DE10194690B4

DE10194690B4 - Jitter-Messvorrichtung und Jitter-Messverfahren

Info

Publication number: DE10194690B4
Application number: DE10194690T
Authority: DE
Inventors: Masahiro Ishida; Mani Seattle Soma; Takahiro Yamaguchi; Toshifumi Watanabe
Original assignee: Advantest Corp
Current assignee: Advantest Corp
Priority date: 2000-10-31
Filing date: 2001-10-31
Publication date: 2007-06-21
Anticipated expiration: 2021-11-01
Also published as: DE10194690T1; JP3650767B2; JPWO2002037127A1; WO2002037127A1

Abstract

Vorrichtung zum Messen des Jitters eines zu vermessenden Signals, dadurch gekennzeichnet, dass sie folgende Bauglieder aufweist:
– einen Signalkonverter (101), der das zu vermessende Signal in ein komplexes Analysesignal konvertiert,
– ein Bauglied (102) zur Abschätzung der Momentanphase, das auf Grundlage des vom Signalkonverter (101) konvertierten, komplexen Analysesignals die Momentanphase des zu vermessenden Signals berechnet,
– ein Bauglied (102) zur Abschätzung der linearen Momentanphase, das, wenn das Signal keinen Jitter aufweist, die die Momentanphase darstellende lineare Momentanphase durch die Ermittlung einer Näherungsgeraden für die vom Bauglied (102) zur Abschätzung der Momentanphase berechneten Momentanphasen berechnet,
– ein Bauglied (105) zur Taktabschätzung, welches den Takt, mit welchem das zu vermessende Signal einen vorgegebenen Signalwert erreicht, oder den Takt, mit welchem die Momentanphase des zu vermessenden Signals eine vorgegebene Phase erreicht, oder den Takt, mit welchem die lineare Momentanphase des zu vermessenden Signals eine vorgegebene Phase erreicht, berechnet,...

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung sowie ein Verfahren zum Messen des Jitters von Signalen.

Stand der Technik

Herkömmlicherweise werden zum Messen des Jitters von zu vermessenden Signalen Zeitintervall-Analysatoren oder Oszilloskope eingesetzt. Im Folgenden wird die herkömmliche Messung des Jitters von Signalen unter Einsatz dieser Vorrichtungen beschrieben.

54 beschreibt die Messung des Jitters eines zu vermessenden Signals unter Einsatz eines Zeitintervall-Analysators 12. Unter Einsatz eines Zeitintervall-Analysators 12 wurde die Messung des Jitters von Signalen bislang auf Grundlage des Nulldurchgangsver fahrens vorgenommen. Zunächst wird dabei das zu vermessende Frequenzsignal x(t) von einem Phasenregelkreis (PLL-Schaltkreis) 11 dem Zeitintervall-Analysator 12 zugeführt.

Im Fall des zu vermessenden Jitter-Signals x(t) kann der auf einen Aufschwung der Wellenform folgende Aufschwung aufgrund des Jitters die mit der punktierten Linie beschriebene Dynamik annehmen. Im Falle einer Grundfrequenz T_p des Signals ist die Frequenz zwischen einem Aufschwung und dem folgenden Aufschwung, vgl. 54, mitunter nicht mit T_p identisch.

Nach dem Nulldurchgangsverfahren wird das Zeitintervall (Frequenz) des Nulldurchgangs des zu vermessenden Signals gemessen, dann die relative Frequenzfluktuation durch Histogramm-Analyse ermittelt und auf Basis dieses Meßergebnisses dann der Jitter des zu vermessenden Signals gemessen. Dies bedeutet, daß bei der Jitter-Messung unter Einsatz von Zeitintervall-Analysatoren lediglich der Frequenzanteil im Bereich der Grundfrequenz des zu vermessenden Signals gemessen wurde, da hier die Fluktuation der Basisperiode des zu vermessenden Signals gemessen wird.

55 zeigt ein Beispiel für das Ergebnis einer Histogramm-Analyse. Die Abszissenachse zeigt die Frequenz des zu vermessenden Signals, die Ordinatenachse die Anzahl der Messungen. Zeitintervall-Analysatoren sind beispielsweise in D. Chu, "Phase Digitizing Sharpens Timing Measurements", IEEE Spectrum, S. 28–32, 1988, und in J. Wilstrup, "A Method of Serial Data Jitter Analysis Using One-Shot Time Intervall Measurements", Proceedings of IEEE International Test Conference, S. 819–823, 1998 beschrieben.

56 demonstriert die Messung des Signal-Jitters unter Verwendung eines digitalen Oszilloskops 14. Nach diesem Verfahren wird die Jitter-Messung auf Grundlage von Meßdaten bezüglich des zu vermessenden Signals, die unter Einsatz des digitalen Oszilloskops 14 mit hoher Geschwindigkeit abgefragt (gesampelt) wurden, vorgenommen. Diejenigen Meßdaten im Bereich des Nulldurchgangs werden interpoliert, dann wird der Nulldurchgangstakt abgeschätzt und der Jitter des zu vermessenden Signals auf Grundlage des abgeschätzten Nulldurchgangstakts gemessen.

57 zeigt den Aufbau eines digitalen Oszilloskops 14, wie es in diesem bekannten Verfahren eingesetzt wird. Das digitale Oszilloskop 14 besteht aus einem A/D-Wandler 15, einem Interpolator 16, einem Element zur Frequenzabschätzung 17, einem Jitter-Detektor 19 und einem Histogramm-Generator 18. Der A/D-Wandler 15 nimmt das zu vermessende Signal beispielsweise von einem Phasenregelkreis 11 ab und digitalisiert das zu vermessende Signal.

Der Interpolator 16 nimmt eine Interpolation derjenigen Daten des digitalisierten Signals im Bereich des Nulldurchgangs vor. Das frequenzberechnende Element 17 berechnet dann die Zeitintervalle des Nulldurchgangs des interpolierten digitalisierten Signals. In der Histogramm-Generierung 18 wird dann ein Histogramm aus den von dem periodenberechnenden Element 17 berechneten Zeitintervallen generiert. Der Jitter-Detektor 19 berechnet auf Grundlage der Zeitintervalle den Jitter in bezug auf die einzelnen Zyklen des zu vermessenden Signals und den Effektivwert (root mean square value) und den Spitze-zu-Spitze-Wert des berechneten Jitters.

58 zeigt ein Beispiel für ein zu vermessendes Signal. Das Ergebnis der Jitter-Berechnung in bezug auf das in 58 dargestellte zu vermessende Signal zeigt 59.

Im Falle der in 54 dargestellten Jitter-Messung unter Einsatz eines Zeitintervall-Analysators kann die Jitter-Messung mit guter Präzision vorgenommen werden, da die Zeitintervalle des Nulldurchgangs des zu vermessenden analogen Signals gemessen werden, nachteilhaft ist jedoch, daß aufgrund der Totzeit, in der nach dem Messen eines Zyklus keine Messung vorgenommen werden kann, Zeit benötigt wird, um die zur Histogramm-Analyse notwendige Anzahl an Daten zu gewinnen.

Bei dem in Zusammenhang mit 56 besprochenen Jitter-Meßverfahren mit digitalem Oszilloskops unter damit kombinierter Interpolation, ist eine präzise Interpolation nicht möglich, da das digitalisierte Signal eine die Interpolation beeinträchtigende Hochfrequenzkomponente enthält. Der errechnete Nulldurchgangstakt ist daher mit einem Fehler behaftet, weshalb sich eine präzise Messung des Jitters schwierig gestaltet.

Bei Jitter-Meßverfahren, bei denen digitale Oszilloskope und Interpolation miteinander kombiniert sind, kommt es bisweilen zu einer Überbewertung des Jitters. Der Jitter-Meßwert ist damit mit nach dem Zeitintervall-Analysator-Verfahren bestimmten Jitter-Meßwerten inkompatibel. Außerdem erschweren meßverfahrensbedingte Fehler den Vergleich mit Jitter-Werten, die unter Einsatz von Zeitintervall-Analysatoren erhalten wurden.

Ein weiteres Verfahren zur Jitter-Messung ist das Δ⌀-Verfahren, das beispielsweise in T.J. Yamaguchi, M. Soma, M. Ishida, T. Watanabe und T. Ohmi, "Extraction of Peak-to-Peak and RMS Sinusoidal Jitter Using an Analytic Signal Method", Proceedings of 18th IEEE VLSI Test Symposium, S. 395–402, 2000 besprochen wird.

60 zeigt als Beispiel mit einem Zeitintervall-Analysator erhaltene Jitter-Meßergebnisse für ein 400 MHz-Zeitgebersignal. 61 zeigt als Beispiel mit einem interpolationsbasierten Verfahren erhaltene Jitter-Meßergebnisse.

Wie in 60 und 61 gezeigt, beträgt der unter Einsatz eines Zeitintervall-Analysators erhaltene Meßwert 7,72 ps (RMS) und der entsprechend unter Einsatz eines digitalen Oszilloskops in Kombination mit Interpolation erhaltene Meßwert 8,47 ps (RMS). Letzterer liegt damit über dem erstgenannten Meßwert, was die Überbewertung des Jitter-Meßwertes durch Messungen unter Einsatz eines digitalen Oszilloskops in Kombination mit Interpolation belegt. Außerdem ist eine korrekte Abschätzung der eingipfeligen Gaus-Verteilung in dem Meßverfahren unter Einsatz eines digitalen Oszilloskops in Kombination mit Interpolation nicht möglich.

Aus diesen Gründen wurde nach einem Jitter-Meßverfahren verlangt, das eine genauere Jitter-Messung als herkömmliche Meßverfahren ermöglicht, in denen digitale Oszilloskope mit Interpolation kombiniert wurden. Außerdem wurde nach Testvorrichtungen zur Prüfung elektronischer Bauteile aufgrund des Jitters verlangt, mit denen mit hoher Geschwindigkeit und Genauigkeit die Qualität elektronischer Bauteile beurteilt werden kann. Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht daher darin, eine mit dem herkömmlichen, mit Zeitintervall-Analysatoren arbeitenden Verfahren kompatible Jitter-Meßvorrichtung, die genaue Datenwerte in kürzerer Zeit abzuschätzen vermag, zu schaffen sowie ein entsprechendes Jitter-Meßverfahren anzugeben.

Offenbarung der Erfindung

Nach einer ersten Ausführungsform liefert die vorliegende Erfindung eine Vorrichtung zum Messen des Jitters eines zu vermessenden Signals, die dadurch gekennzeichnet ist, daß sie folgende Bauglieder auf weist:

– einen Signalkonverter, der das zu vermessende Signal in ein komplexes Analysesignal konvertiert,
– ein Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase, das auf Grundlage des vom Signalkonverter konvertierten, komplexen Analysesignals die Momentanphase des zu vermessenden Signals berechnet,
– ein Bauglied zur Abschätzung der linearen Momentanphase, das, wenn das Signal keinen Jitter aufweist, die die Momentanphase darstellende lineare Momentanphase durch die Ermittlung der Geraden kleinster Quadrate der vom Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase berechneten Momentanphase(n) berechnet,
– ein Bauglied zur Taktabschätzung (Timingabschätzung), welches den Takt (das Timing), mit welchem das zu vermessende Signal einen vorgegebenen Signalwert erreicht, oder den Takt (Timing), mit welchem die Momentanphase des zu vermessenden Signals eine vorgegebene Phase erreicht, oder den Takt (Timing), mit welchem die lineare Momentanphase des zu vermessenden Signals eine vorgegebene Phase erreicht, berechnet,
– ein Bauglied zur Abschätzung des Taktjitters (timing jitter), welches eine Taktjitter-Reihe berechnet, die, in bezug auf die durch das Bauglied zur Taktabschätzung berechneten Takte die Differenzen zwischen dem Phasenwert der Momentanphase und dem Phasenwert der linearen Momentanphase des zu vermessenden Signals angibt, und
– einen Jitter-Detektor, der auf Grundlage der Taktjitter-Reihe den Jitter des zu vermessenden Signals berechnet.

Es reicht aus, wenn das Bauglied zur Taktabschätzung (nachfolgend: Taktabschätzungsglied, in den Zeichnungen bezeichnet als Timing-Abschätzung) einen der folgenden Takte berechnet: den Nulldurchgangstakt, mit welchem der Wert des zu vermessenden Signals in etwa 0 annimmt, den Nulldurchgangstakt, mit welchem die Momentanphase des zu vermessenden Signals einen Wert von in etwa π/2 + 2nπ oder 3π/2 + 2nπ (n = 0, 1, 2, ...) annimmt, oder den Nulldurchgangstakt, mit welchem die lineare Momentanphase einen Wert von in etwa π/2 + 2nπ oder 3π/2 + 2nπ (n = 0, 1, 2, ...) annimmt.

Das Bauglied zur Abschätzung des Taktjitters (nachfolgend: Taktjitterabschätzungsglied, in den Zeichnungen bezeichnet als Timing-Jitter-Abschätzung) berechnet die Taktjitter-Reihe mit den sich auf die jeweiligen Einzeltakte beziehenden Daten und kann des weiteren mit einem Bauglied zur Berechnung der Reihe des Frequenzjitters, die sich als Differenz zu den der Taktjitter-Reihe benachbarten Daten ergibt, versehen sein. Der Jitter-Detektor kann dann unter zusätzlicher Hinzuziehung dieser Reihe den Jitter des zu vermessenden Signals detektieren.

Das Taktjitterabschätzungsglied kann außerdem mit einem Bauglied zur Abschätzung des Frequenzjitters von Zyklus zu Zyklus (in den Zeichnungen: "cycle-to-cycle") versehen sein, das die Reihe des Frequenzjitters von Zyklus zu Zyklus berechnet. Diese Reihe ergibt sich als Differenz zu den der Frequenzjitter-Reihe benachbarten Daten, der Jitter-Detektor kann dann unter zusätzlicher Hinzuziehung dieser Reihe des Frequenzjitters von Zyklus zu Zyklus den Jitter des zu vermessenden Signals detektieren.

Das Taktabschätzungsglied kann außerdem mit einem Interpolator, der eine Interpolation zwischen den Phasendaten zur linearen Momentanphase, die einen vorgegebenen Phasenwert übersteigen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten kommen, und denjenigen Phasendaten zur linearen Momentanphase, die unter einem vorgegebenen Phasenwert liegen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten vorliegen, vornimmt, einem Wert-Detektor, der von den interpolierten Daten zur linearen Momentanphase diejenigen Phasendaten detektiert, die einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten liegen, und einem Abschätzungsbauglied, welches den Takt der von dem eben genannten Wert-Detektor detektierten Phasendaten in bezug auf die Zeitachse berechnet, ausgerüstet sein.

Weiterhin kann das Taktabschätzungsglied mit einem Interpolator, der eine Interpolation zwischen den Phasendaten zur Momentanphase, die einen vorgegebenen Phasenwert übersteigen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten kommen, und denjenigen Phasendaten zur Momentanphase, die unter einem vorgegebenen Phasenwert liegen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten vorliegen, vornimmt, einem Wert-Detektor, der von den interpolierten Daten zur Momentanphase diejenigen Phasendaten detektiert, die einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten liegen, und einem Abschätzungsbauglied, welches den Takt der von dem eben genannten Wert-Detektor detektierten Phasendaten in bezug auf die Zeitachse berechnet, ausgerüstet sein.

Das Taktabschätzungsglied kann weiterhin mit einem Interpolator, welcher eine Interpolation zwischen den diskretisierten Signaldaten des zu vermessenden Signals, die über einem vorgegebenen Signalwert liegen und einem vorgegebenen Signalwert am nächsten kommen, und den diskretisierten Signaldaten des zu vermessenden Signals, die unter einem vorgegebenen Signalwert liegen und einem vorgegebenen Signalwert am nächsten kommen, vornimmt, einem Wert-Detektor, der von diesen interpolierten Signaldaten des zu vermessenden Signals diejenigen Signaldaten detektiert, die einem vorgegebenen Signalwert am nächsten kommen, und einem Abschätzungsbauglied, welches den Takt der von dem eben genannten Wert-Detektor detektierten Signaldaten in bezug auf die Zeitachse berechnet, ausgerüstet sein.

Das Taktabschätzungsglied kann die Dateninterpolation sowohl nach dem Verfahren der Polynom-Interpolation als auch nach dem Verfahren der dreidimensionalen Spline-Interpolation vornehmen.

Der Signalkonverter kann mit einem Bandbegrenzer, der von dem zu vermessenden Signal nach Wunsch bestimmte Frequenzanteile abschneidet, und einem Hilbert-Transformator, der von dem durch den Bandbegrenzer bandbegrenzten zu vermessenden Signal ein Hilbert-Transformationspaar bildet, ausgerüstet sein. Weiterhin kann der Signalkonverter einen das zu vermessende Signal in ein Frequenzbereichssignal umwandelnden Frequenzbereichskonverter, einen Bandbegrenzer, der von dem in ein Frequenzbereichssignal umgewandelten zu vermessenden Signal nach Wunsch bestimmte Frequenzanteile abschneidet, und einen Zeitbereichskonverter, welcher das durch den Bandbegrenzer bandbegrenzte zu vermessende Signal in ein Zeitbereichssignal umwandelt, aufweisen. Weiterhin kann der Signalkonverter mit einem Pufferspeicher, einem Datenauswahlbauglied, das die in dem Pufferspeicher abgelegten Daten seriell ausliest, einen Fensterfunktionsmultiplikator, welcher die von dem Datenauswahlbauglied ausgewählten Daten mit einer definierten Fensterfunktion multipliziert, einem Frequenzbereichskonverter, welcher diese multiplizierten Daten in ein Frequenzbereichssignal umwandelt, einem Bandbegrenzer, der von diesem Frequenzbereichssignal nach Wunsch bestimmte Frequenzanteile abschneidet, einem Zeitbereichskonverter, welcher die von dem Bandbegrenzer abgeschnittenen Frequenzanteile in ein Zeitbereichssignal umwandelt und einem Amplitudenkorrektor, welcher das von dem Zeitbereichskonverter in ein Zeitbereichssignal umgewandelte Signal mit einer invertierten Fensterfunktion multipliziert, ausgestattet sein.

Der Bandbegrenzer schneidet dabei von dem zu vermessenden Signal vorzugsweise den die Grundfrequenz des zu vermessenden Signals enthaltenden Frequenzanteil ab.

Er kann darüber hinaus mit einem Wellenformbegrenzer (waveform clipper, in den Zeichnungen als Wellenformgebung bezeichnet) ausgestattet sein, der solche Signalwerte des zu vermessenden Signals, die über einem vorgegebenen ersten Schwellenwert liegen, durch diesen ersten Schwellenwert, und solche Signalwerte, die unter einem zweiten Schwellenwert liegen, durch diesen zweiten Schwellenwert ersetzt und den amplitudenmodulierten Anteil des zu vermessenden Signals eliminiert.

Der Jitter-Detektor kann einen Bereich zur Berechnung des Jitter-Spitzenwertes aufweisen, in welchem auf Grundlage der Taktjitter-Reihe der Spitzenwert des Jitters des zu vermessenden Signals berechnet wird. Er kann weiterhin einen Bereich zur Effektivwertbestimmung aufweisen, in welchem auf Grundlage der Taktjitter-Reihe der Effektivwert des Jitters des zu vermessenden Signals berechnet wird. Außerdem kann er mit einem Bereich zur Histogramm-Generierung versehen sein, der auf Grundlage der Taktjitter-Reihe ein Histogramm für das zu vermessende Signal generiert.

Nach einer zweiten Ausführungsform liefert die Erfindung eine Jitter-Meßvorrichtung zur Messung des Jitters eines zu vermessenden Signals, die dadurch gekennzeichnet ist, daß sie die folgenden Bauglieder aufweist:

– einen Signalkonverter, der das zu vermessende Signal in ein komplexes Analysesignal konvertiert,
– ein Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase, das auf Grundlage des vom Signalkonverter konvertierten, komplexen Analysesignals die Momentanphase des zu vermessenden Signals berechnet,
– ein Bauglied zur Taktabschätzung, welches den Takt berechnet, in welchem die von dem Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase berechnete Momentanphase einen vorgegebenen Phasenwert erreicht,
– ein Bauglied zur Abschätzung der Zyklen (Perioden), das auf Grundlage des von dem Bauglied zur Taktabschätzung berechneten Taktes eine Momentanfrequenzreihe berechnet, welche die Frequenz (Periode) der einzelnen Zyklen des zu vermessenden Signals angibt, und
– einen Jitter-Detektor, der auf Grundlage der Zyklenfrequenzreihe den Jitter des zu vermessenden Signals berechnet.

Es reicht hier aus, wenn das Bauglied zur Taktabschätzung (nachfolgend: Taktabschätzungsglied) den Nulldurchgangstakt berechnet, mit welchem die Momentanphase des zu vermessenden Signals einen Wert von in etwa π/2 + 2nπ oder 3π/2 + 2nπ (n = 0, 1, 2, ...) annimmt.

Es kann weiterhin ein Bauglied zur Abschätzung des Frequenzjitters "Zyklus-zu-Zyklus" zur Berechnung der Reihe des Frequenzjitters "Zyklus-zu-Zyklus", die sich als Differenz zu den der Momentanfrequenzreihe benachbarten Daten ergibt, vorgesehen werden. Der Jitter-Detektor kann dann unter zusätzlicher Hinzuziehung dieser Reihe des Frequenzjitters von Zyklus zu Zyklus den Jitter des zu vermessenden Signals detektieren.

Weiterhin kann das Taktabschätzungsglied mit einem Interpolator, der eine Interpolation zwischen den Phasendaten zur Momentanphase, die einen vorgegebenen Phasenwert übersteigen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten kommen, und denjenigen Phasendaten zur Momentanphase, die unter einem vorgegebenen Phasenwert liegen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten vorliegen, vornimmt, einem Wert-Detektor, der von den interpolierten Daten zur Momentanphase diejenigen Phasendaten detektiert, die einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten liegen, und einem Abschätzungsbauglied, welches den Takt der von dem eben genannten Wert-Detektor detektierten Phasendaten in bezug auf die Zeitachse berechnet, ausgerüstet sein. Das Taktabschätzungsglied kann so ausgeführt sein, daß die Taktberechnung durch inverse Interpolation mehrerer zu den Momentanpahsendaten gehöriger Phasendaten vorgenommen wird.

