WO2001006673A1 - Procede et dispositif de determination de chemin - Google Patents

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WO2001006673A1
WO2001006673A1 PCT/JP2000/004882 JP0004882W WO0106673A1 WO 2001006673 A1 WO2001006673 A1 WO 2001006673A1 JP 0004882 W JP0004882 W JP 0004882W WO 0106673 A1 WO0106673 A1 WO 0106673A1
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Sei Hirade
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Nec Corporation
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    • H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
    • H04B1/7117—Selection, re-selection, allocation or re-allocation of paths to fingers, e.g. timing offset control of allocated fingers

Definitions

  • the present invention relates to a path search method and apparatus for searching a specific path from a plurality of paths by interpolating a received signal in wireless communication.
  • the present invention relates to a path search method and apparatus for removing the influence of multipath fusing by interpolating a received signal by, for example, a code division multiple access (CDMA) method.
  • CDMA code division multiple access
  • the transmitting side spreads the transmission signal over a wide band using a unique spreading code assigned in advance, and the receiving side uses the same spreading code to spread the received signal.
  • Despread demodulate
  • a transmission signal from a transmission side is affected by multipath fading in a transmission path.
  • received waves from a plurality of paths having different reception timings are synthesized by a direct wave or a reflected wave having a different propagation path.
  • this multi-pass It is necessary to remove the effect of the staging.
  • path detection accuracy is improved by interpolating a received signal, and a received wave of a specific path is detected. This effectively reduces the effects of multipath fading. To be removed.
  • a path search device in a base station device of a CDMA mobile communication system is configured as a searcher unit of the base station device.
  • the searcher unit detects the reception timing to be received by interpolating the received signal so as to reduce the chip interval of the received signal.
  • the base station device has a finger unit corresponding to the searcher unit. The finger unit extracts a specific path from the received signal based on the reception timing detected by the searcher unit, and performs RAKE (rake) combining.
  • FIG. 1 shows an outline of a configuration of a conventional base station device in a mobile communication system of the CDMA system.
  • the base station apparatus 10 includes an antenna 11 for receiving a transmission signal spread by the CDMA method from a mobile terminal on the transmitting side (not shown), and an interface function for a signal received by the antenna 11. And a demodulator for demodulating a received signal, a parameter manager 13 for assigning and managing spreading codes for each communication channel (CH), and a parameter manager 13 for each communication channel.
  • a demodulator for demodulating a received signal
  • a parameter manager 13 for assigning and managing spreading codes for each communication channel (CH)
  • a parameter manager 13 for each communication channel.
  • a reception processing unit 16 that performs a predetermined reception process on the received signal.
  • the searcher section 14 ⁇ to 14 N and the finger part 15 ⁇ to 15 N are associated one-to-one.
  • the N Sir Chiya part 1 4 ⁇ 1 4 N have the same configuration to each other, also the N fingers part 1 5 iota ⁇ 1 5 N is also the same configuration to each other.
  • the first searcher section 14 ⁇ detects a specific reception timing by interpolating the reception signal received by the reception section 12 and associates it with the first searcher part 14_].
  • the first finger part 15 ⁇ extracts a specific path of the reception timing notified from the first searcher section 14] _ from the reception signal received by the reception section 12, and performs despreading. Thereafter, RAKE combining is performed for the plurality of paths notified in the same manner, and output to the reception processing unit 16.
  • the other searcher sections 14 2 to 14 N operate in the same manner as the first searcher section 14 ⁇ .
  • transmission (not shown)
  • the mobile terminal on the side transmits a framed transmission signal having a plurality of time slots.
  • a pilot signal which is a fixed pattern known in advance on both the transmitting and receiving sides, is added to the beginning position of each time slot, and is orthogonally modulated together with transmission data.
  • spectrum spreading is performed using a spreading code specific to the communication channel.
  • the transmission signal thus spread using the CDMA scheme using its own spreading code is received by antenna 11 in the base station apparatus.
  • the received signal received by the antenna 11 is multiplied by a reference frequency generated by a reference frequency generator (not shown) by a multiplier (not shown).
  • Signal interface conversion such as amplification and quadrature demodulation, such as conversion to band signals, are performed.
  • the parameter management unit 13 is configured so that a finger unit and a searcher unit can be assigned to each communication channel included in the received signal. For example, an unused finger part and a searcher part are allocated to a communication channel in order from the first finger part 15 ⁇ and the searcher part 14; L.
  • the parameter management unit 13 notifies the assigned finger unit and searcher unit of code generation information for generating a corresponding spread code.
  • the finger unit and the searcher unit generate a spread code associated with the code generation information notified to each of them.
  • the demodulated signal demodulated by the receiving unit 12 is supplied to the searcher unit and a part of the finger assigned by the parameter managing unit 13.
  • Each searcher section interpolates the sampling points so as to reduce the chip interval of the received signal, and generates a delay profile based on the pilot signal added to the head position of each time slot of the interpolated signal.
  • the delay profile in order to show a change in reception timing due to multipath fusing of the demodulated signal in a time series, power values of mutually orthogonal received signal components demodulated by the receiving unit 12 are calculated for each delay time. .
  • the power value calculated for each delay time in the delay port file shows a peak in a plurality of paths having different propagation paths.
  • each searcher unit detects peaks exceeding a predetermined threshold value, and notifies the delay time corresponding to each peak to a part of the finger previously associated. Part of the notified finger was demodulated by the receiver 12 The path of the received wave corresponding to the notified delay time is extracted from the demodulated signal. These extracted paths are RAKE-combined, and are subjected to predetermined reception processing in the reception processing unit 16.
  • the searcher unit determines the reception quality of the base station apparatus.
  • the configuration of the searcher section 1 to 14 N are identical, by describing the first searcher 1 4 ⁇ , illustrating a searcher in some configurations.
  • FIG. 2 shows the configuration of the first searcher unit 14.
  • the first searcher unit 14 ⁇ interpolates the sampling points of the demodulated signal from the receiving unit 12 to reduce the chip interval, and a first interpolation filter 20 for interpolating the data interpolated by the first interpolation filter 20.
  • the apparatus includes a second interpolation filter 24 for further reducing the size, a path control unit 25 for specifying a path to be extracted for a part of the finger, and a code generator 26 for generating a spread code for calculating a correlation value.
  • FIG. 3 shows a configuration of the first interpolation filter 20.
  • First interpolation filter 20 a delay element 27Iota 27 7 of the first to seventh multiplier 28 of the first to eighth; has a L 28 8, and an adder 29.
  • the first to seventh delay elements 2? 7 7 are connected in series. Input signal and an output signal of the delay element 27 7 of the seventh of the delay elements are respectively Hiroshikyu to multipliers 28i 28 8 of the first to eighth.
  • the input which is input serially Interpolation points are determined using the values of the four input signals before and after the force signal 30. Each time the delay advances, the input signal 3 ° shifts and the interpolation points are determined in order.
  • the interpolated serial interpolation data is supplied as an output signal 31 to the correlation value calculator 21 (FIG. 2).
  • the code generator 26 generates a spread code corresponding to the communication channel based on the code generation information corresponding to the communication channel allocated to the first searcher unit 14; L from the parameter management unit. .
  • the correlation value calculation unit 21 detects the pilot signal added to the head position of each time slot from the interpolation data interpolated by the first interpolation filter 20 shown in FIG. 3 and recognizes the pilot signal in advance. An ideal received signal is generated by spreading the pilot signal using the spreading code generated by the code generator 26. Then, the correlation value calculation unit 2i calculates a correlation value by multiplying the detected pilot signal by the generated ideal reception signal, and thereby performs quadrature demodulation of the pilot signal.
  • the pilot signal is output as an I (In-Phase) signal and a Q (Quadrature-Phase) signal, which are signal components orthogonal to each other.
  • the in-phase adder 22 performs a certain number of in-phase additions “ ⁇ + ⁇ ” and “Q + Q” on the I signal component and the Q signal component from the correlation value calculator 21 and outputs the result.
  • the power adder 23 performs a certain number of power additions “I 2 + Q 2 ” on the output of the in-phase adder 22.
  • the second interpolation filter 24 has the same configuration as that of the first interpolation filter 20, and complements the power addition data so as to further reduce the chip interval.
  • the path control unit 25 refers to a delay profile in which the received signal, which is further interpolated by the second interpolation filter 24 and expressed as a power value, is arranged for each delay time, and sets a predetermined threshold value. A peak exceeding the peak is detected, and the delay time corresponding to the peak is notified to the first finger part 151.
  • the first searcher part 14i has a central processing unit (CPU) (not shown), and has a predetermined processing such as a read only memory (ROM). Various controls can be executed based on a control program stored in a storage device.
  • CPU central processing unit
  • ROM read only memory
  • FIG. 4 shows the processing contents of the control program stored in such a predetermined storage device.
  • the demodulated signal from the receiving unit 12 is interpolated in the first interpolation filter 20 at, for example, "1/2" chip intervals.
  • This is an interpolation filter having the configuration shown in Fig. 3, and the number of over samplings may be set to "2".
  • step S34 in the correlation value calculation unit 21, a predetermined value added to the head position of each time slot in the I signal and the Qi code component interpolated at "1Z2" chip intervals. Correlation values are calculated for the pilot signals that are fixed patterns.
  • the correlation value calculation unit 21 calculates a correlation value between an ideal received signal obtained by spreading a pilot signal recognized in advance by a spreading code generated by a code generator 26 for each time slot of a received frame. It is calculated. The higher the correlation value, the closer the pilot signal at the beginning of each time slot is closer to the ideal waveform, indicating that the reception sensitivity is better.
  • step S35 the calculated correlation value is added a certain number of times ⁇ for each of the I signal component and the Q signal component in the in-phase addition unit 22.
  • noise components included in each of the I signal and the Q signal are removed.
  • step S36 the result of the in-phase addition is power addition by a certain number of times ⁇ in the power addition unit 23.
  • the power values are averaged over time, thereby preventing a path from being detected with an incorrect power value due to instantaneous noise.
  • step S37 the calculated in-phase addition value is interpolated by the second interpolation filter 24 at, for example, "1Z4" chip intervals.
  • the second interpolation filter 24 can be configured similarly to the first interpolation filter 2 °.
  • the calculated power value becomes a delay profile that indicates the received signal that has been converted into power for each delay time on the time axis.
  • the path control unit 25 detects a peak exceeding a predetermined threshold value for the power value for each delay time. Then, in step S38, the path control unit 25 notifies the delay time corresponding to the peak exceeding the threshold to the first finger part 15 ⁇ .
  • the interpolation processing is performed so that the sampling points are increased and the accuracy of subsequent processing is increased. Done.
  • the accuracy of path detection is improved by the interpolation by the first and second interpolation filters 20 and 24 in steps S33 and S37.
  • Step S 3 3 and Step S 3 than a correlation ⁇ calculated before and power the summing after the end of the interpolation processing as 7, the correlation value calculation before the same phase Performing interpolation before addition increases the number of interpolations and improves path detection accuracy.
  • the interpolation processing is performed before the correlation value calculation and after the power addition is completed, as in steps S33 and S37, due to the limitation of the amount of calculation that can be allowed in a part of the searcher.
  • the increase in the amount of interpolation processing itself and the amount of processing in the subsequent stage due to the interpolation are accompanied by a trade-off between the path detection accuracy and the amount of processing.
  • Calculation amount in the searcher unit 1 4 ⁇ 1 4 N varies temporally in accordance with the number of communication channels to be processed.
  • the interpolation processing was fixedly performed before calculating the correlation value and after adding the power.
  • the amount of calculation is sufficient so that the interpolation processing can be performed before the correlation value calculation and before the in-phase addition.
  • the number of times of interpolation processing was reduced, and as a result, the accuracy of path detection could not be improved.
  • JP, A, 10190522 discloses that a matched filter is used to determine a predetermined threshold from all multipath signals in a multipath search range. By selecting signals with a value equal to or greater than the value and performing RAKE synthesis, all multipaths are synthesized, and exclusion processing of RAKE synthesis at the chip phase with a small signal level is performed by threshold judgment using an average delay profile A technique relating to such a path search device is disclosed. Even in this technology, it is necessary to always perform processing over the entire search path regardless of the number of communication channels to be processed. Therefore, this path search device usually has a certain precision within the maximum allowable range. It has been optimized to maintain the degree. However, even in this path search device, when the number of communication channels is small and the amount of calculation is sufficient, it is desirable that the path detection accuracy be as high as possible.
  • a first object of the present invention is to provide a path search method for improving path detection accuracy according to the number of communication channels to be processed.
  • a second object of the present invention is to provide a path search device that improves the accuracy of path detection according to the number of communication channels to be processed.
