CN116207983A - 直流变换器、控制方法、开关电源、芯片和电子设备 - Google Patents

直流变换器、控制方法、开关电源、芯片和电子设备 Download PDF

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Abstract

本申请涉及电子技术领域，特别涉及一种直流变换器、控制方法、开关电源、芯片和电子设备。其中，直流变换器，包括功率电路和控制电路，控制电路包括检测模块和控制模块，检测模块用于在检测到电感电流采样信号达到第一控制模式和第二控制模式的临界电压时，会对电感电流采样信号进行电压迟滞，通过迟滞后的电感电流采样信号，减少了临界状态时第一控制模式和第二控制模式之间来回切换的频率，实现了控制模式的平滑切换，降低了输出电压纹波，功率电路的性能更好。

Description

直流变换器、控制方法、开关电源、芯片和电子设备
技术领域
本发明涉及电子技术领域，具体涉及一种直流变换器、控制方法、开关电源、芯片和电子设备。
背景技术
随着微电子技术的快速发展，对直流变换器(例如boost电路、buck电路等)的稳定性的要求越来越高。其中，直流变换器可以包括功率电路和控制电路，功率电路用于根据输入的电源电压输出电压，控制电路用于通过电平信号，控制功率电路中的开关器件的开关状态。
在直流变换器中，可以包括两种开关器件的控制模式：在功率电路负载较大下的固定导通时间(Constant On Time mode，COT)控制模式和在功率电路正常工作下的脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)控制模式。
然而，在COT控制模式与PWM控制模式之间进行切换时，由于COT模式的频率与时钟信号的频率不同，需要实现COT模式的频率与时钟信号的频率的转换，模式切换点会不够精准，造成在模式切换临界点进行模式的来回切换，导致功率电路的输出电压出现不稳定。
发明内容
为解决上述模式来回切换造成功率电路的输出电压不稳定的问题，本申请实施例提供了一种直流变换器、控制方法、开关电源、芯片和电子设备。
第一方面，本申请提供了一种直流变换器，包括功率电路和控制电路，所述控制电路包括检测模块和控制模块，
所述检测模块，用于：
在检测到功率电路中电感电流采样信号开始大于第一参考电压时，或所述电感电流采样信号开始大于第二参考电压时，对所述电感电流采样信号进行电压迟滞处理；
在判断出迟滞后的电感电流采样信号大于所述第一参考电压时，向所述控制模块输出第一触发信号，在判断出所述迟滞后的电感电流采样信号大于所述第二参考电压时，向所述控制模块输出第二触发信号，其中，所述第一触发信号对应第一控制模式，所述第二触发信号对应第二控制模式；
所述控制模块，用于：
接收所述第一触发信号或所述第二触发信号。
可以理解，本申请中检测模块在检测到电感电流采样信号达到第一控制模式和第二控制模式的临界电压时，会对电感电流采样信号进行电压迟滞，通过迟滞后的电感电流采样信号，避免在临界电压处直接切换控制模式，从而减少了临界状态时第一控制模式和第二控制模式之间来回切换的频率，实现了控制模式的平滑切换，降低了输出电压纹波，功率电路的性能更好。
在上述第一方面的一种可能的实现方式中，所述控制模块，用于：
若在所述第二控制模式下接收到所述第一触发信号，则在所述第二控制模式对应的下一个周期内输出第一电平信号，控制所述功率电路的开关在预设时间内放电；
若在所述第一控制模式下连续接收到多个所述第二触发信号，则输出第二电平信号，控制所述功率电路的开关以固定的频率充放电。
可以理解，在第二控制模式下，接收到第一触发信号时，控制模块在下一周期内进入第一控制模式，以及在第一控制模式下，连续接收到多个第二触发信号，控制模式进入第二控制模式，对控制模式的切换进行的周期迟滞，也可以减少临界状态时第一控制模式和第二控制模式之间来回切换的频率，使得控制模式的切换更加平滑。
在上述第一方面的一种可能的实现方式中，所述第一控制模式为COT控制模式，所述第二控制模式为PWM控制模式。
在上述第一方面的一种可能的实现方式中，所述检测模块包括迟滞单元、第一检测单元、第二检测单元；
所述迟滞单元的一端连接所述功率电路的电感的第一端，所述迟滞单元的另一端连接所述控制模块，所述迟滞单元还连接所述第一检测单元和所述第二检测单元；
所述迟滞单元用于：在检测到所述电感电流采样信号开始大于所述第一参考电压，或所述电感电流采样信号开始大于所述第二参考电压时，向所述第一检测单元和所述第二检测单元3输出迟滞后的电感电流采样信号；
所述第一检测单元连接所述控制模块，所述第一检测单元用于：
在检测到所述迟滞后的电感电流采样信号大于所述第一参考电压时，向所述控制模块输出第一触发信号；
所述第二检测单元连接所述控制模块，所述第二检测单元用于：
在检测到所述迟滞后的电感电流采样信号大于所述第二参考电压时，向所述控制模块输出第二触发信号。
在上述第一方面的一种可能的实现方式中，所述检测模块包括迟滞单元、第一检测单元、第二检测单元；
所述第一检测单元连接所述电感和所述控制模块，所述第一检测单元用于：
在检测到所述电感电流采样信号大于所述第一参考电压时，向所述控制模块输出第一触发信号；
所述第二检测单元连接所述迟滞单元和所述控制模块，所述第二检测单元用于：
在检测到所述电感电流采样信号和所述迟滞单元的电压之和大于所述第二参考电压时，向所述控制模块输出第二触发信号；
所述迟滞单元的一端连接所述功率电路的电感的第一端，所述迟滞单元的另一端连接所述控制模块，所述迟滞单元还连接所述第二检测单元，所述迟滞单元用于：
根据所述控制模块的控制，改变输入所述第一检测单元的所述迟滞电压。
在上述第一方面的一种可能的实现方式中，所述迟滞单元包括迟滞电压生成子单元以及第一开关；
所述第一开关的第一端连接所述迟滞电压生成子单元，所述第一开关的第二端连接所述控制模块，所述第一开关的第三端连接所述第二检测单元；
所述迟滞电压生成子单元用于：生成预设迟滞电压；
所述控制模块用于：
在所述第一控制模式下，控制所述第一开关的连接所述迟滞电压生成子单元和所述第二检测单元之间电路处于导通状态，所述迟滞电压为所述预设迟滞电压；
当所述控制模块在接收到第二触发信号时，控制所述第一开关的连接所述迟滞电压生成子单元和所述第二检测单元之间电路处于断开状态，所述迟滞电压为零。
在上述第一方面的一种可能的实现方式中，所述第一开关包括单刀双掷开关。
可以理解，在一些实施例中，第一开关开可以为金氧半场效晶体管(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor，MOS)、传输门等，本申请对此不作限制。
在上述第一方面的一种可能的实现方式中，所述第一检测单元包括第一采样子单元和第一比较器，所述第二检测单元包括第二采样子单元、第二比较器和运算放大器；
所述第一采样子单元的第一端连接所述电感的第一端，所述第一采样子单元的另一端连接所述第一比较器的第一输入端，所述第一采样子单元用于以第一采样系数对电感电流进行采样，并输出对应的第一电压值；
所述第一比较器的第二输入端连接所述第一参考电压，所述第一比较器用于比较所述第一采样子单元输出的所述第一电压值与所述第一参考电压的大小；
所述第二采样子单元的第一端连接所述电感的第一端，所述第二采样子单元的另一端连接所述第二比较器的第一输入端，所述第二采样子单元用于以第二采样系数对所述电感电流进行采样，并输出对应的电压值；
