CN113410989A - 数字升压电路及其控制方法、电子设备 - Google Patents

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CN113410989A CN202110792785.0A CN202110792785A CN113410989A CN 113410989 A CN113410989 A CN 113410989A CN 202110792785 A CN202110792785 A CN 202110792785A CN 113410989 A CN113410989 A CN 113410989A
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Abstract

本申请公开一种数字升压电路及其控制方法、电子设备，其中数字升压电路包括：升压电路，包括电感和电容，用于对输入电压进行升压；控制模块，包括：模数转换单元，用于将所述升压模块的输入电压、输出电压和电感电流分别转换至对应的数字信号，得到数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流；逻辑处理单元，用于根据预设的充电时间、数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流进行计算，得到放电时间，在所述充电时间控制输入电压向所述电感充电储能，并在所述放电时间控制所述电感向所述电容放电，使得电容两端电压高于输入电压，输出升压后的输出电压。其在升高输出电压的基础上，可以保证所升高的输出电压的稳定性。

Description

数字升压电路及其控制方法、电子设备
技术领域
本申请涉及集成电路技术领域，具体涉及一种数字升压电路及其控制方法、电子设备。
背景技术
现有的数字Boost(升压电路)采用电压环和电流环的双环控制向负载供能。在音频应用场景中，Boost的负载并非固定不变的，当负载电流发生跳变时，相当于向电流环引入了一个扰动。如果数字Boost所处系统是稳定的，此扰动将会在有限长的时间之内消除，从而实现向负载提供稳定的输出。但是当此扰动加入的瞬间，数字Boost的电感电流以及输出电压将会产生剧烈的波动，这一现象将会恶化boost的动态性能。
由于现有数字Boost大多采用脉冲宽度调制技术(PWM)，即在固定开关频率的情况之下通过调整高电平脉冲时间来控制电感电流的充放电。当负载发生变化时，响应速度将会受到固定频率的限制，从而影响输出电压的稳定性。
发明内容
鉴于此，本申请提供一种数字升压电路及其控制方法、电子设备，以解决现有的数字Boost在负载发生变化时，响应速度将会受到固定频率的限制，从而影响输出电压的稳定性的问题。
本申请一方面提供的一种数字升压电路，包括：
升压模块，包括电感和电容，用于通过流经电感的电感电流对电容两端放电，从而对输入电压进行升压后输出对应的输出电压；
控制模块，包括：
模数转换单元，连接至所述升压模块，用于将所述升压模块的输入电压、输出电压和电感电流分别转换至对应的数字信号，得到数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流；
逻辑处理单元，分别连接至所述升压模块和所述模数转换单元的输出端，用于根据预设的充电时间、数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流，得到放电时间；并在所述充电时间控制输入电压向所述电感充电储能，并在所述放电时间控制所述电感向所述电容两端放电。
在其中一个实施例中，所述控制模块还包括模式判断单元；所述模式判断单元连接至所述逻辑处理单元的输入端；用于根据参考电感电流、所述充电时间以及所述电感电流在充电时间的上升斜率之间的关系判断所述升压模块当前所处的工作模式，并输出对应的模式信号；所述逻辑处理单元用于在接收到对应的模式信号后，计算与当前模式对应的所述放电时间。
具体地，所述升压模块的工作模式包括：断续工作模式和连续工作模式，对应的模式信号分别为第一模式信号和第二模式信号；所述放电时间包括第一放电时间和第二放电时间；所述逻辑处理单元用于在接收所述第一模式信号时针对断续工作模式计算第一放电时间，在接收所述第二模式信号时针对连续工作模式计算第二放电时间。
具体地，所述模式判断单元用于在检测到第一关系式成立时，向所述逻辑处理单元发送第一模式信号，在检测到第二关系式成立时，向所述逻辑处理单元发送第二模式信号；所述第一关系式包括：
Figure BDA0003160189050000021
所述第二关系式包括：
Figure BDA0003160189050000022
其中，Ic表示参考电感电流，ton表示充电时间，m1表示所述电感电流在充电时间的上升斜率。
具体地，所述控制模块还包括数据筛选单元，所述数据筛选单元连接至所述模数转换单元的输出端、所述逻辑处理单元的输入端和所述模式判断单元的输入端，用于从所述数字化电感电流中筛选目标电感电流，根据目标电感电流的采样时刻，从所述数字化输入电压中筛选目标输入电压，以及从所述数字化输出电压中筛选目标输出电压，并输出至所述逻辑处理单元；
所述逻辑处理单元用于在接收所述第一模式信号时，计算第一放电时间toff1，
Figure BDA0003160189050000031
在接收所述第二模式信号时，计算第二放电时间toff2，
Figure BDA0003160189050000032
其中，Vin_cal表示目标输入电压，Vo_cal表示目标输出电压，L表示电感值，I_cal表示目标电感电流，Ic表示参考电感电流，ton表示充电时间。
具体地，所述目标电感电流为电感电流在当前开关周期的谷值；所述模数转换单元用于在距离开关信号下降沿最近的CLK_ADC上升沿处采样，得到采样电流，并对所述采样电流进行谷值补偿处理，得到当前开关周期的谷值，将所述谷值发送至所述数据筛选单元；其中，所述开关信号为对所述电感电流进行等比变换后的信号；CLK_ADC表示模数转换单元的时钟。
具体地，所述谷值补偿处理包括：I_cal＝I(n)*-m1×dly；其中，I(n)*表示采样电流，dly表示开关信号下降沿谷值点与CLK_ADC最近的上升沿之间的延时。
在其中一个实施例中，所述控制模块还包括：比例积分微分控制单元，所述比例积分微分控制单元的第一输入端连接至参考电压的提供端，第二输入端连接至所述数据筛选单元的输出端，输出端分别连接所述逻辑处理单元的输入端和所述模式判断单元的输入端；用于根据所述目标输出电压与参考电压的差值的大小选择对应的积分参数对该差值进行PID运算，得到参考电感电流。
具体地，所述比例积分微分控制单元内至少存储有预设的比例参数、第一积分参数、第二积分参数和第三积分参数；所述比例积分微分控制单元用于在所述差值小于第一误差阈值时，采用所述比例参数和所述第一积分参数对所述差值进行PID运算；在所述差值大于或者等于第一误差阈值，且小于或等于第二误差阈值时，采用所述比例参数和所述第二积分参数对所述差值进行PID运算；在所述差值大于所述第二误差阈值时，采用所述比例参数和所述第三积分参数对所述差值进行PID运算；其中，所述第一积分参数、第二积分参数和第三积分参数依次递减。
具体地，所述逻辑处理单元包括：
第一D触发器组，连接至所述比例积分微分控制单元的输出端、所述模式判断单元的输出端和所述数据筛选单元的输出端，用于传输所述第一模式信号和所述第二模式信号，并对所述目标输入电压、目标输出电压、目标电感电流和所述参考电感电流进行同步处理，并输出处理结果；
逻辑运算子单元，连接至所述第一D触发器组的输出端，用于在接收所述第一模式信号时，采用同步处理后的各个参数计算所述第一放电时间，在接收所述第二模式信号时，采用同步处理后的各个参数计算所述第二放电时间，并输出表征所述第一放电时间或者所述第二放电时间的时间控制信号；
波形产生子单元，连接至所述逻辑运算子单元的输出端和所述升压模块，用于接收所述时间控制信号，在所述充电时间向所述升压模块提供第一控制波形使所述电感充电，并在所述第一放电时间或者所述第二放电时间向所述升压模块提供第二控制波形使所述电感放电。
具体地，所述时间控制信号包括多个比特数据；所述逻辑处理单元还包括：第二D触发器组，设置在所述逻辑运算子单元和所述波形产生子单元之间，用于对各个比特数据进行同步，以使输出的时间控制信号准确表征所述放电时间所述第一放电时间或者所述第二放电时间。
