KR102592702B1 - 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 및 이의 제어 방법 - Google Patents

부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 및 이의 제어 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 추가적인 전류 공급원 없이 single-phase에서 가장 빠른 과도 응답이 가능하도록 한 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 및 이의 제어 방법에 관한 것으로, 입력단(VIN)과 접지단 사이에 직렬 구성되어 출력단(VOUT)에 공통으로 연결되어 출력 전원을 만들어 내는 SW1, SW2의 스위칭 동작을 제어하는 게이트 드라이버;부하 전류의 증감을 판별하고, 인덕터의 충방전의 전환점을 만드는 VT 전압 계산이 이루어지면 VT와 VOUT을 비교하여 게이트 드라이버를 제어하는 부하전류 변화 판정부;부하전류 변화가 감지되면 VOUT을 CLK에 따라서 샘플 앤 홀드(sample & hold)하는 샘플 앤 홀드부;샘플 앤 홀드부에 의해 저장된 VSH 값을 전달받아 인덕터의 충방전의 전환점을 만드는 VT 전압을 계산하는 VT 전압 계산부;부하(RLOAD)가 바뀌어 부하 전류(ILOAD)가 늘어나거나 줄어드는 것을 감지하는 부하전류 센싱부;정상 상태에서 게이트 드라이버를 제어하는 비교 제어부;일정한 출력 전원(VOUT)을 제공하고 있는 상태(steady-state)에서 이력 제어(hysteretic-control)를 위하여 인덕터 전류의 AC 성분을 VFB 노드에 전압의 형태로 갖도록 하는 RC 필터부;를 포함하는 것이다.

Description

부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 및 이의 제어 방법{Switching Converter for Near optimized Load Transient Response and Method for Controlling the same}
본 발명은 스위칭 레귤레이터에 관한 것으로, 구체적으로 추가적인 전류 공급원 없이 single-phase에서 가장 빠른 과도 응답이 가능하도록 한 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 및 이의 제어 방법에 관한 것이다.
SoC(System On a Chip)의 전원을 공급하는 스위칭 레귤레이터에서 휴대용 단말기를 위한 SoC의 스위칭 레귤레이터는 한정된 크기 안에서 고효율, 고속 응답속도를 필요로 한다.
SoC의 동작에 따라 스위칭 레귤레이터에서 당겨오는 전류의 양은 순간적으로 변하며 레귤레이터의 응답 속도에 따라 출력 전원의 회복속도가 결정된다. 하지만, 스위칭 레귤레이터의 응답속도가 빠르지 못한 경우 전원공급이 오버슈트/언더슈트 하며 최악의 경우 SoC가 제대로 동작하지 못하거나 SoC 내부의 트랜지스터가 순간적으로 높은 전압을 받아 성능이 열화될 수 있다.
또한 오버슈트/언더슈트 후 다시 정상상태로 돌아가는 회복시간이 길어지는 경우 해당 기간 동안 SoC은 정상적인 동작이 불가능하며 전체 시스템에 치명적인 오류를 야기할 수 있다. 따라서 스위칭 레귤레이터는 한정된 크기에서 부하 전류의 변화에 적은 오버슈트/언더슈트와 함께 빠른 응답을 가져야한다.
부하전류 변화에 대한 빠른 응답을 가지는 스위칭 레귤레이터는 크게 3가지로 볼 수 있다.
도 1a내지 도 1c는 종래 기술의 스위칭 레귤레이터의 구성도이다.
도 1a는 multi-phase 스위칭 레귤레이터를 나타낸 것으로, 여러 개의 phase를 통해 출력 캐패시터에 순간적으로 많은 전류를 공급/흡수하여 빠른 과도 응답을 가진다. 그러나 phase의 수가 늘어나는 만큼 파워 스위치와 인덕터의 수가 많아져 스위칭 레귤레이터의 전체적인 크기가 커져 작은 폼펙터를 가져야하는 SoC에는 적용하기 어려운 문제가 있다.
도 1b는 출력 캐패시터에 병렬 전류원을 사용하여 빠른 과도 응답을 가지는 스위칭 레귤레이터를 나타낸 것으로, 부하 전류의 순간적인 증가/감소에 따른 출력 전압의 언더슈트/오버슈트를 감지하여 언더슈트/오버슈트의 정도에 따라 출력 캐패시터에 전류를 공급/흡수한다.
발생한 언더슈트/오버슈트는 successive-approximation analog-to-digital을 통해 저장하며 저장된 코드를 바탕으로 공급/흡수할 전류의 양을 조절한다.
이와 같은 스위칭 레귤레이터는 single-phase 스위칭 레귤레이터과 비교하여 추가적인 병렬 전류원을 사용하기 때문에 빠른 과도 응답을 얻을 수 있는 장점을 가진다. 하지만, 병렬 전류원과 SAR ADC가 추가되는 만큼 전체적인 스위칭 레귤레이터의 크기가 커지는 단점을 가진다.
도 1c는 추가적인 전류 공급원 없이 이상적인 과도 응답을 가정한 인덕터만의 충/방전을 통하여 빠른 응답속도를 가지는 스위칭 레귤레이터를 나타낸 것이다.
이와 같은 스위칭 레귤레이터의 경우 이상적인 과도 응답을 위하여 인덕터의 충/방전 타이밍을 정확하게 구현해야 한다. 부하 전류 변화 응답 기간에 hysteretic window를 제어하여 최적의 응답을 얻는 기술이다.
한개의 phase 기준 고정된 인덕터와 출력 캐패시터 값에 이상적은 과도 응답을 얻을 수 있지만 고정된 인덕터와 커패시터의 값에서만 최적화가 되었기 때문에 범용성이 떨어진다. 또한, 인덕터와 커패시터의 값이 오차에 의해 다른 값을 가진다면 부하 전류 변화에 대한 응답은 점점 느려지는 단점을 가진다.
