WO1996003799A1 - Oscillateur a quartz du type a compensation de temperature - Google Patents

Description

明 細 書 温度補償型水晶発振器 技術分野

この発明は、 温度補償型水晶発振器の構成に関し、 特に携帯電話 機等に搭載される小型のデジタル温度補償型水晶発振器に適するも のに関する。 背景技術

携帯電話機や自動車用電話機などに搭載される水晶発振器は、 小 型化への要求が強い。 また、 従来はアナログ温度補償型水晶発振器 が中心であつたが、 周波数精度と製造の容易さなどから、 最近はデ ジタル温度補償型水晶発振器が注目を集めている。

デジタル温度補償型水晶発振器においても、 周波数の調整方法は 基本的にアナログ温度補償型水晶発振器と同様である。 すなわち、 水晶振動子の温度特性に合わせ、 あるいは、 基地局の基準周波数か らのずれに合わせて水晶発振手段の負荷容量を変えることにより、 発振周波数を一定に保つというものである。

デジタル温度補償型水晶発振器の温度補償動作において、 負荷容 量を変えるには、 デジタル符号で直接スィ ッチとキャパシタ回路を 動作させる手段と、 A変換回路によつてデジタル符号をアナ口 グ電圧に変換し、 その電圧により可変容量ダイオー ドの容量値を変 化させる手段とがある。

このうち、 前者のスィ ッチとキャパシタ回路を用いる手段は、 負 荷容量をゆっく り変えることがきわめて困難である。 このため、 温 度変化の際の水晶発振器の周波数の補正が急激であり、 それを用い た電話機に F M雑音を発生させてしまうという問題がある。

一方、 後者の D Z A変換回路を用いる手段は、 D Z A変換回路と 可変容量ダイオー ドとの間に積分回路 （ローパスフィルタ） を挿入 したり、 あるいは、 D Z A変換回路の動作そのものを遅くすること などによ り、 負荷容量をゆつく り変化させることは容易であリ、 F M雑音を発生させるという問題はない。

このため、 通常のデジタル温度補償型水晶発振器の温度補償動作 においては、 D Z A変換回路と可変容量ダイオー ドとを用いる手段 が採用されている。

また、 発振周波数を基地局の基準周波数に合わせる場合にも、 合 わせるための外部入力信号が可変容量ダイオー ドを前提とするアナ 口グ電圧であるという理由もあって、 可変容量ダイォー ドを用いる 手段が採用されている。

第 1 1 図は、 従来のデジタル温度補償型水晶発振器の構成の一例 を示す回路図である。 ただし、 この第 1 1 図では、 発振インバータ などは回路記号を用いて、 また温度情報作成部などはブロック図を 用いてそれぞれ示している。

第 1 1 図に示すように、 水晶振動子 1 と発振イ ンバータ 3 と帰還 抵抗 5 とを並列に接続して水晶発振手段 2 を構成し、 温度補償用直 流阻止容量 2 3 と温度補償用可変容量ダイォー ド 2 5 とを直列に接 続して温度補償制御手段 6 を構成している。 そして、 発振インバー タ 3の入力端子に温度補償用直流阻止容量 2 3の一方の端子を接続 し、 温度補償用直流阻止容量 2 3の他方の端子に温度補償用可変容 量ダイオー ド 2 5のアノ ー ドを接続し、 温度補償用可変容量ダイォ ー ド 2 5のカソー ドを高電位側の電源 + V ccに接続している。

また、 外部周波数制御用直流阻止容量 2 7 と外部周波数制御用可 変容量ダイオー ド 2 9 とを直列に接続して外部周波数制御手段 8 を 構成している。 そして、 発振イ ンバータ 3の出力端子に外部周波数 制御用直流阻止容量 2 7の一方の端子を接続し、 外部周波数制御用 直流阻止容量 2 7の他方の端子に外部周波数制御用可変容量ダイォ — ド 2 9の力ソー ドを接続し、 外部周波数制御用可変容量ダイォー ド 2 9のァノー ドを低電位側の電源— V ccに接続している。

温度補償電圧発生手段 4は、 デジタル温度補償情報を作成する温 度情報作成部 7 と、 このデジタル温度補償情報をアナログ電圧に変 換する D Z A変換回路 9 と、 この D Z A変換回路 9の出力の急激な 変化を防止する積分回路 1 1 とで構成している。 そして、 この温度 補償電圧発生手段 4は、 積分回路 4から温度補償動作のための電圧 を出力し、 その出力端子は温度補償用固定抵抗 3 1 を介して温度補 償用可変容量ダイオー ド 2 5のアノ ー ドに接続している。

また、 外部周波数制御用可変容量ダイォー ド 2 9のカソー ドは、 外部周波数制御用固定抵抗 3 3 を介して、 基地局の基準周波数に合 わせるための外部電圧入力端子 1 3に接続している。

ここで使用される温度補償用可変容量ダイォ一 ド 2 5および外部 周波数制御用可変容量ダイォー ド 2 9は、 不純物の濃度勾配を持た せたェピタキシャル成長という手段を用いて形成されるため、 他の 回路素子との整合性およびコス 卜の面で半導体集積回路に内蔵しに く く、 通常は外付け部品である。

しかも、 これらの可変容量ダイオー ドは、 小さいものでも 3 . 3 m m X l . 6 m m X 1 . 1 m mという寸法であり、 デジタル温度補 償型水晶発振器を構成する部品の中では特に寸法が大きい部類に属 する。

このような従来の構成のデジタル温度補償型水晶発振器は、 可変 容量ダイォー ドなどの半導体集積回路以外の部品が多くなって小型 化に限界があるという問題があり、 またコス トの上昇を招く という 問題もある。

この発明はこのような問題を解決するためになされたものであり、 できる限り多くの部品を半導体集積回路に内蔵して小型化を図ると 共に、 低コス ト化を達成可能な温度補償型水晶発振器を提供するこ とを 目的とする。 発明の開示

この発明は上記の目的を達成するため、 温度補償型水晶発振器を 次のように構成して、 温度補償動作と基地局の基準周波数への合わ せ込みとを行なうようにしたものである。

すなわち、 水晶発振手段と、 その水晶発振手段の一方の端子と電 源との間に接続した温度補償制御手段と、 前記水晶発振手段の他方 の端子と電源との間に接続した外部周波数制御手段と、 前記温度補 償制御手段の制御端子に接続した温度補償電圧発生手段と、 前記外 部周波数制御手段の制御端子に接続した外部電圧入力端子とを有す ることを特徴とする。

さらに、 この温度補償型水晶発振器において、 上記温度補償制御 手段を、 水晶発振手段の一方の端子と電源との間に温度補償用固定 容量と電圧制御型の温度補償用可変抵抗とを直列に接続して構成し, 上記外部周波数制御手段を、 水晶発振手段の他方の端子と電源との 間に外部周波数制御用固定容量と電圧制御型の外部周波数制御用可 変抵抗とを直列に接続して構成する。

そして、 上記温度補償電圧発生手段を、 電圧出力型の D / A変換 回路の出力電圧を温度補償電圧として発生し、 その温度補償電圧を 上記温度補償用可変抵抗の制御端子に印加する手段とし、 上記外部 電圧入力端子から入力する電圧を上記外部周波数制御用可変抵抗の 制御端子に印加するように構成するとよい。

さらにこの温度補償型水晶発振器において、 上記温度補償制御手 段を構成する温度補償用固定容量を、 2層の多結晶シリ コン膜の温 度補償用固定容量とし、 温度補償用可変抵抗を温度補償用可変 M〇 S抵抗とする。

また、 上記外部周波数制御手段を構成する外部周波数制御用固定 容量を、 2層の多結晶シリコン膜の外部周波数制御用固定容量と し、 外部周波数制御用可変抵抗を外部周波数制御用可変 M〇 S抵抗とす る。

そして、 上記温度補償電圧発生手段が発生する温度補償電圧を上 記温度補償用可変 M〇 S抵抗の制御端子に印加し、 上記外部電圧入 力端子から入力する電圧を上記外部周波数制御用可変 M O S抵抗の 制御端子に印加するように構成するとよい。 あるいは、 上記温度補償制御手段を構成する温度補償用固定容量 を、 高濃度拡散領域を対抗電極とする温度補償用固定 M O S容量と し、 温度補償用可変抵抗を温度補償用可変 M O S抵抗とする。

また、 上記外部周波数制御手段を構成する外部周波数制御用固定 容量を、 高'濃度拡散領域を対抗電極とする外部周波数制御用固定 M 〇 S容量と し、 外部周波数制御用可変抵抗を外部周波数制御用可変 M 0 S抵抗とする。

そして、 上記温度補償電圧発生手段が発生する温度補償電圧を上 記温度補償用可変 M O S抵抗の制御端子に印加し、 上記外部電圧入 力端子から入力する電圧を上記外部周波数制御用可変 M O S抵抗の 制御端子に印加するように構成してもよい。

また、 前述の温度補償型水晶発振器において、 その温度補償制御 手段を、 水晶発振手段の一方の端子と電源との間に温度補償用可変 容量と電圧制御型の温度補償用可変抵抗とを直列に接続して構成し、 外部周波数制御手段を、 水晶発振手段の他方の端子と電源との間に 外部周波数制御用固定容量と電圧制御型の外部周波数制御用可変抵 杭とを直列に接続して構成してもよい。

その場合、 温度補償電圧発生手段を、 罨圧出力型の D Z A変換回 路の出力電圧を温度補償電圧と して発生し、 その温度補儻甯圧を上 記温度補償用可変抵抗の制御端子に印加する手段と し、 外部電圧入 力端子から入力する電圧を上記外部周波数制御用可変抵抗の制御端 子に印加するように構成する。

この温度補償型水晶発振器において、 上記温度補償制御手段を構 成する温度補償用可変容量を温度補償用可変 M O S容量と し、 上記 温度補償制御手段を構成する温度補償用可変抵抗を温度補償用可変 M〇 S抵抗とし、 上記外部周波数制御手段を構成する外部周波数制 御用可変抵抗を、 外部周波数制御用可変 M O S抵抗にするとよい。

そして、 上記温度補償電圧発生手段が発生する温度補償電圧を上 記温度補償用可変 M O S抵抗の制御端子に印加し、 上記外部電圧入 力端子から入力する電圧を上記外部周波数制御用可変 M 0 S抵抗の 制御端子に印加するように構成するとよい。

あるいはまた、 前述の請求の温度補償型水晶発振器において、 そ の温度補償制御手段を、 水晶発振手段の一方の端子と電源との間に 温度補償用可変容量と電圧制御型の温度補償用可変抵抗とを直列に 接続して構成し、 外部周波数制御手段を、 水晶発振手段の他方の端 子と電源との間に外部周波数制御用可変容量と電圧制御型の外部周 波数制御用可変抵抗とを直列に接続して構成してもよい。

その場合、 上記温度補償電圧発生手段を、 電圧出力型の D Z A変 換回路の出力電圧を温度補償電圧と して発生し、 その温度補償電圧 を上記温度補償用可変抵抗の制御端子に印加する手段と し、 外部電 圧入力端子から入力する電圧を上記外部周波数制御用可変抵抗の制 御端子に印加するように構成する。

この温度補償型水晶発振器において、 上記温度補償制御手段を構 成する前記温度補償用可変容量を温度補僂用可変 M O S容量と し、 温度補償用可変抵抗を温度補償用可変 M O S抵抗とする。

また、 上記外部周波数制御手段を構成する外部周波数制御用可変 容量を外部周波数制御用可変 M O S容量とし、 外部周波数制御用可 変抵抗を外部周波数制御用可変 M O S抵抗とする。

そして、 上記温度補償電圧発生手段が発生する温度補償電圧を上 記温度補償用可変 M O S抵抗の制御端子に印加し、 上記外部電圧入 力端子から入力する電圧を上記外部周波数制御用可変 M〇 S抵抗の 制御端子に印加するように構成するとよい。

あるいはまた、 水晶発振手段と、 その水晶発振手段の一方の端子 と電源との間に温度補償用直流阻止容量と温度補償用可変容量とを 直列に接続して構成した温度補償制御手段と、 上記水晶発振手段の 他方の端子と電源との間に外部周波数制御用直流阻止容量と外部周 波数制御用可変容量とを直列に接続して構成した外部周波数制御手 段と、 電圧出力型の D Z A変換回路の出力電圧を温度補償電圧と し て出力し、 その出力端子を温度補償用固定抵抗を介して上記温度補 償用直流阻止容量と温度補償用可変容量との接続点に接続する温度 補償電圧発生手段と、 上記外部周波数制御用直流阻止容量と外部周 波数制御用可変容量との接続点に外部周波数制御用固定抵抗を介し て接続する外部電圧入力端子とによって、 温度補償型水晶発振器を 構成するようにしてもよい。

この温度補償型水晶発振器において、 上記温度補償制御手段を構 成する温度補償用直流阻止容量を、 高濃度の不純物を含む 2層の多 結晶シリコン膜の温度補償用直流阻止容量と し、 上記温度補償用可 変容量を温度補償用可変 M〇 S容量とするとよい。

また、 上記外部周波数制御手段を構成する外部周波数制御用直流 阻止容量を、 高濃度の不純物を含む 2層の多結晶シリコン膜の外部 周波数制御用直流阻止容量と し、 上記外部周波数制御手段を構成す る外部周波数制御用可変容量を外部周波数制御用可変 M O S容量に するとよい。

あるいは、 上記温度補償制御手段を構成する前記温度補償用直流 阻止容量を、 高濃度拡散領域を対抗電極とする温度補償用直流阻止 容量とし、 上記温度補償制御手段を構成する温度補償用可変容量を、 低濃度拡散領域を対抗電極とする温度補償用可変 M O S容量と して ¾よい。

また、 上記外部周波数制御手段を構成する外部周波数制御用直流 阻止容量を、 高濃度拡散領域を対抗電極とする外部周波数制御用直 流阻止容量と し、 外部周波数制御用可変容量を、 低濃度拡散領域を 対抗電極とする外部周波数制御用可変 M O S容量にしてもよい。

あるいはまた、 水晶発振手段と、 その水晶発振手段の一方の端子 と電源との間に接続した温度補償制御手段と、 上記水晶発振手段の 他方の端子と電源との間に接続した固定容量と、 上記温度補償制御 手段の制御端子に接続する温度補償電圧発生手段とによって温度補 償型水晶発振器を構成してもよい。

この温度補償型水晶発振器において、 上記温度補償制御手段を、 温度補償用固定容量と電圧制御型の温度補償用可変抵抗とを直列に 接続して構成し、 上記温度補償電圧発生手段を、 電圧出力型の A変換回路の出力電圧を温度補償電圧と して発生し、 その温度補償 電圧を上記温度補償用可変抵抗の制御端子に印加する手段にすると よい。

さらに、 上記温度補償制御手段を構成する温度補償用固定容量を, 2層の多結晶シリ コン膜の温度補償用固定容量と し、 温度補償用可 変抵抗を温度補償用可変 M O S抵抗と し、 上記水晶発振手段の他方 の端子と電源との間に接続した固定容量を、 2層の多結晶シリ コン 膜の固定容量にするとよい。

その場合、 上記温度補償電圧発生手段が発生する温度補償電圧を 上記温度補償用可変 M O S抵抗の制御端子に印加するように構成す る。

あるいは、 上記温度補償制御手段を構成する温度補償用固定容量 を、 高濃度拡散領域を対抗電極とする温度補償用固定 M O S容量と し、 温度補償用可変抵抗を温度補僙用可変 M O S抵抗とし、 上記水 晶発振手段の他方の端子と電源との間に接続した固定容量を、 高濃 度拡散領域を対抗電極とする固定 M O S容量にしてもよい。

その場合、 上記温度補償電圧発生手段が発生する温度補償電圧を 上記温度補償用可変 M O S抵抗の制御端子に印加するように構成す る。

あるいはまた、 前述の温度補償型水晶発振器において、 その温度 補償制御手段を、 温度補俊用可変容量と電圧制御型の温度補償用可 変抵抗とを直列に接続して構成し、 温度補償電圧発生手段を、 電圧 出力型の D Z A変換回路の出力電圧を温度補償電圧として発生し、 その温度補償電圧を上記温度補償用可変抵抗の制御端子に印加する 手段にしてもよい。

さらに異なる温度補償型水晶発振器として、 水晶発振手段と、 そ の水晶発振手段の一方の端子と電源との間に温度補償用直流阻止容 量と温度補償用可変容量とを直列に接続して構成した温度補償制御 手段と、 上記水晶発振手段の他方の端子と電源との間に接続した固 定容量と、 電圧出力型の D Z A変換回路の出力電圧を温度補償電圧 と して出力し、 その出力端子を温度補償用固定抵抗を介して上記温 度補償用直流阻止容量と温度補償用可変容量との接続点に接続する 温度補償電圧発生手段とを有するものも提供する。

この温度補償型水晶発振器において、 上記温度補償制御手段を構 成する温度補償用直流阻止容量を、 高濃度の不純物を含む 2層の多 結晶シリ コン膜の温度補償用直流阻止容量と し、 温度補償用可変容 量を温度補償用可変 M O S容量とし、 上記水晶発振手段の他方の端 子と電源との間に接続する固定容量を、 高濃度の不純物を含む 2層 の多結晶シリコン膜の固定容量にするとよい。