具体地，所述控制模块还包括：电感电流限制单元，连接至所述模数转换单元的输出端和所述升压模块；用于执行限流操作；所述限流操作包括在所述数字化电感电流超过电流限制值时，控制所述电感的充电通路关断，控制所述电感的放电通路开启，使电感电流下降；在数字化电感电流小于0时，关断所述充电通路和所述放电通路，在数字化电感电流大于0后再开启所述充电通路或所述放电通路。
具体地，所述电感电流限制单元包括第一输入端、第二输入端、第三输入端和第四输入端，所述第一输入端连接所述模数转换单元的输出端，所述第二输入端连接所述第二D触发器组的输出端，所述第三输入端和所述第四输入端分别连接所述波形产生子单元；所述第二D触发器组还用于分别在放电起始时间和放电结束时间之后的设定时间向所述电感电流限制单元发送限流触发信号；所述电感电流限制单元还用于在接收所述限流触发信号后通过控制所述第一控制波形和/或所述第一控制波形执行限流操作；其中，所述放电起始时间和所述放电结束时间分别为所述放电时间的起始时刻和终止时刻。
在其中一个实施例中，所述升压模块还包括第一开关和第二开关；所述第一开关设置在所述电感和输入电源之间，控制端连接所述逻辑处理单元的输出端；所述第二开关设置在所述电感和所述电容之间，控制端连接所述逻辑处理单元的输出端；
所述逻辑处理单元在所述充电时间控制第一开关导通，控制所述第二开关关断，在所述放电时间控制第一开关关断，控制所述第二开关导通。
具体地，所述第一开关采用第一开关晶体管，第二开关采用第二开关晶体管；所述第一开关晶体管的栅极连接所述逻辑处理单元的输出端，源极连接所述电感，漏极连接所述输入电源；所述第二开关晶体管的栅极连接所述逻辑处理单元的输出端，源极连接所述电感，漏极连接所述电容。
具体地，所控制模块还包括：电平移位单元，所述电平移位单元的输入端连接所述逻辑处理单元的输出端，第一输出端连接所述第一开关晶体管的栅极，第二输出端连接所述第二开关晶体管的栅极；用于将所述逻辑处理单元提供的导通电压移位至所述第一开关晶体管和所述第一开关晶体管的驱动要求范围内。
在其中一个实施例中，所述模数转换单元包括：第一模数转换器，连接在所述升压模块的输入端和所述逻辑处理单元的输入端之间；用于将所述升压模块的输入电压转换为数字信号，得到数字化输入电压；第二模数转换器，连接在所述升压模块的输出端和所述逻辑处理单元的输入端之间；用于将所述升压模块的输入电压转换为数字信号，得到数字化输出电压；第三模数转换器，连接在所述电感的电流采样点和所述逻辑处理单元的输入端之间；用于将表征所述电感电流的开关信号转换为数字信号，得到数字化电感电流。
本申请第二方面提供一种电子设备，包括上述任一种数字升压电路。
本申请第三方面提供一种数字升压电路的控制方法，其中数字升压电路包括升压模块；所述升压模块包括电容和电感，用于通过流经电感的电感电流对电容两端放电，从而对输入电压进行升压后输出对应的输出电压；该控制方法包括：
分别将所述升压模块的输入电压、输出电压和电感电流转换至对应的数字信号，得到数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流；
根据预设的充电时间、数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流，得到放电时间；
在所述充电时间内控制输入电压向所述电感充电储能，并在所述放电时间内控制所述电感向所述电容放电两端放电，使得所述电容两端电压高于所述输入电压。
在其中一个实施例中，所述升压模块的工作模式包括：断续工作模式和连续工作模式；所述放电时间包括：第一放电时间和第二放电时间；在根据预设的充电时间、数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流，得到放电时间之前，所述控制方法还包括：根据参考电感电流、所述充电时间以及电感电流在充电时间的上升斜率之间的关系判断所述升压模块当前处于断续工作模式或者连续工作模式；从所述数字化电感电流中筛选目标电感电流，根据目标电感电流的采样时刻分别从所述数字化输入电压中筛选目标输入电压，以及从所述数字化输出电压中筛选目标输出电压；
所述根据预设的充电时间、数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流，得到放电时间包括：若所述升压模块当前处于断续工作模式，采用第一放电时间计算式计算所述第一放电时间，若所述升压模块当前处于连续工作模式，采用第二放电时间计算式计算所述第二放电时间；其中，所述第一放电时间计算式包括：
Figure BDA0003160189050000071
Figure BDA0003160189050000072
所述第二放电时间计算式包括：
Figure BDA0003160189050000073
Figure BDA0003160189050000074
其中，toff1表示第一放电时间，toff2表示第二放电时间，Vin_cal表示目标输入电压，Vo_cal表示目标输出电压，L表示电感值，I_cal表示目标电感电流，Ic表示参考电感电流，ton表示充电时间。
具体地，所述目标电感电流为电感电流在当前开关周期的谷值，该谷值的确定过程包括：
在距离开关信号下降沿最近的CLK_ADC上升沿处采样，得到采样电流，对所述采样电流进行谷值补偿处理，得到当前开关周期的谷值；其中，所述开关信号为对所述电感电流进行等比变换后的信号；CLK_ADC表示将电感电流转换至数字化电感电流过程中采用的时钟。
具体地，所述根据参考电感电流、所述充电时间以及电感电流在充电时间的上升斜率之间的关系判断所述升压模块当前处于断续工作模式或者连续工作模式包括：在检测到第一关系式成立时，判定所述升压模块当前处于断续工作模式，在检测到第二关系式成立时，判定所述升压模块当前处于连续工作模式；其中，所述第一关系式包括：
Figure BDA0003160189050000081
所述第二关系式包括：
Figure BDA0003160189050000082
其中，Ic表示参考电感电流，m1表示所述电感电流在充电时间的上升斜率。
在其中一个实施例中，在所述根据预设的充电时间、数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流，得到放电时间之前，还包括：根据所述目标输出电压与参考电压的差值的大小选择对应的积分参数对该差值进行PID运算，得到参考电感电流。
具体地，所述根据所述目标输出电压与参考电压的差值的大小选择对应的积分参数对该差值进行PID运算包括：在所述目标输出电压与参考电压的差值小于第一误差阈值时，采用预设的比例参数和第一积分参数对所述差值进行PID运算；在所述差值大于或者等于第一误差阈值，且小于或等于第二误差阈值时，采用所述比例参数和第二积分参数对所述差值进行PID运算；在所述差值大于所述第二误差阈值时，采用所述比例参数和第三积分参数对所述差值进行PID运算；其中，所述第一积分参数、第二积分参数和第三积分参数依次递减。
在其中一个实施例中，上述数字升压电路的控制方法，还包括：在所述数字化电感电流超过电流限制值时，控制所述电感的充电通路关断，控制所述电感的放电通路开启，使电感电流下降；在数字化电感电流小于0时，关断所述充电通路和所述放电通路，在数字化电感电流大于0后再开启所述充电通路或所述放电通路。
上述数字升压电路及其控制方法、电子设备，通过将升压电路的输入电压、输出电压和电感电流转换至对应的数字信号，使后续控制过程可以实现数字化，可以适用于不同的工作环境，能够提供控制效率，降低应用难度；控制过程固定充电时间这一电感充电通路的导通时间，提高充电通路工作的稳定性，再依据该充电时间、数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流这些表征升压电路工作状态的参数调整放电时间，以在充电时间控制输入电压向电感充电储能，在放电时间控制电感向电容和电阻放电，这样在实现输出电压升高的基础上，还可以保证所升高的输出电压的稳定性，避免受到负载电路跳变造成的影响，能够提高数字升压电路的工作性能。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本申请一实施例的数字升压电路结构示意图；
图2是本申请另一实施例的数字升压电路结构示意图；
图3是本申请一实施例的电感电流波形示意图；
图4是本申请另一实施例的数字升压电路结构示意图；
图5是本申请另一实施例的电感电流波形示意图；