즉, 고정된 인덕터와 출력 캐패시터를 바탕으로 인덕터의 충/방전 타이밍을 계산하기 때문에 다른 인덕터, 출력 캐패시터를 사용하거나 공정 편차에 의하여 인덕터와 출력 캐패시터의 값이 계산값과 다른 경우 이상적인 과도 응답이 불가능하다.
따라서, 추가적인 전류 공급원 없이 single-phase에서 가장 빠른 과도 응답이 가능하고, 인덕터와 출력 캐패시터의 값에 독립적으로 인덕터의 충/방전 타이밍을 계산하여 범용성을 높인 새로운 기술의 스위칭 레귤레이터와 제어회로에 관한 기술 개발이 요구되고 있다.
대한민국 공개특허번호 제10-2018-0023742호 대한민국 공개특허번호 제10-2012-0089208호 대한민국 공개특허번호 제10-2006-0064543호
본 발명은 종래 기술의 스위칭 레귤레이터 및 제어회로의 문제점을 해결하기 위한 것으로, 추가적인 전류 공급원 없이 싱글 페이즈(single-phase)에서 가장 빠른 과도 응답이 가능하도록 한 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 및 이의 제어 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명은 인덕터와 출력 캐패시터의 값에 독립적으로 인덕터의 충/방전 타이밍을 계산하여 범용성을 높인 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 및 이의 제어 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명은 과도 응답이 발생했을 때 오버슈트/언더슈트의 최고/최저점을 샘플 앤 홀드(sample/hold)하고, 샘플 앤 홀드(sample/hold)한 값을 토대로 인덕터의 충/방전 타이밍을 결정하는 전환점을 아날로그 기반 계산블록(analog based computation block)을 통하여 계산하여 SoC가 요구하는 전류를 강건하게 공급할 수 있도록 하여 전체적인 시스템의 신뢰도를 높일 수 있도록 한 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 및 이의 제어 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명은 출력 전압과 전환점을 비교하여 과도 응답에서 인덕터의 충/방전을 결정하여 부하 전류 변화에 대하여 이상적인 응답 특성을 갖도록 한 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 및 이의 제어 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명은 작은 크기의 스위칭 레귤레이터로 최적의 성능을 구현하여 전체 시스템의 크기를 줄일 수 있도록 하여 모바일 기기에 들어가는 SoC의 전력 관리의 효율성을 높인 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 및 이의 제어 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명의 다른 목적들은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 목적들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터는 입력단(VIN)과 접지단 사이에 직렬 구성되어 출력단(VOUT)에 공통으로 연결되어 출력 전원을 만들어 내는 제 1 스위칭 소자(SW1), 제 2 스위칭 소자(SW2)의 스위칭 동작을 제어하는 게이트 드라이버;부하 전류의 증감을 판별하고, 인덕터의 충방전의 전환점을 만드는 VT 전압 계산이 이루어지면 VT와 출력 전압(VOUT)을 비교하여 게이트 드라이버를 제어하는 부하전류 변화 판정부;부하전류 변화가 감지되면 출력 전압(VOUT)을 입력 클럭(CLK)에 따라서 샘플 앤 홀드(sample & hold)하는 샘플 앤 홀드부;샘플 앤 홀드부에 의해 저장된 VSH 값을 전달받아 인덕터의 충방전의 전환점을 만드는 VT 전압을 계산하는 VT 전압 계산부;부하(RLOAD)가 바뀌어 부하 전류(ILOAD)가 늘어나거나 줄어드는 것을 감지하는 부하전류 센싱부;정상 상태에서 게이트 드라이버를 제어하는 비교 제어부;일정한 출력 전원(VOUT)을 제공하고 있는 상태(steady-state)에서 이력 제어(hysteretic-control)를 위하여 인덕터 전류의 AC 성분을 비교 제어부의 입력단 VFB 노드에 전압의 형태로 갖도록 하는 RC 필터부;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
여기서, 게이트 드라이버는, 비교 제어부의 입력단 VFB 노드에 저장된 인덕터의 AC 정보를 바탕으로 출력 전원을 만들어 내기 위한 제 1 스위칭 소자(SW1), 제 2 스위칭 소자(SW2)의 스위칭 동작을 제어하는 것을 특징으로 한다.
그리고 부하 전류의 변화에 의하여 언더슈트 및 오버슈트가 발생하였을 때 출력 전압(VOUT)과 VT를 비교하여 입력단(VIN)과 출력단(VOUT) 사이에 구성되는 인덕터 전류를 제어하며 과도 응답을 얻는 것을 특징으로 한다.
그리고 제 1 스위칭 소자(SW1), 제 2 스위칭 소자(SW2)의 동작을 제어하는 게이트 드라이버는, 정상상태에서 비교 제어부에 의하여 동작하며, RC 필터부에 구성되는 제 3 스위칭 소자(SW3)는 오프(off) 상태인 것을 특징으로 한다.
그리고 부하 전류 센싱부(Load Tran. Sensing)는, 부하 전류의 변화를 감지하는 블록이며 정상상태일 때 0, 부하 전류의 변화를 감지하면 1의 값을 출력(LTS)으로 내보내고, 부하(RLOAD)가 바뀌어 부하 전류(ILOAD)가 늘어나거나 줄어드는 경우 부하 전류 센싱부(Load Tran. Sensing)에서 감지하며 부하전류 변화 판정부(Load Tran Optimizer)에서 LTS = 1 신호를 받은 후 부하 전류의 증감을 판별하는 것을 특징으로 한다.