あるいは、 上記温度補償制御手段を構成する温度補償用直流阻止 容量を、 高濃度拡散領域を対抗電極とする温度補償用直流阻止容量 と し、 温度補償用可変容量を、 低濃度拡散領域を対抗電極とする温 度補償用可変 M〇 S容量とし、 上記水晶発振手段の他方の端子と電 源との間に接続する固定容量を、 高濃度拡散領域を対抗電極とする 固定 M〇 S容量にしてもよい。

これらのこの発明による温度補償型水晶発振器において、 温度補 償制御手段及び外部周波数制御手段における容量は固定容量と し、 この固定容量に電圧制御型の可変抵抗を直列に接続したものは、 そ の電圧制御型の可変抵抗の抵抗値を可変することにより、 容量値そ のものは変化することなしに、 負荷容量を可変することができ。 温度補償制御手段及び外部周波数制御手段における容量は容量値 が可変の M O S容量と し、 この可変 M O S容量に電圧制御型の可変 抵抗を直列に接続したものは、 その電圧制御型の可変抵抗の抵抗値 を可変すると同時に、 可変 M〇 S容量の端子間電圧の変化による容 量値の変化を重畳し、 負荷容量を可変することができる。

さらに、 上記 M O S容量を構成する対抗電極となる半導体基板と ゲー 卜電極材料との組み合わせ方を適切に設定することによリ、 所 望の電圧範囲で容量値の可変量の大きい可変 M O S容量を形成し、 この可変 M O S容量を従来の可変容量ダイオー ドと置き換えて、 負 荷容量を可変することができる。 前述のように、 固定容量と電圧制御型の可変抵抗との直列接続に よ り、 水晶発振手段の負荷容量を可変することができる理由は次の 通りである。

すなわち、 水晶発振手段と電源との間に、 ある容量値の容量を抵 杭なしに接続する場合、 この容量の電荷の充放電を妨げるものは存 在しないので、 水晶発振手段の発振周期内に電荷の充放電は完全に 終了し、 接続した容量はその容量値通りの働きをする。

ここで、 この容量に直列に抵抗を接続すると、 この抵抗が電荷の 充放電を妨げることになリ、 充電が完全に終了する前に放電が始ま つてしまい、 またその放電が完全に終了する前に充電が始まってし まうという状態になる。

この状態は、 水晶振動子の発振周期内に充放電する電荷量が滅少 することを意味し、 容量値の小さな容量を抵抗なしに接続すること と電気的に等価である。

そして、 電荷の充放電の速さは、 接続する抵抗の抵抗値と容量値 との積で決まる。 したがって、 たとえ容量値が固定であっても、 接 続する抵抗を電圧制御型の可変抵抗にし、 外部電圧によってその抵 抗値を調整することにより、 充放電する電荷量を可変することがで さる。

つま り、 固定容量と電圧制御型の可変抵抗との直列接続を水晶発 振手段に接続することは、 可変容量を水晶発振手段に接続すること と電気的に等価である。 これが、 水晶発振手段の負荷容量を可変す ることが可能な理由である。

なお、 電圧制御型の可変抵抗の抵抗値が電荷の充放電の期間中常 に一定である必要はなく、 電荷の充放電に伴って電圧制御型の可変 抵抗の端子間電圧が変化したときにその抵抗値が変化したとしても、 その変化の中心値が外部電圧で制御可能ならば、 外部電圧によって 充放電する電荷量を可変することができる。

また、 上記固定容量を可変 M O S容量に変更し、 且つこの可変 M 0 S容量を端子間の電位差が大きくなったときに容量値が大きく な る方向に接続することにより、 電圧制御型の可変抵抗による負荷容 量の可変幅をよ り大きくすることができる。

すなわち、 負荷容量を大きくするときには電圧制御型の可変抵抗 の抵抗値を小さ くするわけであるが、 その状態では電圧制御型の可 変抵抗と可変 M〇 S容量との直列接続にかかる電圧の大部分は可変 M〇 S容量にかかることになリ、 可変 M〇 S容量の端子間の電位差 は大きくなる。

この状態のとき、 可変 M O S容量の容量値が大きくなつて固定容 量と同じ大きさになるように接続しておけば、 固定容量と電圧制御 型の可変抵抗とを直列に接続する場合と同じ負荷容量にすることが できる。

一方、 負荷容量を小さくするときには電圧制御型の可変抵抗の抵 抗値を大きくするわけであるが、 その状態では電圧制御型の可変抵 杭と可変 M〇 S容量との直列接続にかかる電圧の大部分は電圧制御 型の可変抵抗にかかることになり、 可変 M O S容量の端子間の電位 差は小さく なる。

この状態のとき、 可変 M O S容量の容量値が小さくなる方向に可 変 M O S容量を接続しておけば、 固定容量と電圧制御型の可変抵抗 とを直列に接続する場合に比べて、 負荷容量をよ リ小さくすること ができる。

つまり、 電圧制御型の可変抵抗による負荷容量の変化に可変 M 0 S容量の電圧変化の方向を一致させ、 それを重畳することによ り、 固定容量と電圧制御型の可変抵抗とを直列に接続する場合に比べて 負荷容量の変化幅をよ り大きくすることができる。

これらはいずれも、 電圧制御型の可変抵抗の種類に特に制限はな いが、 半導体集積回路に内蔵が容易である。 そして、 従来のデジタ ル温度補償型水晶発振器に用いられている温度補償電圧発生手段を ほとんどそのまま利用でき、 しかも、 発振周波数を基地局の基準周 波数に合わせるための外部電圧入力端子にもそのまま接続可能であ るという点から、 M O S抵抗が有利である。 最後に示した温度補償型水晶発振器は、 回路構成は従来技術と同 様であるが、 可変容量ダイオー ドを可変 M〇 S容量に置き換えるこ とにより、 水晶振動子以外のほとんどの部品を半導体集積回路に内 蔵することを達成している。 図面の簡単な説明

第 1 図は本発明の第 1 実施例の温度補償型水晶発振器の構成を示 す回路図である。

第 2図は本発明の一実施例による温度補償型水晶発振器の水晶発 振手段の特性を示す線図である。

第 3図は本発明の一実施例における M〇 S容量の C一 V特性を示 す線図である。

第 4図は本発明の他の実施例における M O S容量の C一 V特性を 示す線図である。

第 5図は本発明の第 2実施例の温度補償型水晶発振器の構成を示 す回路図である。

第 6図は本発明の第 3実施例の温度補償型水晶発振器の構成を示 す回路図である。

第 7図は本発明のさらに他の実施例における M O S容量の C一 V 特性を示す線図である。

第 8図は本発明の第 4実施例の温度補償型水晶発振器の構成を示 す回路図である。

第 9図は本発明の第 5実施例の温度補償型水晶発振器の構成を示 す回路図である。

第 1 0図は本発明の第 6実施例の温度補償型水晶発振器の構成を 示す回路図である。

第 1 1 図は従来のデジタル温度補償型水晶発振器の構成を示す回 路図である。 発明を実施するための最良の形態

以下図面を用いて、 この発明の実施例を詳述する。

[第 1 実施例〕

第 1 図は、 この発明の第 1 実施例の温度補償型水晶発振器の構成 を示す回路図である。 但し、 第 1 図では、 発振イ ンバータなどは回 路記号を用いて、 また温度情報作成部などはプロック図を用いてそ れぞれ示している。

この温度補償型水晶発振器はデジタル温度補償型水晶発振器であ り、 水晶振動子 1 と発振インバータ 3 と帰還抵抗 5 とを並列に接続 して水晶発振手段 2 を構成している。 また、 高濃度の不純物を含む 2層の多結晶シリコン膜による温度補償用固定容量 1 5 と、 pチヤ ネル M〇 S抵抗の温度補償用 M O S抵抗 1 7 とを直列に接続して、 温度補償制御手段 6 を構成している。 そして、 水晶発振手段 1 の一 方の端子である発振ィ ンパータ 3の出力端子と高電位側の電源 + V ccとの間に、 温度補償用 M〇 S抵抗 1 7が電源側となるように温度 補償制御手段 6 を接続している。

また、 高濃度の不純物を含む 2層の多結晶シリ コン膜による外部 周波数制御用固定容量 1 9 と、 pチャネル M〇 S抵抗の外部周波数 制御用 M〇 S抵抗 2 1 とを直列に接続して、 外部周波数制御手段 8 を構成している。 そして、 発振インパータ 3の入力端子と高電位側 の電源 + V ccとの間に、 外部周波数制御用 M O S抵抗 2 1 が電源側 となるように外部周波数制御手段 8 を接続している。

4 は温度補償電圧発生手段であり、 デジタル温度補償情報を作成 する温度情報作成部 7 と、 このデジタル温度補償情報をアナログ電 圧に変換する電圧出力型の D Z A変換回路 9 と、 この電圧出力型の D Z A変換回路 9の出力の急激な変化を防止する積分回路 1 1 とに よって構成されている。

この温度補償電圧発生手段 4は、 電圧出力型の D Z A変換回路 9 の出力電圧を温度補償動作のための電圧と して出力し、 その出力端 子である積分回路 1 1 の出力端子は、 温度補償用 M〇 S抵抗 1 7の 制御端子であるゲー トに接続している。

また、 外部周波数制御用 M O S抵抗 2 1 の制御端子であるゲー ト は、 外部電圧入力端子 1 3に接続している。

M O S抵抗は、 ゲー ト電圧によつてその抵抗値が可変される電圧 制御型の可変抵抗である。 そして、 温度補償用 M〇 S抵抗 1 7 は p チャネル M〇 S抵抗であるから、 ソースおよび基板を高電位側の電 源 + V ccに接続しており、 ゲー 卜電圧が高くなつてゲー 卜とソース との間の電位差が小さく なると抵抗値が高くなリ、 ゲー 卜電圧が低 くなつてゲー ト とソースとの間の電位差が大きくなると抵抗値が低 くなる。

この温度補償用 M〇 S抵抗 1 7の抵抗値が低い場合は、 温度補償 用固定容量 1 5の電荷の充放電はほとんど妨げられないので、 水晶 振動子 1 の発振周期内に電荷の充放電は完全に終了し、 温度補償用 固定容量 1 5はその容量値通りの働きをする。

温度補償用 M O S抵抗 1 7の抵抗値が高い場合は、 この抵抗が温 度補償用固定容量 1 5の電荷の充放電を妨げることになり、 充電が 完全に終了する前に放電が始まってしまい、 またその放電が完全に 終了する前に充電が始まってしまうという状態になる。

この状態は、 水晶振動子 1 の発振周期内に充放電する電荷量が滅 少することを意味し、 小さな容量値の温度補償用固定容量 1 5 を直 接高電位側の電源に接続することと電気的に等価である。

そして、 温度補償用固定容量 1 5の電荷の充放電の速さは、 温度 補償用 M O S抵抗 1 7の抵抗値と温度補償用固定容量 1 5の容量値 との積で決まる。 したがって、 たとえ温度補償用固定容量 1 5の容 量値が固定であっても、 温度補償用 M O S抵抗 1 7の抵抗値を調整 することによ り、 充放電する電荷量を可変することができる。

つま り、 温度補償用固定容量 1 5 と温度補償用 M O S抵抗 1 7 と の直列接続を水晶発振手段 2 と電源との間に接続することは、 可変 容量を水晶発振手段 2 と電源との間に接続することと電気的に等価 である。 すなわち、 温度補償用 M O S抵抗 1 7のゲー ト電圧によってその 抵抗値を可変することにより、 等価的に発振ィンバータ 3の出力端 子に接続する容量値を可変することができ、 これによ り負荷容量を 可変して発振周波数の温度補償が可能となる。

厳密に言えば温度補償用 M O S抵抗 1 7の抵抗値はソース · ドレ ーン間電圧の変化によって変化し、 温度補償用固定容量 1 5の電荷 の充放電の最中に、 このソース · ドレーン間電圧は刻一刻と変化す るから、 充放電の時定数も刻一刻と変化している。

しかし、 ソース · ドレーン間電圧の変化による温度補償用 M〇 S 抵抗 1 7 の抵抗値の変化はゆるやかであり、 温度補償用固定容量 1 5の電荷の充放電の時定数を桁違いに変化させることはないから、 温度補償用固定容量 1 5の電荷の充放電の時定数は、 ほぼ温度補償 用 M O S抵抗 1 7のゲー ト電圧の支配下にあるといえる。

同様に、 外部周波数制御用 M O S抵抗 2 1 のゲー ト電圧によって その抵抗値を可変することにより、 等価的に発振イ ンバータ 3の入 力端子に接続する容量値を可変することができ、 これによ り負荷容 量を可変して発振周波数を基地局の基準周波数に合わせることが可 能になる。

第 1 図に示したデジタル温度補償型水晶発振器の構成では、 温度 補償制御手段 6にも外部周波数制御手段 8にも、 直流電流が流れる 経路は存在せず、 電荷の充放電に伴う交流電流が流れるだけである。

この交流電流は、 この発明に限らず容量によって水晶発振手段 2 の周波数の制御を行う際には必然的に伴う電流であリ、 この発明の 第 1 実施例の構成による電流の増加はない。

第 1 図に示したデジタル温度補償型水晶発振器の構成では、 温度 補償動作を発振イ ンバータ 3の出力端子側の温度補償用 M〇 S抵抗 1 7が行い、 基地局の基準周波数に合わせる動作を発振イ ンバータ 3の入力端子側の外部周波数制御用 M O S抵抗 2 1 が行っている。 これは、 第 1 1 図に示した従来のデジタル温度補償型水晶発振器 の構成とは逆になつているが、 その理由は以下のとおりである。 一般的に、 デジタル温度補償型水晶発振器においては、 温度補償 動作に必要な周波数の調整幅は 2 0〜 4 Oppm (part per million； 百万分の一の単位） 程度であるのに対し、 基地局の基準周波数に合 わせる動作に必要な周波数の調整幅は 1 Oppm 以内である。

したがって、 同じ周波数調整手段を発振イ ンバータ 3の 2端子に 設ける場合、 周波数変化が大きい側を温度補償動作に用い、 周波数 変化が小さい側を基地局の基準周波数に合わせる動作に用いるのが 普通である。

第 1 1 図に示した従来のデジタル温度補償型水晶発振器のように， 可変容量ダイォー ドなどの可変容量素子を用いて直接容量値を可変 させる構成の場合には、 発振イ ンバータ 3の入力端子側の方が、 出 力端子側に比べて周波数の可変幅が 2倍程度大きいことが公知であ るから、 発振イ ンパータ 3の入力端子側を温度補償動作に用いてい る。

これに対して、 この発明の第 1実施例による固定容量と MO S抵 杭との直列接続を用いる構成では、 発振イ ンバータ 3の出力端子側 の方が、 入力端子側に比べて周波数の可変幅が 2倍程度大きい。 こ のことを実験データによ り以下に示す。

第 2図は、 第 1 図に示したデジタル温度補償型水晶発振器の pチ ャネル MO S抵抗の温度補償用 MO S抵抗 1 7および外部周波数制 御用 M〇 S抵抗 2 1の、 ゲー ト電圧の絶対値と発振周波数の変化率 との閲係を示す線図である。

ただし、 温度補償用固定容量 1 5および外部周波数制御用固定容 量 1 9の容量値を共に 3 O p Fと し、 温度補償用 MO S抵抗 1 7お よび外部周波数制御用 M〇 S抵抗 2 1のチャネル長とチャネル幅を 共に 3 0 μ πιと し、 また温度補償用 MO S抵抗 1 7および外部周波 数制御用 M 0 S抵抗 2 1 のスレショールド電圧の絶対値を共に 0. 7 Vとし、 水晶振動子 1 の基本周波数が 1 2. 8 MH zの場合であ る。

第 2図に示すように、 発振イ ンバータ 3の出力端子側の発振周波 数の変化率 aも、 発振イ ンバータ 3の入力端子側の発振周波数の変 化率 bも、 ゲ一 卜電圧の絶対値がスレショールド電圧の 0. 7 Vを 超えるあたりから発振周波数は急激に変化し、 ゲー ト電圧の絶対値 が 2 V付近から発振周波数の変化がやや飽和する傾向は共通である, しかし、 周波数変化率の絶対値は、 発振イ ンパータ 3の出力端子側 の方が、 発振イ ンバータ 3の入力端子側に比べて 2倍程度大きい。

このような現象が起こる理由としては、 発振イ ンバータ 3の出力 端子側の振幅が大きいので、 昇圧回路の原理によ り温度補償用固定 容量 1 5の対抗電極の電位が電源電圧を超えてしまい、 温度補償用 MO S抵抗 1 7の ドレーンが基板に対して順方向になってしまうこ とが関係していると考えられる。

これが、 第 1 図に示したように、 発振イ ンバータ 3の出力端子側 を温度補償動作に用い、 入力端子側を基地局の基準周波数に合わせ る動作に用いている理由である。

ただし、 発振イ ンバータ 3の入力端子側を温度補償動作に用い、 出力端子側を基地局の基準周波数に合わせる動作に用いることも、 不利ではあるが可能である。

ところで、 第 1 図における温度補償用固定容量 1 5の容量値は、 水晶振動子 1の発振周波数の温度変化を補償できる程度の大きさが 必要である。 計算および実験によれば、 水晶振動子 1 と して通常の A Tカツ ト水晶振動子を用いる限り、 3 0〜 5 0 p F程度かそれ以 下でよい。