图6是本申请一实施例中开关信号下降沿的谷值采样过程示意图；
图7是本申请另一实施例的数字升压电路结构示意图；
图8是本申请中一实施例的数字升压电路部分结构示意图；
图9是本申请一实施例中数字升压电路的工作顺序示意图；
图10是本申请一实施例的信号时序示意图。
具体实施方式
下面结合附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而非全部实施例。基于本申请中的实施例，本领域技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。在不冲突的情况下，下述各个实施例及其技术特征可以相互组合。
本申请第一方面提供一种数字升压电路，参考图1所示，包括升压模块100和控制模块200。
上述升压模块100，包括电感L和电容C，用于通过流经电感L的电感电流对电容C两端放电，从而对输入电压进行升压后输出对应的输出电压。在一个示例中，上述升压模块100的结构可以参考图1所示，还包括第一开关S1、第二开关S2、以及用于控制电流大小，避免电感充电回路短路的电阻R；电感L通过第一开关S1连接输入电源，并通过第二开关S2连接电容C，电阻R和电容C并联。在第一开关S1导通，第二开关S2关断时，输入电源、电感L和第一开关S1形成充电通路，输入电源提供的输入电压Vin通过第一开关S1向电感L充电储能；在第一开关S1关断，第二开关S2导通时，电感L、第二开关S2和电容C形成放电通路，电感L通过第二开关S2向电容C放电，使得电容C两端电压高于输入电压Vin，从而实现升高输出电压Vout。在其他示例中，上述升压模块100也可以采用其他基于电感和电容充放电原理的电路结构，本领域技术人员可以在图1基础上进行合理的改变，均在本申请保护范围之内。
上述控制模块200包括模数转换单元210和逻辑处理单元220。
所述模数转换单元210连接至所述升压模块100，用于分别将所述升压模块100的输入电压Vin、输出电压Vout和电感电流iL转换至对应的数字信号，得到数字化输入电压Vin(n)、数字化输出电压Vo(n)和数字化电感电流I(n)。在一个示例中，如图1所示，可以采用电阻R1和R2对输入电压Vin分压，使输入电压Vin等比缩小信号至模数转换单元210的量程之内，采用电阻R3和R4对输出电压Vout分压，使输出电压Vout等比缩小信号至模数转换单元210的量程之内，模数转换单元210再对分压后的信号进行采样和量化，以得到所需的数字化输入电压Vin(n)和数字化输出电压Vo(n)。进一步地，还可以将电阻RS串联在电感L的一端，以对RS两端的电压进行采样，根据采样得到的两端电压差计算表征电感电流iL的开关信号，再对该开关信号进行采样和量化，得到数字化电感电流I(n)。
逻辑处理单元220分别连接至所述升压模块100和所述模数转换单元210的输出端，用于根据预设的充电时间、数字化输入电压Vin(n)、数字化输出电压Vo(n)和数字化电感电流I(n)进行计算，得到放电时间，在所述充电时间控制输入电压Vin向电感L充电储能，并在所述放电时间控制所述电感L向电容C和电阻R放电，使得电容C两端电压高于输入电压，输出升压后的输出电压。具体地，数字化输入电压Vin(n)、数字化输出电压Vo(n)和数字化电感电流I(n)分别包括对应的量化值序列，逻辑处理单元220可以分别获取各个量化值序列的代表值，针对各个代表值计算放电时间，这样在一个开关周期仅需执行一次放电时间的运算操作，可以简化运算过程，提高运算效率。
具体地，上述模数转换单元210可以包括第一模数转换器、第二模数转换器和第三模数转换器。第一模数转换器连接在所述升压模块100的输入端和所述逻辑处理单元220的输入端之间；用于将所述升压模块100的输入电压转换为数字信号，得到数字化输入电压；第二模数转换器连接在所述升压模块100的输出端和所述逻辑处理单元220的输入端之间；用于将所述升压模块100的输入电压转换为数字信号，得到数字化输出电压；第三模数转换器230连接在所述电感L的电流采样点(如图示RS两端)和所述逻辑处理单元220的输入端之间；用于将表征所述电感电流的开关信号转换为数字信号，得到数字化电感电流。
上述数字升压电路中，模数转换单元210分别将升压模块100的输入电压Vin、输出电压Vout和电感电流iL转换至对应的数字信号，使后续控制过程可以实现数字化，能够采用RTL代码实现，针对不同的工艺也可以使用同一套代码，然后通过EDA软件综合自动布局布线即可，可以缩短对应设计周期并降低了设计工作量。逻辑处理单元220可以预存充电时间，使其控制过程固定电感L的充电时间，提高充电通路工作的稳定性，再依据该充电时间、数字化输入电压Vin(n)、数字化输出电压Vo(n)和数字化电感电流I(n)这些表征升压模块100工作状态的参数计算得到放电时间，以在充电时间控制输入电压向电感L充电储能，在放电时间控制电感L向电容C放电，这样在实现输出电压升高的基础上，还可以保证所升高的输出电压的稳定性，避免受到负载电路跳变造成的影响，提高数字升压电路的工作性能。
在一个实施例中，升压模块100在不同的工作场景中电感电流等信号具有不同的特征，具有不同的工作模式，在各种工作模式中，由于电感电流波形表现为不同的波形特征，若采用同一运算方式确定其放电时间，难以使电感L在各种工作模型下均保持储存能量与释放能量之间的平衡，容易影响升压模块100的稳定性。
针对这一问题，参考图2所示，本实施例提供的控制模块200还包括模式判断单元230；所述模式判断单元230连接至所述逻辑处理单元220的输入端；用于根据参考电感电流Ic、充电时间以及电感电流iL在充电时间的上升斜率之间的关系判断所述升压模块当前所处的工作模式，并输出对应的模式信号，使逻辑处理单元接收对应的模式信号后，计算与当前模式对应的所述放电时间，以使相应的控制过程与升压模块100的工作特征相匹配。
上述参考电感电流Ic可以依据参考电压Vref和数字化输出电压Vo(n)之差确定；m1确定公式为
Figure BDA0003160189050000131
此时如图2所示，上述模式判断单元230的输入端可以连接至模数转换单元210的输出端，以获取数字化输出电压Vo(n)和数字化输入电压Vin(n)，还可以连接至参考电压Vref的提供端，以获取参考电压Vref；其中参考电压Vref可以设置为预期的输出电压值。
具体地，参考图3所示，升压模块100的负载阻值小于一定阻值时(如软启动阶段或者轻载时)，电感电流iL的波形呈断续状态，负载阻值大于或者等于一定阻值时，电感电流iL的波形呈连续状态。这里将电感电流波形呈断续状态时升压模块100的工作模式称为断续工作模式，将电感电流波形呈断续状态时升压模块100的工作模式称为断续工作模式，对应的模式信号分别为第一模式信号和第二模式信号；对应的放电时间分别为第一放电时间和第二放电时间。逻辑处理单元220可以在接收第一模式信号时针对断续工作模式计算所述第一放电时间，在接收第二模式信号时针对连续工作模式计算所述第二放电时间，以在各种工作模式中采用对应的放电时间控制电感L放电，这样各种工作模式下电感L充电时储存的能量与放电时释放的能量均能保持平衡，使升压模块100的性能更为稳定。
具体地，所述模式判断单元230在检测到第一关系式成立时，向所述逻辑处理单元220发送第一模式信号，在检测到第二关系式成立时，向所述逻辑处理单元220发送第二模式信号；所述第一关系式包括：
Figure BDA0003160189050000132
所述第二关系式包括：
Figure BDA0003160189050000133
其中，Ic表示参考电感电流，ton表示充电时间，m1表示所述电感电流在充电时间的上升斜率。
在一个示例中，模式判断单元230可以至少包括比较器、乘法器和寄存器，寄存器可以预存充电时间ton和其他预设的固定参数，乘法器可以从寄存器读取所需参数，执行
Figure BDA0003160189050000134
对应的乘法操作，将乘法结果输出值比较器，比较器可以对Ic和
Figure BDA0003160189050000141
进行比较，以在
Figure BDA0003160189050000142
时输出表征断续工作模式的电平信号(第一模式信号)，在
Figure BDA0003160189050000143
时输出表征连续工作模式的电平信号(第二模式信号)。