그리고 부하전류 변화 판정부(Load Tran Optimizer)에서 LTS = 1 신호를 받은 후 부하 전류의 증감을 판별하는 단계에서, 게이트 드라이버는 더이상 비교 제어부(Hys. comparator)에 의해 동작하지 않고 부하전류 변화 판정부에 의해 동작하는 과도 응답 중 RC 필터부에 구성되는 제 3 스위칭 소자(SW3)는 켜지며 제 1 감지 커패시터(CSEN1)를 리셋(reset)하는 것을 특징으로 한다.
그리고 샘플 앤 홀드부(VOUT S/H)는 LTS = 1이 되면 출력 전압(VOUT)을 입력 클럭(CLK)에 따라서 샘플 앤 홀드(sample & hold)하고, 샘플(sample)된 값 VSH를 출력 전압(VOUT)과 비교하여 언더슈트의 경우에는 VSH가 출력 전압(VOUT)보다 작아지면, 오버슈트의 경우에는 VSH가 출력 전압(VOUT)보다 커지면 VSH 값은 더이상 출력 전압(VOUT)을 샘플링(sampling) 하지 않는 것을 특징으로 한다.
그리고 부하전류 변화 판정부(Load Tran Optimizer)에서 VT와 출력 전압(VOUT)을 비교하여 게이트 드라이버를 제어하며 출력 전압(VOUT)이 기준 전압(VREF)에 다시 돌아오면 LTS = 0이되며 다시 정상상태로 돌아오는 것을 특징으로 한다.
그리고 부하 전류(ILOAD)가 증가하는 T1 순간에 인덕터 전류(IIND)가 부하 전류 보다 작아져 출력전압(VOUT)은 감소하고, 떨어지는 출력전압을 회복하기 위해 인덕터는 계속 충전하며 전류를 공급하고 그동안 VSH는 출력전압을 샘플 앤 홀드(sample & hold)하는 것을 특징으로 한다.
그리고 VT 전압 계산부는, 저장된 VSH와 입력 전압(VIN), 기준 전압(VREF) 값을 토대로 인덕터 전류의 충전에서 방전으로의 전환 시점을 결정하는 전환점 전압 VT를,
으로 계산하고, 언더슈트가 발생했을 때 다시 VREF로 출력전압이 회복되기 위해서 출력 캐패시터는 인덕터로부터 전류를 공급받는 것을 특징으로 한다.
그리고 VT를 계산하기 위한 트랜스리니어 계산블록(trans-linear computation block)은, VT를 계산하기 위하여 먼저 출력 전압의 샘플 앤 홀드(sample & hold)를 통해 얻은 VSH, VREF, VIN은 전압-전류 컨버터(voltage to current converter)를 통해 전류의 형태로 변환되고, 스퀘어 디바이더(Squarer/Divider)의 역할을 하는 트랜스 리니어 1(Trans-linear 1)(TL1) 블록에 IX + IY와 IZ의 전류를 넣으며 트랜스 리니어 2(Trans-linear 2)(TL2) 블록에는 IX - IY와 IZ를 넣어 TL 블록의 출력 전류를 얻고, IX는 (VREF+VSH)/2, IY는 (VREF-VSH)/2, IZ는 2VIN, ISH는 VSH를 변환한 전류 값을 의미하고, TL 블록의 출력 전류와 ISH 전류를 연산을 통해 ISH + 4IXIY/IZ와 같은 결과를 얻으며 해당 전류를 다시 전류-전압(current to voltage)으로 변환하여 계산하고자 했던 VT 값을 얻는 것을 특징으로 한다.
다른 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터의 제어 방법은 일정한 출력 전원(VOUT)을 제공하고 있는 상태(steady-state)에서 이력 제어(hysteretic-control)를 통하여 전원을 공급하는 단계;비교 제어부의 입력단 VFB 노드에 저장된 인덕터의 AC 정보를 바탕으로 출력 전원을 만들어 내기 위한 제 1 스위칭 소자(SW1), 제 2 스위칭 소자(SW2)의 스위칭 동작을 하는 단계;부하 전류의 변화를 감지하여 정상상태일 때 0, 부하 전류의 변화를 감지하면 1의 값을 출력(LTS)하는 단계;부하(RLOAD)가 바뀌어 부하 전류(ILOAD)가 늘어나거나 줄어드는 경우 부하 전류 센싱부(Load Tran. Sensing)에서 감지하고 부하전류 변화 판정부(Load Tran Optimizer)에서 LTS = 1 신호를 받은 후 부하 전류의 증감을 판별하는 단계;샘플 앤 홀드부(VOUT S/H)가 LTS = 1이 되면 출력 전압(VOUT)을 입력 클럭(CLK)에 따라서 샘플 앤 홀드(sample & hold)하고, 샘플(sample)된 값 VSH를 출력 전압(VOUT)과 비교하여 언더슈트의 경우에는 VSH가 출력 전압(VOUT)보다 작아지면, 오버슈트의 경우에는 VSH가 출력 전압(VOUT)보다 커지면 VSH 값은 더이상 출력 전압(VOUT)을 샘플링(sampling) 중지를 하는 단계;저장된 VSH 값을 VT 전압 계산부(VT Cal)에 전달하고 VT 전압 계산부(VT Cal)에서 인덕터의 충방전의 전환점을 만드는 VT 전압을 계산하는 단계;부하전류 변화 판정부(Load Tran Optimizer)에서 VT와 출력 전압(VOUT)을 비교하여 게이트 드라이버를 제어하며 출력 전압(VOUT)이 기준 전압(VREF)에 다시 돌아오면 LTS = 0이되며 다시 정상상태로 복귀하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
이상에서 설명한 바와 같은 본 발명에 따른 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 및 이의 제어 방법은 다음과 같은 효과가 있다.
첫째, 추가적인 전류 공급원 없이 싱글 페이즈(single-phase)에서 가장 빠른 과도 응답이 가능하도록 한 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 및 이의 제어 방법을 제공한다.
