TWI516026B - 平衡－不平衡轉換器 - Google Patents

Description

平衡-不平衡轉換器

本發明係關於對平衡訊號與不平衡訊號相互進行轉換的平衡-不平衡轉換器。

平衡-不平衡轉換器，係對平衡訊號與不平衡訊號相互進行轉換的電路。平衡-不平衡轉換器，例如，利用積層基板而積體化(integration)，並構裝在行動電話等之通訊機器。作為習知的平衡-不平衡轉換器，例如有如圖11、12所示般的平衡-不平衡轉換器。

圖11，係表示習知的平衡-不平衡轉換器1F的電路圖(參照專利文獻1)。平衡-不平衡轉換器1F，具備不平衡端子P1、平衡端子P2、P3、低通濾波器21F及高通濾波器22F。低通濾波器21F，連接在不平衡端子P1與平衡端子P2之間。高通濾波器22F，連接在不平衡端子P1與平衡端子P3之間。

在將不平衡訊號輸入至不平衡端子P1之情形，訊號將通過低通濾波器21F與高通濾波器22F。當訊號通過低通濾波器21F時，訊號的相位延遲90度。當訊號通過高通濾波器22F時，訊號的相位提前90度。因此，從平衡端子P2、P3輸出的訊號，成為相位相差180度的平衡訊號。在將平衡訊號輸入至平衡端子P2、P3之情形，從不平衡端子P1輸出的訊號， 與上述同樣地成為不平衡訊號。

圖12係表示習知的平衡-不平衡轉換器1M(商用(merchant)型)的電路圖(參照專利文獻2)。平衡-不平衡轉換器1M，具備不平衡端子P1、平衡端子P2、P3、以及1/4波長的傳輸線路11M、12M、13M、14M。傳輸線路11M的一個端子111M，與不平衡端子P1連接。傳輸線路11M的另一個端子112M，與傳輸線路12M的一個端子121M連接。傳輸線路13M，配置成與傳輸線路11M相鄰，且與傳輸線路11M電磁耦合。傳輸線路14M，配置成與傳輸線路12M相鄰，且與傳輸線路12M電磁耦合。傳輸線路13M的一個端子132M，與平衡端子P2連接。傳輸線路14M的一個端子141M，與平衡端子P3連接。傳輸線路13M的另一個端子131M與傳輸線路14M的另一個端子142M接地。

輸入至不平衡端子P1的訊號，在傳輸線路11M、12M中傳輸。並且，輸入訊號透過傳輸線路11M與13M的電磁耦合而在傳輸線路13M中傳輸。此外，輸入訊號透過傳輸線路12M與14M的電磁耦合而在傳輸線路14M中傳輸。從平衡端子P2、P3輸出的訊號，成為相位相差180度的平衡訊號。在將平衡訊號輸入至平衡端子P2、P3之情形，從不平衡端子P1輸出的訊號成為不平衡訊號。

專利文獻1：日本特開2005-166702號公報

專利文獻2：日本特開2003-110314號公報

在圖11所示的平衡-不平衡轉換器1F的情形，利用低通濾波器21F及高通濾波器22F使訊號的相位改變。圖13示出了低通濾波器及 高通濾波器的通過特性。縱軸為衰減量，橫軸為頻率。頻率f1為使用頻帶的中心頻率(工作點(operating point))。

將低通濾波器21F設計成在工作點的訊號的相位延遲90度。並且，如圖13所示，在低通濾波器21F中，在工作點的衰減特性的斜率大小(以下，將斜率大小簡稱為斜率)變大。亦即，在平衡-不平衡轉換器1F中，一旦將低通濾波器21F設計成已通過的訊號的相位延遲90度，則低通濾波器21F的衰減特性的斜率將變大。

已通過低通濾波器的訊號的振幅，由該訊號的頻率中的低通濾波器的衰減特性來決定。因此，在平衡-不平衡轉換器1F中，當訊號的頻率在使用頻帶內產生了變動時，已通過低通濾波器21F的訊號的振幅的變化量將變大。