在一个实施例中，参考图4所示，所述控制模块还包括数据筛选单元250，所述数据筛选单元250连接至所述模数转换单元210的输出端、所述逻辑处理单元220的输入端和所述模式判断单元230的输入端；用于从所述数字化电感电流I(n)中筛选目标电感电流I_cal，根据目标电感电流Vin_cal的采样时刻分别从所述数字化输入电压Vin(n)中筛选目标输入电压Vin_cal，以及从所述数字化输出电压Vo(n)中筛选目标输出电压Vo_cal，并输出至所述逻辑处理单元220，使目标电感电流I_cal、目标输入电压Vin_cal和目标输出电压Vo_cal保持时间同步。其中，上述目标电感电流I_cal通常为当前开关周期中数字化电感电流I(n)中的极值，如极大值(峰值)或者极小值(谷值)，以使依据目标电感电流I_cal进行工作模式判断和/或放电时间计算更为准确。
所述逻辑处理单元用于在接收所述第一模式信号时，计算第一放电时间toff1，
Figure BDA0003160189050000144
在接收所述第二模式信号时，计算第二放电时间toff2，
Figure BDA0003160189050000145
其中，Vin_cal表示目标输入电压，Vo_cal表示目标输出电压，L表示电感值，I_cal表示目标电感电流，Ic表示参考电感电流，ton表示充电时间。
上述逻辑处理单元220预设ton，再依据升压模块100的具体工作特征计算toff1和toff2，以此控制电感进行充电或者放电。其中电感电流或者表征电感电流的开关信号的波形图可以参考图5所示，图5中，横坐标表示时间，纵坐标表示电流，其示出了当前(第n个)开关周期和前一个(第n-1个)开关周期，各个开关周期均包括ton和toff(如toff1或toff2)，在ton，电感L充电，电感电流以斜率m1变大，在toff，电感L放电，电感电流以斜率m2减小。其中，
Figure BDA0003160189050000151
Vout表示输出电压。
本实施例通过数据筛选单元250筛选表征数字化电感电流I(n)的目标电感电流I_cal，表征数字化输入电压Vin(n)的目标输入电压Vin_cal，表征数字化输出电压Vo(n)的目标输出电压Vo_cal，再针对筛选得到的目标参数进行各种工作模式下放电时间的计算，这样在一个开关周期仅需要计算一次放电时间即可，无需分别针对数字化参数中的各组量化值进行计算，可以简化计算过程，提高计算效率，从而提高升压模块100的控制效率。
具体地，上述数据筛选单元250至少包括一个计数器，以对模数转换单元210的时钟周期进行计数，以检测目标电感电流所处的时钟周期，即目标周期，在目标周期从模数转换单元提供的数字化信号中提取目标信号，得到目标电感电流I_cal、目标输入电压Vin_cal和目标输出电压Vo_cal。
在一个示例中，所述目标电感电流为电感电流在当前开关周期的谷值。参考图6所示，如果开关信号的下降沿位置与ADC(模数转换单元210)时钟周期的上升沿位置不一致，此时无法采集到开关信号下降沿时的谷值。此时ADC可以在距离开关信号下降沿最近的CLK_ADC上升沿处采样，得到采样电流，对所述采样电流进行谷值补偿处理，以校准采样电流得到当前开关周期的谷值，将所述谷值发送至所述数据筛选单元250，保证数据筛选单元250接收的数据准确性；其中，所述开关信号为对所述电感电流进行等比变换后的信号；CLK_ADC表示模数转换单元210的时钟。
具体地，所述谷值补偿处理包括：I_cal＝I(n)*-m1×dly；其中，I(n)*表示采样电流，dly表示开关信号下降沿谷值点与CLK_ADC最近的上升沿之间的延时。
在一个实施例中，参考图7所示，所述控制模块200还包括比例积分微分控制单元240，所述比例积分微分控制单元240的第一输入端连接至参考电压Vref的提供端，第二输入端连接至数据筛选单元250的输出端，输出端分别连接所述逻辑处理单元220的输入端和所述模式判断单元230的输入端；用于根据所述目标输出电压Vo_cal与参考电压Vref的差值的大小选择对应的积分参数对该差值进行PID(比例、积分、微分)运算，得到参考电感电流Ic，将参考电感电流Ic提供给逻辑处理单元220和模式判断单元230。
上述参考电压Vref可以设置为预期的输出电压等参考值。上述比例积分微分控制单元240中，可以依据相应数字升压电路的使用环境和配置特征预存比例参数、微分参数和多个积分参数，以根据目标输出电压Vo_cal与参考电压Vref的差值的大小选择匹配的积分参数，再采用预存的比例参数、微分参数和所选择的积分参数对该差值进行PID运算，提高PID运算过程的准确性。
本实施例依据目标输出电压与参考电压的差值的大小选择合适的积分参数进行PID运算，使PID运算过程与相应升压模块100的工作环境相匹配，可以提升升压模块100的锁定速度和适应能力(鲁棒性)，还能消除静态误差，从而提高相应数字升压电路的性能。
对于一些升压模块100，比例积分微分控制单元240可以不设置微分参数或者将微分参数置0，即在PID运算过程中不使用微分运算，以在保证比例积分微分控制单元240运算性能的基础上，简化PID运算过程，提高运算速度。此时比例积分微分控制单元240可以预存比例参数、多个积分参数和用于为积分参数提供选择依据的误差阈值等。工作过程中，比例积分微分控制单元240可以计算目标输出电压与参考电压的差值，根据差值与误差阈值之间的关系和相应的选择依据确定当前匹配的积分参数，再采用比例参数和该积分参数进行PID运算，以实现PID运算与升压模块100工作环境之间的匹配。
比如在一个示例中，上述比例积分微分控制单元240至少存储有预设的比例参数、第一积分参数、第二积分参数和第三积分参数；在所述差值小于第一误差阈值时，采用所述比例参数和所述第一积分参数对所述差值进行PID运算；在所述差值大于或者等于第一误差阈值，且小于或等于第二误差阈值时，采用所述比例参数和所述第二积分参数对所述差值进行PID运算；在所述差值大于第二误差阈值时，采用所述比例参数和所述第三积分参数对所述差值进行PID运算；其中，所述第一积分参数、第二积分参数和第三积分参数依次递减。
本示例中，上述PID运算的过程可以包括：Ic[n]＝Ic[n-1]+a0err[n]+a1err[n-1]，a0＝Kp，a1＝-Kp+Ki；其中，Kp表示比例参数，Ki表示当前选择的积分参数，err[n]表示当前开关周期目标输出电压与参考电压的差值，err[n-1]表示上一个开关周期目标输出电压与参考电压的差值，Ic[n]表示当前开关周期的参考电感电流，Ic[n-1]表示上一个开关周期的参考电感电流。
具体地，上述第一误差阈值和第二误差阈值可以根据升压模块100的配置特征设置。对于某些升压模块100，第一误差阈值可以设为0.2V，第二误差阈值可以设为2V，第三积分参数可以设为0；此时在所述差值小于0.2V时，采用较大的第一积分参数进行PID运算；在差值在0.2V至2V之间时，采用相对小的第二积分参数进行PID运算；在所述差值大于2V时，将积分参数设为0，此时可以仅采用预设的比例参数进行比例运算。
在一个实施例中，参考图8所示，上述逻辑处理单元220包括：
第一D触发器组221，连接至所述比例积分微分控制单元240的输出端、所述模式判断单元230的输出端和所述数据筛选单元250的输出端，用于传输所述第一模式信号和所述第二模式信号，并对所述目标输入电压Vin_cal、目标输出电压Vo_cal、目标电感电流I_cal和所述参考电感电流Ic进行同步处理，并输出处理结果。其中，第一D触发器组221至少包括一个D触发器，以同步所接收的各个参数，提高后续运算各个参数的有效性。
逻辑运算子单元222，连接至所述第一D触发器组221的输出端，用于在接收所述第一模式信号时，采用同步处理后的各个参数计算所述第一放电时间，在接收所述第二模式信号时，采用同步处理后的各个参数计算所述第二放电时间，并输出表征所述第一放电时间或者所述第二放电时间的时间控制信号。其中逻辑运算子单元222可以包括计算组件、第一存储组件和触发组件；触发组件用于在收到第一模式信号时输出第一放电时间计算式对应的触发信号，在收到第二模式信号时输出第二放电时间计算式对应的触发信号；第一存储组件可以预存充电时间及运算需要用到的其他参数；计算组件可以包括与门、或门和非门等逻辑元件的至少一种，以在收到第一放电时间计算式对应的触发信号后，从第一存储组件读取所需预存参数计算断续工作模式下的放电时间，在收到第二放电时间计算式对应的触发信号后，从第一存储组件读取所需预存参数计算断续工作模式下的放电时间。