둘째, 인덕터와 출력 캐패시터의 값에 독립적으로 인덕터의 충/방전 타이밍을 계산하여 범용성을 높인다.
셋째, 과도 응답이 발생했을 때 오버슈트/언더슈트의 최고/최저점을 샘플 앤 홀드(sample/hold)하고, 샘플 앤 홀드(sample/hold)한 값을 토대로 인덕터의 충/방전 타이밍을 결정하는 전환점을 아날로그 기반 계산블록(analog based computation block)을 통하여 계산하여 SoC가 요구하는 전류를 강건하게 공급할 수 있도록 하여 전체적인 시스템의 신뢰도를 높일 수 있도록 한다.
넷째, 출력 전압과 전환점을 비교하여 과도 응답에서 인덕터의 충/방전을 결정하여 부하 전류 변화에 대하여 이상적인 응답 특성을 갖도록 한다.
다섯째, 작은 크기의 스위칭 레귤레이터로 최적의 성능을 구현하여 전체 시스템의 크기를 줄일 수 있도록 하여 모바일 기기에 들어가는 SoC의 전력 관리의 효율성을 높인다.
도 1a내지 도 1c는 종래 기술의 스위칭 레귤레이터의 구성도
도 2a는 본 발명에 따른 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 회로 구성도
도 2b는 본 발명에 따른 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 제어 방법을 나타낸 플로우 차트
도 3은 본 발명에 따른 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터의 동작 파형도
도 4a는 부하 전류(ILOAD)가 높아지는 경우의 응답 파형, 도 4b는 부하 전류가 낮아지는 경우의 응답 파형도
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 VT를 계산하기 위한 트랜스리니어 계산블록(trans-linear computation block) 구성도
도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 트랜스리니어 계산 블록의 회로 구성도
도 7a와 도 7b는 본 발명에 따른 스위칭 레귤레이터의 과도 응답 비교 그래프
이하, 본 발명에 따른 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 및 이의 제어 방법의 바람직한 실시 예에 관하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
본 발명에 따른 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 및 이의 제어 방법의 특징 및 이점들은 이하에서의 각 실시 예에 대한 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.
도 2a는 본 발명에 따른 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 회로 구성도이다.
본 발명에 따른 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 및 이의 제어 방법은 추가적인 전류 공급원 없이 싱글 페이즈(single-phase)에서 가장 빠른 과도 응답이 가능한 스위칭 레귤레이터와 제어회로를 제안한다.
이를 위하여, 본 발명은 인덕터와 출력 캐패시터의 값에 독립적으로 인덕터의 충/방전 타이밍을 계산하여 범용성을 높이기 위한 구성을 포함할 수 있다.
본 발명은 과도 응답이 발생했을 때 오버슈트/언더슈트의 최고/최저점을 샘플 앤 홀드(sample/hold)하고, 샘플 앤 홀드(sample/hold) 한 값을 토대로 인덕터의 충/방전 타이밍을 결정하는 전환점을 아날로그 기반 계산블록(analog based computation block)을 통하여 계산하여 SoC가 요구하는 전류를 강건하게 공급할 수 있도록 하는 구성을 포함할 수 있다.
본 발명은 출력 전압과 전환점을 비교하여 과도 응답에서 인덕터의 충/방전을 결정하여 부하 전류 변화에 대하여 이상적인 응답 특성을 갖도록 하는 구성을 포함할 수 있다.
본 발명에 따른 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터는 도 2a에서와 같이, 비교 제어부(Hys. comparator)(25)의 입력단 VFB 노드에 저장된 인덕터의 AC 정보를 바탕으로 출력 전원을 만들어 내기 위한 SW1, SW2의 스위칭 동작을 제어하는 게이트 드라이버(gate driver)(20)와, 부하 전류의 증/감을 판별하고, 인덕터의 충/방전의 전환점을 만드는 VT 전압 계산이 이루어지면 VT와 VOUT을 비교하여 게이트 드라이버(gate driver)(20)를 제어하는 부하전류 변화 판정부(21)와, LTS = 1이 되면 VOUT을 CLK에 따라서 샘플 앤 홀드(sample & hold)하는 샘플 앤 홀드부(22)와, 샘플 앤 홀드부(22)에 의해 저장된 VSH 값을 전달받아 인덕터의 충/방전의 전환점을 만드는 VT 전압을 계산하는 VT 전압 계산부(23)와, 부하(RLOAD)가 바뀌어 부하 전류(ILOAD)가 늘어나거나 줄어드는 것을 감지하는 부하전류 센싱부(24)와, 정상 상태에서 게이트 드라이버(gate driver)(20)를 제어하는 비교 제어부(Hys. comparator)(25)와, 일정한 출력 전원(VOUT)을 제공하고 있는 상태(steady-state)에서 이력 제어(hysteretic-control)를 위하여 인덕터 전류의 AC 성분을 VFB 노드에 전압의 형태로 갖도록 하는 RSEN, CSEN1, CSEN2으로 구성된 RC 필터부(26)를 포함한다.
본 발명에 따른 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터는 일정한 출력 전원(VOUT)을 제공하고 있는 상태(steady-state)에서 이력 제어(hysteretic-control)를 통하여 전원을 공급한다.
이력 제어(hysteretic-control)를 위해 RSEN, CSEN1, CSEN2으로 구성된 RC 필터부(26)를 통해 인덕터 전류의 AC 성분을 VFB 노드에 전압의 형태로 갖는다.
VFB 노드에 저장된 인덕터의 AC 정보를 바탕으로 출력 전원을 만들어 내기 위한 SW1, SW2의 스위칭 동작이 이루어진다.