Der Signalkonverter kann mit einem Bandbegrenzer, der von dem zu vermessenden Signal nach Wunsch bestimmte Frequenzanteile abschneidet, und einem Hilbert-Transformator, der von dem durch den Bandbegrenzer bandbegrenzten zu vermessenden Signal ein Hilbert-Transformationspaar bildet, ausgerüstet sein. Weiterhin kann der Signalkonverter einen das zu vermessende Signal in ein Frequenzbereichssignal umwandelnden Frequenzbereichskonverter, einen Bandbegrenzer, der von dem in ein Frequenzbereichssignal umgewandelten zu vermessenden Signal nach Wunsch bestimmte Frequenzanteile abschneidet, und einen Zeitbereichskonverter, welcher das durch den Bandbegrenzer bandbegrenzte zu vermessende Signal in ein Zeitbereichssignal umwandelt, aufweisen.

Er kann darüber hinaus mit einem Wellenformbegrenzer (waveform clipper, in den Zeichnungen als Wellenformgebung bezeichnet) ausgestattet sein, der solche Signalwerte des zu vermessenden Signals, die über einem vorgegebenen ersten Schwellenwert liegen, durch diesen ersten Schwellenwert ersetzt, solche Signalwerte, die unter einem zweiten Schwellenwert liegen, durch diesen zweiten Schwellenwert ersetzt und den amplitudenmodulierten Anteil des zu vermessenden Signals eliminiert.

Der Jitter-Detektor kann einen Bereich zur Berechnung des Jitter-Spitzenwertes aufweisen, in welchem auf Grundlage der Momentanfrequenzreihe der Spitzenwert des Jitters des zu vermessenden Signals berechnet wird. Er kann weiterhin einen Bereich zur Effektivwertbestimmung aufweisen, in welchem auf Grundlage der Momentanfrequenzreihe der Effektivwert des Jitters des zu vermessenden Signals berechnet wird. Außerdem kann er mit einem Bereich zur Histogramm-Generierung versehen sein, der auf Grundlage der Momentanfrequenzreihe ein Histogramm für das zu vermessende Signal generiert.

Eine zweckmäßige Verwendung der vorbeschriebenen Vorrichtung zum Messen des Jitters eines zu vermessenden Signals erfolgt in einer Testvorrichtung zur Prüfung elektronischer Bauteile, die dadurch gekennzeichnet ist, dass sie einen Mustergenerierungsbereich, der ein Testsignal zur Prüfung eines elektronischen Bauteils generiert, einen wellenformbegrenzenden Bereich (engl.: waveform clipping portion), der die Wellenform des Testsignals begrenzt und das somit geclippte Testsignal an das elektronische Bauteil weiterleitet, eine Jitter-Meßvorrichtung, welche auf Grundlage des Testsignals den Jitter des von dem elektronischen Bauteil ausgegebenen Signals mißt, und einen Beurteilungsbereich, in welchem auf Grundlage des von der Jitter-Meßvorrichtung gemessenen Jitters des Ausgabesignals die Qualität des getesteten elektronischen Bauteils beurteilt wird, umfaßt.

Nach einer dritten Ausführungsform liefert die Erfindung ein Verfahren zum Messen des Jitters eines zu vermessenden Signals, das dadurch gekennzeichnet ist, daß es die folgenden Schritte beinhaltet:

– einen Signalkonvertierungsschritt, in dem das zu vermessende Signal in ein komplexes Analysesignal umgewandelt wird,
– einen Momentanphasenabschätzungsschritt, in dem auf Grundlage des vorgenannten Umwandlungsschrittes gebildeten komplexen Analysesignals die Momentanphase des zu vermessenden Signals berechnet wird,
– einen Schritt zur Abschätzung der linearen Momentanphase, in dem, wenn das Signal keinen Jitter aufweist, die die Momentanphase darstellende lineare Momentanphase durch die Ermittlung der Geraden kleinster Quadrate der im Schritt zur Berechnung der Momentanphase berechnete(n) Momentanphase(n) berechnet wird,
– einen Taktabschätzungsschritt, in dem der Takt berechnet wird, mit welchem das zu vermessende Signal einen vorgegebenen Signalwert erreicht, oder mit welchem die Momentanphase des zu vermessenden Signals eine vorgegebene Phase erreicht, oder mit welchem die lineare Momentanphase des zu vermessenden Signals eine vorgegebene Phase erreicht, berechnet,
– einen Schritt zur Abschätzung des Taktjitters, in welchem eine Taktjitter-Reihe berechnet wird, die, in bezug auf die im Taktabschätzungsschritt berechneten Takte, die Differenzen zwischen dem Pha senwert der Momentanphase und dem Phasenwert der linearen Momentanphase des zu vermessenden Signals angibt, und
– einen Schritt zur Jitter-Detektion, in welchem auf Grundlage der Takjitter-Reihe der Jitter des zu vermessenden Signals berechnet wird.

Im Schritt zur Abschätzung des Taktjitters wird eine Taktjitter-Reihe berechnet, welche die Daten in bezug auf die jeweiligen Einzeltakte umfaßt. Das Jitter-Meßverfahren kann im übrigen als weiteren Schritt eine Abschätzung des Frequenzjitters beinhalten, in welchem eine Reihe des Frequenzjitters berechnet wird, die sich als Differenz zu den der Taktjitter-Reihe benachbarten Daten ergibt. Im Schritt der Jitter-Detektion kann dann unter zusätzlicher Hinzuziehung dieser Reihe des Frequenzjitters der Jitter des zu vermessenden Signals detektiert werden.

Weiterhin kann ein Schritt zur Abschätzung des Frequenzjitters von Zyklus zu Zyklus vorgesehen werden, in welchem die Reihe des Frequenzjitters von Zyklus zu Zyklus berechnet wird. Diese Reihe ergibt sich als Differenz zu den der Frequenzjitter-Reihe benachbarten Daten, im Schritt der Jitter-Detektion kann unter zusätzlicher Hinzuziehung dieser Reihe des Frequenzjitters von Zyklus zu Zyklus der Jitter des zu vermessenden Signals detektiert werden.

Ferner kann der Taktabschätzungsschritt einen Interpolationsschritt, in welchem eine Interpolation zwischen den Phasendaten zur linearen Momentanphase, die einen vorgegebenen Phasenwert übersteigen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten kommen, und denjenigen Phasendaten zur linearen Momentanphase, die unter einem vorgegebenen Phasenwert liegen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten vorliegen, vorgenommen wird, einen Wertdetektionsschritt, in welchem von den interpolierten Daten zur linearen Momentanphase diejenigen Phasendaten detektiert werden, die einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten liegen, und einem Abschätzungsschritt aufweisen, in welchem der Takt der im Wertdetektionsschritt detektierten Phasendaten in bezug auf die Zeitachse berechnet wird.

Weiterhin kann der Taktabschätzungsschritt einen Interpolationsschritt, in welchem eine Interpolation zwischen den Phasendaten zur Momentanphase, die einen vorgegebenen Phasenwert übersteigen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten kommen, und denjenigen Phasendaten zur Momentanphase, die unter einem vorgegebenen Phasenwert liegen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten vorliegen, vorgenommen wird, einen Wertdetektionsschritt, in welchem von den interpolierten Daten zur Momentanphase diejenigen Phasendaten detektiert werden, die einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten liegen, und einem Abschätzungsschritt aufweisen, in welchem der Takt der im Wertdetektionsschritt detektierten Phasendaten in bezug auf die Zeitachse berechnet wird.

Weiterhin kann der Taktabschätzungsschritt einen Interpolationsschritt, in welchem eine Interpolation zwischen den diskretisierten Signaldaten des zu vermessenden Signals, die über einem vorgegebenen Signalwert liegen und einem vorgegebenen Signalwert am nächsten kommen, und den diskretisierten Signaldaten des zu vermessenden Signals, die unter einem vorgegebenen Signalwert liegen und einem vorgegebenen Signalwert am nächsten kommen, vorgenommen wird, einen Wertdetektionsschritt, in welchem von diesen interpolierten Signaldaten des zu vermessenden Signals diejenigen Signaldaten detektiert werden, die einem vorgegebenen Signalwert am nächsten kommen, und einen Abschätzungsschritt aufweisen, in welchem der Takt der im Wertdetektionsschritt detektierten Signaldaten in bezug auf die Zeitachse berechnet wird.

Die Dateninterpolation im Taktabschätzungsschritt kann sowohl nach dem Verfahren der Polynom-Interpolation als auch nach dem Verfahren der dreidimensionalen Spline-Interpolation vorgenommen werden.

Der Signalkonvertierungsschritt kann einen Bandbegrenzungsschritt, in welchem von dem zu vermessenden Signal nach Wunsch bestimmte Frequenzanteile abgeschnitten werden, und einen Hilbert-Transformationsschritt beinhalten, in welchem von dem in dem Bandbegrenzungsschritt bandbegrenzten zu vermessenden Signal ein Hilbert-Transformationspaar gebildet wird. Außerdem kann der Signalkonvertierungsschritt einen Frequenzbereichskonvertierungsschritt, in welchem das zu vermessende Signal in ein Frequenzbereichssignal umgewandelt wird, einen Bandbegrenzungsschritt, in welchem von dem in ein Frequenzbereichssignal umgewandelten zu vermessenden Signal nach Wunsch bestimmte Frequenzanteile abgeschnitten werden, und einen Zeitbereichskonvertierungsschritt beinhalten, in welchem das durch den Bandbegrenzer bandbegrenzte zu vermessende Signal in ein Zeitbereichssignal umgewandelt wird.

Weiterhin kann der Signalkonvertierungsschritt einen Datenspeicherungsschritt, in welchem das zu vermessende Signal abgespeichert wird, einen Datenauswahlschritt, in welchem im Datenspeicherungsschritt abgelegten Daten seriell ausgelesen werden, einen Fensterfunktionsmultiplikationsschritt, in welchem die im Datenauswahlschritt ausgewählten Daten mit einer definierten Fensterfunktion multipliziert werden, einen Frequenzbereichskonvertierungsschritt, in welchem die mit einer Fensterfunktion multiplizierten Daten in ein Frequenzbereichssignal umwandelt werden, einen Bandbegrenzungsschritt, in welchem von diesem Frequenzbereichssignal nach Wunsch bestimmte Frequenzanteile abgeschnitten werden, einen Zeitbereichskonvertierungsschritt, in welchem die in dem Bandbegrenzungsschritt abgeschnittenen Frequenzanteile in ein in welchem das im Zeitbereichskonvertierungsschritt in ein Zeitbereichssignal umgewandelte Signal mit einer invertierten Fensterfunktion multipliziert wird.

Im Bandbegrenzungsschritt werden dabei vorzugsweise von dem zu vermessenden Signal die Frequenzanteile abgeschnitten, welche die Grundfrequenz des zu vermessenden Signals enthalten.

Der Jitter-Detektionsschritt kann einen Schritt zur Berechnung des Jitter-Spitzenwertes beinhalten, in welchem auf Grundlage der Taktjitter-Reihe der Spitzenwert des Jitters des zu vermessenden Signals berechnet wird. Er kann weiterhin einen Schritt zur Effektivwertbestimmung beinhalten, in welchem auf Grundlage der Takjitter-Reihe der Effektivwert des Jitters des zu vermessenden Signals berechnet wird. Außerdem kann er einen Schritt zur Histogramm-Generierung beinhalten, in welchem auf Grundlage der Taktjitter-Reihe ein Histogramm für das zu vermessende Signal generiert wird.

Nach einer vierten Ausführungsform liefert die Erfindung ein Verfahren zum Messen des Jitters eines zu vermessenden Signals, das dadurch gekennzeichnet ist, daß es die folgenden Schritte beinhaltet:

– einen Signalkonvertierungsschritt, in welchem das zu vermessende Signal in ein komplexes Analysesignal konvertiert wird,
– einen Schritt zur Abschätzung der Momentanphase, in welchem auf Grundlage des vom Signalkonverter konvertierten, komplexen Analysesignals die Momentanphase des zu vermessenden Signals berechnet wird,
– einen Taktabschätzungsschritt, in welchem der Takt berechnet wird, in welchem die von dem Schritt zur Abschätzung der Momentanphase berechnete Momentanphase einen vorgegebenen Phasenwert erreicht,
– einen Schritt zur Abschätzung der Zyklen (Perioden), in welchem auf Grundlage des im Taktabschätzungsschritt berechneten Taktes eine Momentanfrequenzreihe berechnet wird, welche die Frequenz (Periode) der einzelnen Zyklen des zu vermessenden Signals angibt, und
– einen Jitter-Detektionsschritt, in welchem auf Grundlage der Zyklenfrequenzreihe der Jitter des zu vermessenden Signals berechnet wird.

Im Taktabschätzungsschritt reicht es aus, den Nulldurchgangstakt zu berechnen, mit welchem die Momentanphase des zu vermessenden Signals einen Wert von in etwa π/2 + 2nπ oder 3π/2 + 2nπ (n = 0, 1, 2, ...) annimmt. Es kann weiterhin ein Schritt zur Abschätzung des Frequenzjitters "Zyklus-zu-Zyklus" vorgesehen werden, in welchem die Reihe des Frequenzjitters "Zyklus-zu-Zyklus" berechnet wird, die sich als Differenz zu den der Momentanfrequenzreihe benachbarten Daten ergibt. Im Jitter-Detektionsschritt kann dann unter zusätzlicher Hinzuziehung dieser Reihe des Frequenzjitters von Zyklus zu Zyklus der Jitter des zu vermessenden Signals detektiert werden.

Weiterhin kann der Taktabschätzungsschritt einen Interpolationsschritt, in welchem eine Interpolation zwischen den Phasendaten zur Momentanphase, die einen vorgegebenen Phasenwert übersteigen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten kommen, und denjenigen Phasendaten zur Momentanphase, die unter einem vorgegebenen Phasenwert liegen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten vorliegen, vorgenommen wird, einen Wert-Detektionsschritt, in welchem von den interpolierten Daten zur Momentanphase diejenigen Phasendaten detektiert werden, die einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten liegen, und einen Abschätzungsschritt beinhalten, in welchem der Takt der im Wert-Detektionsschritt detektierten Phasendaten in bezug auf die Zeitachse berechnet wird.

Der Taktabschätzungsschritt kann im übrigen so ausgeführt werden, daß die Taktberechnung durch inverse Interpolation mehrerer zu den Momentanphasendaten gehöriger Phasendaten vorgenommen wird.

Der Signalkonvertierungsschritt kann mit einen Bandbegrenzungsschritt, in welchem von dem zu vermessenden Signal nach Wunsch bestimmte Frequenzanteile abgeschnitten werden, und einen Hilbert-Transformationsschritt beinhalten, in welchem von dem im Bandbegrenzungsschritt bandbegrenzten zu vermessenden Signal ein Hilbert-Transformationspaar gebildet wird. Weiterhin kann der Signalkonvertierungsschritt einen Frequenzbereichskonvertierungsschritt, in welchem das zu vermessende Signal in ein Frequenzbereichssignal umgewandelt wird, einen Bandbegrenzungsschritt, in welchem von dem im Frequenzbereichskonvertierungsschritt in ein Frequenzbereichssignal umgewandelten zu vermessenden Signal nach Wunsch bestimmte Frequenzanteile abgeschnitten werden, und einen Zeitbereichskonvertierungsschritt beinhalten, in welchem das im Bandbegrenzungsschritt bandbegrenzte Frequenzbereichssignal in ein Zeitbereichssignal umgewandelt wird.

Es kann darüber hinaus ein Schritt zur Eliminierung amplitudenmodulierter Anteile vorgesehen werden, in welchem solche Signalwerte des zu vermessenden Signals, die über einem vorgegebenen ersten Schwellenwert liegen, durch diesen ersten Schwellenwert ersetzt werden, solche Signalwerte, die unter einem zweiten Schwellenwert liegen, durch diesen zweiten Schwellenwert ersetzt werden und amplitudenmodulierte Anteile des zu vermessenden Signals eliminiert werden.

Der Jitter-Detektionsschritt kann einen Schritt zur Berechnung des Jitter-Spitzenwertes beinhalten, in welchem auf Grundlage der Momentanfrequenzreihe der Spitzenwert des Jitters des zu vermessenden Signals berechnet wird. Er kann weiterhin einen Schritt zur Effektivwertbestimmung beinhalten, in welchem auf Grundlage der Momentanfrequenzreihe der Effektivwert des Jitters des zu vermessenden Signals berechnet wird. Außerdem kann er einen Schritt zur Histogramm-Generierung beinhalten, in welchem auf Grundlage der Momentanfrequenzreihe ein Histogramm für das zu vermessende Signal generiert wird.

Die hier gegebene Zusammenfassung der Erfindung stellt keine Auflistung aller für die Erfindung notwendigen Merkmale dar, vielmehr sind auch Unterkombinationen der oben dargestellten Merkmale Gegenstand der vorliegenden Erfindung.

Einfache Erläuterung der Zeichnungen

1 zeigt beispielsweise den Aufbau einer erfindungsgemäßen Testvorrichtung 100.

2 zeigt beispielsweise den Aufbau einer erfindungsgemäßen Jitter-Meßvorrichtung 200.

3 zeigt beispielsweise den Aufbau eines Taktabschätzungsgliedes 105.

4 zeigt ein weiteres Beispiel für den Aufbau eines Taktabschätzungsgliedes 105.

5 zeigt ein weiteres Beispiel für den Aufbau eines Taktabschätzungsgliedes 105.

6 zeigt ein Beispiel für den Aufbau eines Signalkonverters 101.

7 zeigt ein weiteres Beispiel für den Aufbau eines Signalkonverters 101.

8 zeigt ein weiteres Beispiel für den Aufbau eines Signalkonverters 101.

9 zeigt ein Beispiel für ein zu vermessendes Signal.

10 zeigt ein Beispiel für die Momentanphase eines zu vermessenden Signals.

11 zeigt ein Beispiel für die lineare Momentanphase eines zu vermessenden Signals.

12 zeigt ein Beispiel für eine Taktjitter-Wellenform.

13 zeigt ein Beispiel für ein Taktjitter-Histogramm.

14 zeigt ein Beispiel für eine Frequenzjitter-Wellenform.

15 zeigt ein Beispiel ein Meßergebnis zum Frequenzjitter.

16 zeigt ein Beispiel für mit der Jitter-Meßvorrichtung 200 des hier gegebenen Ausführungsbeispiels erhaltene Meßdaten.

17 zeigt ein Beispiel für die Frequenzjitter-Wellenform Zyklus zu Zyklus.

18 zeigt ein Beispiel für ein Histogramm für eine Frequenzjitter-Wellenform Zyklus zu Zyklus.

19 zeigt ein Beispiel für ein zu vermessendes Signal.

20 zeigt ein Beispiel für ein komplexes Analysesignal.

21 zeigt ein Beispiel für die Phasenfunktion ⌀(t).

22 zeigt ein Beispiel für eine ausgepackte Momentanphasen-Wellenform.

23 zeigt ein Beispiel für ein zu vermessendes Signal.

24 zeigt ein Beispiel für das beidseitige Spektrum eines zu vermessenden Signals.

25 zeigt das Frequenzbereichssignal z(f).

26 zeigt ein Beispiel für ein komplexes Analysesignal.

27 erläutert ein Interpolationsverfahren.

28 erläutert ein inverses lineares Interpolationsverfahren.

29 zeigt ein Beispiel für ein erfindungsgemäßes Jitter-Meßverfahren anhand eines Flußdiagramms.

30 zeigt die Details des Taktabschätzungsschrittes S204 anhand eines Flußdiagramms.

31 zeigt die Details eines weiteren Beispiels für einen Taktabschätzungsschritt S204 anhand eines Flußdiagramms.

32 zeigt die Details eines weiteren Beispiels für einen Taktabschätzungsschritt S204 anhand eines Flußdiagramms.

33 zeigt die Details des Signalkonvertierungsschrittes S201 anhand eines Flußdiagramms.

34 zeigt die Details eines weiteren Beispiels für einen Signalkonvertierungsschritt S201 anhand eines Flußdiagramms.

35 zeigt die Details eines weiteren Beispiels für einen Signalkonvertierungsschritt S201 anhand eines Flußdiagramms.

36 zeigt den Aufbau einer weiteren Jitter-Meßvorrichtung 200.

37 zeigt ein weiteres Beispiel für ein erfindungsgemäßes Jitter-Meßverfahren anhand eines Flußdiagramms.

38 zeigt den Aufbau einer weiteren Jitter-Meßvorrichtung 200.

39 zeigt ein weiteres Beispiel für ein erfindungsgemäßes Jitter-Meßverfahren anhand eines Flußdiagramms.

40 zeigt den Aufbau einer weiteren Jitter-Meßvorrichtung 200.

41 zeigt ein weiteres Beispiel für ein erfindungsgemäßes Jitter-Meßverfahren anhand eines Flußdiagramms.

42 zeigt den Aufbau einer weiteren Jitter-Meßvorrichtung 200.

43 erläutert die Wellenformbegrenzung.

44 zeigt ein weiteres Beispiel für ein erfindungsgemäßes Jitter-Meßverfahren anhand eines Flußdiagramms.

45 zeigt den Aufbau einer weiteren Jitter-Meßvorrichtung 200.

46 zeigt ein Beispiel für die Wellenform einer Momentanfrequenzreihe, wie sie von einem Bauglied zur Frequenzabschätzung 341 ermittelt wurde.

47 zeigt ein weiteres Beispiel für ein erfindungsgemäßes Jitter-Meßverfahren anhand eines Flußdiagramms.

48 zeigt den Aufbau einer weiteren Jitter-Meßvorrichtung 200.

49 zeigt ein weiteres Beispiel für ein erfindungsgemäßes Jitter-Meßverfahren anhand eines Flußdiagramms.

50 zeigt den Aufbau einer weiteren Jitter-Meßvorrichtung 200.

51 zeigt ein weiteres Beispiel für ein erfindungsgemäßes Jitter-Meßverfahren anhand eines Flußdiagramms.

