロスコープによるジッタ測 定においては、 単峰のガウス分布を正しく推定できない。
これらのため、従来のデイジタルオシ口スコープ及ぴ補間法によるジッタ測定 法より精度よく測定できるジッタ測定方法が望まれていた。 また、 ジッタに基づ いて電子デバイスの良否を判定する試験装置においては、高速且つ精度よくジッ タを測定することにより、電子デバィスの良否を高速且つ精度よく判定すること が望まれていた。 この発明の目的は、従来のタイムインターバルアナライザ法と 互換性がある、つまり正確なデータ値をより短い時間で推定できるジッタ測定装 置、 及び試験装置を提供することにある。 発明の開示
上記課題を解決するために、本発明の第 1の形態においては、被測定信号のジ ッタを測定するジッタ測定装置であって、被測定信号を複素解析信号に変換する 解析信号変換器と、解析信号変換器が変換した複素解析信号に基づいて、被測定 信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定器と、瞬時位相推定器が算出した瞬時位 相の最小二乗直線を求めることにより、被測定信号がジッタを有さない場合の瞬 時位相であるリニア瞬時位相を算出するリニア瞬時位相推定器と、被測定信号の 信号値が予め定められた信号値となるタイミング、被測定信号の瞬時位相が予め 定められた位相となるタイミング、又はリニア瞬時位相が予め定められた位相と なるタイミングのいずれかを算出するタイミング推定器と、タイミング推定器が 算出したタイミングにおける、被測定信号の瞬時位相の位相値と、 リニア瞬時位 相の位相値との差であるタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推 定器と、 タイミングジッタ系列に基づいて、被測定信号のジッタを算出するジッ タ検出器とを備えることを特徴とするジッタ測定装置を提供する。
タイミング推定器は、被測定信号の信号値が略零となるゼロクロスタイミング、 被測定信号の瞬時位相が略 π Z 2 + 2 η π及ぴ 又は略 3 π Ζ 2 + 2 η π ( η = 0 , 1， 2 , ···) となるゼロクロスタイミング、 又はリニア瞬時位相が略 π / 2 + 2 n π及ぴ Z又は略 3 π Ζ 2 + 2 n π ( η = 0 , 1， 2， ···） となるゼロクロ スタイミングのいずれかを算出してよい。
また、 タイミングジッタ推定器は、複数のタイミングのそれぞれに対応するデ ータを有するタイミングジッタ系列を算出し、 ジッタ測定装置は、 タイミングジ ッタ系列の隣接するデータの差分である、周期ジッタ系列を算出する周期ジッタ 推定器を更に備え、 ジッタ検出器は、周期ジッタ系列に更に基づいて、被測定信 号のジッタを検出してよい。
また、周期ジッタ系列の隣琮するデータの差分である、サイクルツウサイクル 周期ジッタ系列を算出するサイクルツウサイクル周期ジッタ推定器を更に備え、 ジッタ検出器は、サイクルツウサイクル周期ジッタ系列に更に基づいて、被測定 信号のジッタを検出してよい。
また、 タイミング推定器は、 リニア瞬時位相の位相データであって、 予め定め られた位相値より大きい位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位 相データと、予め定められた位相値より小さい位相データのうち、予め定められ た位相値に最も近い位相データとの間をデータ補間する補間器と、データ補間さ れたリニア瞬時位相の位相データのうち、予め定められた位相値に最も近レ、位相 データを検出する値検出器と；値検出器が検出した位相データの、時間軸におけ るタイミングを算出する推定器とを有してよい。
また、 タイミング推定器は、 瞬時位相の位相データであって、 予め定められた, 位相値より大きい位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相デー タと、予め定められた位相値より小さい位相データのうち、予め定められた位相 値に最も近い位相データとの間をデータ補間する補間器と、データ補間された瞬 時位相の位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相データを検出 する値検出器と、値検出器が検出した位相データの、時間軸におけるタイミング を算出する推定器とを有してよい。
また、 タイミング推定器は、離散化された被測定信号の信号値データであって、 予め定められた信号値より大きい信号値データのうち、予め定められた信号値に 最も近い信号値データと、予め定められた信号値より小さい信号値データのうち、 予め定められた信号値に最も近い信号データとの間をデータ補間する補間器と、 データ補間された被測定信号の信号値データのうち、予め定められた信号値に最 も近い信号値データを検出する値検出器と、値検出器が検出した信号値データの、 時間軸におけるタイミングを算出する推定器とを有してもよい。
また、 タイミング推定器は、 多項式補間法に基づいて、データ補間を行ってよ い。 また、 タイミング推定器は、 3次スプライン補間法に基づいて、 データ捕間 を行ってもよレ、。
また、解析信号変換器は、被測定信号から、所望の周波数成分を取り出す帯域 制限器と、帯域制限器によつて帯域制限された被測定信号のヒルベルト変換対を 生成するヒルベルト変換器とを有してよい。 また、解析信号変換器は、被測定信 号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換器と、周波数領域の信号に変換 された被測定信号から、所望の周波数成分を取り出す帯域制限器と、帯域制限器 によつて帯域制限された周波数領域の信号を、時間領域の信号に変換する時間領 域変換器とを有してもよい。 また、解析信号変換器は、被測定信号を格納するバ ッファメモリと、バッファメモリに格納されたデータを順次取り出すデータ選択 器と、データ選択器が選択したデータに、所定の窓関数を乗算する窓関数乗算器 と、窓関数が乗算されたデータを、周波数領域の信号に変換する周波数領域変換 器と、周波数領域の信号から所望の周波数成分を取り出す帯域制限器と、帯域制 限器が取り出した周波数成分を、時間領域の信号に変換する時間領域変換器と、 時間領域変換器が時間領域の信号に変換した信号に、窓関数の逆数を乗算する振 幅補正器とを有してもよい。
また、 帯域制限器は、 被測定信号から、被測定信号の基本周波数を含む周波数 成分を取り出すことが好ましい。
また、被測定信号のうち、予め定められた第 1の閾値より大きい信号値を第 1 の閾値と置き換え、予め定められた第 2の閾値より小さい信号値を第 2の閾値と 置き換えて、被測定信号の振幅変調成分を除去する波形クリツバを更に備えてよ レ、。
また、 ジッタ検出器は、 タイミングジッタ系列に基づいて、被測定信号のジッ タのピーク値を算出するピーク値算出部を有してよい。 また、 ジッタ検出器は、 タイミングジッタ系列に基づいて、被測定信号のジッタの実効値を算出する実効 値算出部を有してもよい。 また、 ジッタ検出器は、 タイミングジッタ系列に基づ いて、被測定信号のジッタのヒストグラムを生成するヒストグラム生成部を有し てもよい。
本発明の第 2の形態においては、被測定信号のジッタを測定するジッタ測定装 置であって、被測定信号を複素解析信号に変換する解析信号変換器と、解析信号 変換器が変換した複素解析信号に基づいて、被測定信号の瞬時位相を算出する瞬 時位相推定器と、瞬時位相推定器が算出した瞬時位相が、予め定められた位相値 となるタイミングを算出するタイミング推定器と、タイミング推定器が算出した タイミングに基づいて、被測定信号のそれぞれのサイクルにおける周期を示す瞬 時周期系列を算出する周期推定器と、瞬時周期系列に基づいて、被測定信号のジ ッタを算出するジッタ検出器とを備えることを特徴とするジッタ測定装置を提 供する。 ，
タイミング推定器は、被測定信号の瞬時位相が略 π / 2 + 2 η π及び Ζ又は略 3 π / 2 + 2 η π ( η = 0 , 1 , 2 , ···) となるゼロクロスタイミングを算出し てよい。
また、瞬時周期系列の隣接するデータの差分である、サイクルツウサイクル周 期ジッタ系列を算出するサイクルツウサイクル周期ジッタ推定器を更に.備え、ジ ッタ検出器は、サイクルツウサイクル周期ジッタ系列に更に基づいて、被測定信 号のジッタを検出してよい。
また、 タイミング推定器は、 瞬時位相の位相データであって、 予め定められた 位相値より大きい位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位相デー タと、予め定められた位相値より小さい位相データのうち、予め定められた位相 値に最も近い位相データとの間をデータ補間する補間器と、データ補間された瞬 時位相の位相データのうち、予め定められた位相値に最も近レ、位相データを検出 する値検出器と、値検出器が検出した位相データの、時間軸におけるタイミング を算出する推定器とを有してよい。 また、 タイミング推定器は、 瞬時位相の位相 データのうち複数の位相データに基づいて、逆補間法によりタイミングを算出し てよい。
また、 解析信号変換器は、被測定信号から、 所望の周波数成分を取り出す帯域 制限器と、帯域制限器によつて帯域制限された被測定信号のヒルベルト変換対を 生成するヒルベルト変換器とを有してよい。 また、解析信号変換器は、被測定信 号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換器と、周波数領域の信号に変換 された被測定信号から、所望の周波数成分を取り出す帯域制限器と、帯域制限器 によって帯域制限された周波数領域の信号を、時間領域の信号に変換する時間領 域変換器とを有してもよい。
また、被測定信号のうち、予め定められた第 1の閾値より大きい信号値を第 1 の閾値と置き換え、予め定められた第 2の閾値より小さい信号値を第 2の閾値と 置き換えて、被測定信号の振幅変調成分を除去する波形クリッパを更に備えてよ い。
また、 ジッタ検出器は、 瞬時周期系列に基づいて、被測定信号のジッタのピー ク値を算出するピーク値算出部を有してよい。 また、 ジッタ検出器は、瞬時周期 系列に基づいて、被測定信号のジッタの実効値を算出する実効値算出部を有して もよい。 また、 ジッタ検出器は、 瞬時周期系列に基づいて、 被測定信号のジッタ のヒス トグラムを生成するヒス トグラム生成部を有してもよい。
本発明の第 3の形態においては、電子デバイスを試験する試験装置であって、 電子デバィスを試験するための試験信号を生成するパターン発生部と、試験信号 を整形し、整形した試験信号を電子デバイスに供給する波形整形部と、試験信号 に基づいて、電子デバィスが出力する出力信号のジッタを測定するジッタ測定装 置と、 ジッタ測定装置が測定した前記出力信号のジッタに基づいて、電子デバィ スの良否を判定する判定部とを備え、 ジッタ測定装置は、出力信号を複素解析信 号に変換する解析信号変換器と、解析信号変換器が変換した複素解析信号に基づ いて、 出力信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定器と、瞬時位相推定器が算出 した瞬時位相の最小二乗直線を求めることにより、出力信号がジッタを有さない 場合の瞬時位相であるリニァ瞬時位相を算出するリニァ瞬時位相推定器と、出力 信号の信号値が予め定められた信号値となるタイミング、出力信号の瞬時位相が 予め定められた位相となるタイミング、又はリニア瞬時位相が予め定められた位 相となるタイミングのいずれかを算出するタイミング推定器と、タイミング推定 器が算出したタイミングにおける、 出力信号の瞬時位相の位相値と、 リユア瞬時 位相の位相値との差であるタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ 推定器と、 タイミングジッタ系列に基づいて、出力信号のジッタを算出するジッ タ検出器とを有することを特徴とする試験装置を提供する。
本発明の第 4の形態においては、電子デバィスを試験する試験装置であって、 電子デパイスを試験するための試験信号を生成するパターン発生部と、試験信号 を整形し、整形した試験信号を電子デバイスに供給する波形整形部と、試験信号 に基づいて、電子デバイスが出力する出力信号のジッタを測定するジッタ測定装 置と、ジッタ測定装置が測定した出力信号のジッタに基づいて、電子デバイスの 良否を判定する判定部とを備え、 ジッタ測定装置は、 出力信号を複素解析信号に 変換する解析信号変換器と、解析信号変換器が変換した複素解析信号に基づいて、 出力信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定器と、瞬時位相推定器が算出した瞬 時位相が、予め定められた位相値となるタイミングを算出するタイミング推定器 と、タイミング推定器が算出したタイミングに基づいて、 出力信号のそれぞれの サイクルにおける周期を示す瞬時周期系列を算出する周期推定器と、瞬時周期系 列に基づいて、出力信号のジッタを算出するジッタ検出器とを有することを特徴 とする試験装置を提供する。
本発明の第 5の形態においては、被測定信号のジッタを測定するジッタ測定方 法であって、被測定信号を複素解析信号に変換する解析信号変換ステップと、解 析信号変換ステップにおいて変換した複素解析信号に基づいて、被測定信号の瞬 時位相を算出する瞬時位相推定ステップと、瞬時位相推定ステップにおいて算出 した瞬時位相の最小二乗直線を求めることにより、被測定信号がジッタを有さな い場合の瞬時位相であるリニァ瞬時位相を算出するリニァ瞬時位相推定ステツ プと、被測定信号の信号値が予め定められた信号値となるタイミング、被測定信 号の瞬時位相が予め定められた位相となるタイミング、又はリニア瞬時位相が予 め定められた位相となるタイミングのいずれかを算出するタイミング推定ステ ップと、 タイミング推定ステップにおいて算出したタイミングにおける、被測定 信号の瞬時位相の位相値と、リユア瞬時位相の位相値との差であるタイミングジ ッタ系列を算出するタイミングジッタ推定ステップと、タイミングジッタ系列に 基づいて、被測定信号のジヅタを算出するジッタ検出ステップとを備えることを 特徴とするジッタ測定方法を提供する。
タイミングジッタ推定ステップは、複数のタイミングのそれぞれに対応するデ ータを有するタイミングジッタ系列を算出し、 ジッタ測定方法は、 タイミングジ ッタ系列の隣接するデータの差分である、周期ジッタ系列を算出する周期ジッタ 推定ステップを更に備え、 ジッタ検出ステップは、周期ジッタ系列に更に基づい て、 被測定信号のジッタを検出してよい。 ， また、周期ジッタ系列の隣接するデータの差分である、サイクルツウサイクル 周期ジッタ系列を算出するサイクルツウサイクル周期ジッタ推定ステツプを更 に備え、 ジッタ検出ステップは、サイクルツウサイクル周期ジッタ系列に更に基 づいて、 被測定信号のジッタを検出してよい。
また、 タイミング推定ステップは、 リニア瞬時位相の位相データであって、 予 め定められた位相値より大きい位相データのうち、予め定められた位相値に最も 近い位相データと、予め定められた位相値より小さい位相データのうち、予め定 められた位相値に最も近い位相データとの間をデータ捕間するリニァ瞬時位相 捕間ステップと、データ補間されたリニア瞬時位相の位相データのうち、予め定 められた位相値に最も近い位相データを検出する値検出ステップと、値検出ステ ップにおいて検出した位相データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定 ステップとを有してよい。
また、 タイミング推定ステップは、 瞬時位相の位相データであって、 予め定め られた位相値より大きい位相データのうち、予め定められた位相値に最も近い位 相データと、予め定められた位相値より小さい位相データのうち、予め定められ た位相値に最も近い位相データとの間をデータ補間する瞬時位相補間ステップ と、データ捕間された瞬時位相の位相データのうち、予め定められた位相値に最 も近い位相データを検出する値検出ステップと、値検出ステップにおいて検出し た位相データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定ステップとを有して よい。
また、 タイミング推定ステップは、離散化された被測定信号の信号値データで あって、予め定められた信号値より大きい信号値データのうち、予め定められた 信号値に最も近い信号値データと、予め定められた信号値より小さい信号値デー タのうち、予め定められた信号値に最も近い信号値データとの間をデータ補間す る波形データ補間ステップと、データ補間された被測定信号の信号値データのう ち、予め定められた信号値に最も近い信号値データを検出する値検出ステツプと、 値検出器が検出した信号値データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定, ステップとを有してよい。
また、 タイミング推定ステップは、 多項式補間法に基づいて、 データ補間を行 つてよい。 また、 タイミング摧定ステップは、 3次スプライン補間法に基づいて、 データ捕間を行ってもよい。