將高通濾波器22F設計成在工作點的訊號的相位提前90度。並且，如圖13所示，在高通濾波器22F中，在工作點的衰減特性的斜率也將變大。因此，在平衡-不平衡轉換器1F中，當訊號的頻率在使用頻帶內產生了變動時，已通過高通濾波器22F的訊號的振幅的變化量將變大。

因此，當訊號的頻率在使用頻帶內產生了變動時，在平衡-不平衡轉換器1F的兩個平衡訊號的振幅出現較大的差異。

在圖12所示的平衡-不平衡轉換器1M的情形，具有不平衡端子P1的電路側與具有平衡端子P2、P3的電路側電磁耦合。因此，與藉由佈線將不平衡端子P1與平衡端子P2、P3直接連接的情形相比，插入損耗較大。

本發明的目的，係在於實現一種插入損耗較小、且平衡訊號 的平衡特性優異的平衡-不平衡轉換器。

本發明之平衡-不平衡轉換器，如以下方式構成。平衡-不平衡轉換器，具備：不平衡端子、第一及第二平衡端子、定向耦合器(directional coupler)、低通濾波器以及高通濾波器。不平衡端子，輸入和輸出不平衡訊號。第一及第二平衡端子，輸入和輸出平衡訊號。定向耦合器，具有第一、第二、第三及第四端子。定向耦合器的第一端子與不平衡端子連接。於定向耦合器的第二端子的輸出訊號與定向耦合器的第三端子的輸出訊號具有既定的相位差。定向耦合器的第二端子，藉由構成定向耦合器的線路，與定向耦合器的第一端子連接。低通濾波器，連接在定向耦合器的第二端子與第一平衡端子之間。高通濾波器，連接在定向耦合器的第三端子與第二平衡端子之間。

於該構成中，不平衡端子與第一平衡端子，藉由佈線連接。藉此，與商用型平衡-不平衡轉換器相比，能夠實現插入損耗較小的平衡-不平衡轉換器。此外，在利用定向耦合器使訊號的相位改變之後，進一步利用低通濾波器與高通濾波器使訊號的相位改變。藉此，在利用低通濾波器與高通濾波器使相位改變時，能夠在訊號的振幅相對於頻率不會產生較大變化的相位區域中，使訊號的相位改變。因此，能夠實現兩個平衡訊號的振幅差較小的平衡-不平衡轉換器。

本發明之平衡-不平衡轉換器，亦可進一步具備電容器、電感器及直流供給端子。電容器串聯連接在不平衡端子與定向耦合器的第一端子之間。電感器的一端連接在電容器與定向耦合器的第一端子之間。直流供給端子與電感器的另一端連接。在該構成下，能夠對平衡-不平衡轉換 器所連接的IC等電子零件供給直流電流。

本發明之平衡-不平衡轉換器，較佳為如以下方式構成。低通濾波器，具有第一電感器與第一電容器。高通濾波器，具有第二電感器與第二電容器。平衡-不平衡轉換器，藉由積層以下部分而形成：電介質層；第一電感器所使用的第一電感器電極；第二電感器所使用的第二電感器電極；第一電容器所使用的第一電容器電極；第二電容器所使用的第二電容器電極；以及定向耦合器所使用的第一及第二傳輸線路電極。在該構成下，能夠利用積層基板使平衡-不平衡轉換器積體化，因此，能夠使平衡-不平衡轉換器小型化。

本發明之平衡-不平衡轉換器，較佳為：第一傳輸線路電極與第二傳輸線路電極形成為螺旋狀，且從積層方向觀察時重疊。在該構成下，能夠提高定向耦合器的耦合度。藉此，能夠減小插入損耗。

在本發明之平衡-不平衡轉換器中，亦可將第一電感器電極與第二電感器電極，以使第一及第二傳輸線路電極夾於其間之方式積層。在該構成下，能夠抑制低通濾波器與高通濾波器的電磁耦合。