52 zeigt den Aufbau einer weiteren Jitter-Meßvorrichtung 200.

53 zeigt ein weiteres Beispiel für ein erfindungsgemäßes Jitter-Meßverfahren anhand eines Flußdiagramms.

54 erläutert die herkömmliche Jitter-Messung unter Einsatz eines Zeitintervall-Analysators.

55 zeigt die Meßergebnisse eines Zeitintervall-Analysators 12.

56 erläutert die herkömmliche Jitter-Messung unter Einsatz eines digitalen Oszilloskops 14.

57 zeigt den Aufbau eines digitalen Oszilloskops 14.

58 zeigt ein Beispiel für ein zu vermessendes Signal.

59 zeigt ein Beispiel für den Frequenzjitter.

60 zeigt mit einem Zeitintervall-Analysator 12 erhaltene Meßergebnisse.

61 zeigt mit einem digitalen Oszilloskop 14 erhaltene Meßergebnisse.

Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung
Im folgenden wird die Erfindung anhand bevorzugter Ausführungsformen besprochen, ohne den Gegenstand der Erfindung auf die hier besprochenen Ausführungsformen zu beschränken. Außerdem sind die Merkmale der Erfindung keinesfalls auf die Gesamtheit der in den Ausführungsformen besprochenen Merkmalskombinationen beschränkt.
1 zeigt ein Beispiel für eine erfindungsgemäße Testvorrichtung 100. Die Testvorrichtung 100 beurteilt aufgrund eines von dem elektronischen Bauteil 30 ausgegebenen Signals (Ausgabesignal) die Qualität des elektronischen Bauteils 30. Die Testvorrichtung 100 besteht aus einem Mustergenerator 10, einem Wellenformbegrenzer (in der Zeichnung: Wellenformgebung) 20, einer Jitter-Meßvorrichtung 200 und einem Auswertungs- bzw. Beurteilungsbereich 40.
Der Mustergenerator 10 generiert das Testmuster zur Prüfung des elektronischen Bauteils 30. Das von ihm beispielsweise nach Vorgabe eines vom Benutzer erzeugten Testprogramms generierte Testmuster wird an den Wellenformbegrenzer 20 ausgegeben.
In dem Wellenformbegrenzer 20 wird auf Grundlage des eingegangenen Testmusters ein Testsignal erzeugt, das an das elektronische Bauteil 30 ausgegeben wird. Das Testsignal wird dabei auf Grundlage des von Benutzer generierten Testprogramms und des Testmusters mit einem bestimmten Takt an das elektronische Bauteil 30 ausgegeben.
In der Jitter-Meßvorrichtung 200 wird der Jitter des vom elektronischen Bauteil 30 auf Grundlage des Testsignals ausgegebenen Ausgabesignals gemessen. Als Ausgabesignal wird beispielsweise der Output des internen Zeitgebers empfangen und der Jitter dieses internen Zeitgebers gemessen. Die Jitter-Meßvorrichtung 200 kann dabei den Taktjitter des Ausgabesignals, den Frequenzjitter des Ausgabesignals und/oder den Frequenzjitter von Zyklus zu Zyklus des Ausgabesignals messen.
Im Auswertungsbereich 40 erfolgt dann auf Grundlage des von der Jitter-Meßvorrichtung 200 gemessenen Jitters die Beurteilung der Qualität des elektronischen Bauteils 30. Im folgenden wird die Jitter-Meßvorrichtung 200 genauer besprochen.
2 zeigt ein Beispiel für den Aufbau einer Jitter-Meßvorrichtung 200. Die Jitter-Meßvorrichtung 200 besteht aus einem Signalkonverter 101, einem Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase 102 (in der Zeichnung: Berechnung der Momentanphase), einem Bauglied zur Abschätzung der linearen Momentanphase 103 (in der Zeichnung: Berechnung der linearen Momentanphase), einem Schalter 104, einem Taktabschätzungsbauglied 105 (in der Zeichnung: Timing-Abschätzung), einem Bauglied zur Taktjitterabschätzung 106 (in der Zeichnung: Timing-Jitter-Abschätzung) und einem Jitter-Detektor 107.
Der Signalkonverter 101 empfängt das zu vermessende Signal und läßt von diesem selektiv zuvor definierte Frequenzanteile durch. Dabei wandelt der Signalkonverter 101 die definierten Frequenzanteile des zu vermessenden Signals in ein komplexes Signal um. Das vom Signalkonverter 101 ausgegebene komplexe Signal besteht beispielsweise aus einem sich aus dem zu vermessenden Signal ergebenden reellen Anteil und einem imaginären Anteil, der sich aus einer Phasenverzögerung des zu vermessenden Signals um 90° ergibt.
Das Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase 102 schätzt auf Grundlage des vom Signalkonverter 101 eingegebenen komplexen Analysesignals die Momentanphase des zu vermessenden Signals ab. Das Mittel zur Abschätzung der Momentanphase 102 kann die Momentanphase ⌀(t) des zu vermessenden Signals beispielsweise auf Grundlage der folgenden Gleichung berechnen, worin x(t) den reellen und x'(t) den imaginären Anteil des komplexen Analysesignals bezeichnen. ⌀(t) = tan–1 (x'(t)/x(t))
Das Bauglied zur Abschätzung der linearen Momentanphase 103 ermittelt aus der vom Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase 102 in bezug auf die Momentanphasendaten ausgegebenen linearen Näherungswellenform lineare Momentanphase des zu vermessenden Signals. Diese Abschätzung bzw. Berechnung durch das Bauglied zur Abschätzung der linearen Momentanphase 103 kann dabei durch Ermitteln der Geraden kleinster Quadrate in bezug auf die Momentanphasendaten erfolgen.
Durch den Schalter 104 wird eine Auswahl zwischen dem vom Signalkonverter 101 ausgegebenen reellen Anteil des komplexen Analysesignals, der vom Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase 102 ausgegebenen Momentanphase und der vom Bauglied zur Abschätzung der linearen Momentanphase 103 ausgegebenen linearen Momentanphase getroffen und die ausgewählten Daten werden dann an das Taktabschätzungsbauglied 105 ausgegeben.
Das Taktabschätzungsbauglied 105 schätzt auf Grundlage der Ausgabe von Schalter 104 (reeller Anteil des Analysesignals, Momentanphase oder lineare Momentanphase) den Takt ab, mit welchem das zu vermessende Signal einen definierten Wert annimmt. In dem hier besprochenen Beispiel schätzt das Taktabschätzungsbauglied 105 den Nulldurchgangstakt ab, mit dem das zu vermessende Signal einen Wert von in etwa 0 annimmt. Die Taktabschätzung durch das Taktabschätzungsbauglied 105 kann mittels Interpolation oder inverser Interpolation erfolgen.
Das Bauglied zur Taktjitterabschätzung 106 berechnet die Differenz zwischen Momentanphase und linearer Momentanphase des zu vermessenden Signals in dem vom Taktabschätzungsbauglied 105 abgeschätzten Takt. Auf Grundlage der für mehrere Einzeltakte ermittelten Differenzen zwischen Momentanphase und linearer Momentanphase des zu vermessenden Signals ermittelt es eine Taktjitter-Reihe. Falls das zu vermessende Signal einen Jitter zeigt (d.h. Schwankungen aufweist), ergibt sich bei den Differenzen zwischen Momentanphase und linearer Momentanphase des zu vermessenden Signals für die jeweiligen Einzeltakte eine Streuung, die Daten der Taktjitter-Reihe zeigen daher ebenfalls eine Streuung.
Der Jitter-Detektor 107 berechnet auf Grundlage der Taktjitter-Reihe den Jitter des zu vermessenden Signals. Konkret wird der Jitter des zu vermessenden Signals durch den Jitter-Detektor 107 auf Grundlage der Datenstreuung bei den Taktjitter-Reihen ermittelt. Der Jitter-Detektor 107 kann mit einem Bereich zur Spitzenwertberechnung 108, einem Bereich zur Effektivwertberechnung 109 und einem Bereich zur Histogramm-Generierung 110 ausgeführt werden. Im Bereich zur Spitzenwertberechnung 108 wird die Differenz zwischen dem Maximal- und dem Minimalwert der Taktjitter-Reihe berechnet, im Bereich zur Effektivwertberechnung 109 wird der Effektivwert (root mean square value) der Taktjitter-Reihe berechnet und im Bereich zur Histogramm-Generierung 110 werden Histogramme zum Jitter des zu vermessenden Signals generiert. Der Jitter-Detektor 107 kann dabei so ausgeführt werden, daß er einen oder mehrere aus den vorgenannten Bereichen (Bereich zur Spitzenwertberechnung 108, Bereich zur Effektivwertberechnung 109, Bereich zur Histogramm-Generierung 110) aufweist.
3 zeigt ein Beispiel für den Aufbau eines Taktabschätzungsbauglied 105. In dem hier besprochenen Beispiel empfängt das Taktabschätzungsbauglied 105 die lineare Momentanphase und schätzt auf Grundlage dieser linearen Momentanphase den Takt ab, in welchem das zu vermessende Signal eine definierte Phase aufweist. Das Taktabschätzungsbauglied 105 weist einen Interpolator 151, einen Wertdetektor 152 und einen Abschätzungsbereich 153 auf.
Der Interpolator 151 führt eine Interpolation von Daten zur linearen Momentanphase, die vom Bauglied zur Abschätzung der linearen Momentanphase 103 ermittelt wurden und in der Nähe eines vorgegebenen Wertes liegen. In dem hier besprochenen Beispiel nimmt der Interpolator 151 eine Interpolation zwischen den Daten zur linearen Momentanphase vor, die in Nähe von π/2 + 2nπ und/oder 3π/2 + 2nπ (n = 0, 1, 2, ...) liegen. Dem Interpolator 151 werden die vorgegebenen Werte und ein definierter Bereich zugewiesen, um von diesem vorgegebenen Wert ausgehend in bestimmten Abständen eine Interpolation zwischen den Daten zur linearen Momentanphase innerhalb des zugewiesenen definierten Bereich vorzunehmen. Die Interpolation durch den Interpolator 151 zwischen den Daten zur linearen Momentanphase kann sowohl nach dem Verfahren der Polynom-Interpolation (siehe weiter unten) als auch nach dem ebenfalls weiter unten besprochenen Verfahren der dreidimensionalen Spline-Interpolation vorgenommen werden. Ein weiteres mögliches Verfahren zur Interpolation zwischen den linearen Momentanphasendaten ist die lineare Interpolation, außerdem kann die Interpolation auch auf Grundlage anderer Interpolationsverfahren durchgeführt werden. Die Interpolation der linearen Momentanphasendaten durch den Interpolator 151 erfolgt vorzugsweise mit ausreichender Genauigkeit.
Der Wertdetektor 152 dient dazu, von den interpolierten linearen Momentanphasendaten diejenigen zu erkennen, die dem vorgegebenen Wert am nächsten liegen.
In dem Abschätzungsbereich 153 erfolgt die Abschätzung des Zeittaktes der vom Wertdetektor 152 erkannten linearen Momentanphasendaten.
4 zeigt ein weiteres Beispiel für den Aufbau eines Taktabschätzungsgliedes 105. In diesem Beispiel empfängt das Taktabschätzungsglied 105 die Momentanphase, und schätzt auf deren Grundlage den Taktabschätzungsglied ab, mit welchem das zu vermessende Signal eine bestimmte Phase aufweist. Das hier besprochene Taktabschätzungsglied 105 entspricht in Funktionalität und Aufbau dem anhand 3 besprochenen Taktabschätzungsglied 105.
Der Interpolator 161 führt eine Interpolation von Daten zur Momentanphase, die vom Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase 102 (s. 2) ermittelt wurden und in der Nähe eines vorgegebenen Wertes liegen. In dem hier besprochenen Beispiel nimmt der Interpolator 161 eine Interpolation zwischen den Daten zur linearen Momentanphase, die in Nähe von π/2 + 2nπ und/oder 3π/2 + 2nπ (n = 0, 1, 2, ...) liegen. Der Interpolator 161 nimmt die Interpolation nach demselben Interpolationsverfahren vor, wie es in Zusammenhang mit dem Interpolator 151 in 3 besprochen wurde.
Der Wertdetektor 152 dient dazu, von den interpolierten Momentanphasendaten diejenigen zu erkennen, die dem vorgegebenen Wert am nächsten liegen.
In dem Abschätzungsbereich 153 erfolgt die Abschätzung des Zeittaktes der vom Wertdetektor 152 erkannten Momentanphasendaten.
5 zeigt ein weiteres Beispiel für den Aufbau eines Taktabschätzungsgliedes 105. Das Taktabschätzungsglied 105 nimmt in diesem Beispiel das komplexe Analysesignal auf und schätzt auf Grundlage des komplexen Analysesignals den Takt ab, mit welchem das zu vermessende Signal einen bestimmten Wert annimmt. Das hier besprochene Taktabschätzungsglied 105 entspricht in Funktionalität und Aufbau dem anhand 3 besprochenen Taktabschätzungsglied 105.
Der Interpolator 171 führt eine Interpolation der Daten in bezug auf den reellen Anteil des vom Signalkonverter 101 (s. 2) ausgegebenen komplexen Analysesignals, die in der Nähe eines vorgegebenen Wertes liegen. In dem hier besprochenen Beispiel nimmt der Interpolator 171 eine Interpolation zwischen den Daten in bezug auf den reellen Anteil des Analysesignals vor, die in Nähe des Nulldurchgangs liegen. Der Interpolator 171 nimmt die Interpolation nach demselben Interpolationsverfahren vor, wie es in Zusammenhang mit dem Interpolator 151 in 3 besprochen wurde.
Der Wertdetektor 152 dient dazu, von den interpolierten reellen Anteilen des komplexen Analysesignals diejenigen zu erkennen, die dem vorgegebenen Wert am nächsten liegen.
In dem Abschätzungsbereich 153 erfolgt die Abschätzung des Zeittaktes der vom Wertdetektor 152 erkannten Daten.
6 zeigt ein Beispiel für den Aufbau eines Signalkonverters 101. Mit dem Signalkonverter 101 wird das zu vermessende Signal in ein komplexes Analysesignal umgewandelt. Der Signalkonverter 101 besteht aus einem Frequenzbereichskonverter 181, einem Bandbegrenzer 182 und einem Zeitbereichskonverter 183.
Der Frequenzbereichskonverter 181 wandelt das zu vermessende Signal in ein Frequenzbereichssignal um. Die Konvertierung des zu vermessenden Signals durch den Frequenzbereichskonverter 181 erfolgt dabei in ein beidseitiges Spektrumsignal, das aus einem positiven und einem negativen Frequenzspektrum besteht. Die Umwandlung des zu vermessenden Signals in ein Frequenzbereichssignal kann beispielsweise durch eine Fourier-Transformation erfolgen. Der Frequenzbereichskonverter 181 verfügt vorzugsweise über ein Mittel zur Fourier-Transformation des zu vermessenden Signals.
Der Bandbegrenzer 182 läßt selektiv bestimmte Frequenzanteile des in ein Frequenzbereichssignal umgewandelten zu vermessenden Signals durch. Der in diesem Beispiel behandelte Bandbegrenzer 182 gibt selektiv die Frequenzanteile des zu vermessenden Signals in Nähe von dessen Grundfrequenz aus. D.h. konkret, daß der Bandbegrenzer 182 die negativen Frequenzanteile des in ein Frequenzbereichssignal umgewandelten zu vermessenden Signals auf 0 setzt und ein einseitiges Spektrumssignal erzeugt. Der Bandbegrenzer 182 generiert weiterhin in bezug auf dieses einseitige Spektrumssignal ein Signal, bei welchem die Frequenzanteile außerhalb der Grundfrequenz des zu vermessenden Signals auf 0 gesetzt sind, und gibt dieses Signal aus. Alternativ kann der Bandbegrenzer 182 zunächst eine Bandbegrenzung des Frequenzbereichssignals vornehmen, durch welche die Frequenzanteile in Nähe der Grundfrequenz erhalten bleiben und die übrigen Frequenzanteile auf 0 gesetzt werden, und anschließend ein Signal generieren und ausgeben, bei welchem die negativen Frequenzanteile des beidseitigen Spektrums auf 0 gesetzt sind. Der Bandbegrenzer 182 kann im übrigen als Analogfilter oder Digitalfilter ausgeführt sein oder auch eine digitale Signalverarbeitung, etwa in Gestalt einer FFT, nutzen.
Der Zeitbereichskonverter 183 wandelt die vom Bandbegrenzer 182 ausgegebenen Frequenzanteile in ein Zeitbereichssignal um. Die Umwandlung dieser Frequenzanteile mittels des Zeitbereichskonverters 183 kann dabei beispielsweise durch inverse Fourier-Transformation erfolgen. Der Zeitbereichskonverter 183 verfügt vorzugsweise über ein Mittel zur inversen Fourier-Transformation der o.g. Frequenzanteile. Der Signalkonverter 101 gibt das durch den Zeitbereichskonverter 183 transformierte Signal als komplexes Analysesignal aus.
7 zeigt ein weiteres Beispiel für den Aufbau eines Signalkonverters 101. Der Signalkonverter 101 besteht aus einem Bandbegrenzer 191 und einem Hilbert-Transformator 192.
Der Bandbegrenzer 191 ist in seiner Funktionalität dem in Zusammenhang mit 6 besprochenen Bandbegrenzer 182 identisch oder nahezu gleich. Der Bandbegrenzer 191 schneidet von dem zu vermessenden Signal die Frequenzanteile in Nähe von dessen Grundfrequenz ab.
Der Hilbert-Transformator 192 empfängt das vom Bandbegrenzer 191 ausgegebene Signal und führt auf Grundlage dieser Eingabe eine Hilbert-Transformation durch, d.h. er bildet in bezug auf dieses ausgegebene Signal ein Hilbert-Transformationspaar.
Der Signalkonverter 101 gibt das Ausgabesignal des Bandbegrenzers 191 als reellen Anteil des komplexen Analysesignals und das vom Hilbert-Transformator 192 gebildete Hilbert-Transformationspaar als imaginären Anteil des komplexen Analysesignals aus.
8 zeigt ein weiteres Beispiel für den Aufbau eines Signalkonverters 101. Dieser Signalkonverter 101 besteht aus einem Pufferspeicher 201, einem Datenauswahlbauglied 202, einem Fensterfunktionsmultiplikator 203, einem Frequenzbereichskonverter 204, einem Bandbegrenzer 205, einem Zeitbereichskonverter 206 und einem Amplitudenkorrektor 207.
Der Pufferspeicher 201 dient zur Ablage des zu vermessenden Signals. Das Datenauswahlbauglied 202 liest die im Pufferspeicher 201 abgelegten Daten seriell aus, wobei es vorzugsweise zuvor ausgelesene Daten und Daten, die damit zumindest teilweise überdecken, wiederholt ausliest. Das Datenauswahlbauglied 202 kann beispielsweise so ausgeführt sein, daß es die Daten von 4 Perioden des zu vermessenden Signals so ausliest, daß sich die Daten von einer Periode mit den vorhergehenden Daten überdecken. Das Auslesen der Daten aus dem Pufferspeicher 201 durch das Datenauswahlbauglied 202 kann dabei solange erfolgen, bis alle Daten aus dem Pufferspeicher 201 ausgelesen sind.
Der Fensterfunktionsmultiplikator 203 multipliziert die seriell vom Datenauswahlbauglied 202 ausgelesenen Daten seriell mit einer vorgegebenen Fensterfunktion. Die seriell mit der Fensterfunktion multiplizierten Daten werden vom Fensterfunktionsmultiplikator 203 als zu vermessendes Signal an den Frequenzbereichskonverter 204 ausgegeben.
Der Frequenzbereichskonverter 204, der Bandbegrenzer 205 und der Zeitbereichskonverter 206 sind in Funktionalität und Aufbau dem in Zusammenhang mit 6 besprochenen Frequenzbereichskonverter 181, dem Bandbegrenzer 182 bzw. dem Zeitbereichskonverter 183 identisch oder nahezu gleich. Mit dem Frequenzbereichskonverter 204, dem Bandbegrenzer 205 und dem Zeitbereichskonverter 206 werden die seriell zugeführten zu vermessenden Signale in serieller Weise den gleichen Operationen unterzogen, wie sie weiter oben besprochen sind.
Der Amplitudenkorrektor 207 multipliziert in serieller Weise die vom Zeitbereichskonverter 206 seriell in Zeitbereichssignale umgewandelten Signale mit einer invertierten Fensterfunktion. Beispielsweise wird die Amplitudenkorrektur der mit der Fensterfunktion multiplizierten Signale durch den Amplitudenkorrektor 207 so vorgenommen, daß deren auf der Zeitachse im mittleren Bereich liegender Anteil sich an zuvor mit dem Umkehrwert der Fensterfunktion multiplizierte Signale anschließt. Durch den in dem hier gegebenen Beispiel besprochenen Signalkonverter 101 ist auch bei einem hohen Datenaufkommen für das zu vermessende Signal eine Bandbegrenzung mit hoher Effizienz möglich.
9 zeigt ein Beispiel für ein zu vermessendes Signal. Im folgenden wird das Jitter-Meßverfahren mit der in diesem Beispiel behandelten Jitter-Meßvorrichtung 200 für das in 9 gezeigte Signal besprochen.
Wenn das zu vermessende Signal ein Zeitgebersignal ohne Jitter ist, hat es die Form einer Rechteckwelle (square wave) mit einer Grundfrequenz f₀. Durch Fourier-Analyse kann dieses zu vermessende Signal in aus den Frequenzen f₀, 3f₀, 5f₀, ... bestehenden Hochfrequenzen zerlegt werden. Der Jitter des zu vermessenden Signals entspricht der Fluktuation der Grundfrequenz des zu vermessenden Signals. Durch die mit der in diesem Beispiel behandelten Jitter-Meßvorrichtung 200 durchgeführten Jitter-Analyse erfolgt die Jitter-Detektion mit hoher Effizienz, da die Verarbeitung nur mit den Signalanteilen in Nähe der Grundfrequenz des zu vermessenden Signals erfolgt.
Wenn das zu vermessende Signal Jitter aufweist, läßt sich der Anteil der Grundsinuswelle A cos (⌀(t)) mit folgender Gleichung (1) erfassen: A cos (⌀(t)) = A cos (2π f0 t + θ – Δ⌀(t)) (1)