SW1, SW2의 동작을 제어하는 게이트 드라이버(gate driver)(20)는 정상상태에서 비교 제어부(Hys. comparator)(25)에 의하여 동작하며, RC 필터부(26)에 구성되는 SW3은 off 상태이다.
본 발명에 따른 스위칭 레귤레이터에서 부하 전류 센싱부(Load Tran. Sensing)(24)는 부하 전류의 변화를 감지하는 블록이며 정상상태일 때 0, 부하 전류의 변화를 감지하면 1의 값을 출력(LTS)으로 내보낸다.
부하(RLOAD)가 바뀌어 부하 전류(ILOAD)가 늘어나거나 줄어드는 경우 부하 전류 센싱부(Load Tran. Sensing)(24)에서 감지하며 부하전류 변화 판정부(Load Tran Optimizer)(21)에서 LTS = 1 신호를 받은 후 부하 전류의 증/감을 판별한다.
이때, 게이트 드라이버(20)는 더이상 비교 제어부(Hys. comparator)(25)에 의해 동작하지 않고 부하전류 변화 판정부(21)에 의해 동작한다.
과도 응답 중 SW3은 켜지며 CSEN1을 reset 한다.
샘플 앤 홀드부(VOUT S/H)(22)는 LTS = 1이 되면 VOUT을 CLK에 따라서 샘플 앤홀드(sample & hold)한다. 샘플(sample)된 값 VSH를 VOUT과 비교하여 언더슈트의 경우에는 VSH가 VOUT보다 작아지면, 오버슈트의 경우에는 VSH가 VOUT보다 커지면 VSH 값은 더이상 VOUT을 샘플링(sampling) 하지 않는다.
저장된 VSH 값은 VT 전압 계산부(VT Cal)(23)에 전달되며 VT 전압 계산부(VT Cal)(23)에서 인덕터의 충/방전의 전환점을 만드는 VT 전압을 계산한다.
마지막으로 부하전류 변화 판정부(Load Tran Optimizer)(21)에서 VT와 VOUT을 비교하여 게이트 드라이버(20)를 제어하며 VOUT이 VREF에 다시 돌아오면 LTS = 0이되며 다시 정상상태로 돌아온다.
이와 같은 구성을 갖는 본 발명에 따른 스위칭 레귤레이터는 다음과 같은 동작 단계를 포함한다.
도 2b는 본 발명에 따른 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 제어 방법을 나타낸 플로우 차트이다.
본 발명에 따른 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 제어 방법은 먼저, 일정한 출력 전원(VOUT)을 제공하고 있는 상태(steady-state)에서 이력 제어(hysteretic-control)를 통하여 전원을 공급한다.(S201)
이어, VFB 노드에 저장된 인덕터의 AC 정보를 바탕으로 출력 전원을 만들어 내기 위한 SW1, SW2의 스위칭 동작을 한다.(S202)
그리고 부하 전류의 변화를 감지하여 정상상태일 때 0, 부하 전류의 변화를 감지하면 1의 값을 출력(LTS)한다.(S203)
이어, 부하(RLOAD)가 바뀌어 부하 전류(ILOAD)가 늘어나거나 줄어드는 경우 부하 전류 센싱부(Load Tran. Sensing)에서 감지하고 부하전류 변화 판정부(Load Tran Optimizer)에서 LTS = 1 신호를 받은 후 부하 전류의 증/감을 판별한다.(S204)
그리고 샘플 앤 홀드부(VOUT S/H)가 LTS = 1이 되면 VOUT을 CLK에 따라서 샘플 앤 홀드(sample & hold)하고, 샘플(sample)된 값 VSH를 VOUT과 비교하여 언더슈트의 경우에는 VSH가 VOUT보다 작아지면, 오버슈트의 경우에는 VSH가 VOUT보다 커지면 VSH 값은 더이상 VOUT을 샘플링(sampling) 중지를 한다.(S205)
이어, 저장된 VSH 값을 VT 전압 계산부(VT Cal)에 전달하고 VT 전압 계산부(VT Cal)에서 인덕터의 충/방전의 전환점을 만드는 VT 전압을 계산한다.(S206)
그리고 부하전류 변화 판정부(Load Tran Optimizer)에서 VT와 VOUT을 비교하여 게이트 드라이버를 제어하며 VOUT이 VREF에 다시 돌아오면 LTS = 0이되며 다시 정상상태로 복귀한다.(S207)
본 발명에 따른 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터의 동작 특성에 관하여 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
도 3은 본 발명에 따른 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터의 동작 파형도이다.
도 3은 본 발명에 따른 스위칭 레귤레이터의 핵심 동작을 설명하기 위한 것으로, T1 순간에 부하 전류(ILOAD)가 증가하면 순간적으로 인덕터 전류(IIND)가 부하 전류 보다 작아지기 때문에 출력전압(VOUT)은 감소하게 된다.
떨어지는 출력전압을 회복하기 위해 인덕터는 계속 충전하며 전류를 공급한다. 그동안 VSH는 출력전압을 샘플 앤 홀드(sample & hold)한다.
VSH와 출력전압을 비교하여 출력전압이 VSH보다 커지는 경우 VSH는 출력전압을 더이상 샘플링(sampling)하지 않는다.
저장된 VSH와 VIN, VREF 값을 토대로 인덕터 전류의 충전 → 방전 시점을 결정하는 전환점 전압 VT를 수학식 1에서와 같이 계산한다.
언더슈트가 발생했을 때 다시 VREF로 출력전압이 회복되기 위해서 출력 캐패시터는 인덕터로부터 전류를 공급받는다.
이때 출력전압이 이상적으로 회복되기 위해서는 정밀한 인덕터 전류 제어가 필요하다. 이상적인 출력전압 회복을 위한 전하량을 토대로 수학식 1에서와 같이 VT의 값을 계산한다.