  • a first object of the present invention is to provide a first interpolation step of interpolating a demodulated signal to generate a first interpolation signal
  • a first selection step for generating a first selection signal alternatively selected from the first interpolation signal and the demodulated signal
  • a path detection step of detecting a path exceeding a predetermined threshold value based on the fourth selection signal, and a path search method comprising:
  • a second object of the present invention is to provide a time-series delay that indicates a change in reception timing due to multipath fading of a demodulated signal based on a pilot signal as a predetermined fixed pattern included in each time slot.
  • Path search processing means for generating a profile by path search processing comprising a plurality of processing units;
  • Interpolation information storage means for storing interpolation information indicating whether or not to perform interpolation processing for reducing a chip interval before and after each processing for each of a plurality of processing units;
  • Interpolation position processing control means for performing interpolation processing before and after each processing unit in the path search processing means based on the interpolation information
  • a second object of the present invention is to determine whether or not to perform an interpolation process for reducing a chip interval between processes for generating a delay profile indicating a change in reception timing due to multipath fusing of a demodulated signal in a time series.
  • Interpolation information storage means for storing interpolation information
  • First interpolation means for interpolating the demodulated signal to generate a first interpolation signal
  • First selection means for generating a first selection signal alternatively selected from the first interpolation signal and the demodulated signal based on the interpolation information
  • Correlation value calculating means for calculating a correlation value between a pilot signal as a predetermined fixed pattern included in the first selection signal and a predetermined expected value
  • a second interpolation unit that generates a second interpolation signal by interpolating the correlation value calculated by the correlation value calculation unit
  • Second selection means for generating a second selection signal, which is alternatively selected from a second interpolation signal and a correlation based on the interpolation information
  • An in-phase addition means for adding a predetermined number of times for each in-phase component of the second selection signal; and a third interpolation signal generated by interpolating the in-phase addition value calculated by the in-phase addition means.
  • a third interpolation means for adding a predetermined number of times for each in-phase component of the second selection signal; and a third interpolation signal generated by interpolating the in-phase addition value calculated by the in-phase addition means.
  • Third selection means for generating a third selection signal alternatively selected from the third interpolation signal and the in-phase addition value based on the interpolation information
  • Power adding means for adding a power value calculated from each signal component of the third selection signal a predetermined number of times
  • Fourth interpolation means for interpolating the power addition value calculated by the power addition means to generate a fourth interpolation signal
  • Fourth selection means for generating a fourth selection signal alternatively selected from the fourth interpolation signal and the power addition value based on the interpolation information
  • a path search device having a path detection means for converting a path exceeding a predetermined threshold value based on the fourth selection signal.
  • a demodulated signal is typically a signal obtained by converting a received signal by a Code Division Multiple Access (CDMA) method into a baseband signal and performing quadrature demodulation.
  • the interpolation information preferably corresponds to information indicating whether or not to perform interpolation processing, corresponding to the number of communication channels to be processed, or to reception quality measured for each communication channel of a demodulated signal. Then, information indicating whether or not to perform the interpolation processing can be used.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a conventional base station device in a mobile communication system of the CDMA system.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a main part of a searcher unit in the base station apparatus shown in FIG.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a main part of the interpolation filter.
  • FIG. 4 is a flowchart showing an outline of processing of a part of the searcher shown in FIG.
  • FIG. 5 is a block diagram showing an outline of a configuration of a base station device of a CDMA mobile communication system using the path search device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a main part of the path search device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of the interpolation information stored in the interpolation information storage unit.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of a format of a format of interpolation position notification information in the path search device according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a flowchart illustrating an outline of the processing of the searcher unit in the path search device according to the first embodiment.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a main part of the path search device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a flowchart illustrating an outline of processing of a searcher unit in the path search device according to the second embodiment.
  • FIG. 5 shows an outline of a configuration of a base station device of a mobile communication system of a CDMA system to which the path search device according to the first embodiment is applied.
  • the same components as those shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals.
  • the base station apparatus 40 includes an antenna 11 for receiving a transmission signal spread by a CDMA method from a mobile terminal on the transmission side (not shown), and an interface X-source of the signal received by the antenna 11. And a receiving unit 12 that has a function and demodulates a received signal. Further, the base station apparatus 40 includes a parameter management unit 41 for allocating and managing a unique spreading code for each communication channel (CH), and N number of parameters assigned to each communication channel by the parameter management unit 41.
  • CH unique spreading code for each communication channel
  • the first searcher section 42 ⁇ includes a code generator 45, a path search processing section 46, a path control section 47, and an interpolation filter 48.
  • the code generator 45 generates a spread code of the communication channel assigned by the parameter management unit 41.
  • the path search processing unit 46 includes a correlation value calculation unit 21, an in-phase addition unit 22, and a power addition unit 23.
  • the first finger part 43: _ is a code generator 52 for generating a spread code of the communication channel allocated by the parameter management unit 41, and a first signal from the demodulated signal from the reception unit 12
  • the despreading unit 53 that extracts a specific path corresponding to the delay time notified from here and despreads using the spreading code generated by the code generator 52, and performs channel estimation
  • a detection unit 54 that executes and removes the influence of the flooding, and a RAKE combining unit 55 that combines the detected signals are provided.
  • each of the searcher section 4 2 4 2 N and each Fi Nga part 4 3 4 3 N For the details, the first searcher 4 2; pick up the L and the first finger portion 4 3 ⁇ Representative explain.
  • the first searcher 4 21, the interpolation position control signal is supplied from the interpolation position controller 4 4.
  • the first searcher unit 42 i can perform the interpolation process by the interpolation filter 48 between the various processes in the path search processing unit 46 by the interpolation position control signal.
  • the interpolation filter 48 has an interpolation filter corresponding to a plurality of types of oversampled numbers in advance.
  • the interpolation filter 48 can interpolate at a plurality of types of chip intervals by changing the number of samplings according to the interpolation position control signal. Alternatively, in the interpolation filter 48, according to the number of oversamplings, the number of oversamplings is 2; the tap length is "4", and the tap length is "4". If it is cool, interpolation with the number of samplings of "4" can be realized with an easy and simple configuration.
  • the bus control section 47 detects a peak exceeding a predetermined threshold from the delay profile generated as a result of the path search processing in the path search processing section 46 in which the interpolation processing is inserted according to the interpolation position control signal. Then, the delay time corresponding to the peak is notified to the first finger part 43.
  • a transmission-side mobile terminal (not shown) transmits a framed transmission signal having a plurality of time slots. This transmission signal is received by the base station device 40.
  • a pilot signal which is a known fixed pattern on both sides of transmission and reception, is added to the beginning of each time slot in advance, and the pilot signal is orthogonally modulated together with the transmission data. After orthogonal modulation, spread spectrum is performed using a spreading code unique to each communication channel.
  • the antenna 11 receives a transmission signal spread by using its own spreading code in the CDMA scheme.
  • the received signal received by the antenna 11 is subjected to signal inversion-X-transformation such as amplification and quadrature demodulation in the receiving unit 12.
  • the signal interface conversion is, for example, a conversion in which a reference frequency generated by a reference frequency generator (not shown) and a received signal are multiplied by a multiplier and converted into a baseband signal.
  • Parameter managing unit 4 for each communication channel included in the received signal, summer the received signal to be able to assign a finger portion 4 3 1 to 4 3 N Oyobi searcher part 4 2 1 to 4 2 N ing.
  • the parameter management unit 41 sequentially assigns unused finger parts and searcher parts, for example, from the first finger unit 43 ⁇ and the first searcher unit 42.
  • the parameter management unit 41 notifies the assigned finger unit and searcher unit of code generation information for generating a corresponding spread code.
  • the finger unit and the searcher unit generate a spread code corresponding to the code generation information notified to each of them.
  • the demodulated signal demodulated by the receiving unit 12 is the one assigned by the parameter management unit 41 in the N searcher units 4 2 1 to 4 2 ⁇ 1 and the part of the N fingers 4 SLASN. Supplied to the one allocated by the parameter management section 41.
  • the interpolation position control unit 44 recognizes the number of communication channels with reference to the code generation information notified by the parameter management unit 41. In the interpolation position control unit 44, interpolation information indicating whether interpolation processing can be inserted and the number of over-samples at the time of interpolation processing insertion are registered in correspondence with the recognized number of communication channels. The interpolation position control unit 44 outputs interpolation information corresponding to the recognized number of communication channels to each communication channel unit as interpolation position notification information.
  • the first searcher 4 2 i is the sampling point interpolated to reduce the chip interval of the received signal, based on the pilot signal added to the head position of each timeslot Bok of the interpolation signal, the delay profile Generate In the delay profile, the power values of the mutually orthogonal received signal components demodulated by the receiving unit 12 are calculated for each delay time. Normally, due to the effects of multipath fading, peaks appear in multiple paths with different propagation paths in the power value calculated for each delay time in the delay profile. Therefore the first mono Chiya part 4 2 ⁇ is to a predetermined detecting a peak in excess of threshold, the delay time corresponding to each peak, corresponding to the first searcher 4 2 l Notify the first finger part 4 3 ⁇ .
  • First finger section 43 ⁇ extracts a path of a received wave corresponding to the notified delay time from the demodulated signal demodulated by receiving section 12. These extracted paths are subjected to channel estimation by the detection unit 54 to remove the influence of the feeding to some extent, are RAKE-combined, and are subjected to predetermined reception processing by the reception processing unit 16.
  • FIG. 6 shows an outline of the main components of a first searcher unit 42 and an interpolation position control unit 44 corresponding to a path search device in the first embodiment of the present invention.
  • the path search processing section 46 of the first searcher section 42 is composed of a first searcher section 42, a code generator 45 for generating a spread code of the allocated communication channel, and a correlation calculation.
  • each searcher unit has four selection units 61 to 64. It is assumed that the interpolation filter 48 is composed of four filters 65 to 68 according to the content of the interpolation processing.
  • the interpolation filter 48 inserted during the path search processing is composed of four filters 65 to 68, and is used separately according to the content of the interpolation processing. May be applied to each process as an interpolation filter. In any case, if the interpolation process can be performed between various processes according to the interpolation position notification information, how to arrange the filter in the interpolation filter 48. Placement is optional.
  • the first selector 61 receives the demodulated signal demodulated by the receiver 12 and the output signal of the first filter 65 interpolated so as to reduce the chip interval of the demodulated signal, and performs interpolation. These are alternatively selected based on the position notification information.
  • the selected first selected output signal is supplied to the correlation value calculator 21.
  • the second selection unit 62 includes a second filter 6 that interpolates the correlation value calculated by the correlation value calculation unit 21 and the correlation value calculated by the correlation value calculation unit 21 so that the chip interval becomes small.
  • the output signal of (6) is input, and these are alternatively selected based on the interpolation position notification information.
  • the selected second selected output signal is supplied to the in-phase adding unit 22.
  • the third selecting unit 63 is a third filter interpolated so that the chip interval between the in-phase addition result calculated by the in-phase addition unit 22 and the in-phase addition result calculated by the in-phase addition unit 22 is reduced. 67
  • the output signal of 7 is input, and these are alternatively selected based on the interpolation position notification information.
  • the selected third selected output signal is supplied to the power adding unit 23;
  • the fourth selection unit 64 is a fourth filter interpolated so that the chip interval between the power addition result calculated by the power addition unit 23 and the power addition result calculated by the power addition unit 23 is reduced. 68
  • the output signal of 8 is input and these are alternatively selected based on the interpolation position notification information. The selected fourth selected output signal is supplied to the path control section 47.
  • the correlation value calculation unit 21 detects the pilot signal added to the head position of each time slot of the input signal, and compares this with the spread code generated by the code generator 45 and the predetermined pilot signal. Calculates the correlation value between the signal and the ideal received signal spread by multiplication.
  • the in-phase addition unit 22 performs a certain number of in-phase additions on the I signal and the Q signal, which are mutually orthogonal signal components of the quadrature demodulated pilot signal.
  • the power addition unit 23 performs a certain number of power additions “I 2 + Q 2 ” on the signal components after the in-phase addition.
  • the interpolation position control unit 44 that outputs the interpolation position notification information includes an interpolation information storage unit 56 that stores the above-described interpolation information, and code generation information that is notified from the parameter management unit 41. And a communication channel number measuring unit 57 for measuring the number of communication channels to be processed based on the information.
  • the communication channel number measurement unit 57 recognizes the number of communication channels to be processed from the code generation information notified from the parameter management unit 41, but from the despread signal obtained by despreading the received signal. Also, the number of notification channels can be recognized.
  • the interpolation information storage unit 56 stores interpolation position designation information 58 indicating whether or not interpolation processing can be inserted, according to the number of channels measured by the communication channel number measurement unit 57. Interpolation information consisting of 59 oversampling numbers is stored.
  • FIG. 7 illustrates an example of the configuration of the interpolation information stored in the interpolation information storage unit 56.