この容量値は、 発振ィ ンバータ 3の駆動能力の設定によ り多少上 下するが、 この程度の大きさの 2層の多結晶シリコン膜の容量は、 半導体集積回路内での占有面積が 2 0 0 μ χη Χ 3 0 0 μ πι以下で作 ることができるから、 容易に半導体集積回路に内蔵することができ る。

温度補償用 MO S抵抗 1 7および外部周波数制御用 MO S抵抗 2 1 の抵抗値は、 チャネル長に比例しチャネル幅に反比例し、 しかも ソース · ドレーン間電圧によっても変化することは当然である力^ 印加されるゲー 卜電圧に対する依存性が最も支配的であり、 ゲー ト 電圧によって 1 G Ω以上という大きな値から、 1 0 0 Ω以下の小さ な値まで変化させることができる。

温度補償用 M O S抵抗 1 7の抵抗値が 1 以上のときには、 3 0〜 5 0 p F程度の温度補償用固定容量 1 5 に対する電荷の充放電 の時定数は 3 0〜 5 0 m s e c以上となり、 通常デジタル温度補償 型水晶発振器の発振周期が 5 0〜 1 0 0 n s e c程度であるから、 発振周期内に電荷の充放電はほとんど起こらず、 これは温度補償用 固定容量 1 5 を発振イ ンバータ 3に接続していない状態にほぼ等し い。

—方、 温度補償用 M〇 S抵抗 1 7の抵抗値が 1 0 0オーム以下の ときには、 3 0〜 5 0 p F程度の温度補償用固定容量 1 5に対する 電荷の充放電の時定数は 3〜 5 n s e c以下となり、 発振周期内に 電荷の充放電はほぼ終了する。 これはすなわち、 温度補償用 M O S 抵抗 1 7 を介さず、 温度補償用固定容量 1 5 を直接電源に接続した 状態にほぼ等しい。

したがって、 温度補償用 M O S抵抗 1 7の抵抗値をゲー 卜電圧に よって変化させることにより、 発振イ ンバータ 3の出力端子側に接 続する容量値を、 実質的に 3 0〜 5 0 p F程度変化させることがで さる。

この程度の容量値の変化ならば、 発振周波数を 3 0〜 4 0 p p m 程度変化させることができるから、 あとは水晶振動子 1 の温度特性 に合わせて、 それを補償するデータ を発生するように温度情報作成 部 7 を構成すればよい。 たとえば、 温度情報作成部 7の中に不揮発 性メモリ を搭載して、 温度補償データ を書き込むという手段でもよ い。

ところで、 発振周波数を基地局の基準周波数に合わせる動作にお いては、 通常は外部入力電圧に対して周波数変化が正極性であるこ とという指定があるので、 用いる電圧制御型の可変抵抗は、 外部入 力電圧の上昇に応じて抵抗値が増加するものでなければならない。 したがって、 電圧制御型の可変抵抗と して M O S抵抗を用いる限 り、 第 1 図に示したように、 発振イ ンバータ 3の入力端子側の外部 周波数制御用 M O S抵抗 2 1 は、 pチャネル M O S抵抗でなければ ならず、 nチャネル M〇 S抵抗であってはならない。 pチャネル M O S抵抗であれば、 外部入力電圧の上昇に対し抵抗値は増加し、 実 効的な負荷容量は減少するから、 発振周波数は上昇するので正極性 の動作となる。

一方、 温度補償動作の場合は、 温度補償電圧発生手段 4 の出力電 圧の変化に対し、 発振周波数の変化は正極性でも負極性でもかまわ ないから、 発振イ ンバータ 3の出力端子側に接続する可変抵抗は n チャネル M 0 S抵抗であつてもよい。

ただしその場合は、 バックゲー ト効果の影響を排除するために、 接続先の電源を低電位側にする方が有利である。

なお、 発振周波数を基地局の基準周波数に合わせる動作において 要求される周波数の変化幅は、 おおむね 1 O p p m以内であり、 さ らに詳しくは外部電圧変化 1 V当たり 3〜 5 p p m程度である。 この程度の周波数変化を生じさせるための外部周波数制御用固定 容量 1 9の容量値は、 実測によれば通常 1 5〜 3 0 p F以下で済む から、 半導体集積回路内での占有面積が 1 0 0 μ πι Χ 3 0 0 μ πι以 下である。

したがって、 第 1 図に示したデジタル温度補償型水晶発振器は、 水晶振動子 1以外のすべてを半導体集積回路に容易に内蔵でき、 部 品の削減による小型化と低コス 卜化とを、 ともに達成可能であるこ とが明らかである。

第 1 図に示した第 1 実施例のデジタル温度補償型水晶発振器は、 温度補償用固定容量 1 5 と外部周波数制御用固定容量 1 9 とを発振 イ ンバータ 3に接続し、 温度補償用 M O S抵抗 1 7 と外部周波数制 御用 M O S抵抗 2 1 とを高電位側の電源に接続している。

しかしこれを変更して、 発振インバータ 3の出力端子に温度補償 用 M〇 S抵抗 1 7のドレインを接続し、 発振インバータ 3の入力端 子に外部周波数制御用 M O S抵抗 2 1 のドレインを接続し、 温度補 償用 M O S抵抗 1 7のソースに温度補償用固定容量 1 5の一方の端 子を接続し、 外部周波数制御用 M〇 S抵抗 2 1 のソースに外部周波 数制御用固定容量 1 9の一方の端子を接続し、 温度補償用固定容量 1 5の他方の端子と外部周波数制御用固定容量 1 9の他方の端子と を高電位側の電源に接続することも可能である。

ただし、 温度補償用 M O S抵抗 1 7 および外部周波数制御用 M O S抵抗 2 1 の ドレインには、 p n接合容量という余分な浮遊容量が 付随しているなどのために、 発振イ ンバータ 3に温度補償用 M〇 S 抵抗 1 7 および外部周波数制御用 M O S抵抗 2 1 の ドレイ ンを接続 する場合は、 発振インバータ 3に温度補償用固定容量 1 5および外 部周波数制御用固定容量 1 9 を接続する場合よりも、 発振起動性が 悪くなるなどの問題がある。 そのため、 第 1 図に示したように、 発 振ィ ンパータ 3には温度補償用固定容量 1 5および外部周波数制御 用固定容量 1 9 を接続する方が有利である。

ところで、 温度補償用固定容量 1 5および外部周波数制御用固定 容量 1 9は、 共に高濃度の不純物を含む 2層の多結晶シリ コン膜の 容量としているが、 これらの容量は使用する電圧範囲で容量値に電 圧依存性がないものであって、 しかも半導体集積回路に容易に搭載 可能であれば、 どのような種類の容量でもよいことは言うまでもな い。

このような条件を満たす容量と しては、 多結晶シリコン膜， 高融 点金属膜， あるいは高融点金属シリサイ ド膜などの任意の導電体を ゲー ト電極とし、 高濃度の拡散領域を対抗電極とする M O S容量が ある。

対抗電極が高濃度の拡散領域であれば、 通常使用する電源電圧範 囲内ではゲー ト電極からの電界による空乏層の形成がほとんどない ので、 容量値は電圧に依存しない。

したがって、 このような M O S容量を第 1 図に示した温度補償用 固定容量 1 5、 あるいは外部周波数制御用固定容量 1 9 として使用 することができる。

ただし、 温度補償用固定容量 1 5あるいは外部周波数制御用固定 容量 1 9 と して用いる M〇 S容量の対抗電極は、 _{p n}接合を用いて 周囲から電気的に分離しなければならない。 そのため、 この対抗電 極を発振イ ンバータ 3に接続すると、 発振起動性を疎外するという 不利があるから、 発振イ ンバ一タ 3に接続する電極はゲー ト電極の 方が有利である。

なお、 ゲー ト絶縁膜の下に高濃度の不純物を導入し、 高濃度拡散 領域の対抗電極を形成することは容易である。

たとえば、 高濃度の不純物と してボロンを導入する場合は、 ゲー 卜絶縁膜を形成後にイオン注入を行えばよく、 高濃度の不純物と し てリ ンやひ素などを導入する場合は、 ゲー 卜絶縁膜を形成する前に イオン注入を行えばよい。

ところで、 温度補償用固定容量 1 5および外部周波数制御用固定 容量 1 9 と して、 容量値に電圧依存性のある容量を用いたとしても、 使用する電圧の範囲内において容量値が電圧に依存しなければ、 固 定容量とみなすことができることはいうまでもない。

したがって、 対抗電極が低濃度拡散領域であるために容量値に電 圧依存性がある M O S容量であっても、 ゲー ト電極とその対抗電極 である基板との仕事関数の選択およびその接続の仕方によ り、 第 1 図における固定容量と して使用することが可能である。

第 3図は、 p形多結晶シリコン膜をゲー ト電極と し、 p形拡散領 域を対抗電極とする M O S容量の、 対抗電極を基準電位とするゲー 卜電極の電圧と容量値との関係を示す、 いわゆる C一 V特性である。 ただし、 第 3図は測定周波数が 1 M H zの場合の例であるが、 周波 数が 1 0 M H z帯であっても、 この C— V特性に変化はない。

この第 3図に示すように、 p形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極と し、 p形拡散領域を対抗電極とする M O S容量は、 ゲ一 卜電極が対 抗電極よりも低電位である限り容量値の電圧依存性はほとんどなく、 そのような電位関係で使用する限りは、 ほぼ固定容量とみなすこと ができる。

また第 4 図は、 n形多結晶シリコン膜をゲー ト電極と し、 n形拡 散領域を対抗電極とする M O S容量の、 対抗電極を基準電位とする ゲー 卜電極の電圧と容量値との関係を示す C一 V特性である。 ただ し、 第 4図は測定周波数が 1 M H zの場合の例であるが、 周波数が 1 0 M H z帯であっても、 この C一 V特性に変化はない。

この第 4 図に示すように、 n形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極と し、 n形拡散領域を対抗電極とする M〇 S容量は、 ゲー ト電極が対 抗電極よ リも高電位である限リ容量値の電圧依存性はほとんどなく、 そのような電位関係で使用する限りは、 ほぼ固定容量とみなすこと ができる。

そして、 第 1 図に示したデジタル温度補償型水晶発振器の構成は， 温度補償用固定容量 1 5 と温度補償用 M O S抵抗 1 7 との接続点に 対し、 発振イ ンパータ 3の出力端子は常に低電位であり、 外部周波 数制御用固定容量 1 9 と外部周波数制御用 M O S抵抗 2 1 との接続 点に対し、 発振イ ンバータ 3の入力端子は常に低電位である。

そこで、 温度補償用固定容量 1 5 と外部周波数制御用固定容量 1 9 とを、 p形多結晶シリコン膜をゲー ト電極とし、 P形拡散領域を 対抗電極とする温度補償用固定 M O S容量と外部周波数制御用固定 M O S容量とに置き換え、 そのゲー 卜電極をそれぞれ発振ィ ンバー タ 3の出力端子と入力端子とに接続すれば、 M O S容量を固定容量 と して用いることが可能である。

あるいはまた、 温度補償用固定容量 1 5 と外部周波数制御用固定 容量 1 9 とを、 n形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極とし、 n形拡散 領域を対抗電極とする温度補償用固定 M O S容量と外部周波数制御 用固定 M〇 S容量とに置き換え、 その対抗電極をそれぞれ発振ィ ン バ一タ 3の出力端子と入力端子とに接続しても、 M〇 S容量を固定 容量として用いることが可能である。

このようにすれば、 半導体集積回路に搭載可能な容量の中で最も 加工精度が良い M O S容量を、 この発明による温度補償型水晶発振 器における固定容量と して用いることができる。

ただし、 対抗電極を電源電圧と異なる電位で使用する M O S容量 を通常の半導体基板に形成する場合、 対抗電極は p n接合を用いて 周囲から電気的に分離しなければならないので、 p n接合容量とい う余分な浮遊容量が付随するなどの問題がある。

そのため、 発振インバータ 3に M〇 S容量の対抗電極を接続する 場合は、 発振イ ンパータ 3に M O S容量のゲー 卜電極を接続する場 合よ りも、 発振起動性が悪くなるなどの問題があり、 性能面で不利 である。

したがって、 第 1 図に示したような高電位側の電源に固定容量と M〇 S抵抗とを直列に接続する構成のデジタル温度補償型水晶発振 器の場合、 M〇 S容量を固定容量と して用いるのであれば、 p形多 結晶シリ コン膜をゲー ト電極と し、 p形拡散領域を対抗電極とする M O S容量を用いる方が有利である。

M O S容量を通常の半導体基板に形成するのではなく、 シリ コン オンインシユレ一タ （ S〇 I ) に形成するのであれば、 対抗電極も 絶縁分離されるので、 発振イ ンバータ 3に対抗電極を接続しても不 利になることはない。

また前述のように、 第 1 図に示した第 1 実施例の温度補償型水晶 発振器は、 発振イ ンバータ 3の出力端子側に接続する温度補償用の 可変抵抗を nチャネル M O S抵抗と し、 その接続先の電源を低電位 側と してもよい。

そこで、 温度補償用固定容量 1 5 を n形多結晶シリコン膜をゲー 卜電極と し、 n形拡散領域を対抗電極とする温度補償用固定 M〇 S 容量に置き換え、 そのゲー ト電極を発振イ ンパータ 3の出力端子に 接続し、 外部周波数制御用固定容量 1 9 を P形多結晶シリ コン膜を ゲー ト電極とし、 p形拡散領域を対抗電極とする外部周波数制御用 固定 M〇 S容量に置き換え、 そのゲー ト電極を発振インバータ 3の 入力端子に接続することも可能である。

ただしその場合、 対抗電極を電源電圧と異なる電位で使用する M O S容量を通常の半導体基板に形成するのであれば、 対抗電極は p n接合を用いて周囲から電気的に分離しなければならないので、 n 形半導体基板を用いる場合は温度補償用固定 M〇 S容量の対抗電極 の周囲を P形拡散領域で囲むという二重拡散構造にせざるを得ない, また、 P形半導体基板を用いる場合は、 外部周波数制御用固定 M〇 S容量の対抗電極の周囲を p形拡散領域で囲むという二重拡散構造 にせざるを得ず、 製造上不利である。

したがって、 S 0 I を用いて半導体集積回路を形成する場合を除 き、 電圧依存性のある M〇 S容量を固定容量と して用いるならば、 温度補償用固定 M O S容量と外部周波数制御用固定 M O S容量とは， 同一種類の M O S容量にする方が有利である。

S 0 I を用いて半導体集積回路を形成する場合には、 M O S容量 の種類には制約はなく、 その接続の仕方に制約があるのみである。 次に、 この発明の他の実施例を詳述する。

[第 2実施例〕

第 5図は、 この発明の第 2実施例の温度補償型水晶発振器の構成 を示す回路図である。 ただし第 5図では、 発振イ ンバータなどは回 路記号を用いて、 また温度情報作成部などはプロック図を用いて、 それぞれ示している。

この第 2の実施例もデジタル温度補償型水晶発振器であり、 水晶 振動子 1 と発振イ ンバータ 3 と帰還抵抗 5 とを並列に接続して水晶 発振手段 2 を構成し、 高濃度の不純物を含む 2層の多結晶シリ コン 膜の温度補償用固定容量 1 5 と、 nチャネル M O S抵抗の温度補償 用 M O S抵抗 1 7 とを直列に接続して温度補償制御手段 6 を構成し ている。 そして、 水晶発振手段 2の一方の端子である発振インバー タ 3の出力端子と低電位側の電源一 V ccとの間に、 上記温度補償制 御手段 6 を接続している。

は温度補償電圧発生手段であり、 デジタル温度補償情報を作成 する温度情報作成部 7 と、 このデジタル温度補償情報をアナログ電 圧に変換する電圧出力型の D Z A変換回路 9 と、 この電圧出力型の D Z A変換回路 9の出力の急激な変化を防止する積分回路 1 1 とに よって構成されている。 そして、 この温度補償電圧発生手段 4 は、 電圧出力型の D Z A変換回路 9の出力電圧を温度補償動作のための 電圧として出力し、 この出力端子である積分回路 1 1 の出力端子を. 温度補償用 M〇 S抵抗 1 7の制御端子であるゲー 卜に接続している, また、 水晶発振手段 2の他方の端子である発振イ ンバータ 3の入 力端子と低電位側の電源一 V ccとの間に、 高濃度の不純物を含む 2 層の多結晶シリ コン膜の固定容量 2 0 を接続しており、 第 1 実施例 に示したような外部周波数制御手段は設けていない。

これは、 日本国内以外のほとんどの携帯電話の仕様では、 通話の 開始時点で温度補償型水晶発振器の発振周波数を基地局の基準周波 数に合わせるという動作がないので、 そのような海外向けのデジタ ル温度補償型水晶発振器は、 第 1 実施例に示したような外部周波数 制御手段は設ける必要がないからである。

ところで、 温度補償用固定容量 1 5の容量値は、 第 1 実施例で述 ベたように、 3 0〜 5 0 p F程度かそれ以下である。

一方、 固定容量 2 0の容量値は、 水晶振動子 1 を製造する際の周 波数調整における負荷容量の設定に依存するが、 おおむね 1 5〜 3 0 p F程度である。

したがって、 温度補償用固定容量 1 5および固定容量 2 0は、 容 易に半導体集積回路に内蔵することができる。

ところで、 温度補償用固定容量 1 5および固定容量 2 0は、 共に 高濃度の不純物を含む 2層の多結晶シリコン膜の容量と しているが、 多結晶シリ コン膜， 高融点金属膜， あるいは高融点金属シリサイ ド 膜などの任意の導電体をゲー ト電極と し、 高濃度の拡散領域を対抗 電極とする M〇 S容量を用いてもよい。