전환점 전압 VT는 이상적인 출력전압 회복을 위한 인덕터 전류의 제어를 위해 필요한 전압 값이다. VT의 계산을 위해서 언더슈트의 최저점인 VSH 값이 필요하며 고속 clock의 샘플 앤 홀드(sample & hold)를 통하여 VSH를 저장한다.
그 후 트랜스리니어 계산블록(trans-linear computation block)을 통하여 VT를 계산한다. 계산된 VT와 VOUT을 비교하여 VOUT이 VT보다 커지게 되면 인덕터는 더이상 충전되지 않고 방전하며 출력 캐패시터에 도 3에서와 같이 전류를 공급한다.
출력전압이 VREF와 같아지면 정상상태로 돌아와 이력 제어(hysteretic control)에 의하여 출력 전압을 레귤레이션 한다.
VT를 기준으로 인덕터 전류를 제어했기 때문에 정상상태로 돌아왔을 때 인덕터 전류는 부하 전류 값과 같은 값을 가지며 안정적으로 과도 응답을 마치게 된다. 결과적으로, 본 발명에서는 부하 전류의 변화에 의하여 언더슈트/오버슈트가 발생하였을 때 VOUT과 VT를 비교하여 인덕터 전류를 제어하며 최적의 과도 응답을 얻을 수 있다.
도 4a는 부하 전류(ILOAD)가 높아지는 경우의 응답 파형, 도 4b는 부하 전류가 낮아지는 경우의 응답 파형도이다.
도 4a에서와 같이, 부하 전류가 높아지면 출력 전압의 변화를 통해 부하전류 센싱부(Load Tran. Sensing)(24)에서 부하 전류의 변화를 감지하며 감지한 결과(LTS = 0 → 1)를 내보낸다.
부하 전류가 높아지는 도 4a의 경우 떨어진 출력전압을 회복하기 위해 인덕터는 충전하며 출력 캐패시터에 전류를 공급한다. 이때 출력 전압을 클럭(clock)에 따라 VSH와 같이 샘플 앤 홀드(sample & hold)하고 VSH값이 출력전압보다 낮아지는 경우 샘플링(sampling)을 중단하고 해당 값을 저장한다.
저장된 VSH와 VIN, VREF를 토대로 트랜스리니어 계산블록(trans-linear computation block)을 통하여 VT를 계산하며 출력전압이 VT보다 커지게 되면 인덕터는 더이상 충전하지 않고 방전하며 출력 캐패시터에 전류를 공급한다.
출력 전압이 다시 VREF와 같아지게 되면 LTS는 1 → 0 되며 스위칭 레귤레이터는 정상상태로 돌아온다.
도 4b의 경우 부하 전류가 순간적으로 낮아져서 출력 전압이 올라가게 되며 부하전류 센싱부(Load Tran. Sensing)(24)에서 부하 전류의 변화를 감지하며 감지한 결과(LTS = 0 → 1)를 내보낸다.
높아진 출력 전압을 회복하기 위해 인덕터는 방전하며 VSH는 출력전압을 샘플 앤 홀드(sample & hold)한다. VSH가 출력전압 보다 커지면 샘플링(sampling)을 중단하고 해당 값을 저장하며 VT를 계산한다.
출력전압이 VT보다 작아지면 인덕터는 더이상 방전하지 않고 충전하며 출력전압이 VREF와 같아지면 스위칭 레귤레이터는 정상상태로 돌아온다.
도 5는 VT를 계산하기 위한 트랜스리니어 계산블록(trans-linear computation block) 구성도이다.
VT를 계산하기 위하여 먼저 출력 전압의 샘플 앤 홀드(sample & hold)를 통해 얻은 VSH, VREF, VIN은 전압-전류 컨버터(voltage to current converter)를 통해 전류의 형태로 변환된다.
IX는 (VREF+VSH)/2, IY는 (VREF-VSH)/2, IZ는 2VIN, ISH는 VSH를 변환한 전류 값을 의미한다.
스퀘어 디바이더(Squarer/Divider)의 역할을 하는 트랜스 리니어 1(Trans-linear 1)(TL1) 블록에 IX + IY와 IZ의 전류를 넣으며 트랜스 리니어 2(Trans-linear 2)(TL2) 블록에는 IX - IY와 IZ를 넣어 TL 블록의 출력 전류를 얻는다.
TL 블록의 출력 전류와 ISH 전류를 연산을 통해 ISH + 4IXIY/IZ와 같은 결과를 얻으며 해당 전류를 다시 전류-전압(current to voltage)으로 변환하여 계산하고자 했던 VT 값을 얻을 수 있다.
도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 트랜스리니어 계산 블록의 회로 구성도이다.
도 6은 트랜스리니어 계산블록(trans-linear computation block)(TL1)을 구성하는 회로를 보여준다.
4개의 NMOS(MN1, MN2, MN3, MN4)는 트랜스 리니어 루프(trans-linear loop)를 이루는 핵심 NMOS이다.
MN1, MN2는 MN3, MN4 보다 2배 더 큰 사이즈를 가진다. MN1, MN2에는 에 해당하는 전류가 흐르며, MN3에는 IZ, MN4에는 IOUT의 전류가 흐른다. 트랜스 리니어 루프(Trans-linear loop)를 이루는 4개의 NMOS(MN1, MN2, MN3, MN4)가 모두 딥 퍼화(deep saturation) 동작 영역에 있으면 IOUT은 와 같은 값으로 계산된다. TL2 블록 또한 같은 구성이며 입력 전류만 IX+IY 에서 IX-IY로 다르다.
도 7a와 도 7b는 본 발명에 따른 스위칭 레귤레이터의 과도 응답 비교 그래프이다.