根據本發明，能夠實現一種插入損耗較小、且兩個平衡訊號的振幅差較小的平衡-不平衡轉換器。

1、1A、1B、1C、1D、1E、1F、1M‧‧‧平衡-不平衡轉換器

11、12、11M、12M、13M、14M‧‧‧傳輸線路

21、21D、21E、21F‧‧‧低通濾波器

22、22D、22E、22F‧‧‧高通濾波器

23、23M、24M‧‧‧定向耦合器

31至36‧‧‧外部電極

41至48、41A至48A、41B至48B‧‧‧線狀電極

51至54、51A至54A、51B至54B‧‧‧平板電極

61至65、61A至66A、61B至66B‧‧‧通孔電極

101至109、101A至111A、101B至111B‧‧‧電介質層

C1、C2、C3、C4‧‧‧電容器

L1、L2、L3、L4、L2C‧‧‧電感器

P1‧‧‧不平衡端子

P2、P3‧‧‧平衡端子

P4‧‧‧直流供給端子

圖1，係第1實施形態之平衡-不平衡轉換器的電路圖。

圖2，係表示第1實施形態之平衡-不平衡轉換器及習知構成的平衡-不平衡轉換器的特性的表。

圖3(A)，係表示低通濾波器21的通過特性的圖。圖3(B)，係表示已通過低通濾波器21的訊號的相位的頻率特性的圖。

圖4(A)，係表示第1實施形態之平衡-不平衡轉換器的插入損耗的頻率特性的圖。圖4(B)，係表示第1實施形態之平衡-不平衡轉換器的振幅差的頻率特性的圖。

圖5(A)，係第1實施形態之平衡-不平衡轉換器的外觀立體圖。圖5(B)，係第1實施形態之平衡-不平衡轉換器的分解立體圖。

圖6，係第2實施形態之平衡-不平衡轉換器的分解立體圖。

圖7，係第3實施形態之平衡-不平衡轉換器的分解立體圖。

圖8，係第4實施形態之平衡-不平衡轉換器的電路圖。

圖9，係第5實施形態之平衡-不平衡轉換器的電路圖。

圖10，係第6實施形態之平衡-不平衡轉換器的電路圖。

圖11，係表示習知的平衡-不平衡轉換器1F的電路圖。

圖12，係表示習知的平衡-不平衡轉換器1M的電路圖。

圖13，係表示低通濾波器及高通濾波器的通過特性的圖。

針對本發明的第1實施形態之平衡-不平衡轉換器1進行說明。圖1係第1實施形態之平衡-不平衡轉換器1的電路圖。平衡-不平衡轉換器1，具備不平衡端子P1、平衡端子P2、P3、傳輸線路11、12、電容器C1、C2以及電感器L1、L2。電容器C1與電感器L1，構成低通濾波器21。電容器C2與電感器L2，構成高通濾波器22。傳輸線路11、12，構成定向耦合器23。

傳輸線路11的一個端子111，與不平衡端子P1連接。傳輸線路11的另一個端子112，透過電感器L1而與平衡端子P2連接。電感器L1與平衡端子P2的連接點，透過電容器C1接地。傳輸線路11的端子111，相當於本發明的定向耦合器的第一端子。傳輸線路11的端子112，相當於本發明的定向耦合器的第二端子。

將傳輸線路12配置成與傳輸線路11相鄰，並與傳輸線路11電磁耦合。傳輸線路12的一個端子122接地。傳輸線路12的另一個端子121，透過電容器C2而與平衡端子P3連接。電容器C2與平衡端子P3的連接點，透過電感器L2接地。傳輸線路12的端子121，相當於本發明的定向耦合器的第三端子。傳輸線路11、12的路線長，係所傳輸的訊號的波長的1/4。藉此，能夠使在傳輸線路11中傳輸的訊號的功率(power)與在傳輸線路12中傳輸的訊號的功率均等。此外，傳輸線路11、12，較佳為具有盡可能大的線寬與膜厚。藉此，能夠提高傳輸線路11、12的Q值。