所述第一开关的第三端连接所述第二比较器的第一输入端；
所述运算放大器的第一输入端连接所述第二参考电压，所述运算放大器的第一输入端连接所述功率电路的输出节点，所述运算放大器的输出端连接所述第二比较器的第二输入端；
所述运算放大器用于：
将所述功率电路的输出电压与所述第二参考电压的电压差进行放大，并将放大后的电压差输出至所述第二比较器的第二输入端；
所述第二比较器的输出端连接所述控制模块，所述第二比较器用于比较所述第二采样子单元输出的电压值和所述第一开关输出的电压之和与所述运算放大器输出的放大后的电压差进行比较。
在上述第一方面的一种可能的实现方式中，所述第二检测单元还可以包括斜坡电压产生子单元，所述斜坡电压产生子单元连接所述第二比较器的第一输入端；
所述斜坡电压产生子单元用于产生一定斜率的电压，叠加到所述第二采样子单元输出的电压值，对所述电感电流进行斜坡补偿。
在上述第一方面的一种可能的实现方式中，所述控制模块还用于：
生成与所述第二控制模式对应的时钟信号同步的单周期信号，所述单周期信号的周期包括第一预设时间段和第二预设时间段；
当所述控制模块处于所述第一控制模式，并且所述控制模块接收到所述第二触发信号时：
若所述控制模块在所述单周期信号的周期的所述第一预设时间段内接收到所述第一触发信号，则所述控制模块控制所述功率电路的电感在所述单周期信号的剩余周期内进行放电；
若所述控制模块在所述单周期信号的所述周期的所述第一预设时间段内未接收到所述第一触发信号，则所述控制模块控制所述功率电路的电感在所述单周期信号的所述第一预设时间段内进行充电，在所述第二预设时间段内进行放电。
在上述第一方面的一种可能的实现方式中，所述控制模块包括模式切换单元和驱动单元；
所述模式切换单元的一侧连接所述第一比较器和所述第二比较器的输出端，所述模式切换单元的另一侧连接所述驱动单元的一侧，所述模式切换单元用于根据所述第一比较器输出的所述第一触发信号生成所述第一电平信号，或根据所述第二比较器输出的所述第二触发信号向所述驱动单元输出第二电平信号。
所述驱动单元的另一侧分别连接所述功率电路中的第一功率开关和第二功率开关的控制端，用于基于所述第一电平信号或第二电平信号控制所述第一功率开关和所述第二功率开关的通断，以控制所述功率电路中的电感进行充放电。
在上述第一方面的一种可能的实现方式中，所述控制模块还包括锁存器，所述锁存器连接于所述模式切换单元和所述驱动单元之间，所述锁存器用于将所述模式切换单元输出的脉冲信号转换为所述第一电平信号或所述第二电平信号。
在上述第一方面的一种可能的实现方式中，所述控制电路还包括固定导通时间模块；
所述固定导通时间模块的一侧连接所述功率电路的输入节点和输出节点，所述固定导通时间模块的另一侧连接所述控制模块；
所述固定导通时间模块用于：基于检测到的所述功率电路的输入电压和输出电压，向所述控制模块输出所述预设时间的第一电平信号；
所述控制模块用于在接收到所述第一触发信号时，输出接收到的所述预设时间的第一电平信号。
在上述第一方面的一种可能的实现方式中，所述控制电路还包括占空比检测模块；
所述占空比检测模块连接所述功率电路的输出节点和所述固定导通时间模块的一侧，所述占空比检测模块用于检测所述功率电路的输出电压，并在检测到所述输出电压大于第三参考电压时，向所述固定导通时间模块输出频率控制信号；
所述固定导通时间模块用于：
在接收到所述频率控制信号时，基于所述频率控制信号对所述预设时间进行调整，输出调整后的预设时间的第一电平信号。
在上述第一方面的一种可能的实现方式中，占空比检测模块124包括第三比较器；
所述第三比较器的第一输入端接入所述第三参考电压，所述第三比较器的第二输入端连接所述功率电路的输出节点；
所述第三比较器用于：
比较所述功率电路的输出电压和所述第三参考电压的大小，并根据比较结果输出所述频率控制信号。
在上述第一方面的一种可能的实现方式中，所述固定导通时间模块包括第四比较器、导通电阻、可变电阻、导通电容和电压电流转换器；
所述电压电流转化器的一端连接所述功率电路的输出节点，所述电压电流转化器的另一端连接所述导通电容的第一端，所述电压电流转化器用于将检测到的所述功率电路的输出电压转换为电流，所述电压电流转化器输出的电流用于对所述导通电容进行充电；
所述导通电容的第一端连接所述第四比较器的第一输入端，所述导通电容的第二端接地；
所述导通电阻的第一端连接所述功率电路的输入节点，所述导通电阻的第二端连接所述第四比较器的第二输入端和所述可变电阻的一端，所述可变电阻的另一端接地；
所述第四比较器的输出端连接所述控制模块。
在上述第一方面的一种可能的实现方式中，所述可变电阻在检测到所述占空比检测电路输出的所述频率控制信号时，控制所述可变电阻的电阻值进行改变，以改变所述预设时间。
第二方面，本申请提供了一种直流变换器的控制方法，应用于直流变换器，所述直流变换器包括功率电路和控制电路，所述控制电路包括检测模块和控制模块；
所述方法包括：
所述检测模块在检测到所述功率电路中电感电流采样信号开始大于第一参考电压时，或所述电感电流采样信号开始大于第二参考电压时，对所述电感电流采样信号进行电压迟滞，并在判断出迟滞后的电感电流采样信号大于所述第一参考电压时，向所述控制模块输出第一触发信号，或在判断出所述迟滞后的电感电流采样信号大于所述第二参考电压时，向所述控制模块输出第二触发信号；
接收所述第一触发信号或所述第二触发信号。
在上述第一方面的一种可能的实现方式中，上述方法还包括：
若所述控制模块接收到所述第一触发信号，所述控制模块将控制模式在第二控制模式对应的下一个周期内输出第一电平信号，以控制功率电路的开关在预设时间内进行放电；
若所述控制模块在所述第一控制模式下接收到多个所述第二触发信号，所述控制模块输出第二电平信号，以控制功率电路的开关以固定的频率进行充放电。
第三方面，本申请提供了一种开关电源，包括上述第一方面及其任一种可能的实现方式中所述的直流变换器和直流电源；所述直流电源连接所述功率电路的输入侧。
第四方面，本申请提供了一种芯片，包括：上述第一方面及其任一种可能的实现方式中所述的直流变换器和直流电源，其中，所述直流变换器用于执行上述第二方面所述的直流变换器的控制方法，所述直流电源连接所述直流变换器中的功率电路的输入侧。
第五方面，本申请提供了一种电子设备，包括：上述第一方面及其任一种可能的实现方式中所述的直流变换器和直流电源，其中，所述直流电源连接所述直流变换器中的功率电路的输入侧；
存储器，用于存储由所述电子设备的一个或多个处理器执行的指令，以及，
处理器，是所述电子设备的处理器之一，用于触发所述直流变换器执行上述第二方面所述的直流变换器的控制方法。
附图说明
图1a所示为一些实施例提供的一种基于直流变换器的电路结构示意图；
图1b所示为一些实施例提供的一种基于直流变换器的电路结构示意图；
图2所示为本申请实施例提供的一种控制电路的电路结构示意图；
图3所示为本申请实施例提供的另一种控制电路的电路结构示意图；
图4所示为本申请实施例提供的一种直流变换器的电路示意图；
图5所示为本申请实施例提供的一种COT模块的电路示意图；
图6所示为本申请实施例提供的一种进入COT控制模式的电路中部分节点的信号波形示意图；
图7a所示为本申请实施例提供的一种退出COT控制模式的电路中部分节点的信号波形示意图；
图7b所示为本申请实施例提供的另一种退出COT控制模式的电路中部分节点的信号波形示意图；
图8所示为本申请实施例提供的对COT模块继续降频的电路中部分节点的信号波形示意图；
图9所示为本申请实施例提供的一种控制电路的控制方法的流程示意图；