また、解析信号変換ステップは、 被測定信号から、 所望の周波数成分を取り出 す帯域制限ステップと、帯域制限ステップにおいて帯域制限された被測定信号の ヒルベルト変換対を生成するヒルベルト変換ステップとを有してよい。 また、解 析信号変換ステップは、被測定信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変 換ステップと、周波数領域の信号に変換された被測定信号から、所望の周波数成 分を取り出す帯域制限ステップと、帯域制限ステップにおいて帯域制限された周 波数領域の信号を、時間領域の信号に変換する時間領域変換ステツプとを有して もよい。
また、解析信号変換ステップは、被測定信号を格納するデータ蓄積ステップと、 データ蓄積ステップにおいて格納したデータを順次取り出すデータ選択ステツ プと、データ選択ステップにおいて選択したデータに、所定の窓関数を乗算する 窓関数乗算ステップと、窓関数が乗算されたデータを、周波数領域の信号に変換 する周波数領域変換ステップと、周波数領域の信号から所望の周波数成分を取り 出す帯域制限ステップと、帯域制限ステツプにおいて取り出した周波数成分を、 時間領域の信号に変換する時間領域変換ステップと、時間領域変換ステップが時 間領域の信号に変換した信号に、窓関数の逆数を乗算する振幅補正ステップとを 有してよい。
また、帯域制限ステップは、被測定信号から、被測定信号の基本周波数を含む 周波数成分を取り出すことが好ましい。
また、 ジッタ検出ステップは、 タイミングジッタ系列に基づいて、被測定信号 のジッタのピーク値を算出するピーク値算出ステップを有してよい。また、 ジッ タ検出ステップは、 タイミングジッタ系列に基づいて、被測定信号のジッタの実 効値を算出する実効値算出ステップを有してもよい。 また、 ジッタ検出ステップ は、 タイミングジッタ系列に基づいて、被測定信号のジッタのヒストグラムを生 成するヒストグラム生成ステップを有してもよい。
本発明の第 6の形態においては、被測定信号のジッタを測定するジッタ測定方 法であって、被測定信号を複素解析信号に変換する解析信号変換ステップと、解 析信号変換ステップにおいて変換した複素解析信号に基づいて、被測定信号の瞬 時位相を算出する瞬時位相推定ステップと、瞬時位相推定ステップにおいて算出 した瞬時位相が、予め定められた位相値となるタイミングを算出するタイミング 推定ステップと、タイミング推定ステップにおいて算出したタイミングに基づい て、被測定信号のそれぞれのサイクルにおける周期を示す瞬時周期系列を算出す る周期推定ステップと、瞬時周期系列に基づいて、被測定信号のジッタを算出す るジッタ検出ステップとを備えることを特徴とするジッタ測定方法を提供する。 また、 タイミング推定ステップは、被測定信号の瞬時位相が略 π Ζ 2 + 2 η π 及び/又は略 3 π Ζ 2 + 2 η π ( η = 0 , 1， 2 , ··■) となるゼロクロスタイミ ングを算出してよい。 また、 瞬時周期系列の隣接するデータの差分である、 サイ クルツウサイクル周期ジッタ系列を算出するサイクルツウサイクル周期ジッタ ステップを更に備え、 ジッタ検出ステップは、サイクルツウサイクル周期ジッタ 系列に更に基づいて、 被測定信号のジッタを検出してよい。
また、 タイミング推定ステップは、 瞬時位相の位相データであって、 予め定め られた位相値より大きレ、位相データのうち、予め定められた位相値に最も近!/、位 相データと、予め定められた位相値より小さい位相データのうち、予め定められ た位相値に最も近い位相データとの間をデータ補間する瞬時位相補間ステップ と、データ補間された瞬時位相の位相データのうち、予め定められた位相値に最 も近い位相データを検出する値検出ステップと、値検出ステップにおいて検出し た位相データの、時間軸におけるタイミングを算出する推定ステップとを有して よい。
また、 タイミング推定ステップは、瞬時位相の位相データのうち複数の位相デ ータに基づいて、 逆補間法によりタイミングを算出してよい。
また、解析信号変換ステップは、被測定信号から、所望の周波数成分を取り出 す帯域制限ステップと、帯域制限ステップにおいて帯域制限された被測定信号の ヒルベルト変換^を生成するヒルベルト変換ステップとを有してよい。 また、解 析信号変換ステップは、被測定信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変 換ステップと、周波数領域の信号に変換された被測定信号から、所望の周波数成 分を取り出す帯域制限ステップと、帯域制限ステップにおいて帯域制限された周 波数領域の信号を、時間領域の信号に変換する時間領域変換ステップとを有して もよい。
また、被測定信号のうち、予め定められた第 1の閾値より大きい信号値を第 1 の閾値に置き換え、予め定められた第 2の閾値より小さい信号値を第 2の閾値に 置き換えて、振幅変調成分を除去する振幅変調成分除去ステップを更に備えてよ レ、。
また、 ジッタ検出ステップは、 瞬時周期系列に基づいて、 被測定信号のジッタ のピーク値を算出するピーク値算出ステップを有してよい。 また、 ジッタ検出ス テツプは、 瞬時周期系列に基づいて、被測定信号のジッタの実効値を算出する実 効値算出ステップを有してもよい。 また、 ジッタ検出ステップは、 瞬時周期系列 に基づいて、被測定信号のジッタのヒストグラムを生成するヒストグラム生成ス テツプを有してもよい。
尚、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではなく、 これらの特徴群のサブコンビネーションも又、 発明となり うる。 図面の簡単な説明
図 1は、 本発明に係る試験装置 1 0 0の構成の一例を示す。
図 2は、 ジッタ測定装置 2 0 0の構成の一例を示す。
図 3は、 タイミング推定器 1 0 5の構成の一例を示す。
図 4は、 タイミング推定器 1 0 5の他の構成の例を示す。
図 5は、 タイミング推定器 1 0 5の更に他の構成の例を示す。
図 6は、 解析信号変換器 1 0 1の構成の一例を示す。
図 7は、 解析信号変換器 1 0 1の他の構成の例を示す。
図 8は、 解析信号変換器 1 0 1の更に他の構成の例を示す。
図 9は、 被測定信号の一例を示す。
図 1 0は、 被測定信号の瞬時位相の一例を示す。
図 1 1は、 被測定信号のリニァ瞬時位相の一例を示す。
図 1 2は、 タイミングジッタ波形の一例を示す。
図 1 3は、 タイミングジッタのヒストグラムの一例を示す。
図 1 4は、 周期ジッタ波形の一例を示す。 .
図 1 5は、 周期ジッタの測定結果の一例を示す。
図 1 6は、 本例におけるジッタ測定装置 2 0 0の測定結果の例を示す。 図 1 7は、 サイクルツウサイクル周期ジッタ波形の一例を示す。
図 1 8は、 サイクルツウサイクル周期ジッタのヒス トグラムの一例を示す。 図 1 9は、 被測定信号の一例を示す。
図 2 0は、 複素解析信号の一例を示す。
図 2 1は、 位相関数 φ ( t ) の一例を示す。
図 2 2は、 アンラップした瞬時位相波形の一例を示す。
図 2 3は、 被測定信号の一例を示す。
図 2 4は、 被測定信号の両側スぺク トルの一例を示す。
図 2 5は、 周波数領域の信号 z ( f ) を示す。
図 2 6は、 複素解析信号の一例を示す。
図 2 7は、 補間法を説明する。
図 2 8は、 逆線形補間法を説明する。
図 2 9は、本発明に係るジッタ測定方法の一例を示すフロー ヤ一トである 図 3 0は、タイミング推定ステップ S 2 0 4の一例の詳細を示すフローチヤ ートである。
図 3 1は、タイミング推定ステップ S 2 0 4の他の例の詳細を示すフローチ ヤートである。
図 3 2は、タイミング推定ステップ S 2 0 4の更に他の例の詳細を示すフロ 一チヤ一トである。
図 3 3は、解析信号変換ステップ S 2 0 1の一例の詳細を示すフローチヤ一 トである。
図 3 4は、解析信号変換ステップ S 2 0 1の他の例の詳細を示すフローチヤ 一トである。
図 3 5は、解析信号変換ステップ S 2 0 1の更に他の例の詳細を示すフロー チヤ一トである。
図 3 6は、 ジッタ測定装置 2 0 0の他の構成の例を示す。 - 図 3 7は、 本発明のジッタ測定方法の他の例を示すフローチャートである。 図 3 8は、 ジッタ測定装置 2 0 0の更に他の構成の例を示す。
図 3 9は、 本発明のジッタ測定方法の他の例を示すフローチヤ一トである。 図 4 0は、 ジッタ測定装置 2 0 0の更に他の構成の例を示す。
図 4 1は、 本発明のジッタ測定方法の他の例を示すフローチヤ一トである。 図 4 2は、 ジッタ測定装置 2 0 0の更に他の構成の例を示す。
図 4 3は、 波形クリップを説明する図である。
図 4 4は、 本発明のジッタ測定方法の他の例を示すフローチヤ一トである。 図 4 5は、 ジッタ測定装置 2 0 0の更に他の構成の例を示す。
図 4 6は、 周期推定器 3 4 1が推定した瞬時周期系列の波形の一例を示す。 図 4 7は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチヤ一ト である。
図 4 8は、 ジッタ測定装置 2 0 0の更に他の構成の例を示す。
図 4 9は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチヤ一ト である。
図 5 0は、 ジッタ測定装置 2 0 0の更に他の構成の例を示す。 .
図 5 1は、本発明に係るジッタ測定方法の更に の例を示すフローチヤ一ト である。
図 5 2は、 ジッタ測定装置 2 0 0の更に他の構成の例を示す。
図 5 3は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチヤ一ト 、ある。
図 5 4は、従来のタイムィンターバルアナライザによるジッタ測定を説明す る (
図 5 5は、 タイムインターバルアナライザ 1 2の測定結果を示す。
図 5' 6は、従来のディジタルオシロスコープ 1 4によるジッタ測定を説明す る (
図 5 7は、 ディジタルオシロスコープ 1 4の構成を示す。 図 5 8は、 被測定信号の例を示す。
図 5 9は、 周期ジッタの例を示す。
図 6 0は、 タイムインターバルアナライザ 1 2の測定結果を示す。
図 6 1は、 ディジタルオシロスコープ 1 4の測定結果を示す。 発明を実施するための最良の形態
以下、 発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、 以下の実施形態は特許請 求の範囲にかかる発明を限定するものではなく、 又実施形態の中で説明されている 特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
図 1は、 本発明に係る試験装置 1 0 0の構成の一例を示す。 試験装置 1 0 0は、 電子デバイス 3 0の出力信号に基づいて、 電子デバイス 3 0の良否を判定する。 試 験装置 1 0 0は、 パターン発生器 1 0と、 波形整形部 2 0と、 ジッタ測定装置 2 0 0と、 判定部 4 0とを備える。
パターン発生器！_ 0は、 電子デバイス 3 0を試験するための試験パターンを生成 する。 パターン発生器 1 0は、 例えば利用者が生成した試験プログラムに基づいた 試験パターンを生成し、 波形整形部 2 0に供給する。
波形整形部 2 0は、 受け取った試験パターンに基づいて試験信号を生成し、 電子 デパイス 3 0に供給する。 例えば、 波形整形部 2 0は、 利用者が生成した試験プロ グラム及び試験パターンに基づいて、 所望のタイミングで電子デバイス 3 0に試験 信号を供給する。
ジッタ測定装置 2 0 0は、 電子デバィス 3 0が試験信号に基づいて出力する出力 信号のジッタを測定する。 ジッタ測定装置 2 0 0は、 当該出力信号として、 電子デ パイス 3 0の内部クロックを受け取り、 当該内部クロックのジッタを測定してよ ヽ 。 また、 ジッタ測定装置 2 0 0は、 当該出力信号のタイミングジッタ、 周期ジッタ 、 及び/又はサイクルツウサイクル周期ジッタを測定してよい。
判定部 4 0は、ジッタ測定装置 2 0 0が測定した当該出力信号のジッタに基づ いて、 電子デバイス 3 0の良否を判定する。 以下、 ジッタ測定装置 2 0 0につい て詳細に説明する。
図 2は、 ジッタ測定装置 2 0 0の構成の一例を示す。 ジッタ測定装置 1 0 0は、 解析信号変換器 1 0 1と、瞬時位相推定器 1 0 2と、 リユア瞬時位相推定器 1 0 3と、 スィッチ 1 0 4と、 タイミング推定器 1 0 5と、 タイミングジッタ推定器 1 0 6と、 ジッタ検出器 1 0 7とを備える。
解析信号変換器 1 0 1は、被測定信号を受け取り、 被測定信号のうち、所定の 周波数成分を選択的に通過させる。 また、解析信号変換器 1 0 1は、被測定信号 のうちの所定の周波数成分を複素信号に変換した複素解析信号を出力する。例え ば、解析信号変換器 1 0 1は、被測定信号を当該複素解析信号の実数部とし、被 測定信号の位相を 9 0度おくらせた信号を当該複素解析信号の虚数部とした、複 素解析信号を出力する。
瞬時位相推定器 1 0 2は、解析信号変換器 1 0 1から受け取った複素解析信号 に基づいて、被測定信号の瞬時位相を推定する。 例えば、複素解析信号の実数部 を X ( t ) 、 複素解析信号の虚数部を x ' ( t ) とした場合、 瞬時位相推定手段 1 0 2は、 下式に基づいて被測定信号の瞬時位相 φ ( t ) を算出してよい。 φ ( t ) = tan'1 ( x， ( t ) / x ( t ) ) リニァ瞬時位相推定器 1 0 3は、瞬時位相推定器 1 0 2が推定した瞬時位相デ ータの直線近似波形を、被測定信号のリニア瞬時位相として推定する。 リニア瞬 時位相推定器 1 0 3は、当該瞬時位相データの最小二乗直線を求めることにより、 被測定信号のリニア瞬時位相を推定してよい。
スィツチ 1 0 4は、解析信号変換器 1 0 1が出力する複素解析信号の実数部、 瞬時位相推定器 1 0 2が出力する瞬時位相、又はリニア瞬時位相推定器 1 0 3が 出力するリユア瞬時位相の何れかを選択し、タイミング推定器 1 0 5に供給する。 タイミング推定器 1 0 5は、 スィッチ 1 0 4が選択した解析信号の実数部、瞬 時位相、又はリニア瞬時位相に基づいて、被測定信号が、所定の値を取るタイミ ングを推定する。 本例において、 タイミング推定器 1 0 5は、 被測定信号が略零 の値を取るゼロクロスタイミングを推定する。 また、 タイミング推定器 1 0 5は、 当該タイミングを補間法又は逆補間法により推定してよい。
タイミングジッタ推定器 1 0 6は、タイミング推定器 1 0 5が推定したタイミ ングにおける、被測定信号の瞬時位相値とリニァ瞬時位相値の差を計算し、 タイ ミングジッタ系列を推定する。 タイミングジッタ推定器 1 0 6は、複数の当該タ ィミングにおける被測定信号の瞬時位相値とリニァ瞬時位相値の差に基づいて、 当該タイミングジッタ系列を推定する。被測定信号がジッタを有する場合、 それ ぞれのタイミングにおける被測定信号の瞬時位相値とリユア瞬時位相値の差に バラツキが生じ、タイミングジッタ系列のそれぞれのデータにパラツキが生じる。 ジッタ検出器 1 0 7は、 タイミングジッタ系列に基づいて、被測定信号のジク タを算出する。 つまり、 ジッタ検出器 1 0 7は、 タイミングジッタ系列のそれぞ れのデータのパラツキに基づいて、被測定信号のジッタを算出する。 ジッタ検出 器 1 0 7は、 ピーク値算出部 1 0 8と、 実効値算出部 1 0 9と、 ヒス トグラム生 成部 1 1 0とを有してよい。 ピーク値算出部 1 0 8は、 タイミングジッタ系列の 最大値と最小値との差を算出する。 実効値算出部 1 0 9は、 タイミングジッタ系 列の二乗平均値 （実効値） を算出する。 ヒストグラム生成部 1 1 0は、 被測定信 号のジッタのヒストグラムを生成する。 ジッタ検出器 1 0 7は、 ピーク値算出部 1 0 8、実効値算出部 1 0 9、 ヒストグラム生成部 1 1 0のうちの 1つ又は複数 を設けてもよい。
図 3は、 タイミング推定器 1 0 5の構成の一例を示す。 本例において、 タイミ ング推定器 1 0 5は、 リニァ瞬時位相を受け取り、 当該リニァ瞬時位相に基づい て、被測定信号が所定の位相を取るタイミングを推定する。 タイミング推定器 1 0 5は、 補間器 1 5 1と、 値検出器 1 5 2と、 推定部 1 5 3とを有する。
捕間器 1 5 1は、 リニア瞬時位相推定器 1 0 3 (図 2参照） が推定したリニア 瞬時位相に対して、 予め定められた値付近のデータを捕間する。 本例において、 補間器 1 5 1は、 リニア瞬時位相に対して、 π / 2 + 2 η π及び Ζ又は 3 + 2 n π ( n = 0， 1 , 2 , ···) 付近のデータ間を補間する。 補間器 1 5 1は、 予め所定の値と、所定の範囲とが与えられ、 当該所定の値から当該所定の範囲内 にあるリニア瞬時位相データ間を、所定の間隔でデータ補間する。補間器 1 5 1 は、後述する多項式捕間法を用いてリニア瞬時位相データを補間してよく、後述 5 する 3次スプライン補間法を用いてリニァ瞬時位相データを補間してよく、また 、直線補間法を用いてリニア瞬時位相データを補間してよく、他の補間法を用い てリユア瞬時位相データを補間してもよい。補間器 1 5 1は、 リユア瞬時位相デ ータを十分に細かく補間することが好ましい。