  • the interpolation information includes the above-described interpolation corresponding to the number of communication channels (CHs) to be processed before and after each of the correlation value calculation processing, in-phase addition processing, and power addition processing performed in the path search processing unit 46.
  • Interpolation position designation information 58 indicating whether or not to perform the processing and the number of oversamplings 59 during the interpolation processing are registered. For example, when the number of processing channels measured by the communication channel number measuring unit 57 is “1”, the corresponding interpolation position designation information is “with interpolation” before the correlation value calculation and before the in-phase addition, respectively.
  • the interpolation information for performing the interpolation processing with the oversampling number of "2" is searched. Similarly, if the number of processing channels measured by the communication channel number measuring unit 57 is "2", the correlation in which the interpolation position designation information corresponding to this is "interpolation exists" is completed. After that, the interpolation information for performing the interpolation processing with the oversampling number of "2" is searched. When the number of processing channels measured by the communication channel measuring unit 57 is "3", the corresponding interpolation position designation information is "with interpolation" before the correlation value calculation and after the end of power addition.
  • Interpolation information for performing the interpolation processing with the sampling number of “2” is searched.Thus, as the number of communication channels to be processed is smaller, the interpolation processing is performed in the preprocessing and the number of interpolations is increased. , When there is enough computing power The accuracy of path detection is increased as much as possible.
  • interpolation position notification information which is a control signal of a predetermined format, as a part of each searcher AS i AS Notified to w.
  • interpolation position notification information which is a control signal of a predetermined format
  • FIG. 8 shows an example of the format configuration of such interpolation position notification information. That is, the interpolation position notification information 60 notified to the first searcher unit 42 is composed of the interpolation position 61 in which the interpolation designation information is “with interpolation” in FIG. 7 and the corresponding oversampling number. 6 Notified as control information in units of 2. If there is more than one "interpolation" in the interpolation position designation information, only the number corresponding to the number is notified, for example, when the number of processing channels is " ⁇ " Means that the interpolation position is "before correlation calculation" and the number of oversampling is "2", and the interpolation position is "before in-phase addition” and the number of oversampling is “2". become.
  • a first searcher part 42 i that appropriately selects insertion of interpolation processing in various arithmetic processing units in the path search processing unit 46 is: It has a CPU (not shown), and can execute various controls based on a control program stored in a predetermined storage device such as a ROM.
  • FIG. 9 shows an outline of the processing contents of the control program stored in such a predetermined storage device.
  • step S70 it is determined whether or not there is an interpolation position before calculating the correlation. Then, when the interpolation position is “before the correlation / direct calculation”, the interpolation filter 48 having the configuration shown in FIG. 3 converts the demodulated signal input from the receiver 12 into a chip in step S71. Interpolate so that the interval becomes smaller. This is the interpolation file of the configuration shown in Fig. 3, and the oversampling number should be "2".
  • the correlation value calculation unit 21 sets the head position of each time slot out of the quadrature demodulated and despread I and Q signal components. Correlation values are calculated for the added pilot signals, which are fixed patterns that are determined in advance. Since the pilot signal has a predetermined fixed pattern, it can be accurately determined as an ideal received signal on the receiving side.
  • the correlation value calculator 21 calculates a correlation value between the pilot signal and an ideal received signal for each time slot of a received frame. The correlation value indicates that the higher the value, the closer the pilot signal at the beginning of each time slot is to the ideal waveform, and the better the reception sensitivity.
  • step S73 it is determined whether or not the interpolation position is "before in-phase addition” by referring to the interpolation position notification information notified from the interpolation position control unit 44.
  • the calculated correlation ⁇ is interpolated in step S74 by the interpolation filter 48 in the same manner as in step S71 so that the chip interval becomes smaller.
  • the in-phase addition unit 22 When the interpolation position is not "before in-phase addition" in step S73, or after performing interpolation calculation in step S74, in step S75, the in-phase addition unit 22 outputs the I signal component and the Q signal component. Each signal component is added a fixed number N for each time, thereby removing noise components included in each of the I signal and the Q signal.Here, as the number of times of in-phase addition increases, the noise of each signal component increases. Minutes get smaller.
  • step S76 it is determined whether or not the interpolation position is "after completion of in-phase addition” by referring to the interpolation position notification information notified from the interpolation position control unit 44.
  • the interpolation position is “after completion of in-phase addition”
  • step S77 as in step S71, the calculated correlation value is interpolated by the interpolation filter 48 so as to reduce the chip interval. I do.
  • step S76 When the interpolation position is not "after completion of in-phase addition" in step S76, or after performing the interpolation calculation in step S77, in step S78, the power is added in the power adding section 23 for a certain number of times M. The addition is executed, thereby averaging the power values over time, and preventing a path from being detected with an incorrect power value due to instantaneous noise.
  • step S79 it is determined whether or not the interpolator is “after the end of power addition” by referring to the interpolated position notification information notified from the interpolator controller 44.
  • step S80 the calculated correlation is interpolated by the interpolation filter 48 in the same manner as in step S71 so that the chip interval becomes smaller. I do.
  • step S81 the path control unit 47 detects a peak exceeding a predetermined threshold value for the power value for each delay time, and determines a delay time corresponding to the peak exceeding the threshold value in the first time. Notify the finger part of 4 4 i. Thereafter, a series of processing ends.
  • the interpolation position control unit 44 is provided, and the interpolation processing necessary for improving the path search detection accuracy according to the number of communication channels to be processed is provided therein. Whether or not can be inserted and the number of oversampling at the time of insertion are registered in advance.
  • an interpolation filter 48 between the various operation units of the path search processing unit 46 based on interpolation information searched according to the number of processing channels measured by the communication channel number measurement unit 57. Whether or not to insert the interpolation process can be changed as appropriate.
  • the interpolation processing is performed in the pre-processing to increase the number of interpolations.
  • the interpolation processing is performed at a fixed processing position regardless of the number of processing channels, so that even if the number of communication channels is small and the amount of calculation is sufficient, only the minimum path detection accuracy can be obtained.
  • the problem in the prior art, which could not be achieved, can be avoided.
  • the maximum amount of calculation according to the number of processing channels can be ensured, and the accuracy of path detection can be increased as much as there is room for the amount of calculation.
  • the path search device uniformly inserts interpolation processing into processing units corresponding to the number of communication channels during path search processing for each communication channel. I was trying.
  • the path search device according to the second embodiment further measures the quality of the received signal to each communication channel, and changes the interpolation position for the communication channel with low reception quality to thereby improve the path detection accuracy. Has been improved.
  • the control of the base station device to which the path search device of the second embodiment is applied is the same as that of the first embodiment.
  • the second embodiment will be described focusing on the configuration of the unit.
  • FIG. 10 shows an outline of a part of a searcher, which is a path search device according to the second embodiment, and an essential part of a configuration of an interpolation and standing control unit.
  • the path search device here includes a searcher unit 90, an interpolation position control unit 91, and a reception quality measurement unit 92.
  • the searcher unit 90 corresponds to each of the searcher AS i SN in FIG.
  • the position control unit 91 corresponds to the interpolation position control unit 44 in FIG.
  • the reception quality measuring section 92 is provided in the base station apparatus in common for each searcher section.
  • the reception quality measuring unit 92 receives the signal-to-interference ratio (SIR) value 94 calculated by the RAKE combining unit of each searcher unit as an input. Monitor the reception quality of each communication channel. Further, the reception quality measurement section 92 determines which reception quality level the reception quality calculated by comparing with a plurality of predetermined thresholds is determined, and determines whether the reception quality level is equal to or lower than a certain reception quality level. The reception position level and the communication channel number for identifying the communication channel are notified to the interpolation position control unit 91 for the channel.
  • SIR signal-to-interference ratio
  • the interpolation position control section 91 has interpolation information corresponding to a plurality of reception quality levels in addition to the interpolation information shown in FIG.
  • the interpolation information corresponding to these reception quality levels includes interpolation position designation information indicating whether interpolation processing should be performed in accordance with the interpolation position to be inserted between various processings during the path search processing shown in FIG. And the number of over-one samplings in the interpolation processing are registered in advance.
  • the interpolation position control section 91 is notified of the number of communication channels 95 to be processed from the parameter management section 41, and received from the reception quality measurement section 92 below a predetermined level of the reception quality of each communication channel. Communication channel is specified. Then, the interpolation position control section 91 measures the number of communication channels.
  • the interpolation information is searched according to the number of communication channels measured by the fixed part. Furthermore, for communication channels with low reception quality notified from the reception quality measurement section 92, interpolation information corresponding to the reception quality level is added to the number of communication channels measured by the communication channel number measurement section. Instead of the interpolation information retrieved accordingly, a searcher section provided in each communication channel section is notified as interpolation position notification information.
  • the searcher section 90 performs an interpolation process on the demodulated signal 96 at an optimum position based on the interpolation position notification information thus notified, and notifies a part of the finger of the reception timing.
  • FIG. 11 illustrates an example of the interpolation / standing position notification information notified from the interpolation position control unit.
  • the interpolation position notification information 97 is prefixed with a communication channel number 98 for identifying each communication channel, and the interpolation position 99 with the interpolation position designation information "interpolated" and the corresponding interpolation position. This is notified as control information in units of the number of oversampling 100 to be performed.
  • the searcher unit 90 determines whether or not the interpolation position notification information notified in the format shown in FIG. 11 is addressed to itself in addition to the configuration of the first searcher unit 42 shown in FIG. It has a discriminating unit for discriminating. This discriminating unit discriminates the destination of the received interpolation position notification information by comparing with the notification channel number assigned to its own searcher unit in advance. When the determination unit determines that the interpolation position notification information is addressed to itself, it performs interpolation processing between various types of processing during the path search processing according to the interpolation position included in the interpolation position notification information and the number of oversamplings. insert.
  • the path search device appropriately changes the insertion position of the interpolation processing in the path search processing according to not only the number of communication channels to be processed but also the reception quality level. . Therefore, for an iS "channel with a low reception quality level, an interpolation process is inserted at a position where the number of times of interpolation is larger, thereby performing fine-grained control to improve the accuracy of path switching. Will be able to do it.
  • the force 5 described as changing the processing position of the interpolation processing is used.
  • the present invention is not limited to this.
  • the correlation value calculation, the in-phase addition, and the power addition are performed as the path search processing. V, not limited to this.
  • the interpolation position is changed according to the communication channel, but the present invention is not limited to this. In consideration of the fact that one user may use a plurality of communication channels, the interpolation position may be changed according to the number of users.
  • the power described assuming that the interpolation information is composed of the interpolation position designation information and the oversampling number is not limited to this.
  • only the interpolation position designation information may be stored in the interpolation information storage unit for each communication channel or reception quality level.
  • the execution position of the interpolation processing for improving the accuracy of the delay profile is changed in accordance with the number of communication channels to be processed. Path detection can be performed with accuracy.
  • the oversampling number specifying the chip interval in the interpolation information By including the oversampling number specifying the chip interval in the interpolation information, more precise control of the interpolation processing can be performed.

