TWI535164B

TWI535164B - Switching regulator control circuit and switching regulator

Info

Publication number: TWI535164B
Application number: TW101101747A
Authority: TW
Inventors: Michiyasu Deguchi
Original assignee: Sii Semiconductor Corp
Priority date: 2011-02-01
Filing date: 2012-01-17
Publication date: 2016-05-21
Also published as: KR101774601B1; KR20120089208A; US8729878B2; CN102629826B; TW201236332A; JP5798328B2; US20120194154A1; CN102629826A; JP2012161179A

Description

切換調整器控制電路及切換調整器

本發明係關於輸出定電壓的切換調整器，更詳而言之，係關於當過電流流至輸出端子時，遮斷對輸出供給電流而保護電路的過負荷保護電路。

切換調整器係被使用作為各種電子機器的電路的電壓供給源。切換調整器的功能係不會依存輸入端子的電壓變動而對輸出端子輸出一定的電壓，但是當由輸出端子供給至負荷的電流激增而超過最大電流時，遮斷電流供給，來保護電路的過負荷保護亦極為重要。

在第5圖中顯示具備有過負荷保護電路的切換調整器控制電路的方塊圖。

習知之切換調整器控制電路係由三角波振盪器1、誤差放大器2、PWM比較器3、誤差放大器輸出感測電路4、計時器電路5、閘極電路6、基準電壓電路7、及緩衝電路8所構成。

基準電壓電路7係輸出基準電壓Vref。三角波振盪器1係輸出在上限位準VH與下限位準VL之間作振幅的三角波Vramp。誤差放大器2係將切換調整器的輸出電壓Vout的反饋電壓Vfb與基準電壓Vref作比較，而將差電壓放大。PWM比較器3係將誤差放大器2的輸出電壓Verr與三角波Vramp作比較，而輸出PWM訊號Vpwm。閘極電路6係控制PWM訊號Vpwm的輸出。緩衝電路8係將閘極電路6的輸出作電力放大，且輸出至未圖示的驅動電晶體。誤差放大器輸出感測電路4係監視誤差放大器2的輸出電壓Verr。計時器電路5係依誤差放大器輸出感測電路4的輸出結果來開始計數。

在此，誤差放大器輸出感測電路4係具備有：輸出基準電壓Vref2(＞VH)的基準電壓電路、及將誤差放大器2的輸出電壓Verr與基準電壓Vref2作比較的比較器。在Verr＞Vref2時，比較器將過負荷狀態檢測訊號輸出至計時器電路5。藉此，計時器電路5係開始計數，在經過一定時間後，將過負荷狀態檢測訊號輸出至閘極電路6。接著，閘極電路6係將驅動電晶體以形成為非導通的方式進行控制。因此，輸出電壓Vout由於下降至0V為止，基準電壓Vref與反饋電壓Vfb的差電壓擴大，而維持Verr＞Vref2的關係，因此驅動電晶體係繼續維持非導通狀態(參照例如專利文獻1)。將顯示習知之切換調整器控制電路的動作的時序圖顯示於第6圖。

如上所示，習知之切換調整器控制電路的過負荷保護電路係防止由過大負荷而使輸出電晶體受到熱破壞。

(先前技術文獻)

(專利文獻)

(專利文獻1)日本特開平3-52556號公報

但是，在較為輕微的過負荷的情形下，會有誤差放大器2的輸出電壓Verr的變化量小，而未超過基準電壓Vref2的情形。因此，有更加減低基準電壓Vref2的設定值，且欲以較小的輸出電流Iout檢測過負荷的要求。因此，將基準電壓Vref2的設定值設定為稍微高於Verr(max)的電壓(VH＞)。

但是，為了取得稍微高於Verr(max)的基準電壓Vref2’，會造成三角波Vramp的上限位準VH與下限位準VL的製造不均較大的問題，因此必須要有用以補正該製造不均的調整手段。此外，為此亦必須對屬於IC內部節點的電壓的三角波Vramp的上限位準VH與下限位準VL進行測定。

本發明係用以解決如以上所示之課題而研創者，目的在於不需要因製造不均所致的補正工程，而且以簡單的電路來高精度地設定過大負荷的檢測Duty者。

為了解決習知之課題，本發明之具備有過負荷保護電路的切換調整器控制電路係形成為如以下所示之構成。

本發明係一種切換調整器控制電路，其特徵為具備有：誤差放大器，其係將基準電壓、及將切換調整器所輸出的輸出電壓作分壓後的分壓電壓的差放大而進行輸出；第1三角波發生電路，其係輸出第1三角波；第1比較器，其係將前述誤差放大器的輸出電壓與前述第1三角波作比較；第2三角波發生電路，其係輸出波高值小於前述第1三角波的第2三角波；第2比較器，其係將前述誤差放大器的輸出電壓與前述第2三角波作比較；及判定電路，其係藉由前述第2比較器的輸出訊號來檢測過負荷狀態，前述第1三角波與前述第2三角波的波高值的差係根據構成前述第1三角波發生電路與前述第2三角波發生電路的元件的比。