値検出器 1 5 2は、データ捕間されたリニア瞬時位相データに対し、 当該所定 10 値に最も近いリニア瞬時位相データを検出する。
推定部 1 5 3は、値検出器 1 5 2が検出したリニア瞬時位相データの、時間タ イミングを推定する。
図 4は、 タイミング推定器 1 0 5の他の構成の例を示す。 本例において、 タイ ミング推 器 1 0 5は、 瞬時位相を受け取り、 当該瞬時位相に基づいて、被測定 L5 信号が所定の位相を取るタイミングを推定する。本例におけるタイミング推定器 1 0 5は、図 3に関連して説明したタイミング推定器 1 0 5と同様の機能及び構 成を有する。
補間器 1 6 1は、 瞬時位相推定器 1 0 2 (図 2参照） が推定した瞬時位相に対 して、 予め定められた値付近のデータを補完する。 本例において、補間器 1 6 1 20 は、 瞬時位相に対して、 πノ 2 + 2 η π及び/又は 3 π Ζ 2 + 2 η π ( η = 0， 1， 2 , ···) 付近のデータ間を補間する。 補間器 1 6 1は、 図 3に関連して説明 した補間器 1 5 1と同様の方法で、 当該捕間を行ってよい。
値検出器 1 5 2は、データ補間された瞬時位相データに対し、 当該所定値に 最も近い瞬時位相データを検出する。
> 5 推定部 1 5 3は、値検出器 1 5 2が検出した瞬時位相データの、時間タイミン グを推定する。
図 5は、 タイミング推定器 1 0 5の更に他の構成の例を示す。 本例において、 タイミング推定器 1 0 5は、複素解析信号を受け取り、 当該複素解析信号に基づ いて、被測定信号が所定の値を取るタイミングを推定する。本例におけるタイミ ング推定器 1 0 5は、図 3に関連して説明したタイミング推定器 1 0 5と同様の 機能及び構成を有する。
補間器 1 7 1は、解析信号変換器 1 0 1 (図 2参照） が出力した複素解析信号 の実数部に対して、 予め定められた値付近のデータを補完する。 本例において、 補間器 1 7 1は、複素解析信号の実数部に対して、ゼロクロス付近のデータを捕 完する。補間器 1 7 1は、図 3に関連して説明した補間器 1 5 1と同様の方法で 、 当該補間を行ってよい。
値検出器, 1 5 2は、データ捕間された複素解析信号の実数部に対し、 当該所定 値に最も近いデータを検出する。
推定部 1 5 3は、値検出器 1 5 2が検出したデータの、時間タイミングを推定 する。
図 6は、解析信号変換器 1 0 1の構成の一例を示す。解析信号変換器 1 0 1は 、被測定信号を複素解析信号に変換する。 解析信号変換器 1 0 1は、周波数領域 変換器 1 8 1と、 帯域制限器 1 8 2と、 時間領域変換器 1 8 3とを有する。 周波数領域変換器 1 8 1は、被測定信号を周波数領域の信号に変換する。周波 数領域変換器 1 8 1は、被測定信号を正の周波数スぺクトル及び負の周波数スぺ クトルを有する両側スぺク トル信号に変換する。周波数領域変換器 1 8 1は、 フ 一リエ変換により、被測定信号を周波数領域の信号に変換してよい。周波数領域 変換器 1 8 1は、被測定信号を高速フーリエ変換する手段を有することが好まし い。
帯域制限器 1 8 2は、周波数領域の信号に変換された被測定信号の、所定の周 波数成分を選択的に通過させる。本例において帯域制限器 1 8 2は、 当該被測定 信号の基本周波数近傍の周波数成分を選択して出力する。つまり、帯域制限器 1 8 2は、周波数領域の信号に変換された被測定信号の、負の周波数成分を零とし 、 片側スぺク トル信号を生成する。 また、 帯域制限器 1 8 2は、 当該片側スぺク トル信号に対し、被測定信号の基本周波数近傍の成分以外の周波数成分を零とし た信号を生成し出力する。 また、 帯域制限器 1 8 2は、 被測定信号の基本周波数 付近の成分のみを残しその他の周波数成分を零として周波数領域の信号を帯域 制限した後、両側スぺク トル信号における負の周波数成分を零とした信号を出力 してもよレ、。帯域制限器 1 8 2は、アナログフィルタでもデジタルフィルタでも よいし、 F F Tなどのデジタル信号処理を用いて実装してもよい。
時間領域変換器 1 8 3は、帯域制限器 1 8 2が出力した周波数成分を、時間領 域の信号に変換する。 時間領域変換器 1 8 3は、 逆フーリエ変換により、 当該周 波数成分を時間領域の信号に変換してよい。時間領域変換器 1 8 3は、 当該周波 数成分を逆高速フーリエ変換する手段を有することが好ましい。解析信号変換器 1 0 1は、 時間領域変換器 1 8 3力、 時間領域の信号に変換した信号を、複素解 析信号として出力する。
図 7は、解析信号変換器 1 0 1の他の構成の例を示す。解析信号変換器 1 0 1 は、 帯域制限器 1 9 1と、 ヒルベルト変換器 1 9 2とを有する。
帯域制限器 1 9 1は、図 6に関連して説明した帯域制限器 1 8 2と同一又は同 様の機能を有する。帯域制限器 1 9 1は、被測定信号から基本周波数近傍の周波 数成分を取り出す。
ヒルベルト変換器 1 9 2は、帯域制限器 1 9 1の出力信号を受け取り、 当該出 力信号をヒルベルト変換する。 つまり、 ヒルベルト変換器 1 9 2は、 当該出力信 号のヒルベルト変換対を生成する。
解析信号変換器 1 0 1は、帯域制限器 1 9 1の出力信号を、複素解析信号の実 数部として出力し、 ヒルベルト変換器 1 9 2が生成したヒルベルト変換対を、複 素解析信号の虚数部として出力する。
図 8は、 解析信号変換器 1 0 1の更に他の構成の例を示す。 解析信号変換器 1 0 1は、 バッファメモリ 2 0 1と、 データ選択器 2 0 2と、 窓関数乗算器 2 0 3と、 周波数領域変換器 2 0 4と、 帯域制限器 2 0 5と、 時間領域変換器 2 0 6と、 振幅 補正器 2 0 7とを有する。 ノ ッファメモリ 2 0 1は、 被測定信号を格納する。 データ選択器 2 0 2は、 バッ ファメモリ 2 0 1が格納したデータを、 順次取り出す。 データ選択器 2 0 2は、 前 回取り出したデータと、 少なくとも一部が重複するデータを取り出すことを繰り返 すのが好ましい。 例えば、 データ選択器 2 0 2は、 被測定信号の 4周期分のデータ を、 前回のデータと 1周期分が重複するように取り出す。 また、 データ選択器 2 0 2は、 バッファメモリ 2 0 1が格納したデータを全て取り出すまで、 バッファメモ リ 2 0 1からデータを取り出してよい。
窓関数乗算器 2 0 3は、 データ選択器 2 0 2が順次取り出したデータに所定の窓 関数を順次乗算する。 窓関数乗算器 2 0 3は、 窓関数を順次乗算したデータを周波 数領域変換器 2 0 4に、 被測定信号として順次供給する。
周波数領域変換器 2 0 4、 帯域制限器 2 0 5、 及び時間領域変換器 2 0 6は、 図 6に関連して説明した周波数領域変換器 1 8 1、 帯域制限器 1 8 2、 及び時間領域 変換器 1 8 3と同一又は同様の機能及び構成を有する。 周波数領域変換器 2 0 4、 帯域制限器 2 0 5、 及び時間領域変換器 2 0 6は、 窓関数乗算器 2 0 3から順次供 給される被測定信号に対して、 上述した処理を順次行う。
振幅補正器 2 0 7は、時間領域変換器 2 0 6が時間領域の信号に順次変換した' 信号に、 当該窓関数の逆数を順次乗算する。 例えば、 振幅補正器 2 0 7は、 窓関 数を乗算した信号の時間軸上の中央部が、前回窓関数の逆数を乗算した信号に連 続するように、当該信号の振幅を補正する。本例における解析信号変換器 1 0 1 によれば、被測定信号のデータ量が多い場合であっても、被測定信号の帯域制限 を効率良く行うことができる。
図 9は、被測定信号の一例を示す。 図 9に示した被測定信号を用いて、本例に おけるジッタ測定装置 2 0 0のジッタ測定方法を説明する。
被測定信号がジッタのないク口ック信号である場合、被測定信号は基本周波数 (fundamental frequency) f 。を持つ方形波 (square wave) である。 当 該被測定信号は、 フーリエ解析によって周波数 f 。， 3 f 。， 5 f 。， …からなる高 調波に分解できる。被測定信号のジッタは被測定信号の基本周波数の揺らぎに対 応する。本例におけるジッタ測定装置 2 0 0のジッタ解析においては、被測定信 号の基本周波数付近の信号成分のみを取り极うことにより、効率よく被測定信号 のジッタを検出する。
被測定信号がジッタを有する場合、被測定信号の基本サイン波（fundamental sinusoidal wave) 成分は、
Acos ( ( t ) ) = A cos { 2 t0 t + Θ - ( 1 ) ただし、 Aは振幅、 f 。は基本周波数
で表される。 すなわち、 被測定信号の瞬時位相関数 ψ ( t ) は、 基本周波数 f 。 を含むリニア瞬時位相成分 2 π f 。 tと、 初期位相成分 0 (本例においては、 Θ = 0とする） と、 位相変調成分 Δ φ ( t )との和で表される。
位相変調成分 Δ φ ( t )が零のとき、 被測定信号の立ち上がり又は立ち下がり が所定の値を取るタイミングは、 一定周期 T。だけ隔たっている。本例において、 当該所定の値を零、すなわち当該タイミングをゼロクロスタイミングとして説明 する。 位相変調成分 Δ ψ ( t )が零でない場合、 被測定信号の立ち上がりゼロク 口、ス点間は、 一定周期とならない。 すなわち、 厶 φ (nT )はゼロクロス点の時間 変動、 すなわちタイミングジッタを表す。 周期ジッタは、 隣り合う立ち上がりゼ 口クロス点におけるタイミングジッタの差に対応する。 さらに、サイクルッゥサ ィクル周期ジッタは、隣り合う周期間の変動であり、隣り合う周期ジッタ値の差 として求めることができる。
従って、 被測定信号の瞬時位相 φ ( t )を推定し、 ゼロクロス点における瞬時 位相と、ジッタのない理想的な被測定信号の位相波形に対応する直線位相 2 π f。 t + Θとの差を求めることにより、被測定信号のタイミングジッタ、周期ジッタ、 サイクルツウサイクル周期ジッタを計算することができる。
また、捕間法を用いてゼロクロス点のタイミングを小さい誤差で推定すること により、 タイミング'ジッタ、 周期ジッタ、 サイクルツウサイクル周期ジッタの 測定誤差を小とできる。
例えば、ジッタ測定装置 2 0 0 (図 2参照） が図 9に示した被測定信号 X ( t ) を受け取った場合、 ジッタ測定装置 200は、 被測定信号 X ( t )の瞬時位相 φ ( t )を推定する。 まず、 解析信号変換部 101 (図 2参照） 1 被測定信号 X ( t ) を複素解析信号に変換する。 次に、 瞬時位相推定器 102 (図 2参照） が、 複素解析信号に基づいて、 瞬時位相 φ ( t ) を推定する。
5 図 1 0は、 瞬時位相推定器 1 0 2が推定した瞬時位相波形 φ ( t ) の一例を示 す。 瞬時位相推定器 102は、 前述した方法により、 瞬時位相波形を推定する。 次に、 リニア位相推定器 1 0 3 (図 2参照） 1 瞬時位相波形データに対し最 小二乗法による直線フィッティングを行ない、瞬時位相波形データのリニア瞬時 位相 ( inear( t )を求める。 前述したように、 当該リニア瞬時位相 < inear( t )は、 L0 ジッタのない理想的な被測定信号の瞬時位相波形に相当する。
図 1 1は、 リニア瞬時位相 0linear( t )の一例を示す。 次に、 タイミング推定 部 105 (図 2参照） 力 被測定信号 X ( t )のリニア瞬時位相 linear( t )が π Ζ2 + 2 η πまたは 3 πΖ2 + 2 η π ( η = 0 , 1, 2, ···)となるゼロクロス タイミングを補間法や逆補間法等を用いて推定する。タイミングジッタ推定器 1 L5 06は、ゼロクロスタイミングにおける瞬時位相値と直線位相の差、即ちタイミ ングジッタ Δ φ [η] (=Λ (η ) ) を算出する。
ここで、 πΖ2 + 2 η πとなる点は被測定信号の立ち下がりゼロクロス点に、 3 π/2 + 2 η πとなる点は被測定信号の立ち上がりゼロクロス点にそれぞれ 対応する。
10 図 1 2は、 タイミングジッタ Δ φ [η]の波形の一例を示す。 最後に、 ジッタ検 出器 1 0 7が、 タイミングジッタ Δ φ [η]のデータ系列に基づいて、 タイミング ジッタの実効値とピークッゥピーク値を算出する。タイミングジッタの実効値 Δ </>RMSは、 タイミングジッタ Δ φ [n]の二乗平均値であり、下式により算出される。
!5 Δ φ (1/N) Σ, = 1 ΝΔ φ2[ ΐ) (2) ただし、 Νは測定されたタイミングジッタデータの標本数である。 また、 ピーク 'ッゥ ' ピークタイミングジッタ Δ φρρは、 Δ φ [η]の最大値と 最小値の差であり、 下式により算出される。
Δ φ pp=maxk ( Δ φ [k] ) -mink ( Δ φ [k] ) (3) 図 1 3は、 タイミングジッタのヒストグラムの一例を示す。 ヒストグラム生成 部 1 10 (図 2参照） は、 当該ヒス トグラムを生成する。
また、本例におけるジッタ測定装置 200は、被測定信号の周期ジッタを同時 に測定してもよい。 周期ジッタ Jは、 基本周期 T。に対する周期 Tの相対的な摇 らぎであり、隣り合う 2つのゼロクロス点におけるタイミングジッタ値の差とし て、 下式で表される。
J [k] = T [k] -Τ0= Δ [k+ 1 ] - Δ φ [k] (4) ここで、 周期ジッタを求めるときの周期は、 m周期 （m=0. 5, 1， 2, 3、 ···) としてもよレ、。 例えば、 m=0. 5周期として、 立ち上がり （または立ち下 がり） ゼロクロス点と、 次の立ち下がり （または立ち上がり） ゼロクロス点とに おける两タイミング ·ジッタ値の差を求めてもよいし、 m= 2周期として、 立ち 上がり （または立ち下がり） ゼロクロス点と、 このゼロクロス点から 2つ後の立 ち上がり （または立ち下がり）ゼロクロス点とにおける両タイミング * ジッタ値 の差を求めてもよい。
図 14は、 m= 1周期として求めた周期ジッタ波形 J [n] の一例を示す。 ま た、 このようにして測定された周期ジッタデータの二乗平均と、最大値と最小値 の差を計算することにより、 周期ジッタの実効値 J RMSとピークッゥピーク値 JPP を式 （5) 、 式 （6) によりそれぞれ求めることができる。
JRMS = V" ( (1/M) ∑k=1 MJ2[k]) (5)
Figure imgf000029_0001
ここで、 Mは測定された周期ジッタ 'データの標本数である。
図 1 5は、 周期ジッタの測定結果の一例を示す。 図 1 5 (a) は、 従来のタイ ムインターバル 'アナライザで測定したヒストグラムを、 図 1 5 (b) は、 厶 φ 法で測定したヒス トグラムを、 図 1 5 (c) は、 本例におけるジッタ測定装置 2 0 0が測定した周期ジッタのヒス トグラムを示す。本例におけるジッタ測定装置 2 0 0によれば、 被測定信号の周期ジッタを精度よく検出することができる。 図 1 6は、周期ジッタの実効値及ピークッゥピーク値の、本例におけるジッタ 測定装置 20 0と従来のジッタ測定方法との測定値の一例を示す。
ここで、 観測される周期ジッタのピークッゥピーク値 Jppは、 測定数 （ゼロク ロス数） の対数の平方根にほぼ比例する。 例えば、 5 0 0 0イベント程度におい ては JPP=4 5 p sが正しい値である。 図 1 6における Jppの誤差は 4 5 p sを 真値として算出した。図 1 6に示すように本例におけるジッタ測定装置によれば、 タイムインターバル 'アナライザで測定した値に対し、 】 でー 3. 1 %、 Jpp で + 1. 0%と精度よく検出することができる。 図 1 5 (a) 、 （b) 、 （c) 図 1 6に示したように、本例におけるジッタ測定装置 2 0 0は、正しい測定値が 得られる従来のタイムインターバル 'アナライザによる測定方法と互換性のある ジッタ測定値を得ることができる。
さらに、 この本例におけるジッタ測定装置 2 0 0は、サイクルツウサイクル周 期ジッタを同時に測定することができる。 サイクルツゥサイダル周期ジッタ J cc は連続するサイクル間の周期変動であり、 下式で表される。
Jcc[k] = T [k + 1 ] -T [k]
= (T0+ J [k + 1 ] ) - (τ0+ J [k] ) (7)
= J [k + 1 ] - J [k] 従って、上述した方法により測定された周期ジッタデータの差分をとり、 その 二乗平均と最大値と最小値の差を計算することにより、サイクルツウサイクル周 期ジッタの実効値 Jcc rmsとピークッゥピーク値 j cc ppをそれぞれ式 （8) 、 式
(9) により求めることができる。
J cC.RMS = ^ ( d/L)∑k=1 LJ 2 cc[k] ) (8)