波形产生子单元224，连接至所述逻辑运算子单元220的输出端和所述升压模块100，用于接收所述时间控制信号，在所述充电时间向所述升压模块100提供第一控制波形使所述电感L充电，并在所述第一放电时间或者所述第二放电时间向所述升压模块100提供第二控制波形使所述电感L放电。其中第一控制波形为在充电时间接通充电通路，关断放电通路的信号波形，第二控制波形为在放电时间关断充电通路，接通放电通路的信号波形。若充电通路的通断采用第一开关晶体管控制，放电通路的通断采用第二开关晶体管控制，此时两者可以为电压波形，即第一控制波形为第一电压波形，第二控制波形可以为第二电压波形；在各个开关晶体管均在高电平条件下导通时，在充电时间，第一电压波形为高电平，第二电压波形为低电平，在放电时间，第一电压波形为低电平，第二电压波形为高电平。
在一些应用示例中，所述时间控制信号包括多个比特数据。如图8所示，逻辑处理单元220还包括第二D触发器组223，设置在所述逻辑运算子单元222和所述波形产生子单元224之间，用于对各个比特数据进行同步，以使输出的时间控制信号准确表征所述放电时间所述第一放电时间或者所述第二放电时间，提高波形产生子单元224依据各个放电时间产生各个控制波形的准确性。其中第二D触发器组223至少包括一个D触发器，以同步所接收的各个比特数据。
具体地，如图7所示，上述控制模块还可以包括电感电流限制单元260，电感电流限制单元260连接至模数转换单元210的输出端和所述升压模块100；用于执行限流操作；所述限流操作包括在所述数字化电感电流I(n)超过电流限制值时，控制所述电感L的充电通路关断，控制所述电感L的放电通路开启，使电感电流iL下降；在数字化电感电流I(n)小于0时，关断充电通路和放电通路，在数字化电感电流I(n)大于0后再开启所述充电通路或所述放电通路，使升压模块100继续工作，以保证升压模块100的工作安全性。其中上述电流限制值可以依据升压模块100的应用场景设置，比如可以设置为相应应用场景中允许电感通过的最大电流值。这里数字化电感电流I(n)是对表征电感电流iL的开关信号进行采样和量化所得，其中可以保留开关信号的符号，因而数字化电感电流I(n)在小于0表明相应的电感电流iL产生反向倒灌，需要进行相应限流，以为各个通路提供安全稳定的工作环境。
在一些应用示例中，电感电流iL在电感L充电和放电这两种状态切换后的一定时间内不稳定，对应的数字化电感电流I(n)可能包括毛刺，这些毛刺容易干扰电感电流限制单元260对数字化电感电流I(n)的检测，造成充电通路或者放电通路的误关断。针对这一问题，参考图7和图8所示，电感电流限制单元260可以包括第一输入端、第二输入端、第三输入端和第四输入端，所述第一输入端连接所述模数转换单元210的输出端，所述第二输入端连接所述第二D触发器组223的输出端，所述第三输入端和所述第四输入端分别连接所述波形产生子单元224；所述第二D触发器组223还用于分别在放电起始时间和放电结束时间之后的设定时间向所述电感电流限制单元260发送限流触发信号En；所述电感电流限制单元260还用于在接收所述限流触发信号En后通过控制所述第一控制波形和/或所述第一控制波形执行限流操作。其中放电起始时间和所述放电结束时间分别为放电时间的起始时刻和终止时刻。设定时间可以依据升压模块100的配置特征设置，通常设为电感L在充电和放电这两种状态切换时的调整时间，在电感L充放电状态切换后的设定时间之后，电感L两端的电流iL便能够保持在稳定状态。这些示例在开关切换后间隔一段设定时间，待电感电流iL稳定再判断此时是否需要限流，可以降低毛刺等不稳定状态造成的干扰，避免误操作，提升限流操作的有效性。
具体地，电感电流限制单元260可以通过调整第一控制波形和/或第二控制波形的电平高低实现限流，比如若各个开关均在高电平条件下导通，在数字化电感电流I(n)超过电流限制值时，电感电流限制单元260可以将第一控制波形调整为低电平，将第二控制波形调整为高电平，此时电感L的充电通路关断，放电通路开启，以使电感电流iL下降；在数字化电感电流I(n)小于0时，电感电流限制单元260可以将第一控制波形和第二控制波形均调整为低电平，以关断充电通路和放电通路，在数字化电感电流I(n)大于0后再进行控制波形电平调整，以开启充电通路或放电通路。
相应地，电感电流限制单元260可以包括第二存储组件、比较组件和波形调整组件；第二存储组件可以预存电流限制值等参数，比较组件至少包括一个比较器，用于从第二存储组件中读取电流限制值等参数，将数字化电感电流I(n)分别与电流限制值和0进行比较，在数字化电感电流I(n)大于电流限制值时，向波形调整组件输出第一波形调整信号，使波形调整组件将第一控制波形调整为低电平，将第二控制波形调整为高电平；在数字化电感电流I(n)小于0时，向波形调整组件输出第二波形调整信号，使波形调整组件将第一控制波形和第二控制波形均调整为低电平，并在数字化电感电流I(n)大于0后向波形调整组件输出第三波形调整信号，使波形调整组件进一步调整控制波形电平，以开启充电通路或放电通路，使升压模块100继续进行升压工作。
在一个实施例中，上述升压模块100还包括第一开关S1和第二开关S2；所述第一开关S1设置在所述电感L和输入电源之间，控制端连接所述逻辑处理单元220的输出端；所述第二开关S2设置在所述电感L和所述电容C之间，控制端连接所述逻辑处理单元220的输出端；所述逻辑处理单元220在所述充电时间控制第一开关S1导通，控制所述第二开关S2关断，以导通充电通路断开放电通路；在所述放电时间控制第一开关S1关断，控制所述第二开关导通S2，以断开充电通路导通放电通路。
具体地，上述第一开关S1可以采用第一开关晶体管，第二开关S2可以采用第二开关晶体管，以提高采用各个开关进行相应回路通断控制时的稳定性，此外开关晶体管还具有功耗低、成本低及易于集成等优势，有利于相应数字升压电路的批量生产和应用。其中第一开关晶体管S1的栅极连接所述逻辑处理单元220的输出端，源极连接所述电感L，漏极连接所述输入电源；所述第二开关晶体管S2的栅极连接所述逻辑处理单元220的输出端，源极连接所述电感L，漏极连接所述电容C。上述第一开关晶体管S1和第二开关晶体管S2的晶体管类型可以依据的升压模块100的配置特征确定。比如在一个示例中，第一开关晶体管S1和第二开关晶体管S2可以采用NMOS管，以减小其占用面积，进一步降低成本；在另一个示例中，第一开关晶体管S1可以采用NMOS管，第二开关晶体管S2可以采用PMOS管，以进一步简化电路结构。
在工作过程中，逻辑处理单元220在充电时间向第一开关晶体管S1提供高电平电压信号，使其导通，向第二开关晶体管S2提供低电平电压信号，使其关断；在放电时间向第一开关晶体管S1提供低电平电压信号，使其关断，向第二开关晶体管S2提供高电平电压信号，使其导通。由于数字电路的工作电压以及输出电压较低，难以有效驱动功率开关晶体管，为了增强控制模块200的驱动能力，上述控制模块200还可以包括电平移位单元270，电平移位单元270的输入端连接逻辑处理单元220的输出端，第一输出端连接所述第一开关晶体管S1的栅极，第二输出端连接所述第二开关晶体管S2的栅极；用于将所述逻辑处理单元220提供的导通电压移位至所述第一开关晶体管S1和所述第一开关晶体管S2的驱动要求范围内。参考图7所示，在控制模块200包括电感电流限制单元260时，电平移位单元270的输入端连接至电感电流限制单元260的输出端，此时电平移位单元270可以包括第一输入端和第二输入端，第一输入端用于接收第一控制波形，第二输入端用于接收第二控制波形，以在控制过程中分别对电感电流限制单元260输出的第一控制波形和第二控制波形进行电平移位，使第一控制波形和第二控制波形分别为对应的开关晶体管提供有效的导通信号。
在一个示例中，上述数字升压电路的工作顺序可以参考图9所示，其中升压模块100和控制模块200中各器件的信号时序可以参考图10所示，图10中CLK_ADC为ADC模块的时钟，CLK_DIG为数字电路工作时钟，SWITCH为第一开关S1的控制信号；Vref为参考电压数值；Count为计数器的计数周期，当计数到m时输出新的占空比信息；Vo_ADC为经过ADC量化的输出电压数值(即数字化输出电压Vo(n))；Is_ADC为经过ADC量化的电感电流数值(即数字电感电流I(n))；Vin_ADC为经过ADC量化的输入电压数值(即数字化输入电压Vin(n))，toff为控制信号的关断时间(放电时间)。在升压模块100处于无供电状态时所有电路均不工作，在升压模块100接通输入电源处于上电状态，输入电压通过开关管存在的寄生二极管向输出端充电，此时控制模块200不工作，经过一段时间充电，输出端电压Vout与输入端电压Vin一致，此时控制模块200开始工作。工作过程中，控制模块200预存电感的充电时间ton，通过调整放电时间toff使升压模块100维持进行稳定升压，所得到的电感电流可以参考图9和图10所示，其中电感电流和输出电压的波形表征，该数字升压电路在轻载和负载条件下均具有稳定的输出。