图10所示为本申请实施例提供的另一种控制电路的控制方法的流程示意图；
图11所示为本申请实施例提供的一种开关电源的电路结构示意图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
除非上下文明确要求，否则整个说明书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
如前文所述，在COT控制模式与PWM控制模式之间进行切换时，由于COT模式的频率与时钟信号的频率不同，需要实现COT模式的频率与时钟信号的频率的转换，模式切换点会不够精准，造成在模式切换临界点进行模式的来回切换，导致功率电路的输出电压会出现不稳定影响功率电路的负载的正常功能。
例如，图1a所示的直流变换器中包括功率电路101和控制电路102。其中控制电路102中的电流采样模块K11检测到功率电路101中电感的电流，并将其转换为电压VS2。比较器PWM1判断电压VS2大于预设电压时，表明功率电路110重载，则向模式控制模块104输出第一触发信号；模式控制模块104在接收到第一触发信号时，输出预设时间的脉冲信号，RS锁存器将脉冲信号转换为第一电平信号。驱动模块105根据第一电平信号驱动功率电路101中的开关，使电感在预设时间内放电。此时，控制电路102的控制模式为COT模式，功率电路101中的电感在预设时间内进行放电。其中，比较器PWM1的预设电压为误差放大器EA对功率电路101的输出电压与预设输出电压V1之差进行放大得到的。
当控制电路102中的电流采样模块K12检测到功率电路101中电感的电流，并将其转换为电压VS1。比较器PEAK1判断电压VS1大于参考电压V2时，表明功率电路101未达到重载，处于正常工作，则向模式控制模块104输出第二触发信号；模式控制模块104在接收到第二触发信号时，输出脉冲信号，RS锁存器将脉冲信号转换为第二电平信号。驱动模块105根据第二电平信号驱动功率电路101中的开关，使电感在以固定频率进行充放电。此时模式控制模块104的控制模式为PWM控制模式。
在上述图1a所示的直流变换器中，功率电路101的输出电压由于受到噪声等干扰，并不是稳定干净的直流电压，而是会出现波动，即电压纹波，在COT控制模式与PWM控制模式之间进行切换时，控制电路102在切换的临界点易出现在两种模式间来回切换的问题，功率电路101的输出电压纹波变大而不稳定，影响功率电路的电路性能。
为了解决上述控制电路的模式来回切换造成功率电路的输出电压纹波变大而不稳定的问题，本申请实施例提供了一种直流变换器，包括功率电路和控制电路。具体地，控制电路包括电流检测模块和控制模块；其中，检测模块在检测到功率电路中电感电流采样信号开始大于第一参考电压时，或电感电流采样信号开始大于第二参考电压时，对电感电流采样信号进行电压迟滞，并在判断出迟滞后的电感电流采样信号大于第一参考电压时，向控制模块输出第一触发信号，在判断出迟滞后的电感电流采样信号大于第二参考电压时，向控制模块输出第二触发信号，其中第一触发信号对应第一控制模式(例如COT控制模式)，第二触发信号对应第二控制模式(例如PWM控制模式)；控制模块若在第二控制模式下接收到第一触发信号，则在第二控制模式对应的下一个周期内输出第一电平信号，控制功率电路的开关在预设时间内进行放电；控制模块若在第一控制模式下连续接收到多个第二触发信号，则输出第二电平信号，控制功率电路的开关以固定的频率进行充放电。其中，第二参考电压与功率电路的输出电压相关。
可以理解，电感电流采样信号为对电感电流进行采样，并进行电压电流转换得到的信号，表征为电压值。
可以理解，本申请实施例中，检测模块在检测到电感电流采样信号达到第一控制模式和第二控制模式的临界电压时，会对电感电流采样信号进行电压迟滞，通过迟滞后的电感电流采样信号，减少了临界状态时第一控制模式和第二控制模式之间来回切换的频率，实现了控制模式的平滑切换，降低了输出电压纹波，功率电路的性能更好。
此外，在第二控制模式下，接收到第一触发信号时，控制模块在下一周期内进入第一控制模式，以及在第一控制模式下，连续接收到多个第二触发信号，控制模式进入第二控制模式，对控制模式的切换进行的周期迟滞，也可以减少临界状态时第一控制模式和第二控制模式之间来回切换的频率，使得控制模式的切换更加平滑。
为使本申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本申请的实施方式作进一步地详细描述。
下面结合图1b对本申请实施例提供的一种直流变换器进行详细介绍。
如图1b所示，直流变换器包括功率电路110和控制电路120。其中，控制电路120包括检测模块121和控制模块122。
其中，检测模块121的一端连接功率电路110的电感的一端，检测模块121的另一端连接控制模块122，检测模块121用于：检测到功率电路110中电感电流采样信号VL开始大于第一参考电压VREF1时，或电感电流采样信号VL开始小于第二参考电压VREF2时，对电感电流采样信号VL进行电压迟滞，并在判断出迟滞后的电感电流采样信号大于第一参考电压VREF1时，向控制模块122输出第一触发信号，在判断出迟滞后的电感电流采样信号大于第二参考电压VREF2时，向控制模块122输出第二触发信号，其中第一触发信号对应第一控制模式(例如COT控制模式)，第二触发信号对应第二控制模式(例如PWM控制模式)。
控制模块122的另一端连接功率电路110的开关M1和M2，用于：若控制模块122在第二控制模式下接收到第一触发信号，则在第二控制模式对应的下一个周期内输出第一电平信号，驱动功率电路110的开关M1和开关M2，以控制功率电路110中的电感L在固定时间内进行充放电；控制模块122若在第一控制模式下连续接收到多个第二触发信号，则输出第二电平信号，驱动功率电路110的开关M1和开关M2，以控制功率电路110中的电感L以固定的频率进行充放电。其中，第二参考电压与功率电路110的输出电压VO相关。
以第一控制模式为伪固定频率控制模式，第二控制模式为PWM控制模式为例，可以理解，本申请中的检测模块121在检测到功率电路110中电感电流采样信号VL开始大于第一参考电压VREF1时，表明功率电路110处于高负载状态，需要将控制模式由PWM控制模式切换至伪固定频率控制模式，在检测到电感电流采样信号VL开始大于第二参考电压VREF2时，表明功率电路110不处于高负载状态，需要将控制模式由COT控制模式切换至PWM控制模式，即需要发生控制模式的切换。此时，检测模块121可以对电感电流采样信号VL进行电压迟滞，并判断迟滞后的电感电流采样信号VL’与第一参考电压和第二参考电压的关系，以生成第一触发信号或第二触发信号。即检测模块121进行电压迟滞。
可以理解，控制模块122接收到检测模块121的电压迟滞后得到的第一触发信号或第二触发信号时，未立刻进行第一电平信号与第二电平信号的切换。控制模块122在COT控制模式下，检测到多个第二触发信号才会切换至PWM控制模式，触发第二电平信号的输出；在PWM控制模式下，检测到第一触发信号会在下一个周期切换至COT控制模式，触发第一电平信号的输出，即控制模块122进行周期迟滞。
进而，本申请实施例提供的直流变换器，通过上述控制电路中检测模块的电压迟滞以及控制模块的周期迟滞，减小了临界状态时第一控制模式和第二控制模式之间来回切换的频率，实现了控制模式的平滑切换，降低了输出电压纹波，功率电路的性能更好。