Description

明 細 書
パスサーチ方法及び装置
技術分野
本発明は、 無線通信において受信信号を補間して複数のパスから特定のパスを サーチするパスサーチ方法及び装置に関する。 特に、 例えば符号分割多元接続 (Code Divis ion Multiple Access： C DMA) 方式による受信信号を補 間することによって、 マルチパスフヱ一ジングの影響を除去するパスサーチ方法 及び装置に関する。
背景技術
近年、 半導体技術や移動通信技術の進歩により、 高機能かつ安価な通信システ ムとして、 携帯電話システムなどの移動通信システムの普及が著しい。 これまで は、 携帯電話システムにより代表される移動通信システムにおける多重化方式と して、 周波数分割多元接続 (Frequency Divis ion Multiple Access： F DMA) 方式や時分割多元接続 (Time Divis ion Multiple Access： T D MA) 方式が用いられていた。 しかし最近では、 これらの多重化方式と比較して 同じ周波数帯域でより多くのチヤネルを多重化できる C DM A方式による移動通 信システムが、 次世代の移動通信技術として実用化されるに至っている。
C DMA方式による移動通信システムでは、 送信側において、 それぞれ予め割 り当てられた固有の拡散符号を用いて送信信号を広帯域に拡散し、 受信側におい ては、 同じ拡散符号を用いて受信信号を逆拡散 （復調） する。 これにより、 複数 のユーザからのそれぞれ固有の拡散符号により拡散された複数のチャネルを同じ 周波数帯域内で混在させることが可能となる。
一般に移動通信システムでは、 送信側からの送信信号が、 伝送路中でマルチパ スフエージングの影響を受ける。 すなわち、 伝搬経路が違う直接波や反射波など によって、 受信側では受信夕イミングが異なる複数のパスの受信波が合成される。 受信品質を向上させるためには、 このマルチパスフ:！:一ジングの影響を除去する 必要がある。 移動通信システムの基地局装置におけるパスサーチ装置では、 受信 信号を補間することによってパスの検出精度を向上させ、 特定のパスの受信波を 検出することが行われる。 これにより、 マルチパスフエージングの影響を効率的 に除去する。
例えば、 C DMA方式の移動通信システムの基地局装置におけるパスサーチ装 置は、 基地局装置のサーチャー部として構成されている。 サーチャー部では、 受 信信号のチップ（chip )間隔を小さくするようにして受信信号を補間して、 受信 すべき受信タイミングを検出する。 基地局装置には、 このサーチャー部に対応す るフィンガー部を有している。 フィンガー部は、 サーチャー部によって検出され た受信タイミングに基づいて、 受信信号から特定のパスを抽出し、 RAKE (レ イク） 合成を行う。
図 1は、 C DMA方式の移動通信システムにおける従来の基地局装置の構成の 概要を示している。 ここでは、 基地局装置の受信機能部分のみを示している。 基地局装置 1 0は、 図示しない送信側の移動体端末からの C DMA方式で拡散 された送信信号を受信するためのアンテナ 1 1と、 アンテナ 1 1で受信された信 号に対するィンタフ —ス機能を有するとともに受信信号を復調する受信部 1 2 と、 各通信チャネル （C H) ごとに拡散符号の割り当てと管理を行うパラメ一夕 管理部 1 3と、 パラメータ管理部 1 3によって各通信チャネルごとにそれぞれ割 り当てられる N個のサーチャー部 1 4丄〜 1 4N及び N個のフィンガ一部 1 5 ι〜 1 5Nと、 フィンガ一部 1 5丄〜 1 5Nで抽出された特定パスの受信信号に対して 所定の受信処理を行う受信処理部 1 6とを備えている。 サーチャー部 1 4 ι〜 1 4Nとフィンガ一部 1 5丄〜 1 5 Nとは 1対 1で対応付けられている。 N個のサー チヤ一部 1 4丄〜 1 4Nは相互に同一構成であり、 また N個のフィンガ一部 1 5 ι 〜 1 5 Nも相互に同一構成である。 第 1のサーチャー部 1 4丄は、 受信部 1 2によ つて受信された受信信号を補間して特定の受信タイミングを検出し、 第 1のサー チヤ一部 1 4 ]_と対応付けられている第 1のフィンガ一部 1 ら丄に通知する。 第 1 のフィ ンガ一部 1 5丄は、 受信部 1 2で受信された受信信号から、 第 1のサーチ ヤー部 1 4 ]_から通知された受信タイミングの特定パスを抽出して、 逆拡散後、 同様に通知された複数のパスについて RAK E合成を行って、 受信処理部 1 6に 出力する。 他のサーチャー部 1 42〜 1 4Nもそれぞれ第 1のサーチャー部 1 4 ι と同様に動 ί乍する。
このような構成の基地局装置を含む移動体通信システムでは、 図示しない送信 側の移動体端末において、 複数のタイムス Πットを有するフレーム化された送信 信号が送出される。 各タイムスロットには、 その先頭位置に、 予め送受信両側で 既知の固定パターンであるパイロット信号が付加され、 送信データとともに直交 変調される。 直交変調後、 通信チャネルに固有の拡散符号を用いてスペクトル拡 散が行われる。 このように C DM A方式で各自固有の拡散符号を用いて拡散され た送信信号が、 基地局装置においてアンテナ 1 1で受信される。 受信部 1 2にお いては、 例えば、 アンテナ 1 1で受信された受信信号を、 不図示の乗算器によつ て、 不図示の基準周波数発生器によって生成された基準周波数と乗算してベース バンド信号に変換するなど、 増幅等の信号ィンターフェース変換および直交復調 が行われる。
パラメータ管理部 1 3は、 受信信号に含まれる通信チャネルごとに、 フィンガ —部及びサーチャー部を割り当てることができるように、 構成されている。 例え ば、 1番目のフィンガー部 1 5丄及びサーチャー部 1 4 ;Lから順に、 未使用のフィ ンガ一部及びサーチャー部を通信チャネルに割り当てる。 パラメータ管理部 1 3 は、 割り当てたフィンガー部及びサーチャー部に、 対応する拡散符号を生成する ための符号生成情報を通知する。 フィンガー部およびサーチャー部は、 各自に通 知された符号生成情報に対応付けられた拡散符号を生成するようになっている。 受信部 1 2で復調された復調信号は、 パラメータ管理部 1 3によって割り当て られたサーチャー部及びフィンガ一部に洪給される。
各サーチャー部は、 受信信号のチップ間隔を小さくするようにサンプリング点 を補間し、 この補間された信号の各タイムスロットの先頭位置に付加されたパイ ロット信号に基づいて、 遅延プロファイルを生成する。 遅延プロファイルでは、 復調信号のマルチパスフヱ一ジングによる受信タイミングの変化を時系列に示す ため、 遅延時間ごとに、 受信部 1 2で復調された互いの直交する受信信号成分の 電力値が算出されている。 通常、 マルチパスフヱ一ジングの影響により、 遅延プ 口ファイル上の遅延時間ごとに算出された電力値は、 伝搬経路の異なる複数のパ スでピークを示す。 そこで各サーチャー部は、 予め決められたしきい値を越える ピークを検出し、 それぞれのピークに対応した遅延時間を、 予め対応付けられた フィンガ一部に通知する。 通知されたフィンガ一部は、 受信部 1 2で復調された 復調信号から、 通知された遅延時間に対応する受信波のパスを抽出する。 これら 抽出されたパスは、 RAKE合成され、 受信処理部 16において所定の受信処理 を受けるようになつている。
このようにサーチャー部によってパスの検出精度が決まるため、 サーチャー部 が基地局装置の受信品質を決定付ける。 サーチャー部 1 〜14Nの構成が同一 であるため、 第 1のサーチャー部 1 4丄について説明することにより、 サーチャ 一部の構成を説明する。 図 2は第 1のサーチャー部 14 の構成を表わしたもの である。
第 1のサーチャー部 1 4丄は、 受信部 12からの復調信号のサンプリング点を 補間してチップ間隔を小さくする第 1の補間フィルタ 20と、 第 1の補間フィル タ 20により補間されたデータの相関値を算出する相関値計算部 21と、 算出さ れた相関馗に基づいて遅延プロファイルを生成するための同相加算部 22及び電 力加算部 23と、 生成された遅延プロフアイルのチップ間隔をさらに小さくする 第 2の補間フィルタ 24と、 フィンガ一部に抽出すべきパスを指定するパスコン トロール部 25と、 相関値計算のための拡散符号を生成する符号発生器 26とを 備えている。
ここで、 補間フィルタについて説明する。 図 3は、 第 1の補間フィルタ 20の 構成を示したものである。 ここでは、 オ サンプリング数が "2" で、 タツ プ長が "4" の場合について示す。 第 1の補間フィルタ 20は、 第 1乃至第 7の 遅延素子 27ι 277と、 第 1乃至第 8の乗算器 28;L 288と、 加算器 29と を有している。 第 1乃至第 7の遅延素子 2ァェ〜？ 77は直列に接続されている。 各遅延素子の入力信号と第 7の遅延素子 277の出力信号は、 それぞれ第 1乃至 第 8の乗算器 28i 288に洪給されている。 また第 1乃至第 8の乗算器 28λ 288には、 さらに予め決められたフィルタ係数 C_4 C_3 C-2 C.i, Ci, C2 C3 C4が入力し、 それぞれ各遅延素子の入力信号および第 7の遅延素子 277の出力信号と乗算される。 ここで、 i = l 4として、 フィルタ係数 C_i と Ciは等しい。 各乗算器 28 288での乗算結果は、 加算器 29で加算され、 補間フィルタ 20の出力信号 31として外部に供給される。
このような構成の第 1の補間フィルタ 20によれば、 シリアルに入力される入 力信号 3 0に対して前後 4点の入力信号の値を使って補間点が求められるように なっており、 遅延が進むたびに入力信号 3◦がシフトして順に補間点が求められ る。 補間されたシリアルな補間データは、 出力信号 3 1として相関値計算部 2 1 (図 2 ) に ί共給される。
図 2に戻って説明を続ける。 符号発生器 2 6は、 パラメ一夕管理部から第 1の サーチャー部 1 4 ;Lに割り当てられた通信チヤネルに対応する符号生成情報に基 づいて、 この通信チャネルに対応する拡散符号を生成する。 相関値計算部 2 1は、 図 3で示した第 1の補間フィルタ 2 0で補間された補間データから、 各タイムス ロッ 卜の先頭位置に付加されたパイロッ ト信号を検出するともに、 予め認識して いるパイロッ ト信号を符号発生器 2 6で生成した拡散符号により拡散した理想的 な受信信号を生成する。 そして相関値計算部 2 iは、 検出したパイロッ ト信号と 生成された理想的な受信信号とをかけ合わせて、 相関値を算出し、 これにより、 パイロッ ト信号の直交復調を行う。 直交復調の結果、 パイロッ ト信号は、 互いに 直交する信号成分である I ( In-Phase )信号および Q ( Quadrature-Phase )信 号として出力される。 同相加算部 2 2は、 相関値計算部 2 1からの I信号成分お よび Q信号成分について、 一定回数の同相加算 " Ι + Γ および "Q + Q" を行 つて出力する。
電力加算部 2 3は、 同相加算部 2 2の出力に対し、 一定回数の電力加算 " I 2 + Q2" を行う。 第 2の補間フィルタ 2 4は、 第 1の補間フィルタ 2 0と同様の 構成のものであって、 さらにチップ間隔を小さくするように電力加算デ一タを補 間する。 パスコントロール部 2 5は、 第 2の補間フィルタ 2 4によってさらに補 間されて電力値として表現された受信信号が遅延時間ごとに並べられた遅延プロ ファイルを参照して、 所定のしきい値を越えるピークを検出し、 そのピークに対 応する遅延時間を第 1のフィ ンガ一部 1 51に通知する。
このような第 1のサ一チヤ一部 1 4 iは、 図示しない中央処理装置 （Central Process ing Unit ： C P U) を有しており、 読出し専用メモリ （Read Only Memory： R OM) などの所定の記憶装置に格納された制御プログラムに基づい て各種制御を実行することができるようになつている。
図 4は、 このような所定の記憶装置に格納された制御プログラムの処理内容の 概要を表わしたものである。 第 1のサーチャー部 14丄では、 ステップ S33と して、 第 1の補間フィルタ 20において、 受信部 12からの復調信号が例えば "1/2" チップ間隔で補間される。 これは、 図 3に示した構成の補間フィルタ で、 オーバ一サンプリング数を "2" とすれば良い。 次に、 ステップ S34にお いて、 相関値計算部 21において、 "1Z2" チップ間隔で補間された I信号お よび Qi言号成分のうち、 各タイムスロッ 卜の先頭位置に付加されている予め決め られた固定パターンであるパイロッ ト信号について、 それぞれ相関値が算出され る。 パイロッ ト信号は、 予め決められた固定パターンであるため、 受信側におけ る理想波形を精度良く決定することができる。 相関値計算部 21では、 予め認識 しているパイロッ ト信号を符号発生器 26で生成した拡散符号により拡散した理 想的な受信信号との間の相関値が、 受信したフレームのタイムスロッ トごとに算 出される。 相関値は、 その値が高いほど各タイムスロッ トの先頭位置のパイロッ ト信号が理想波形に近く、 受信感度が良いことを示す。
算出された相関 ί直は、 ステップ S35において、 同相加算部 22において、 I 信号成分および Q信号成分ごとに一定回数 Νだけ加算される。 これにより、 I信 号および Q信号それぞれに含まれるノイズ成分は除去される。 同相加算の回数が 多いほど、 各信号成分のノイズ分は小さくなる。