A:: Amplitude,
f₀:: Grundfrequenz

Das bedeutet, daß sich die Momentanphasenfunktion ⌀(t) des zu vermessenden Signals als Summe des die Grundfrequenz f₀ beinhaltenden linearen Momentanphasenanteils 2π f₀ t, des Initialphasenanteils θ (in diesem Beispiel ist θ = 0) und des phasenmodulierten Anteils Δ⌀(t) darstellen läßt.
Wenn der phasenmodulierte Anteil Δ⌀(t) gleich 0 ist, entspricht der Takt, mit welchem der Aufschwung oder der Abschwung des zu vermessenden Signals einen definierten Wert annimmt, genau einem Abstand mit konstanter Frequenz T₀. Im folgenden sei dieser definierte Wert gleich 0, d.h. der Takt sei der Nulldurchgangstakt. Wenn der phasenmodulierte Anteil Δ⌀(t) ungleich 0 ist, nehmen die Intervalle der Nulldurchgänge des Aufschwung des zu vermessenden Signals keine konstante Frequenz an. Mit anderen Worten zeigt Δ⌀(nT) die zeitliche Schwankung der Nulldurchgänge und somit den Taktjitter an. Der Frequenzjitter entspricht der Differenz zum Taktjitter der Nulldurchgänge einander benachbarter Aufschwünge. Der Frequenzjitter von Zyklus zu Zyklus stellt die Fluktuation zwischen einander benachbarten Zyklen dar und kann als Differenz zu den benachbarten Frequenzjitterwerten ermittelt werden.
Der Taktjitter, der Frequenzjitter und der Frequenzjitter von Zyklus zu Zyklus des zu vermessenden Signals können daher durch Abschätzung der Momentanphase ⌀(t) des zu vermessenden Signals und Ermitteln der Differenz der Momentanphase beim Nulldurchgang zur linearen Phase 2π f₀ t + θ (diese entspricht der Phasenwellenform eines idealen, Jitter-freien signals) berechnet werden.
Weiterhin können Meßfehler in bezug auf den Taktjitter, den Frequenzjitter und den Frequenzjitter von Zyklus zu Zyklus durch die mit einem nur geringen Fehler behaftete Abschätzung des Nulldurchgangstaktes mittels Interpolation minimiert werden.
So kann die Jitter-Meßvorrichtung 200 (s. 2) zum Beispiel, wenn sie das in 9 gezeigte zu vermessende Signal x(t) empfangen hat, die Momentanphase ⌀(t) des Signals x(t) abschätzen. Hierzu wird das Signal x(t) zunächst im Signalkonvertierungsbereich 101 (s. 2) in ein komplexes Analysesignal umgewandelt. Das Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase 102 (s. 2) nimmt dann die Abschätzung der Momentanphase ⌀(t) auf Grundlage des komplexen Analysesignals vor.
10 zeigt ein Beispiel für eine vom Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase 102 ermittelte Momentanphasenwellenform ⌀(t). Die Wellenform der Momentanphase 102 wird nach dem oben geschilderten Verfahren ermittelt.
Anschließend nimmt das Bauglied zur Abschätzung der linearen Momentanphase 103 (s. 2) einen linearen Abgleich der Momentanphasenwellenformdaten auf Grundlage der Methode kleinster Quadrate vor, um aus den Momentanphasenwellenformdaten die lineare Momentanphase ⌀_linear(t) zu ermitteln. Wie bereits oben erläutert, entspricht diese lineare Momentanphase ⌀_linear(t) der Momentanphasenwellenform eines idealen Jitter-freien Signals.
11 zeigt ein Beispiel für die lineare Momentanphase ⌀_linear(t). Im Bereich der Taktabschätzung 105 (s. 2) wird dann unter Einsatz von Interpolation, inverser Interpolation oder anderer Interpolationsverfahren der Nulldurchgangstakt abgeschätzt, mit welchem die lineare Momentanphase ⌀_linear(t) des zu vermessenden Signals x(t) einen Wert von π/2 + 2nπ oder 3π/2 + 2nπ (n = 0, 1, 2, ...) annimmt. Das Bauglied zur Taktjitterabschätzung 106 berechnet dann die Differenz der Momentanphase zur linearen Phase im Nulldurchgangstakt, d.h. hier erfolgt die Berechnung des Taktjitters Δ⌀[n] (= Δ⌀(nT)).
Der Punkt, an dem die lineare Momentanphase den Wert π/2 + 2nπ annimmt, korreliert mit dem Nulldurchgang des Abschwung des zu vermessenden Signals, der Punkt, an dem sie den Wert 3π/2 + 2nπ annimmt, korreliert mit dem Nulldurchgang des Aufschwungs des zu vermessenden Signals.
12 zeigt ein Beispiel für eine Wellenform des Taktjitters Δ⌀[n]. Zum Abschluß berechnet der Jitter-Detektor 107 auf Grundlage der Datenreihe für den Taktjitter Δ⌀[n] den Effektivwert und den Spitze-zu-Spitze-Wert des Taktjitters. Der Effektivwert des Taktjitters Δ⌀_RMS ist gleich dem quadratischen Mittelwert des Taktjitters Δ⌀[n] und wird nach folgender Gleichung ermittelt: Δ⌀RMS = √((1/N) Σk=1 NΔ⌀2[k]) (2)

N: = Anzahl der gemessenen Taktjitterdaten

Der Spitze-zu-Spitze-Wert des Taktjitters Δ⌀_PP ist die Differenz zwischen Maximum und Minimum des Taktjitters Δ⌀[n] und wird gemäß folgender Gleichung berechnet: Δ⌀PP = maxk(Δ⌀[k]) – mink(Δ⌀[k]) (3)
13 zeigt ein Beispiel für ein Taktjitter-Histogramm. Dieses Histogramm wird im Bereich der Histogramm-Generierung 110 (s. 2) gebildet.
Die in diesem Beispiel besprochene Jitter-Meßvorrichtung 200 kann gleichzeitig den Frequenzjitter des zu vermessenden Signals messen. Mit dem Begriff Frequenzjitter J wird die relative Fluktuation der Frequenz T zur Grundfrequenz T₀ bezeichnet; bei dem Frequenzjitter J handelt es sich um die Differenz zwischen den Taktjitterwerten für zwei einander benachbarte Nulldurchgänge, er berechnet sich nach folgender Gleichung: J[k] = T[k] – T0 = Δ⌀[k + 1] – Δ⌀[k] (4)
Die Frequenz, mit denen der Frequenzjitter ermittelt wird, kann m Zyklen (m = 0,5, 1, 2, 3, ...) betragen. So kann beispielsweise mit m = 0,5 Zyklen die Differenz zwischen den Taktjitter-Werten beim Nulldurchgang des Aufschwungs (oder Abschwungs) und beim Nulldurchgang des darauffolgenden Abschwungs (oder Aufschwungs) oder, mit m = 2 Zyklen, die Differenz zwischen den Taktjitter-Werten beim Nulldurchgang des Aufschwungs (oder Abschwungs) und beim Nulldurchgang des übernächsten Aufschwungs (oder Abschwungs) ermittelt werden.
14 zeigt ein Beispiel für eine mit m = 1 Zyklus ermittelte Wellenform des Frequenzjitters J[n]. Durch Berechnung des quadratischen Mittels und der Differenz zwischen dem Maximum und dem Minimum der wie besprochen gemessenen Daten des Frequenzjitters können außerdem, nach Gleichung (5) bzw. (6), der Effektivwert J_RMS und der Spitze-zu-Spitze-Wert J_PP des Frequenzjitters berechnet werden. JRMS = √((1/M) Σk=1 MJ2[k]) (5) JPP = maxk(J[k]) – mink(J[k]) (6)

M: = Anzahl der gemessenen Frequenzjitterdaten

15 zeigt ein Beispiel für ein Meßergebnis zum Frequenzjitter, wobei 15(a) ein mit einem herkömmlichen Zeitintervall-Analysator gemessenes Histogramm, 15(b) ein auf Grundlage des Δ⌀-Verfahrens gemessenes Histogramm und 15(c) ein mittels der in diesem Beispiel behandelten Jitter-Meßvorrichtung 200 gemessenes Histogramm zeigt. Die in diesem Beispiel behandelte Jitter-Meßvorrichtung 200 ermöglicht eine Detektion des Frequenzjitters des zu vermessenden Signals mit guter Genauigkeit.
16 zeigt ein Beispiel für Effektivwerte und Spitze-zu-Spitze-Werte des Frequenzjitters, die mit der erfindungsgemäßen Jitter-Meßvorrichtung 200 bzw. nach herkömmlichen Jitter-Meßverfahren ermittelt wurden.
Die hier beobachteten Spitze-zu-Spitze-Werte J_PP des Frequenzjitters sind nahezu proportional zur Quadratwurzel des Logarithmus der Messungsanzahl (Anzahl der Nulldurchgänge). Bei etwa 5000 Ereignissen (events) ist 45 ps der korrekte Wert für J_PP. Die in 16 dargestellte Streuung der J_PP-Werte wurde in bezug auf diesen korrekten Wert von 45 ps ermittelt. Im Vergleich zu den mit einem Zeitintervall-Analysator ermittelten Werten zeigen die erfindungsgemäß ermittelten Werte in 16 eine Abweichung von –3,1% (J_RMS) bzw. +1,0% (J_PP), die erfindungsgemäße Jitter-Meßvorrichtung liefert somit diese Werte mit guter Genauigkeit. Die erfindungsgemäße Jitter-Meßvorrichtung 200 liefert somit Jitter-Meßwerte, die mit den nach dem herkömmlichen Meßverfahren unter Einsatz eines Zeitintervall-Analysators, das korrekte Meßwerte liefert, kompatibel sind.
Die hier behandelte Jitter-Meßvorrichtung 200 kann außerdem gleichzeitig den Frequenzjitter von Zyklus zu Zyklus messen. Bei diesem Frequenzjitter von Zyklus zu Zyklus handelt es sich um die Frequenzfluktuation zwischen kontinuierlichen Zyklen. Der Frequenzjitter von Zyklus zu Zyklus J_CC kann durch die folgende Gleichung erfaßt werden: JCC[k] = T[k + 1] – T[k] = (T0 + J[k + 1]) – (T0 + J[k]) = J[k + 1] – J[k] (7)
Daher können durch Ermitteln der Differenzen zwischen den wie oben besprochen gemessenen Frequenzjitterdaten und Berechnen des quadratischen Mittels sowie der Differenz zwischen dem Maximum und dem Minimum dieser Daten gemäß der folgenden Gleichungen (8) bzw. (9) der Effektivwert J_CC,RMS und der Spitze-zu-Spitze-Wert J_CC,PP des Frequenzjitters von Zyklus zu Zyklus ermittelt werden. JCC,RMS = √((1/L) Σk=1 LJ2 CC[k]) (8) JCC,PP = maxk(JCC[k]) – mink(JCC[k]) (9)

L: = Anzahl der gemessenen Frequenzjitterdaten von Zyklus zu Zyklus

17 zeigt ein Beispiel für die Wellenform des Frequenzjitters von Zyklus zu Zyklus J_CC[n] und 18 ein Beispiel für ein entsprechendes Histogramm. Die erfindungsgemäße Jitter-Meßvorrichtung 200 kann den Nulldurchgangstakt nicht nur, wie oben beschrieben, durch Interpolieren der Daten für die lineare Momentanphase, sondern den Nulldurchgangstakt außerdem durch Interpolieren der Momentanphasendaten oder durch Interpolieren der dem mit dem wirklichen Signal korrelierenden, reellen Anteil des Analysesignals entsprechenden Daten abschätzen.
Die erfindungsgemäße Jitter-Meßvorrichtung 200 kann außerdem so ausgeführt werden, daß durch ein Mittel zur Wellenformbegrenzung (waveform clipper) der Anteil der Amplitudenmodulation (AM-Anteil) des zu vermessenden Signals eliminiert wird. Der Frequenzjitter kann dann allein auf Grundlage des Anteils der Phasenmodulation (PM-Anteil) mit hoher Genauigkeit abgeschätzt werden. Im folgenden wird die Bildung des komplexen Analysesignals durch Hilbert-Transformation besprochen.
19 zeigt ein Beispiel für ein zu vermessendes Signal. Das aus dem zu vermessenden Signal x(t) gebildete komplexe Analysesignal z(t) ist durch folgende Gleichung definiert: z(t) ≡ x(t) + jx'(t) (10)

j: = imaginäre Einheit. Der imaginäre Anteil x'(t) des komplexen Signals z(t) ergibt sich durch Hilbert-Transformation des reellen Anteils x(t).

Die Hilbert-Transformation der Zeitfunktion x(t) ist durch folgende Gleichung definiert:
Bei x'(t) handelt es sich um eine Faltung der Funktion x(t) und von (1/πf), d.h. die Hilbert-Transformation ist äquivalent der Ausgabe des zu vermessenden Signals durch einen das Gesamtband durchlassenden Filter. Die Ausgabe x'(t) des das Gesamtband durchlassenden Filters läßt hier die Größe des Spektrumsanteils des zu vermessenden Signals x(t) unverändert, die Phase des Signals wird jedoch um π/2 verschoben.
Das Analysesignal und die Hilbert-Transformation werden beispielsweise in A. Papoulis, Probability, Random Variables, and Stochastic Processes, zweite Auflage, McGraw-Hill Book Company, 1984, besprochen.
Die Wellenform der Momentanphase ⌀(t) des zu vermessenden Signals x(t) wird ausgehend vom komplexen Analysesignal z(t) gemäß folgender Gleichung ermittelt: ϕ(.).tan–1 [.'(.)..(.). (12)
Im folgenden wird der Algorithmus beschrieben, mit welchem in dem in Zusammenhang mit 7 besprochenen Signalkonverter 101 unter Verwendung der Hilbert-Transformation die Momentanphase abgeschätzt wird. Zunächst gibt der Bandbegrenzer 191 (s. 7) die Frequenzanteile in Nähe der Grundfrequenz des zu vermessenden Signals x(t) aus. Der Hilbert-Transformator 192 (s. 7) wendet dann zur Ermittlung des imaginären Anteils x'(t) des Analysesignals die anhand der Gleichungen (10) bis (12) besprochene Hilbert-Transformation an. Der Signalkonverter 101 gibt dann das durch den Bandbegrenzer 191 ausgegebene bandbegrenzte Signal x(t) als reellen Anteil und die vom Hilbert-Transformator 192 ausgegebene Hilbert-Transformation des bandbegrenzten Signals x(t) als imaginären Anteil des komplexen Analysesignals aus.
20 zeigt ein Beispiel für ein komplexes Analysesignal. In 20 wird der reelle Anteil x(t) des komplexen Analysesignals mit einer durchgezogenen Kurve und der imaginäre Anteil x'(t) mit einer unterbrochenen Kurve dargestellt. Darauffolgend ermittelt das Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase 102 (s. 2) auf Grundlage des komplexen Analysesignals z(t) unter Anwendung der Gleichung (12) die Momentanphasenfunktion ⌀(t). ⌀(t) wird hier in Gestalt der Phasenhauptwerte in einem Bereich von –π bis +π ausgedrückt und weist einen in diesem Bereich veränderlichen unstetigen Punkt auf.
21 zeigt ein Beispiel für die Momentanphasenfunktion ⌀(t). Zum Abschluß packt das Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase 102 die unstetige Momentanphasenfunktion ⌀(t) aus, d.h. das Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase 102 addiert zur Momentanphasenfunktion ⌀(t) in geeigneter Weise ein ganzzahliges Vielfaches von 2π, um die Unstetigkeit der Funktion ⌀(t) aufzuheben und eine stetige Momentanphasenfunktion ⌀(t) zu erhalten.
22 zeigt die ausgepackte Momentanphasenfunktion ⌀(t). Das Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase 102 gibt eine ausgepackte Momentanphasenfunktion ⌀(t) in der in 22 gezeigten Art aus. Die Umwandlung des zu vermessenden Signals in ein komplexes Analysesignal kann auch durch eine digitale Signalverarbeitung, etwa in Gestalt einer schnellen Fourier-Transformation (FFT), vorgenommen werden. Im folgenden wird die Bildung des komplexen Analysesignals durch Fourier-Transformation unter Einsatz des in Zusammenhang mit 6 besprochenen Signalkonverters 101 erläutert.
23 zeigt ein Beispiel für ein zu vermessendes Signal. Das in 23 gezeigte zu vermessende Signal weist eine diskretisierte Datenreihe auf. Der Frequenzbereichskonverter 181 (s. 6) wendet eine FFT auf das zu vermessende Signal x(t) an, wodurch ein beidseitiges Spektrum X(f) des zu vermessenden Signals erhalten wird.
24 zeigt ein Beispiel für ein beidseitiges Spektrum eines zu vermessenden Signals. Der Bandbegrenzer 182 läßt solche Daten der positiven Frequenzanteile des Spektrums X(f) in Nähe der Grundfrequenz von 400 MHz stehen und setzt die übrigen Daten gleich 0. Dann multipliziert er die positiven Frequenzanteile mit 2. Diese im Frequenzbereich vorgenommene Operation korreliert mit der Umwandlung des zu vermessenden Signals in ein komplexes Analysesignal durch Bandbegrenzung im Zeitbereich.
25 zeigt das Frequenzbereichssignal Z(f). Zum Abschluß kann durch den Zeitbereichskonverter 183 auf das Frequenzbereichssignal Z(f) eine inverse FFT angewandt werden, um ein bandbegrenztes komplexes Analysesignal z(t) zu erhalten.
26 zeigt ein Beispiel für ein bandbegrenztes komplexes Analysesignal z(t). Die Umwandlung in komplexe Analysesignale durch FFT wird beispielsweise in J.S. Bendat and A.G. Piersol, Random Data: Analysis and Measurement Procedure, zweite Ausgabe, John Wiley & Sons, Inc., 1986 beschrieben.
Im folgenden wird die Interpolation besprochen, wie sie mit dem in Zusammenhang mit den 3 bis 5 besprochenen Interpolator vorgenommen wird.
Bei einer Interpolation handelt es sich um eine Operation, mit welcher bei gegebenen, diskontinuierlichen Werten x₁, x₂, ..., x_n einer Variablen x zugeordneten Werten der Funktion y = f(x) auf die Funktionswerte f(x) für die x-Werte außerhalb von x = x_k (k = 1, 2, ..., n) geschlossen wird.
27 zeigt das hier angewandte Interpolationsverfahren. Zur Taktabschätzung durch Interpolation wird in 27 nach ausreichend feiner Interpolation zwischen den beiden Meßpunkten x_k und x_k+1, die einen definierten Funktionswert y_c umgrenzen, durch ein Screening nach dem dem o.g. Funktionswert y_c am nächsten liegenden interpolierten Werten der Takt x abgeschätzt, mit welchem der Funktionswert y den definierten Funktionswert y_c annimmt. Der Fehler bei der Taktabschätzung ist umgekehrt proportional zu den Zeitintervallen, mit denen der Bereich zwischen den beiden Meßpunkten xk und x_k+1 in gleiche Abstände untergliedert wird. Um Fehler bei der Taktabschätzung möglichst gering zu halten, wird daher zur Interpolation von y = f(x) der Bereich zwischen den beiden Meßpunkten xk und x_k+1 vorzugsweise in möglichst kurze Intervalle untergliedert.
Im folgenden wird die Polynom-Interpolation besprochen. Die Polynom-Interpolation wird beispielsweise in L.W. Johnson and R.D. Riess, Numerical Analysis, Massachusetts: Addison-Wesley, S. 207–230, 1982 erläutert.
Wenn in einer Ebene 2 Punkte (x₁, y₁) und (x₂, y₂) gegeben sind, ist die durch diese beiden Punkte gehende Gerade y = P₁(x) durch die Funktionsähnlichung y = P1(x) = {(x – x2)/(x1 – x2)}y1 + {(x – x1)/(x2 – x1)}y2 (17)eindeutig bestimmbar. Die quadratische Kurve y = P₂(x), die drei in einer Ebene liegende Punkte (x₁, y₁), (x₂, y₂) und (x₃, y₃) durchläuft, wird eindeutig durch die folgende Funktionsähnlichung (13) bestimmt:
Im allgemeinen ist eine n-1-dimensionale Kurve y = P_n-1(x), die n in einer Ebene liegende Punkte ((x₁, y₁), (x₂, y₂), ..., (x_n, y_n) durchläuft, eindeutig bestimmt und ist durch das Interpolationspolynom von Lagrange (14) gegeben:
Bei der Interpolation mittels eines Näherungspolynoms n-1. Grades wird ausgehend von n Meßpunkten unter Anwendung von Gleichung (14) auf den Wert geschlossen, den y = f(x) für ein beliebiges x annimmt. Zur Verbesserung der Näherung der Interpolationskurve P_n-1(x) werden vorzugsweise n x naheliegende Punkte ausgewählt.
Im folgenden wird das Näherungsverfahren unter Anwendung einer dreidimensionalen Spline-Interpolation (S-Interpolation) besprochen. Die dreidimensionale S-Interpolation ist beispielsweise in L.W. Johnson und R.D. Riess, Numerical Analysis, Massachusetts, Addison-Wesley, S. 237–248, 1982 dargestellt. Der englische Ausdruck "spline" bezieht sich auf ein Kurvenlineal in Gestalt einer dünnen elastischen schmalen Platte. Wenn dieses Lineal so gebogen wird, daß in einer Ebene liegende Punkte miteinander verbunden werden, wird eine diese Punkte durchlaufende "glatte" Kurve (Spline-Kurve) erhalten.
Bei dieser Spline-Kurve nimmt das (zur Energie einer Spline-Umformung proportionale) quadratische Integral einer zwei bestimmte Punkte durchlaufenden Krümmung ein Minimum an.
Die Spline-Kurve, welche zwei in einer Ebene liegende gegebene Punkte (x₁, y₁) und (x₂, y₂) durchläuft, ist durch die folgenden Gleichungen (15) gegeben: y = Ay1 + By2 + Cy1'' + Dy2'' A ≡ (x2 – x)/(x2 – x1) B ≡ 1 – A = (x – x1)/(x2 – x1) C ≡ (1/6) (A3 – A) (x2 – x1)2 D ≡ (1/6) (B3 – B) (x2 – x1)2 (15)

y₁'' und y₂'' bezeichnen hier die zweite Ableitung der Funktion y = f(x) in den Punkten (x₁, y₁) bzw. (x₂, y₂).