需要说明的是，本申请实施例提供的触发信号可以为脉冲信号。本申请实施例提供的预设时间的第一电平信号，可以为预设时间的高电平信号，也可以预设时间的低电平信号，本申请实施例对此不做限定。
可以理解，第一电平信号为高电平信号时，第一电平信号在一个周期内高电平维持的时间为预设时间。第一电平信号为低电平信号时，第一电平信号在一个周期内低电平维持的时间为预设时间。
如图2所示，在一些实施例中，检测模块121可以包括迟滞单元201、第一检测单元202、第二检测单元203。
其中，迟滞单元201可以连接第一检测单元202和第二检测单元203，对输入第一检测单元202和第二检测单元203的电感电流采样信号VL进行迟滞。
具体地，迟滞单元201的一端连接电感L的一端，迟滞单元201的另一端连接控制模块122。迟滞单元201还连接第一检测单元202和第二检测单元203。迟滞单元201用于：在检测到电感电流采样信号VL开始大于第一参考电压VREF1，或电感电流采样信号VL开始大于第二参考电压VREF2时，向第一检测单元202和第二检测单元203输出迟滞后的电感电流采样信号VL’。
第一检测单元202连接控制模块122，第一检测单元201用于：在检测到迟滞后的电感电流采样信号VL’大于第一参考电压VREF1时，向控制模块122输出第一触发信号。
第二检测单元202连接控制模块122，第二检测单元202用于：在检测到迟滞后的电感电流采样信号VL’大于第二参考电压VREF2时，向控制模块122输出第二触发信号。
如图3所示，在另一些实施例中，迟滞单元201可以连接第一检测单元202或第二检测单元203，并且迟滞单元202可以基于控制模块122的控制改变生成的迟滞电压的大小，以对输入第一检测单元202或第二检测单元203的电感电流采样信号VL。
具体地，以迟滞单元201连接第二检测单元203为例。第二检测单元203的一端连接电感L，第二检测单元203的另一端连接控制模块122。
迟滞单元201可以包括迟滞电压生成子单元(例如图3中的VDC)以及第一开关S1。第一开关S1的第一端连接迟滞电压生成子单元，第一开关S1的第二端连接控制模块122，第一开关S1的第三端连接第二检测单元203。
可以理解，第一开关S1可以为单刀双掷开关或场效应管或传输门等，其中，晶体管可以例如P型金氧半场效晶体管(Positive Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor，PMOS)。
在一些实施例中，第一开关S1为单刀双掷开关。则：在第一控制模式下，第一开关S1的连接迟滞电压生成子单元和第二检测单元203之间处于闭合状态，输入第二检测单元203的电感电流采样信号为加上迟滞电压VDC的迟滞后的电感电流采样信号。当第二检测单元203检测到的在控制模块122接收到迟滞后的电感电流采样信号小于第二参考电压时，第二检测单元203向控制模块122输出第二触发信号，控制模块122在接收到第二触发信号时，控制第一开关S1进行切换，即控制第一开关S1的连接控制模块122和第二检测单元203之间处于闭合状态，输入第二检测单元203的电感电流采样信号为未加上迟滞电压VDC的电感电流采样信号。
在另一些实施例中，第一开关S1为PMOS管，则可以控制模块122输出的迟滞控制信号控制第一开关S1的通断。具体地，控制模块122连接第一开关S1的控制端，迟滞电压生成子单元连接第一开关S1的第一极，第二检测单元203连接第一开关S1的第二极。
当控制模块122处于第一控制模式下，第一开关S1导通，输入第二检测单元203的电感电流采样信号为加上迟滞电压VDC的迟滞后的电感电流采样信号。当第二检测单元203检测到的在控制模块122接收到迟滞后的电感电流采样信号小于第二参考电压时，第二检测单元203向控制模块122输出第二触发信号，控制模块122在接收到第二触发信号时，控制第一开关S1关断，输入第二检测单元203的电感电流采样信号为未加上迟滞电压VDC的电感电流采样信号。
可以理解，在一些实施例中，迟滞单元201还可以包括比上述更多或更少的器件，本申请对此不作限制。
如图4所示，在一些实施例中，第一检测单元202可以包括第一采样子单元K21和第一比较器PEAK2。第二检测单元203包括第二采样子单元K22、第二比较器PWM2和运算放大器EA2。
其中，第一采样子单元K21的第一端连接开关M1的第一极，第一采样子单元K21的另一端连接第一比较器PEAK2的第一输入端。第一采样子单元K21可以以第一采样系数k21对电感电流进行采样，并输出对应的第一电压值VSENSE1。
第一比较器PEAK2的第二输入端连接第一参考电压VREF1，第一比较器PEAK2用于比较第一采样子单元K21输出的第一电压值VSENSE1与第一参考电压VREF1的大小。
在一些实施例中，第一比较器PEAK2的第一输入端为正输入端，第二输入端为负输入端，则第一比较器PEAK2判断第一电压值VSENSE1大于第一参考电压VREF1时，输出第一触发信号。
第二采样子单元K22的第一端连接开关M1的第一级，第二采样子单元K22的另一端连接第二比较器PWM2的第一输入端。第二采样子单元K22可以以第二采样系数K22对电感电流进行采样，并输出对应的电压值。
第一开关S1的第三端连接第二比较器PWM2的第一输入端。
运算放大器EA2的第一输入端连接第二参考电压VREF2，运算放大器EA2的第一输入端连接功率电路110的输出端，运算放大器EA2的输出端连接第二比较器PWM2的第二输入端。运算放大器EA2用于将功率电路110的输出电压VO与第二参考电压VREF2的电压差进行放大，并将放大后的电压差输出至第二比较器PWM2的第二输入端。
第二比较器PWM2的输出端连接控制模块122，第二比较器PWM2用于比较第二采样子单元K22输出的电压值和第一开关S1输出的电压之和VSENSE2与运算放大器EA2输出的放大后的电压差进行比较。
在一些实施例中，第二比较器PWM2的第一输入端为正输入端，第二输入端为负输入端，则第二比较器PWM2判断第二采样子单元K22输出的电压值和第一开关S1输出的电压之和VSENSE2大于放大后的电压差时，输出第二触发信号。
可以理解，在图4所示的直流变换器中，当控制电路120开始工作时，若第一比较器PEAK2先输出第一触发信号，则控制电路120进入第一控制模式(例如COT控制模式)，若第二比较器PWM2先输出第二触发信号，则控制电路120进入第二控制模式(例如PWM控制模式)。在控制电路120的进行工作时，可以再通过判断是否接收到另一种控制模式的触发信号，并通过周期迟滞、电压迟滞等，进行迟滞操作后完成模式的切换。
在另一些实施例中，第二检测单元203还可以包括斜坡电压产生子单元Vslope2，斜坡电压产生子单元Vslope2连接第二比较器PWM2的第一输入端。斜坡电压产生子单元Vslope2用于一定斜率的电压(下文称斜坡电压)，叠加到第二采样子单元K22输出的电压值，对直流变换器进行斜坡补偿。
进而，第二比较器PWM2可以用于比较电压值第二采样子单元K22输出的电压值、斜坡电压产生子单元Vslope2产生的斜坡电压、第一开关S1输出的电压之和VSENSE2与运算放大器EA2输出的放大后的电压差的大小。