次に、 同相加算された結果は、 ステップ S36において、 電力加算部 23にお いて、 一定回数 Μだけ電力加算される。 これにより、 時間的に電力値が平均化さ れ、 瞬時的なノイズによって誤った電力値でパス検出されることが防止される。 算出された同相加算値は、 ステップ S37において、 第 2の補間フィルタ 24 において、 さらに例えば "1Z4" チップ間隔で補間される。 上述したように、 第 2の補間フィルタ 24も第 1の補間フィルタ 2◦と同様に構成することができ る。
算出された電力値は、 時間軸上において、 遅延時間ごとに電力化された受信信 号を示す遅延プロファイルとなる。 パスコントロール部 25は、 これら遅延時間 ごとの電力値について、 所定のしきい値を越えるピークを検出する。 そしてパス コントロール部 25は、 ステップ S38において、 しきい値を越えるピークに対 応する遅延時間を第 1のフィ ンガ一部 15ιに通知する。 このように第 1のサーチャー部 1 4 ]_をはじめとする各サーチャー部において、 パス検出の精度を向上させるため、 それぞれサンプリング点を増やして後段の処 理の精度を高めるように、 補間処理が行われる。
上述したような従来のパスサーチ装置では、 ステツプ S 3 3およびステツプ S 3 7における第 1および第 2の補間フィルタ 2 0 , 2 4による補間により、 パス 検出の精度を向上させている。 したがって、 例えば各サーチャー部 1 4丄〜1 4 N において、 ステップ S 3 3およびステップ S 3 7のように相関馗計算前と電力加 算終了後に補間処理を行うよりも、 相関値計算前と同相加算前に補間処理を行う 方が補間回数が多くなつてパス検出精度が向上する。 しかし、 現状では、 サーチ ャ一部において許容できる演算量の制限から、 ステップ S 3 3およびステップ S 3 7のように、 相関値計算前と電力加算終了後に補間処理を行うようにしている。 このように、 補間処理自体の増加と補間されたことによる後段の処理量の増加が 伴い、 パス検出精度と処理量とのトレードオフとなる。
サーチャー部 1 4丄〜 1 4Nにおける演算量は、 処理する通信チャネル数に応じ て時間的に変動する。 しかしながら、 従来では処理すべき通信チャネル数に関わ らず、 相関値計算前と電力加算後に固定的に補間処理が行われていた。 すなわち、 サーチャー部の処理すべき通信チャネル数が少ない場合は、 本来例えば相関値計 算前と同相加算前に補間処理を行うことができるほどに、 演算量に余裕がある場 合がある。 しかし従来では、 固定的に決められた順序における補間処理を行って いるために、 補間処理の回数が少なくなつてしまい、 結果的にパス検出の精度を 向上させることができなかったという問題があつた。
また日本国特許公開特開平 1 0— 1 9 0 5 2 2号公報（JP , A, 10190522 ) には、 マッチドフィルタを用いて、 マルチパスのサーチ範囲における全てのマル チパス信号から所定のしきい値以上の信号を選択して RAKE合成することによ つて、 全マルチパスを合成し、 信号レベルの小さなチップ位相における RAK E 合成の除外処理を平均的遅延プロフアイルを用いたしきい値判定により行うよう にしたパスサーチ装置に関する技術が開示されている。 この技術においても、 処 理すべき通信チャネル数に関わらず常に全サーチパスの範囲にわたって処理する 必要がある。 そこで、 このパスサーチ装置では、 通常、 最大許容範囲で一定の精 度を維持するように適正化されている。 しかしながら、 このパスサーチ装置にお いても、 通信チャネル数が少なくて演算量に余裕がある場合には、 できるだけパ ス検出の精度が良いことが望まれる。
発明の開示
本発明の第 1の目的は、 処理すべき通信チャネル数に応じてパス検出の精度を 向上させるパスサーチ方法を提 することにある。
本発明の第 2の目的は、 処理すべき通信チャネル数に応じてパス検出の精度を 向上させるパスサーチ装置を提洪することにある。
本発明の第 1の目的は、 復調信号を補間して第 1の補間信号を生成する第 1の 補間ステップと、
復調信号のマルチパスフ X—ジングによる受信タイミングの変化を時系列に示 す遅延プロフアイルを生成するための各処理間でチップ間隔を小さくする補間処 理を行うか否かを示す補間情報に基づいて、 第 1の補間信号と復調信号とから択 一的に選択した第 1の選択信号を生成する第 1の選択ステツプと、
第 1の選択信号に含まれる予め決められた固定パターンとしてのパイロット信 号と所定の期待値との相関値を算出する相関値算出ステップと、
相関値算出ステップで算出された相関値を補間して第 2の補間信号を生成する 第 2の補間ステップと、
補間情報に基づいて第 2の補間信号と相関値とから択一的に選択した第 2の選 択信号を生成する第 2の選択ステップと、
第 2の選択信号の同相成分ごとに所定回数だけ加算する同相加算ステップと、 同相加算ステップで算出された同相加算値を補間して第 3の補間信号を生成す る第 3の補間ステツプと、
補間情報に基づいて第 3の補間信号と同相加算値とから択一的に選択した第 3 の選択信号を生成する第 3の選択ステツプと、
第 3の選択信号の各信号成分から算出した電力値を所定回数だけ加算する電力 加算ステツプと、
電力加算ステップでされた電力加算値を補間して第 4の補間信号を生成する第 4の補間ステップと、 補間情報に基づいて第 4の補間信号と電力加算値とから択一的に選択した第 4 の選択信号を生成する第 4の選択ステップと、
第 4の選択信号に基づいて所定のしきい値を越えるパスを検出するパス検出ス テツプと、 を有するパスサーチ方法によって達成される。
本発明の第 2の目的は、 タイムスロッ トごとに含まれる予め決められた固定パ ターンとしてのパイ口ット信号に基づいて復調信号のマルチパスフェージングに よる受信タイミングの変化を時系列に示す遅延プロファイルを複数の処理単位か らなるパスサーチ処理により生成するパスサーチ処理手段と、
複数の処理単位ごとに各処理の前後にチップ間隔を小さくする補間処理を行う か否かを示す補間情報を記憶する補間情報記憶手段と、
補間情報に基づいてパスサーチ処理手段における各処理単位の前後で補間処理 を行わせる補間位置処理制御手段と、
パスサーチ処理手段によって生成された遅延プロファイルに基づいて受信パス を検出するパス検出手段と、 を有するパスサーチ装置によって達成される。 本発明の第 2の目的は、 復調信号のマルチパスフヱ一ジングによる受信タイミ ングの変化を時系列に示す遅延プロファイルを生成するための各処理間でチップ 間隔を小さくする補間処理を行うか否かを示す補間情報を記憶する補間情報記憶 手段と、
復調信号を補間して第 1の補間信号を生成する第 1の補間手段と、
補間情報に基づいて第 1の補間信号と復調信号とから択一的に選択した第 1の 選択信号を生成する第 1の選択手段と、
第 1の選択信号に含まれる予め決められた固定パターンとしてのパイロット信 号と所定の期待値との相関値を算出する相関値算出手段と、
相関値算出手段により算出された相関値を補間して第 2の補間信号を生成する 第 2の補間手段と、
補間情報に基づいて第 2の補間信号と相関 ί直とから択一的に選択した第 2の選 択信号を生成する第 2の選択手段と、
第 2の選択信号の同相成分ごとに所定回数だけ加算する同相加算手段と、 同相加算手段により算出された同相加算値を補間して第 3の補間信号を生成す る第 3の補間手段と、
補間情報に基づいて第 3の補間信号と同相加算値とから択一的に選択した第 3 の選択信号を生成する第 3の選択手段と、
第 3の選択信号の各信号成分から算出した電力値を所定回数だけ加算する電力 加算手段と、
電力加算手段により算出された電力加算値を補間して第 4の補間信号を生成す る第 4の補間手段と、
補間情報に基づいて第 4の補間信号と電力加算値とから択一的に選択した第 4 の選択信号を生成する第 4の選択手段と、
第 4の選択信号に基づいて所定のしきい値を越えるパスを換出するパス検出手 段と、 を有するパスサーチ装置によっても達成される。
本発明において、 復調信号は、 典型的には、 C D M A ( Code Divis ion Multiple Access )方式による受信信号をベースバンド信号に変換して直交復 調した信号である。 また、 補間情報としては、 好ましくは、 処理すべき通信チヤ ネル数に対応して、 補間処理を行うか否かを示す情報、 あるいは、 復調信号の各 通信チャネルごとに測定された受信品質に対応して、 補間処理を行うか否かを示 す情報を用いることができる。
図面の簡単な説明
図 1は、 C DMA方式の移動通信システムにおける従来の基地局装置の構成を 示すブロック図である。
図 2は、 図 1に示す基地局装置におけるサーチャー部の要部の構成を示すプロ ック図である。
図 3は、 補間フィルタの要部の構成を示すプロック図である。
図 4は、 図 2に示すサ一チヤ一部の処理の概要を示すフローチャートである。 図 5は、 本発明の第 1の実施の形態によるパスサーチ装置を利用した C DMA 方式の移動通信システムの基地局装置の構成の概要を示すブロック図である。 図 6は、 本発明の第 1の実施の形態におけるパスサーチ装置の要部の構成を示 すプロック図である。
図 7は、 補間情報記憶部に記憶される補間情報の一例を示す図である。 図 8は、 第 1の実施の形態のパスサーチ装置における補間位置通知情報のフォ —マツ ト構成の一例を示す図である。
図 9は、 第 1の実施の形態のパスサーチ装置におけるサーチャー部の処理の概 要を示すフローチャートである。
図 1 0は、 本発明の第 2の実施の形態におけるパスサーチ装置の要部の構成を 示すプロック図である。
図 1 1は、 第 2の実施の形態のパスサーチ装置におけるサーチャー部の処理の 概要を示すフローチャートである。
発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の好ましい実施の形態を詳細に説明する。
第 1の実施の形態：
第 1の実施の形態におけるパスサーチ装置を適用した C DMA方式の移動通信 システムの基地局装置の構成の概要が、 図 5に示されている。 ここでは、 基地局 装置の受信機能部分のみを示している。 図 5においては、 図 1に示す構成要素と 同一の部分には同一符号が付されている。
基地局装置 4 0は、 図示しない送信側の移動体端末からの C DMA方式で拡散 された送信信号を受信するためのアンテナ 1 1と、 このアンテナ 1 1で受信され た信号のィンタフ X—ス機能を有するとともに受信信号を復調する受信部 1 2と を有している。 さらに基地局装置 4 0は、 各通信チャネル （C H) ごとに固有の 拡散符号を割り当ててこれを管理するパラメータ管理部 4 1と、 パラメータ管理 部 4 1によって各通信チャネルごとにそれぞれ割り当てられる N個のサーチャー 部 4 2丄〜4 2 Nおよび N個のフィンガ一部 4 3丄〜4 3 Nと、 これらのフィンガー 部 4 3 ;L〜4 3 Nで抽出された特定パスの受信信号に対して所定の受信処理を行う 受信処理部 1 6と、 各サーチャー部においてパスサーチ処理時の補間処理の補間 位置を変更する補間位置制御部 4 4とを備えている。
N個のサーチャー部 A S L A S Nの構成は同一であるので、 ここでは、 第 1の サーチャー部 4 2丄の構成を説明する。
第 1のサーチャー部 4 2丄は、 図 5に示すように、 符号発生器 4 5と、 パスサ ーチ処理部 4 6と、 パスコントロール部 4 7と、 補間フィルタ 4 8とを備えてい る。 符号発生器 4 5は、 パラメータ管理部 4 1によって割り当てられた通信チヤ ネルの拡散符号を生成する。 パスサーチ処理部 4 6は、 相関値計算部 2 1と、 同 相加算部 2 2と、 電力加算部 2 3とを有している。
また、 N個のフィンガー部 4 3 i 4 3Nの搆成は同一であるので、 ここでは、 第 1のフィ ンガ一部 4 3丄の構成を説明する。
第 1のフィ ンガ一部 4 3：_は、 パラメータ管理部 4 1によって割り当てられた 通信チャネルの拡散符号を生成する符号発生器 5 2と、 受信部 1 2からの復調信 号から第 1のサ一チヤ一部 4 2 こより通知される遅延時間に対応する特定パス を抽出し符号発生器 5 2によつて生成された拡散符号を用いて逆拡散する逆拡散 部 5 3と、 チャネル推定を実行しフ ディングの影響を取り除く検波部 5 4と、 検波した信号を合成する RAKE合成部 5 5とを備えている。
以下、 各サーチャー部 4 2 4 2 N及び各フィ ンガ一部 4 3 4 3 Nの詳細に ついて、 第 1のサーチャー部 4 2 ;Lおよび第 1のフィンガ一部 4 3丄を代表として 取り上げて説明する。
第 1のサーチャー部 4 21には、 補間位置制御部 4 4から補間位置制御信号が 供給されている。 第 1のサーチャー部 4 2 ιは、 この補間位置制御信号により、 パスサーチ処理部 4 6における各種処理間に、 補間フィルタ 4 8による補間処理 を行うことができるようになつている。 補間フィルタ 4 8は、 予め複数種類のォ ーバ一サンプリング数に対応した補間フィルタを有している。 そして、 補間フィ ルタ 4 8は、 補間位置制御信号によってオ サンプリング数を変更すること で、 複数種類のチップ間隔で補間することができるようになつている。 あるいは、 補間フィルタ 4 8では、 オーバーサンプリング数に応じて、 オーバーサンプル数 力； "2" でタップ長が " 4" の図 3で示した構成を用いてこれを 2回ループさせ ることによって、 冽えばオ サンプリング数が "4" の補間を容易かつ簡素 な構成で実現することもできる。