Durch die dreidimensionale S-Interpolation werden ausgehend von zwei Meßpunkten und den Werten für die zweite Funktionsableitung in diesen Meßpunkten unter Einsatz der Gleichungen (15) die Funktionswerte der Funktion y = f(x) für beliebige x abgeschätzt. Zur Verbesserung der Näherung der Interpolationskurve werden vorzugsweise zwei x naheliegende Punkte ausgewählt.
Im folgenden wird die inverse lineare Interpolation erläutert, wie sie im Wertdetektor 152 vorgenommen wird, der in Zusammenhang mit den 3 bis 5 besprochen wurde.
28 erläutert das inverse lineare Interpolationsverfahren. Bei einer inversen Interpolation werden bei diskontinuierlichen Werten x₁, x₂, ..., x_n einer Variablen x zugeordneten, gegebenen Werten der Funktion y_k = f(x_k) die beliebigen Werten von y (außer den diskontinuierlichen y-Werten y_k (k = 1, 2, ..., n) von der Umkehrfunktion g(y) = X zugeordneten Werte abgeschätzt, wobei x = g(y) die Umkehrfunktion der Funktion y = f(xk) darstellt. Bei einer inversen linearen Interpolation wird zur Abschätzung der y zugewiesenen x-Werte ein lineares Interpolationsverfahren herangezogen.
Wenn in einer Ebene 2 Punkte (x₁, y₁) und (x₂, y₂) gegeben sind, ist die durch diese beiden Punkte gehende Gerade durch die folgende Gleichung y = {(x – x2)/(x1 – x2)}y1 + {(x – x1)/(x2 – x1)}y2 (16)eindeutig bestimmbar. Die Umkehrfunktion hierzu wird durch die folgende Gleichung gegeben, mit welcher die y zugeordneten x-Werte eindeutig bestimmbar sind. x = {(y – y2)/(y1 – y2)}x1 + {(y – y1)/(y2 – y1)}x2 (17)
Wie in 28 gezeigt, wird der Zeittakt x, mit welchem ein definierter Wert y_c angenommen wird, durch die inverse lineare Interpolation eindeutig abgeschätzt, indem ausgehend von zwei Meßwerten (x_k, y_k) und (x_k+1, Y_k+1) mittels Gleichung (17) auf die von x = g(y_c) beliebigen Werten y_c zugeordneten Daten geschlossen wird. Zur Minimierung des Näherungsfehlers werden vorzugsweise die beiden Meßpunkte x_k und x_k+1 ausgewählt, die x umgrenzen.
Im folgenden wird das Verfahren zum Schluß von der Momentanphase auf die linearen Momentanphase dargestellt. Das Bauglied zur Abschätzung der linearen Momentanphase 103 aus 2 nimmt die Berechnung der linearen Momentanphase auf Grundlage der "ausgepackten" Momentanphase unter Anwendung der im folgenden besprochenen Methode kleinster Quadrate vor.
Bei dieser Methode handelt es sich um ein Verfahren zur Ausgleichsrechnung, das als Maßstab für Fehler die Quadrate der Längen von Strecken dient, welche von Datenpunkten lotrecht auf eine Geraden gefällt sind (Lotrechte parallel zur Ordinate). Im allgemeinen sind im Falle von n gegebenen zweidimensionalen Daten (x₁, y₁), (x₂, y₂), ..., (x_n, y_n) und Geraden kleinster Quadrate dieser Daten mit folgender Gleichung (18) y = a + bx (18)die Quadratwerte der lotrecht von den Daten (x₁, y₁) (i = 1, 2, ..., n) auf die Gerade kleinster Quadrate gefällten Strecken durch {y_i – (a + bx_i)}² gegeben. Durch die Beschreibung der Summe der Quadrate der Lotrechten durch folgende Gleichung
ist es möglich, die Koeffizienten a, b, mit welchen die Summe der Quadrate minimal wird, zu ermitteln.
Mittels der Gleichungen (20) und (21) kann von allen Momentanphasendaten die Funktion der linearen Momentanphase erhalten werden.
29 zeigt ein Beispiel für ein erfindungsgemäßes Jitter-Meßverfahren anhand eines Flußdiagramms. Zunächst wird im Signalkonvertierungsschritt S201 das zu vermessende Signal in ein komplexes Analysesignal umgewandelt. Er ist in Hinblick auf seine Funktionalität dem in Zusammenhang mit 2 besprochenen Signalkonverter 101 identisch oder nahezu gleich und kann unter Einsatz des in Zusammenhang mit 2 besprochenen Signalkonverters 101 durchgeführt werden.
Im nächsten Schritt, dem Momentanphasenabschätzungsschritt S202, wird die Momentanphase des zu vermessenden Signals abgeschätzt. Er ist in Hinblick auf seine Funktionalität dem in Zusammenhang mit 2 besprochenen Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase 102 identisch oder nahezu gleich und kann unter Einsatz des in Zusammenhang mit 2 besprochenen Bauglieds zur Abschätzung der Momentanphase 102 durchgeführt werden.
Im nächsten Schritt, dem Schritt zur Abschätzung der linearen Momentanphase S203, wird die lineare Momentanphase des zu vermessenden Signals abgeschätzt. Er ist in Hinblick auf seine Funktionalität dem in Zusammenhang mit 2 besprochenen Bauglied zur Abschätzung der linearen Momentanphase 103 identisch oder nahezu gleich und kann unter Einsatz des in Zusammenhang mit 2 besprochenen Bauglieds zur Abschätzung der linearen Momentanphase 103 durchgeführt werden.
Im nächsten Schritt, dem Taktabschätzungsschritt S204, werden die Takte abgeschätzt, mit welchen die lineare Momentanphase eine vorgegebene Phase erreicht. In S204 kann jedoch auch der Takt, mit welchem die Momentanphase einen vorgegebenen Wert oder das zu vermessende Signal einen vorgegebenen Wert annimmt, abgeschätzt werden. In Hinblick auf die Funktionalität ist der Schritt S204 dem in Zusammenhang mit 2 besprochenen Taktabschätzungsbauglied 105 identisch oder nahezu gleich und kann unter Einsatz des in Zusammenhang mit 2 besprochenen Taktabschätzungsbauglieds 105 durchgeführt werden.
Im nächsten Schritt, dem Schritt zur Berechnung der Taktjitter-Reihe S205, werden die Differenzen zwischen Momentanphase und linearer Momentanphase in mehreren in Schritt S204 abgeschätzten Einzeltakten berechnet und auf Grundlage dieser Differenzen eine Taktjitter-Reihe gebildet. In Hinblick auf die Funktionalität ist der Schritt S205 dem in Zusammenhang mit 2 besprochenen Taktjitterabschätzungsbauglied 106 identisch oder nahezu gleich und kann unter Einsatz des in Zusammenhang mit 2 besprochenen Taktjitterabschätzungsbauglieds 106 durchgeführt werden.
Im darauf folgenden Taktjitterabschätzungsschritt S206 wird der Taktjitter des zu vermessenden Signals detektiert. In Hinblick auf die Funktionalität ist der Schritt S206 dem in Zusammenhang mit 2 besprochenen Jitter-Detektor 107 identisch oder nahezu gleich und kann unter Einsatz des in Zusammenhang mit 2 besprochenen Jitter-Detektors 107 durchgeführt werden.
Das oben erläuterte ermöglicht in gleicher Weise wie die in Zusammenhang mit 2 besprochene Jitter-Meßvorrichtung 200 die Messung des Jitters eines zu vermessenden Signals mit hoher Geschwindigkeit und guter Genauigkeit.
30 zeigt anhand eines Flußdiagramms ein Beispiel für die Details des Taktabschätzungsschrittes S204. In dem hier gezeigten Beispiel wird in S204 eine Abschätzung einer Mehrzahl von Takten vorgenommen, mit welchen die lineare Momentanphase eine vorgegebene Phase aufweist. Zunächst wird in einem Interpolationsschritt S801 eine Interpolation der linearen Momentanphasendaten vorgenommen. Schritt S801 weist eine mit dem in Zusammenhang mit 3 besprochenen Interpolator 151 gleiche Funktionalität auf und kann unter Einsatz dieses Interpolators 151 vorgenommen werden.
In dem sich anschließenden Wertdetektionsschritt S802 werden diejenigen linearen Momentanphasendaten detektiert, die eine vorgegebene Phase aufweisen. Schritt S802 weist eine mit dem in Zusammenhang mit 3 besprochenen Wert-Detektor 152 gleiche Funktionalität auf und kann unter Einsatz dieses Wert-Detektors 152 vorgenommen werden.
In dem sich anschließenden Abschätzungsschritt S803 wird der Zeittakt der in S802 detektierten linearen Momentanphasendaten berechnet. Schritt S803 weist eine mit dem in Zusammenhang mit 3 besprochenen Abschätzungsbauglied 153 gleiche Funktionalität auf und kann unter Einsatz dieses Abschätzungsbauglieds 153 vorgenommen werden.
31 zeigt anhand eines Flußdiagramms die Details eines weiteren Beispiels für einen Taktabschätzungsschritt S204. In diesem Beispiel wird in S204 eine Abschätzung einer Mehrzahl von Takten vorgenommen, mit welchen die Momentanphase eine vorgegebene Phase aufweist. Zunächst werden die Momentanphasendaten in dem Interpolationsschritt S1001 interpoliert. Schritt S1001 weist eine mit dem in Zusammenhang mit 4 besprochenen Interpolator 161 gleiche Funktionalität auf und kann unter Einsatz dieses Interpolators 161 vorgenommen werden.
In dem sich anschließenden Wertdetektionsschritt S1002 werden diejenigen Momentanphasendaten detektiert, die eine vorgegebene Phase aufweisen. Schritt S1002 weist eine mit dem in Zusammenhang mit 4 besprochenen Wert-Detektor 152 gleiche Funktionalität auf und kann unter Einsatz dieses Wert-Detektors 152 vorgenommen werden.
In dem sich anschließenden Abschätzungsschritt S1003 wird der Zeittakt der in S1002 detektierten Momentanphasendaten berechnet. Schritt S1003 weist eine mit dem in Zusammenhang mit 4 besprochenen Abschätzungsbauglied 153 gleiche Funktionalität auf und kann unter Einsatz dieses Abschätzungsbauglieds 153 vorgenommen werden.
32 zeigt anhand eines Flußdiagramms die Details eines weiteren Beispiels für einen Taktabschätzungsschritt S204, in welchem eine Mehrzahl von Takten ermittelt wird, mit welchen das zu vermessende Signal einen vorgegebenen Wert annimmt. Zunächst werden in einem Schritt S1201 die Daten des zu vermessenden Signals interpoliert. Schritt S1201 weist eine mit dem in Zusammenhang mit 5 besprochenen Interpolator 171 gleiche Funktionalität auf und kann unter Einsatz dieses Interpolators 171 vorgenommen werden.
In dem sich anschließenden Wertdetektionsschritt S1202 werden diejenigen Daten des zu vermessenden Signals detektiert, die einen vorgegebenen Wert aufweisen. Schritt S1202 weist eine mit dem in Zusammenhang mit 5 besprochenen Wert-Detektor 152 gleiche Funktionalität auf und kann unter Einsatz dieses Wert-Detektors 152 vorgenommen werden.
In dem sich anschließenden Abschätzungsschritt S1203 wird der Zeittakt der in S1202 detektierten Signaldaten berechnet. Schritt S1203 weist eine mit dem in Zusammenhang mit 5 besprochenen Abschätzungsbauglied 153 gleiche Funktionalität auf und kann unter Einsatz dieses Abschätzungsbauglieds 153 vorgenommen werden.
33 zeigt anhand eines Flußdiagramms die Details des Signalkonvertierungsschrittes S201. Zunächst werden in einem Bandbegrenzungsschritt S1401 bestimmte Frequenzanteile des zu vermessenden Signals extrahiert. Schritt S1401 weist eine mit dem in Zusammenhang mit 7 besprochenen Bandbegrenzer 191 gleiche Funktionalität auf und kann unter Einsatz dieses Bandbegrenzers 191 vorgenommen werden.
In dem sich anschließenden Hilbert-Transformationsschritt S1402 wird ein Hilbert-Transformationspaar bezüglich dem bandbegrenzten zu vermessenden Signals gebildet. Schritt S1402 weist eine mit dem in Zusammenhang mit 7 besprochenen Hilbert-Transformator 192 gleiche Funktionalität auf und kann unter Einsatz dieses Hilbert-Transformators 192 vorgenommen werden.
In dem sich anschließenden Ausgabeschritt S1403 wird dann das bandbegrenzte zu vermessende Signal als reeller Anteil des komplexen Analysesignals und das durch Hilbert-Transformation umgeformte zu vermessende Signal als imaginärer Anteil des komplexen Analysesignals ausgegeben.
34 zeigt anhand eines Flußdiagramms die Details eines weiteren Beispiels für einen Signalkonvertierungsschritt S201. Zunächst wird in dem Frequenzbereichsumwandlungsschritt S1601 das zu vermessende Signal in ein Frequenzbereichssignal umgewandelt. Schritt S1601 weist eine mit dem in Zusammenhang mit 6 besprochenen Frequenzbereichskonverter 181 gleiche Funktionalität auf und kann unter Einsatz dieses Frequenzbereichskonverters 181 vorgenommen werden.
In dem sich anschließenden Schritt S1602 (Austauschschritt) werden die negativen Frequenzanteile des in ein Frequenzbereichssignal umgewandelten zu vermessenden Signals auf 0 gesetzt. Dieser Schritt S1602 kann unter Einsatz des in Zusammenhang mit 6 besprochenen Bandbegrenzers 182 vorgenommen werden.
In dem sich anschließenden Bandbegrenzungsschritt S1603 wird eine Bandbegrenzung des in einen Frequenzbereich umgewandelten zu vermessenden Signals vorgenommen. Schritt S1603 kann unter Einsatz des in Zusammenhang mit 6 besprochenen Bandbegrenzers 182 vorgenommen werden. Die Schritte S1602 und S1603 weisen eine dem in Zusammenhang mit 6 besprochenen Bandbegrenzer 182 gleiche Funktionalität auf. Außerdem können S1602 und S1603 in einer beliebigen Reihenfolge ausgeführt werden.
In dem sich anschließenden Zeitbereichsumwandlungsschritt S1604 werden die bandbegrenzten Frequenzanteile in ein Zeitbereichssignal umgewandelt. Schritt S1604 weist die gleiche Funktionalität wie der in Zusammenhang mit 6 besprochene Zeitbereichskonverter 183 auf und kann unter Einsatz eines derartigen Zeitbereichskonverters 183 erfolgen. Das in ein Zeitbereichssignal umgewandelte Signal wird in S1604 als komplexes Analysesignal ausgegeben.
35 zeigt anhand eines Flußdiagramms die Details eines weiteren Beispiels für einen Signalkonvertierungsschritt S201. Hier werden zunächst in einem Datenspeicherungsschritt S1801 die Daten des zu vermessenden Signals gespeichert. Schritt S1801 weist die gleiche Funktionalität wie der in Zusammenhang mit 8 besprochene Pufferspeicher 201 auf und kann unter Einsatz dieses Pufferspeichers 201 erfolgen.
In dem sich anschließenden Datenauswahlschritt S1802 wird ein Teil der in S1801 abgespeicherten Daten des zu vermessenden Signals ausgewählt und ausgelesen. S1802 ist funktionsähnlich mit dem in Zusammenhang mit 8 besprochenen Datenauswahlbauglieds 202 und kann unter Einsatz dieses Datenauswahlbauglieds 202 ausgeführt werden.
In dem sich anschließenden Fensterfunktionsmultiplikationsschritt S1803 werden die ausgelesenen Daten des zu vermessenden Signals mit einer Fenstermultiplikation multipliziert. S1803 ist funktionsähnlich mit dem in Zusammenhang mit 8 besprochenen Fensterfunktionsmultiplikator 203 und kann unter Einsatz dieses Fensterfunktionsmultiplikators 203 ausgeführt werden.
In dem sich anschließenden Frequenzbereichsumwandlungsschritt S1804 werden die mit der Fensterfunktion multiplizierten Daten des zu vermessenden Signals in ein Frequenzbereichssignal umgewandelt. S1804 ist funktionsähnlich mit dem in Zusammenhang mit 8 besprochenen Frequenzbereichskonverter 204 und kann unter Einsatz dieses Frequenzbereichskonverters 204 ausgeführt werden.
In dem sich anschließenden Austauschschritt S1805 werden die negativen Frequenzanteile des in ein Frequenzbereichssignal umgewandelten zu vermessenden Signals auf 0 gesetzt. S1805 ist funktionsähnlich mit dem in Zusammenhang mit 34 besprochenen Austauschschritt S1602 und kann unter Einsatz des in Zusammenhang mit 8 besprochenen Bandbegrenzers 205 ausgeführt werden.
In dem sich anschließenden Bandbegrenzungsschritt S1806 wird eine Bandbegrenzung des in einen Frequenzbereich umgewandelten zu vermessenden Signals vorgenommen. S1806 ist funktionsähnlich mit dem in Zusammenhang mit 34 besprochenen Bandbegrenzungsschritt S1603 und kann unter Einsatz des in Zusammenhang mit 8 besprochenen Bandbegrenzers 205 ausgeführt werden.
In dem sich anschließenden Zeitbereichsumwandlungsschritt S1807 werden die bandbegrenzten Frequenzanteile in ein Zeitbereichssignal umgewandelt. Schritt S1807 ist funktionsähnlich mit dem in Zusammenhang mit 8 besprochenen Zeitbereichskonverter 206 und kann unter Einsatz dieses Zeitbereichskonverters 206 erfolgen.
In dem sich anschließenden Amplitudenkorrekturschritt S1808 wird das Signal mit einer invertierten Fensterfunktion (invers zur in S1803 verwendeten Fensterfunktion) multipliziert. S1808 ist funktionsähnlich mit dem in Zusammenhang mit 8 besprochenen Amplitudenkorrektor 207 und kann unter Einsatz dieses Amplitudenkorrektors 207 erfolgen.
In dem sich anschließenden Schritt S1809 wird beurteilt, ob noch in S1801 abgespeicherte Daten im Speicher abgelegt sind. Hierzu kann in S1809 abgefragt werden, ob in dem in Zusammenhang mit 8 besprochenen Pufferspeicher 201 noch nicht ausgewählte Daten vorliegen. Wenn alle im Pufferspeicher 201 abgelegten Daten ausgewählt sind, wird die Operation beendet. Wenn hingegen noch nicht ausgewählte Daten im Pufferspeicher 201 abgelegt sind, werden im folgenden Datenauswahlschritt S1810 die nächsten auszuwählenden Daten ausgewählt. Nach der Datenauswahl in S1810 werden die hier besprochenen Schritte ab S1803 wiederholt ausgeführt.
36 zeigt den Aufbau einer weiteren Jitter-Meßvorrichtung 200. Diese Jitter-Meßvorrichtung 200 weist zusätzlich zu den Merkmalen der anhand 2 erläuterten Jitter-Meßvorrichtung 200 ein Bauglied zur Abschätzung des Frequenzjitters 301 und einen Schalter 302 auf. In 36 mit den gleichen Bezugszeichen wie in 2 versehene Elemente sind mit diesen in Hinblick auf Funktion und Aufbau identisch oder ähnlich.