在一些实施例中，控制模块122还可以生成与第二控制模式对应的时钟信号CLK同步的单周期信号EN，并且单周期信号EN的周期T包括第一预设时间段DT和第二预设时间段T-DT。当控制模块122处于第一控制模式，并且接收到第二触发信号时，若控制模块122在单周期信号EN的周期T的第一预设时间段DT内接收到第一触发信号，则控制模块122控制功率电路110的电感在单周期信号EN的剩余周期内进行放电；若控制模块122在单周期信号EN的周期T的第一预设时间段DT内未接收到第一触发信号，则控制模块122控制功率电路110的电感在单周期信号EN的第一预设时间段DT内进行充电，在第二预设时间段T-DT内进行放电。具体将在下文结合控制电路120的关键节点对应的信号波形图进行说明。
参考图4所示，在一些实施例中，控制模块122可以包括模式切换单元MODE CTRL和驱动单元DRIVER。
其中，模式切换单元MODE CTRL的一侧连接第一比较器PEAK2和第二比较器PWM2的输出端，模式切换单元MODE CTRL的另一侧连接驱动单元DRIVER的一侧。模式切换单元MODECTRL用于根据第一比较器PEAK2输出的第一触发信号生成第一电平信号，或根据第二比较器PWM2输出的第二触发信号向驱动单元DRIVER输出第二电平信号。
驱动单元DRIVER的另一侧分别连接功率电路110中的开关M1和开关M2的控制端，用于基于第一电平信号或第二电平信号控制开关M1和开关M2的通断，进而控制电感L进行充放电。
在一些实施例中，模式切换单元MODE CTRL输出的信号为脉冲信号，控制模块122还可以包括连接于模式切换单元MODE CTRL和驱动单元DRIVER之间的锁存器，例如图4中的RS锁存器RS_Q。
锁存器RS_Q可以将模式切换单元MODE CTRL输出的脉冲信号转换为电平信号，并向驱动单元DRIVER输出电平信号(包括第一电平信号和第二电平信号)，以使得驱动单元DRIVER基于第一电平信号或第二电平信号控制开关M1和开关M2的通断，进而控制电感L进行充放电。
继续参考图4，直流交换器中的控制电路120还可以包括COT模块123。COT模块123的一侧连接功率电路110的输入端和输出端，COT模块123的另一侧连接控制模块122。COT模块123用于：基于检测到的功率电路110的输入电压VI和输出电压VO，输出预设时间(即关断时间)的第一电平信号。控制模块122用于在接收到第一触发信号时，输出接收到的预设时间的第一电平信号。
可以理解，功率电路110中的开关(开关M1和开关M2)的开关频率会随着功率电路110输出电压的占空比的改变而改变，具体地，输出电压占空比越小，开关频率越快，开关频率的增大会使得功率电路110的开关的损耗增加，直流变换器所处芯片发热严重，效率降低。考虑到输出电压的占空比与功率电路110的输入电压VI和输出电压VO相关，本申请实施例中，控制电路120可以基于检测到的输入电压VI和输出电压VO，对预设时间进行调整，即对COT模块123输出的第一电平信号的频率进行调整，使得第一控制模式下，功率电路110中开关的开关频率维持在稳定的频率，不发生较大的波动，功率电路110的工作效率维持不变。
在一些实施例中，控制电路120还包括占空比检测模块124。其中，占空比检测模块124连接功率电路110的输出端和COT模块123的一侧，检测输出端的输出电压VO，并在检测到输出电压VO大于第三参考电压时，向COT模块123输出频率控制信号。
COT模块123在接收到频率控制信号时，可以基于频率控制信号对预设时间进行调整，输出调整后的预设时间的第一电平信号。
可以理解，占空比检测模块124检测到输出电压VO大于第三参考电压，表明功率电路的输出电压的占空比过小。由于控制电路120对功率电路110的控制会产生延迟，占空比过小时，功率电路110会出现电感还没开始放电就充电的情况，影响功率电路110的性能。本申请实施例中在检测到输出电压的占空比过小时，通过占空比检测模块124输出的频率控制信号对COT模块123的预设时间进行调整。具体地，COT模块123可以通过频率控制信号进行工作频率的降频，以扩大输出电压的占空比。当输出电压的占空比正常时时，通过占空比检测模块124输出的频率控制信号对COT模块123的预设时间进行调整。具体地，COT模块123可以通过频率控制信号进行工作频率的频率恢复，以恢复输出电压的占空比。
如图4所示，在一些实施例中，占空比检测模块124包括第三比较器D_DET。第三比较器D_DET的第一输入端连接第三参考电压VREF3，第三比较器D_DET的第二输入端连接功率电路110的输出节点。第三比较器D_DET用于判断功率电路110的输出电压和第三参考电压VREF3的大小，并根据判断结果输出频率控制信号。
在一些实施例中，第三比较器D_DET的第一输入端为正输入端，第三比较器D_DET的第二输入端为负输入端，比较器在判断出功率电路110的输出电压VO小于第三参考电压VREF3时，输出高电平，在判断出功率电路110的输出电压VO大于等于第三参考电压VREF3时，输出低电平。在另一些实施例中，第三比较器D_DET的第一输入端可以为负输入端，第三比较器D_DET的第二输入端可以为正输入端，本申请对此不作限制。
图5所示为本申请实施例提供的一种COT模块的电路示意图。
如图5所示，COT模块123可以包括第四比较器TOFF、导通电阻R1231、可变电阻R1232、导通电容C123、电压电流转换器I/V。
其中，电压电流转化器I/V的一端连接功率电路的输出节点，电压电流转化器I/V的另一端连接导通电容C123的第一端，电压电流转化器I/V用于将检测到的功率电路的输出电压VO转换为电流。
导通电容C123的第一端还连接第四比较器TOFF的第一输入端，导通电容C123的第二端接地。
导通电阻R1231的第一端连接功率电路的输入节点，导通电阻R1231的第二端连接第四比较器TOFF的第二输入端和可变电阻R1232的一端。可变电阻R1232的另一端接地。
第四比较器TOFF的输出端连接控制模块122。
可以理解，以第四比较器TOFF的第一输入端为正输入端，第二输入端为负输入端为例，COT模块123的工作原理如下：电压电流转化器I/V输出的电流用于对导通电容C123进行充电，当导通电容C123的电压增大，且大于第四比较器TOFF的负输入端的电压时，第四比较器TOFF可以输出高电平信号。当导通电容C123电容饱和开始放电，导通电容C123的电压降低，且当导通电容C123的电压小于的负输入端的电压时，第四比较器TOFF可以输出低电平信号，高电平信号持续的时间为预设时间，与输入电压VI和输出电压VO正相关。
在一些实施例中，当COT模块123接收到第三比较器D_DET输出的表征占空比减小的高电平信号时，可变电阻R1232可以基于频率控制信号对其电阻值进行调低，第四比较器TOFF的负输入端的电压降低，则第四比较器TOFF的高电平信号持续时间增大，第一电平信号的频率降低。
下面以第一控制模式为COT控制模式，第二控制模式为PWM控制模式，结合图4所示的电路图中的部分节点的输出信号的波形示意图，对本申请有益效果进行阐述。可以理解，波形示意图的横坐标为时间，纵坐标为对应的电压值或电流值。
首先，结合图6，对本申请实施例中，由PWM控制模式切换至COT控制模式的部分节点的信号波形图进行说明。
可以理解，图6中，CLK对应的波形为系统时钟信号的信号波形，对应于输入模式切换单元MODE CTRL的时钟信号。IL对应的波形为电感L的电流的信号波形。PEAK2对应的波形为第一比较器PEAK2输出端的信号波形。PWM2对应的波形为第二比较器PWM2输出端的信号波形。VO对应的波形为功率电路110输出节点的输出电压的信号波形。COT_MODE对应的波形为COT控制模式的波形，当为高电平时，表征控制电路120处于COT控制模式。VSENSE2对应的波形为第二比较器PWM2的正输入端的信号波形。