バスコントロール部 4 7は、 補間位置制御信号に応じて補間処理が挿入された パスサーチ処理部 4 6におけるパスサーチ処理の結果生成された遅延プロフアイ ルから、 所定のしきい値を越えるピークを検出し、 そのピークに対応する遅延時 間を第 1のフィ ンガ一部 4 3丄に通知する。 この実施の形態においては、 図示しない送信側の移動体端末から、 複数のタイ ムスロッ トを有するフレーム化された送信信号が送出される。 この送信信号は基 地局装置 4 0により受信される。 各タイムスロッ 卜には、 その先頭位置に予め送 受信両側で既知の固定パターンであるパイロッ ト信号が付加されており、 パイ口 ッ ト信号は、 送信データとともに直交変調される。 直交変調後、 各通信チャネル 固有の拡散符号を用いてスペクトル拡散が行われる。 アンテナ 1 1では、 この C DMA方式で各自固有の拡散符号を用いて拡散された送信信号が受信される。 ァ ンテナ 1 1で受信された受信信号は、 受信部 1 2において、 増幅等の信号ィン夕 —フ X—ス変換および直交復調が行われる。 ここでの信号ィンターフヱース変換 は、 例えば、 図示しない基準周波数発生器によって生成された基準周波数と受信 信号とを乗算器で乗算してベースバンド信号に変換するなどの変換である。 パラメータ管理部 4 1は、 受信信号に含まれる通信チャネルごとに、 受信信号 をフィンガー部4 31〜4 3 Nぉょびサーチャ一部4 2 1〜4 2 Nを割り当てること ができるようになつている。 パラメータ管理部 4 1は、 例えば第 1のフィンガー 部 4 3丄および第 1のサーチャー部 4 2 から、 未使用のフィンガ一部およびサー チヤ一部を順に割り当てる。 パラメータ管理部 4 1は、 割り当てたフィンガー部 およびサーチャー部に、 対応する拡散符号を生成するための符号生成情報を通知 する。 フィンガー部およびサーチャー部は、 各自に通知された符号生成情報に対 応付けられた拡散符号を生成するようになっている。
受信部 1 2で復調された復調信号は、 N個のサーチャー部 4 21〜4 2 ^1の中の パラメータ管理部 4 1によって割り当てられたものおよび N個のフィンガ一部 4 S L A S Nの中のパラメ一夕管理部 4 1によって割り当てられたものに供給され る。
補間位置制御部 4 4は、 パラメータ管理部 4 1によって通知される符号生成情 報を参照して通信チャネル数を認識する。 補間位置制御部 4 4には、 この認識し た通信チャネル数に対応して、 補間処理の挿入の可否と補間処理挿入時のオーバ 一サンプリング数とを示す補間情報が登録されている。 補間位置制御部 4 4は、 認識した通信チャネル数に対応する補間情報を各通信チャネル部に対して補間位 置通知情報として出力するようになっている。 第 1のサーチャー部 4 2 iは、 受信信号のチップ間隔を小さくするようにサン プリング点を補間し、 この補間信号の各タイムスロッ 卜の先頭位置に付加された パイロッ ト信号に基づいて、 遅延プロファイルを生成する。 遅延プロファイルで は、 遅延時間ごとに、 受眞部 1 2で復調された互いの直交する受信信号成分の電 力値が算出されている。 通常、 マルチパスフェージングの影響により、 遅延プロ ファイル上の遅延時間ごとに算出された電力値では、 伝搬経路の異なる複数のパ スでピークが現われる。 そこで第 1のサ一チヤ一部 4 2丄は、 予め決められたし きい値を越えるピークを検出し、 それぞれのピークに対応した遅延時間を、 第 1 のサーチャー部 4 2 lに対応付けられた第 1のフィンガ一部 4 3丄に通知する。 第 1のフィ ンガー部 4 3丄は、 受信部 1 2で復調された復調信号から、 通知された 遅延時間に対応する受信波のパスを抽出する。 これら抽出されたパスは、 検波部 5 4によってチヤネル推定されてフヱーディングの影響をある程度除去された後、 RAKE合成され、 受信処理部 1 6で所定の受信処理を受けるようになっている。 図 6は、 本発明の第 1の実施の形態における、 パスサーチ装置に相当する第 1 のサーチャー部 4 2ェおよび補間位置制御部 4 4の構成要部の概要を表わしたも のである。 第 1のサーチャー部 4 2丄のパスサーチ処理部 4 6は、 第 1のサーチ ヤー部 4 2 こ割り当てられた通信チャネルの拡散符号を生成するための符号発 生器 4 5と、 相関馗計算部 2 1と、 同相加算部 2 2と、 電力加算部 2 3とを備え ている。 この実施の形態におけるサーチャー部の特徴とするところは、 補間位置 制御部 4 4から通知される補間位置通知情報に基づいて、 パスサーチ処理部 4 6 の各種演算部の間に補間フィルタ 4 8による補間処理をそれぞれ挿入するか否か を選択できるようにしたところにある。 そのため、 各サーチャー部は、 4個の選 択部 6 1〜6 4を有している。 また、 補間フィルタ 4 8は、 その補間処理の内容 に応じて 4個のフィルタ 6 5〜 6 8により構成されているものとする。
なお、 ここでは、 パスサーチ処理中に挿入される補間フィルタ 4 8が 4つのフ ィルタ 6 5〜 6 8によつて構成され、 補間処理内容に応じて使い分けられるもの としている力、 1つのフィル夕を補間フィルタとして各処理に流用するようにし てもよい。 いずれにせよ、 補間位置通知情報に応じて各種処理の間で補間処理を 行うことができるものであれば、 補間フィル夕 4 8内にどのようにフィルタを配 置するかは、 任意である。
第 1の選択部 6 1は、 受信部 1 2によって復調された復調信号と、 この復調信 号のチップ間隔を小さくなるように補間した第 1のフィルタ 6 5の出力信号とを 入力とし、 補間位置通知情報に基づいてこれらを択一的に選択する。 選択された 第 1の選択出力信号は、 相関値計算部 2 1に供給される。
第 2の選択部 6 2は、 相関値計算部 2 1によって算出された相関値と、 相関値 計算部 2 1によって算出された相関値のチップ間隔が小さくなるように補間した 第 2のフィルタ 6 6の出力信号とを入力とし、 補間位置通知情報に基づいてこれ らを択一的に選択する。 選択された第 2の選択出力信号が同相加算部 2 2に供給 さ る。
第 3の選択部 6 3は、 同相加算部 2 2によって算出された同相加算結果と、 同 相加算部 2 2によって算出された同相加算結果のチップ間隔が小さくなるように 補間した第 3のフィルタ 6 7の出力信号とを入力とし、 補間位置通知情報に基づ いてこれらを択一的に選択する。 選択された第 3の選択出力信号が電力加算部 2 3に供きさ; Hる。
第 4の選択部 6 4は、 電力加算部 2 3によって算出された電力加算結果と、 電 力加算部 2 3によって算出された電力加算結果のチップ間隔が小さくなるように 補間した第 4のフィルタ 6 8の出力信号とを入力とし、 補間位置通知情報に基づ いて択一的にこれらを選択する。 選択された第 4の選択出力信号は、 パスコント ロール部 4 7に供給される。
相関値計算部 2 1は、 入力信号の各タイムスロッ卜の先頭位置に付加されたパ ィロット信号を検出し、 これと、 符号発生器 4 5によって生成された拡散符号と 予め決められたパイ口ット信号を掛け合わせて拡散させた理想的な受信信号との 間の相関値を算出する。 同相加算部 2 2は、 直交復調されたパイロット信号の互 いに直交する信号成分である I信号および Q信号について、 一定回数の同相加算
" I + I " または "Q + Q" を行う。 電力加算部 2 3は、 同相加算後の信号成分 に対し、 一定回数の電力加算 " I 2 + Q2" を行う。
補間位置通知情報を出力する補間位置制御部 4 4は、 上述した補間情報が記憶 される補間情報記憶部 5 6と、 パラメータ管理部 4 1から通知される符号生成情 報に基づいて処理すべき通信チャネル数を測定する通信チャネル数測定部 5 7と を瞒えている。 通信チャネル数測定部 5 7は、 ここでは、 パラメータ管理部 4 1 から通知される符号生成情報から処理すべき通信チャネル数を認識するようにし ているが、 受信信号を逆拡散した逆拡散信号からも、 通 ί言チャネル数を認識する ことができる。 その場合、 対応する通信チャネル以外の拡散符号を用いて逆拡散 を実行したときにはその直交性のため受信信号はほとんど "◦" となることから、 通信チャネルごとに所定レベル以上の逆拡散信号が得られたときに、 処理すべき 通信チャネルとして認識することで、 各時点における処理チャネル数を認識する ことができる。 補間情報記憶部 5 6には、 通信チャネル数測定部 5 7によって測 定されたチャネル数に対応して、 補間処理の挿入の可否を示す補間位置指定情報 5 8と、 その補間処理挿入時のオーバーサンプリング数 5 9とからなる補間情報 が記憶されている。
図 7は、 補間情報記憶部 5 6に記憶されている補間情報の構成の一例を表わし たものである。 補間情報では、 パスサーチ処理部 4 6において行われる相関値計 算処理、 同相加算処理および電力加算処理それぞれの前後ごとに、 処理すべき通 信チャネル （C H) 数に対応して、 上述した補間処理を行うか否かを示す補間位 置指定情報 5 8と補間処理時のオーバーサンプリング数 5 9とが登録されている。 例えば、 通信チャネル数測定部 5 7によって測定された処理チャネル数が " 1 " のとき、 これに対応する補間位置指定情報が "補間あり" である相関値計 算前と同相加算前について、 それぞれオーバーサンプリング数が " 2" の補間処 理を行う補間情報が検索される。 同様に、 通信チャネル数測定部 5 7によって測 定された処理シャネル数が " 2" であれば、 これに対応する補間位置指定情報が "補間あり" である相関 ί直計算前と同相加算終了後について、 それぞれオーバー サンプリング数が " 2 " の補間処理を行う補間情報が検索される。 通信チャネル 測定部 5 7によって測定された処理チャネル数が " 3" のときには、 これに対応 する補間位置指定情報が "補間あり'' である相関値計算前と電力加算終了後につ いて、 それぞれオーバーサンプリング数が " 2 " の補間処理を行う補間情報が検 索される。 このように、 処理すべき通信チャネル数が少ないほど、 補間処理を前 処理の方で行って補間回数を多くすることによって、 演算量に余裕のある時にで きるだけパス検出の精度を高めるようにしている。
通信チャネル数測定部 5 7によつて測定された処理チャネル数に基づいて検索 された補間情報は、 所定のフォーマツ 卜の制御信号である補間位置通知情報とし て各サ一チヤ一部 A S i A S wに通知される。 以下では、 第 1のサーチャー部 4 2 JLに対してのみ通知するものとして説明する力 実際には受信信号に応じて複 数のサーチャー部に通知される。
図 8は、 このような補間位置通知情報のフォーマツ ト構成の一例を表わしたも のである。 すなわち、 第 1のサーチャー部 4 2ェに通知される補間位置通知情報 6 0は、 図 7において補間 置指定情報が "補間あり'' である補間位置 6 1と、 これに対応するオーバーサンプリング数 6 2とを単位とした制御情報として通知 される。 補間位置指定情報が "補間あり" が複数ある場合は、 その数に対応した 数だけ通知される。 例えば、 処理チャネル数が " Γ のときは、 補間位置が "相 関値計算前" でオーバーサンプリング数が " 2 " と、 補間位置が "同相加算前" でオーバ一サンプリング数が " 2 " の 2つの補間 置通知情報を通知することに なる。
このようなフォーマツ 卜で通知される補間位置通知情報に基づいて、 パスサー チ処理部 4 6における各種演算処理部に補間処理の挿入を適宜選択する第 1のサ 一チヤ一部 4 2 iは、 図示しない C P Uを有しており、 R OMなどの所定の記億 装置に格納された制御プログラムに基づいて各種制御を実行することができるよ うになつている。
図 9はこのような所定の記憶装置に格納された制御プログラムの処理内容の概 要を表わしたものである。 まず、 第 1のサーチャー部 4 補間位置制御部
4 4から通知される図 8に示したフォーマッ トの補間位置通知情報を参照し、 ス テツプ S 7 0において、 相関馗計算前に補間位置があるかどうかを判断する。 そ して、 補間位置が "相関 ί直計算前" のときには、 図 3に示したような構成の補間 フィルタ 4 8により、 ステップ S 7 1において、 受信部 1 2から入力された復調 信号をチップ間隔が小さくなるように補間する。 これは、 図 3に示した構成の補 間フィル夕で、 オーバーサンプリング数を " 2 " とすればよい。
ステップ S 7 Qで補間 置が "相関値計算前" ではないときあるいはステップ S 7 1で補間計算をした後、 ステップ S 7 2において、 相関値計算部 2 1におい て、 直交復調および逆拡散された I信号および Q信号成分のうち、 各タイムス口 ッ 卜の先頭位置に付加されている予め決められた固定パターンであるパイロッ ト 信号について、 それぞれ相関値が算出される。 パイロッ ト信号は、 予め決められ た固定パターンであるため、 受信側における理想的な受信信号として精度良く決 定することができる。 相関値計算部 2 1では、 このパイロッ ト信号から生成した 理想的な受信信号との間の相関値が、 受信したフレームのタイムスロッ トごとに 算出される。 相関値は、 その馗が高いほど各タイムスロッ トの先頭位置のパイ口 ッ ト信号が理想波形に近く、 受信感度が良いことを示す。
次に、 ステップ S 7 3において、 補間位置制御部 4 4から通知される補間位置 通知情報を参照し、 補間位置が "同相加算前" であるかどうかを判断する。 補間 位置が "同相加算前" のときには、 ステップ S 7 1と同様に補間フィルタ 4 8に より、 ステップ S 7 4において、 算出された相関暄をチップ間隔が小さくなるよ うに補間する。