Der Signalkonverter 101, das Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase 102, das Bauglied zur Abschätzung der linearen Momentanphase 103, der Schalter 104, das Taktabschätzungsbauglied 105 und das Taktjitterabschätzungsbauglied 106 nehmen die gleichen Operationen vor, wie sie in Zusammenhang mit 2 besprochen wurden.
Das Bauglied zur Abschätzung des Frequenzjitters 301 nimmt auf Grundlage der vom Taktjitterabschätzungsbauglied 106 ausgegebenen Taktjitter-Reihe eine Abschätzung des Frequenzjitters vor. Hierzu berechnet das Bauglied zur Abschätzung des Frequenzjitters 301 eine Differentialwellenform zu dieser Taktjitter-Reihe und bildet auf Grundlage der Ergebnisse dieser Berechnung eine Frequenzjitter-Reihe. Aus den Differenzen der einzelnen Daten der Taktjitter-Reihe läßt sich leicht eine Frequenzjitter-Reihe berechnen, die Schätzwerte für den Frequenzjitter zwischen den Einzelzyklen des zu vermessenden Signals angibt.
Über den Schalter 302 wird eine Auswahl darüber getroffen, ob dem Jitter-Detektor 107 die vom Taktjitterabschätzungsbauglied 106 ausgegebene Taktjitter-Reihe oder die vom Bauglied zur Abschätzung des Frequenzjitters 301 ausgegebene Frequenzjitter-Reihe zur Verfügung gestellt wird.
Der Jitter-Detektor 107 berechnet auf Grundlage der eingegangenen Daten den Jitter des zu vermessenden Signals. Wenn ihm hierbei die Taktjitter-Reihe zur Verfügung steht, detektiert der Jitter-Detektor 107 den Spitze-zu-Spitze-Wert und/oder den Effektivwert des Taktjitters des zu vermessenden Signals. Steht ihm hingegen die Frequenzjitter-Reihe zur Verfügung, detektiert der Jitter-Detektor 107 den Spitze-zu-Spitze-Wert und/oder den Effektivwert des Frequenzjitters des zu vermessenden Signals. Der Jitter-Detektor 107 kann außerdem so ausgeführt werden, daß er Histogramme für den Takt- oder Frequenzjitter generiert.
Die in diesem Beispiel behandelte Jitter-Meßvorrichtung 200 ermöglicht eine Messung des Takt- und des Frequenz-Jitters des zu vermessenden Signals mit guter Genauigkeit und hoher Geschwindigkeit. Die mit der in diesem Beispiel behandelten Jitter-Meßvorrichtung 200 versehene Testvorrichtung 100 (s. 1) ermöglicht eine Prüfung der Qualität elektronischer Bauteile mit guter Genauigkeit und Effizienz.
37 zeigt ein weiteres Beispiel für ein erfindungsgemäßes Jitter-Meßverfahren anhand eines Flußdiagramms. Dieses Meßverfahren beinhaltet zusätzlich zu den Schritten des in Zusammenhang mit 29 besprochenen Jitter-Meßverfahrens einen Schritt S401 zur Berechnung einer Frequenzjitter-Reihe und einen Schritt S402 zur Abschätzung des Frequenzjitters. In den Schritten Signalkonvertierung S201 bis Taktjitterabschätzung S206 des in 37 dargestellten Verfahrens werden die gleichen Operationen vorgenommen wie in den in Zusammenhang mit 29 besprochenen Schritten Signalkonvertierung S201 bis Taktjitterabschätzung S206.
In Schritt S401 wird auf Grundlage der in S205 berechneten Taktjitter-Reihe die Frequenzjitter-Reihe für das zu vermessende Signal berechnet. S401 ist funktionsgleich mit dem in Zusammenhang mit 36 besprochenen Bauglied zur Abschätzung des Frequenzjitters 301 und kann unter Einsatz dieses Baugliedes vorgenommen werden.
In S402 wird dann auf Grundlage der Frequenzjitter-Reihe der Frequenzjitter des zu vermessenden Signals abgeschätzt. S402 ist funktionsgleich mit dem in Zusammenhang mit 36 besprochenen Jitter-Detektor 107 und kann unter Einsatz dieses Jitter-Detektors 107 vorgenommen werden.
In gleicher Weise wie mit der in Zusammenhang mit 36 besprochenen Jitter-Meßvorrichtung 200 können mit dem in diesem Beispiel vorgestellten Jitter-Meßverfahren Takt- und Frequenzjitter des zu vermessenden Signals mit guter Genauigkeit und hoher Geschwindigkeit gemessen werden.
Die in 36 gezeigte Jitter-Meßvorrichtung 200 kann auch als eine weiter unten besprochene Meßvorrichtung ausgeführt werden, mit welcher allein der Frequenzjitter gemessen wird. Bei dieser Ausführungsform entfällt der Schalter 302 zur Auswahl der Jitter-Reihe. Das in 37 dargestellte Jitter-Meßverfahren kann auch als ein Jitter-Meßverfahren allein zur Messung des Frequenzjitters ausgeführt werden. Diese Ausführungsform wird weiter unten besprochen. Bei dieser Ausführungsform entfällt dann der Schritt S206, in welchem auf Grundlage der Taktjitter-Reihe der Taktjitter abgeschätzt wird.
38 zeigt den Aufbau einer weiteren Jitter-Meßvorrichtung 200. Diese Jitter-Meßvorrichtung 200 weist zusätzlich zu den Merkmalen der anhand 36 erläuterten Jitter-Meßvorrichtung 200 ein Bauglied 311 zur Abschätzung des Frequenzjitters von Zyklus zu Zyklus auf. In 38 mit den gleichen Bezugszeichen wie in 36 versehene Elemente sind mit diesen in Hinblick auf Funktion und Aufbau identisch oder ähnlich.
Das Bauglied 311 zur Abschätzung des Frequenzjitters von Zyklus zu Zyklus ermittelt auf Grundlage der vom Bauglied 301 zur Abschätzung des Frequenzjitters ausgegebenen Frequenzjitter-Reihe den Frequenzjitter des zu vermessenden Signals von Zyklus zu Zyklus.
Über den Schalter 302 wird eine Auswahl darüber getroffen, ob dem Jitter-Detektor 107 die vom Taktjitterabschätzungsbauglied 106 ausgegebene Taktjitter-Reihe, die vom Bauglied zur Abschätzung des Frequenzjitters 301 ausgegebene Frequenzjitter-Reihe oder die vom Bauglied 311 zur Abschätzung des Frequenzjitters von Zyklus zu Zyklus ausgegebene Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitter-Reihe zur Verfügung gestellt wird.
Der Jitter-Detektor 107 berechnet auf Grundlage der eingegangenen Daten den Jitter des zu vermessenden Signals. Wenn ihm hierbei die Taktjitter-Reihe zur Verfügung steht, berechnet der Jitter-Detektor 107 den Spitzenwert und/oder den Effektivwert des Taktjitters des zu vermessenden Signals. Steht ihm beispielsweise die Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitter-Reihe zur Verfügung, berechnet der Jitter-Detektor 107 den Spitzenwert und/oder den Effektivwert des Frequenzjitters von Zyklus zu Zyklus des zu vermessenden Signals. Der Jitter-Detektor 107 kann außerdem so ausgeführt werden, daß er Histogramme für den Takt- oder Frequenzjitter generiert.
Die in diesem Beispiel behandelte Jitter-Meßvorrichtung 200 ermöglicht eine Messung des Taktjitters, des Frequenzjitters und des Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitters des zu vermessenden Signals mit guter Genauigkeit und hoher Geschwindigkeit. Die mit der in diesem Beispiel behandelten Jitter-Meßvorrichtung 200 versehene Testvorrichtung 100 (s. 1) ermöglicht eine Prüfung der Qualität elektronischer Bauteile mit guter Genauigkeit und Effizienz.
39 zeigt anhand eines Flußdiagramms ein weiteres Beispiel für ein erfindungsgemäßes Jitter-Meßverfahren. Dieses Meßverfahren beinhaltet zusätzlich zu den Schritten des in Zusammenhang mit 37 besprochenen Jitter-Meßverfahrens einen Schritt S601 zur Berechnung einer Zyklus-zu-Zyklus-Frquenzjitterreihe und einen Schritt S602 zur Abschätzung des Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitters. In den Schritten Signalkonvertierung S201 bis Frequenzjitterabschätzung S402 des in 39 dargestellten Verfahrens werden die gleichen Operationen vorgenommen wie in den in Zusammenhang mit 37 besprochenen Schritten Signalkonvertierung S201 bis Frequenzjitterabschätzung S402.
In Schritt S601 wird auf Grundlage der in S401 berechneten Frequenzjitter-Reihe die Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitterreihe berechnet. S601 ist funktionsgleich mit dem in Zusammenhang mit 38 besprochenen Bauglied zur Abschätzung des Frequenzjitters von Zyklus zu Zyklus 311 und kann unter Einsatz dieses Baugliedes vorgenommen werden.
In S602 wird dann auf Grundlage der Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitterreihe der Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitter des zu vermessenden Signals berechnet. S602 ist funktionsgleich mit dem in Zusammenhang mit 38 besprochenen Jitter-Detektor 107 und kann unter Einsatz dieses Jitter-Detektors 107 vorgenommen werden.
In gleicher Weise wie mit der in Zusammenhang mit 38 besprochenen Jitter-Meßvorrichtung 200 können mit dem in diesem Beispiel vorgestellten Jitter-Meßverfahren Taktjitter, Frequenzjitter und Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitter des zu vermessenden Signals mit guter Genauigkeit und hoher Geschwindigkeit gemessen werden.
Die in 38 gezeigte Jitter-Meßvorrichtung 200 kann auch als eine Meßvorrichtung ausgeführt werden, mit welcher allein der Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitter gemessen wird. Bei dieser Ausführungsform entfällt der Schalter 302 zur Auswahl der Jitter-Reihe. Analog kann das in 39 dargestellte Jitter-Meßverfahren auch als ein Jitter-Meßverfahren allein zur Messung des Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitters ausgeführt werden. Bei dieser Ausführungsform entfallen dann die Schritte S206 und S402, in welchen auf Grundlage der Taktjitter-Reihe der Taktjitter bzw. auf Grundlage der Frequenzjitter-Reihe der Frequenzjitter abgeschätzt werden.
40 zeigt den Aufbau einer weiteren Jitter-Meßvorrichtung 200. Diese Jitter-Meßvorrichtung 200 weist zusätzlich zu den Merkmalen der anhand 2 erläuterten Jitter-Meßvorrichtung 200 einen A/D-Wandler 321 auf. In 40 mit den gleichen Bezugszeichen wie in 2 versehene Elemente sind mit diesen in Hinblick auf Funktion und Aufbau identisch oder ähnlich.
Der A/D-Wandler 321 tastet das zu vermessende Signal mit einer vorgegebenen Abtastgeschwindigkeit ab und setzt es in ein digitales Signal um. Das Abtasten des zu vermessenden Signals durch den A/D-Wandler 321 wird vorzugsweise mit einer Abtastfrequenz über der Nyquist-Frequenz des zu vermessenden Signals vorgenommen. Das diskretisierte zu vermessende Signal wird von dem A/D-Wandler 321 an die Signalkonvertierung 101 ausgegeben. Als A/D-Wandler 321 werden dabei bevorzugt solche A/D-Wandler verwendet, die ein Abtasten mit hohen Geschwindigkeiten ermöglichen. Beispiele für bevorzugte A/D-Wandler 321 sind Digitizer und digitale Abtastoszilloskope.
Die in diesem Beispiel behandelte Jitter-Meßvorrichtung 200 erlaubt die Messung des Jitters mit guter Genauigkeit und hoher Geschwindigkeit auch von solchen Signalen, die als analoge Signale vorliegen. Die mit der in diesem Beispiel behandelten Jitter-Meßvorrichtung 200 versehene Testvorrichtung 100 ermöglicht eine Prüfung der Qualität elektronischer Bauteile mit guter Genauigkeit und Effizienz auch in solchen Fällen, bei denen das Testsignal als analoges Signal vorliegt. Im übrigen kann auch bei den anderen hier bereits gegebenen Beispielen für erfindungsgemäße Jitter-Meßvorrichtungen 200 ein A/D-Wandler 321 vorgesehen werden.
41 zeigt ein weiteres Beispiel für ein erfindungsgemäßes Jitter-Meßverfahren anhand eines Flußdiagramms. Dieses Meßverfahren sieht zusätzlich zu den Schritten des in Zusammenhang mit 29 dargestellten Meßverfahrens als Schritt S2001 eine A/D-Umwandlung vor. In den Schritten Signalkonvertierung S201 bis Taktjitterabschätzung S206 werden die gleichen Operationen vorgenommen wie in den in Zusammenhang mit 29 besprochenen Schritten Signalkonvertierung S201 bis Taktjitterabschätzung S206.
In dem Schritt der A/D-Umwandlung S2001 wird das zu vermessende Signal von einem analogen in ein digitales Signal vorgenommen und somit ein diskretisiertes Signal generiert. S2001 ist funktionsgleich mit dem in Zusammenhang mit 40 besprochenen A/D-Wandler 321 und kann unter Einsatz dieses A/D-Wandlers 321 ausgeführt werden.
In dem Signalkonvertierungsschritt S201 wird das diskretisierte zu vermessende Signal in ein komplexes Analysesignal umgewandelt.
In gleicher Weise wie mit der in Zusammenhang mit 40 besprochenen erfindungsgemäßen Jitter-Meßvorrichtung ermöglicht das in diesem Beispiel behandelte Jitter-Meßverfahren die Messung des Jitters von analog vorliegenden zu vermessenden Signalen mit guter Genauigkeit und hoher Geschwindigkeit. Im übrigen kann auch bei den anderen hier bereits gegebenen Beispielen für erfindungsgemäße Jitter-Meßverfahren ein entsprechender Schritt S2001 zur A/D-Umwandlung vorgesehen werden.
42 zeigt den Aufbau einer weiteren Jitter-Meßvorrichtung 200. Diese Jitter-Meßvorrichtung 200 weist zusätzlich zu den Merkmalen der anhand 2 erläuterten Jitter-Meßvorrichtung 200 einen Wellenformbegrenzer (waveform clipper) 331 auf. In 42 mit den gleichen Bezugszeichen wie in 2 versehene Elemente mit diesen sind in Hinblick auf Funktion und Aufbau identisch oder ähnlich.
Durch den Wellenformbegrenzer 331 werden amplitudenmodulierte Anteile des zu vermessenden Signals eliminiert, d.h. der Wellenformbegrenzer 331 ersetzt solche Signalwerte des zu vermessenden Signals, die über einem vorgegebenen ersten Schwellenwert liegen, durch diesen ersten Schwellenwert, und solche Signalwerte, die unter einem zweiten Schwellenwert liegen, durch diesen zweiten Schwellenwert. Damit werden durch den Wellenformbegrenzer 331 die amplitudenmodulierten Anteile aus dem zu vermessenden Signal eliminiert und somit allein der für die Jitter-Messung notwendige phasenmodulierte Anteil behalten. In dem hier behandelten Beispiel nimmt der Wellenformbegrenzer 331 das zu vermessende Signal auf und gibt es nach der Eliminierung vorgegebener Anteile an den Signalkonverter 101 weiter.
Im folgenden wird die im Wellenformbegrenzer 331 vorgenommene Wellenformbegrenzung unter Bezugnahme auf 43 näher erläutert. Der Wellenformbegrenzer 331 (s. 42) eliminiert den amplitudenmodulierten Anteil des zu vermessenden Signals und läßt allein die mit dem Jitter korrelierenden phasenmodulierten Anteile stehen. Die Werte analoger oder digitaler Eingabesignale werden dabei mit einer Konstanten multipliziert, dann werden die Signalwerte über einem vorgegebenen ersten Schwellenwert durch diesen ersten Schwellenwert und die Signalwerte unter einem vorgegebenen zweiten Schwellenwert durch diesen zweiten Schwellenwert ersetzt, wobei der erste Schwellenwert größer als der zweite Schwellenwert angesetzt wird. Ein Beispiel für ein zu vermessendes Signal mit einem amplitudenmodulierten Anteil zeigt 43(a). Das Vorhandensein eines amplitudenmodulierten Anteils ist daran zu erkennen, daß das Bild der Zeitwellenform eine Fluktuation aufweist. 43(b) zeigt das Signal nach der Wellenformbegrenzung durch den Wellenformbegrenzer 331. Dieses Signal wurde um den amplitudenmodulierten Anteil bereinigt, wie sich am feststehenden Bilde der Zeitwellenform dieses Signals erkennen läßt.
Die Jitter-Meßvorrichtung 200 nach diesem Beispiel eliminiert den amplitudenmodulierten Anteil des zu vermessenden Signals und ermöglicht daher eine noch genauere und noch schnellere Messung des Jitters des zu vermessenden Signals. Mit einer Jitter-Meßvorrichtung 200 nach diesem Beispiel ausgerüstete Testvorrichtungen ermöglichen eine effiziente Prüfung elektronischer Bauteile mit guter Genauigkeit. Im übrigen kann auch bei den anderen hier bereits gegebenen Beispielen für erfindungsgemäße Jitter-Meßvorrichtungen 200 ein Wellenformbegrenzer 331 vorgesehen werden.
44 zeigt anhand eines Flußdiagramms ein weiteres Beispiel für ein erfindungsgemäßes Jitter-Meßverfahren. Das Jitter-Meßverfahren dieses Beispiels beinhaltet zusätzlich zu den Schritten des in Zusammenhang mit 29 besprochenen Jitter-Meßverfahrens einen Schritt S2301 zur Wellenformbegrenzung. In den Schritten Signalkonvertierung S201 bis Taktjitterabschätzung S206 werden die gleichen Operationen vorgenommen wie in den in Zusammenhang mit 29 besprochenen Schritten Signalkonvertierung S201 bis Taktjitterabschätzung S206.
In diesem Wellenformbegrenzungsschritt S2301 werden amplitudenmodulierte Anteile des zu vermessenden Signals eliminiert. S2301 ist funktionsgleich mit dem in Zusammenhang mit 42 besprochenen Wellenformbegrenzer 331 und kann unter Einsatz dieses Wellenformbegrenzers 331 ausgeführt werden.
In gleicher Weise wie mit der in Zusammenhang mit 42 besprochenen erfindungsgemäßen Jitter-Meßvorrichtung 200 ermöglicht das in diesem Beispiel behandelte Jitter-Meßverfahren eine Messung des Jitters von zu vermessenden Signalen mit noch besserer Genauigkeit und hoher Geschwindigkeit. Im übrigen kann auch bei den anderen hier bereits gegebenen Beispielen für erfindungsgemäße Jitter-Meßverfahren ein entsprechender Schritt S2301 zur Wellenformbegrenzung vorgesehen werden.