J CC/PP=maxk ( J cc [k] )— mink ( J cc [k] ) ( 9 ここで、 Lは測定されたサイクル'ッゥ 'サイクル周期ジッタ ·データの標本数 である。 図 17は、 サイクルツウサイクル周期ジッタ Jcc[n]の波形の一例を示す。 ま た、図 18は、 サイクルツウサイクル周期ジッタのヒストグラムの一例を示す。 本例におけるジッタ測定装置 200は、上述したようにリニア瞬時位相データを 捕間してゼロクロスタイミングを推定するだけでなく、 これにかえて、瞬時位相 データを補間してゼロクロス 'タイミングを推定してもよいし、 あるいは解析信 号の実数部データ （実信号に対応する） を捕間してゼロクロス ·タイミングを推 定してもよい。
また、 本例におけるジッタ測定装置 200は、 波形クリップ手段を用いて、 被 測定信号の振幅変調 （amplitude modulation, AM) 成分を取り除いてよい。 ジッタに対応する位相変調 （phase modulation, PM) 成分のみを残すことに より、 周期ジッタを高精度に推定することもできる。 次に、 ヒルベルト変換によ る複素解析信号め生成について説明する。
図 19は、 被測定信号の一例を示す。 被測定信号 X ( t )の複素解析信号 z ( t )は、 下式で定義される。 z ( t ) ≡ X ( t ) + j X ' ( t ) (10) ここで、 ]· は虚数単位であり、 複素信号 z ( t )の虚数部 x' ( t )は、 実数部 x ( t )のヒルベルト変換である。 一方、 時間関数 X ( t )のヒルベルト変換は、 次式で定義される。
Figure imgf000031_0001
） ここで、 ( 1; )は関数 （ 1: )と （ l /π f ) の畳み込みである。 即ち、 ヒル ベルト変換は、 被測定信号 X ( t )を全帯域通過フィルタを通過させた時の出力 と等価である。 ただし、 この時の全帯域通過フィルタの出力 x' ( t )は、 被測 定信号 X ( t ) とスぺク トル成分の大きさは変わらないが、 その位相は πΖ2だ けシフトする。
解析信号及ぴヒ ルベル ト変換については、 例えば、 A.Papoulis, Probability , Random Variables , and Stochastic Processes, 2nd edition, McGraw-Hill Book Company , 1984.に IB载されている。
被測定信号 X ( t )の瞬時位相波形 φ ( t )は、 複素解析信号 z ( t )から次式を 用いて求められる。 φ ( t ) =tan- 1 [χ' ( t ) （ t )] (1 2) 次に、図 7.に関連して説明した解析信号変換器 1 01において、 ヒルベルト変 換を用いて瞬時位相を推定するアルゴリズムについて説明する。 はじめに、帯域 制限器 19 1 (図 7参照） 力 被測定信号 X ( t ) の基本周波数近傍の周波数成 分を出力する。次に、 ヒルベルト変換器 1 92 (図 7参照）力 S、被測定信号 X ( t ) に式 1 0から式 1 2を用いて説明したヒルベルト変換を適用して複素解析信号 の虚数部に対応する信号 X' ( t )を求める。 解析信号変換器 1 0 1は、 帯域制 限器 191が出力する帯域制限された被測定信号 X ( t ) を、複素解析信号の実 数部として出力し、ヒルベルト変換器 1 92が出力する帯域制限された被測定信 号 x (t) のヒルベルト変換を、 複素解析信号の虚数部として出力する。
図 20は、複素解析信号の一例を示す。 図 20において、複素解析信号の実数 部 X ( t )を実線で、 虚数部 Xz ( t )を破線で示す。 次に、 瞬時位相推定器 10
2 (図 2参照） 力 複素解析信号 z ( t ) に基づいて、 式 （1 2) を用いて瞬時 位相関数 ψ ( t )を推定する。 ここで、 φ ( t )は、 一 πから + πの範図の位相の 主値を用いて表され、 + πから一 πに変化する付近で不連続点を持つ。
図 21は、 位相関数 φ ( t )の一例を示す。 最後に、 瞬時位相推定器 102が、 不連続な位相関数 φ ( t )をアンラップする。 すなわち、 瞬時位相推定器 102 は、 位相関数 φ ( t ) に 2 πの整数倍を適切に加える。 瞬時位相推定器 102力 位相関数 0 ( t )をアンラップすることにより、 不連続を取り除き連続な瞬時位 相関数 Φ ( t )を得ることができる。
図 22は、 アンラップされた瞬時位相関数 ψ ( t )を示す。 瞬時位相推定器 1
02は、 図 22に示すような、 アンラヅプされた瞬時位相関数 φ (t) を出力す る。 また、被測定信号から複素解析信号への変換は、 高速フーリエ変換を用いた ディジタル信号処理によっても実現できる。次に、 フーリエ変換による複素解析 信号の生成について、図 6において説明した解析信号変換器 101を用いて説明 する。
図 23は、被測定信号の一例を示す。 図 23に示す被測定信号は、 離散化され たデータ系列を有する。 周波数領域変換器 181 (図 6参照） は、 離散化された 被測定信号 X ( t )に FFT (高速フーリエ変換） を適用し、 被測定信号の両側 スぺク トル X( f )を得る。
図 24は、被測定信号の両側スぺク トルの一例を示す。 次に、 帯域制限器 18 2力 スぺクトノレ X( f )の正の周波数成分における基本周波数 400 MHz付近 のデータのみを残して、 残りのデータをゼロとし、 さらに、 正の周波数成分を 2 倍する。周波数領域におけるこれらの処理が、時間領域において被測定信号を帯 域制限し複素解析信号に変換することに対応する。
図 25は、 周波数領域の信号 Z ( f )を示す。 最後に、 時間領域変換器 183 が、 周波数領域の信号 Z ( f )に逆 FFTを適用することにより、 帯域制限され た複素解析信号 Z ( t )を得ることができる。
図 26は、 帯域制限された複素解析信号 z ( t )の一例を示す。 FFTを用い た複素解析信号への変換については、例えば、 J.S .Bendat and A. G. Piersol , Ranaom Data： Analysis and Measurement Procedure, 2nd edition, John Wiley &Sons, Inc . , 1986 Jこ記載されてレヽる。
次に、図 3から図 5に関連して説明した補間器における補間について説明する。 関数 y = f ( X )の値が、 変数 Xの不連続な値 Xl, χ2, '·· χηに対して与えら れている時、 xk (k = l , 2, …， n) 以外の Xの値に対する f ( X )の値を推 測する処理が補間である。
図 27は、補間法を説明する図である。補間法を用いたタイミングの推定は、 例えば図 27に示すように、 所定の関数値 ycを挟む 2つの測定点 xkと 間 を十分に細かく補間した後、 上記所定値 ycに最も近い補間データを検索するこ とにより、 関数値 yが所定の値 ycとなるタイミング Xを推定する。 タイミング 推定の誤差は、 2つの測定点 xk， xk+1間を等間隔で刻む時間幅に反比例する。 即ち、 タイミング推定の誤差を小とするには、 2つの測定点 xk， xk+1間を可能 な限り小さい時間刻み幅で y = f ( X )を補間することが望ましい。
次に、 多項式補間法について説明する。 多項式捕間については、 例えば、 L.W.Johnson and R.D.Riess, Numerical Analysis , Massachusetts： Addison— Wesley, pp. 207-230 , 1982. こ記載されてレヽる。
平面上の 2点 （Xl， Y l) ， ( x2J y2) が与えられた時、 その 2点を通る直 線 （line) y =Ρ, (χ) は、
y=P x) = { (x-x2) / 1-x2) } yx+ { (χ-χχ) / (x2—x } y2 (17) で与えられ、 一意的に決まる。 同様に、 平面上の 3点 （Xl， yx) ， (x2, y2) ， ( 3, y3) を通る 2次曲線 (quadratic) y =P2 ( x) は、 y = P2 ( ) (l3)
Figure imgf000033_0001
で与えられる。 一般に、 平面上の N点 （Xl, yx) , (x2, y2) ， …， (xN) yN) を通る N— 1次曲線 y = PN— (x) は一意的に決まり、 ラグランジヱの公 式 (Lagrange ' s classical formula) より、 y=PN-.(x)
_ (X— X2Xx— Χ3)···(Χ - ΧΝ) ， 丄 (Χ-Χ1ΧΧ-Χ3)···(Χ-ΧΝ)
y2 +
(Xl - Χ 2 - Χ3 )· · · (X ΧΝ ) (Χ2 - Xl ΧΧ2 - X J · ' (Χ2 - ΧΝ )
1 (χ— χ})(χ ~ χ2)- · -(χ— xN_t )
(14)
{ΧΝ一 Xl Xズ W - X2 )'·* {ΧΝ ― ΧΝ~ ) で与えられる。
Ν— 1次多項式補間 (interpolation by polynomial of degree N-l) は、 N個の測定点から上記の式 （1 4) を用いて希望の X に対する y = f (x) の値を推定する。 捕間曲線 ΡΝ-1(χ) の近似をよくするには、 Xに近い N点を選 択するのが望ましい。
次に、 3次スプライン補間法について説明する。 3次スプライン補間について は、 例え 、' Li . W . Johnson and R.D.Riess , Numerical Analysis , Massachusetts : Addison— Wesley, pp.237-248, 1982. ίこ言 S载れて ヽる。
"スプライン（spline) "とは製図用の自在定規（薄い弾力のある細い板（thin elastic rod) ) をいう。 スプラインを平面上の通過すべき点を通るように曲 げると、 これらの点をつなぐ滑らかな曲線 （スプライン曲線 （spline curve) ) が得られる。
このスプライン曲線は、所定の点を通過し曲率（curvature) の 2乗積分 （ス プラインの変形のエネルギーに比例する） が最小な曲線である。
平面上の 2点 （X y x) , ( x2, y2) が与えられた時、 この 2点を通るス '曲繰は、
y = Ayx+B y2+C y 7 +Ό γ A≡ (x2— x) Z (x2—
B≡ 1一 A= (x - xx) / (x2- X l) ( 1 5) C≡ (1/6) (A3— A) (x2-X l) 2
D≡ ( 1/6) (B3— B) (x2-xj 2
で与えられる。 ここで、 y 及び y はそれそれ、 （X y,) 及ぴ （x2, y 2) における関数 y= f (x) の 2次微分 （the second derivative) 値であ る。
3次スプライン補間は、 2個の測定点とその測定点における 2次微分値から上 記の式を用いて希望の Xに対する y= f (x) の値を推定する。補間曲線の近似 をよくするには、 Xに近い 2点を選択するのが望ましい。
次に、図 3から図 5に関連して説明した値検出器 1 5 2における逆線形補間法 について説明する。
図 28は、逆線形補間法を説明する図である。 逆補間法とは、 変数 Xの不連続 な値 Xl， χ2, -, xnに対して関数 yk= f (xk) の値が与えられている時、 y = f (x) の逆関数を x = g (y) として、 不連続な yk (k= 1 , 2, ···, η) 以外の任意の yに対する g (y) =Xの値を推測する方法である。 逆線形補間法 は、 yに対する Xの値を推測するために直線補間を用いる。
平面上の 2点 （Xl， yx) ， (x2, y2) が与えられた時、 その 2点を通る直 線は、
y= { (X— x2) / -^2) } y2+ { (x-x / (x2— x } y2 (16) で与えられる。 上の式の逆関数は、
χ= { (y-y2) / (yi~y2) ) χχ+ { (y— y ) / (y2— y ) } χ2 (17) で与えられ、 yに対する Xの値を一意的に求めることができる。
逆線形補間は図 2 8に示すように、 2個の測定点 （xk, yk) ， （xk+1， yk+1) から上記の式 （1 7) を用いて希望の ycに対する x = g (yc) の値を推定する ことにより、 所定の値 ycになる時間タイミング Xを一意に推定する。 推定の誤 差を小さくするには、 Xをはさむ 2つの測定点 xkと xk+1を選択するのが望まし 次に、瞬時位相からリニア瞬時位相を推定する方法について説明する。 図 2に 関連して説明したリニア瞬時位相推定器 1 0 3は、アンラップされた瞬時位相か ら、 最小二乗法によりリニア瞬時位相を算出する。 以下、最小二乗法について説 明する。
最小二乗法は、ずれの大きさの尺度としてデータ点から直線までの鉛直線（a plumb line) (縦軸に平行に下した直線） の長さの平方値を利用したフイツテ イング方法である。 一般に、 n個の 2次元データ （x y Y l) , ( x 2, y2) ' …， (xn, yn) が与えられた時、 これらのデータに対する最小二乗直線を y = a + b (1 8) とすると、 （X y ;) ( i = l， 2, ···， n) というデータから最小二乗直線 までの鉛直線の長さの平方値は { y；- (a + b x } 2で与えられる。 この時、 鉛直線の長さの平方値の和を
∑{y「 (a + bXi)}2
i=l
= na2 -2a(∑yi -bj jXi)+b2XXi 2 -2b^xiyi +Yi 2
Figure imgf000036_0001
と表現することにより、 平方値の和が最小となる係数 a， bは、 それぞれ
Figure imgf000036_0002
(21) と求めることができる。
以上により、 式 （2 0 ) 及び （2 1 ) を用いて、 全瞬時位相データからリニア 5 瞬時位相関数を得ることができる。
図 2 9は、 本発明に係るジッタ測定方法の一例を示すフローチャートである。 まず、解析信号変換ステップ S 2 0 1で、被測定信号を複素解析信号に変換する 。 S 2 0 1は、図 2に関連して説明した解析信号変換器 1 0 1と同一又は同様の 機能を有する。 S 2 0 1〖ま、図 2に関連して説明した解析信号変換器 1 0 1を用 10 いて行ってよい。
次に、 瞬時位相推定ステップ S 2 0 2で、 被測定信号の瞬時位相を推定する。 S 2 0 2は、図 2に関連して説明した瞬時位相推定器 1 0 2と同一又は同様の機 能を有する。 S 2 0 2は、 図 2に関連して説明した瞬時位相推定器 1 0 2を用い て行ってよい。
L5 次に、 リニア瞬時位相推定ステップ S 2 0 3で、被測定信号のリユア瞬時位相 を推定する。 S 2 0 3は、図 2に関連して説明したリニア瞬時位相推定器 1 0 3 と同一又は同様の機能を有する。 S 2 0 3は、図 2に関連して説明したリニア瞬 時位相推定器 1 0 3を用いて行ってよい。
次に、 タイミング推定ステップ S 2 0 4で、 リユア瞬時位相が所定の位相とな
20 る複数のタイミングを推定する。 また、 S 2 0 4では、 瞬時位相が所定の位相と なるタイミングを推定してよい。 また、 S 2◦ 4では、被測定信号が所定の値を 取るタイミングを推定してもよい。 S 2 0 4は、 図 2に関連して説明したタイミ ング推定器 1 0 5と同一又は同様の機能を有する。 S 2 0 4は、図 2に関連して 説明したタイミング推定器 1 0 5を用いて行ってよい。
> 5 次に、 タイミングジッタ系列算出ステップ S 2 0 5で、 S 2 0 4において推定 した複数のタイミングにおける、瞬時位相とリユア瞬時位相との差を算出し、算 出した差分に基づいて、 タイミングジッタ系列を生成する。 S 2 0 5は、 図.2に 関連して説明したタイミングジッタ推定器 1 0 6と同一又は同様の機能を有す る。 S 2 0 5は、 図 2に関連して説明したタイミングジッタ推定器 1 0 6を用い て行ってよい。
次に、 タイミングジッタ推定ステップ S 2 0 6で、 タイミングジッタ系列に基 づいて、 被測定信号のタイミングジッタを検出する。 S 2 0 6は、 図 2に関連し て説明したジッタ検出器 1 0 7と同一又は同様の機能を有する。 S 2 0 6は、図 2に関連して説明したジッタ検出器 1 0 7を用いて行ってよい。
以上説明したジッタ測定方法によれば、図 2に関連して説明したジッタ測定装 置 2 0 0と同様に、被測定信号のジッタを精度よくかつ高速に測定することがで さる。
図 3 0は、タイミング推定ステップ S 2 0 4の一例の詳細を示すフローチヤ一 トである。 本例において、 S 2 0 4は、 リニア瞬時位相が所定の位相となる複数 のタイミングを推定する。 まず、 リニア瞬時位相補間ステップ S 8 0 1で、 リニ ァ瞬時位相データを補間する。 S 8 0 1は、図 3に関連して説明した捕間器 1 5 1と同様の機能を有する。 S 8 0 1は、 図 3に闋連して説明した補間器 1 5 1を 用いて行ってよい。