부하 전류가 순간적으로 낮아졌을 때 본 발명 기술이 적용된 과도 응답(도 7a)와 발명 기술이 적용되지 않은 과도 응답(도 7b)을 보여준다.
도 7b의 전류 히스테리틱 루프(current hysteretic loop)에 의해서 출력전압이 회복되는 과정을 보여준다. 부하 전류가 순간적으로 감소했기 때문에 인덕터전류가 부하 전류 보다 많아져 출력전압이 125 mV(오버슈트)까지 증가하며 인덕터 전류가 감소하여 다시 정상상태로 돌아오기 까지 4.2㎲의 시간이 걸렸다.
도 7a의 경우 본 발명이 적용된 과도 응답이다. 부하 전류가 감소하여 출력전압은 113 mV(오버슈트)까지 증가하였다. 인덕터 전류는 계속 감소하며 출력 전압이 VT 보다 작아지면 인덕터 전류는 다시 증가하며 출력 전압이 VREF와 같아지면 정상상태로 돌아온다. 과도 응답에 걸린 시간은 1.13㎲로 도 7b의 경우와 비교해서 상당히 빠른 시간에 응답을 마쳤다.
이상에서 설명한 본 발명에 따른 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터 및 이의 제어 방법은 싱글 페이즈(phase)에서 얻을 수 있는 최적의 과도 응답이 가능한 제어 방법을 제안하여 휴대용 단말기용 SoC에 최선의 스위칭 레귤레이터를 제공하는 것으로, 최적의 과도 응답을 얻어 SoC의 오 동작 및 신뢰성을 높일 수 있다.
이와 같은 본 발명은 싱글 페이즈(phase) 뿐만 아닌 멀티 페이즈(multi-phase) 스위칭 레귤레이터에도 적용 가능하여 더 빠른 회복속도를 얻을 수 있는 확장성을 가진다.
이상에서의 설명에서와 같이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 본 발명이 구현되어 있음을 이해할 수 있을 것이다.
그러므로 명시된 실시 예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 하고, 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구 범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.
20. 게이트 드라이버 21. 부하전류 변화 판정부
22. 샘플 앤 홀드부 23. VT 전압 계산부
24. 부하전류 센싱부 25. 비교 제어부
26. RC 필터부

Claims (12)

  1. 입력단(VIN)과 접지단 사이에 직렬 구성되어 출력단(VOUT)에 공통으로 연결되어 출력 전원을 만들어 내는 제 1 스위칭 소자(SW1), 제 2 스위칭 소자(SW2)의 스위칭 동작을 제어하는 게이트 드라이버;
    부하 전류의 증감을 판별하고, 인덕터의 충방전의 전환점을 만드는 VT 전압 계산이 이루어지면 VT와 출력 전압(VOUT)을 비교하여 게이트 드라이버를 제어하는 부하전류 변화 판정부;
    부하전류 변화가 감지되면 출력 전압(VOUT)을 입력 클럭(CLK)에 따라서 샘플 앤 홀드(sample & hold)하는 샘플 앤 홀드부;
    샘플 앤 홀드부에 의해 저장된 VSH 값을 전달받아 인덕터의 충방전의 전환점을 만드는 VT 전압을 계산하는 VT 전압 계산부;
    부하(RLOAD)가 바뀌어 부하 전류(ILOAD)가 늘어나거나 줄어드는 것을 감지하는 부하전류 센싱부;
    정상 상태에서 게이트 드라이버를 제어하는 비교 제어부;
    일정한 출력 전원(VOUT)을 제공하고 있는 상태(steady-state)에서 이력 제어(hysteretic-control)를 위하여 인덕터 전류의 AC 성분을 비교 제어부의 입력단 VFB 노드에 전압의 형태로 갖도록 하는 RC 필터부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터.
  2. 제 1 항에 있어서, 게이트 드라이버는,
    비교 제어부의 입력단 VFB 노드에 저장된 인덕터의 AC 정보를 바탕으로 출력 전원을 만들어 내기 위한 제 1 스위칭 소자(SW1), 제 2 스위칭 소자(SW2)의 스위칭 동작을 제어하는 것을 특징으로 하는 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터.
  3. 제 1 항에 있어서, 부하 전류의 변화에 의하여 언더슈트 및 오버슈트가 발생하였을 때 출력 전압(VOUT)과 VT를 비교하여 입력단(VIN)과 출력단(VOUT) 사이에 구성되는 인덕터 전류를 제어하며 과도 응답을 얻는 것을 특징으로 하는 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터.
  4. 제 1 항에 있어서, 제 1 스위칭 소자(SW1), 제 2 스위칭 소자(SW2)의 동작을 제어하는 게이트 드라이버는,
    정상상태에서 비교 제어부에 의하여 동작하며, RC 필터부에 구성되는 제 3 스위칭 소자(SW3)는 오프(off) 상태인 것을 특징으로 하는 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터.
  5. 제 1 항에 있어서, 부하 전류 센싱부(Load Tran. Sensing)는,
    부하 전류의 변화를 감지하는 블록이며 정상상태일 때 0, 부하 전류의 변화를 감지하면 1의 값을 출력(LTS)으로 내보내고,
    부하(RLOAD)가 바뀌어 부하 전류(ILOAD)가 늘어나거나 줄어드는 경우 부하 전류 센싱부(Load Tran. Sensing)에서 감지하며 부하전류 변화 판정부(Load Tran Optimizer)에서 LTS = 1 신호를 받은 후 부하 전류의 증감을 판별하는 것을 특징으로 하는 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터.