ステップ S 7 3で補間位置が "同相加算前'' ではないとき、 あるいはステップ S 7 4で補間計算をした後、 ステップ S 7 5において、 同相加算部 2 2において、 I信号成分および Q信号成分ごとに一定回数 Nだけ各信号成分が加算される。 こ れにより、 I信号および Q信号それぞれに含まれるノイズ成分は除去される。 こ こで同相加算の回数が多いほど、 各信号成分のノィズ分は小さくなる。
次に、 ステップ S 7 6において、 補間位置制御部 4 4から通知される補間位置 通知情報を参照し、 補間位置が "同相加算終了後" かどうかを判断する。 補間位 置が "同相加算終了後" のときには、 ステップ S 7 7において、 ステップ S 7 1 のときと同様に、 補間フィルタ 4 8により、 算出された相関値をチップ間隔が小 さくなるように補間する。
ステップ S 7 6で補間位置が "同相加算終了後'' ではないときあるいはステツ プ S 7 7で補間計算をした後、 ステップ S 7 8において、 電力加算部 2 3におい て、 一定回数 Mだけ電力加算が実行される。 これにより、 時間的に電力値が平均 化され、 瞬時的なノイズによって誤った電力値でパス検出されることが防止され る。 次に、 ステップ S 7 9において、 補間 置制御部 4 4から通知される補間位置 通知情報を参照し、 補間 置が "電力加算終了後" かどうかを判断する。 補間位 置が "電力加算終了後" のときは、 ステップ S 8 0においてステップ S 7 1のと きと同様に、 補間フィルタ 4 8により、 算出された相関馗をチップ間隔が小さく なるように補間する。
ステップ S 7 9で補間位置が "電力加算終了後" ではないとき、 およびステツ プ S 8 0において補間計算をおこなったときのいずれの場合であっても、 算出さ れた電力値は時系列に遅延時間ごとに電力化された受信信号を示す遅延プロファ ィルとなる。 そこで、 パスコントロール部 4 7により、 ステップ S 8 1において、 これら遅延時間ごとの電力値について、 所定のしきい値を越えるピークを検出し、 しきい値を越えるピークに対応する遅延時間を第 1のフィンガ一部 4 3 iに通知 する。 その後、 一連の処理を終了する。
このように第 1の実施の形態におけるパスサーチ装置では、 補間位置制御部 4 4を設け、 そこに、 処理すべき通信チャネル数に応じてパスサーチの検出精度を 向上させるために必要な補間処理の挿入可否と挿入時のオーバーサンプリング数 とを予め登録している。 そしてこのパスサーチ装置では、 通信チャネル数測定部 5 7によって測定された処理チャネル数に応じて検索される補間情報に基づいて、 パスサーチ処理部 4 6の各種演算部の間に補間フィルタ 4 8による補間処理を挿 入するか否かを適宜変更できる。 補間情報では、 処理すべき通信チャネル数が少 ないほど、 補間処理を前処理の方で行って補間回数を多くするようにしてある。 これにより、 処理チャネル数に関わらず固定的な処理位置で補間処理が行われて いたことにより、 通信チャネル数が少なく演算量に余裕がある場合であつても、 最低限のパス検出精度しか得られなかったという、 従来技術における問題を回避 することができる。 そして、 この実施の形態によれば、 処理チャネル数に応じた 最大限の演算量を確保して、 演算量に余裕があるときにできるだけパス検出の精 度を高めることができる。
第 2の実施の形態：
第 1の実施の形態におけるパスサーチ装置は、 各通信チャネルに対して一律に、 パスサーチ処理中において通信チャネル数に応じた処理 置に補間処理を挿入す るようにしていた。 これに対し、 第 2の実施の形態におけるパスサーチ装置は、 さらに各通信チャネルへの受信信号の品質を測定し、 受信品質の低い通信チヤネ ルに対して補間位置を変更することでパス検出精度を向上させている。 この第 2 の実施の形態のパスサーチ装置が適用される基地局装置の搆成は、 第 1の実施の 形態におけるものと同様であるので、 以下では、 サ一チヤ一部および補間位置制 御部の構成を中心にして、 第 2の実施の形態について説明する。
図 1 0は、 第 2の実施の形態におけるパスサーチ装置であるサーチャ一部およ び補間 ί立置制御部の構成要部の概要を表わしたものである。 ここでのパスサーチ 装置は、 サーチャー部 9 0と、 補間位置制御部 9 1と、 受信品質測定部 9 2とを 備えている。 このパスサーチ装置を図 5に示した C DMA方式の移動通信システ ムの基地局装置に適用する場合、 サーチャー部 9 0は図 5におけるサ一チヤ一部 A S i S Nのそれぞれに相当し、 補間位置制御部 9 1は図 5における補間位置 制御部 4 4に相当する。 受信品質測定部 9 2は、 各サーチャー部に対して共通に、 基地局装置に設けられる。
受信品質測定部 9 2は、 各サーチャー部の R AKE合成部によって算出された 希望波レべノレ対干渉波レべノレ t匕率 （Signal— to— Interference Ratio： S I R) 値 9 4を入力とし、 各通信チャネルごとの受信品質を監視する。 さらに、 受 信品質測定部 9 2は、 予め決められた複数のしきい値と比較して算出した受信品 質がどの受信品質レベルにあるかを判別し、 ある受信品質レベル以下の通 (&チャ ネルに対して、 その受信品質レベルと通信チャネルを識別するための通信チヤネ ル番号とを補間位置制御部 9 1に通知する。
補間位置制御部 9 1は、 図 7に示した補間情報の他に、 複数の受信品質レベル に対応した補間情報を有している。 これら受信品質レベルに対応した補間情報に は、 図 7に示したパスサーチ処理中の各種処理の間に挿入すべき補間位置に対応 して補間処理を行うべきか否かを示す補間位置指定情報と、 補間処理時のオーバ 一サンプリング数とが予め登録されている。 補間位置制御部 9 1は、 パラメータ 管理部 4 1から処理すべき通信チャネル数 9 5が通知されるとともに、 受信品質 測定部 9 2から、 各通信チャネルの受信品質のうち予め決められたレベル以下の 通信チャネルが指定される。 そして、 補間位置制御部 9 1は、 通信チャネル数測 定部によって測定された通信チャネル数に応じて、 補間情報を検索する。 さらに、 受信品質測定部 9 2から通知された受信品質の低い通信チャネルに対しては、 そ の受信品質レベルに応じた補間情報を、 通信チャネル数測定部によつて測定され た通信チャネル数に応じて検索した補間情報に代えて、 各通信チャネル部に設け られているサーチャー部に補間位置通知情報として通知するようになっている。 サーチャー部 9 0は、 このようにして通知された補間位置通知情報に基づいて、 復調信号 9 6に対して最適な位置において補間処理を行って、 フィ ンガ一部に受 信タイミングを通知する。
図 1 1は、 補間位置制御部から通知される補間 ί立置通知情報の一例を示してい る。 補間位置通知情報 9 7は、 各通信チャネルを識別するための通信チャネル番 号 9 8が先頭に付加されて、 補間位置指定情報が "補間あり'' である補間位置 9 9と、 これに対応するオーバーサンプリング数 1 0 0とを単位とした制御情報と して通知される。
サーチャー部 9 0は、 図 6で示した第 1のサーチャー部 4 2丄の構成に加えて、 図 1 1に示したフォーマツ トで通知される補間位置通知情報が自分宛てであるか 否かを判別する判別部を有している。 この判別部は、 予め自己のサーチャー部に 割り当てられている通 ί言チヤネル番号と比較することにより、 受信した補間位置 通知情報の宛先を判別する。 そして判別部は、 自分宛ての補間位置通知情報であ ると判別したときには、 補間位置通知情報に含まれる補間位置とオーバーサンプ リング数に応じてパスサーチ処理中の各種処理の間に補間処理を挿入する。
このように第 2の実施の形態におけるパスサーチ装置は、 処理すべき通信チヤ ネル数のみならず受信品質レベルにも応じて、 パスサーチ処理における補間処理 の挿入位置を適宜変更するようにしている。 したがって、 受信品質レベルの低い 通 iS"チャネルに対しては、 補間回数がより多くなる位置に補間処理を挿入するよ うにすることで、 パス換出の精度向上のために木目細か 、制御を行うことができ るようになる。
上述の各実施の形態では、 補間処理の処理位置を変更するものとして説明した 力5、 本発明はこれに限定されるものではない。 上述では、 パスサーチ処理として 相関値計算、 同相加算および電力加算を行うものとして説明したが、 本発明はこ れに限定されるものではな V、。
上述の各実施の形態では、 通信チャネルに応じて補間位置を変更するようにし ているが、 本発明はこれに限定されるものではない。 1人のユーザが複数の通信 チャネルを使用することもある点を考慮して、 ユーザ数に応じて補間位置を変更 するようにしてもよい。
さらに上述の実施の形態では、 補間情報が補間位置指定情報とオーバーサンプ リング数とから構成されているものとして説明した力 \ 本発明はこれに限定され るものではない。 例えば、 補間フィルタにより予めオーバーサンプリング数が
" 2 " として決めておくことによって、 補間情報記憶部に、 補間位置指定情報の みを各通信チャネルあるいは受信品質レベルごとに記憶させるようにしてもよい。
産業上の利用可能性
以上説明したように本発明によれば、 処理すべき通信チャネル数に応じて遅延 プロフアイルの精度を向上させる補間処理の実行位置を変更するようにしたこと により、 受信処理状況に応じて最適な精度をパス検出をすることができる。
遅延プロファィルの生成のための相関値計算、 同相加算および電力加算の前後 に対して補間処理の挿入を選択できるようにすることにより、 補間処理の挿入に 伴う演算量の増大とパス検出精度とのトレードオフについて、 処理すべき通信チ ャネル数に応じて最適な演算量とパス検出精度に設定でき、 装置の各種資源を有 効活用することができる。
実際に測定された各通信チャネルの受信品質に応じた位置に、 遅延プロフアイ ル生成のための補間処理を挿入することにより、 各通信チャネルごとに木目細か い補間処理位置の制御が可能となり、 受信品質に応じてより柔軟にパス検出の精 度を向上させることができる。
補間情報に、 チップ間隔を指定するオーバ一サンプリング数をも含めることに よって、 より細かい補間処理の制御を行うことができる。
さらに演算すべき処理量が少ないときほど補間回数が多くなるようにすること で、 通信チャネル数が少ないときには、 余剰の演算能力によりできるだけパス検 出精度を向上させることができる。

Claims

請求の範囲
1 . 復調信号を補間して第 1の補間信号を生成する第 1の補間ステツプと、 前記復調信号のマルチパスフ I一ジングによる受信夕イミングの変化を時系列 に示す遅延プロフアイルを生成するための各処理間でチップ間隔を小さくする補 間処理を行うか否かを示す補間情報に基づいて、 前記第 1の補間信号と前記復調 信号とから択一的に選択した第 1の選択信号を生成する第 1の選択ステツプと、 前記第 1の選択信号に含まれる予め決められた固定パターンとしてのパイ口ッ ト信号と所定の期待馗との相関値を算出する相関値算出ステップと、
前記相関値算出ステップで算出された相関馗を補間して第 2の補間信号を生成 する第 2の補間ステップと、
前記補間情報に基づいて前記第 2の補間信号と前記相関値とから択一的に選択 した第 2の選択信号を生成する第 2の選択ステップと、
前記第 2の選択信号の同相成分ごとに所定回数だけ加算する同相加算ステップ と、
前記同相加算ステップで算出された同相加算値を補間して第 3の補間信号を生 成する第 3の補間ステップと、
前記補間情報に基づいて前記第 3の補間信号と前記同相加算値とから択一的に 選択した第 3の選択信号を生成する第 3の選択ステップと、
前記第 3の選択信号の各信号成分から算出した電力値を所定回数だけ加算する 電力加算ステップと、
前記電力加算ステップで算出された電力加算値を補間して第 4の補間信号を生 成する第 4の補間ステップと、
前記補間情報に基づ 、て前記第 4の補間信号と前記電力加算値とから択一的に 選択した第 4の選択信号を生成する第 4の選択ステップと、
前記第 4の選択信号に基づいて所定のしきい値を越えるパスを検出するパス検 出ステップと、
を有するパスサーチ方法。
2. 前記補間情報は、 処理すべき通信チャネル数に対応して、 前記補間処 理を行うか否かを示す情報である、 特許請求の範囲第 1項に記載のパスサーチ方 法。
3. 前記補間情報は、 前記復調信号の各通信チャネルごとに測定された受 信品質に対応して、 前記補間処理を行うか否かを示す情報である、 特許請求の範 囲第 1項に記載のパスサーチ方法。
4. 前記補間情報は、 処理すべき通信チャネル数と前記復調信号の各通信 チャネルごとに測定された受信品質とに対応して、 前記補間処理を行うか否かを 示す情報である、 特許請求の範囲第 1項に記載のパスサーチ方法。
5. 前記復調信号力 C DMA ( Code Divis ion Multiple Access ) 方式による受信信号をベースバンド信号に変換して直交復調した信号である、 請 求の範囲第 1項に記載のパスサーチ方法。
6. タイムスロットごとに含まれる予め決められた固定パターンとしての パイロッ ト信号に基づいて復調信号のマルチパスフ I一ジングによる受信タイミ ングの変化を時系列に示す遅延プロファイルを複数の処理単位からなるパスサー チ処理により生成するパスサーチ処理手段と、
前記複数の処理単位ごとに各処理の前後にチップ間隔を小さくする補間処理を 行うか否かを示す補間情報を記憶する補間情報記憶手段と、
前記補間情報に基づいて前記パスサーチ処理手段における各処理単位の前後で 補間処理を行わせる補間位置処理制御手段と、
前記パスサーチ処理手段によって生成された遅延プロファイルに基づいて受信 パスを検出するパス検出手段と、
を有するパスサーチ装置。
7. 前記補間情報は、 処理すべき通信チャネル数に対応して、 前記チップ 間隔を小さくする補完処理を行うか否かを示す情報である特許請求の範囲第 6項 に記載のパスサーチ装置。