ただし、 温度補償用固定容量 1 5あるいは固定容量 2 0 として用 いる M〇 S容量の対抗電極は、 p n接合を用いて周囲から電気的に 分離しなければならないので、 この対抗電極を発振ィンバータ 3に 接続すると、 発振起動性を疎外するという不利があるから、 発振ィ ンバータ 3に接続する電極はゲー 卜電極の方が有利である。

また、 第 1 実施例で説明したように、 温度補償用固定容量 1 5 と して容量値に電圧依存性のある容量を用いたと しても、 使用する電 圧の範囲内において容量値が電圧に依存しなければ、 温度補償用固 定容量とみなすことができる。 したがって、 たとえ電圧依存性のあ る M O S容量であっても、 ゲー 卜電極とその対抗電極である基板と の仕事関数の選択およびその接続の仕方によ り、 第 5図における温 度補償用固定容量 1 5 と して使用することが可能である。

第 4図に示したように、 n形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極と し, n形拡散領域を対抗電極とする M O S容量は、 ゲー 卜電極が対抗電 極よ りも高電位である限リ容量値の電圧依存性はほとんどなく、 そ のような電位関係で使用する限りは、 ほぼ固定容量とみなすことが できる。

そして、 第 5図に示したデジタル温度補償型水晶発振器の構成は， 温度補償用 M O S抵抗 1 7に対し、 発振イ ンバータ 3の出力端子は 常に高電位であるから、 温度補償用固定容量 1 5 を、 n形多結晶シ リ コン膜をゲー ト電極と し、 n形拡散領域を対抗電極とする温度補 償用固定 M O S容量に置き換え、 そのゲー ト電極を発振イ ンバータ 3の出力端子に接続すれば、 M O S容量を温度補償用固定容量 1 5 と して用いることが可能である。 '

あるいはまた、 第 3図から明らかなように、 温度補償用固定容量 1 5 を p形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極と し、 p形拡散領域を対 抗電極とする温度補償用固定 M〇 S容量に置き換え、 その対抗電極 を発振イ ンバータ 3の出力端子に接続しても、 M O S容量を温度補 償用固定容量 1 5 として用いることが可能である。

このようにすれば、 半導体集積回路に搭載可能な容量の中で最も 加工精度が良い M〇 S容量を、 この発明による温度補償型水晶発振 器における温度補償用固定容量 1 5 と して用いることができる。

ただし、 対抗電極を電源電圧と異なる電位で使用する M O S容量 を通常の半導体基板に形成する場合、 対抗電極は P n接合を用いて 周囲から電気的に分離しなければならない。 そのため、 p n接合容 量という余分な浮遊容量が付随するなどのために、 発振イ ンバータ 3の出力端子に M O S容量の対抗電極を接続する場合は、 発振イ ン バータ 3の出力端子に M O S容量のゲー ト電極を接続する場合よ り も、 発振起動性が悪くなるなどの問題があり、 性能面で不利である, したがって、 第 5図に示したような低電位側の電源に温度補償用 固定容量 1 5 と温度補償用 M O S抵抗 1 7 とを直列に接続する構成 のデジタル温度補償型水晶発振器の場合、 通常の半導体基板に形成 する M O S容量を温度補償用固定容量 1 5 と して用いるのであれば、 n形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極と し n形拡散領域を対抗電極と する M〇 S容量を用いる方が有利である。

ただし、 S〇 I を用いて半導体集積回路を形成する場合には、 M 0 S容量の種類に制約はない。 S 0 I を用いて半導体集積回路を形 成する場合の制約は、 M O S容量がほぼ固定容量とみなせる電位関 係になるように、 ゲー 卜電極と対抗電極を接続するということだけ である。

第 5図に示したデジタル温度補償型水晶発振器は、 温度補償制御 手段 6 を発振イ ンバータ 3の出力端子側に接続しているが、 発振ィ ンバータ 3の入力端子側に接続してもよい。

ただし、 温度補償制御手段 6 を発振インバータ 3の入力端子側に 接続する場合は、 発振イ ンバータ 3の出力端子側に接続する場合に 比較して、 第 2図に示したように、 発振周波数の可変幅が半分程度 になってしまうので、 どちらか一方に接続するのであれば、 第 5図 に示したように、 発振イ ンバータ 3の出力端子側に接続する方が有 利である。

また、 第 5図に示したデジタル温度補償型水晶発振器は、 温度補 償用固定容量 1 5 を発振イ ンバータ 3の出力端子に接続し、 温度補 償用 M〇 S抵抗 1 7 を低電位側の電源に接続しているが、 発振イ ン バータ 3の出力端子に温度補償用 M O S抵抗 1 7の ドレイ ンを接続 し、 温度補償用 M O S抵抗 1 7のソースに温度補償用固定容量 1 5 を接続し、 温度補償用固定容量 1 5の他方の端子を低電位側の電源 に接続することも可能である。

ただし、 温度補償用 M O S抵抗 1 7の ドレイ ンには、 p n接合容 量という余分な浮遊容量が付随しているなどのために、 発振イ ンバ ータ 3の出力端子に温度補償用 M O S抵抗 1 7の ドレイ ンを接続す る場合は、 発振イ ンバータ 3の出力端子に温度補償用固定容量 1 5 を接続する場合よりも、 発振起動性が悪くなるなどの問題がある。 そのため、 第 5図に示したように、 発振イ ンバータ 3の出力端子 には温度補償用固定容量 1 5 を接続する方が有利である。

また、 温度補償制御手段 6 を発振ィ ンバータ 3の入力端子に接続 する場合も、 同様に発振インバータ 3の入力端子には温度補償用固 定容量 1 5 を接続する方が有利である。

さらに、 第 5図に示したデジタル温度補償型水晶発振器は、 温度 補償制御手段 6 を発振イ ンバータ 3の出力端子と低電位側の電源と の間に接続しているが、 発振イ ンバータ 3の出力端子と高電位側の 電源との間に接続してもよい。 ただしその場合は、 温度補償用 M〇 S抵抗 1 7 を pチャネル M O S抵抗に変更して、 バックゲー ト効果 の影響を排除した方が有利である。

そして、 pチャネル M O S抵抗を用いて高電位側の電源に接続す る場合は、 通常の半導体基板に形成する M O S容量を温度補償用固 定容量 1 5 と して用いるのであれば、 p形多結晶シリコン膜をゲー 卜電極と し p形拡散領域を対抗電極とする M O S容量を用い、 その ゲ一 卜電極を発振インバータ 3に接続する方が有利である。

ただし、 S〇 I を用いて半導体集積回路を形成する場合には、 M 〇 S容量がほぼ固定容量とみなせる電位関係になるようにゲー ト電 極と対抗電極を接続する限り、 M O S容量の種類に制約はない。

ところで、 温度補償用固定容量 1 5 として M〇 S容量を用いるこ とができるだけでなく、 固定容量 2 0も加工精度の良い M〇 S容量 にすることができる。

そして、 温度補償制御手段 6の接続先の電源が高電位側でも低電 位側でもかまわないと同様に、 固定容量 2 0の接続先の電源も高電 位側でも低電位側でもかまわない。

さらに、 ゲー ト電極と対抗電極との接続状態によ りほぼ固定の容 量と して使用できる M O S容量は、 p形多結晶シリ コン膜をゲー ト 電極と し、 P形拡散領域を対抗電極とする M O S容量と、 n形多結 晶シリコン膜をゲー ト電極と し、 n形拡散領域を対抗電極とする M 〇 S容量との 2種類がある。

したがって、 温度補償用固定容量 1 5および固定容量 2 0をどち らの M〇 S容量にするか、 そしてそれらをどちらの電源に接続する かによリ、 非常に多くの組み合わせ方が可能である。

それらの組み合わせのうち、 温度補償用固定容量 1 5 と固定容量 2 0 とを別の種類の M O S容量にして接続先を同一の電源にしたり、 あるいは温度補償用固定容量 1 5 と固定容量 2 0 とを同じ種類の M 〇 S容量にして、 それぞれの接続先を別の電源にしたりする場合は、 どちらかの M O S容量の対抗電極を発振ィ ンバータ 3に接続するこ とになる。 そうすると、 前述のように通常の半導体基板を用いて半 導体集積回路を形成する場合、 発振起動性を疎外するなどの問題が ある。

また、 温度補償用固定容量 1 5 と固定容量 2 0 とを別の種類の M 〇 S容量にして、 接続先を別の電源にする場合は、 p形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極と し、 P形拡散領域を対抗電極とする M O S容 量の対抗電極の接続先を高電位側の電源と し、 n形多結晶シリ コン 膜をゲー ト電極と し、 n形拡散領域を対抗電極とする M O S容量の 対抗電極の接続先を低電位側の電源とすれば、 発振起動性の疎外と いう問題はない。

しかし、 通常の半導体基板を用いて半導体集積回路を形成する場 合、 対抗電極側に任意の電位を与えるためには、 p n接合を用いて 周囲から電気的に分離しなければならないので、 どちらか一方の M 〇 S容量の対抗電極の周囲は二重拡散構造にせざるを得ず、 製造上 不利である。 もう少し詳しく述べれば、 P形半導体基板を用いて半導体集積回 路を形成する場合、 この基板は低電位側の電源に接続するから、 P 形多結晶シリコン膜をゲー ト電極と し、 P形拡散領域を対抗電極と する M O S容量の、 対抗電極の接続先を高電位側の電源にしょうと すると、 この対抗電極である P形拡散領域の周囲を n形拡散領域で 囲むという二重拡散構造にせざるを得ない。

また、 n形半導体基板を用いて半導体集積回路を形成する場合、 この基板は高電位側の電源に接続するから、 n形多結晶シリコン膜 をゲー ト電極とし、 η形拡散領域を対抗電極とする M O S容量の、 対抗電極の接続先を低電位側の電源にしょう とすると、 この対抗電 極である n形拡散領域の周囲を p形拡散領域で囲むという二重拡散 構造にせざるを得ない。 どちらの場合も、 製造上不利である。

そこで、 通常の半導体基板を用いて半導体集積回路を形成する場 合は、 温度補償用固定容量 1 5 も固定容量 2 0も p形多結晶シリコ ン膜をゲー ト電極とし、 P形拡散領域を対抗電極とする M O S容量 と し、 対抗電極を高電位側の電源とするか、 温度補償用固定容量 1 5 も固定容量 2 0も n形多結晶シリコン膜をゲー ト電極と し、 η形 拡散領域を対抗電極とする M O S容量とし、 対抗電極を低電位側の 電源とするかの、 2通り しかない。

S〇 I を用いて半導体集積回路を形成する場合には、 ゲー ト電極 と対抗電極とを同一の導電型と し、 S〇 I の活性層内に空乏層が形 成されないようにゲ一 卜電極と対抗電極とを接続する限り、 この Μ 0 S容量はほぼ固定容量とみなせるから、 M O S容量の種類と接続 先の電源との関係に制約はなく、 自由な組み合わせが可能である。 以上で述べた第 1 実施例と第 2実施例とは、 いずれも固定容量と 可変抵抗との直列接続を用い、 この可変抵抗の抵抗値を可変するこ とによって、 容量値そのものは変化することなしに、 負荷容量を可 変するものである。

[第 3実施例〕

次にこの発明の第 3実施例を説明する。 第 6図はその第 3実施例 の温度補償型水晶発振器の構成を示す回路図である。 ただし、 第 6 図では、 発振イ ンバータなどは回路記号を用いて、 また温度情報作 成部などはプロック図を用いて、 それぞれ示している。

この第 3実施例もデジタル温度補償型水晶発振器であリ、 前述の 各実施例と同様に、 水晶振動子 1 と発振イ ンバータ 3 と帰還抵抗 5 とを並列に接続して水晶発振手段 2 を構成している。

そして、 n形多結晶シリコン膜をゲー ト電極と し、 p形拡散領域 を対抗電極とする温度補償用可変 M O S容量 3 5 と、 pチャネル M 〇 S抵抗の温度補償用 M O S抵抗 1 7 とを直列に接続して温度補償 制御手段 6 を構成している。 この温度補償制御手段 6 を、 水晶発振 手段 2の一方の端子である発振イ ンバータ 3の出力端子と高電位側 の電源 + V ccとの間に、 温度補償用 M〇 S抵抗 1 7が電源側となる よう接続している。

また、 n形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極とし、 p形拡散領域を 対抗電極とする外部周波数制御用可変 M O S容量 3 7 と、 pチヤネ ル M〇 S抵抗の外部周波数制御用 M O S抵抗 2 1 とを直列に接続し て外部周波数制御手段 8 を構成している。 この外部周波数制御手段 8 を、 水晶発振手段 2の他方の端子である発振インバータ 3の入力 端子と高電位側の電源 + V ccとの間に、 外部周波数制御用 M〇 S抵 抗 2 1 が電源側となるように接続している。

4 は温度補償電圧発生手段であり、 デジタル温度補償情報を作成 する温度情報作成部 7 と、 このデジタル温度補償情報をアナログ電 圧に変換する電圧出力型の D / A変換回路 9 と、 この電圧出力型の D Z A変換回路 9の出力の急激な変化を防止する積分回路 1 1 とに よって構成されている。 この温度補償電圧発生手段 4は、 電圧出力 型の D Z A変換回路 9の出力電圧を温度補償動作のための電圧と し て出力し、 この出力端子である積分回路の出力端子は、 温度補償用 1^〇 3抵抗 1 7 の制御端子であるゲー 卜に接続している。

また、 外部周波数制御用 M O S抵抗 2 1 の制御端子であるゲ一 卜 は、 外部電圧入力端子 1 3に接続している。 第 1 実施例で述べたように、 温度補償用 M O S抵抗 1 7のゲー ト 電圧によってその抵抗値を可変することによ り、 等価的に発振イ ン バータ 3の出力端子に接続する容量値を可変することができ、 これ によ り負荷容量を可変して発振周波数の温度補償が可能となる。 また、 外部周波数制御用 M O S抵抗 2 1 のゲー ト電圧によってそ の抵抗値を可変することによ り、 等価的に発振イ ンバータ 3の入力 端子に接続する容量値を可変することができ、 これによ り負荷容量 を可変して発振周波数を基地局の基準周波数に合わせることが可能 になることも、 第 1実施例と同様である。

この第 3実施例が第 1 実施例と異なる点は、 可変抵抗と直列に接 続する容量が固定容量ではなく可変容量であることである。

温度補償用可変 M O S容量 3 5および外部周波数制御用可変 M〇 S容量 3 7 は、 どちらも n形多結晶シリコン膜をゲー ト電極と し、 P形拡散領域を対抗電極としており、 それぞれそのゲー ト電極側を、 発振イ ンバータ 3の入力端子と出力端子とに接続している。

そして、 温度補償用可変 M O S容量 3 5の対抗電極は、 温度補償 用 M O S抵抗 1 7 を介して高電位側の電源 + V ccに接続し、 外部周 波数制御用可変 M O S容量 3 7の対抗電極は、 外部周波数制御用 M 0 S抵抗 2 1 を介して高電位側の電源 + V ccに接続している。

このように接続することによ り、 固定容量を使用する場合に比べ て、 M O S抵抗による負荷容量の可変幅をよ り大きくすることがで きる。 このことを、 M〇 S容量の電気特性を用いて以下に説明する。 第 7図は、 M O S容量の対抗電極を基準電位とするゲー ト電極の 電圧と容量値との関係を示す、 いわゆる C一 V特性である。 ただし 第 7 図においては、 n形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極と し、 p形 拡散領域を対抗電極とする M O S容量の C— V特性 c と、 p形多結 晶シリコン膜をゲー ト電極と し、 n形拡散領域を対抗電極とする M 〇 S容量の C一 V特性 d とを併記している。

また、 第 7図は、 測定周波数が 1 M H zの場合の例であるが、 周 波数が 1 0 M H z帯であっても、 これらの C一 V特性に変化はない。 この第 7 図に示すように、 n形多結晶シリ コン膜をゲ一 卜電極と し、 P形拡散領域を対抗電極とする M O S容量は、 対抗電極に対す るゲー 卜電極の電圧がマイナス 0 . 5〜 2 V付近で容量値が大きく 変化する。 また、 P形多結晶シリコン膜をゲー ト電極と し n形拡散 領域を対抗電極とする M〇 S容量も、 対抗電極に対するゲー ト電極 の電圧がプラス 0 . 5〜 2 V付近で容量値が大きく変化する。

そして、 n形多結晶シリコン膜をゲー ト電極と し、 p形拡散領域 を対抗電極とする M O S容量の容量値は、 対抗電極に対するゲー 卜 電極の電圧が負方向に高いときに最大となり、 p形多結晶シリ コン 膜をゲー ト電極と し、 n形拡散領域を対抗電極とする M〇 S容量の 容量値は、 対抗電極に対するゲー 卜電極の電圧が正方向に高いとき に最大となる。

したがって、 n形多結晶シリコン膜をゲー ト電極とし、 p形拡散 領域を対抗電極とする M O S容量と M O S抵抗とを直列に接続して 用いる場合、 負荷容量を大きく したいときには、 対抗電極に対して ゲー 卜電極に負方向の高い電圧がかかるようにして、 その容量値が 最大になるようにする。 反対に、 負荷容量を小さく したいときには、 対抗電極に対してゲー ト電極にほとんど電圧がかからないようにし て、 その容量値が小さくなるようにすればよい。 このようにすれば、 固定容量を使用する場合に比べて負荷容量の変化幅を大きくするこ とができる。