次に、値検出ステップ S 8 0 2で、所定の位相となるリニア瞬時位相データを 検出する。 S 8 0 2は、図 3に関連して説明した値検出器 1 5 2と同様の機能を 有する。 S 8 0 2は、図 3に関連して説明した値検出器 1 5 2を用いて行ってよ い o
次に、推定ステップ S 8 0 3で、 S 8 0 2において検出したリニア瞬時位相デ ータの時間タイミングを算出する。 S 8 0 3は、図 3に関連して説明した推定器 1 5 3と同様の機能を有する。 S 8 0 3は、図 3に関連して説明した推定器 1 5 3を用いて行ってよい。
図 3 1は、タイミング推定ステップ S 2 0 4の他の例の詳細を示すフロ一チヤ 一トである。 本例において、 S 2 0 4は、 瞬時位相が所定の位相となる複数のタ ィミングを推定する。 まず、 瞬時位相補間ステップ S 1 0 0 1で、 瞬時位相デー タを補間する。 S 1 0 0 1は、 図 4に関連して説明した捕間器 1 6 1と同様の機 能を有する。 S 1 0 0 1は、図 4に関連して説明した補間器 1 6 1を用いて行つ てよい。
次に、値検出ステップ S 1 0 0 2で、所定の位相となる瞬時位相データを検出 する。 S 1 0 0 2は、図 4に関連して説明した値検出器 1 5 2と同様の機能を有 する。 S 1 0 0 2は、図 4に関連して説明した値検出器 1 5 2を用いて行ってよ レ、。
次に、推定ステップ S 1 0 0 3で、 S 1 0 0 2において検出した瞬時位相デー タの時間タイミングを算出する。 S 1 0 0 3は、図 4に関連して説明した推定器 1 5 3と同様の機能を有する。 S 1 0 0 3は、図 4に関連して説明した推定器 1 5 3を用いて行ってよい。
図 3 2は、タイミング推定ステップ S 2 0 4の更に他の例の詳細を示すフロー チャートである。 本例において、 S 2 0 4は、被測定信号が所定の値となる複数 のタイミングを推定する。 まず、波形データ補間ステップ S 1 2 0 1で、被測定 信号のデータを補間する。 S 1 2 0 1は、図 5に関連して説明した補間器 1 7 1 と同様の機能を有する。 S 1 2 0 1は、図 5に関連して説明した補間器 1 7 1を 用いて行ってよい。
次に、値検出ステップ S 1 2 0 2で、所定の値となる被測定信号のデータを検 出する。 S 1 2 0 2は、図 5に関連して説明した値検出器 1 5 2と同様の機能を 有する。 S 1 2 0 2は、図 5に関連して説明した値検出器 1 5 2を用いて行って よい。
次に、推定ステップ S 1 2 0 3で、 S 1 2 0 2において検出した被測定信号の データの時間タイミングを算出する。 S 1 2 0 3は、図 5に関連して説明した推 定器 1 5 3と同様の機能を有する。 S 1 2 0 3は、図 5に関連して説明した推定 器 1 5 3を用いて行ってよい。
図 3 3は、解析信号変換ステップ S 2 0 1の一例の詳細を示すフローチヤ一ト である。 まず、 帯域制限ステップ S 1 4 0 1で、 被測定信号のうち、 所定の周波 数成分を抽出する。 S 1 4 0 1は、図 7に関連して説明した帯域制限器 1 9 1と 同様の機能を有する。 S 1 4 0 1は、 図 7に関連して説明した帯域制限器 1 9 1 を用いて行ってよい。
次に、 ヒルベルト変換ステップ S 1 4 0 2で、帯域制限された被測定信号のヒ ルベルト変換対を生成する。 S 1 4 0 2は、図 7に関連して説明したヒルベルト 変換器 1 9 2と同様の機能を有する。 S 1 4 0 2は、 図 7に関連して説明したヒ ルベルト変換器 1 9 2を用いて行ってよい。
次に、解析信号出力ステップ S 1 4 0 3で、帯域制限された被測定信号を複素 解析信号の実数部として、ヒルベルト変換された被測定信号を複素解析信号の虚 数部として出力する。
図 3 4は、解析信号変換ステップ S 2 0 1の他の例の詳細を示すフローチヤ一 トである。 まず、周波数領域変換ステップ S 1 6 0 1で、被測定信号を周波数領 域の信号に変換する。 S 1 6 0 1は、図 6に関連して説明した周波数領域変換器 1 8 1と同様の機能を有する。 S 1 6 0 1は、図 6に関連して説明した周波数領 域変換器 1 8 1を用いて行ってよい。
次に、負周波数成分置換ステップ S 1 6 0 2で、周波数領域に変換された被測 定信号の負周波数成分を零に置き換える。 S 1 6 0 2は、図 6に関連して説明し た帯域制限器 1 8 2を用いて行ってよい。 '
次に、帯域制限ステップ S 1 6 0 3で、周波数領域に変換された被測定信号に 対して帯域制限を行う。 S 1 6 0 3は、 図 6に関連して説明した帯域制限器 1 8 2を用いて行ってよい。 また、 S 1 6 0 2及ぴ S 1 6 0 3は、 図 6に関連して説 明した帯域制限器 1 8 2と同様の機能を有する。 S 1 6 0 2と S 1 6 0 3とは、 いずれを先に行ってもよい。
次に、 時間領域変換ステップ S 1 6 0 4で、 帯域制限された周波数成分を、 時 間領域の信号に変換する。 S 1 6 0 4は、図 6に関連して説明した時間領域変換 器 1 8 3と同様の機能を有する。 S 1 6 0 4は、図 6に関連して説明した時間領 域変換器 1 8 3を用いて行ってよい。 S 1 6 0 4は、時間領域に変換した信号を 複素解析信号として出力する。
図 3 5は、解析信号変換ステップ S 2 0 1の更に他の例の詳細を示すフローチ ヤートである。 まず、 データ蓄積ステップ S 1 8 0 1で、被測定信号のデータを 蓄積する。 S 1 8 0 1は、図 8に関連して説明したバッファメモリ 2 0 1と同様 の機能を有する。 S 1 8 0 1は、図 8に関連して説明したバッファメモリ 2 0 1 を用いて行ってよい。
次に、データ選択ステップ S 1 8 0 2で、 S 1 8 0 1で蓄積した被測定信号の データの一部を選択して取り出す。 s 1 8 0 2は、図 8に関連して説明したデー タ選択器 2 0 2と同様の機能を有する。 S 1 8 0 2は、図 8に関連して説明した データ選択器 2 0 2を用いて行ってよい。
次に、窓関数乗算ステップ S 1 8 0 3で、取り出した被測定信号のデータに対 して窓関数を乗算する。 S 1 8 0 3は、 図 8に関連して説明した窓関数乗算器 2 0 3と同様の機能を有する。 S 1 8 0 3は、図 8に関連して説明した窓関数乗算 器 2 0 3を用いて行ってよい。
次に、周波数領域変換ステップ S 1 8 0 4で、窓関数を乗算した被測定信号の データを、周波数領域の信号に変換する。 S 1 8 0 4は、 図 8に関連して説明し た周波数領域変換器 2 0 4と同様の機能を有する。 S 1 8 0 4は、図 8に関連し て説明した周波数領域変換器 2 0 4を用いて行ってよい。
次に、負周波数成分置換ステップ S 1 8 0 5で、周波数領域の信号に変換きれ た被測定信号の負周波数成分を零に置き換える。 S 1 8 0 5は、図 3 4に関連し て説明した負周波数成分置き換えステップ S 1 6 0 2と同様の機能を有する。 S 1 8 0 5は、 図 8に関連して説明した帯域制限器 2 0 5を用いて行ってよい。 次に、帯域制限ステップ S 1 8 0 6で、周波数領域に変換された被測定信号に 対して帯域制限を行う。 S 1 8 0 6は、図 3 4に関連して説明した帯域制限ステ ップ S 1 6 0 3と同様の機能を有する。 S 1 8 0 6は、図 8に関連して説明した 帯域制限器 2 0 5を用いて行ってよい。
次に、時間領域変換ステップ S 1 8 0 7で、帯域制限された周波数領域の信号 を時間領域の信号に変換する。 S 1 8 0 7は、図 8に関連して説明した時間領域 変換器 2 0 6と同様の機能を有する。 S 1 8 0 7は、 図 8に関連して説明した時 間領域変換器 2 0 6を用いて行ってよい。
次に、振幅補正ステップ S 1 8 0 8で、 S 1 8 0 3で乗算した窓関数の逆数を 、 時間領域に変換された信号に乗算する。 S 1 8 0 8は、 図 8に関連して説明し た振幅補正器 2 0 7と同様の機能を有する。 S 1 8 0 8は、 図 8に関連して説明 した振幅補正器 2 0 7を用いて行ってよい。
次に、 S 1 8 0 9で、 S 1 8 0 1で蓄積したデータがまだ格納されているか否 かを判定する。 S 1 8 0 9は、 図 8に関連して説明したバッファメモリ 2 0 1に 、まだ選択されていないデータが格納されているか否かを判定してよい。パッフ ァメモリ 2 0 1が格納した全てのデータが選択されている場合、処理を終了する 。 また、バッファメモリ 2 0 1力 まだ選択されていないデータを格納している 場合、次データ選択ステップ S 1 8 1 0で、次に選択するべきバッファメモリ 2 0 1が格納したデータを選択する。 S 1 8 1 0で次のデータを選択し、 S 1 8 0 3以下の処理を繰り返す。
図 3 6は、 ジッタ測定装置 2 0 0の他の構成の例を示す。 ジッタ測定装置 2 0 0は、図 2に関連して説明したジッタ測定装置 2 0 0の構成に加え、周期ジッタ 推定器 3 0 1と、 スィッチ 3 0 2とを更に備える。 図 3 6において、 図 2と同一 の符号を附した物は、図 2に関連して説明した物と同一又は同様の機能及び構成 を有する。
解析信号変換器 1 0 1、瞬時位相推定器 1 0 2、 リユア瞬時位相推定器 1 0 3 、 スィッチ 1 0 4、 タイミング推定器 1 0 5、及びタイミングジッタ推定器 1 0 6は、 図 2に関連して説明した解析信号変換器 1 0 1、 瞬時位相推定器 1 0 2、 リニア瞬時位相推定器 1 0 3、 スィッチ 1 0 4、 タイミング推定器 1 0 5、及び タイミングジッタ推定器 1 0 6と同様の処理を行う。
周期ジッタ推定器 3 0 1は、タイミングジッタ推定器 1 0 6が出力するタイミ ングジッタ系列に基づいて、 被測定信号の周期ジッタ系列を推定する。 つまり、 周期ジッタ推定器 3 0 1は、 当該タイミングジッタ系列の差分波形を計算し、計 算結果に基づいて周期ジッタ系列を生成する。タイミングジッタ系列の個々のデ ータの差分から、被測定信号のそれぞれの周期における周期ジッタ推定値を示す 周期ジッタ系列を算出することが容易である。
スィッチ 3 0 2は、タイミングジッタ推定器 1 0 6が出力するタイミングジッ タ系列、 又は周期ジッタ推定器 3 0 1が出力する周期ジッタ系列のいずれかを、 ジッタ検出器 1 0 7に供給する。
ジッタ検出器 1 0 7は、受け取ったデータに基づいて、被測定信号のジッタを 検出する。 例えば、 タイミングジッタ系列を受け取った場合、 ジッタ検出器 1 0 7は、被測定信号のタイミングジッタのピークッゥピーク値、及び Z又は実効値 を検出する。 また、 周期ジッタ系列を受け取った場合、 ジッタ検出器 1 0 7は、 被測定信号の周期ジッタのピークッゥピーク値、 及び/又は実効値を検出する。 また、 ジッタ検出器 1 0 7は、 タイミングジッタ又は周期ジッタのヒストグラム を生成してもよい。
本例におけるジッタ測定装置 2 0 0によれば、被測定信号のタイミングジッタ 及ぴ周期ジッタを精度よくかつ高速に測定することができる。 また、本例におけ るジッタ測定装置 2 0 0を備える試験装置 1 0 0 (図 1参照） によれば、 電子デ バイスを精度よくかつ効率よく試験することができる。
図 3 7は、本発明のジッタ測定方法の他の例を示すフローチャートである。本 例におけるジッタ測定方法は、図 2 9に関連して説明したジッタ測定方法に加え 、周期ジッタ系列算出ステップ S 4 0 1と、周期ジッタ推定ステップ S 4 0 2と を更に備える。図 3 7に示した解析信号変換ステップ S 2 0 1からタイミングジ ッタ推定ステップ S 2 0 6までは、図 2 9に関連して説明した解析信号変換ステ ップ S 2 0 1からタイミングジッタ推定ステップ S 2 0 6までと同様の処理を 行う。
周期ジッタ系列算出ステップ S 4 0 1は、 S 2 0 5において算出したタイミン グジッグ系列に基づいて、被測定信号の周期ジッタ系列を算出する。 S 4 Q 1は 、 図 3 6に関連して説明した周期ジッタ推定器 3 0 1と同様の機能を有する。 S 4 0 1は、図 3 6に関連して説明した周期ジッタ推定器 3 0 1を用いて行ってよ レ、。
次に、 周期ジッタ推定ステップ S 4 0 2で、 周期ジッタ系列に基づいて、 被測 定信号の周期ジッタを推定する。 S 4 0 2は、 図 3 6に関連しで説明したジッタ 検出器 1 0 7と同様の機能を有する。 S 4 0 2は、 図 3 6に関連して説明したジ ッタ検出器 1 0 7を用いて行ってよい。
本例におけるジッタ測定方法によれば、図 3 6に関連して説明したジッタ測定 装置 2 0 0と同様に、被測定信号のタイミングジッタ及び周期ジッタを精度よく 且つ高速に測定することができる。
また、 図 3 6に示したジッタ測定装置 2 0 0は、後述する周期ジッタのみを推 定する装置としても構成できる。 この時、 ジッタ系列を選択するスィッチ 3 0 2 は省略される。 同様に、 図 3 7に示すジッタ測定方法は、 後述する周期ジッタの みを推定するジッタ測定方法としてもよレ、。 この時、 タイミングジッタ系列から タイミングジッタを推定する S 2 0 6は省略される。
図 3 8は、 ジッタ測定装置 2 0 0の構成の更に他の例を示す。本例におけるジ ッタ測定装置 2 0 0は、図 3 6に関連して説明したジッタ測定装置 2 0 0の構成 に加え、 サイクルツウサイクル周期ジッタ推定器 3 1 1を更に備える。 図 3 8に おいて、 図 3 6と同一の符号を附した物は、 図 3 6において説明した物と同一又 は同様の機能及ぴ構成を有する。
サイクルツウサイクル周期ジッタ推定器 3 1 1は、周期ジッタ推定器 3 0 1が 出力する周期ジッタ系列に基づいて、被測定信号のサイクルツウサイクル周期ジ ッタ系列を推定する。
スィツチ 3 0 2は、タイミングジッタ推定器 1 0 6が出力するタイミングジッ タ系列、周期ジッタ推定器 3 0 1が出力する周期ジッタ系列、又はサイクルッゥ サイクル周期ジッタ推定器 3 1 1が出力するサイクルツウサイクル周期ジッタ 系列のいずれかをジッタ検出器 1 0 7に供給する。 ' ジッタ検出器 1 0 7は、受け取ったデータ系列に基づいて、被測定信号のジッ タを算出する。 例えば、 タイミングジッタ系列を受け取った場合、 ジッタ検出器 1 0 7は被測定信号のタイミングジッタのピーク値、及び/又は実効値を算出す る。 また、 例えばサイクルツウサイクル周期ジッタ系列を受け取った場合、 ジッ タ検出器 1 0 7は被測定信号のサイクルツウサイクル周期ジッタのピーク値、及 ぴノ又は実効値を算出する。 また、 ジッタ検出器 1 0 7は、 被測定信号のジッタ のヒストグラムを生成してもよい。
本例におけるジッタ測定装置 2 0 0によれば、被測定信号のタイミングジッタ、 周期ジッタ、及びサイクルツゥサイクル周期ジッタを精度よくかつ高速に測定す ることができる。 また、本例におけるジッタ測定装置 2 0 0を備える試験装置 1 0 0 (図 1参照） によれば、 電子デバイスを精度よくかつ効率よく試験すること ができる。
図 3 9は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチャートで ある。本例におけるジッタ測定方法は、 図 3 7に関連して説明したジッタ測定方 法に加え、 サイクルツウサイクル周期ジッタ系列算出ステップ S 6 0 1と、サイ クルツウサイクル周期ジッタ推定ステップ S 6 0 2とを更に備える。解析信号変 換ステップ S 2 0 1から周期ジッタ推定ステップ S 4 0 2までは、図 3 7に関連 して説明した解析信号変換ステップ S 2 0 1から周期ジッタ推定ステップ S 4 0 2までと同様の処理を行う。
サイクルツウサイクル周期ジッタ系列算出ステップ S 6 0 1は、 S 4 0 1にお いて算出した周期ジッタ系列に基づいて、サイクルツウサイクル周期ジッタ系列 を算出する。 S 6 0 1は、 図 3 8に関連して説明したサイクルツウサイクル周期 ジッタ推定器 3 1 1と同様の機能を有する。 S 6 0 1は、 図 3 8に関連して説明 したサイクルツウサイクル周期ジッタ推定器 3 1 1を用いて行ってよい。
次に、 サイクルツウサイクル周期ジッタ推定ステップ S 6 0 2で、サイクルツ ウサイクル周期ジッタ系列に基づいて、被測定信号のサイクルツウサイクル周期 ジッタを算出する。 S 6 0 2は、 図 3 8に関連して説明したジッタ検出器 1· 0 7 と同様の機能を有する。 S 6 0 2は、 図 3 8に関連して説明したジッタ検出器 1 0 7を用いて行ってよい。