輸入至不平衡端子P1的不平衡訊號S1，在定向耦合器23中傳輸，且作為訊號S2、S3而輸出。訊號S2從傳輸線路11的端子112輸出，訊號S3從傳輸線路12的端子121輸出。訊號S3與訊號S2相比，具有提前了90度的相位。訊號S2通過低通濾波器21，且作為訊號S4而從平衡端子P2輸出。將電感器L1的電感與電容器C1的電容，以使已通過低通濾波器21的訊號的相位延遲45度之方式調整。因此，藉由通過低通濾波器21，訊號S4與訊號S2相比具有延遲了45度的相位。將電感器L2的電感與電容器C2的電容，以使已通過高通濾波器22的訊號的相位提前45度之方式調整。因此，訊號S3通過高通濾波器22，且作為訊號S5而從平衡端 子P3輸出。藉由通過高通濾波器22，訊號S5與訊號S3相比具有提前了45度的相位。藉此，訊號S4與訊號S5，成為相位互相差約180度的平衡訊號。輸入至平衡端子P2、P3的平衡訊號，逆向進入上述路徑，且作為不平衡訊號而從不平衡端子P1輸出。

圖2係表示第1實施形態之平衡-不平衡轉換器1及習知構成的平衡-不平衡轉換器1F、1M的特性的表。對於插入損耗，示出了在使用頻帶內(2.4GHz~2.5GHz)各平衡-不平衡轉換器的衰減量成為最大的頻率下的插入損耗的大小。振幅差變化量，係兩個平衡訊號相對於使用頻帶內的各平衡-不平衡轉換器的頻率變化之振幅差的變化量。相位差，係使用頻帶內的各平衡-不平衡轉換器的兩個平衡訊號的相位差。

如圖2所示，平衡-不平衡轉換器1與習知構成相比，具有較小的插入損耗。此外，平衡-不平衡轉換器1，與習知構成相比，具有優異的振幅平衡與相位平衡。尤其是，平衡-不平衡轉換器1，與圖12所示的平衡-不平衡轉換器1M相比，能夠減小插入損耗。此外，平衡-不平衡轉換器1，與圖11所示的平衡-不平衡轉換器1F相比，即使訊號之頻率在使用頻帶內產生變化，亦能確保優異的振幅平衡。

上述的結果，係根據以下之理由。在平衡-不平衡轉換器1M中，具有不平衡端子P1的電路側與具有平衡端子P2、P3的電路側，僅藉由電磁耦合傳輸訊號。另一方面，在平衡-不平衡轉換器1中，不平衡端子P1與平衡端子P2，不透過電磁耦合，而係藉由佈線直接連接。因此，在傳輸線路間的功率損耗，與平衡-不平衡轉換器1M相比得以減少。因此，一旦使從平衡端子P2、P3輸出的兩個平衡訊號的功率結合，則平衡-不平衡轉 換器1與平衡-不平衡轉換器1M相比具有較小的插入損耗。

圖3係低通濾波器21的特性圖。圖3(A)示出了低通濾波器21的通過特性。縱軸為衰減量，橫軸為頻率。圖3(B)係表示已通過低通濾波器21的訊號的相位的頻率特性的圖。縱軸為相位，橫軸為頻率。頻率f1係使用頻帶的中心頻率(工作點)。

如圖3(B)所示，將低通濾波器21設計成在工作點的訊號的相位延遲45度。此外，如上所述，將低通濾波器21F設計成在工作點的訊號的相位延遲90度。並且，如圖3(A)、圖13所示，在低通濾波器21中的在工作點的衰減特性的斜率大小(以下，將斜率大小簡稱為斜率)，與在低通濾波器21F中的在工作點的衰減特性的斜率相比為較小。

亦即，已通過的訊號的相位延遲45度的低通濾波器21中的衰減特性的斜率，與已通過的訊號的相位延遲90度的低通濾波器21F中的衰減特性的斜率相比為較小。另外，該結果對於由少量的電感器及電容器構成的低通濾波器亦同樣成立。

已通過低通濾波器的訊號的振幅，由該訊號的頻率中的低通濾波器的衰減特性決定。因此，當訊號的頻率在使用頻帶內產生變動時，已通過低通濾波器21的訊號的振幅變化量，與已通過低通濾波器21F的訊號的振幅變化量相比為較小。