以上数字升压电路中，模数转换单元210分别将升压模块100的输入电压、输出电压和电感电流转换至对应的数字信号，使后续控制过程可以实现数字化，可以适用于不同的工作环境，能够提供控制效率，降低应用难度。比例积分微分控制单元240可以根据数字化输出电压与参考电压之间的误差大小，选择合适的积分参数进行PID运算，以针对不同应用环境选择对应积分参数，能够提升电路的锁定速度和鲁棒性。逻辑处理单元220针对相应工作模式分别计算对应的放电时间，以使电感的充电时间固定，在各个工作模式依据升压模块100的工作特点调整放电时间，消除次谐波振荡的隐患，提高输出电压的稳定性，从而提升相应数字升压电路的性能。
本申请第二方面提供一种电子设备，包括上述任一实施例所述的数字升压电路。该电子设备可以为开关电源等用于提供稳定电源的设备，对于该电子设备的具体描述，可参考前述各个实施例中数字升压电路的相应描述，其具有上述数字升压电路的所有有益效果，在此不再赘述。
本申请第三方面提供一种数字升压电路的控制方法，其中数字升压电路包括升压模块；所述升压模块包括电容和电感，用于对输入电压进行升压后输出对应的输出电压，该控制方法包括：
分别将所述升压模块的输入电压、输出电压和电感电流转换至对应的数字信号，得到数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流；
根据预设的充电时间、数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流，得到放电时间；
在所述充电时间内控制输入电压向所述电感充电储能，并在所述放电时间内控制所述电感向所述电容两端放电，使得所述电容两端电压高于所述输入电压。
在一个示例中，上述数字升压电路的结构可以参考图1所示，其中升压模块还包括第一开关S1、第二开关S2、以及用于控制电流大小，避免电感充电回路短路的电阻R。在第一开关S1导通，第二开关S2关断时，输入电源、电感L和第一开关S1形成充电通路，输入电源提供的输入电压Vin通过第一开关S1向电感L充电储能；在第一开关S1关断，第二开关S2导通时，电感L、第二开关S2和电容C形成放电通路，电感L通过第二开关S2向电容C放电，使得电容C两端电压高于输入电压Vin，从而实现升高输出电压Vout。
在一个实施例中，升压模块在不同的工作场景中电感电流等信号具有不同的特征，具有不同的工作模式，在各种工作模式中，由于电感电流波形表现为不同的波形特征，若采用同一运算方式确定其放电时间，难以使电感在各种工作模型下均保持储存能量与释放能量之间的平衡，容易影响升压模块的稳定性。针对这一问题，在根据预设的充电时间、数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流，得到放电时间之前，本实施例提供的控制方法还包括：根据参考电感电流、充电时间以及电感电流在充电时间的上升斜率之间的关系判断所述升压模块当前所处的工作模式，以使后续步骤中的放电时间针对各种工作模式分别计算。
参考图3所示，升压模块的负载阻值小于一定阻值时(如软启动阶段或者轻载时)，电感电流的波形呈断续状态，负载阻值大于或者等于一定阻值时，电感电流的波形呈连续状态，这里将电感电流波形呈断续状态时升压模块的工作模式称为断续工作模式，将电感电流波形呈断续状态时升压模块100的工作模式称为断续工作模式，对应的放电时间分别为第一放电时间和第二放电时间。此时上述根据参考电感电流、充电时间以及电感电流在充电时间的上升斜率之间的关系判断所述升压模块当前所处的工作模式包括：根据参考电感电流、所述充电时间以及电感电流在充电时间的上升斜率之间的关系判断所述升压模块当前处于断续工作模式或者连续工作模式，以分别针对断续工作模式和连续工作模式计算相应的放电时间。
实际控制过程中，上述控制方法还可以包括：从所述数字化电感电流中筛选目标电感电流，根据目标电感电流的采样时刻分别从所述数字化输入电压中筛选目标输入电压，以及从所述数字化输出电压中筛选目标输出电压，使目标电感电流、目标输入电压和目标输出电压保持时间同步；其中，目标电感电流通常为相应开关周期中数字化电感电流中的极值，如极大值(峰值)或者极小值(谷值)。
相应地，所述根据预设的充电时间、数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流，得到放电时间包括：若所述升压模块当前处于断续工作模式，采用第一放电时间计算式计算所述第一放电时间，若所述升压模块当前处于连续工作模式，采用第二放电时间计算式计算所述第二放电时间；其中，所述第一放电时间计算式包括：
Figure BDA0003160189050000251
Figure BDA0003160189050000252
所述第二放电时间计算式包括：
Figure BDA0003160189050000253
Figure BDA0003160189050000254
其中，toff1表示第一放电时间，toff2表示第二放电时间，Vin_cal表示目标输入电压，Vo_cal表示目标输出电压，L表示电感值，I_cal表示目标电感电流，Ic表示参考电感电流，ton表示充电时间。
本实施例通过筛选表征数字化电感电流的目标电感电流，以及与目标电感电流保持时间同步的目标输入电压和目标输出电压，再针对筛选得到的目标参数进行各种工作模式下放电时间的计算，这样在一个开关周期仅需要计算一次放电时间即可，无需分别针对数字化参数中的各组量化值进行计算，可以简化计算过程，提高计算效率，从而提高升压模块的控制效率。
进一步地，根据参考电感电流、所述充电时间以及电感电流在充电时间的上升斜率之间的关系判断所述升压模块当前处于断续工作模式或者连续工作模式包括：在检测到第一关系式成立时，判定所述升压模块当前处于断续工作模式，在检测到第二关系式成立时，判定所述升压模块当前处于连续工作模式；其中，所述第一关系式包括：
Figure BDA0003160189050000261
所述第二关系式包括：
Figure BDA0003160189050000262
其中，Ic表示参考电感电流，m1表示所述电感电流在充电时间的上升斜率。
可选地，目标电感电流为电感电流在当前开关周期的谷值，该谷值的确定过程包括：在距离开关信号下降沿最近的CLK_ADC上升沿处采样，得到采样电流，对所述采样电流进行谷值补偿处理，得到当前开关周期的谷值；其中，所述开关信号为对所述电感电流进行等比变换后的信号；CLK_ADC表示将电感电流转换至数字化电感电流过程中采用的时钟。
上述谷值补偿处理包括：I(n)＝I(n)*-m1×dly；其中，I(n)*表示采样电流，dly表示开关信号下降沿谷值点与CLK_ADC最近的上升沿之间的延时。
在一个实施例中，在所述根据预设的充电时间、数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流，得到放电时间之前，还包括：根据所述目标输出电压与参考电压的差值的大小选择对应的积分参数对该差值进行PID运算，得到参考电感电流。
具体地，根据所述目标输出电压与参考电压的差值的大小选择对应的积分参数对该差值进行PID运算包括：在所述目标输出电压与参考电压的差值小于第一误差阈值时，采用预设的比例参数和第一积分参数对所述差值进行PID运算；在所述差值大于或者等于第一误差阈值，且小于或等于第二误差阈值时，采用所述比例参数和第二积分参数对所述差值进行PID运算；在所述差值大于所述第二误差阈值时，采用所述比例参数和第三积分参数对所述差值进行PID运算；其中，所述第一积分参数、第二积分参数和第三积分参数依次递减。
上述第一误差阈值和第二误差阈值可以根据升压模块的配置特征设置。对于某些升压模块，第一误差阈值可以设为0.2V，第二误差阈值可以设为2V，第三积分参数可以设为0；此时在所述差值小于0.2V时，采用较大的第一积分参数进行PID运算；在差值在0.2V至2V之间时，采用相对小的第二积分参数进行PID运算；在所述差值大于2V时，将积分参数设为0，此时可以仅采用预设的比例参数进行比例运算。