由图6可以看出，在PWM控制模式下，即COT_MODE为低电平时，输出电压VO和电感电流IL的频率与时钟信号CLK同步，当第二比较器PWM2输出脉冲信号时，电感IL开始放电，电感IL的电流IL降低，并在时钟信号CLK触发下降沿时，电感IL停止放电。
当第一比较器PEAK2在t0时刻触发，出现脉冲信号时，模式切换单元MODE CTRL可以控制第一开关S1进行关断，第二比较器PWM2的正输入端的电压VSENSE2会降低，大小为VDC。功率电路110会在时钟信号CLK的下一个周期进行控制模式切换，变为COT控制模式，COT_MODE信号置为1，电感L以预设时间(toff)进行放电。
可以理解，如前文所述，基于单周期信号EN以及第一触发信号PEAK2，退出COT控制模式，进入PWM控制模式包括两种情况，下面结合图7a和图7b进行介绍。
图7a所示为在单周期信号EN的第一预设时间段DT内触发了脉冲信号PEAK2的波形图。
可以理解，图7a中，CLK对应的波形为系统时钟信号的信号波形，对应于输入模式切换单元MODE CTRL的时钟信号。IL对应的波形为电感L的电流的信号波形。PEAK2对应的波形为第一比较器PEAK2输出端的信号波形。PWM2对应的波形为第二比较器PWM2输出端的信号波形。VO对应的波形为功率电路110输出节点的输出电压的信号波形。COT_MODE对应的波形为COT控制模式的波形，当为高电平时，表征控制电路120处于COT控制模式。VSENSE2对应的波形为第二比较器PWM2的正输入端的信号波形。EN对应的波形为单周期信号EN的信号波形。
由图7a可以看出，在COT控制模式下，当第一比较器PEAK2触发脉冲信号时，电感IL以预设时间toff进行放电。当模式切换单元MODE CTRL接收到第二比较器PWM2输出的N个脉冲信号时，控制电路120进行退出COT控制模式阶段，此时模式切换单元MODE CTRL会生成一个与时钟信号CLK同步的单周期信号EN。当单周期信号EN的第一预设时间段内，即在t2时刻触发PEAK2信号时，则在单周期信号EN的周期内的时刻t2之后，驱动电路DRIVER驱动开关M1关断，开关M2导通，以控制电感L进行放电。并且，模式切换单元MODE CTRL输出控制第一开关S1导通的信号，第二比较器PWM2的正输入端的电压VSENSE2会增大，大小为VDC。模式切换单元MODE CTRL在单周期信号EN变为低电平时，输出第二电平信号，控制电路120进入PWM控制模式。
图7b所示为在单周期信号EN的第一预设时间段DT内触发了脉冲信号PEAK2的波形图。
可以理解，图7b中，CLK对应的波形为系统时钟信号的信号波形，对应于输入模式切换单元MODE CTRL的时钟信号。IL对应的波形为电感L的电流的信号波形。PEAK2对应的波形为第一比较器PEAK2输出端的信号波形。PWM2对应的波形为第二比较器PWM2输出端的信号波形。VO对应的波形为功率电路110输出节点的输出电压的信号波形。COT_MODE对应的波形为COT控制模式的波形，当为高电平时，表征控制电路120处于COT控制模式。VSENSE2对应的波形为第二比较器PWM2的正输入端的信号波形。EN对应的波形为单周期信号EN的信号波形。
由图7b可以看出，在COT控制模式下，当第一比较器PEAK2触发脉冲信号时，电感L以预设时间toff进行放电。当模式切换单元MODE CTRL连续接收到第二比较器PWM2输出的N个脉冲信号时，控制电路进行退出COT控制模式阶段，此时模式切换单元MODE CTRL会生成一个与时钟信号CLK同步的单周期信号EN。当单周期信号EN的第一预设时间段内，未触发PEAK2信号时，则在单周期信号EN的周期内的第一预设时间段DT内，驱动电路DRIVER驱动开关M1继续导通，开关M2继续导通，以控制电感L在第一预设时间段DT内进行充电；在单周期信号EN的周期内的第二预设时间段T-DT内，驱动电路DRIVER驱动开关M1关断，开关M2导通，以控制电感L在第二预设时间段T-DT内进行放电。并且，模式切换单元MODE CTRL输出控制第一开关S1导通的信号，第二比较器PWM2的正输入端的电压VSENSE2会增大，大小为VDC。模式切换单元MODE CTRL在单周期信号EN变为低电平时，输出第二电平信号，控制电路120进入PWM控制模式。
可以理解，单周期信号EN时COT控制模式与PWM控制模式之间进行切换的一个过渡周期，在该周期内实现两种控制模式的平滑过渡，避免控制模式来回切换。
下面结合图8，对COT控制模式下，功率电路110输出电压的占空比过小时，控制电路120通过控制预设时间控制开关M1和开关M2的开关频率的过程进行介绍。
可以理解，图8中，IL对应的波形为电感L的电流的信号波形。COT_MODE对应的波形为COT控制模式的波形，当为高电平时，表征控制电路120处于COT控制模式。VREF3为第三参考电压。D_DET对应的波形为第三比较器D_DET输出信号的信号波形。VFB对应的波形为电阻R1和电阻R2之间的电压信号的信号波形，VFB的电压值可以看作功率电路输出电压VO的电压值。
由图8可以看出，在t3时刻，第三比较器D_DET判断出电压VFB比第三参考电压小，则生成高电平信号，COT模块123可以根据高电平信号降低第四比较器TOFF的负输入端的电压，以提高第四比较器TOFF输出第一电平信号的时间，即降低COT控制模式的工作频率，电感IL的放电时间由toff0增大为toff1。在t4时刻，第三比较器D_DET判断出电压VFB比第三参考电压大，则生成低电平信号，COT模块123可以根据低电平信号增大第四比较器TOFF的负输入端的电压，以减少第四比较器TOFF输出第一电平信号的时间，即恢复COT控制模式的工作频率，电感IL的放电时间变小。
在一些实施例中，降频和恢复频率时的第三参考电压可以不一样，恢复频率时的第三参考电压更高一些。
下面结合图9，对本申请实施例提供的控制电路的控制方法进行介绍。
如图9所示，该控制方法包括：
901：检测模块在检测到功率电路中电感电流采样信号开始大于第一参考电压时，或电感电流采样信号开始大于第二参考电压时，对电感电流采样信号进行电压迟滞，并在判断出迟滞后的电感电流采样信号大于第一参考电压时，向控制模块输出第一触发信号，或在判断出迟滞后的电感电流采样信号大于第二参考电压时，向控制模块输出第二触发信号。
若是，则表明功率电路处于重载状态，需要切换至第一控制模式。否则，表明功率电路未处于重载状态，仍然采用第二控制模式。
902：控制模块是否接收到第一触发信号。若是，则表明功率电路处于重载状态，需要切换至第一控制模式，即执行步骤903。否则，表明功率电路未处于重载状态，仍然采用第二控制模式，执行步骤904。
903：控制模块在第二控制模式对应的下一个周期内输出第一电平信号，控制功率电路的开关在预设时间内进行放电。
904：控制模块维持第二控制模式。
905：控制模块是否在第一控制模式下连续接收到多个第二触发信号。若是，则表明功率电路不再处于重载状态，需要切换至第二控制模式，即执行步骤906。否则，表明功率电路仍处于重载状态，仍然采用第一控制模式，执行步骤907。
906：控制模块输出第二电平信号，控制功率电路的开关以固定的频率进行充放电。
907：控制模块维持第一控制模式。
下面以图4所示的电路图为例，且第一控制模式为COT控制模式，第二控制模式为PWM控制模式，结合图10，对本申请实施例提供的另一种控制电路的控制方法进行介绍。
如图10所示，该控制方法包括：