同様に、 P形多結晶シリコン膜をゲー ト電極と し、 n形拡散領域 を対抗電極とする M O S容量と M O S抵抗とを直列に接続して用い る場合、 負荷容量を大きく したいときには、 対抗電極に対してゲー 卜電極に正方向の高い電圧がかかるようにして、 その容量値が最大 になるようにする。 反対に、 負荷容量を小さく したいときには、 対 抗電極に対してゲー 卜電極にほとんど電圧がかからないようにして、 その容量値が小さくなるようにすればよい。 このようにしても、 固 定容量を使用する場合に比べて負荷容量の変化幅を大きくすること ができる。 つま り、 M〇 S抵抗により負荷容量が変化する際に、 M O S容量 の 2つの電極間の電圧を同時に変化させ、 且つ、 その電圧の変化に よる M〇 S容量の容量値の変化の方向と負荷容量の変化の方向とを 一致させることで、 固定容量と M〇 S抵抗とを直列に接続する場合 に比べて負荷容量の変化幅をよ り大きくすることができる。

そして、 これを具体的に実現した一例が、 第 6図に示した第 3実 施例のデジタル温度補償型水晶発振器である。

すなわち、 温度補償用可変 M O S容量 3 5は、 n形多結晶シリ コ ン膜をゲ一 卜電極とし、 P形拡散領域を対抗電極とする M O S容量 であって、 そのゲー ト電極を発振イ ンバータ 3の出力端子に接続し、 対抗電極を温度補償用 M O S抵抗 1 7 を介して高電位側の電源 + V ccに接続しているから、 温度補償用可変 M O S容量 3 5のゲー 卜電 極の電位は、 常に対抗電極の電位以下になっている。

そのため、 その容量値の電圧変化は、 第 7図に示した n形多結晶 シリ コン膜をゲー ト電極とし、 p形拡散領域を対抗電極とする M〇 S容量の C一 V特性 cの曲線上のうち、 ゲー ト電圧が負の側になつ ており、 ゲー ト電極と対抗電極との電位差が大きくなるほど容量値 が大きくなる接続になっている。

そして、 負荷容量を大きくするときには、 温度補償用 M O S抵抗 1 7の抵抗値を小さくするわけであるが、 その場合は温度補償用 M 〇 S抵抗 1 7の両端の電位差はほとんどなくなるため、 発振イ ンバ ータ 3の出力端子の電圧がほとんど温度補償用可変 M O S容量 3 5 にかかることになリ、 温度補償用可変 M O S容量 3 5の容量値は最 大になる。

逆に、 負荷容量を小さくするときには、 温度補償用 M O S抵抗 1 7の抵抗値を大きくするわけである力 その場合は発振イ ンバータ 3の出力端子の電圧がほとんど温度補償用 M〇 S抵抗 1 7の両端に かかるため、 温度補償用可変 M〇 S容量 3 5の 2つの電極間の電位 差はほとんどなくなり、 その容量値は最小になる。

つまり、 温度補償用 M O S抵抗 1 7 によ り負荷容量が変化する際 に、 温度補償用可変 M〇 S容量 3 5の容量値も同時に変化し、 しか もその変化の方向が一致しているために、 固定容量を用いる場合よ りも、 温度補償用 M O S抵抗 1 7による負荷容量の可変幅を大きく できる。

以上は温度補償用可変 M〇 S容量 3 5についての説明であるが、 外部周波数制御用可変 M〇 S容量 3 7 についても同様であり、 固定 容量を用いる場合よりも、 外部周波数制御用 M O S抵抗 2 1 による 負荷容量の可変幅を大きくできる。

したがって、 固定容量を用いる場合と同じ負荷容量の可変幅を得 るのであれば、 可変 M〇 S容量を用いる方が半導体集積回路内での 占有面積が小さくて済むから、 第 6 図に示したデジタル温度補償型 水晶発振器は、 水晶振動子 1以外のすべてを半導体集積回路に容易 に内蔵でき、 部品の削減による小型化と低コス 卜化とを達成できる ことが明らかである。

第 6図に示した第 3実施例のデジタル温度補償型水晶発振器の構 成では、 温度補償動作を発振ィ ンバータ 3の出力端子側の温度補償 用 M〇 S抵抗 1 7が行い、 基地局の基準周波数に合わせる動作を発 振イ ンバータ 3の入力端子側の外部周波数制御用 M〇 S抵抗 2 1 が 行っている。

その理由は、 第 1 実施例で述べたと同様に、 可変 M O S容量と可 変 M O S抵抗との直列接続を用いて周波数制御を行う場合、 発振ィ ンバータ 3の出力端子側の方が周波数可変幅が広いから、 広い周波 数可変幅を要求される温度補償動作にそれを用いているのである。

ただし、 発振イ ンバータ 3の入力端子側を温度補償動作に用い、 出力端子側を基地局の基準周波数に合わせる動作に用いることも、 不利ではあるが可能である。

第 6図に示したデジタル温度補償型水晶発振器は、 温度補償用可 変 M〇 S容量 1 5 も外部周波数制御用 M O S抵抗 2 1 も、 ともに n 形多結晶シリコン膜をゲー ト電極と し、 P形拡散領域を対抗電極と する M〇 S容量と し、 そのゲー 卜電極を水晶発振手段 2の出力端子 と入力端子とにそれぞれ接続している。 しかし、 第 7図から明らか なように、 ともに p形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極と し、 n形拡 散領域を対抗電極とする M〇 S容量と して、 その対抗電極を水晶発 振手段 2の出力端子と入力端子とにそれぞれ接続してもよい。

その場合は、 p n接合容量という余分な浮遊容量が水晶発振手段 2に接続されるなどのために、 発振起動性の点で多少不利ではある が、 その様な構成も可能である。

ところで、 第 1 実施例でも述べたように、 発振周波数を基地局の 基準周波数に合わせる動作においては、 通常は外部入力電圧に対し て周波数変化が正極性であることという指定があるので、 用いる電 圧制御型の可変抵抗は、 外部入力電圧が上昇するにつれて抵抗値が 増加するものでなければならない。

したがって、 電圧制御型の可変抵抗として M O S抵抗を用いる限 リ、 第 6図に示したように、 発振イ ンバータ 3の入力端子側の外部 周波数制御用 M O S抵抗 2 1 は pチャネル M O S抵抗でなければな らず、 nチャネル M〇 S抵抗であってはならない。 pチャネル M〇 S抵抗であれば、 外部入力電圧の上昇に対し抵抗値は増加し、 実効 的な負荷容量は滅少するから、 発振周波数は上昇するので、 正極性 の動作となる。

一方、 温度補償動作の場合は、 温度補償電圧発生手段 4の出力電 圧の変化に対し、 発振周波数の変化の方向は任意に設定できるので、 発振イ ンバータ 3の出力端子側に接続する可変抵抗は、 nチャネル M O S抵抗であってもよい。

ただしその場合は、 バックゲー ト効果の影響を排除するために、 接続先の電源を低電位側にする方が有利である。

つま り、 温度補償用 M〇 S抵抗 1 7 は、 nチャネル M O S抵抗と して低電位側の電源に接続し、 外部周波数制御用 M 0 S抵抗は、 p チャネル M〇 S抵抗と して高電位側の電源に接続するという構成が 可能である。

そして、 接続先の電源を低電位側にする場合には、 第 7図から明 らかなように、 温度補償用可変 M〇 S容量 3 5は、 n形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極と し、 p形拡散領域を対抗電極とする M〇 S容 量と して、 その対抗電極を発振ィ ンバータ 3の出力端子に接続する 力、、 あるいは p形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極と し、 n形拡散領 域を対抗電極とする MO S容量として、 そのゲー ト電極を発振イ ン バータ 3の出力端子に接続しなければならない。

どちらの構成でも原理的には実現可能であるが、 温度補償用可変 M〇 S容量 3 5 と、 外部周波数制御用可変 M O S容量 3 7 とを別の 種類の M O S容量にしょうとすると、 どちらかの MO S容量の対抗 電極は半導体基板と同一導電型の拡散領域にならざるを得ず、 この 対抗電極に半導体基板とは異なる電位を与えなければならないこと から、 電気的に分離するために二重拡散構造にしなければならない ので、 製造上不利である。

一方、 温度補償用可変 M〇 S容量 3 5と、 外部周波数制御用可変 Mひ S容量 3 7 とを同一の種類の M〇 S容量にして、 かつ、 温度補 償用可変 MO S容量 3 5の接続先の電源を低電位側とし、 外部周波 数制御用可変 MO S容量 3 7の接続先の電源を高電位側と しょうと すると、 どちらかの M〇 S容量の対抗電極を水晶発振手段 2に接続 しなければならなくなるため、 発振起動性の点で多少不利ではある が、 別の種類の M〇 S容量にするよ りは実用性の面で優れている。 第 6図に示したデジタル温度補償型水晶発振器は、 温度補償用可 変 MO S容量 3 5 と外部周波数制御用可変 M〇 S容量 3 7 とを発振 イ ンバータ 3に接続し、 温度補償用 MO S抵抗 1 7 と外部周波数制 御用 MO S抵抗 2 1 とを高電位側の電源 +Vccに接続している。

しかし、 発振イ ンバータ 3の出力端子に温度補償用 M O S抵抗 1 7の ドレイ ンを接続し、 発振イ ンバータ 3の入力端子に外部周波数 制御用 MO S抵抗 2 1 の ドレイ ンを接続し、 温度補償用 MO S抵抗 1 7のソースに温度補償用可変 MO S容量 3 5を接続し、 外部周波 数制御用 M0 S抵抗 2 1 のソースに外部周波数制御用可変 MO S容 量 3 7 を接続し、 温度補慣用可変 MO S容量 3 5の他方の端子と、 外部周波数制御用可変 M O S容量 3 7の他方の端子とを高電位側の 電源 + V ccに接続することも可能である。

ただし、 温度補償用 M O S抵抗 1 7 および外部周波数制御用 M〇 S抵抗 2 1 のドレインには、 p n接合容量という余分な浮遊容量が 付随している。 そのために、 発振イ ンパータ 3に温度補償用 M O S 抵抗 1 つおよび外部周波数制御用 M O S抵抗 2 1 のそれぞれドレイ ンを接続する場合は、 発振イ ンバータ 3に温度補償用可変 M〇 S容 量 3 5、 および外部周波数制御用可変 M〇 S容量 3 7 を接続する場 合よりも、 発振起動性が悪くなるなどの問題がある。 そのため、 第 6図に示したように、 発振イ ンバータ 3には温度補償用可変 M O S 容量 3 5および外部周波数制御用可変 M〇 S容量 3 7 を接続する方 が有利である。

この第 6図に示したテダジタル温度補償型水晶発振器は、 発振ィ ンバータ 3に接続する容量を、 どちらも n形多結晶シリコン膜をゲ — 卜電極とし、 p形拡散領域を対抗電極とする可変 M〇 S容量と し ているが、 基地局の基準周波数に合わせる動作に必要な周波数の可 変幅はあま り大きくはないので、 発振イ ンバータ 3の入力端子に接 続する外部周波数制御用可変 M O S容量 3 7 は、 高濃度の不純物を 含む 2層の多結晶シリコン膜の外部周波数制御用固定容量に置き換 えても差し支えない。

あるいは、 外部周波数制御用可変 M〇 S容量 3 7 は、 多結晶シリ コン膜， 高融点金属膜， あるいは高融点金属シリサイ ド膜などの任 意の導電体をゲー ト電極とし、 高濃度の拡散領域を対抗電極とする 外部周波数制御用固定 M〇 S容量に置き換えて、 そのゲー ト電極を 発振イ ンバータ 3の入力端子に接続し、 その対抗電極を外部周波数 制御用 M O S抵抗 2 1 を介して高電位側の電源 + V ccに接続しても 差し支えない。

あるいはまた、第 3図に示した C一 V特性から明らかなように、 外部周波数制御用可変 M O S容量 3 7 は、 p形多結晶シリ コン膜を ゲー ト電極とし、 p形拡散領域を対抗電極とする外部周波数制御用 固定 M O S容量に置き換えて、 そのゲ一 卜電極を発振イ ンバータ 3 の入力端子に接続し、 その対抗電極を外部周波数制御用 M O S抵抗 2 1 を介して高電位側の電源に接続しても差し支えない。

[第 4実施例〕

次に、 この発明の第 4実施例を説明する。 第 8図は、 その温度補 償型水晶発振器の構成を示す回路図である。 ただし、 第 8図でも、 発振インバータなどは回路記号を用いて、 また温度情報作成部など はブロック図を用いて、 それぞれ示している。

この第 8図に示す第 4実施例も、 デジタル温度補償型水晶発振器 であり、 水晶振動子 1 と発振イ ンバータ 3 と帰還抵抗 5 とを並列に 接続して水晶発振手段 2 を構成している。

また、 P形多結晶シリ コン膜をゲ一 卜電極とし、 n形拡散領域を 対抗電極とする温度補償用可変 M O S容量 3 5の対抗電極と、 nチ ャネル M O S抵抗の温度補償用 M O S抵抗 1 7の ドレーンとを接続 して、 温度補償制御手段 6 を構成している。

そして、 水晶発振手段 2の一方の端子である発振インバータ 3の 出力端子に、 温度補償用可変 M O S容量 3 5のゲー ト電極を接続し、 温度補償用 M O S抵抗 1 7のソースおよび基板を低電位側の電源一 V ccに接続している。

そして、 温度補償電圧発生手段 4は前述の各実施例と同様に構成 されており、 その出力端子である積分回路 1 1 の出力端子を、 温度 補償用 M O S抵抗 1 7の制御端子であるゲー トに接続している。

また、 水晶発振手段 2の他方の端子である発振イ ンパ一タ 3の入 力端子と低電位側の電源一 V ccとの間に、 高濃度の不純物を含む 2 層の多結晶シリ コン膜の固定容量 2 0 を接続している。

もし、 温度補償用可変 M O S容量 3 5が固定容量であれば、 温度 補償のために必要な容量値は、 第 1 実施例で述べたように、 3 〇〜 5 0 p F程度かそれ以下であるから、 半導体集積回路内での占有面 積はおおむね 2 0 0 m X 3 0 Ο μ πι以下である。

第 7図に示した C一 V特性を参照しながら第 3実施例で説明した のと同様に、 温度補償用 M O S抵抗 1 7による負荷容量の変化の方 向と、 温度補償用可変 M〇 S容量 3 5の容量値の変化の方向とは一 致しているから、 固定容量を用いる場合よ りも温度補償用 M O S抵 抗 1 7 による負荷容量の変化幅を大きくすることができ、 同一の負 荷容量の変化幅ならば固定容量を用いる場合よりも小面積の容量で 済む。

一方、 固定容量 2 0の容量値は、 水晶振動子 1 を製造する際の周 波数調整における負荷容量の設定に依存するが、 おおむね 1 5〜3 0 p F程度である。

したがって、 温度補償用可変 M O S容量 3 5および固定容量 2 0 は、 容易に半導体集積回路に内蔵することができる。

第 8図に示したデジタル温度補僂型水晶発振器は、 温度補償制御 手段 6 を発振イ ンバータ 3の出力端子側に接続しているが、 発振ィ ンバータ 3の入力端子側に接続してもよい。

ただし、 温度補償制御手段 6 を発振イ ンバータ 3の入力端子側に 接続する場合は、 発振イ ンバータ 3の出力端子側に接続する場合に 比較して、 第 2図に示したように、 発振周波数の可変幅が半分程度 になってしまうので、 どちらか一方に接続するのであれば、 第 8図 に示したように、 発振イ ンバータ 3の出力端子側に接続する方が有 利である。

また、 この第 8図に示したデジタル温度補償型水晶発振器は、 温 度補償用可変 M O S容量 3 5 を発振イ ンバータ 3の出力端子に接続 し、 温度補償用 M O S抵抗 1 7 を低電位側の電源に接続しているが、 発振イ ンバータ 3の出力端子に温度補償用 M〇 S抵抗 1 7のドレイ ンを接続し、 温度補償用 M O S抵抗 1 7のソースに温度補償用可変 M O S容量 3 5のゲー ト電極を接続し、 温度補償用可変 M O S容量 3 5の対抗電極を低電位側の電源に接続することも可能である。 ただし、 温度補償用 M〇 S抵抗 1 7のドレインには、 p n接合容 量という余分な浮遊容量が付随しているなどのために、 発振イ ンバ 一タ 3の出力端子に温度補償用 M O S抵抗 1 7の ドレイ ンを接続す る場合は、 発振イ ンバータ 3の出力端子に温度補償用可変 M O S容 量 3 5 を接続する場合よ りも、 発振起動性が悪く なるなどの問題が ある。

そのため、 第 8図に示したように、 発振イ ンバータ 3の出力端子 には、 温度補償用可変 M〇 S容量 3 5 を接続する方が有利である。 また、 温度補償制御手段 6 を発振イ ンバータ 3の入力端子に接続 する場合も、 同様に発振イ ンバータ 3の入力端子には、 温度補償用 可変 M O S容量 3 5のゲー 卜電極を接続する方が有利である。