在一个实施例中，上述数字升压电路的控制方法还包括：在所述数字化电感电流超过电流限制值时，控制所述电感的充电通路关断，控制所述电感的放电通路开启，使电感电流下降；在数字化电感电流小于0时，关断所述充电通路和所述放电通路，在数字化电感电流大于0后再开启所述充电通路或所述放电通路。
本实施例能够在电感电流出现超过电流限制值或者小于0产生反向倒灌这些异常状况时，对充电通路和放电通路进行相应控制，以及时消除异常状况，维持升压模块的正常工作，有利于提升升压模块的工作安全性。
对于上述各实施例提供的数字升压电路的控制方法的具体描述，可参考前述各个实施例中数字升压电路的相应描述，本申请提供的数字升压电路的控制方法具有上述数字升压电路的所有有益效果，在此不再赘述。
尽管已经相对于一个或多个实现方式示出并描述了本申请，但是本领域技术人员基于对本说明书和附图的阅读和理解将会想到等价变型和修改。本申请包括所有这样的修改和变型，并且仅由所附权利要求的范围限制。特别地关于由上述组件执行的各种功能，用于描述这样的组件的术语旨在对应于执行所述组件的指定功能(例如其在功能上是等价的)的任意组件(除非另外指示)，即使在结构上与执行本文所示的本说明书的示范性实现方式中的功能的公开结构不等同。
即，以上所述仅为本申请的实施例，并非因此限制本申请的专利范围，凡是利用本申请说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，例如各实施例之间技术特征的相互结合，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本申请的专利保护范围内。
另外，对于特性相同或相似的结构元件，本申请可采用相同或者不相同的标号进行标识。此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个特征。在本申请的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
在本申请中，“示例性”一词是用来表示“用作例子、例证或说明”。本申请中被描述为“示例性”的任何一个实施例不一定被解释为比其它实施例更加优选或更加具优势。为了使本领域任何技术人员能够实现和使用本申请，本申请给出了以上描述。在以上描述中，为了解释的目的而列出了各个细节。应当明白的是，本领域普通技术人员可以认识到，在不使用这些特定细节的情况下也可以实现本申请。在其它实施例中，不会对公知的结构和过程进行详细阐述，以避免不必要的细节使本申请的描述变得晦涩。因此，本申请并非旨在限于所示的实施例，而是与符合本申请所公开的原理和特征的最广范围相一致。

Claims (25)

1.一种数字升压电路，其特征在于，包括：
升压模块，包括电感和电容，用于通过流经电感的电感电流对电容两端放电，从而对输入电压进行升压后输出对应的输出电压；
控制模块，包括：
模数转换单元，连接至所述升压模块，用于将所述升压模块的输入电压、输出电压和电感电流分别转换至对应的数字信号，得到数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流；
逻辑处理单元，分别连接至所述升压模块和所述模数转换单元的输出端，用于根据预设的充电时间、数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流，得到放电时间；并在所述充电时间控制输入电压向所述电感充电储能，并在所述放电时间控制所述电感向所述电容两端放电。
2.根据权利要求1所述的数字升压电路，其特征在于，所述控制模块还包括模式判断单元；所述模式判断单元连接至所述逻辑处理单元的输入端；用于根据参考电感电流、所述充电时间以及所述电感电流在充电时间的上升斜率之间的关系判断所述升压模块当前所处的工作模式，并输出对应的模式信号；
所述逻辑处理单元用于在接收到对应的模式信号后，计算与当前模式对应的所述放电时间。
3.根据权利要求2所述的数字升压电路，其特征在于，所述升压模块的工作模式包括：断续工作模式和连续工作模式，对应的模式信号分别为第一模式信号和第二模式信号；所述放电时间包括第一放电时间和第二放电时间；
所述逻辑处理单元用于在接收所述第一模式信号时针对断续工作模式计算第一放电时间，在接收所述第二模式信号时针对连续工作模式计算第二放电时间。
4.根据权利要求3所述的数字升压电路，其特征在于，所述模式判断单元用于在检测到第一关系式成立时，向所述逻辑处理单元发送第一模式信号，在检测到第二关系式成立时，向所述逻辑处理单元发送第二模式信号；
所述第一关系式包括：
Figure FDA0003160189040000021
所述第二关系式包括：
Figure FDA0003160189040000022
其中，Ic表示参考电感电流，ton表示充电时间，m1表示所述电感电流在充电时间的上升斜率。
5.根据权利要求3所述的数字升压电路，其特征在于，
所述控制模块还包括数据筛选单元，所述数据筛选单元连接至所述模数转换单元的输出端、所述逻辑处理单元的输入端和所述模式判断单元的输入端，用于从所述数字化电感电流中筛选目标电感电流，根据目标电感电流的采样时刻，从所述数字化输入电压中筛选目标输入电压，以及从所述数字化输出电压中筛选目标输出电压，并输出至所述逻辑处理单元；
所述逻辑处理单元用于在接收所述第一模式信号时，计算第一放电时间toff1，
Figure FDA0003160189040000023
在接收所述第二模式信号时，计算第二放电时间toff2，
Figure FDA0003160189040000024
其中，Vin_cal表示目标输入电压，Vo_cal表示目标输出电压，L表示电感值，I_cal表示目标电感电流，Ic表示参考电感电流，ton表示充电时间。
6.根据权利要求5所述的数字升压电路，其特征在于，所述目标电感电流为电感电流在当前开关周期的谷值；所述模数转换单元用于在距离开关信号下降沿最近的CLK_ADC上升沿处采样，得到采样电流，并对所述采样电流进行谷值补偿处理，得到当前开关周期的谷值，将所述谷值发送至所述数据筛选单元；其中，所述开关信号为对所述电感电流进行等比变换后的信号；CLK_ADC表示模数转换单元的时钟。
7.根据权利要求6所述的数字升压电路，其特征在于，所述谷值补偿处理包括：I_cal＝I(n)*-m1×dly；其中，I(n)*表示采样电流，dly表示开关信号下降沿谷值点与CLK_ADC最近的上升沿之间的延时。
8.根据权利要求5所述的数字升压电路，其特征在于，所述控制模块还包括：
比例积分微分控制单元，所述比例积分微分控制单元的第一输入端连接至参考电压的提供端，第二输入端连接至所述数据筛选单元的输出端，输出端分别连接所述逻辑处理单元的输入端和所述模式判断单元的输入端；用于根据所述目标输出电压与参考电压的差值的大小选择对应的积分参数对该差值进行PID运算，得到参考电感电流。
9.根据权利要求8所述的数字升压电路，其特征在于，所述比例积分微分控制单元内至少存储有预设的比例参数、第一积分参数、第二积分参数和第三积分参数；所述比例积分微分控制单元用于在所述差值小于第一误差阈值时，采用所述比例参数和所述第一积分参数对所述差值进行PID运算；在所述差值大于或者等于第一误差阈值，且小于或等于第二误差阈值时，采用所述比例参数和所述第二积分参数对所述差值进行PID运算；在所述差值大于所述第二误差阈值时，采用所述比例参数和所述第三积分参数对所述差值进行PID运算；其中，所述第一积分参数、第二积分参数和第三积分参数依次递减。
10.根据权利要求8所述的数字升压电路，其特征在于，所述逻辑处理单元包括：
第一D触发器组，连接至所述比例积分微分控制单元的输出端、所述模式判断单元的输出端和所述数据筛选单元的输出端，用于传输所述第一模式信号和所述第二模式信号，并对所述目标输入电压、目标输出电压、目标电感电流和所述参考电感电流进行同步处理，并输出处理结果；
逻辑运算子单元，连接至所述第一D触发器组的输出端，用于在接收所述第一模式信号时，采用同步处理后的各个参数计算所述第一放电时间，在接收所述第二模式信号时，采用同步处理后的各个参数计算所述第二放电时间，并输出表征所述第一放电时间或者所述第二放电时间的时间控制信号；
波形产生子单元，连接至所述逻辑运算子单元的输出端和所述升压模块，用于接收所述时间控制信号，在所述充电时间向所述升压模块提供第一控制波形使所述电感充电，并在所述第一放电时间或者所述第二放电时间向所述升压模块提供第二控制波形使所述电感放电。