1001：第一比较器PEAK2是否被触发。若被触发，表明功率电路处于重载状态，需要切换至COT控制模式，即执行步骤1002。否则，表明功率电路未处于重载状态，仍然采用PWM控制模式，执行步骤1003。
1002：模式切换单元控制模式为COT控制模式。
1003：模式切换单元控制模式为PWM控制模式。
1004：第二比较器PWM2是否被触发，并且触发多次。若是，则表明功率电路不再处于重载状态，需要切换至PWM控制模式，即执行步骤1005。否则，表明功率电路仍处于重载状态，仍然采用COT控制模式，执行步骤1002。
1005：控制模式切换单元进行迟滞操作。可以理解，迟滞操作包括电压迟滞和周期迟滞，前文已进行介绍，在此不作赘述。控制模式切换单元进行迟滞操作后，执行步骤1003。
1006：第三比较器D_DET判断正输入端的电压VFB是否大于第三参考电压VREF3。若是，则表面功率电路的输出电压的占空很小，需要进行降频，即执行步骤1006。
1007：COT模块工作频率降低。
在附图中，可以以特定布置和/或顺序示出一些结构或方法特征。然而，应该理解，可能不需要这样的特定布置和/或排序。而是，在一些实施例中，这些特征可以以不同于说明性附图中所示的方式和/或顺序来布置。另外，在特定图中包括结构或方法特征并不意味着暗示在所有实施例中都需要这样的特征，并且在一些实施例中，可以不包括这些特征或者可以与其他特征组合。
如图11所示，本申请实施例中还提供了一种开关电源，包括直流电源200和直流变换器100。其中，直流变换器100包括功率电路110和控制电路120，直流电源200连接功率电路110的输入侧，向功率电路110输入直流电压。
控制电路120包括检测模块121和控制模块122，检测模块121用于在检测到功率电路110中电感电流采样信号开始大于第一参考电压时，或电感电流采样信号开始大于第二参考电压时，对电感电流采样信号进行电压迟滞处理。在判断出迟滞后的电感电流采样信号大于第一参考电压时，向控制模块122输出第一触发信号，在判断出迟滞后的电感电流采样信号大于第二参考电压时，向控制模块122输出第二触发信号，其中，第一触发信号对应第一控制模式，第二触发信号对应第二控制模式。
控制模块122用于若在第二控制模式下接收到第一触发信号，则在第二控制模式对应的下一个周期内输出第一电平信号，控制功率电路110的开关在预设时间内放电；若在第一控制模式下连续接收到多个第二触发信号，则输出第二电平信号，控制功率电路110的开关以固定的频率充放电。
需要说明的是，本申请各设备实施例中提到的各单元/模块都是逻辑单元/模块，在物理上，一个逻辑单元/模块可以是一个物理单元/模块，也可以是一个物理单元/模块的一部分，还可以以多个物理单元/模块的组合实现，这些逻辑单元/模块本身的物理实现方式并不是最重要的，这些逻辑单元/模块所实现的功能的组合才是解决本申请所提出的技术问题的关键。此外，为了突出本申请的创新部分，本申请上述各设备实施例并没有将与解决本申请所提出的技术问题关系不太密切的单元/模块引入，这并不表明上述设备实施例并不存在其它的单元/模块。
需要说明的是，在本专利的示例和说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
虽然通过参照本申请的某些优选实施例，已经对本申请进行了图示和描述，但本领域的普通技术人员应该明白，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本申请的精神和范围。

Claims (22)

1.一种直流变换器，包括功率电路和控制电路，其特征在于，所述控制电路包括检测模块和控制模块，
所述检测模块，用于：
在检测到功率电路中电感电流采样信号开始大于第一参考电压时，或所述电感电流采样信号开始大于第二参考电压时，对所述电感电流采样信号进行电压迟滞处理；
在判断出迟滞后的电感电流采样信号大于所述第一参考电压时，向所述控制模块输出第一触发信号，在判断出所述迟滞后的电感电流采样信号大于所述第二参考电压时，向所述控制模块输出第二触发信号，其中，所述第一触发信号对应第一控制模式，所述第二触发信号对应第二控制模式；
所述控制模块，用于：
接收所述第一触发信号或所述第二触发信号。
2.根据权利要求1所述的直流变换器，其特征在于，
所述控制模块，用于：
若在所述第二控制模式下接收到所述第一触发信号，则在所述第二控制模式对应的下一个周期内输出第一电平信号，控制所述功率电路的开关在预设时间内放电；
若在所述第一控制模式下连续接收到多个所述第二触发信号，则输出第二电平信号，控制所述功率电路的开关以固定的频率充放电。
3.根据权利要求1或2所述的直流变换器，其特征在于，所述第一控制模式为COT控制模式，所述第二控制模式为PWM控制模式。
4.根据权利要求1或2所述的直流变换器，其特征在于，所述检测模块包括迟滞单元、第一检测单元、第二检测单元；
所述迟滞单元的一端连接所述功率电路的电感的第一端，所述迟滞单元的另一端连接所述控制模块，所述迟滞单元还连接所述第一检测单元和所述第二检测单元；
所述迟滞单元用于：在检测到所述电感电流采样信号开始大于所述第一参考电压，或所述电感电流采样信号开始大于所述第二参考电压时，向所述第一检测单元和所述第二检测单元输出迟滞后的电感电流采样信号；
所述第一检测单元连接所述控制模块，所述第一检测单元用于：
在检测到所述迟滞后的电感电流采样信号大于所述第一参考电压时，向所述控制模块输出第一触发信号；
所述第二检测单元连接所述控制模块，所述第二检测单元用于：
在检测到所述迟滞后的电感电流采样信号大于所述第二参考电压时，向所述控制模块输出第二触发信号。
5.根据权利要求1或2所述的直流变换器，其特征在于，所述检测模块包括迟滞单元、第一检测单元、第二检测单元；
所述第一检测单元连接所述电感和所述控制模块，所述第一检测单元用于：
在检测到所述电感电流采样信号大于所述第一参考电压时，向所述控制模块输出第一触发信号；
所述第二检测单元连接所述迟滞单元和所述控制模块，所述第二检测单元用于：
在检测到所述电感电流采样信号和所述迟滞单元的电压之和大于所述第二参考电压时，向所述控制模块输出第二触发信号；
所述迟滞单元的一端连接所述功率电路的电感的第一端，所述迟滞单元的另一端连接所述控制模块，所述迟滞单元还连接所述第二检测单元，所述迟滞单元用于：
根据所述控制模块的控制，改变输入所述第一检测单元的所述迟滞电压。
6.根据权利要求5所述的直流变换器，其特征在于，所述迟滞单元包括迟滞电压生成子单元以及第一开关；
所述第一开关的第一端连接所述迟滞电压生成子单元，所述第一开关的第二端连接所述控制模块，所述第一开关的第三端连接所述第二检测单元；
所述迟滞电压生成子单元用于：生成预设迟滞电压；
所述控制模块用于：
在所述第一控制模式下，控制所述第一开关的连接所述迟滞电压生成子单元和所述第二检测单元之间电路处于导通状态，所述迟滞电压为所述预设迟滞电压；
当所述控制模块在接收到第二触发信号时，控制所述第一开关的连接所述迟滞电压生成子单元和所述第二检测单元之间电路处于断开状态，所述迟滞电压为零。
7.根据权利要求6所述的直流变换器，其特征在于，所述第一开关包括单刀双掷开关。
8.根据权利要求6所述的直流变换器，其特征在于，所述第一检测单元包括第一采样子单元和第一比较器，所述第二检测单元包括第二采样子单元、第二比较器和运算放大器；