本例におけるジッタ測定方法によれば、図 3 8に関連して説明したジッタ測定 装置 2 0 0と同様に、 被測定信号のタイミングジッタ、 周期ジッタ、 サイクルツ ゥサイクル周期ジッタを精度よく且つ高速に測定することができる。
また、 図 3 8に示したジッタ測定装置 2 0 0は、サイクルツウサイクル周期ジ ッタのみを推定する装置としてもよい。 この場合、 ジッタ系列を選択するスイツ チ 3 0 2は省略される。 同様に、 図 3 9に示したジッタ測定方法は、 サイクルツ ウサイクル周期ジッタのみを推定してもよい。 この場合、 タイミングジッタ系列 からタイミングジッタを推定する S 2 0 6と、周期ジッタ系列から周期ジッタを 推定する S 4 0 2と、 は省略される。
図 4 0は、 ジッタ測定装置 2 0 0の構成の更に他の例を示す。本例におけるジ ッタ測定装置 2 0 0は、図 2に関連して説明したジッタ測定装置 2 0 0に加え、 A Dコンバータ 3 2 1を更に備える。 図 4 0において、 図 2と同一の符号を附し た物は、 図 2において説明した物と同一又は同様の機能及び構成を有する。
A Dコンバータ 3 2 1は、所定のサンプリング周波数で被測定信号をサンプリ ングし、被測定信号をアナログ一ディジタル変換する。 A Dコンバータ 3 2 1は、 被測定信号のナイキスト周波数以上のサンプリング周波数で、被測定信号をサン プリングすることが好ましい。 A Dコンバータ 3 2 1は、離散化した被測定信号 を解析信号変換部 1 0 1に供給する。 A Dコンバータ 3 2 1は、 高速サンプリン グ可能な A Dコンバータを用いることが好ましい。例えば、 A Dコンバータ 3 2 1は、ディジタイザ、ディジタルサンプリングオシロスコープであることが好ま しい。
本例におけるジッタ測定装置 2 0 0によれば、被測定信号がアナログ信号であ る場合でも、被測定信号のジッタを精度よく且つ高速に測定することができる。 また、本例におけるジッタ測定装置 2 0 0を備える試験装置 1 0 0によれば、試 験信号がアナログ信号である場合であっても、電子デバイスの試験を精度よく且 つ効率よくおこなうことができる。 また、上述したジッタ測定装置 2 0 0のそれ ぞれの構成例においても、 A Dコンバータ 3 2 1を更に備えてよい。
図 4 1は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチャートで ある。本例におけるジッタ測定方法は、図 2 9に関連して説明したジッタ測定方 法に加え、アナログディジタル変換ステップ S 2 0 0 1を更に備える。解析信号 変換ステップ S 2 0 1からタイミングジッタ推定ステップ S 2 0 6までは、図 2 9に関連して説明した解析信号変換ステップ S 2 0 1からタイミングジッタ推 定ステップ S 2 0 6までと同様の処理を行う。
アナログディジタル変換ステップ S 2 0 0 1は、被測定信号をアナログ一ディ ジタル変換し、 離散化した被測定信号を生成する。 S 2 0 0 1は、 図 4 0に関連 して説明した A Dコンパータ 3 2 1と同様の機能を有する。 S 2 0 0 1は、図 4 0に関連して説明した A Dコンバータ 3 2 1を用いて行ってよい。
解析信号変換ステップ S 2 0 1は、離散化された被測定信号を複素解析信号に 変換する。
本例におけるジッタ測定方法によれば、図 4 0に関連して説明したジッタ測定 方法と同様に、被測定信号がアナログ信号である場合でも、被測定信号のジッタ を精度よく且つ高速に測定することができる。 また、上述したジッタ測定方法の それぞれの例においても、アナログディジタル変換ステップ S 2 0 0 1を更に備 えてよい。
図 4 2は、 ジッタ測定装置 2 0 0の構成の更に他の例を示す。本例におけるジ ッタ測定装置 2 0 0は、図 2に関連して説明したジッタ測定装置 2 0 0に加え、 波形クリッパ 3 3 1を更に備える。 図 4 2において、図 2と同一の符号を附した 物は、 図 2において説明した物と同一又は同様の機能及び構成を有する。
波形クリッパ 3 3 1は、被測定信号の振幅変調成分を除去する。 つまり、波形 タリッパ 3 3 1は、被測定信号のうち、予め定められた第 1の閾値より大きい信 号値を第 1の閾値と置き換え、予め定められた第 2の閾値より小さい信号値を第 2の閾値と置き換える。 つまり、波形タリツバ 3 3 1を備えることにより、被測 定信号から振幅変調成分を取り除き、ジッタ測定に必要な位相変調成分のみを残 すことができる。 本例において、 波形クリッパ 3 3 1は、被測定信号を受け取り、 解析信号変換器 1 0 1に、上述した所定の成分を除去した被測定信号を供給する。 以下、 波形クリッパ 3 3 1における波形クリップについて説明する。
図 4 3は、 波形クリップを説明する図である。 波形クリッパ 3 3 1 (図 4 2参 照） は、被測定信号から振幅変調成分を取り除き、 ジッタに対応する位相変調成 分のみを残す。波形クリッノ、。は、アナログあるいはデジタルの入力信号に対し、 信号の値を定数倍し、予め決めた第 1の閾値より大きい信号値は第 1の閾値と置 きかえ、予め決めた第 2の閾値より小さい信号値は第 2の閾値と置きかえること により行われる。 ここで、 第 1の閾値は第 2の閾値より大きいと仮定する。 振幅 変調成分を持っている被測定信号の例を図 4 3 ( a ) に示す。 被測定信号の時間 波形の包絡線が変動していることから、被測定信号に振幅変調成分の存在がわか る。 図 4 3 ( b ) は、 当該被測定信号を波形クリッパ 3 3 1により波形クリップ した信号を示す。 この信号の時間波形は一定の包絡線を示しているから、上記振 幅変調成分が除かれているのを確認できる。
本例におけるジッタ測定装置 2 0 0によれば、被測定信号の振幅変調成分を除 去し、被測定信号のジッタを更に精度よく且つ高速に測定することができる。 ま た、本例におけるジッタ測定装置 2 0 0を備える試験装置 2 0 0によれば、電子 デバイスの試験を精度よく且つ効率よく行うことができる。 また、上述したジッ タ測定装置 2 0 0のそれぞれの例においても、波形クリッパ 3 3 1を更に備えて よい。
図 4 4は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチャートで ある。本例におけるジッタ測定方法は、図 2 9に関連して説明したジッタ測定方 法に加え、波形クリップステップ S 2 3 0 1を更に備える。解析信号変換ステツ プ S 2 0 1からタイミングジッタ推定ステップ S 2 0 6までは、図 2 9に関連し て説明した解析信号変換ステップ S 2 0 1からタイミングジッタ推定ステップ S 2 0 6までと同様の処理を行う。 波形クリップステップ S 2 3 0 1は、被測定信号の振幅変調成分を除去する。 S 2 3 0 1は、図 4 2に関連して説明した波形クリッパ 3 3 1と同様の機能を有 する。 S 2 3 0 1は、図 4 2に関連して説明した波形クリッパ 3 3 1を用いて行 つてよい。
本例におけるジッタ測定方法によれば、図 4 2に関連して説明したジッタ測定 装置 2 0 0と同様に、被測定信号の振幅変調成分を除去し、被測定信号のジッタ を更に精度よく且つ高速に測定することができる。 また、上述したジッタ測定方 法のそれぞれの例においても、波形クリップステップ S 2 3 0 1を更に備えてよ い。
図 4 5は、 ジッタ測定装置 2 0 0の構成の更に他の例を示す。 ジッタ測定装置 2 0 0は、解析信号変換器 1 0 1と、 瞬時位相推定器 1 0 2と、 タイミング推定 器 1 0 5と、周期推定器 3 4 1と、 ジッタ検出器 1 0 7とを備える。 図 4 5にお いて、図 2と同一の符号を附した物は、図 2に関連して説明した物と同一又は同 様の機能及び構成を有する。
解析信号変換器 1 0 1及び瞬時位相推定器 1 0 2は、図 2に関連して説明した 解析信号変換器 1 0 1及び瞬時位相推定器 1 0 2と同一又は同様の機能及び構 成を有する。
タイミング推定器 1 0 5は、瞬時位相推定器 1 0 2が出力する瞬時位相に基づ いて、瞬時位相が所定の位相値となる複数のタイミングを推定する。 タイミング 推定器 1 0 5は図 2に関連して説明したタイミング推定器 1 0 5と同一又は同 様の機能及び構成を有する。
周期推定器 3 4 1は、タイミング推定器 1 0 5が推定した複数のタイミングに 基づいて、被測定信号の瞬時周期系列を算出する。 つまり、 周期推定器 3 4 1は、 タイミング推定器 1 0 5が推定した複数のタイミングのそれぞれの差分に基づ いて、 当該瞬時周期系列を算出する。
ジッタ検出器 1 0 7は、 当該瞬時周期系列に基づいて、被測定信号のジッタを 算出する。 ジッタ検出器 1 0 7は、図 3 6に関連して説明したジッタ検出器 1 0 7と同様の機能及び構成を有する。 ジッタ検出器 1 0 7は、被測定信号の周期ジ ッタのピーク値を算出するピーク値算出部 1 0 8と、被測定信号の周期ジッタの 実効値を算出する実効値算出部 1 0 9と、被測定信号の周期ジッタのヒストグラ ムを生成するヒストグラム生成部 1 1 0とを有する。 また、ジッタ検出器 1 0 7 は上述したピーク値算出部 1 0 8、実効値算出部 1 0 9、 ヒス トグラム生成部 1 1 0のうちの 1つ又は複数を有してよい。
図 4 6は、周期推定器 3 4 1が推定した瞬時周期系列の波形の一例を示す。 ジ ッタ検出器 1 0 7は、 当該瞬時周期系列の波形が示す、それぞれの瞬時周期のバ ラツキに基づいて、 被測定信号のジッタを検出する。
本例におけるジッタ測定装置 2 0 0によれば、図 2において説明したジッタ測 定装置 2 0 0と同様に、被測定信号のジッタを精度よく且つ効率よく検出するこ とができる。
図 4 7は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチャートで ある。 本例におけるジッタ測定方法は、解析信号変換ステップ S 2 2 0 1と、 瞬 時位相推定ステップ S 2 2 0 2と、 タイミング推定ステップ S 2 2 0 3と、瞬時 周期系列算出ステップ S 2 2 0 4と、周期ジッタ推定ステップ S 2 2 0 5とを備 える。解析信号変換ステップ S 2 2 0 1及ぴ瞬時位相推定ステップ S 2 2 0 2は、 図 2 9に関連して説明した解析信号変換ステップ S 2 0 1及び瞬時位相推定ス テツプ S 2 0 2と同様の機能を有する。 また、解析信号変換ステップ S 2 0 1は、 図 4 5に関連して説明した解析信号変換器 1 ◦ 1を用いて行ってよい。 また、瞬 時位相推定ステップ, S 2 0 2は、図 4 5に関連して説明した瞬時位相推定器 1 0 2を用いて行ってよい。
タイミング推定ステップ S 2 2 0 3は、瞬時位相推定ステップ S 2 2 0 2にお いて推定した瞬時位相が所定の位相となる複数のタイミングを検出する。 S 2 2 0 3は、図 4 5に関連して説明したタイミング推定器 1 0 5と同様の機能を有す る。 また、 S 2 2 0 3は、 図 4 5に関連して説明したタイミング推定器 1 0 5を 用いて行われてよい。 瞬時周期系列算出ステップ S 2 2 0 4は、 S 2 2 0 3で検出したタイミングに 基づいて、 被測定信号の瞬時周期系列を算出する。 S 2 2 0 4は、 図 4 5に関連 して説明した周期推定器 3 4 1と同様の機能を有する。 S 2 2 0 4は、 図 4 5に 関連して説明した周期推定器 3 4 1を用いて行ってよい。
周期ジッタ推定ステップ S 2 2 0 5は、 S 2 2 0 4で算出した瞬時周期系列に 基づいて、 被測定信号の周期ジッタを検出する。 S 2 2 0 5は、 図 4 5に関連し て説明したジッタ検出器 1 0 7と同様の機能を有する。 S 2 2 0 5は、 図 4 5に 関連して説明したジッタ検出器 1 0 7を用いて行ってよい。
本例におけるジッタ測定方法によれば、図 4 5に関連して説明したジッタ測定 装置 2 0 0と同様に、被測定信号のジッタを精度よく且つ効率よく検出すること ができる。
図 4 8は、 ジッタ測定装置 2 0 0の構成の更に他の例を示す。本例におけるジ ッタ測定装置 2 0 0は、図 4 5に関連して説明したジッタ測定装置 2 0 0の構成 に加え、 サイクルツウサイクル周期ジッタ推定器 3 5 1と、 スィッチ 3 0 2とを 更に備える。 図 4 8において、 図 4 5と同一の符号を附した物は、 図 4 5に関連 して説明した物と同一又は同様の機能及び構成を有する。
サイクルツウサイクル周期ジッタ推定器 3 5 1は、周期推定器 3 4 1が出力す る瞬時周期系列に基づいて、被測定信号のサイクルツウサイクル周期ジッタ系列 を生成する。 サイクルツウサイクル周期ジッタ推定器 3 5 1は、 当該瞬時周期系 列の差分波形を計算し、当該差分波形に基づいてサイクルツウサイクル周期ジッ タ系列を出力する。 サイクルツウサイクル周期ジッタ推定器 3 5 1は、 図 3 8に 関連して説明したサイクルツウサイクル周期ジッタ推定器 3 1 1と同様の機能 を有する。
スィッチ 3 0 2は、周期推定器 3 4 1が出力する瞬時周期系列、又はサイクル ッウサイクル周期ジッタ推定器 3 5 1が出力するサイクルツウサイクル周期ジ ッタ系列のいずれを、 ジッタ検出器 1 0 7に供給するかを選択する。
ジッタ検出器 1 0 7は、受け取った瞬時周期系列、又はサイクルツウサイ.クル 周期ジッタ系列に基づいて、 被測定信号のジッタを検出する。
本例におけるジッタ測定装置 2 0 0によれば、被測定信号の周期ジッタ及ぴサ イクルツウサイクル周期ジッタを精度よく且つ高速に測定することができる。 図 4 9は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチャートで 5 ある。 本例におけるジッタ測定方法は、 図 4 7に関連して説明したジッタ測定方 法に加え、サイクルツウサイクル周期ジッタ系列算出ステップ S 2 4 0 1と、 サ イクルツウサイクル周期ジッタ推定ステップ S 2 4 0 2とを更に備える。解析信 号変換ステップ S 2 2 0 1から周期ジッタ推定ステップ S 2 2 0 5までは、図 4 7に関連して説明した解析信号変換ステップ S 2 2 0 1から周期ジッタ推定ス L 0 テツプ S 2 2 0 5までと同様の処理を行う。
サイクルツウサイクル周期ジッタ系列算出ステップ S 2 4 0 1は、 S 2 2 0 4 において算出した瞬時周期系列に基づいて、被測定信号のサイクルツウサイクル 周期ジッタ系列を生成する。 S 2 4 0 1は、 図 4 8に関連して説明したサイクル ッウサイクル周期ジッタ推定器 3 5 1と同様の機能を有する。 S 2 4 0 1は、 図 L5 4 8に関連して説明したサイクルツウサイクル周期ジッタ推定器 3 5 1を用い て行ってよい。
サイクルツウサイクル周期ジッタ推定ステップ S 2 4 0 2は、サイクルッゥサ ィクル周期ジッタ系列に基づいて、被測定信号のジッタを検出する。 S 2 4 0 2 は、 図 4 8に関連して説明したジッタ検出器 1 0 7と同様の機能を有する。 S 2 > 0 4 0 2は、 図 4 8に関連して説明したジッタ検出器 1 0 7を用いて行ってよい。
本例におけるジッタ測定方法によれば、図 4 8に関連して説明したジッタ測定 装置 2 0 0と同様に、被測定信号の周期ジッタ及びサイクルツウサイクル周期ジ ッタを精度よく且つ高速に測定することができる。
また、 図 4 8に示したジッタ測定装置 2 0 0は、サイクルツウサイクル周期ジ !5 ッタのみを推定する装置としても構成できる。 この時、 スィッチ 3 0 2は省略さ れる。 同様に、 図 4 9に示すジッタ測定方法は、 サイクルツウサイクル周期ジッ タのみを推定してもよい。 この時、 瞬時周期系列から周期ジッタを推定するステ ップ S 2 2 0 5は省略される。
図 5 0は、 ジッタ測定装置 2 0 0の構成の更に他の例を示す。 本例におけるジ ッタ測定装置 2 0 0は、図 4 5に関連して説明したジッタ測定装置 2 0 0の構成 に加え、 A Dコンバータ 3 6 1を更に備える。 図 5 0において、 図 4 5と同一の 符号を附した物は、図 4 5に関連して説明した物と同一又は同様の機能及び構成 を有する。
A Dコンバータ 3 6 1は、所定のサンプリング周波数で被測定信号をサンプリ ングし、被測定信号をアナログ一ディジタル変換する。 A Dコンバータ 3 6 1は、 被測定信号のナイキスト周波数以上のサンプリング周波数で、被測定信号をサン プリングすることが好ましい。 A Dコンバータ 3 6 1は、離散化した被測定信号 を解析信号変換部 1 0 1に供給する。 A Dコンバータ 3 6 1は、 高速サンプリン グ可能な A Dコンバータを用いることが好ましい。例えば、 A Dコンバータ 3 6 1は、デイジタイザ、ディジタルサンプリングオシロスコープであることが好ま しい。