11.根据权利要求10所述的数字升压电路，其特征在于，所述时间控制信号包括多个比特数据；所述逻辑处理单元还包括：
第二D触发器组，设置在所述逻辑运算子单元和所述波形产生子单元之间，用于对各个比特数据进行同步，以使输出的时间控制信号准确表征所述放电时间所述第一放电时间或者所述第二放电时间。
12.根据权利要求11所述的数字升压电路，其特征在于，所述控制模块还包括：
电感电流限制单元，连接至所述模数转换单元的输出端和所述升压模块；用于执行限流操作；所述限流操作包括在所述数字化电感电流超过电流限制值时，控制所述电感的充电通路关断，控制所述电感的放电通路开启，使电感电流下降；在数字化电感电流小于0时，关断所述充电通路和所述放电通路，在数字化电感电流大于0后再开启所述充电通路或所述放电通路。
13.根据权利要求12所述的数字升压电路，其特征在于，所述电感电流限制单元包括第一输入端、第二输入端、第三输入端和第四输入端，所述第一输入端连接所述模数转换单元的输出端，所述第二输入端连接所述第二D触发器组的输出端，所述第三输入端和所述第四输入端分别连接所述波形产生子单元；
所述第二D触发器组还用于分别在放电起始时间和放电结束时间之后的设定时间向所述电感电流限制单元发送限流触发信号；所述电感电流限制单元还用于在接收所述限流触发信号后通过控制所述第一控制波形和/或所述第一控制波形执行限流操作；其中，所述放电起始时间和所述放电结束时间分别为所述放电时间的起始时刻和终止时刻。
14.根据权利要求1所述的数字升压电路，其特征在于，所述升压模块还包括第一开关和第二开关；所述第一开关设置在所述电感和输入电源之间，控制端连接所述逻辑处理单元的输出端；所述第二开关设置在所述电感和所述电容之间，控制端连接所述逻辑处理单元的输出端；
所述逻辑处理单元在所述充电时间控制第一开关导通，控制所述第二开关关断，在所述放电时间控制第一开关关断，控制所述第二开关导通。
15.根据权利要求14所述的数字升压电路，其特征在于，所述第一开关采用第一开关晶体管，第二开关采用第二开关晶体管；所述第一开关晶体管的栅极连接所述逻辑处理单元的输出端，源极连接所述电感，漏极连接所述输入电源；所述第二开关晶体管的栅极连接所述逻辑处理单元的输出端，源极连接所述电感，漏极连接所述电容。
16.根据权利要求15所述的数字升压电路，其特征在于，所控制模块还包括：
电平移位单元，所述电平移位单元的输入端连接所述逻辑处理单元的输出端，第一输出端连接所述第一开关晶体管的栅极，第二输出端连接所述第二开关晶体管的栅极；用于将所述逻辑处理单元提供的导通电压移位至所述第一开关晶体管和所述第一开关晶体管的驱动要求范围内。
17.根据权利要求1所述的数字升压电路，其特征在于，所述模数转换单元包括：
第一模数转换器，连接在所述升压模块的输入端和所述逻辑处理单元的输入端之间；用于将所述升压模块的输入电压转换为数字信号，得到数字化输入电压；
第二模数转换器，连接在所述升压模块的输出端和所述逻辑处理单元的输入端之间；用于将所述升压模块的输入电压转换为数字信号，得到数字化输出电压；
第三模数转换器，连接在所述电感的电流采样点和所述逻辑处理单元的输入端之间；用于将表征所述电感电流的开关信号转换为数字信号，得到数字化电感电流。
18.一种电子设备，其特征在于，包括：如权利要求1至17任一项所述的数字升压电路。
19.一种数字升压电路的控制方法，所述数字升压电路包括升压模块；所述升压模块包括电容和电感，用于通过流经电感的电感电流对电容两端放电，从而对输入电压进行升压后输出对应的输出电压；其特征在于，包括：
分别将所述升压模块的输入电压、输出电压和电感电流转换至对应的数字信号，得到数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流；
根据预设的充电时间、数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流，得到放电时间；
在所述充电时间内控制输入电压向所述电感充电储能，并在所述放电时间内控制所述电感向所述电容两端放电，使得所述电容两端电压高于所述输入电压。
20.根据权利要求19所述的数字升压电路的控制方法，其特征在于，所述升压模块的工作模式包括：断续工作模式和连续工作模式；所述放电时间包括：第一放电时间和第二放电时间；
在根据预设的充电时间、数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流，得到放电时间之前，所述控制方法还包括：根据参考电感电流、所述充电时间以及电感电流在充电时间的上升斜率之间的关系判断所述升压模块当前处于断续工作模式或者连续工作模式；从所述数字化电感电流中筛选目标电感电流，根据目标电感电流的采样时刻分别从所述数字化输入电压中筛选目标输入电压，以及从所述数字化输出电压中筛选目标输出电压；
所述根据预设的充电时间、数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流，得到放电时间包括：若所述升压模块当前处于断续工作模式，采用第一放电时间计算式计算所述第一放电时间，若所述升压模块当前处于连续工作模式，采用第二放电时间计算式计算所述第二放电时间；其中，所述第一放电时间计算式包括：
Figure FDA0003160189040000071
Figure FDA0003160189040000072
所述第二放电时间计算式包括：
Figure FDA0003160189040000073
Figure FDA0003160189040000074
其中，toff1表示第一放电时间，toff2表示第二放电时间，Vin_cal表示目标输入电压，Vo_cal表示目标输出电压，L表示电感值，I_cal表示目标电感电流，Ic表示参考电感电流，ton表示充电时间。
21.根据权利要20所述的数字升压电路的控制方法，其特征在于，所述目标电感电流为电感电流在当前开关周期的谷值，该谷值的确定过程包括：
在距离开关信号下降沿最近的CLK_ADC上升沿处采样，得到采样电流，对所述采样电流进行谷值补偿处理，得到当前开关周期的谷值；其中，所述开关信号为对所述电感电流进行等比变换后的信号；CLK_ADC表示将电感电流转换至数字化电感电流过程中采用的时钟。
22.根据权利要求20所述的数字升压电路的控制方法，其特征在于，所述根据参考电感电流、所述充电时间以及电感电流在充电时间的上升斜率之间的关系判断所述升压模块当前处于断续工作模式或者连续工作模式包括：
在检测到第一关系式成立时，判定所述升压模块当前处于断续工作模式，在检测到第二关系式成立时，判定所述升压模块当前处于连续工作模式；其中，所述第一关系式包括：
Figure FDA0003160189040000081
所述第二关系式包括：
Figure FDA0003160189040000082
其中，Ic表示参考电感电流，m1表示所述电感电流在充电时间的上升斜率。
23.根据权利要求20所述的数字升压电路的控制方法，其特征在于，在所述根据预设的充电时间、数字化输入电压、数字化输出电压和数字化电感电流，得到放电时间之前，还包括：
根据所述目标输出电压与参考电压的差值的大小选择对应的积分参数对该差值进行PID运算，得到参考电感电流。
24.根据权利要求23所述的数字升压电路的控制方法，其特征在于，所述根据所述目标输出电压与参考电压的差值的大小选择对应的积分参数对该差值进行PID运算包括：
在所述目标输出电压与参考电压的差值小于第一误差阈值时，采用预设的比例参数和第一积分参数对所述差值进行PID运算；在所述差值大于或者等于第一误差阈值，且小于或等于第二误差阈值时，采用所述比例参数和第二积分参数对所述差值进行PID运算；在所述差值大于所述第二误差阈值时，采用所述比例参数和第三积分参数对所述差值进行PID运算；其中，所述第一积分参数、第二积分参数和第三积分参数依次递减。
25.根据权利要求19所述的数字升压电路的控制方法，其特征在于，还包括：
在所述数字化电感电流超过电流限制值时，控制所述电感的充电通路关断，控制所述电感的放电通路开启，使电感电流下降；在数字化电感电流小于0时，关断所述充电通路和所述放电通路，在数字化电感电流大于0后再开启所述充电通路或所述放电通路。
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