所述第一采样子单元的第一端连接所述电感的第一端，所述第一采样子单元的另一端连接所述第一比较器的第一输入端，所述第一采样子单元用于以第一采样系数对电感电流进行采样，并输出对应的第一电压值；
所述第一比较器的第二输入端连接所述第一参考电压，所述第一比较器用于比较所述第一采样子单元输出的所述第一电压值与所述第一参考电压的大小；
所述第二采样子单元的第一端连接所述电感的第一端，所述第二采样子单元的另一端连接所述第二比较器的第一输入端，所述第二采样子单元用于以第二采样系数对所述电感电流进行采样，并输出对应的电压值；
所述第一开关的第三端连接所述第二比较器的第一输入端；
所述运算放大器的第一输入端连接所述第二参考电压，所述运算放大器的第一输入端连接所述功率电路的输出节点，所述运算放大器的输出端连接所述第二比较器的第二输入端；
所述运算放大器用于：
将所述功率电路的输出电压与所述第二参考电压的电压差进行放大，并将放大后的电压差输出至所述第二比较器的第二输入端；
所述第二比较器的输出端连接所述控制模块，所述第二比较器用于比较所述第二采样子单元输出的电压值和所述第一开关输出的电压之和与所述运算放大器输出的放大后的电压差进行比较。
9.根据权利要求8所述的直流变换器，其特征在于，所述第二检测单元还可以包括斜坡电压产生子单元，所述斜坡电压产生子单元连接所述第二比较器的第一输入端；
所述斜坡电压产生子单元用于产生一定斜率的电压，叠加到所述第二采样子单元输出的电压值，对所述电感电流进行斜坡补偿。
10.根据权利要求1至9任一项所述的直流变换器，其特征在于，
所述控制模块还用于：
生成与所述第二控制模式对应的时钟信号同步的单周期信号，所述单周期信号的周期包括第一预设时间段和第二预设时间段；
当所述控制模块处于所述第一控制模式，并且所述控制模块接收到所述第二触发信号时：
若所述控制模块在所述单周期信号的周期的所述第一预设时间段内接收到所述第一触发信号，则所述控制模块控制所述功率电路的电感在所述单周期信号的剩余周期内进行放电；
若所述控制模块在所述单周期信号的所述周期的所述第一预设时间段内未接收到所述第一触发信号，则所述控制模块控制所述功率电路的电感在所述单周期信号的所述第一预设时间段内进行充电，在所述第二预设时间段内进行放电。
11.根据权利要求8所述的直流变换器，其特征在于，所述控制模块包括模式切换单元和驱动单元；
所述模式切换单元的一侧连接所述第一比较器和所述第二比较器的输出端，所述模式切换单元的另一侧连接所述驱动单元的一侧，所述模式切换单元用于根据所述第一比较器输出的所述第一触发信号生成第一电平信号，或根据所述第二比较器输出的所述第二触发信号向所述驱动单元输出第二电平信号；
所述驱动单元的另一侧分别连接所述功率电路中的第一功率开关和第二功率开关的控制端，用于基于所述第一电平信号或第二电平信号控制所述第一功率开关和所述第二功率开关的通断，以控制所述功率电路中的电感进行充放电。
12.根据权利要求11所述的直流变换器，其特征在于，所述控制模块还包括锁存器，所述锁存器连接于所述模式切换单元和所述驱动单元之间，所述锁存器用于将所述模式切换单元输出的脉冲信号转换为所述第一电平信号或所述第二电平信号。
13.根据权利要求1至9任一项所述的直流变换器，其特征在于，所述控制电路还包括固定导通时间模块；
所述固定导通时间模块的一侧连接所述功率电路的输入节点和输出节点，所述固定导通时间模块的另一侧连接所述控制模块；
所述固定导通时间模块用于：基于检测到的所述功率电路的输入电压和输出电压，向所述控制模块输出预设时间的第一电平信号；
所述控制模块用于在接收到所述第一触发信号时，输出接收到的所述预设时间的第一电平信号。
14.根据权利要求13所述的直流变换器，其特征在于，所述控制电路还包括占空比检测模块；
所述占空比检测模块连接所述功率电路的输出节点和所述固定导通时间模块的一侧，所述占空比检测模块用于检测所述功率电路的输出电压，并在检测到所述输出电压大于第三参考电压时，向所述固定导通时间模块输出频率控制信号；
所述固定导通时间模块用于：
在接收到所述频率控制信号时，基于所述频率控制信号对所述预设时间进行调整，输出调整后的预设时间的第一电平信号。
15.根据权利要求14所述的直流变换器，其特征在于，占空比检测模块124包括第三比较器；
所述第三比较器的第一输入端接入所述第三参考电压，所述第三比较器的第二输入端连接所述功率电路的输出节点；
所述第三比较器用于：
比较所述功率电路的输出电压和所述第三参考电压的大小，并根据比较结果输出所述频率控制信号。
16.根据权利要求14所述的直流变换器，其特征在于，所述固定导通时间模块包括第四比较器、导通电阻、可变电阻、导通电容和电压电流转换器；
所述电压电流转化器的一端连接所述功率电路的输出节点，所述电压电流转化器的另一端连接所述导通电容的第一端，所述电压电流转化器用于将检测到的所述功率电路的输出电压转换为电流，所述电压电流转化器输出的电流用于对所述导通电容进行充电；
所述导通电容的第一端连接所述第四比较器的第一输入端，所述导通电容的第二端接地；
所述导通电阻的第一端连接所述功率电路的输入节点，所述导通电阻的第二端连接所述第四比较器的第二输入端和所述可变电阻的一端，所述可变电阻的另一端接地；
所述第四比较器的输出端连接所述控制模块。
17.根据权利要求16所述的直流变换器，其特征在于，所述可变电阻在检测到所述占空比检测电路输出的所述频率控制信号时，控制所述可变电阻的电阻值进行改变，以改变所述预设时间。
18.一种直流变换器的控制方法，应用于直流变换器，所述直流变换器包括功率电路和控制电路，其特征在于，所述控制电路包括检测模块和控制模块；
所述方法包括：
所述检测模块在检测到所述功率电路中电感电流采样信号开始大于第一参考电压时，或所述电感电流采样信号开始大于第二参考电压时，对所述电感电流采样信号进行电压迟滞，并在判断出迟滞后的电感电流采样信号大于所述第一参考电压时，向所述控制模块输出第一触发信号，或在判断出所述迟滞后的电感电流采样信号大于所述第二参考电压时，向所述控制模块输出第二触发信号；
所述控制模块接收所述第一触发信号或所述第二触发信号。
19.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
若所述控制模块接收到所述第一触发信号，所述控制模块将控制模式在第二控制模式对应的下一个周期内输出第一电平信号，以控制功率电路的开关在预设时间内进行放电；
若所述控制模块在第一控制模式下连续接收到多个所述第二触发信号，所述控制模块输出第二电平信号，以控制功率电路的开关以固定的频率进行充放电。
20.一种开关电源，其特征在于，包括：权利要求1至17任一项所述的直流变换器和直流电源，
其中，所述直流变换器用于执行18或19所述的直流变换器的控制方法，所述直流电源连接所述直流变换器中的功率电路的输入侧。
21.一种芯片，其特征在于，包括：权利要求1至17任一项所述的直流变换器和直流电源，
其中，所述直流变换器用于执行权利要求18或19所述的直流变换器的控制方法，所述直流电源连接所述直流变换器中的功率电路的输入侧。
22.一种电子设备，其特征在于，包括：
权利要求1至17任一项所述的直流变换器和直流电源，其中，所述直流电源连接所述直流变换器中的功率电路的输入侧；
存储器，用于存储由所述电子设备的一个或多个处理器执行的指令，以及，
处理器，是所述电子设备的处理器之一，用于触发所述直流变换器执行权利要18或19所述的直流变换器的控制方法。
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