8. 前記補間情報は、 前記復調信号の各通信チャネルごとに測定された受 信品質に対応して、 前記チップ間隔を小さくする補完処理を行うか否かを示す情 報である特許請求の範囲第 6項に記載のパスサーチ装置。
9. 前記補間情報は、 処理すべき通唇チャネル数と前記復調信号の各通信 チャネルごとに測定された受信品質とに対応して、 前記補間処理を行うか否かを 示す情報である、 特許請求の範囲第 6項に記載のパスサーチ装置。
1〇. 復調信号のマルチパスフヱ一ジングによる受信タイミングの変化を時 系列に示す遅延プロファィルを生成するための各処理間でチップ間隔を小さくす る補間処理を行うか否かを示す補間情報を記憶する補間情報記憶手段と、 前記復調信号を補間して第 1の補間信号を生成する第 1の補間手段と、 前記補間情報に基づいて第 1の補間信号と前記復調信号とから択一的に選択し た第 1の選択信号を生成する第 1の選択手段と、
前記第 1の選択信号に含まれる予め決められた固定パターンとしてのパイロッ 卜信号と所定の期待値との相関値を算出する相関値算出手段と、
前記相関値算出手段により算出された相関値を補間して第 2の補間信号を生成 する第 2の補間手段と、
前記補間情報に基づいて第 2の補間信号と前記相関値とから択一的に選択した 第 2の選択信号を生成する第 2の選択手段と、
前記第 2の選択信号の同相成分ごとに所定回数だけ加算する同相加算手段と、 前記同相加算手段により算出された同相加算値を補間して第 3の補間信号を生 成する第 3の補間手段と、
前記補間情報に基づいて第 3の補間信号と前記同相加算値とから択一的に選択 した第 3の選択信号を生成する第 3の選択手段と、
前記第 3の選択信号の各信号成分から算出した電力値を所定回数だけ加算する 電力加算手段と、
前記電力加算手段により算出された電力加算値を補間して第 4の補間信号を生 成する第 4の補間手段と、
前記補間情報に基づいて第 4の補間信号と前記電力加算値とから択一的に選択 した第 4の選択信号を生成する第 4の選択手段と、
前記第 4の選択信号に基づいて所定のしきい値を越えるパスを検出するパス検 出手段と、
を有するパスサーチ装置。
1 1 . 前記補間情報は、 処理すべき通信チャネル数に対応して、 前記チップ 間隔を小さくする補完処理を行うか否かを示す情報である特許請求の範囲第 1 0 項に記載のパスサーチ装置。
1 2. 前記復調信号が、 C DMA ( Code Divis ion Multiple Access ) 方式による受信信号をベースバンド信号に変換して直交復調した信号である、 請 求の範囲第 1 0項に記載のパスサーチ装置。
1 3. 前記復調信号の各通信チャネルごとの受信品質を測定する受信品質測 定手段をさらに備え、
前記補間情報は、 前記復調信号の各通信チャネルごとに測定された受信品質に 対応して、 前記チップ間隔を小さくする補完処理を行うか否かを示す情報である 特許請求の範囲第 1 0項に記載のパスサーチ装置。
1 4. 前記復調信号の各通信チャネルごとの受信品質を測定する受信品質測 定手段をさらに備え、
前記補間情報は、 処理すべき通信チャネル数と前記復調信号の各通信チャネル ごとに測定された受信品質とに対応して、 前記チップ間隔を小さくする補完処理 を行うか否かを示す情報である特許請求の範囲第 1 0項に記載のパスサーチ装置。
1 5. 前記補間情報は、 前記遅延プロファィルを生成するための各処理間で 処理すべき通信チャネル数に対応してチップ間隔を小さくする補間処理を行うか 否かを示す補間 ί立置指定情報と、 オーバーサンプリング数とからなり、 前記第 1 乃至第 4の選択手段は前記補間位置指定情報に基づいて択一選択を行い、 前記第 1乃至第 4の補間手段はそれぞれ対応するオーバ一サンプリング数に基づいたチ ップ間隔になるように補間する、 特許請求の範囲第 1 0項に記載のパスサーチ装
1 6. 前記補間情報は、 前記処理すべき通信チャネル数が少ないほど補間回 数が多くなるように各処理間で補間処理を行うように設定されている、 特許請求 の範囲第 1 1項に記載のパスサーチ装置。
1 7. 前記補間情報は、 前記処理すべき通信チャネル数が少ないほど補間回 数が多くなるように各処理間で補間処理を行うように設定されている、 特許請求 の範囲第 1 5項に記載のパスサーチ装置。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1423920A1 (en) * 2001-08-31 2004-06-02 QUALCOMM Incorporated Interpolation of channel search results
US8265123B2 (en) * 2006-03-31 2012-09-11 Fujitsu Limited CDMA receiving apparatus and CDMA receiving method

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3338421B2 (ja) * 2000-04-28 2002-10-28 松下電器産業株式会社 無線受信装置および無線受信方法
KR100453811B1 (ko) * 2001-11-30 2004-10-20 한국전자통신연구원 확산대역 통신시스템의 다중 경로 탐색 장치 및 그 방법
JP3895228B2 (ja) * 2002-05-07 2007-03-22 松下電器産業株式会社 無線通信装置および到来方向推定方法
US7206335B2 (en) 2002-10-02 2007-04-17 Interdigital Technology Corporation Optimum interpolator method and apparatus for digital timing adjustment
JP4165238B2 (ja) 2003-01-29 2008-10-15 日本電気株式会社 パスサーチ回路及びその方法ならびにプログラム
JP2004343542A (ja) * 2003-05-16 2004-12-02 Sony Ericsson Mobilecommunications Japan Inc 携帯情報通信端末、プログラムおよび記録媒体
JP3943062B2 (ja) * 2003-08-25 2007-07-11 シャープ株式会社 Ｃｄｍａ受信装置、ｃｄｍａ受信方法、ｃｄｍａ受信プログラム、及び、プログラム記録媒体
JP2005130283A (ja) 2003-10-24 2005-05-19 Matsushita Electric Ind Co Ltd マッチトフィルタ回路および相関演算方法
JP2006101308A (ja) * 2004-09-30 2006-04-13 Fujitsu Ltd 無線基地局装置及びパスサーチ方法
US7515876B2 (en) * 2005-05-03 2009-04-07 Agere Systems Inc. Rake receiver with time-shared fingers
US8355376B2 (en) * 2005-08-25 2013-01-15 Samsung Electronics Co., Ltd Broadcast scheme for a multi-carrier wireless network
US7937605B2 (en) * 2006-01-19 2011-05-03 Redmere Technology Ltd. Method of deskewing a differential signal and a system and circuit therefor
US8520776B2 (en) * 2006-01-19 2013-08-27 Judith Ann Rea Data recovery system for source synchronous data channels
JP5906837B2 (ja) * 2012-03-12 2016-04-20 富士通株式会社 経路探索方法、経路探索装置、及びプログラム
CN105282059A (zh) * 2014-06-30 2016-01-27 深圳市中兴微电子技术有限公司 一种多径选择方法和设备
CN107844415B (zh) * 2017-09-28 2021-02-05 西安电子科技大学 一种基于插值的模型检测路径缩减方法、计算机
US10686476B1 (en) * 2019-05-20 2020-06-16 Qualcomm Incorporated Digital RF-DAC

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0820156A2 (en) * 1996-07-15 1998-01-21 Nec Corporation Reception timing detection circuit of CDMA receiver and detection method
JPH1155215A (ja) * 1997-07-30 1999-02-26 Nec Corp スペクトラム拡散受信装置
JP2000122747A (ja) * 1998-10-12 2000-04-28 Nec Corp ディジタル信号演算処理部の制御装置および方法
JP2000244367A (ja) * 1999-02-24 2000-09-08 Mitsubishi Electric Corp スペクトル拡散受信装置

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3310160B2 (ja) * 1996-03-29 2002-07-29 松下電器産業株式会社 スペクトラム拡散方式受信装置
JP3159378B2 (ja) * 1997-08-13 2001-04-23 日本電気株式会社 スペクトル拡散通信方式
US6333947B1 (en) * 1998-11-25 2001-12-25 Nortel Networks Limited Interference cancellation system and method and CDMA receiver including an interference cancellation circuit
JP3149868B2 (ja) * 1999-02-24 2001-03-26 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ受信装置の受信パス・サーチ方法およびサーチャー回路

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0820156A2 (en) * 1996-07-15 1998-01-21 Nec Corporation Reception timing detection circuit of CDMA receiver and detection method
JPH1155215A (ja) * 1997-07-30 1999-02-26 Nec Corp スペクトラム拡散受信装置
JP2000122747A (ja) * 1998-10-12 2000-04-28 Nec Corp ディジタル信号演算処理部の制御装置および方法
JP2000244367A (ja) * 1999-02-24 2000-09-08 Mitsubishi Electric Corp スペクトル拡散受信装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
AKIO AOYAMA ET AL.: "Shitsunai/okugai jikken ni yoru DS-CDMA system no pass search tokusei", TECHNICAL SEARCH REPORT OF THE INSTITUTE OF ELECTRONICS, INFORMATION AND COMMUNICATION ENGINEERS, RCS97-164, vol. 97, no. 399, 26 November 1997 (1997-11-26), (TOKYO), pages 51 - 58, XP002946578 *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1423920A1 (en) * 2001-08-31 2004-06-02 QUALCOMM Incorporated Interpolation of channel search results
EP2285007A3 (en) * 2001-08-31 2013-01-23 Qualcomm Incorporated Interpolation of channel search results
US8265123B2 (en) * 2006-03-31 2012-09-11 Fujitsu Limited CDMA receiving apparatus and CDMA receiving method

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Publication number Publication date
EP1381169B1 (en) 2004-12-08
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KR100414316B1 (ko) 2004-01-07
CN1375133A (zh) 2002-10-16
JP2001036430A (ja) 2001-02-09
EP1204215B1 (en) 2004-04-21
JP3322246B2 (ja) 2002-09-09
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