さらに、 このデジタル温度補償型水晶発振器は、 温度補償制御手 段 6 を発振インバータ 3の出力端子と低電位側の電源との間に接続 しているが、 発振イ ンバ一タ 3の出力端子と高電位側の電源との間 に接続してもよい。 ただしその場合は、 温度補償用 M O S抵抗 1 7 を pチャネル M O S抵抗に変更して、 バックゲー ト効果の影響を排 除した方が有利である。

そして、 Pチャネル M〇 S抵抗を用いて高電位側の電源に接続す る場合は、 n形多結晶シリコン膜をゲー ト電極と し、 p形拡散領域 を対抗電極とする M O S容量を用い、 そのゲー ト電極を発振イ ンバ —タ 3に接続する方が、 p形多結晶シリコン膜をゲー ト電極と し、 n形拡散領域を対抗電極とする M O S容量を用い、 その対抗電極を 発振インパータ 3に接続するよ りも有利である。

なぜならば、 M O S容量の対抗電極側には p n接合容量という余 分な浮遊容量が付随するなどのために、 発振インバータ 3に M〇 S 容量の対抗電極を接続する場合は、 ゲー ト電極を接続する場合よ り も発振起動性を疎外するなどの不利があるからである。

第 8図に示した第 4実施例では、 固定容量 2 0 と して高濃度の不 純物を含む 2層の多結晶シリコン膜の容量を用いているが、 第 2実 施例で述べたように、 固定容量 2 0も加工精度の良い M〇 S容量に することができる。

このような M O S容量のうち、 高攮度拡散領域を対抗電極とする M O S容量については、 その対抗電極の製造工程が温度補償用可変 M〇 S容量 3 5の対抗電極の製造工程とは独立であって互いに影響 しないから、 温度補償用可変 M O S容量 3 5 との組み合わせ方を考 慮しなくてもよく、 発振起動性を疎外しないようにゲー ト電極を発 振イ ンバータ 3に接続するということ以外は、 2層の多結晶シリ コ ン膜の容量と同様な扱いでよい。

しかし、 p形多結晶シリコン膜をゲー ト電極と し、 p形拡散領域 を対抗電極とする M〇 S容量と、 n形多結晶シリコン膜をゲー ト電 極と し、 n形拡散領域を対抗電極とする M〇 S容量については、 実 用上はその対抗電極を温度補償用可変 M O S容量 3 5の対抗電極と 独立には形成できないから、 組み合わせ方に注意を要する。

温度補償用可変 M O S容量 3 5 と固定容量 2 0 との組み合わせの うち、 温度補償用可変 M〇 S容量 3 5 と固定容量 2 0 との対抗電極 を別の導電型の拡散領域にして、 接続先を同一の電源にしたり、 あ るいは温度補償用可変 M〇 S容量 3 5 と固定容量 2 0 との対抗電極 を同じ導電型の拡散領域にして、 それぞれの接続先を別の電源にし たりする場合は、 どちらかの M〇 S容量の対抗電極を発振インバー タ 3に接続することになるから、 前述のように、 通常の半導体基板 を用いて半導体集積回路を形成する場合には、 発振起動性を疎外す るなどの問題がある。

また、 温度補償用可変 M O S容量 3 5 と固定容量 2 0 との対抗電 極を別の導電型の拡散領域にして、 接続先を別の電源にする場合は、 形拡散領域を対抗電極とする M O S容量の対抗電極の接続先を高 電位側の電源と し、 n形拡散領域を対抗電極とする M O S容量の対 抗電極の接続先を低電位側の電源とすれば、 発振起動性の疎外とい う問題は生じない。

しかしながら、 通常の半導体基板を用いて半導体集積回路を形成 する場合、 対抗電極側に任意の電位を与えるためには、 p n接合を 用いて周囲から電気的に分離しなければならないので、 どちらか一 方の M O S容量の対抗電極の周囲は二重拡散構造にせざるを得ず、 製造上不利である。 もう少し詳しく述べれば、 p形半導体基板を用いて半導体集積回 路を形成する場合、 この基板は低電位側の電源に接続するから、 p 形拡散領域を対抗電極とする M O S容量の対抗電極の接続先を、 高 電位側の電源にしょう とすると、 この対抗電極である p形拡散領域 の周囲を n形拡散領域で囲むという二重拡散構造にせざるを得ない, また、 n形半導体基板を用いて半導体集積回路を形成する場合、 この基板は高電位側の電源に接続するから、 n形拡散領域を対抗電 極とする M〇 S容量の対抗電極の接続先を、 低電位側の電源にしょ う とすると、 この対抗電極である n形拡散領域の周囲を、 p形拡散 領域で囲むという二重拡散構造にせざるを得ない。 いずれの場合も， 製造上不利である。

そこで、 通常の半導体基板を用いて半導体集積回路を形成する場 合は、 温度補償用可変 M O S容量 3 5 を n形多結晶シリコン膜をゲ 一卜電極と し、 P形拡散領域を対抗電極とする M O S容量と し、 固 定容量 2 0 を p形多結晶シリコン膜をゲー ト電極と し、 p形拡散領 域を対抗電極とする M O S容量として、 対抗電極を高電位側の電源 とするか、 温度補償用可変 M O S容量 3 5 を p形多結晶シリコン膜 をゲー ト電極と し、 n形拡散領域を対抗電極とする M〇 S容量と し、 固定容量 2 0 を n形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極と し、 n形拡散 領域を対抗電極とする M O S容量と して、 対抗電極を低電位側の電 源とする力、、 この 2通り しかない。

固定容量 2 0 と して高濃度の不純物を含む 2層の多結晶シリ コン 膜の容量を用いる場合や、 高濃度拡散領域を対抗電極とする M O S 容量を用いる場合は、 その接続先の電源は任意でかまわないから、 温度補償用可変 M〇 S容量 3 5の種類と接続方法だけに注意を払え ば良い。

以上述べた第 3実施例と第 4の実施例とは、 いずれも可変容量と 可変抵抗との直列接続を用い、 この可変抵抗の抵抗値を可変する際 に、 容量値そのものも同時に変化させ、 負荷容量の可変幅を大きく するものである。 。 [第 5実施例〕

次に、 この発明の第 5実施例を説明する。 第 9 図は、 この第 5実 施例の温度補償型水晶発振器の構成を示す回路図である。 ただし第 9図では、 発振イ ンバータなどは回路記号を用いて、 また温度情報 作成部などはブロック図を用いて、 それぞれ示している。

この第 9 図に示す実施例もデジタル温度補償型水晶発振器であり , 前述の各実施例と同様に、 水晶振動子 1 と発振イ ンバータ 3 と帰還 抵抗 5 とを並列に接続して水晶発振手段 2 を構成ている。

また、 高濃度の不純物を含む 2層の多結晶シリ コン膜の温度補償 用直流阻止容量 2 3 と、 n形多結晶シリコン膜をゲー ト電極と し、 P形拡散領域を対抗電極とする温度補償用可変 M O S容量 3 5 とを 直列に接続して、 温度補償制御手段 6 を構成している。

そして、 この温度補償制御手段 6 を、 水晶発振手段 2の一方の端 子である発振イ ンバータ 3の入力端子と高電位側の電源 + V との 間に、 温度補償用可変 M O S容量 3 5が電源側となるように接続し ている。

また、 高濃度の不純物を含む 2層の多結晶シリコン膜の外部周波 数制御用直流阻止容量 2 7 と、 n形多結晶シリコン膜をゲー ト電極 と し、 P形拡散領域を対抗電極とする外部周波数制御用可変 M〇 S 容量 3 7 とを直列に接続して、 外部周波数制御手段 8 を構成してい る。 そして、 この外部周波数制御手段 8 を、 水晶発振手段 2の他方 の端子である発振インバータ 3の出力端子と高電位側の電源 + V cc との間に、 外部周波数制御用可変 M O S容量 3 7 が電源側となるよ う接続している。

そして、 温度補償電圧発生手段 4は前述の各実施例と同様に構成 されており、 その出力端子を多結晶シリコン膜からなる温度補償用 固定抵抗 3 1 を介して温度補償用可変 M O S容量 3 5のゲー ト電極 と、 温度補償用直流阻止容量 2 3の一方の端子との接続点に接続し ている。

また、 外部周波数制御用可変 M〇 S容量 3 7のゲー ト電極は、 多 結晶シリ コン膜からなる外部周波数制御用固定抵抗 3 3 を介して、 基地局の基準周波数に合わせるための外部電圧入力端子 1 3に接続 している。

温度補償用可変 M〇 S容量 3 5および外部周波数制御用可変 M〇 S容量 3 7の対抗電極は、 それぞれ高電位側の電源 + V ccに接続し ており、 また温度補償電圧発生手段 4が出力する温度補償電圧およ び外部電圧入力端子 1 3から印加される外部入力電圧は、 通常は高 電位側の電源電圧を上限とし、 低電位側の電源電圧を下限としてい るから、 温度補償用可変 M〇 S容量 3 5および外部周波数制御用可 変^1〇 3容量 3 7 は、 それぞれゲー ト電極の電位が対抗電極の電位 以下である。

このような電位関係のもとで有効に負荷容量を可変するために、 温度補償用可変 M O S容量 3 5および外部周波数制御用可変 M〇 S 容量 3 7 は、 どちらも n形多結晶シリコン膜をゲー ト電極とし、 p 形拡散領域を対抗電極と している。 これは以下のような理由による。

すなわち、 第 7 図に示したように、 n形多結晶シリコン膜をゲ一 卜電極と し、 P形拡散領域を対抗電極とする M O S容量の容量値は、 対抗電極に対するゲー 卜電極の電圧がマイナス 0 . 5〜 2 V付近で 大きく変化する。

したがって、 温度補償用固定抵抗 3 1 を介して温度補償用可変 M 0 S容量 3 5のゲー ト電極にこのような電圧を印加することによ リ、 水晶発振手段 2の負荷容量を可変することができ、 温度補償が可能 となる。

また、 外部周波数制御用固定抵抗 3 3 を介して外部周波数制御用 可変 M〇 S容量 3 7のゲー 卜電極にこのような電圧を印加すること により、 水晶発振手段 2の負荷容量を可変することができ、 外部か らの周波数制御が可能となる。

しかも、 外部周波数制御用可変 M O S容量 3 7 は対抗電極を高電 位側の電源 + V ccに接続し、 ゲー 卜電極を外部周波数制御用固定抵 抗 3 3 を介して外部電圧入力端子 1 3に接続しているから、 外部入 力電圧の増加に対して容量値は減少し、 周波数は上昇するので正極 性の変化となり、 一般的な仕様を満足している。

これが、 対抗電極を高電位側の電源 + Vccに接続する温度補償用 可変 M O S容量 3 5 と外部周波数制御用可変 MO S容量 3 7 とを、 どちらも n形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極とし p形拡散領域を対 抗電極と している理由である。

第 7図に示したように、 このような MO S容量の容量値の変化は, 最小値が最大値の 2 0 %程度である。

したがって、 たとえば最大値が 5 0 p Fの MO S容量であれば、 最小値は 1 0 p F程度であリ、 その差は 4 0 p F程度になる。

温度補償用直流阻止容量 2 3の容量値が十分な大きさであって、 温度補償用可変 MO S容量 3 5に 4 0 p F程度の容量値の変化があ れば、 発振周波数は 3 0〜4 O p p m程度可変することができるか ら、 水晶振動子 1 として通常の A Tカツ 卜水晶振動子を用いる限り、 温度補償用可変 MO S容量 3 5は最大値を 5 0 p F程度かそれ以下 に設定してよい。

この程度の大きさの MO S容量は、 半導体集積回路内での占有面 積が 2 0 0 μ πι Χ 3 0 0 μ πι以下であり、 容易に半導体集積回路に 内蔵することができる。

また、 外部電圧入力端子 1 3による発振周波数の可変幅は 1 O p p m以内であるから、 発振イ ンバータ 3の出力端子側に設けている ことを考慮したと しても、 外部周波数制御用可変 M〇 S容量 3 7は 最大値を 3 O p F程度に設定してよい。

したがって、 外部周波数制御用可変 MO S容量 3 7も容易に半導 体集積回路に内蔵することができる。

また、 温度補償用直流阻止容量 2 3および外部周波数制御用直流 阻止容量 2 7の容量値は、 どちらも 5 0 p F程度あれば十分である から、 2層の多結晶シリ コン膜の容量なら半導体集積回路内での占 有面積が 2 0 0 /χ πιΧ 3 0 0 μ πι以下であり、 容易に半導体集積回 路に内蔵することができる。 また、 温度補償用固定抵抗 3 1 および外部周波数制御用固定抵抗 3 3の抵抗値は、 どちらも 1 0 0 k Ω程度以上であれば十分であり , 多結晶シリ コン膜でこのような抵抗を形成することは容易である。 温度補償用固定抵抗 3 1 および外部周波数制御用固定抵抗 3 3は 拡散抵抗でも形成可能であるが、 拡散抵抗は素子分離を p n接合で 行っているから、 高温ではリーク電流が多くなリ、 温度補償用可変 〇 3容量 3 5のゲー 卜電極あるいは外部周波数制御用可変 M〇 S 容量 3 7のゲー 卜電極の電位を微妙に狂わせてしまうという問題が あるので、 第 9図に示した第 5実施例では多結晶シリコン膜の抵抗 を用いている。

この第 9図に示すデジタル温度補償型水晶発振器は、 発振イ ンバ —タ 3の入力端子側を温度捕償動作に用い、 発振イ ンバータ 3の出 力端子側を基地局の基準周波数に合わせる動作に用いている。

それは、 この第 5実施例のデジタ 温度補償型水晶発振器が、 水 晶発振手段 2に接続する容量の容量値を直接可変して負荷容量を可 変する方法を用いているため、 発振イ ンバータ 3の入力端子側の方 が出力端子側よ りも発振周波数の変化が大きいからであるが、 逆に することも可能である。

ただし、 逆にする場合は 3 0〜4 O p p m程度の発振周波数の可 変幅を確保するために、 温度補償用可変 M O S容量 3 5の最大値と 温度補償用直流阻止容量 2 3の容量値とを 1 O O p F程度に設定せ ざるを得なくなることが多く、 半導体集積回路内での占有面積が大 きくなるので不利である。

ところで、 M〇 S容量のゲー ト電極および対抗電極の導電型はそ れぞれ P形および n形の 2種類があり、 したがってゲー ト電極の導 電型と対抗電極の導電型との組み合わせによ り 4種類の M O S容量 が存在するが、 外部電圧入力端子 1 3に印加される外部入力電圧の 変化に対し、 周波数の変化は正極性でなければならないから、 外部 周波数制御用可変 M O S容量 3 7の接続先の電源およびどちらの電 極をその電源に接続するかは、 4種類の M O S容量それぞれに対し て 1 通り しかない。

すなわち、 第 3図と第 4図および第 7図に示した C一 V特性から 明らかなように、 n形多結晶シリコン膜をゲ一 卜電極と し、 p形拡 散領域を対抗電極とする M〇 S容量ならば、 対抗電極を高電位側の 電源に接続し、 P形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極とし、 P形拡散 領域を対抗電極とする M O S容量ならば、 対抗電極を低電位側の電 源に接続しなければならない。 また、 P形多結晶シリ コン膜をゲ一 卜電極と し、 n形拡散領域を対抗電極とする M O S容量ならば、 ゲ 一ト電極を高電位側の電源に接続し、 n形多結晶シリコン膜をゲー 卜電極と し、 n形拡散領域を対抗電極とする M O S容量ならば、 ゲ 一卜電極を低電位側の電源に接続しなければならない。

これに対して、 温度補償電圧発生手段 4の出力電圧の変化に対す る周波数の変化は、 正極性でも負極性でもかまわないから、 1 種類 の M O S容量に対し 2通りの接続の仕方がある。

たとえば、 n形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極と し、 p形拡散領 域を対抗電極とする M O S容量、 あるいは ]!形多結晶シリコン膜を ゲ一 卜電極とし、 n形拡散領域を対抗電極とする M O S容量ならば、 ゲー 卜電極を温度補償用固定抵抗 2 3 を介して温度補償電圧発生手 段 4 に接続し、 対抗電極を高電位側の電源に接続してもよいし、 対 抗電極を温度補償用固定抵抗 2 3 を介して温度補償電圧発生手段 4 に接続し、 ゲー ト電極を低電位側の電源に接続してもよい。

また、 P形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極とし、 P形拡散領域を 対抗電極とする M O S容量、 あるいは p形多結晶シリコン膜をゲー 卜電極とし、 n形拡散領域を対抗電極とする M O S容量ならば、 対 抗電極を温度補償用固定抵抗 2 3 を介して温度補償電圧発生手段 4 に接続し、 ゲー ト電極を高電位側の電源に接続してもよいし、 ゲー 卜電極を温度補償用固定抵抗 2 3 を介して温度補償電圧発生手段 4 に接続し、 対抗電極を低電位側の電源に接続してもよい。

したがって、 温度補償用可変 M〇 S容量 3 5は種類と接続の仕方 によって 8通り選択することができ、 外部周波数制御用可変 M O S 容量 3 7 は 4通り選択することができるから、 原理的には合計 3 2 通りの組み合わせを選択することができる。