  6. 제 5 항에 있어서, 부하전류 변화 판정부(Load Tran Optimizer)에서 LTS = 1 신호를 받은 후 부하 전류의 증감을 판별하는 단계에서,
    게이트 드라이버는 더이상 비교 제어부(Hys. comparator)에 의해 동작하지 않고 부하전류 변화 판정부에 의해 동작하는 과도 응답 중 RC 필터부에 구성되는 제 3 스위칭 소자(SW3)는 켜지며 제 1 감지 커패시터(CSEN1)를 리셋(reset)하는 것을 특징으로 하는 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터.
  7. 제 5 항에 있어서, 샘플 앤 홀드부(VOUT S/H)는 LTS = 1이 되면 출력 전압(VOUT)을 입력 클럭(CLK)에 따라서 샘플 앤 홀드(sample & hold)하고,
    샘플(sample)된 값 VSH를 출력 전압(VOUT)과 비교하여 언더슈트의 경우에는 VSH가 출력 전압(VOUT)보다 작아지면, 오버슈트의 경우에는 VSH가 출력 전압(VOUT)보다 커지면 VSH 값은 더이상 출력 전압(VOUT)을 샘플링(sampling) 하지 않는 것을 특징으로 하는 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터.
  8. 제 7 항에 있어서, 부하전류 변화 판정부(Load Tran Optimizer)에서 VT와 출력 전압(VOUT)을 비교하여 게이트 드라이버를 제어하며 출력 전압(VOUT)이 기준 전압(VREF)에 다시 돌아오면 LTS = 0이되며 다시 정상상태로 돌아오는 것을 특징으로 하는 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터.
  9. 제 5 항에 있어서, 부하 전류(ILOAD)가 증가하는 T1 순간에 인덕터 전류(IIND)가 부하 전류 보다 작아져 출력전압(VOUT)은 감소하고,
    떨어지는 출력전압을 회복하기 위해 인덕터는 계속 충전하며 전류를 공급하고 그동안 VSH는 출력전압을 샘플 앤 홀드(sample & hold)하는 것을 특징으로 하는 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터.
  10. 제 1 항에 있어서, VT 전압 계산부는,
    저장된 VSH와 입력 전압(VIN), 기준 전압(VREF) 값을 토대로 인덕터 전류의 충전에서 방전으로의 전환 시점을 결정하는 전환점 전압 VT를,
    으로 계산하고,
    언더슈트가 발생했을 때 다시 VREF로 출력전압이 회복되기 위해서 출력 캐패시터는 인덕터로부터 전류를 공급받는 것을 특징으로 하는 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터.
  11. 제 10 항에 있어서, VT를 계산하기 위한 트랜스리니어 계산블록(trans-linear computation block)은,
    VT를 계산하기 위하여 먼저 출력 전압의 샘플 앤 홀드(sample & hold)를 통해 얻은 VSH, VREF, VIN은 전압-전류 컨버터(voltage to current converter)를 통해 전류의 형태로 변환되고,
    스퀘어 디바이더(Squarer/Divider)의 역할을 하는 트랜스 리니어 1(Trans-linear 1)(TL1) 블록에 IX + IY와 IZ의 전류를 넣으며 트랜스 리니어 2(Trans-linear 2)(TL2) 블록에는 IX - IY와 IZ를 넣어 TL 블록의 출력 전류를 얻고, IX는 (VREF+VSH)/2, IY는 (VREF-VSH)/2, IZ는 2VIN, ISH는 VSH를 변환한 전류 값을 의미하고,
    TL 블록의 출력 전류와 ISH 전류를 연산을 통해 ISH + 4IXIY/IZ와 같은 결과를 얻으며 해당 전류를 다시 전류-전압(current to voltage)으로 변환하여 계산하고자 했던 VT 값을 얻는 것을 특징으로 하는 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터.
  12. 일정한 출력 전원(VOUT)을 제공하고 있는 상태(steady-state)에서 이력 제어(hysteretic-control)를 통하여 전원을 공급하는 단계;
    비교 제어부의 입력단 VFB 노드에 저장된 인덕터의 AC 정보를 바탕으로 출력 전원을 만들어 내기 위한 제 1 스위칭 소자(SW1), 제 2 스위칭 소자(SW2)의 스위칭 동작을 하는 단계;
    부하 전류의 변화를 감지하여 정상상태일 때 0, 부하 전류의 변화를 감지하면 1의 값을 출력(LTS)하는 단계;
    부하(RLOAD)가 바뀌어 부하 전류(ILOAD)가 늘어나거나 줄어드는 경우 부하 전류 센싱부(Load Tran. Sensing)에서 감지하고 부하전류 변화 판정부(Load Tran Optimizer)에서 LTS = 1 신호를 받은 후 부하 전류의 증감을 판별하는 단계;
    샘플 앤 홀드부(VOUT S/H)가 LTS = 1이 되면 출력 전압(VOUT)을 입력 클럭(CLK)에 따라서 샘플 앤 홀드(sample & hold)하고, 샘플(sample)된 값 VSH를 출력 전압(VOUT)과 비교하여 언더슈트의 경우에는 VSH가 출력 전압(VOUT)보다 작아지면, 오버슈트의 경우에는 VSH가 출력 전압(VOUT)보다 커지면 VSH 값은 더이상 출력 전압(VOUT)을 샘플링(sampling) 중지를 하는 단계;
    저장된 VSH 값을 VT 전압 계산부(VT Cal)에 전달하고 VT 전압 계산부(VT Cal)에서 인덕터의 충방전의 전환점을 만드는 VT 전압을 계산하는 단계;
    부하전류 변화 판정부(Load Tran Optimizer)에서 VT와 출력 전압(VOUT)을 비교하여 게이트 드라이버를 제어하며 출력 전압(VOUT)이 기준 전압(VREF)에 다시 돌아오면 LTS = 0이되며 다시 정상상태로 복귀하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 부하 전류 변화의 이상적 과도 응답을 위한 스위칭 레귤레이터의 제어 방법.
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