藉由本發明之具備有過負荷保護電路的切換調整器控制電路，成為過負荷檢測的PWM控制Duty係以Ramp2的振幅值Vramp2對Ramp1的振幅值Vramp1的比例來決定。亦即以檢測Duty=Vramp2/Vramp1來決定。在半導體積體電路內，針對電壓的絕對值取得高精度，大部分伴隨著困難度，但是針對比率取得高精度，則較為容易，此乃周知的事實。因此，具有可儘量減小檢測Duty的製造不均，且不需要補正不均所需的修整等工程的效果。

第1圖係本實施形態之具備有過負荷保護電路之切換調整器控制電路的方塊圖。第2圖係顯示具備有本實施形態之切換調整器控制電路之切換調整器之一例的方塊圖。以一例而言，顯示有降壓型切換調整器的方塊圖。

第2圖所示之切換調整器係具備有：切換調整器控制電路40、驅動電晶體41、二極體42、線圈43、輸出電容器44、輸出電壓分壓電阻46及47、電源端子48、及輸出端子45。

第1圖所示之切換調整器控制電路40係具備有：誤差放大器2、基準電壓電路7、矩形波振盪電路18、第1三角波(Ramp1)發生電路、第1比較器3、過負荷保護電路100、閘極電路6、及緩衝電路8。第1三角波(Ramp1)發生電路係具備有：定電流源13、電容11、開關手段15、及位準移位電路17。

過負荷保護電路100係具備有：第2三角波(Ramp2)發生電路、第2比較器10、判定電路110、計時器電路5、及閂鎖電路26。第2三角波(Ramp2)發生電路係具備有：定電流源14、電容12、開關手段16、及位準移位電路17。判定電路110係具備有：開關手段19及21、電容20、定電流源22及23、及反向器24。

被輸入至電壓反饋端子FB的反饋電壓Vfb係將輸出端子45的輸出電壓Vout作分壓後的電壓。誤差放大器2係將基準電壓電路7的基準電壓Vref與反饋電壓Vfb作比較，且輸出為誤差電壓Verr。比較器3係將誤差電壓Verr與第1三角波發生電路所輸出的第1三角波Ramp1作比較，而輸出訊號Vpwm。亦即，藉由誤差放大器的誤差電壓Verr上下變動，來控制比較器3所輸出的訊號Vpwm的脈衝寬度。切換調整器係藉由該脈衝寬度來控制開關元件(例如驅動電晶體41)的ON/OFF時間。此係所謂的切換調整器的PWM(Pulse Width Modulation)控制。

誤差放大器2係反饋電壓Vfb被輸入至反轉輸入端子，基準電壓Vref被輸入至非反轉輸入端子，因此若負荷電流增加而輸出電壓Vout降低時，輸出電壓Verr會上升。比較器3係誤差放大器2的輸出電壓Verr被輸入至非反轉輸入端子，第1三角波Ramp1被輸入至反轉輸入端子，因此伴隨著誤差放大器2的輸出電壓Verr的上升，比較器3所輸出的訊號Vpwm係H位準的期間會變長。即使在誤差放大器2與比較器3的輸入為相反的情形下亦為相同。

接著，根據第3圖及第4圖的波形圖，說明切換調整器控制電路40的動作。在以下說明中，將H位準的期間對第1三角波Ramp1的振盪周期T的比例定義為工作因數(Duty)。亦即，Duty係驅動電晶體41的導通時間對振盪周期T的比例。

第3圖係顯示本實施形態之第1及第2三角波的波形圖。

矩形波振盪電路18的輸出訊號Vosc係控制開關手段15及16的導通及非導通。當開關手段15及16為非導通時，電容11及12係分別藉由定電流源13及14而被充電，第1三角波Ramp1及第2三角波Ramp2的電位係以一定比例上升。當開關手段15及16導通時，電容11及12的電荷被放電，第1三角波Ramp1及第2三角波Ramp2的電位會下降。第2三角波Ramp2係波高值小於第1三角波Ramp1的三角波。若定電流源13、14為相等的電流值，則三角波的波高值係藉由電容11、12的電容比來決定。若Vramp1為第1三角波Ramp1的上限電壓、Vramp2為第2三角波Ramp2的上限電壓、C11為電容11的電容值、C12為電容12的電容值時，其關係成為式1。

Vramp2/Vramp1=C11/C12　(1)

位準移位電路17係將第1三角波Ramp1及第2三角波Ramp2的電壓的下限值比GND高VL[V]。位準移位電路17係以將第1三角波Ramp1及第2三角波Ramp2的電壓的下限值高於誤差放大器2的輸出下限電壓的方式進行設定者。因此，依誤差放大器2的輸出下限電壓，未設置亦可。