しかしながら、 この 3 2通りの組み合わせのうち、 温度補償用可 変 M〇 S容量 3 5の対抗電極の導電型と、 外部周波数制御用可変 M 〇 S容量 3 7の対抗電極の導電型とが異なる 1 6通りについては、 どちらかの対抗電極の周囲を異なる導電型の拡散領域で囲むという 二重拡散構造にしなければならなくなる組み合わせがあるので、 製 造コス トの面から 1 6通りすべてが実用的というわけではない。 対抗電極の導電型が異なっていても二重拡散構造にしなくて済む 組み合わせとは、 対抗電極が n形拡散領域である M O S容量の対抗 電極を高電位側の電源に接続する場合か、 あるいは対抗電極が p形 拡散領域である M〇 S容量の対抗電極を低電位側の電源に接続する 場合に限られる。

その理由は、 対抗電極が n形拡散領域である M O S容量の対抗電 極を高電位側の電源に接続する場合は、 n形半導体基板に半導体集 積回路を形成し、 この n形半導体基板をこの M O S容量の対抗電極 と して利用すれば、 あえて n形拡散領域を形成する必要がないため、 もう一方の M O S容量の対抗電極である p形拡散領域だけを形成す ればよいからである。

また、 対抗電極が P形拡散領域である M O S容量の対抗電極を低 電位側の電源に接続する場合は、 p形半導体基板に半導体集積回路 を形成し、 この p形半導体基板をこの M O S容量の対抗電極と して 利用すれば、 あえて P形拡散領域を形成する必要がないため、 もう 一方の M O S容量の対抗電極である n形拡散領域だけを形成すれば よいからである。

このような条件をあてはめると、 温度補償用可変 M O S容量 3 5 の対抗電極の導電型と外部周波数制御用可変 M O S容量 3 7の対抗 電極の導電型とが異なる 1 6通りの組み合わせのうち、 二重拡散構 造にしなくて済むという実用的な組み合わせは 7通りになる。

つま り、 外部周波数制御用可変 M O S容量 3 7が p形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極と し P形拡散領域を対抗電極とする M O S容量 の場合は、 対抗電極を低電位側の電源に接続するから、 外部周波数 制御用可変 M〇 S容量 3 7の方が二重拡散構造にしなくて済む条件 を満たしており、 温度補償用可変 M〇 S容量 3 5には制約がないの で 4通り選ぶことができる。 しかし、 外部周波数制御用可変 M〇 S 容量 3 7がその他の 3種類の M O S容量の場合は、 温度補償用可変 M〇 S容量 3 5の方が二重拡散構造にしなくて済む条件を満たさな ければならないので、 それぞれ 1通り しか選ぶことができない。

したがって、 温度補償用可変 M〇 S容量 3 5の対抗電極の導電型 と外部周波数制御用可変 M O S容量 3 7の対抗電極の導電型とが等 しい 1 6通りの組み合わせと合わせて、 合計 2 3通りの組み合わせ が実用上可能である。

ところで、 温度補償用直流阻止容量 2 3および外部周波数制御用 直流阻止容量 2 7は、 共に高濃度の不純物を含む 2層の多結晶シリ コン膜の容量と しているが、 これらの容量は使用する電圧範囲で容 量値に電圧依存性がないものであって、 しかも半導体集積回路に容 易に搭載可能であれば、 どのような種類の容量でもよいことは言う までもない。

このような条件を満たす容量としては、 多結晶シリコン膜， 高融 点金属膜， あるいは高融点金属シリサイ ド膜などの任意の導電体を ゲー ト電極とし、 高濃度の拡散領域を対抗電極とする M O S容量が ある。

対抗電極が高濃度の拡散領域であれば、 通常使用する電源電圧範 囲内ではゲー ト電極からの電界による空乏層の形成がほとんどない ので、 容量値は電圧に依存しない。

したがって、 このような M〇 S容量を第 9図に示した温度補償用 直流阻止容量 2 3、 あるいは外部周波数制御用直流阻止容量 2 7 と して使用することができる。

ただし、 直流阻止容量として用いる M O S容量の対抗電極は p n 接合を用いて周囲から電気的に分離しなければならないので、 この 対抗電極を発振イ ンバータ 3に接続すると、 発振起動性を疎外する という不利があるから、 発振ィ ンバータに接続する電極はゲー 卜電 極の方が有利である。

なお、 ゲー ト絶縁膜の下に高濃度の不純物を導入し、 高濃度拡散 領域の対抗電極を形成することは容易である。

たとえば、 高濃度の不純物と してボロンを導入する場合は、 ゲ一 ト絶縁膜を形成後にイオン注入を行えばよく、 高濃度の不純物と し てリ ンやひ素などを導入する場合は、 ゲー 卜絶縁膜を形成する前に イオン注入を行えばよい。

このような高濃度拡散領域の対抗電極の製造工程は、 温度補償用 可変 M O S容量 3 5および外部周波数制御用可変 M〇 S容量 3 7の 対抗電極の製造工程とは独立であり、 互に影響を与えない。 そのた め、 直流阻止容量と して高濃度の拡散領域を対抗電極とする M〇 S 容量を用いる場合も、 2層の多結晶シリコン膜の容量を用いる場合 とまったく同じ温度補償用可変 M O S容量 3 5および外部周波数制 御用可変 M〇 S容量 3 7 を形成することができる。

したがって、 温度補償用直流阻止容量 2 3および外部周波数制御 用直流阻止容量 2 7 と して、 高濃度の拡散領域を対抗電極とする M 〇 S容量を用いる場合も、 温度補償用可変 M O S容量 3 5 と外部周 波数制御用可変 M〇 S容量 3 7 との組み合わせは、 前述の 2 3通り の組み合わせが実用上可能である。

[第 6実施例〕

次に、 この発明の第 6実施例を説明する。 第 1 0図は、 この発明 の第 6の実施例の温度補償型水晶発振器の構成を示す回路図である。 ただし第 1 0図においても、 発振イ ンバータなどは回路記号を用い て、 また温度情報作成部などはブロック図を用いて、 それぞれ示し ている。

この第 1 0図に示す第 6実施例もデジタル温度補償型水晶発振器 であり、 前述の各実施例と同様に水晶振動子 1 と発振イ ンバータ 3 と帰還抵抗 5 とを並列に接続して水晶発振手段 2 を構成している。 また、 高濃度の不純物を含む 2層の多結晶シリ コン膜の温度補償 用直流阻止容量 2 3 と p形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極と し、 n 形拡散領域を対抗電極とする温度補償用可変 M O S容量 3 5 とを直 列に接続して温度補償制御手段 6 を構成している。 そして、 この温 度補償制御手段 6 を、 水晶発振手段 2の一方の端子である発振イ ン バータ 3の入力端子と低電位側の電源— V ccとの間に、 温度補償用 可変 M O S容量 3 5が電源側となるよう接続している。

また、 水晶発振手段 2の他方の端子である発振イ ンバータ 3の出 力端子と低電位側の電源一 V ccとの間に、 高濃度の不純物を含む 2 層の多結晶シリ コン膜の固定容量 2 0 を接続している。

そして、 温度補償電圧発生手段 4は、デジタル温度補償情報を作 成する温度情報作成部 7 と、 このデジタル温度補償情報をアナログ 電圧に変換する電圧出力型の D / A変換回路 9 とで構成されている。

この温度補償電圧発生手段 4は、 電圧出力型の D Z A変換回路 9 の出力電圧を温度補償動作のための電圧と して出力し、 その出力端 子を多結晶シリコン膜からなる温度補償用固定抵抗 3 1 を介して温 度補償用可変 M O S容量 3 5のゲー ト電極に接続している。

このデジタル温度補償型水晶発振器は、 A変換回路 9 と温度 補償用固定抵抗 3 1 との間に積分回路が存在しないが、 この例では D Z A変換回路 9 自身の動作が遅く、 その出力の急激な変化がない ために、 積分回路を必要と しないことを示している。

温度補償用可変 M O S容量 3 5の対抗電極は、 低電位側の電源- V ccに接続しており、 また温度補償電圧発生手段 4が出力する温度 補償電圧は、 通常は高電位側の電源電圧を上限とし低電位側の電源 電圧を下限と しているから、 温度補償用可変 M〇 S容量 3 5はゲ一 卜電極の電位が対抗電極の電位以上である。

このような電位関係のもとで有効に負荷容量を可変するために、 温度補償用可変 M〇 S容量 3 5は n形多結晶シリコン膜をゲー 卜電 極とし、 p形拡散領域を対抗電極と している。 この理由は第 5実施 例で述べた通りである。 同じく第 5実施例で述べたように、 温度補償用直流阻止容量 2 3 および温度補償用可変 M 0 S容量 3 5の容量値は、 どちらも 5 O p F程度あれば充分であるから、 容易に半導体集積回路に内蔵するこ とができる。

一方、 固定容量 2 0の容量値は、 水晶振動子 1 を製造する際の周 波数調整における負荷容量の設定に依存するが、 おおむね 1 5〜 3 0 p F程度である。

したがって、 固定容量 2 0も容易に半導体集積回路に内蔵するこ とができる。

また、 温度補償用固定抵抗 3 1 は 1 0 0 k Ω程度以上であれば充 分であり、 多結晶シリ コン膜でこのような抵抗を形成することは容 易である。

温度補償用固定抵抗 3 1 は拡散抵抗でも形成可能であるが、 拡散 抵抗は素子分離を p n接合で行っているから、 高温ではリーク電流 が多くなり、 温度補償用可変 M O S容量 3 5のゲー ト電極の電位を 微妙に狂わせてしまうという問題があるので、 第 1 0図に示した第 6実施例では多結晶シリコン膜の抵抗を用いている。

この第 6実施例では、 発振イ ンバータ 3の入力端子側を温度補償 動作に用いている。 それは、 この第 1 0図に示した第 6実施例のデ ジタル温度補償型水晶発振器が、 水晶発振手段 2に接続する容量の 容量値を直接可変して負荷容量を可変する方法を用いているため、 発振インバータ 3の入力端子側の方が出力端子側よりも発振周波数 の変化が大きいからであるが、 逆にすることも可能である。

ただし、 逆にする場合は、 3 0〜4 0 p p m程度の発振周波数の 可変幅を確保するために、 温度補償用可変 M〇 S容量 3 5の最大値 と温度補償用直流阻止容量 2 3の容量値とを、 1 0 0 p F程度に設 定せざるを得なくなることが多く、 半導体集積回路内での占有面積 が大きくなるので不利である。

ところで、 M O S容量のゲー 卜電極および対抗電極の導電型はそ れぞれ P形および n形の 2種類があり、 したがってゲー ト電極の導 電型と対抗電極の導電型との組み合わせによ り 4種類の M O S容量 が存在する。

そして、 温度補償電圧発生手段 4の出力電圧の変化に対する周波 数の変化は正極性でも負極性でもかまわないから、 1 種類の M〇 S 容量に対し 2通りの接続の仕方がある。

たとえば、 n形多結晶シリ コン膜をゲー 卜電極と し、 p形拡散領 域を対抗電極とする M O S容量、 あるいは n形多結晶シリコン膜を ゲー ト電極とし、 n形拡散領域を対抗電極とする M O S容量ならば、 ゲー 卜電極を温度補償用固定抵抗 3 1 を介して温度補償電圧発生手 段 4 に接続し、 対抗電極を高電位側の電源に接続してもよいし、 対 抗電極を温度補償用固定抵抗 3 1 を介して温度補償電圧発生手段 4 に接続し、 ゲー 卜電極を低電位側の電源に接続してもよい。

また、 P形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極と し、 P形拡散領域を 対抗電極とする M O S容量、 あるいは p形多結晶シリコン膜をゲー 卜電極と し、 n形拡散領域を対抗電極とする M〇 S容量ならば、 対 抗電極を温度補償用固定抵抗 3 1 を介して温度補償電圧発生手段 4 に接続し、 ゲー ト電極を高電位側の電源に接続してもよいし、 ゲー 卜電極を温度補償用固定抵抗 3 1 を介して温度補償電圧発生手段 4 に接続し、 対抗電極を低電位側の電源に接続してもよい。

したがって、 温度補償用可変 M〇 S容量 3 5は種類と接続の仕方 によって 8通り選択することができる。

ところで、 温度補償用直流阻止容量 2 3および固定容量 2 0は、 共に高濃度の不純物を含む 2層の多結晶シリ コン膜の容量としてい るが、 これらの容量は使用する電圧範囲で容量値に電圧依存性がな いものであって、 しかも半導体集積回路に容易に搭載可能であれば、 どのような種類の容量でもよいことは言うまでもない。

このような条件を満たす容量としては、 多結晶シリコン膜あるい は高融点金属膜あるいは高融点金属シリサイ ド膜などの任意の導電 体をゲー ト電極と し、 高濃度の拡散領域を対抗電極とする M〇 S容 量がある。 対抗電極が高濃度の拡散領域であれば、 通常使用する電源電圧範 囲内ではゲー ト電極からの電界による空乏層の形成がほとんどない ので、 容量値は電圧に依存しない。

したがって、 このような M O S容量を、 第 1 0図に示した温度補 償用直流阻止容量 2 3あるいは固定容量 2 0 として使用することが できる。 ただし、 直流阻止容量と して用いる M〇 S容量の対抗電極 は、 P n接合を用いて周囲から電気的に分離しなければならないの で、 この対抗電極を発振インバータ 3に接続すると、 発振起動性を 疎外するという不利があるから、 発振イ ンバータ 3に接続する電極 はゲー ト電極の方が有利である。

また、 固定容量 2 0 と して用いる M〇 S容量の場合は、 必ずしも 対抗電極を周囲から分離する必要はないが、 そのような M〇 S容量 は対抗電極を電源に接続しなければならないから、 発振イ ンバータ 3に接続する電極はゲ一 ト電極でなければならない。

もちろん、 p n接合を用いて対抗電極を周囲から電気的に分離し ている M〇 S容量を固定容量 2 0 と して用いる場合は、 発振起動性 を疎外しないように、 発振イ ンパータ 3に接続する電極はゲー ト電 極の方が有利である。

なお、 ゲー ト絶縁膜の下に高濃度の不純物を導入し、 高濃度拡散 領域の対抗電極を形成することは容易である。

たとえば、 高濃度の不純物と してボロンを導入する場合は、 ゲー ト絶縁膜を形成後にィオン注入を行えばよく、 高濃度の不純物と し てリ ンやひ素などを導入する場合は、 ゲー ト絶縁膜を形成する前に ィオン注入を行えばよい。

このような高濃度拡散領域の対抗電極の製造工程は、 温度補償用 可変 M〇 S容量 3 5の対抗電極の製造工程とは独立であり、 互に影 響を与えない。 そのため、 温度補償用直流阻止容量 2 3あるいは固 定容量 2 0 と して、 高濃度の拡散領域を対抗電極とする M O S容量 を用いる場合も、 2層の多結晶シリコン膜の容量を用いる場合とま つたく同じ温度補償用可変 M O S容量 3 5 を形成することができる。 したがって、 温度補償用直流阻止容量 2 3および固定容量 2 0 と して、 高濃度の拡散領域を対抗電極とする M O S容量を用いる場合 も、 温度補償用可変 M O S容量 3 5は種類と接続の仕方によって 8 通り選択することができる。

ところで、 第 2実施例で説明したように、 固定容量 2 0 として容 量値に電圧依存性のある容量を用いたとしても、 使用する電圧の範 囲内において容量値が電圧に依存しなければ固定容量とみなすこと ができるから、 たとえ電圧依存性のある M O S容量であっても、 ゲ 一ト電極とその対抗電極である基板との仕事関数の選択およびその 接続の仕方によ り、 第 1 0図における固定容量 2 0 として使用する ことが可能である。

第 4図に示したように、 n形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極と し、 n形拡散領域を対抗電極とする M O S容量は、 ゲー 卜電極が対抗電 極よ りも高電位である限り容量値の電圧依存性はほとんどなく、 そ のような電位関係で使用する限りはほぼ固定容量とみなすことがで きる。

そして、 第 1 0図に示したデジタル温度補償型水晶発振器の構成 は、 固定容量 2 0に対し発振イ ンバータ 3の出力端子は常に高電位 であるから、 固定容量 2 0を、 n形多結晶シリコン膜をゲ一 卜電極 と し、 n形拡散領域を対抗電極とする固定 M O S容量に置き換え、 そのゲー ト電極を発振イ ンバータ 3の出力端子に接続するならば、 電圧依存性のある M〇 S容量を固定容量と して用いることが可能で ある。

あるいはまた、 第 3図から明らかなように、 固定容量 2 0を p形 多結晶シリ コン膜をゲー ト電極とし、 P形拡散領域を対抗電極とす る固定 M〇 S容量に置き換え、 その対抗ゲー ト電極を発振イ ンバー タ 3の出力端子に接続し、 その対抗電極を高電位側の電源に接続す るならば、 電圧依存性のある M〇 S容量を固定容量と して用いるこ とが可能である。

ただし、 これら 2種類の電圧依存性のある M O S容量を固定容量 と して用いる場合は、 第 5実施例で述べたように、 その対抗電極の 導電型と温度補償用可変 M〇 S容量 3 5の対抗電極の導電型とが異 なる 4通りの組み合わせのうち、 二重拡散構造にしなくて済む組み 合わせでなければ実用的ではないから、 それぞれ 1 通り しか選択で きない。

したがって、 これら 2種類の電圧依存性のある M O S容量の対抗 電極の導電型と、 温度補償用可変 M〇 S容量 3 5の対抗電極の導電 型とが等しいそれぞれ 4通りの組み合わせと合わせて、 選択できる 組み合わせはそれぞれ 5通りである。