本例におけるジッタ測定装置 2 0 0によれば、被測定信号がアナログ信号であ る場合でも、被測定信号のジッタを精度よく且つ高速に測定することができる。 また、本例におけるジッタ測定装置 2 0 0を備える試験装置 1 0 0によれば、試 験信号がアナログ信号である場合であっても、電子デバイスの試験を精度よく且 つ効率よくおこなうことができる。 また、上述したジッタ測定装置 2 0 0のそれ ぞれの構成例においても、 A Dコンバータ 3 6 1を更に備えてよい。
図 5 1は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチャートで ある。 本例におけるジッタ測定方法は、 図 4 7に関連して説明したジッタ測定方 法に加え、 アナログディジタル変換ステップ S 2 5 0 1を更に備える。解析信号 変換ステップ S 2 2 0 1からタイミングジッタ推定ステップ S 2 2 0 5までは、 図 4 7に関連して説明した解析信号変換ステップ S 2 2 0 1からタイミングジ ッタ推定ステップ S 2 2 0 5までと同様の処理を行う。
アナログディジタル変換ステップ S 2 5 0 1は、被測定信号をアナログ ディ ジタル変換し、 離散化した被測定信号を生成する。 S 2 5 0 1は、 図 5 0に関連 して説明した A Dコンバータ 3 6 1と同様の機能を有する。 S 2 5 0 1は、図 5 0に関連して説明した A Dコンバータ 3 6 1を用いて行ってよい。
解析信号変換ステップ S 2 2 0 1は、離散化された被測定信号を複素解析信号 に変換する。
本例におけるジッタ測定方法によれば、図 5 0に関連して説明したジッタ測定 方法と同様に、被測定信号がアナログ信号である場合でも、被測定信号のジッタ を精度よく且つ高速に測定することができる。 また、上述したジッタ測定方法の それぞれの例においても、アナログディジタル変換ステップ S 2 5 0 1を更に備 えてよい。
図 5 2は、 ジッタ測定装置 2 0 0の構成の更に他の例を示す。本例におけるジ ッタ測定装置 2 0 0は、図 4 5に関連して説明したジッタ測定装置 2 0 0に加え、 波形クリッパ 3 7 1を更に備える。図 5 2において、図 4 5と同一の符号を附し た物は、 図 4 5において説明した物と同一又は同様の機能及び構成を有する。 波形クリッパ 3 7 1は、被測定信号の振幅変調成分を除去する。 つまり、 波形 クリッパ 3 7 1は、被測定信号のうち、予め定められた第 1の閾値より大きい信 号値を第 1の閾値と置き換え、予め定められた第 2の閾値より小さい信号値を第 2の閾値と置き換えてる。 つまり、波形クリッパ 3 7 1を備えることにより、被 測定信号から振幅変調成分を取り除き、ジッタ測定に必要な位相変調成分のみを 残すことができる。 本例において、波形クリッパ 3 7 1は、被測定信号を受け取 り、解析信号変換器 1 0 1に、上述した所定の成分を除去した被測定信号を供給 する。
図 5 3は、本発明に係るジッタ測定方法の更に他の例を示すフローチャートで ある。本例におけるジッタ測定方法は、図 4 7に関連して説明したジッタ測定方 法に加え、波形クリップステップ S 2 6 0 1を更に備える。解析信号変換ステツ プ S 2 2 0 1からタイミングジッタ推定ステップ S 2 2 0 5までは、図 4 7に関 連して説明した解析信号変換ステップ S 2 2 0 1からタイミングジッタ推定ス テツプ S 2 2 0 5までと同様の処理を行う。
波形クリップステップ S 2 6 0 1は、被測定信号の振幅変調成分を除去する。 S 2 6 0 1は、図 5 2に関連して説明した波形クリッパ 3 7 1と同様の機能を有 する。 S 2 6 0 1は、図 5 2に関連して説明した波形クリッパ 3 7 1を用いて行 つてよレヽ。
本例におけるジッタ測定方法によれば、図 5 2に関連して説明したジッタ測定 装置 2 0 0と同様に、被測定信号の振幅変調成分を除去し、被測定信号のジッタ を更に精度よく且つ高速に測定することができる。また、上述したジッタ測定方 法のそれぞれの例においても、波形クリップステップ S 2 6 0 1を更に備えてよ い。
以上述べたようにそれぞれのジッタ測定装置 2 0 0及びジッタ測定方法によ れば、高速にサンプリングされた信号データから瞬時位相を推定し、補間法を用 いて高精度に推定したゼロクロス *タイミングにおける位相変動成分を求めるこ とにより、従来のタイムインターバル ·アナライザ方式や Δ ψ法と互換性のある ジッタ値を推定することができるため、従来のオシロスコープを用いたジッタ測 定 （補間ベース ·ジッタ測定方法を用いる） の精度を大幅に改善することができ、 しかも従来のタイムインターバル 'アナライザ方式や補間ベース ·ジッタ測定方 法では不可能であったタイミングジッタ、周期ジッタ、サイクルツウサイクル周 期ジッタの同時測定が可能となるため、ジッタ測定の効率を大幅に改善すること もできる。
このジッタ測定におけるデッド時間がないため、 従来のタイムインターバル'ァ ナライザ方式に比べ測定時間を短縮できる。
以上、 本発明を実施の形態を用いて説明したが、 本発明の技術的範囲は上記実施 の形態に記載の範囲には限定されない。 上記実施の形態に、 多様な変更又は改良を 加えることが可能であることが当業者に明らかである。 その様な変更又は改良を加 えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、 特許請求の範囲の記載から明 らかである。 -. 産業上の利用可能性
上記説明から明らかなように、本発明に係るジッタ測定装置及ぴジッタ測定方 法によれば、 被測定信号のジッタを精度よくかつ高速に測定することができる。 また、本発明に係る試験装置によれば、電子デバイスを精度よく且つ効率よく試 験することが可能となる。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 被測定信号のジッタを測定するジッタ測定装置であって、
前記被測定信号を複素解析信号に変換する解析信号変換器と、
前記解析信号変換器が変換した前記複素解析信号に基づいて、前記被測定信号 の瞬時位相を算出する瞬時位相推定器と、
前記瞬時位相推定器が算出した前記瞬時位相の近似直線を求めることにより、 前記被測定信号がジッタを有さない場合の瞬時位相であるリニァ瞬時位相を算 出するリニァ瞬時位相推定器と、
前記被測定信号の信号値が予め定められた信号値となるタイミング、前記被測 定信号の前記瞬時位相が予め定められた位相となるタイミング、又は前記リニア 瞬時位相が予め定められた位相となるタイミングのいずれかを算出するタイミ ング推定器と、
前記タイミング推定器が算出した前記タイミングにおける、前記被測定信号の 瞬時位相の位相値と、前記リニア瞬時位相の位相値との差であるタイミングジッ タ系列を算出するタイミングジッタ推定器と、
前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記被測定信号のジッタを算出するジ ッタ検出器と
を備えることを特徴とするジッタ測定装置。
2 . ,前記リニア瞬時位相推定器は、前記近似直線として、 前記瞬時位相の最小二 乗直線を求めることを特徴とする請求項 1に記載のジッタ測定装置。
3 . 前記タイミング推定器は、 前記被測定信号の信号値、前記被測定信号の前記 瞬時位相、又は前記リニア瞬時位相のいずれかに基づいて、前記被測定信号のゼ 口クロスタイミングを算出することを特徴とする請求項 1又は 2に記載のジッ タ測定装置。
4 . 前記タイミングジッタ推定器は、複数の前記タイミングのそれぞれに対応す るデータを有する前記タイミングジッタ系列を算出し、 -. 前記ジッタ測定装置は、
前記タイミングジッタ系列の隣接するデータの差分である、周期ジッタ系列を 算出する周期ジッタ推定器を更に備え、
前記ジッタ検出器は、前記周期ジッタ系列に更に基づいて、前記被測定信号の ジッタを検出することを特徴とする請求項 1から 3のいずれかに記載のジッタ 測定装置。
5 . 前記周期ジッタ系列の隣接するデータの差分である、サイクルツウサイクル 周期ジッタ系列を算出するサイクルツウサイクル周期ジッタ推定器を更に備え、 前記ジッタ検出器は、前記サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列に更に基づい て、前記被測定信号のジッタを検出することを特徴とする請求項 4に記載のジッ タ測定装置。
6 . 前記タイミング推定器は、
前記リニア瞬時位相の位相データであって、予め定められた位相値より大きい 前記位相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データと、前 記予め定められた位相値より小さい前記位相データのうち、前記予め定められた 位相値に最も近い位相データとの間をデータ補間する補間器と、
前記データ補間された前記リニア瞬時位相の位相データのうち、前記予め定め られた位相値に最も近い位相データを検出する値検出器と、
前記値検出器が検出した前記位相データの、時間軸におけるタィミングを算出 する推定器と
を有することを特徴とする請求項 1から 5のいずれかに記載のジッタ測定装置。
7 . 前記タイミング推定器は、
前記瞬時位相の位相データであって、予め定められた位相値より大きレ、前記位 相デ一タのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データと、前記予め 定められた位相値より小さい前記位相データのうち、前記予め定められた位相値 に最も近レ、位相データとの間をデータ捕間する捕間器と、
前記データ補間された前記瞬時位相の位相データのうち、前記予め定められた 位相値に最も近い位相データを検出する値検出器と、
前記値検出器が検出した前記位相データの、時間軸におけるタイミングを算出 する推定器と
を有することを特徴とする請求項 1から 5のいずれかに記載のジッタ測定装置。
8 . 前記タイミング推定器は、
離散化された前記被測定信号の信号値データであって、予め定められた信号値 より大きい前記信号値データのうち、前記予め定められた信号値に最も近い信号 値データと、前記予め定められた信号値より小さい前記信号値データのうち、前 記予め定められた信号値に最も近い信号データとの間をデータ補間する補間器 と、
前記データ補間された前記被測定信号の信号値データのうち、前記予め定めら れた信号値に最も近い信号値データを検出する値検出器と、
前記値検出器が検出した前記信号値データの、時間軸におけるタイミングを算 出する推定器と
を有することを特徴とする請求項 1から 5のいずれかに記載のジッタ測定装置。
9 . 前記タイミング推定器は、 多項式補間法に基づいて、前記データ補間を行う ことを特徴とする請求項 6から 8のいずれかに記載のジッタ測定装置。
1 0 . 前記タイミング推定器は、 3次スプライン補間法に基づいて、前記データ 捕間を行うことを特徴とする請求項 6から 8のいずれかに記載のジッタ測定装
1 1 . 前記タイミング推定器は、 前記リニア瞬時位相の位相データ、 前記瞬時位 相の位相データ、又は前記被測定信号の信号値データのいずれかに対して、複数 のデータに基づいて、逆補間法により前記タイミングを算出することを特徴とす る請求項 1から 5のいずれかに記載のジッタ測定装置。
1 2 . 前記解析信号変換器は、
前記被測定信号から、 所望の周波数成分を取り出す帯域制限器と、
前記帯域制限器によつて帯域制限された前記被測定信号のヒルベルト変換対 を生成するヒルベルト変換器と
を有することを特徴とする請求項 1カゝら 5のいずれかに記載のジッタ測定装置。
1 3 . 前記解析信号変換器は、
前記被測定信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換器と、 前記周波数領域の信号に変換された前記被測定信号から、所望の周波数成分を 取り出す帯域制限器と、
前記帯域制限器によって帯域制限された前記周波数領域の信号を、時間領域の 信号に変換する時間領域変換器と
を有することを特徴とする請求項 1カゝら 5のいずれかに記載のジッタ測定装置。
1 4 . 前記解析信号変換器は、
前記被測定信号を格納するバッファメモリと、
前記パッファメモリが格納したデータを順次取り出すデータ選択器と、 前記データ選択器が選択したデータに、 所定の窓関数を乗算する窓関数乗算器と 前記窓関数が乗算された前記データを、 周波数領域の信号に変換する周波数領域 変換器と、
前記周波数領域の信号から所望の周波数成分を取り出す帯域制限器と、 前記帯域制限器が取り出した前記周波数成分を、 時間領域の信号に変換する時間 領域変換器と、
前記時間領域変換器が時間領域の信号に変換した信号に、前記窓関数の逆数を 乗算する振幅補正器と
を有することを特徴とする請求項 1から 5のいずれかに記載のジッタ測定装置。 1 5 . 前記帯域制限器は、 前記被測定信号から、 前記被測定信号の基本周波数を 含む周波数成分を取り出すことを特徴とする請求項 1 2から 1 4のいずれかに 記載のジッタ測定装置。
1 5 . 前記被測定信号のうち、予め定められた第 1の閾値より大きい信号値を前 記第 1の閾値と置き換え、予め定められた第 2の閾値より小さい信号値を前曾己第 2の閾値と置き換える波形クリッパを更に備えたことを特徴とする請求項 1か ら 5のいずれかに記載のジッタ測定装置。
1 7 . 前記ジッタ検出器は、 前記タイミングジッタ系列に基づいて、 前記被測定信 号のジッタのピーク値を算出するピーク値算出部を有することを特徴とする請求項 1力 ら 5のいずれかに記載のジッタ測定装置。
1 8 . 前記ジッタ検出器は、 前記タイミングジッタ系列に基づいて、 前記被測定信 号のジッタの実効値を算出する実効値算出部を有することを特徴とする請求項 1か ら 5のいずれかに記载のジッタ測定装置。
1 9 . 前記ジッタ検出器は、 前記タイミングジッタ系列に基づいて、 前記被測定 信号のジッタのヒストグラムを生成するヒストグラム生成部を有することを特 徴とする請求項 1から 5のいずれかに記載のジッタ測定装置。
2 0 . 被測定信号のジッタを測定するジッタ測定装置であって、
前記被測定信号を複素解析信号に変換する解析信号変換器と、
前記解析信号変換器が変換した前記複素解析信号に基づいて、前記被測定信号 の瞬時位相を算出する瞬時位相推定器と、
前記瞬時位相推定器が算出した前記瞬時位相が、予め定められた位相値となる タイミングを算出するタイミング推定器と、
前記タイミング推定器が算出した前記タイミングに基づいて、前記被測定信号 のそれぞれのサイクルにおける周期を示す瞬時周期系列を算出する周期推定器 と、
前記瞬時周期系列に基づいて、前記被測定信号のジッタを算出するジッタ検出
¾=ど
を備えることを特徴とするジッタ測定装置。
2 1 . 前記タイミング推定器は、 前記被測定信号の前記瞬時位相に基づいて、 前 記被測定信号のゼロクロスタイミングを算出することを特徴とする請求項 2 0 に記載のジッタ測定装置。
2 2 . 前記瞬時周期系列の隣接するデータの差分である、 周期ジッタ系列を算出するサイクルツウサイクル周期ジッタ推定器を更に備え、 前記ジッタ検出器は、前記サイクルツウサイクル周期ジッタ系列に更に基づい て、前記被測定信号のジッタを検出することを特徴とする請求項 2 0又は 2 1に 記載のジッタ測定装置。
2 3 . 前記タイミング推定器は、
前記瞬時位相の位相データであって、予め定められた位相値より大きい前記位 相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データと、前記予め 定められた位相値より小さい前記位相データのうち、前記予め定められた位相値 に最も近レ、位相データとの間をデータ補間する補間器と、
前記データ捕間された前記瞬時位相の位相データのうち、前記予め定められた 位相値に最も近い位相データを検出する値検出器と、
前記値検出器が検出した前記位相データの、時間軸におけるタイミングを算出 する推定器と
を有することを特徴とする請求項 2 0から 2 2のいずれかに記載のジッタ測定
2 4 . 前記タイミング推定器は、 多項式補間法に基づいて、 前記データ補間を行 うことを特徴とする請求項 2 3に記載のジッタ測定装置。
2 5 . 前記タイミング推定器は、 3次スプライン補間法に基づいて、前記データ 補間を行うことを特徴とする請求項 2 3に記載のジッタ測定装置。
2 6 . 前記タイミング推定器は、前記瞬時位相の位相データのうち複数の前記位 相データに基づいて、逆捕間法により前記タイミングを算出することを特徴とす る請求項 2 0から 2 2のいずれかに記載のジッタ測定装置。
2 7 . 前記解析信号変換器は、
前記被測定信号から、 所望の周波数成分を取り出す帯域制限器と、
前記帯域制限器によつて帯域制限された前記被測定信号のヒルベルト変換対 を生成するヒルベルト変換器と
を有することを特徴とする請求項 2 0から 2 6のいずれかに記載のジッタ測定
2 8 . 前記解析信号変換器は、
前記被測定信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換器と、 前記周波数領域の信号に変換された前記被測定信号から、所望の周波数成分を 取り出す帯域制限器と、