在高通濾波器中亦同樣地，已通過的訊號的相位提前45度的高通濾波器22中的衰減特性的斜率，與已通過的訊號的相位提前90度的高通濾波器22F中的衰減特性的斜率相比為較小。因此，當訊號的頻率在使用頻帶內產生了變動時，已通過高通濾波器22的訊號的振幅變化量，與 已通過高通濾波器22F的訊號的振幅變化量相比為較小。

因此，平衡-不平衡轉換器1的振幅差變化量，與平衡-不平衡轉換器1F的振幅差變化量相比為較小。亦即，平衡-不平衡轉換器1，與平衡-不平衡轉換器1F相比，即使訊號的頻率在使用頻帶內產生變化，亦能夠確保優異的振幅平衡。

圖4(A)係表示第1實施形態之平衡-不平衡轉換器1的插入損耗的頻率特性的圖。縱軸為插入損耗，橫軸為頻率。插入損耗在使用頻帶內(2.4GHz~2.5GHz)大約為0.26dB，且大致為一定。圖4(B)係表示第1實施形態之平衡-不平衡轉換器1的振幅差的頻率特性的圖。縱軸為兩個平衡訊號的振幅之差，橫軸為頻率。振幅差在使用頻帶內為接近於0的值，且大致為一定。如圖4所示，平衡-不平衡轉換器1具有優異的頻率特性。

圖5(A)係第1實施形態之平衡-不平衡轉換器1的外觀立體圖。圖5(B)係第1實施形態之平衡-不平衡轉換器1的分解立體圖。於以下，在圖5(A)中，將朝向紙面的右手前方的面稱為第一側面，將與第一側面相反側的面稱為第二側面，將朝向上方的面稱為上面，將朝向下方的面稱為下面。此外，將從積層方向觀察時呈大致矩形狀的電極圖案稱為平板電極，將已形成在平衡-不平衡轉換器1表面的電極圖案稱為外部電極，將其他之電極圖案稱為線狀電極。

平衡-不平衡轉換器1，係大致長方體狀的積層體，且於表面具備外部電極31至36。外部電極31、32、33，相互隔開既定的間隔，且形成於積層體的第二側面。外部電極32，位於外部電極31、33之間。外部電 極34與外部電極33相對向，外部電極35與外部電極32相對向，外部電極36與外部電極31相對向，並分別形成於積層體的第一側面。外部電極31至36，形成為在積層體的上面與下面延伸。外部電極31對應於不平衡端子P1，外部電極32、35對應於接地，外部電極33對應於平衡端子P2，外部電極34對應於平衡端子P3。

平衡-不平衡轉換器1，具備電介質層101至電介質層109。電介質層101至電介質層109按編號順序積層。

線狀電極41，形成於電介質層102。線狀電極41的一端，與外部電極35連接。線狀電極42，形成於電介質層103，且具有螺旋狀的形狀。線狀電極42的一端，與外部電極36連接。線狀電極42的另一端，藉由通孔電極61而與線狀電極41的另一端連接。線狀電極43，形成於電介質層104，且具有螺旋狀的形狀。線狀電極43的一端，與外部電極31連接。線狀電極42、43，從積層方向觀察時重疊。線狀電極42對應於傳輸線路12，相當於本發明的第二傳輸線路電極。線狀電極43對應於傳輸線路11，相當於本發明的第一傳輸線路電極。亦即，定向耦合器23係包含線狀電極42、43。

線狀電極44、45，形成於電介質層105。線狀電極44的一端，藉由通孔電極62而與線狀電極43的另一端連接。線狀電極45的一端，與外部電極35連接。線狀電極46，形成於電介質層106。線狀電極46的一端，藉由通孔電極63而與線狀電極45的另一端連接。線狀電極47、48，形成於電介質層107。線狀電極47的一端，與外部電極33連接。線狀電極48的一端，與外部電極34連接。線狀電極47的另一端，藉由通孔電極64 而與線狀電極44的另一端連接。線狀電極48的另一端，藉由通孔電極65而與線狀電極46的另一端連接。線狀電極44、47與通孔電極64，構成電感器L1，相當於本發明的第一電感器電極。線狀電極45、46、48與通孔電極63、65，構成電感器L2，相當於本發明的第二電感器電極。