45 zeigt den Aufbau einer weiteren Jitter-Meßvorrichtung 200. Diese Jitter-Meßvorrichtung 200 besteht aus einem Signalkonverter 101, einem Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase 102, einem Taktabschätzungsbauglied 105, einem Frequenzabschätzer 341 und einem Jitter-Detektor 107. In 45 mit den gleichen Bezugszeichen wie in 2 versehene Elemente sind mit diesen in Hinblick auf Funktion und Aufbau identisch oder ähnlich.
Der Signalkonverter 101 und das Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase 102 sind in Funktion und Aufbau dem Signalkonverter 101 und dem Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase 102 in 2 gleich oder ähnlich.
Das Taktabschätzungsbauglied 105 schätzt auf Grundlage der vom Bauglied zur Abschätzung der Momentanphase 102 ausgegebenen Momentanphase eine Mehrzahl von Takten ab, mit denen die Momentanphase einen bestimmten Phasenwert annimmt. Das Taktabschätzungsbauglied 105 ist in Funktion und Aufbau dem in Zusammenhang mit 2 besprochenen Taktabschätzungsbauglied 105 gleich oder ähnlich.
Der Frequenzabschätzer 341 berechnet auf Grundlage mehrerer vom Taktabschätzungsbauglied 105 abgeschätzter Takte die Momentanfrequenzreihe des zu vermessenden Signals, d.h. der Frequenzabschätzer 341 berechnet die Momentanfrequenzreihe auf Grundlage der Differenzen zwischen mehreren, vom Taktabschätzungsbauglied 105 ermittelten Einzeltakten.
Der Jitter-Detektor 107, der in Funktion und Aufbau dem in Zusammenhang mit 36 besprochenen Jitter-Detektor 107 gleicht, berechnet auf Grundlage dieser Momentanfrequenzreihe den Jitter des zu vermessenden Signals. Der Jitter-Detektor 107 weist einen Bereich zur Spitzenwertberechnung 108, einen Bereich zur Effektivwertberechnung 109 und einen Bereich zur Histogramm-Generierung 110 auf. Alternativ kann der Jitter-Detektor 107 auch einen oder mehrere dieser Bereiche (Bereich zur Spitzenwertberechnung 108, Bereich zur Effektivwertberechnung 109 und Bereich zur Histogramm-Generierung 110) aufweisen.
46 zeigt ein Beispiel für eine Wellenform einer vom Frequenzabschätzer 341 ermittelten Momentanfrequenzreihe. Der Jitter-Detektor 107 detektiert den Jitter des zu vermessenden Signals anhand der von dieser Wellenform der Momentanfrequenzreihe angegebenen Streuung der einzelnen Momentanphasen.
Die Jitter-Meßvorrichtung 200 dieses Beispiels ermöglicht ebenso wie die in 2 besprochene Jitter-Meßvorrichtung 200 eine effiziente Erkennung des Jitters eines zu vermessenden Signals mit guter Genauigkeit.
47 zeigt anhand eines Flußdiagramms ein weiteres Beispiel für ein erfindungsgemäßes Jitter-Meßverfahren. Das Meßverfahren dieses Beispiels beinhaltet einen Signalkonvertierungsschritt S2201, einen Momentanphasenabschätzungsschritt S2202, einen Taktabschätzungsschritt S2203, einen Momentanfrequenzreihenberechnungsschritt S2204 und einen Frequenzjitterabschätzungsschritt S2205. Der Signalkonvertierungsschritt S2201, und der Momentanphasenabschätzungsschritt S2202 haben die gleiche Funktion wie die in Zusammenhang mit 29 besprochenen Schritte zur Signalkonvertierung S201 und Momentanphasenabschätzung S202. Der Signalkonvertierungsschritt S2201 kann unter Einsatz des in Zusammenhang mit 45 besprochenen Signalkonverters 101 und der Momentanphasenabschätzungsschritt S2202 unter Einsatz des in Zusammenhang mit 45 besprochenen Momentanphasenabschätzungsbauglieds 102 ausgeführt werden.
Im Taktabschätzungsschritt S2203 werden mehrere Takte detektiert, mit denen die im Momentanphasenabschätzungsschritt S2202 abgeschätzten Momentanphasen einen vorgegebenen Phasenwert annehmen. S2203 ist mit dem in Zusammenhang mit 45 besprochenen Taktabschätzungsbauglied 105 funktionsgleich und kann unter Einsatz dieses Taktabschätzungsbauglieds 105 ausgeführt werden.
In dem Momentanfrequenzreihenberechnungsschritt S2204 wird auf Grundlage der in S2203 detektierten Takte die Momentanfrequenzreihe für das zu vermessende Signal berechnet. S2204 ist mit dem in Zusammenhang mit 45 besprochenen Frequenzabschätzer 341 funktionsgleich und kann unter Einsatz dieses Frequenzabschätzers 341 ausgeführt werden.
Im Frequenzjitterabschätzungsschritt S2205 wird auf Grundlage der in S2204 errechneten Momentanfrequenzreihe der Frequenzjitter des zu vermessenden Signals detektiert. S2205 ist mit dem in Zusammenhang mit 45 besprochenen Jitter-Detektor 107 funktionsgleich und kann unter Einsatz dieses Jitter-Detektors 107 ausgeführt werden.
Das in diesem Beispiel behandelte Meßverfahren ermöglicht wie auch die in Zusammenhang mit 45 besprochene Jitter-Meßvorrichtung 200 eine effiziente Detektion des Jitters des zu vermessenden Signals mit guter Genauigkeit.
48 zeigt den Aufbau einer weiteren Jitter-Meßvorrichtung 200. Die Jitter-Meßvorrichtung 200 weist zusätzlich zu den Merkmalen der in Zusammenhang mit 45 besprochenen Jitter-Meßvorrichtung 200 ein Bauglied 351 zur Abschätzung des Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitters und einen Schalter 302 auf. In 48 mit den gleichen Bezugszeichen wie in 45 versehene Elemente sind mit diesen in Hinblick auf Funktion und Aufbau identisch oder ähnlich.
Das Bauglied 351 zur Abschätzung des Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitters generiert auf Grundlage der vom Frequenzabschätzer 341 ausgegebenen Momentanfrequenzreihe die Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitterreihe für das zu vermessende Signal. Hierzu berechnet das Bauglied 351 zur Abschätzung des Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitters die Differenzwellenform zur Momentanfrequenzreihe und gibt dann auf Grundlage dieser Differenzwellenform die Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitterreihe aus. Das Bauglied 351 zur Abschätzung des Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitters ist funktionsgleich mit dem in Zusammenhang mit 38 besprochenen Bauglied 311 zur Abschätzung des Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitters.
Über den Schalter 302 wird eine Auswahl darüber getroffen, ob dem Jitter-Detektor 107 die vom Frequenzabschätzer 341 ausgegebene Momentanfrequenzreihe oder die vom Bauglied 351 zur Abschätzung des Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitters ausgegebene Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitterreihe-Reihe zur Verfügung gestellt wird.
Der Jitter-Detektor 107 detektiert auf Grundlage der Momentanfrequenzreihe oder der Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitterreihe den Jitter des zu vermessenden Signals.
Die in diesem Beispiel behandelte Jitter-Meßvorrichtung 200 ermöglicht eine Messung des Frequenzjitters und des Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitters des zu vermessenden Signals mit guter Genauigkeit und hoher Geschwindigkeit.
49 zeigt anhand eines Flußdiagramms ein weiteres Beispiel für ein erfindungsgemäßes Jitter-Meßverfahren. Das Meßverfahren dieses Beispiels beinhaltet zusätzlich zu den Merkmalen des in Zusammenhang mit 47 besprochenen Meßverfahrens einen Schritt S2401 zur Berechnung der Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitterreihe und einen Schritt S2402 zur Abschätzung des Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitters. Vom Signalkonvertierungsschritt S2201 bis zum Frequenzjitterabschätzungsschritt S2205 werden hier die gleichen Operationen durchgeführt wie vom Signalkonvertierungsschritt S2201 bis zum Frequenzjitterabschätzungsschritt S2205 in 47.
In dem Schritt S2401 zur Berechnung der Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitterreihe wird auf Grundlage der in Schritt S2204 berechneten Momentanfrequenzreihe eine Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitterreihe für das zu vermessende Signal berechnet. S2401 ist funktionsgleich mit dem in Zusammenhang mit 48 besprochenen Bauglied 351 zur Abschätzung des Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitters und kann unter Einsatz dieses Bauglieds 351 ausgeführt werden.
Im Schritt S2402 zur Abschätzung des Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitters wird auf Grundlage der Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitterreihe der Jitter des zu vermessenden Signals detektiert. S2402 ist funktionsgleich mit dem in Zusammenhang mit 48 besprochenen Jitter-Detektor 107 und kann unter Einsatz dieses Jitter-Detektors 107 ausgeführt werden.
Das in diesem Beispiel behandelte Meßverfahren ermöglicht wie auch die in Zusammenhang mit 48 besprochene Jitter-Meßvorrichtung 200 eine Messung des Frequenzjitters und des Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitters des zu vermessenden Signals mit guter Genauigkeit und hoher Geschwindigkeit.
Die in 48 gezeigte Jitter-Meßvorrichtung 200 kann auch so aufgebaut sein, daß sie allein den Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitter abschätzt. In diesem Fall entfällt der Schalter 302. Analog hierzu kann das in 49 gezeigte Jitter-Meßverfahren auch so gestaltet werden, daß nur der Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitter abgeschätzt wird. In diesem Fall entfällt Schritt 52205 zur Abschätzung des Frequenzjitters von der Momentanfrequenzreihe her.
50 zeigt den Aufbau einer weiteren Jitter-Meßvorrichtung 200. Zusätzlich zu den Merkmalen der in Zusammenhang mit 45 dargestellten Jitter-Meßvorrichtung 200 ist die Jitter-Meßvorrichtung 200 dieses Beispiels mit einem A/D-Wandler 361 ausgerüstet. In 50 mit den gleichen Bezugszeichen wie in 45 versehene Elemente sind mit diesen in Hinblick auf Funktion und Aufbau identisch oder ähnlich.
Der A/D-Wandler 361 tastet das zu vermessende Signal mit einer vorgegebenen Abtastgeschwindigkeit ab und setzt es in ein digitales Signal um. Das Abtasten des zu vermessenden Signals durch den A/D-Wandler 361 wird vorzugsweise mit einer Abtastfrequenz über der Nyquist-Frequenz des zu vermessenden Signals vorgenommen. Das diskretisierte zu vermessende Signal wird von dem A/D-Wandler 361 an die Signalkonvertierung 101 ausgegeben. Als A/D-Wandler 361 werden dabei bevorzugt solche A/D-Wandler verwendet, die ein Abtasten mit hohen Geschwindigkeiten ermöglichen. Beispiele für bevorzugte A/D-Wandler 361 sind Digitizer und digitale Abtastoszilloskope.
Die in diesem Beispiel behandelte Jitter-Meßvorrichtung 200 erlaubt die Messung des Jitters mit guter Genauigkeit und hoher Geschwindigkeit auch von solchen Signalen, die als analoge Signale vorliegen. Die mit der in diesem Beispiel behandelten Jitter-Meßvorrichtung 200 versehene Testvorrichtung 100 ermöglicht eine Prüfung der Qualität elektronischer Bauteile mit guter Genauigkeit und Effizienz auch in solchen Fällen, bei denen das Testsignal als analoges Signal vorliegt. Im übrigen kann auch bei den anderen hier bereits gegebenen Beispielen für erfindungsgemäße Jitter-Meßvorrichtungen 200 ein A/D-Wandler 361 vorgesehen werden.
51 zeigt anhand eines Flußdiagramms ein weiteres Beispiel für ein erfindungsgemäßes Jitter-Meßverfahren. Zusätzlich zu dem in Zusammenhang mit 47 besprochenen Jitter-Meßverfahren ist in diesem Beispiel ein Schritt S2501 (A/D-Umwandlung) vorgesehen. Vom Signalkonvertierungsschritt S2201 bis zum Frequenzjitterabschätzungsschritt S2205 werden hier die gleichen Operationen durchgeführt wie vom Signalkonvertierungsschritt S2201 bis zum Frequenzjitterabschätzungsschritt S2205 in 47.
In dem Schritt der A/D-Umwandlung S2501 wird das zu vermessende Signal von einem analogen in ein digitales Signal vorgenommen und somit ein diskretisiertes Signal generiert. S2501 ist funktionsgleich mit dem in Zusammenhang mit 50 besprochenen A/D-Wandler 361 und kann unter Einsatz dieses A/D-Wandlers 361 ausgeführt werden.
In dem Signalkonvertierungsschritt S2201 wird das diskretisierte zu vermessende Signal in ein komplexes Analysesignal umgewandelt.
In gleicher Weise wie mit der in Zusammenhang mit 50 besprochenen erfindungsgemäßen Jitter-Meßvorrichtung ermöglicht das in diesem Beispiel behandelte Jitter-Meßverfahren die Messung des Jitters von analog vorliegenden zu vermessenden Signalen mit guter Genauigkeit und hoher Geschwindigkeit. Im übrigen kann auch bei den anderen hier bereits gegebenen Beispielen für erfindungsgemäße Jitter-Meßverfahren ein entsprechender Schritt S2501 zur A/D-Umwandlung vorgesehen werden.
52 zeigt den Aufbau einer weiteren erfindungsgemäßen Jitter-Meßvorrichtung 200. Zusätzlich zu den Merkmalen der in Zusammenhang mit 45 dargestellten Jitter-Meßvorrichtung 200 ist die Jitter-Meßvorrichtung 200 dieses Beispiels mit einem Wellenformbegrenzer 371 ausgerüstet. In 52 mit den gleichen Bezugszeichen wie in 45 versehene Elemente sind mit diesen in Hinblick auf Funktion und Aufbau identisch oder ähnlich.
Durch den Wellenformbegrenzer 371 werden amplitudenmodulierte Anteile des zu vermessenden Signals eliminiert, d.h. der Wellenformbegrenzer 371 ersetzt solche Signalwerte des zu vermessenden Signals, die über einem vorgegebenen ersten Schwellenwert liegen, durch diesen ersten Schwellenwert, und solche Signalwerte, die unter einem zweiten Schwellenwert liegen, durch diesen zweiten Schwellenwert. Damit werden durch den Wellenformbegrenzer 371 die amplitudenmodulierten Anteile aus dem zu vermessenden Signal eliminiert und somit allein der für die Jitter-Messung notwendige phasenmodulierte Anteil behalten. In dem hier behandelten Beispiel nimmt der Wellenformbegrenzer 371 das zu vermessende Signal auf und gibt es nach der Eliminierung vorgegebener Anteile an den Signalkonverter 101 weiter.
53 zeigt anhand eines Flußdiagramms ein weiteres Beispiel für ein erfindungsgemäßes Jitter-Meßverfahren. Das Jitter-Meßverfahren dieses Beispiels beinhaltet zusätzlich zu den Schritten des in Zusammenhang mit 47 besprochenen Jitter-Meßverfahrens einen Schritt S2601 zur Wellenformbegrenzung. In den Schritten Signalkonvertierung S2201 bis Taktjitterabschätzung S2205 des hier dargestellten Verfahrens werden die gleichen Operationen vorgenommen wie in den in Zusammenhang mit 47 besprochenen Schritten Signalkonvertierung S2201 bis Taktjitterabschätzung S2205.
In diesem Wellenformbegrenzungsschritt S2601 werden amplitudenmodulierte Anteile des zu vermessenden Signals eliminiert. S2601 ist funktionsgleich mit dem in Zusammenhang mit 52 besprochenen Wellenformbegrenzer 371 und kann unter Einsatz dieses Wellenformbegrenzers 371 ausgeführt werden.
In gleicher Weise wie mit der in Zusammenhang mit 52 besprochenen erfindungsgemäßen Jitter-Meßvorrichtung 200 ermöglicht das in diesem Beispiel behandelte Jitter-Meßverfahren eine Messung des Jitters von zu vermessenden Signalen mit noch besserer Genauigkeit und hoher Geschwindigkeit. Im übrigen kann auch bei den anderen hier bereits gegebenen Beispielen für erfindungsgemäße Jitter-Meßverfahren ein entsprechender Schritt S2601 zur Wellenformbegrenzung vorgesehen werden.
Durch die oben erläuterten Jitter-Meßvorrichtungen 200 und Jitter-Meßverfahren können durch Abschätzen der Momentanphasen von schnell abgetasteten Signaldaten und Ermitteln der Phasenfluktuationskomponente im durch Interpolation mit hoher Genauigkeit abgeschätzten Nulldurchgang mit dem herkömmlichen Zeitintervall-Analysator-Verfahren und dem Δ⌀-Verfahren kompatible Jitter-Werte ermittelt werden. Die Genauigkeit der herkömmlichen Jitter-Messung unter Einsatz von Oszilloskopen und Anwendung von Interpolationsverfahren wird daher bedeutend verbessert. Außerdem verbessert die Erfindung die Effizienz der Jitter-Messung, da sie die bislang unter Einsatz von Zeitintervall- Analysatoren unmögliche simultane Messung von Taktjitter, Frequenzjitter und Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitter ermöglicht.
Da es bei erfindungsgemäßen Jitter-Messungen keine Totzeit gibt, ermöglicht die Erfindung zudem im Vergleich zu Zeitintervall-Analysator-gestützten Messungen kürzere Meßzeiten.
Der technische Bereich der Erfindung ist keinesfalls auf die hier angegebenen Ausführungsformen beschränkt. Für den Fachmann versteht es sich von selbst, daß eine Abwandlung und Verbesserung der hier angegebenen Ausführungsformen in vielfältiger Weise möglich ist. Wie von den Patentansprüchen her deutlich ist, können auch derartige Abwandlungen und Verbesserungen der Ausführungsformen der Erfindung zum technischen Bereich der Erfindung gehören.
Anwendungsmöglichkeiten der Erfindung in der Industrie
Wie sich aus der vorstehenden Beschreibung ergibt, ermöglichen die erfindungsgemäße Jitter-Meßvorrichtung und das erfindungsgemäße Jitter-Meßverfahren eine Messung des Jitters eines zu vermessenden Signals mit guter Genauigkeit und hoher Geschwindigkeiten. Die erfindungsgemäße Testvorrichtung ermöglicht eine Prüfung elektronischer Bauteile und mit guter Genauigkeit und guter Effizient.