前記帯域制限器によって帯域制限された前記周波数領域の信号 fr、時間領域の 信号に変換する時間領域変換器と
を有することを特徴とする請求項 2 0から 2 6のいずれかに記載のジッタ測定
2 9 . 前記被測定信号のうち、予め定められた第 1の閾値より大きい信号値を前 記第 1の閾値と置き換え、予め定められた第 2の閾値より小さい信号値を前記第 2の閾値と置き換える波形クリツバを更に備えたことを特徴とする請求項 2 0 から 2 6のいずれかに記載のジッタ測定装置。
3 0 . 前記ジッタ検出器は、 前記瞬時周期系列に基づいて、 前記被測定信号のジッ タのピーク値を算出するピーク値算出部を有することを特徴とする請求項 2 0から
2 6のいずれかに記載のジッタ測定装置。
3 1 . 前記ジッタ検出器は、 前記瞬時周期系列に基づいて、 前記被測定信号のジッ タの実効値を算出する実効値算出部を有することを特徴とする請求項 2 0から 2 6 のいずれかに記載のジッタ測定装置。
3 2 . 前記ジッタ検出器は、 前記瞬時周期系列に基づいて、 前記被測定信号のジ ッタのヒストグラムを生成するヒストグラム生成部を有することを特徴とする 請求項 2 0から 2 6のいずれかに記載のジッタ測定装置。
3 3 . 電子デバイスを試験する試験装置であって、
前記電子デバィスを試験するための試験信号を生成するパターン発生部と、 前記試験信号を整形し、 整形した前記試験信号を前記電子デバイスに供給する波 形整形部と、
前記試験信号に基づいて、 前記電子デバイスが出力する出力信号のジッタを測定 するジッタ測定装置と、
前記ジッタ測定装置が測定した前記出力信号のジッタに基づいて、 前記電子デバ ィスの良否を判定する判定部と
を備え、
前記ジッタ測定装置は、
前記出力信号を複素解析信号に変換する解析信号変換器と、
前記解析信号変換器が変換した前記複素解析信号に基づいて、前記出力信号の 瞬時位相を算出する瞬時位相推定器と、
前記瞬時位相推定器が算出した前記瞬時位相の近似直線を求めることにより、 前記出力信号がジッタを有さない場合の瞬時位相であるリニァ瞬時位相を算出 するリユア瞬時位相推定器と、
前記出力信号の信号値が予め定められた信号値となるタイミング、前記出力信 号の前記瞬時位相が予め定められた位相となるタイミング、又は前記リニァ瞬時 位相が予め定められた位相となるタイミングのいずれかを算出するタイミング 推定器と、
前記タイミング推定器が算出した前記タイミングにおける、前記出力信号の瞬 時位相の位相値と、前記リニア瞬時位相の位相値との差であるタイミングジッタ 系列を算出するタイミングジッタ推定器と、
前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記出力信号のジッタを算出するジッ タ検出器と
を有することを特徴とする試験装置。
3 4 . 電子デバイスを試験する試験装置であって、
前記電子デバイスを試験するための試験信号を生成するパターン発生部と、 前記試験信号を整形し、 整形した前記試験信号を前記電子デパイスに供給する波 形整形部と、
前記試験信号に基づいて、 前記電子デバイスが出力する出力信号のジッタを測定 するジッタ測定装置と、 前記ジッタ測定装置が測定した前記出力信号のジッタに基づレ、て、 前記電子デバ ィスの良否を判定する判定部と
を備え、
前記ジッタ測定装置は、
前記出力信号を複素解析信号に変換する解析信号変換器と、
前記解析信号変換器が変換した前記複素解析信号に基づいて、前記出力信号の 瞬時位相を算出する瞬時位相推定器と、
前記瞬時位相推定器が算出した前記瞬時位相が、予め定められた位相値となる タイミングを算出するタイミング推定器と、
前記タイミング推定器が算出した前記タイミングに基づいて、前記出力信号の それぞれのサイクルにおける周期を示す瞬時周期系列を算出する周期推定器と、 前記瞬時周期系列に基づいて、前記出力信号のジッタを算出するジッタ検出器 と
を有することを特徴とする試験装置。
3 5 . 被測定信号のジッタを測定するジッタ測定方法であって、
前記被測定信号を複素解析信号に変換する解析信号変換ステップと、 前記解析信号変換ステップにおいて変換した前記複素解析信号に基づいて、前 記被測定信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定ステツプと、
前記瞬時位相推定ステップにおいて算出した前記瞬時位相の近似直線を求め ることにより、前記被測定信号がジッタを有さない場合の瞬時位相であるリニア 瞬時位相を算出するリニァ瞬時位相推定ステップと、
前記被測定信号の信号値が予め定められた信号値となるタイミング、前記被測 定信号の前記瞬時位相が予め定められた位相となるタイミング、又は前記リニア 瞬時位相が予め定められた位相となるタイミングのいずれかを算出するタイミ ング推定ステップと、
前記タイミング推定ステップにおいて算出した前記タイミングにおける、前記 被測定信号の瞬時位相の位相値と、前記リニア瞬時位相の位相値との差であるタ ィミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定ステップと、 前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記被測定信号のジッタを算出するジ ッタ検出ステップと
を備えることを特徴とするジッタ測定方法。
3 6 . 前記リニア瞬時位相推定ステップは、 前記近似直線として、 前記瞬時位相 の最小二乗直線を求めることを特徴とする請求項 3 5に記載のジッタ測定方法。 3 7 . 前記タイミング推定ステップは、 前記被測定信号の信号値、 前記被測定信 号の前記瞬時位相、又は前記リニア瞬時位相のいずれかに基づいて、前記被測定 信号のゼロクロスタイミングを算出することを特徴とする請求項 3 6又は 3 7 に記載のジッタ測定方法。
3 8 . 前記タイミングジッタ推定ステップは、複数の前記タイミングのそれぞれ に対応するデータを有する前記タイミングジッタ系列を算出し、
前記ジッタ測定方法は、
前記タイミングジッタ系列の隣接するデータの差分である、周期ジッタ系列を 算出する周期ジッタ推定ステップを更に備え、
前記ジッタ検出ステップは、前記周期ジッタ系列に更に基づいて、前記被測定 信号のジッタを検出することを特徴とする請求項 3 5から 3 8のいずれかに記 載のジッタ測定方法。
3 9 . 前記周期ジッタ系列の隣接するデータの差分である、サイクルツウサイク ル周期ジッタ系列を算出するサイクルツウサイクル周期ジッタ推定ステツプを 更に備 、
前記ジッタ検出ステップは、前記サイクルツウサイクル周期ジッタ系列に更に 基づいて、前記被測定信号のジッタを検出することを特徴とする請求項 3 8に記 載のジッタ測定方法。
4 0 . 前記タイミング推定ステップは、
前記リニア瞬時位相の位相データであって、予め定められた位相値より大きい 前記位相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データと、前 記予め定められた位相値より小さい前記位相データのうち、前記予め定められた 位相値に最も近い位相データとの間をデータ補間するリニァ瞬時位相補間ステ ップと、
前記データ補間された前記リニア瞬時位相の位相データのうち、前記予め定め られた位相値に最も近い位相データを検出する値検出ステップと、
前記値検出ステップにおいて検出した前記位相データの、時間軸におけるタイ ミングを算出する推定ステップと
を有することを特徴とする請求項 3 5から 3 9のいずれかに記載のジッタ測定 方法。
4 1 . 前記タイミング推定ステップは、
前記瞬時位相の位相データであって、予め定められた位相値より大きレ、前記位 相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データと、前記予め 定められた位相値より小さい前記位相データのうち、前記予め定められた位相値 に最も近 、位相データとの間をデータ補間する瞬時位相補間ステップと、 前記データ補間された前記瞬時位相の位相データのうち、前記予め定められた 位相値に最も近い位相データを検出する値検出ステップと、
前記値検出ステップにおいて検出した前記位相データの、時間軸におけるタイ ミングを算出する推定ステップと
を有することを特徴とする請求項 3 5から 3 9のいずれかに記載のジッタ測定 方法。
4 2 . 前記タイミング推定ステップは、
離散化された前記被測定信号の信号値データであって、予め定められた信号値 より大きい前記信号値データのうち、前記予め定められた信号値に最も近い信号 値データと、前記予め定められた信号値より小さい前記信号値データのうち、前 記予め定められた信号値に最も近レ、信号値データとの間をデータ補間する波形 データ補間ステップと、
前記データ補間された前記被測定信号の信号値データのうち、前記予め定めら れた信号値に最も近い信号値データを検出する値検出ステップと、 前記値検出器が検出した前記信号値データの、時間軸におけるタイミングを算 出する推定ステップと
を有することを特徴とする請求項 3 5から 3 9のいずれかに記載のジッタ測定
4 3 . 前記タイミング推定ステップは、 多項式補間法に基づいて、前記データ補 間を行うことを特徴とする請求項 4 0から 4 2のいずれかに記載のジッタ測定 方法。
4 4 . 前記タイミング推定ステップは、 3次スプライン補間法に基づいて、前記 データ補間を行うことを特徴とする請求項 4 0から 4 2のいずれかに記載のジ ッタ測定方法。
4 5 . 前記タイミング推定ステップは、前記リニァ瞬時位相データ、 前記瞬時位 相の位相データ、又は前記被測定信号の信号値データのいずれかに対して、複数 のデータに基づいて、逆補間法により前記タイミングを算出することを特徴とす る請求項 3 5から 3 9のいずれかに記載のジッタ測定方法。
4 6 . 前記解析信号変換ステップは、
前記被測定信号から、 所望の周波数成分を取り出す帯域制限ステップと、 前記帯域制限ステップにおいて帯域制限された前記被測定信号のヒルベルト 変換対を生成するヒルベルト変換ステツプと
を有することを特徴とする請求項 3 5から 3 9のいずれかに記載のジッタ測定 方法。
4 7 . 前記解析信号変換ステップは、
前記被測定信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換ステップと、 前記周波数領域の信号に変換された前記被測定信号から、所望の周波数成分を 取り出す帯域制限ステップと、
前記帯域制限ステップにおいて帯域制限された前記周波数領域の信号を、時間 領域の信号に変換する時間領域変換ステツプと を有することを特徴とする請求項 3 5から 3 9のいずれかに記載のジッタ測定 方法。
4 8 . 前記解析信号変換ステップは、
前記被測定信号を格納するデータ蓄積ステップと、
前記データ蓄積ステップにおいて格納したデータを順次取り出すデータ選択ステ ップと、
前記データ選択ステップにおレ、て選択したデータに、 所定の窓関数を乗算する窓 前記窓関数が乗算された前記データを、 周波数領域の信号に変換する周波数領域 前記周波数領域の信号から所望の周波数成分を取り出す帯域制限ステップと、 前記帯域制限ステップにおいて取り出した前記周波数成分を、 時間領域の信号に 変換する時間領域変換ステツプと、
前記時間領域変換ステップが時間領域の信号に変換した信号に、前記窓関数の 逆数を乗算する振幅補正ステップと
を有することを特徴とする請求項 3 5から 3 9のいずれかに記載のジッタ測定
4 9 . 前記帯域制限ステップは、 前記被測定信号から、 前記被測定信号の基本周 波数を含む周波数成分を取り出すことを特徴とする請求項 4 5から 4 7のいず れかに記載のジッタ測定方法。
5 0 . 前記ジッタ検出ステップは、 前記タイミングジッタ系列に基づいて、 前記被 測定信号のジッタのピーク値を算出するピーク値算出ステップを有することを特徴 とする請求項 3 5から 3 9のいずれかに記載のジッタ測定方法。
5 1 . 前記ジッタ検出ステップは、 前記タイミングジッタ系列に基づいて、 前記被 測定信号のジッタの実効値を算出する実効値算出ステップを有することを特徴とす る請求項 3 5から 3 9のいずれかに記載のジッタ測定方法。
5 2 . 前記ジッタ検出ステップは、 前記タイミングジッタ系列に基づいて、 -前記 被測定信号のジッタのヒストグラムを生成するヒストグラム生成ステップを有 することを特徴とする請求項 3 5から 3 9のいずれかに記載のジッタ測定方法。 5 3 . 被測定信号のジッタを測定するジッタ測定方法であって、
前記被測定信号を複素解析信号に変換する解析信号変換ステップと、 前記解析信号変換ステップにおいて変換した前記複素解析信号に基づいて、前 記被測定信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定ステツプと、
前記瞬時位相推定ステツプにおいて算出した前記瞬時位相が、予め定められた 位相値となるタイミングを算出するタイミング推定ステップと、
前記タイミング推定ステップにおいて算出した前記タイミングに基づいて、前 記被測定信号のそれぞれのサイクルにおける周期を示す瞬時周期系列を算出す る周期推定ステップと、
前記瞬時周期系列に基づいて、前記被測定信号のジッタを算出するジッタ検出 ステップと
を備えることを特徴とするジッタ測定方法。
5 4 . 前記タイミング推定ステップは、前記被測定信号の前記瞬時位相に基づい て、前記被測定信号のゼロクロスタイミングを算出することを特徴とする請求項 5 3に記載のジッタ測定方法。
5 5 . 前記瞬時周期系列の隣接するデータの差分である、サイクルツウサイクル 周期ジッタ系列を算出するサイクルツウサイクル周期ジッタステップを更に備 、
前記ジッタ検出ステップは、前記サイクルツウサイクル周期ジッタ系列に更に 基づいて、前記被測定信号のジッタを検出することを特徴とする請求項 5 3又は 5 4に記載のジッタ測定装置。
5 6 . 前記タイミング推定ステップは、
前記瞬時位相の位相データであって、予め定められた位相値より大きレ、前記位 相データのうち、前記予め定められた位相値に最も近い位相データと、前記予め 定められた位相値より小さい前記位相データのうち、前記予め定められた位相値 に最も近レ、位相データとの間をデータ補間する瞬時位相捕間ステップと、 前記データ補間された前記瞬時位相の位相データのうち、前記予め定められた 位相値に最も近い位相データを検出する値検出ステップと、
前記値検出ステップにおいて検出した前記位相データの、時間軸におけるタイ ミングを算出する推定ステップと
を有することを特徴とする請求項 5 3から 5 5のいずれかに記載のジッタ測定 方法。
5 7 . 前記タイミング推定ステップは、 多項式捕間法に基づいて、前記データ補 間を行うことを特徴とする請求項 5 6に記載のジッタ測定方法。
5 8 . 前記タイミング推定ステップは、 3次スプライン捕間法に基づいて、前記 データ補間を行うことを特徴とする請求項 5 6に記載のジッタ測定方法。
5 9 .前記タイミング推定ステップは、前記瞬時位相の位相データのうち複数の 前記位相データに基づいて、逆補間法により前記タイミングを算出することを特 徴とする請求項 5 3から 5 5のいずれかに記載のジッタ測定方法。
6 0 . 前記解析信号変換ステップは、
前記被測定信号から、 所望の周波数成分を取り出す帯域制限ステップと、 前記帯域制限ステップにおいて帯域制限された前記被測定信号のヒルベルト 変換対を生成するヒルベルト変換ステツプと
を有することを特徴とする請求項 5 3から 5 5のいずれかに記載のジッタ測定 方法。
6 1 . 前記解析信号変換ステップは、
前記被測定信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換ステップと、 前記周波数領域の信号に変換された前記被測定信号から、所望の周波数成分を 取り出す帯域制限ステップと、
前記帯域制限ステップにおいて帯域制限された前記周波数領域の信号を、時間 領域の信号に変換する時間領域変換ステツプと
を有することを特徴とする請求項 5 3から 5 5のいずれかに記載のジッ夂測定 方法。
6 2 . 前記被測定信号のうち、予め定められた第 1の閾値より大きい信号値を前 記第 1の閾値と置き換え、予め定められた第 2の閾値より小さい信号値を前記第 2の閾値と置き換える振幅変調成分除去ステップを更に備えたことを特徴とす る請求項 5 3から 5 5のいずれかに記載のジッタ測定装置。
6 3 . 前記ジッタ検出ステップは、 前記瞬時周期系列に基づいて、 前記被測定信号 のジッタのピーク値を算出するピーク値算出ステツプを有することを特徵とする請 求項 5 3から 5 5のいずれかに記載のジッタ測定装置。
6 4 . 前記ジッタ検出ステップは、 前記瞬時周期系列に基づいて、 前記被測定信号 のジッタの実効値を算出する実効値算出ステップを有することを特徴とする請求項
5 3から 5 5のいずれかに記載のジッタ測定装置。
6 5 . 前記ジッタ検出ステップは、前記瞬時周期系列に基づいて、前記被測定信 号のジッタのヒストグラムを生成するヒストグラム生成ステップを有すること を特徴とする請求項 5 3から 5 5のいずれかに記載のジッタ測定装置。
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