第1三角波發生電路與第2三角波發生電路係如以上進行動作，第1三角波Ramp1及第2三角波Ramp2的波形係成為如第3圖所示之三角波。

在此，切換調整器控制電路40的PWM動作中的Duty係對電源電壓VDD與輸出電壓Vout的依存性最大。在第2圖顯示為一例的降壓型切換調整器的Duty係成為Vout/VDD。但是，因負荷電流，在驅動電晶體41或二極體42等發生電壓降，具實效性的VDD會減少，因此實際上會因負荷電流的增加，Duty亦逐次稍微增加。第1圖所示之切換調整器控制電路40係藉由負荷電流的增加，誤差放大器2的輸出電壓Verr會上升而使Duty增加。因此，若可在誤差放大器2的輸出電壓Verr值到達規定值時檢測過負荷狀態即可。

接著，參照第4圖，說明過負荷保護電路100的動作。

比較器10係誤差放大器2的輸出電壓Verr被輸入至反轉輸入端子，第2三角波Ramp2被輸入至非反轉輸入端子。若誤差放大器2的輸出電壓Verr在第2三角波Ramp2的下限電壓VL與上限電壓Vramp2之間，比較器10係輸出脈衝狀的訊號。藉由比較器10的輸出訊號，開關手段19反覆導通、非導通。因此，電容20係反覆進行藉由定電流源22所為之充電與藉由開關手段19所為之放電，因此充電電壓不會上升至某一定值以上。因負荷電流增加，誤差放大器2的輸出電壓Verr會上升，若超過第2三角波Ramp2的上限電壓Vramp2時，比較器10的輸出係維持L位準。因此，開關手段19係維持非導通狀態，因此電容20係藉由定電流源22予以充電。若電容20的電壓到達開關手段21的臨限值時，判定電路110即輸出過負荷檢測訊號Vdet。

第1三角波Ramp1與第2三角波Ramp2係下限電壓VL為共通，因此Verr等於第2三角波Ramp2的上限電壓Vramp2時的Duty，亦即Duty0係成為式2。

Duty0=Vramp2/Vramp1　(2)

該Duty0雖成為過負荷檢測Duty，但是由式1而成為Duty0=C11/C12，過負荷檢測Duty0係藉由電容11與電容12的電容比來決定。

在半導體積體電路中，在較小不均的範圍內製造電阻比或電容比等的比率較為容易。因此，若在半導體積體電路內實現本發明時，不需要因測試工程所致的調整手段，即可極為高精度地獲得過負荷檢測Duty。

其中，第1三角波Ramp1與第2三角波Ramp2亦可將電容11與12形成為相等的值，藉由定電流源13與14的電流比而得波高比。若將定電流源13的電流設為I13、定電流源14的電流設為I14、電容11與12的電容值設為C、充電時間設為t，則第1三角波Ramp1與第2三角波Ramp2的波高值係以式3與式4表示。

Vramp1=I13t/C (3)

Vramp2=I14t/C (4)

因此，第1三角波Ramp1與第2三角波Ramp2的波高值的比係以式5表示。

Vramp2/Vramp1=I14/I13 (5)

因此，若以與過負荷檢測Duty相對應的方式來設定I13與I14的電流比即可。

此外，切換調整器控制電路40即使將邏輯反轉亦可實施。此時，第3圖及第4圖所示之時序圖的波形係成為按照電路進行反轉的波形。

如以上說明所示，藉由本實施形態之具備有過負荷保護電路的切換調整器控制電路，不需要藉由測試工程所致的調整手段來補正製造不均，具有可高精度地設定/實現過負荷檢測Duty的效果。

1‧‧‧三角波振盪器

2‧‧‧誤差放大器

3、10‧‧‧比較器

4‧‧‧誤差放大器輸出感測電路

5‧‧‧計時器電路

6‧‧‧閘極電路

7．．．基準電壓電路

8．．．緩衝電路

11、12、20．．．電容

13、14、22、23．．．定電流源

15、16、19、21．．．開關手段

17．．．位準移位電路

18．．．矩形波振盪電路

24．．．反向器

26．．．閂鎖電路

40．．．切換調整器控制電路

41．．．驅動電晶體

42．．．二極體

43．．．線圈

44．．．輸出電容器

45．．．輸出端子

46、47．．．輸出電壓分壓電阻

48．．．電源端子

100．．．過負荷保護電路

110．．．判定電路

FB．．．電壓反饋端子

Ramp1．．．第1三角波

Ramp2．．．第2三角波

Vdet．．．過負荷檢測訊號

Verr．．．輸出電壓

Vfb．．．反饋電壓

Vosc．．．輸出訊號

Vout．．．輸出電壓

Vpwm．．．PWM訊號

Vramp．．．三角波

Vref．．．基準電壓

第1圖係顯示本實施形態之具備有過負荷保護電路的切換調整器控制電路的方塊圖。

第2圖係顯示具備有本實施形態之切換調整器控制電路之切換調整器之一例的方塊圖。