具体的に述べれば、 固定容量 2 0 と して n形多結晶シリ コン膜を ゲー ト電極とし、 n形拡散領域を対抗電極とする M O S容量を用い， その対抗電極を低電位側の電源に接続する場合、 温度補償用可変 M 〇 S容量 3 5は n形拡散領域を対抗電極とする 4通りの組み合わせ と、 p形多結晶シリコン膜をゲー ト電極と し、 P形半導体基板を対 抗電極と してその対抗電極を低電位側の電源に接続する組み合わせ との、 合計 5通り を選択することができる。

また、 固定容量 2 0 と して p形多結晶シリ コン膜をゲー ト電極と し、 P形拡散領域を対抗電極とする M〇 S容量を用い、 その対抗電 極を高電位側の電源に接続する場合、 温度補償用可変 M O S容量 3 5は p形拡散領域を対抗電極とする 4通りの組み合わせと、 n形多 結晶シリ コン膜をゲー ト電極とし、 n形半導体基板を対抗電極と し てその対抗電極を高電位側の電源に接続する組み合わせとの、 合計 5通りを選択することができる。

以上説明した第 5実施例と第 6実施例とは、 いずれも固定の直流 阻止容量と可変容量との直列接続を用い、 この可変容量の容量値を 可変することによって負荷容量を可変するものである。

〔その他の変更例〕

以上のように実施例に基づいてこの発明を具体的に説明したが、 この発明は上記の実施例に限定されるものではなく、 その要旨を逸 脱しない範囲で種々の変更が可能であることはいうまでもない。 例えば、 第 1 図， 第 5図， 第 6図， あるいは第 8図に示したよう に、 M O S抵抗はゲー ト を抵抗調整端子と して使用することが一般 的であるが、 ゲー ト電圧を一定と し、 基板電位を変化させることに よるバックゲー ト効果を利用して抵抗値を変化させてもよい。

また、 例えば第 1 図， 第 5図， 第 6 図， あるいは第 8図に示した ように、 電圧制御型の可変抵抗と して M O S抵抗を用いている力 接合型電界効果 トランジスタやバイポーラ トランジスタ と抵抗との 組み合わせを用いてもよい。

さらに、 上述の各実施例では、 M〇 S抵抗や M〇 S容量の接続先 を高電位側の電源あるいは低電位側の電源と しているが、 一般にデ ジタル温度補償型水晶発振器は定電圧発生手段を備え、 その固定出 力を電源と しているから、 M O S抵抗や M O S容量を定電圧発生手 段が出力する固定電位に接続してもよい。

また、 上述の各実施例では、 水晶発振手段は水晶振動子と発振ィ ンバ一タ と帰還抵抗とで構成しているが、 発振イ ンバータの代わり にバイポーラ トランジスタを用いてもよいし、 またそのバイポーラ トランジスタを 卜一テムポール型に複数個用いてもよい。 産業上の利用性

このように、 この発明による温度補償型水晶発振器は、 水晶振動 子以外のすべてを半導体集積回路に容易に内蔵でき、 部品の削滅に よるデジタル温度補償型水晶発振器の小型化と低コス 卜化とを達成 することが可能になる。

さらに、 温度補償用および外部周波数制御用の可変抵抗として、 それぞれ単体の M O S抵抗を使用し、 その各ドレーンを容量に接続 する構成にすれば、 温度補償制御手段も外部周波数制御手段も直流 的な電流の経路が存在しないので、 それぞれの制御手段での消费電 流を増加させることなしに発振周波数の制御が可能になる。

また、 電圧出力型の D Z A変換回路の出力電圧で温度補償用 M O S抵抗のゲー ト を駆動するようにすれば、 D / A変換回路の出力と 電源との間に直流的な電流の経路が存在しないので、 その点からも 余分な消费電流を増加させることなしに、 発振周波数の制御が可能 になる。

したがって、 この発明は水晶発振器を内蔵する各種電子機器に適 用して極めて有効であり、 特に小型化の要求が厳しい携帯電話機搭 載用のデジタル温度補償型水晶発振器に適用すれば、 その効果は絶 大である。

Claims

請 求 の 範 囲

1 . 水晶発振手段と、 その水晶発振手段の一方の端子と電源との間 に接続した温度補償制御手段と、 前記水晶発振手段の他方の端子と 電源との間に接続した外部周波数制御手段と、 前記温度補償制御手 段の制御端子に接続した温度補償電圧発生手段と、 前記外部周波数 制御手段の制御端子に接続した外部電圧入力端子とを有することを 特徴とする温度補償型水晶発振器。

2 . 請求の範囲 1 の温度補償型水晶発振器において、

前記温度補償制御手段が、 前記水晶発振手段の一方の端子と電源 との間に温度補償用固定容量と電圧制御型の温度補償用可変抵抗と を直列に接続して構成したものであリ、

前記外部周波数制御手段が、 前記水晶発振手段の他方の端子と電 源との間に外部周波数制御用固定容量と電圧制御型の外部周波数制 御用可変抵抗とを直列に接続して構成したものであり、

前記温度補償電圧発生手段が、 電圧出力型の D Z A変換回路の出 力電圧を温度補償電圧と して発生し、 その温度補償電圧を前記温度 補償用可変抵抗の制御端子に印加する手段であり、

前記外部電圧入力端子から入力する電圧を前記外部周波数制御用 可変抵抗の制御端子に印加するようにしたことを特徴とする温度補 償型水晶発振器。

3 . 請求の範囲 2の温度補償型水晶発振器において、

前記温度補償制御手段を構成する前記温度補償用固定容量が、 2 層の多結晶シリ コン膜の温度補償用固定容量であり、

前記温度補償制御手段を構成する前記温度補償用可変抵抗が、 温 度補償用可変 M〇 S抵抗であり、

前記外部周波数制御手段を構成する前記外部周波数制御用固定容 量が、 2層の多結晶シリ コン膜の外部周波数制御用固定容量であり、 前記外部周波数制御手段を構成する前記外部周波数制御用可変抵 杭が、 外部周波数制御用可変 M〇 S抵抗であり、

前記温度補償電圧発生手段が発生する温度補償電圧を前記温度補 償用可変 M〇 S抵抗の制御端子に印加し、

前記外部電圧入力端子から入力する電圧を前記外部周波数制御用 可変 M〇 S抵抗の制御端子に印加するようにしたことを特徴とする 温度補償型水晶発振器。

4 . 請求の範囲 2の温度補償型水晶発振器において、

前記温度補償制御手段を構成する前記温度補償用固定容量が、 高 濃度拡散領域を対抗電極とする温度補償用固定 M O S容量であり、 前記温度補償制御手段を構成する前記温度補償用可変抵抗が、 温 度補償用可変 M〇 S抵抗であり、

前記外部周波数制御手段を構成する前記外部周波数制御用固定容 量が、 高濃度拡散領域を対抗電極とする外部周波数制御用固定 M O S容量であリ、

前記外部周波数制御手段を構成する前記外部周波数制御用可変抵 杭が、 外部周波数制御用可変 M〇 S抵抗であり、

前記温度補償電圧発生手段が発生する温度補償電圧を前記温度補 償用可変 M O S抵抗の制御端子に印加し、

前記外部電圧入力端子から入力する電圧を前記外部周波数制御用 可変 M O S抵抗の制御端子に印加するようにしたことを特徴とする 温度補償型水晶発振器。

5 . 請求の範囲 1 の温度補償型水晶発振器において、

前記温度補償制御手段が、 前記水晶発振手段の一方の端子と電源 との間に温度補償用可変容量と電圧制御型の温度補償用可変抵抗と を直列に接続して構成したものであり、

前記外部周波数制御手段が、 前記水晶発振手段の他方の端子と電 源との間に外部周波数制御用固定容量と電圧制御型の外部周波数制 御用可変抵抗とを直列に接続して構成したものであり、

前記温度補償電圧発生手段が、 電圧出力型の D Z A変換回路の出 力電圧を温度補償電圧と して発生し、 その温度補償電圧を前記温度 補償用可変抵抗の制御端子に印加する手段であり、

前記外部電圧入力端子から入力する電圧を前記外部周波数制御用 可変抵抗の制御端子に印加するようにしたことを特徴とする温度補 償型水晶発振器。

6 . 請求の範囲 5の温度補償型水晶発振器において、

前記温度補償制御手段を構成する前記温度補償用可変容量が、 温 度補償用可変 M O S容量であり、

前記温度補償制御手段を構成する温度補償用可変抵抗が、 温度補 償用可変 M〇 S抵抗であり、

前記外部周波数制御手段を構成する外部周波数制御用可変抵抗が、 外部周波数制御用可変 M O S抵抗であり、

前記温度補償電圧発生手段が発生する温度補償電圧を前記温度補 償用可変 M〇 S抵抗の制御端子に印加し、

前記外部電圧入力端子から入力する電圧を前記外部周波数制御用 可変 M〇 S抵抗の制御端子に印加するようにしたことを特徴とする 温度補償型水晶発振器。

7 . 請求の範囲 1 の温度補償型水晶発振器において、

前記温度補償制御手段が、 前記水晶発振手段の一方の端子と電源 との間に温度補償用可変容量と電圧制御型の温度補償用可変抵抗と を直列に接続して構成したものであり、

前記外部周波数制御手段が、 前記水晶発振手段の他方の端子と電 源との間に外部周波数制御用可変容量と電圧制御型の外部周波数制 御用可変抵抗とを直列に接続して構成したものであり、

前記温度補償電圧発生手段が、 電圧出力型の D / A変換回路の出 力電圧を温度補償電圧と して発生し、 その温度補償電圧を前記温度 補償用可変抵抗の制御端子に印加する手段であり、

前記外部電圧入力端子から入力する電圧を前記外部周波数制御用 可変抵抗の制御端子に印加するようにしたことを特徴とする温度補 償型水晶発振器。

8 . 請求の範囲 7の温度補償型水晶発振器において、

前記温度補償制御手段を構成する前記温度補償用可変容量が、 温 度補償用可変 M〇 S容量であり、

前記温度補償制御手段を構成する温度補償用可変抵抗が、 温度補 償用可変 M〇 S抵抗であリ、

前記外部周波数制御手段を構成する外部周波数制御用可変容量が、 外部周波数制御用可変 M O S容量であり、

前記外部周波数制御手段を構成する外部周波数制御用可変抵抗が、 外部周波数制御用可変 M O S抵抗であリ、

前記温度補償電圧発生手段が発生する温度補償電圧を前記温度補 償用可変 M O S抵抗の制御端子に印加し、

前記外部電圧入力端子から入力する電圧を前記外部周波数制御用 可変 M〇 S抵抗の制御端子に印加するようにしたことを特徴とする 温度補償型水晶発振器。

9 . 水晶発振手段と、 その水晶発振手段の一方の端子と電源との間 に温度補償用直流阻止容量と温度補償用可変容量とを直列に接続し て構成した温度補償制御手段と、

前記水晶発振手段の他方の端子と電源との間に外部周波数制御用 直流阻止容量と外部周波数制御用可変容量とを直列に接続して構成 した外部周波数制御手段と、

電圧出力型の A変換回路の出力電圧を温度補償電圧と して出 力し、 その出力端子を温度補償用固定抵抗を介して前記温度補償用 直流阻止容量と温度補償用可変容量との接続点に接続する温度補償 電圧発生手段と、 前記外部周波数制御用直流阻止容量と外部周波数制御用可変容量 との接続点に外部周波数制御用固定抵抗を介して接続する外部電圧 入力端子とを有することを特徴とする温度補償型水晶発振器。

1 0 . 請求の範囲 9の温度補償型水晶発振器において、

前記温度補償制御手段を構成する前記温度補償用直流阻止容量が. 高濃度の不純物を含む 2層の多結晶シリコン膜の温度補償用直流阻 止容量であり、

前記と温度補償制御手段を構成する前記温度補償用可変容量が、 温度補償用可変 M O S容量であり、

前記外部周波数制御手段を構成する前記外部周波数制御用直流阻 止容量が、 高濃度の不純物を含む 2層の多結晶シリコン膜の外部周 波数制御用直流阻止容量であリ、

前記外部周波数制御手段を構成する前記外部周波数制御用可変容 量が、 外部周波数制御用可変 M O S容量であることを特徴とする温 度補償型水晶発振器。

1 1 . 請求の範囲 9の温度補償型水晶発振器において、

前記温度補償制御手段を構成する前記温度補償用直流阻止容量が、 高濃度拡散領域を対抗電極とする温度補償用直流阻止容量であり、 前記温度補償制御手段を構成する温度補償用可変容量が、 低濃度 拡散領域を対抗電極とする温度補償用可変 M O S容量であり、

前記外部周波数制御手段を構成する前記外部周波数制御用直流阻 止容量が、 高濃度拡散領域を対抗電極とする外部周波数制御用直流 阻止容量であリ、

前記外部周波数制御手段を構成する前記外部周波数制御用可変容 量が、 低濃度拡散領域を対抗電極とする外部周波数制御用可変 M 0

S容量であることを特徴とする温度補償型水晶発振器。

1 2 . 水晶発振手段と、 その水晶発振手段の一方の端子と電源との 間に接続した温度補償制御手段と、 前記水晶発振手段の他方の端子 と電源との間に接続した固定容量と、 前記温度補償制御手段の制御 端子に接続する温度補償電圧発生手段とを有することを特徴とする 温度補償型水晶発振器。

1 3 . 請求の範囲 1 2の温度補償型水晶発振器において、

前記温度補償制御手段が、 温度補償用固定容量と電圧制御型の温 度補償用可変抵抗とを直列に接続して構成したものであり、

前記温度補償電圧発生手段が、 電圧出力型の D Z A変換回路の出 力電圧を温度補償電圧と して発生し、 その温度補償電圧を前記温度 補償用可変抵抗の制御端子に印加する手段であることを特徴とする 温度補償型水晶発振器。

1 4 . 請求の範囲 1 3の温度補償型水晶発振器において、

前記温度補償制御手段を構成する前記温度補償用固定容量が、 2 層の多結晶シリコン膜の温度補償用固定容量であリ、

前記温度補償制御手段を構成する前記温度補償用可変抵抗が、 温 度補償用可変 M O S抵抗であり、

前記水晶発振手段の他方の端子と電源との間に接続した固定容量 が、 2層の多結晶シリコン膜の固定容量であり、

前記温度補償電圧発生手段が発生する温度補償電圧を前記温度補 償用可変 M〇 S抵抗の制御端子に印加するようにしたことを特徴と する温度補償型水晶発振器。

1 5 . 請求の範囲 1 3の温度補償型水晶発振器において、

前記温度補償制御手段を構成する温度補償用固定容量が、 高濃度 拡散領域を対抗電極とする温度補償用固定 M O S容量であり、 前記温度補償制御手段を構成する前記温度補償用可変抵抗が、 温 度補償用可変 M O S抵抗であり、 前記水晶発振手段の他方の端子と電源との間に接続した固定容量 が、 高濃度拡散領域を対抗電極とする固定 M O S容量であり、 前記温度補償電圧発生手段が発生する温度補償電圧を前記温度補 償用可変 M 0 S抵抗の制御端子に印加するようにしたことを特徴と する温度補償型水晶発振器。

1 6 . 請求の範囲 1 2の温度補償型水晶発振器において、

前記温度補償制御手段が、 温度補償用可変容量と電圧制御型の温 度補償用可変抵抗とを直列に接続して構成したものであり、

前記温度補償電圧発生手段が、 電圧出力型の D Z A変換回路の出 力電圧を温度補償電圧と して発生し、 その温度補償電圧を前記温度 補償用可変抵抗の制御端子に印加する手段であることを特徴とする 温度補償型水晶発振器。

1 7 . 水晶発振手段と、 その水晶発振手段の一方の端子と電源との 間に温度補償用直流阻止容量と温度補償用可変容量とを直列に接続 して構成した温度補償制御手段と、

前記水晶発振手段の他方の端子と電源との間に接続した固定容量 と、

電圧出力型の D / A変換回路の出力電圧を温度補償電圧として出 力し、 その出力端子を温度補償用固定抵抗を介して前記温度補償用 直流阻止容量と温度補償用可変容量との接続点に接続する温度補償 電圧発生手段とを有することを特徴とする温度補償型水晶発振器。

1 8 . 請求の範囲 1 Ίの温度補償型水晶発振器において、

前記温度補償制御手段を構成する前記温度補償用直流阻止容量が、 高濃度の不純物を含む 2層の多結晶シ リ コン膜の温度補償用直流阻 止容量であり、

前記温度補償制御手段を構成する前記温度補償用可変容量が、 温 度補償用可変 M O S容量であり、 前記水晶発振手段の他方の端子と電源との間に接続する固定容量 が、 高濃度の不純物を含む 2層の多結晶シリ コン膜の固定容量であ ることを特徴とする温度補償型水晶発振器。

1 9 . 請求の範囲 1 7 の温度補償型水晶発振器において、

前記温度補償制御手段を構成する前記温度補償用直流阻止容量が. 高濃度拡散領域を対抗電極とする温度補償用直流阻止容量であり、 前記温度補償制御手段を構成する前記温度補償用可変容量が、 低 濃度拡散領域を対抗電極とする温度補償用可変 M O S容量であり、 前記水晶発振手段の他方の端子と電源との間に接続する固定容量 が、 高濃度拡散領域を対抗電極とする固定 M〇 S容量であることを 特徴とする温度補償型水晶発振器。