Claims

Vorrichtung zum Messen des Jitters eines zu vermessenden Signals, dadurch gekennzeichnet, dass sie folgende Bauglieder aufweist: – einen Signalkonverter (101), der das zu vermessende Signal in ein komplexes Analysesignal konvertiert, – ein Bauglied (102) zur Abschätzung der Momentanphase, das auf Grundlage des vom Signalkonverter (101) konvertierten, komplexen Analysesignals die Momentanphase des zu vermessenden Signals berechnet, – ein Bauglied (102) zur Abschätzung der linearen Momentanphase, das, wenn das Signal keinen Jitter aufweist, die die Momentanphase darstellende lineare Momentanphase durch die Ermittlung einer Näherungsgeraden für die vom Bauglied (102) zur Abschätzung der Momentanphase berechneten Momentanphasen berechnet, – ein Bauglied (105) zur Taktabschätzung, welches den Takt, mit welchem das zu vermessende Signal einen vorgegebenen Signalwert erreicht, oder den Takt, mit welchem die Momentanphase des zu vermessenden Signals eine vorgegebene Phase erreicht, oder den Takt, mit welchem die lineare Momentanphase des zu vermessenden Signals eine vorgegebene Phase erreicht, berechnet, – ein Bauglied (106) zur Abschätzung des Taktjitters, welches eine Taktjitter-Reihe berechnet, die, in Bezug auf die durch das Bauglied (105) zur Taktabschätzung berechneten Takte die Differenzen zwischen dem Phasenwert der Momentanphase und dem Phasenwert der linearen Momentanphase des zu vermessenden Signals angibt, und – einen Jitter-Detektor (107), der auf Grundlage der Taktjitter-Reihe den Jitter des zu vermessenden Signals berechnet.
Jitter-Meßvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Bauglied (103) zur Abschätzung der linearen Momentanphase als Näherungsgerade die Gerade der kleinsten Quadrate der Momentanphasen ermittelt.
Jitter-Meßvorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Bauglied (105) zur Taktabschätzung auf Grundlage des Signalwertes des zu vermessenden Signals, der Momentanphase des zu vermessenden Signals oder der linearen Momentanphase des zu vermessenden Signals den Takt des Nulldurchgangs des zu vermessenden Signals berechnet.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei welcher das Bauglied (106) zur Abschätzung des Taktjitters die Taktjitter-Reihe berechnet, welche den ermittelten Einzeltakten entsprechende Daten beinhaltet, die Jitter-Meßvorrichtung zusätzlich ein Bauglied (301) zur Abschätzung des Frequenzjitters aufweist, das eine Frequenzjitter-Reihe berechnet, welche aus den Differenzen von jeweils benachbarten Daten der Taktjitter-Reihe besteht und der Jitter-Detektor (107) zusätzlich auf Grundlage dieser Frequenzjitter-Reihe den Jitter des zu vermessenden Signals ermittelt.
Jitter-Meßvorrichtung nach Anspruch 4, bei welcher zusätzlich ein Bauglied (311) zur Abschätzung des Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitters vorgesehen ist, welches die Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitterreihe berechnet, welche aus den Differenzen von jeweils benachbarten Daten der Frequenzjitter-Reihe besteht, und der Jitter-Detektor (107) zusätzlich auf Grundlage dieser Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitterreihe den Jitter des zu vermessenden Signals ermittelt.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei welcher das Bauglied (105) zur Taktabschätzung folgende Bauglieder aufweist: – einen Interpolator (151), der eine Interpolation zwischen den Phasendaten zur linearen Momentanphase, die einen vorgegebenen Phasenwert übersteigen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten kommen, und denjenigen Phasendaten zur linearen Momentanphase, die unter einem vorgegebenen Phasenwert liegen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten vorliegen, vornimmt, – einen Wert-Detektor (152), der von den interpolierten Daten zur linearen Momentanphase diejenigen Phasendaten detektiert, die einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten liegen, und – ein Abschätzungsbauglied (153), welches den Takt der von dem eben genannten Wert-Detektor (152) detektierten Phasendaten in Bezug auf die Zeitachse berechnet.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei welcher das Bauglied (105) zur Taktabschätzung folgende Bauglieder aufweist: – einen Interpolator (161), der eine Interpolation zwischen den Phasendaten zur Momentanphase, die einen vorgegebenen Phasenwert übersteigen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten kommen, und denjenigen Phasendaten zur Momentanphase, die unter einem vorgegebenen Phasenwert liegen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten vorliegen, vornimmt, – einen Wert-Detektor (152), der von den interpolierten Daten zur Momentanphase diejenigen Phasendaten detektiert, die einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten liegen, und – ein Abschätzungsbauglied (153), welches den Takt der von dem eben genannten Wert-Detektor (152) detektierten Phasendaten in bezug auf die Zeitachse berechnet.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei welcher das Bauglied (105) zur Taktabschätzung folgende Bauglieder aufweist: – einen Interpolator (107), der eine Interpolation zwischen den Signaldaten des zu vermessenden Signals, die einen vorgegebenen Signalwert übersteigen und einem vorgegebenen Signalwert am nächsten kommen, und denjenigen Signaldaten des zu vermessenden Signals, die unter einem vorgegebenen Signalwert liegen und einem vorgegebenen Signalwert am nächsten vorliegen, vornimmt, – einen Wert-Detektor (152), der von den interpolierten Signalwertdaten diejenigen Signalwertdaten detektiert, die einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten liegen, und – ein Abschätzungsbauglied (153), welches den Takt der von dem eben genannten Wert-Detektor detektierten Signalwertdaten in Bezug auf die Zeitachse berechnet.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 6 bis 8, bei welcher die Dateninterpolation durch Polynom-Interpolation erfolgt.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 6 bis 8, bei welcher die Dateninterpolation durch dreidimensionale Spline-Interpolation erfolgt.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei welcher das Bauglied (105) zur Taktabschätzung die oben bezeichneten Takte durch inverse Interpolation auf Grundlage jeweils einer Mehrzahl von Daten in bezug auf die Phasendaten der linearen Momentanphase, in bezug auf die Phasendaten der Momentanphase(n) oder in Bezug auf die Signaldaten des zu vermessenden Signals berechnet.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei welcher der Signalkonverter (101) einen Bandbegrenzer (191), der von dem zu vermessenden Signal nach Wunsch definierbare Frequenzanteile abschneidet, und einen Hilbert-Transfor mator (192), der das Hilbert-Transformationspaar zu dem durch den Bandbegrenzer (191) bandbegrenzten zu vermessenden Signal bildet, aufweist.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei welcher der Signalkonverter (101) einen Frequenzbereichskonverter (181), der das zu vermessende Signal in ein Frequenzbereichssignal umwandelt, einen Bandbegrenzer (182), der von dem zu vermessenden, in ein Frequenzbereichssignal umgewandelten Signal nach Wunsch definierbare Frequenzanteile abschneidet, und einen Zeitbereichskonverter (183), der das durch den Bandbegrenzer (182) bandbegrenzte Frequenzbereichssignal in ein Zeitbereichssignal umwandelt, aufweist.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei welcher der Signalkonverter (101) einen Pufferspeicher (201) zur Ablage des zu vermessenden Signals, ein Datenauswahlbauglied (202), das die in dem Pufferspeicher (201) abgelegten Daten seriell ausliest, einen Fensterfunktionsmultiplikator (203), welcher die von dem Datenauswahlbauglied (202) ausgewählten Daten mit einer definierten Fensterfunktion multipliziert, einen Frequenzbereichskonverter (206), welcher diese mit einer Fensterfunktion multiplizierten Daten in ein Frequenzbereichssignal umwandelt, einen Bandbegrenzer (205), der von diesem Frequenzbereichssignal nach Wunsch bestimmte Frequenzanteile abschneidet, einen Zeitbereichskonverter (204), welcher die von dem Bandbegrenzer (205) abgeschnittenen Frequenzanteile in ein Zeitbereichssignal umwandelt und einem Amplitudenkorrektor (207), welcher das von dem Zeitbereichskonverter (204) in ein Zeitbereichssignal umgewandelte Signal mit einer invertierten Fensterfunktion multipliziert, aufweist.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 14, bei welcher der Bandbegrenzer (181, 191, 205) vom zu vermessenden Signal diejenigen Frequenzanteile abschneidet, welche die Grundfrequenz des zu vermessenden Signals enthalten.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei welcher des weiteren ein Wellenformbegrenzer (331) vorgesehen ist, der solche Signalwerte des zu vermessenden Signals, die über einem vorgegebenen ersten Schwellenwert liegen, durch diesen ersten Schwellenwert, und solche Signalwerte, die unter einem zweiten Schwellenwert liegen, durch diesen zweiten Schwellenwert ersetzt.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei welcher der Jitter-Detektor (107) einen Bereich (108) zur Spitzenwertberechnung aufweist, in welchem auf Grundlage der Taktjitter-Reihe ein Spitzenwert für das Jitter des zu vermessenden Signals berechnet wird.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei welcher der Jitter-Detektor (107) einen Bereich (110) zur Effektivwertberechnung aufweist, in welchem auf Grundlage der Taktjitter-Reihe der Effektivwert für das Jitter des zu vermessenden Signals berechnet wird.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei welcher der Jitter-Detektor (107) einen Bereich (110) zur Histogramm-Generierung aufweist, in welchem auf Grundlage der Taktjitter-Reihe ein Histogramm für den Jitter des zu vermessenden Signals generiert wird.
Jitter-Meßvorrichtung zur Messung des Jitters eines zu vermessenden Signals, dadurch gekennzeichnet, daß sie die folgenden Bauglieder aufweist: – einen Signalkonverter (101), der das zu vermessende Signal in ein komplexes Analysesignal konvertiert, – ein Bauglied (102) zur Abschätzung der Momentanphase, das auf Grundlage des vom Signalkonverter (101) konvertierten, komplexen Analysesignals die Momentanphase des zu vermessenden Signals berechnet, – ein Bauglied (105) zur Taktabschätzung, welches den Takt berechnet, in welchem die von dem Bauglied (102) zur Abschätzung der Momentanphase berechnete Momentanphase einen vorgegebenen Phasenwert erreicht, – ein Bauglied (341) zur Abschätzung von Frequenzen, das auf Grundlage des von dem Bauglied (105) zur Taktabschätzung berechneten Taktes eine Momentanfrequenzreihe berechnet, welche die Frequenz der einzelnen Zyklen des zu vermessenden Signals angibt, und – einen Jitter-Detektor (107), der auf Grundlage der Zyklenfrequenzreihe den Jitter des zu vermessenden Signals berechnet.
Jitter-Meßvorrichtung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass das Bauglied (105) zur Taktabschätzung auf Grundlage der Momentanphase des zu vermessenden Signals den Nulldurchgangstakt des zu vermessenden Signals berechnet.
Jitter-Meßvorrichtung nach Anspruch 20 oder 21, bei welcher zusätzlich ein Bauglied (351) zur Abschätzung des Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitters vorgesehen ist, welches die Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitterreihe berechnet, welche aus den Differenzen von jeweils benachbarten Daten der Frequenzjitter-Reihe besteht, und der Jitter-Detektor (107) zusätzlich auf Grundlage dieser Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitterreihe den Jitter des zu vermessenden Signals ermittelt.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 22, bei welcher das Bauglied zur Taktabschätzung folgende Bauglieder aufweist: – einen Interpolator (151), der eine Interpolation zwischen den Phasendaten zur Momentanphase, die einen vorgegebenen Phasenwert übersteigen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten kommen, und denjenigen Phasendaten zur Momentanphase, die unter einem vorgegebenen Phasenwert liegen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten vorliegen, vornimmt, – einen Wert-Detektor (152), der von den interpolierten Daten zur Momentanphase diejenigen Phasendaten detektiert, die einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten liegen, und – ein Abschätzungsbauglied (153), welches den Takt der von dem eben genannten Wert-Detektor (152) detektierten Phasendaten in bezug auf die Zeitachse berechnet.
Jitter-Meßvorrichtung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass das Bauglied (105) zur Taktabschätzung die Dateninterpolation nach der Polynom-Interpolation vornimmt.
Jitter-Meßvorrichtung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß das Bauglied (105) zur Taktabschätzung die Dateninterpolation durch dreidimensionale Spline-Interpolation erfolgt.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 22, bei welcher das Bauglied (105) zur Taktabschätzung die oben bezeichneten Takte durch inverse Interpolation auf Grundlage jeweils einer Mehrzahl von Daten in bezug auf die Phasendaten der linearen Momentanphase, in Bezug auf die Phasendaten der Momentanphase(n) oder in bezug auf die Signaldaten des zu vermessenden Signals berechnet.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 26, bei welcher der Signalkonverter (101) einen Bandbegrenzer (191), der von dem zu vermessenden Signal nach Wunsch definierbare Frequenzanteile abschneidet, und einen Hilbert-Transformator (192), der das Hilbert-Transformationspaar zu dem durch den Bandbegrenzer (191) bandbegrenzten zu vermessenden Signal bildet, aufweist.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 26, bei welcher der Signalkonverter (101) einen Frequenzbereichskonverter (181), der das zu vermessende Signal in ein Frequenzbereichssignal umwandelt, einen Bandbegrenzer (182), der von dem zu vermessenden, in ein Frequenzbereichssignal umgewandelten Signal nach Wunsch definierbare Frequenzanteile abschneidet, und einen Zeitbereichskonverter (183), der das durch den Bandbegrenzer (182) bandbegrenzte Frequenzbereichssignal in ein Zeitbereichssignal umwandelt, aufweist.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 26, bei welcher des weiteren ein Wellenformbegrenzer (371) vorgesehen ist, der solche Signalwerte des zu vermessenden Signals, die über einem vorgegebenen ersten Schwellenwert liegen, durch diesen ersten Schwellenwert, und solche Signalwerte, die unter einem zweiten Schwellenwert liegen, durch diesen zweiten Schwellenwert ersetzt.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 26, bei welcher der Jitter-Detektor (107) einen Bereich (108) zur Spitzenwertberechnung aufweist, in welchem auf Grundlage der Momentanfrequenzreihe ein Spitzenwert für das Jitter des zu vermessenden Signals berechnet wird.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 26, bei welcher der Jitter-Detektor (107) einen Bereich (109) zur Effektivwertberechnung aufweist, in welchem auf Grundlage der Momentanfrequenzreihe der Effektivwert für das Jitter des zu vermessenden Signals berechnet wird.
Jitter-Meßvorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 26, bei welcher der Jitter-Detektor (107) einen Bereich (110) zur Histogramm-Generierung aufweist, in welchem auf Grundlage der Momentanfrequenzreihe ein Histogramm für den Jitter des zu vermessenden Signals generiert wird.
Verwendung einer Vorrichtung zum Messen des Jitters eines zu vermessenden Signals nach einem der Ansprüche 1 bis 19 in einer Testvorrichtung zur Prüfung elektronischer Bauteile, dadurch gekennzeichnet, dass die Testvorrichtung (100) einen Mustergenerierungsbereich (10), der ein Testsignal zur Prüfung eines elektronischen Bauteils (30) generiert, einen wellenformbegrenzenden Bereich (20), der die Wellenform des Testsignals begrenzt und das somit geclippte Testsignal an das elektronische Bauteil (30) weiterleitet, eine Jitter-Meßvorrichtung (200), welche auf Grundlage des Testsignals den Jitter des von dem elektronischen Bauteil (30) ausgegebenen Signals mißt, und einen Beurteilungsbereich (40), in welchem auf Grundlage des von der Jitter-Meßvorrichtung (200) gemessenen Jitters des Ausgabesignals die Qualität des getesteten elektronischen Bauteils (30) beurteilt wird, umfaßt.
Verwendung einer Vorrichtung zum Messen des Jitters eines zu vermessenden Signals nach einem der Ansprüche 20 bis 33 in einer Testvorrichtung zur Prüfung elektronischer Bauteile, dadurch gekennzeichnet, daß die Testvorrichtung (100) einen Mustergenerierungsbereich (10), der ein Testsignal zur Prüfung eines elektronischen Bauteils (30) generiert, einen wellenformbegrenzenden Bereich (20), der die Wellenform des Testsignals begrenzt und das somit geclippte Testsignal an das elektronische Bauteil (30) weiterleitet, eine Jitter-Meßvorrichtung (200), welche auf Grundlage des Testsignals den Jitter des von dem elektronischen Bauteil (30) ausgegebenen Signals mißt, und einen Beurteilungsbereich (40), in welchem auf Grundlage des von der Jitter- Meßvorrichtung (200) gemessenen Jitters des Ausgabesignals die Qualität des getesteten elektronischen Bauteils (30) beurteilt wird, umfaßt.
Verfahren zum Messen des Jitters eines zu vermessenden Signals, das dadurch gekennzeichnet ist, daß es die folgenden Schritte beinhaltet: – einen Signalkonvertierungsschritt, in dem das zu vermessende Signal in ein komplexes Analysesignal umgewandelt wird, – einen Momentanphasenabschätzungsschritt, in dem auf Grundlage des vorgenannten Umwandlungsschrittes gebildeten komplexen Analysesignals die Momentanphase des zu vermessenden Signals berechnet wird, – einen Schritt zur Abschätzung der linearen Momentanphase, in dem, wenn das Signal keinen Jitter aufweist, die die Momentanphase darstellende lineare Momentanphase durch die Ermittlung einer Näherungsgeraden für die im Momentanphasenabschätzungsschritt ermittelten Momentanphasen bestimmt wird, – einen Taktabschätzungsschritt, in dem der Takt berechnet wird, mit welchem das zu vermessende Signal einen vorgegebenen Signalwert erreicht, oder mit welchem die Momentanphase des zu vermessenden Signals eine vorgegebene Phase erreicht, oder mit welchem die lineare Momentanphase des zu vermessenden Signals eine vorgegebene Phase erreicht. – einen Schritt zur Abschätzung des Taktjitters, in welchem eine Taktjitter-Reihe berechnet wird, die, in bezug auf die im Taktabschätzungsschritt berechneten Takte, die Differenzen zwischen dem Phasenwert der Momentanphase und dem Phasenwert der linearen Momentanphase des zu vermessenden Signals angibt, und – einen Schritt zur Jitter-Detektion, in welchem auf Grundlage der Taktjitter-Reihe der Jitter des zu vermessenden Signals berechnet wird.
Jitter-Meßverfahren nach Anspruch 35, bei welchem im Schritt zur Abschätzung der linearen Momentanphase als Näherungsgerade eine Gerade kleinster Quadrate der Momentanphasen gebildet wird.
Jitter-Meßverfahren nach Anspruch 35 oder 36, dadurch gekennzeichnet, daß im Taktabschätzungsschritt auf Grundlage des Signalwertes des zu vermessenden Signals, der Momentanphase des zu vermessenden Signals oder der linearen Momentanphase des zu vermessenden Signals der Takt des Nulldurchgangs des zu vermessenden Signals berechnet wird.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 35 bis 37, bei welchem im Schritt der Taktjitterabschätzung eine Taktjitter-Reihe berechnet wird, welche den ermittelten Einzeltakten entsprechende Daten beinhaltet, das im Jitter-Meßverfahren zusätzlich ein Schritt zur Abschätzung des Frequenzjitters vorgesehen wird, in welchem eine Frequenzjitter-Reihe berechnet wird, welche aus den Differenzen von jeweils benachbarten Daten der Taktjitter-Reihe besteht und im Jitter-Detektionsschritt der Jitter des zu vermessenden Signals zusätzlich auf Grundlage dieser Frequenzjitter-Reihe ermittelt wird.
Jitter-Meßverfahren nach Anspruch 38, bei welchem ein Schritt zur Abschätzung des Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitters vorgesehen wird, in welchem eine Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitter-Reihe berechnet wird, welche aus den Differenzen von jeweils benachbarten Daten der Frequenzjitter-Reihe besteht, und in dem Jitter-Detektionsschritt auf Grundlage der Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitter-Reihe der Jitter des zu vermessenden Signals ermittelt wird.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 35 bis 39, bei welchem in dem Taktabschätzungsschritt ein Schritt zur Interpolation der linearen Momentanphase, in welchem eine Interpolation zwischen den Phasendaten zur linearen Momentanphase, die einen vorgegebenen Phasenwert übersteigen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten kommen, und denjenigen Phasendaten zur linearen Momentanphase, die unter einem vorgegebenen Phasenwert liegen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten vorliegen, vorgenommen wird, ein Wert-Detektionsschritt, in welchem von den interpolierten Daten zur linearen Momentanphase diejenigen Phasendaten detektiert werden, die einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten liegen, und ein Abschätzungsschritt vorgesehen werden, in welchem der Takt der von dem eben genannten Wert-Detektor detektierten Phasendaten in bezug auf die Zeitachse berechnet wird.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 35 bis 39, bei welchem in dem Taktabschätzungsschritt ein Schritt zur Interpolation der Momentanphase, in welchem eine Interpolation zwischen den Phasendaten zur Momentanphase, die einen vorgegebenen Phasenwert übersteigen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten kommen, und denjenigen Phasendaten zur Momentanphase, die unter einem vorgegebenen Phasenwert liegen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten vorliegen, vorgenommen wird, ein Wert-Detektionsschritt, in welchem von den interpolierten Daten zur Momentanphase diejenigen Phasendaten detektiert werden, die einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten liegen, und ein Abschätzungsschritt vorgesehen werden, in welchem der Takt der von dem eben genannten Wert-Detektor detektierten Phasendaten in bezug auf die Zeitachse berechnet wird.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 35 bis 39, bei welchem in dem Taktabschätzungsschritt ein Schritt zur Interpolation der Wellenformdaten, in welchem eine Interpolation zwischen den Signalwertdaten des zu vermessenden Signals, die einen vorgegebenen Signalwert übersteigen und einem vorgegebenen Signalwert am nächsten kommen, und denjenigen Signalwertdaten des zu vermessenden Signals, die unter einem vorgegebenen Signalwert liegen und einem vorgegebenen Signalwert am nächsten vorliegen, vorgenommen wird, ein Wert-Detektionsschritt, in welchem von den interpolierten Signalwertdaten diejenigen Signalwertdaten detektiert werden, die einem vorgegebenen Signalwert am nächsten liegen, und ein Abschätzungsschritt vorgesehen werden, in welchem der Takt der von dem eben genannten Wert-Detektor detektierten Signalwertdaten in bezug auf die Zeitachse berechnet wird.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 40 bis 42, dadurch gekennzeichnet, daß im Schritt der Taktabschätzung die Dateninterpolation nach der Polynom-Interpolation vorgenommen wird.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 40 bis 42, dadurch gekennzeichnet, daß im Schritt der Taktabschätzung die Dateninterpolation nach der dreidimensionalen Spline-Interpolation vorgenommen wird.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 35 bis 39, dadurch gekennzeichnet, daß im Taktabschätzungsschritt auf Grundlage einer Mehrzahl von Daten, die Daten zur linearen Momentphase, Momentanphasendaten oder Signalwertdaten des zu vermessenden Signals sind, die Takte mittels inverser Interpolation berechnet werden.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 35 bis 39, bei welchem in dem Signalkonvertierungsschritt ein Bandbegrenzungsschritt, in welchem von dem zu vermessenden Signal nach Wunsch definierbare Frequenzanteile abgeschnitten werden, und ein Hilbert-Transformationsschritt vorgesehen werden, in welchem das Hilbert-Transformationspaar zu dem durch den Bandbegrenzer bandbegrenzten zu vermessenden Signal gebildet wird.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 35 bis 39, bei welchem in dem Signalkonvertierungsschritt ein Frequenzbereichsumwandlungsschritt, in welchem das zu vermessende Signal in ein Frequenzbereichssignal umgewandelt wird, ein Bandbegrenzungsschritt, in welchem von dem zu vermessenden, in ein Frequenzbereichssignal umgewandelten Signal nach Wunsch definierbare Frequenzanteile abgeschnitten werden, und ein Zeitbereichsumwandlungsschritt vorgesehen werden, in welchem das im Bandbegrenzungsschritt bandbegrenzte Frequenzbereichssignal in ein Zeitbereichssignal umwandelt wird.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 35 bis 39, bei welchem in dem Signalkonvertierungsschritt ein Datenspeicherungsschritt zur Ablage des zu vermessenden Signals, ein Datenauswahlschritt, in welchem die in dem Pufferspeicher abgelegten Daten seriell ausgelesen werden, ein Fensterfunktionsmultiplikationsschritt, in welchem die im Datenauswahlschritt ausgewählten Daten mit einer definierten Fensterfunktion multipliziert werden, ein Frequenzbereichsumwandlungsschritt, in welchem diese mit einer Fensterfunktion multiplizierten Daten in ein Frequenzbereichssignal umgewandelt werde, ein Bandbegrenzungsschritt, in welchem von diesem Frequenzbereichssignal nach Wunsch bestimmte Frequenzanteile abgeschnitten werden, ein Zeitbereichsumwandlungsschritt, in welchem die im Bandbegrenzungsschritt abgeschnittenen Frequenzanteile in ein Zeitbereichssignal umgewandelt werden, und ein Amplitudenkorrekturschritt vorgesehen werden, in welchem das im Zeitbereichsumwandlungsschritt in ein Zeitbereichssignal umgewandelte Signal mit einer invertierten Fensterfunktion multipliziert wird.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 45 bis 47, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Bandbegrenzungsschritt vom zu vermessenden Signal diejenigen Frequenzanteile abgeschnitten werden, welche die Grundfrequenz des zu vermessenden Signals enthalten.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 35 bis 39, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Schritt der Jitter-Detektion ein Schritt zur Spitzenwertberechnung vorgesehen wird, in welchem auf Grundlage der Taktjitter-Reihe ein Spitzenwert für den Jitter des zu vermessenden Signals berechnet wird.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 35 bis 39, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Schritt der Jitter-Detektion ein Schritt zur Effektivwertberechnung vorgesehen wird, in welchem auf Grundlage der Taktjitter-Reihe ein Spitzenwert für den Jitter des zu vermessenden Signals berechnet wird.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 35 bis 39, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Schritt der Jitter-Detektion ein Schritt zur Histogrammgenerierung vorgesehen wird, in welchem auf Grundlage der Taktjitter-Reihe ein Histogramm für den Jitter des zu vermessenden Signals berechnet wird.
Verfahren zum Messen des Jitters eines zu vermessenden Signals, dadurch gekennzeichnet, daß es die folgenden Schritte beinhaltet: – einen Signalkonvertierungsschritt, in welchem das zu vermessende Signal in ein komplexes Analysesignal konvertiert wird, – einen Schritt zur Abschätzung der Momentanphase, in welchem auf Grundlage des vom Signalkonverter konvertierten, komplexen Analysesignals die Momentanphase des zu vermessenden Signals berechnet wird, – einen Taktabschätzungsschritt, in welchem der Takt berechnet wird, in welchem die von dem Schritt zur Abschätzung der Momentanphase berechnete Momentanphase einen vorgegebenen Phasenwert erreicht, – einen Schritt zur Abschätzung der Zyklen (Perioden), in welchem auf Grundlage des im Taktabschätzungsschritt berechneten Taktes eine Momentanfrequenzreihe berechnet wird, welche die Frequenz (Periode) der einzelnen Zyklen des zu vermessenden Signals angibt, und – einen Jitter-Detektionsschritt, in welchem auf Grundlage der Zyklenfrequenzreihe den Jitter des zu vermessenden Signals berechnet wird.
Jitter-Meßverfahren nach Anspruch 53, dadurch gekennzeichnet, daß im Taktabschätzungsschritt auf Grundlage der Momentanphase des zu vermessenden Signals der Takt des Nulldurchgangs des zu vermessenden Signals berechnet wird.
Jitter-Meßverfahren nach Anspruch 53 oder 54, dadurch gekennzeichnet, daß ein Schritt zur Abschätzung des Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitters vorgesehen wird, in welchem eine Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitter-Reihe berechnet wird, welche aus den Differenzen von jeweils benachbarten Daten der Momentanfrequenzreihe besteht, und in dem Jitter- Detektionsschritt auf Grundlage der Zyklus-zu-Zyklus-Frequenzjitter-Reihe der Jitter des zu vermessenden Signals ermittelt wird.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 53 bis 55, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Taktabschätzungsschritt ein Schritt zur Interpolation der Momentanphase, in welchem eine Interpolation zwischen den Phasendaten zur Momentanphase, die einen vorgegebenen Phasenwert übersteigen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten kommen, und denjenigen Phasendaten zur Momentanphase, die unter einem vorgegebenen Phasenwert liegen und einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten vorliegen, vorgenommen wird, ein Wert-Detektionsschritt, in welchem von den interpolierten Daten zur Momentanphase diejenigen Phasendaten detektiert werden, die einem vorgegebenen Phasenwert am nächsten liegen, und ein Abschätzungsschritt vorgesehen werden, in welchem der Takt der von dem eben genannten Wert-Detektor detektierten Phasendaten in bezug auf die Zeitachse berechnet wird.
Jitter-Meßverfahren nach Anspruch 56, dadurch gekennzeichnet, daß im Schritt der Taktabschätzung die Dateninterpolation nach der Polynom-Interpolation vorgenommen wird.
Jitter-Meßverfahren nach Anspruch 56, dadurch gekennzeichnet, daß im Schritt der Taktabschätzung die Dateninterpolation nach der dreidimensionalen Spline-Interpolation vorgenommen wird.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 53 bis 55, dadurch gekennzeichnet, daß im Taktabschätzungsschritt auf Grundlage einer Mehrzahl von Momentanphasendaten die Takte mittels inverser Interpolation berechnet werden.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 53 bis 55, bei welchem in dem Signalkonvertierungsschritt ein Bandbegrenzungsschritt, in welchem von dem zu vermessenden Signal nach Wunsch definierbare Frequenzanteile abgeschnitten werden, und ein Hilbert-Transformationsschritt vorgesehen werden, in welchem das Hilbert-Transformationspaar zu dem durch den Bandbegrenzer bandbegrenzten zu vermessenden Signal gebildet wird.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 53 bis 55, bei welchem in dem Signalkonvertierungsschritt ein Frequenzbereichsumwandlungsschritt, in welchem das zu vermessende Signal in ein Frequenzbereichssignal umgewandelt wird, ein Bandbegrenzungsschritt, in welchem von dem zu vermessenden, in ein Frequenzbereichssignal umgewandelten Signal nach Wunsch definierbare Frequenzanteile abgeschnitten werden, und ein Zeitbereichsumwandlungsschritt vorgesehen werden, in welchem das im Bandbegrenzungsschritt bandbegrenzte Frequenzbereichssignal in ein Zeitbereichssignal umwandelt wird.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 53 bis 55, dadurch gekennzeichnet, daß ein Schritt zur Eliminierung amplitudenmodulierter Anteile vorgesehen wird, in welchem solche Signalwerte des zu vermessenden Signals, die über einem vorgegebenen ersten Schwellenwert liegen, durch diesen ersten Schwellenwert, und solche Signalwerte, die unter einem zweiten Schwellenwert liegen, durch diesen zweiten Schwellenwert ersetzt werden.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 53 bis 55, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Schritt der Jitter-Detektion ein Schritt zur Spitzenwertberechnung vorgesehen wird, in welchem auf Grundlage der Taktjitter-Reihe ein Spitzenwert für den Jitter des zu vermessenden Signals berechnet wird.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 53 bis 55 dadurch gekennzeichnet, daß in dem Schritt der Jitter-Detektion ein Schritt zur Effektivwertberechnung vorgesehen wird, in welchem auf Grundlage der Taktjitter-Reihe einEffektivwert für den Jitter des zu vermessenden Signals berechnet wird.
Jitter-Meßverfahren nach einem der Ansprüche 53 bis 55, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Schritt der Jitter-Detektion ein Schritt zur Histogrammgenerierung vorgesehen wird, in welchem auf Grundlage der Taktjitter-Reihe ein Histogramm für den Jitter des zu vermessenden Signals berechnet wird.