平板電極51、52，形成於電介質層108。平板電極51，與外部電極33連接。平板電極52，與外部電極36連接。平板電極53、54，形成於電介質層109。平板電極53，與外部電極32連接。平板電極54，與外部電極34連接。平板電極51、53透過電介質層108而在積層方向重疊，藉此構成電容器C1。平板電極51、53，相當於本發明的第一電容器電極。平板電極52、54透過電介質層108而在積層方向重疊，藉此構成電容器C2。平板電極52、54，相當於本發明的第二電容器電極。

根據第1實施形態，能夠利用積層基板使平衡-不平衡轉換器1積體化，因此，能夠使平衡-不平衡轉換器1小型化。此外，由於傳輸線路11、12形成為螺旋狀，因此，能夠提高傳輸線路11與傳輸線路12之間的耦合度。藉此，能夠減小插入損耗。此外，由於將傳輸線路11、12配置成與構成電容器C1的平板電極51、53與構成電容器C2的平板電極52、54隔開，因此，能夠抑制在傳輸線路11、12周邊產生寄生電容(parasitic capacitance)。藉此，傳輸線路11、12的Q值得以提高，能夠減小插入損耗。

針對本發明的第2實施形態之平衡-不平衡轉換器1A進行說明。第2實施形態之平衡-不平衡轉換器1A的電路構成與外觀，與第1實施形態之平衡-不平衡轉換器1同樣。於以下，針對第2實施形態之平衡-不平衡轉換器1A的積層構造進行說明。圖6係第2實施形態之平衡-不平 衡轉換器1A的分解立體圖。

平衡-不平衡轉換器1A，具備電介質層101A至電介質層111A。電介質層101A至電介質層111A按編號順序積層。

平板電極51A，形成於電介質層102A，且與外部電極34連接。平板電極52A，形成於電介質層103A。平板電極51A、52A透過電介質層103A而在積層方向重疊，藉此構成電容器C2。平板電極51A、52A，相當於本發明的第二電容器電極。

線狀電極41A，形成於電介質層104A。線狀電極41A的一端，與外部電極35連接。線狀電極42A，形成於電介質層105A，且具有螺旋狀的形狀。線狀電極42A的一端，藉由通孔電極61A而與平板電極52A連接。線狀電極42A的另一端，藉由通孔電極62A而與線狀電極41A的另一端連接。線狀電極43A，形成於電介質層106A，且具有螺旋狀的形狀。線狀電極43A的一端，與外部電極31連接。線狀電極42A、43A，從積層方向觀察時重疊。線狀電極42A對應於傳輸線路12，相當於本發明的第二傳輸線路電極。線狀電極43A對應於傳輸線路11，相當於本發明的第一傳輸線路電極。

線狀電極44A，形成於電介質層107A。線狀電極44A的一端，與外部電極35連接。線狀電極45A、46A，形成於電介質層108A。線狀電極45A的一端，藉由通孔電極63A而與線狀電極43A的另一端連接。線狀電極46A的一端，藉由通孔電極64A而與線狀電極44A的另一端連接。線狀電極47A、48A，形成於電介質層109A。線狀電極47A的一端，與外部電極33連接。線狀電極48A的一端，與外部電極34連接。線狀電極47A 的另一端，藉由通孔電極65A而與線狀電極45A的另一端連接。線狀電極48A的另一端，藉由通孔電極66A而與線狀電極46A的另一端連接。線狀電極45A、47A與通孔電極65A，構成電感器L1，相當於本發明的第一電感器電極。線狀電極44A、46A、48A與通孔電極64A、66A，構成電感器L2，相當於本發明的第二電感器電極。

平板電極53A，形成於電介質層110A，且與外部電極33連接。平板電極54A，形成於電介質層111A，且與外部電極32連接。平板電極53A、54A透過電介質層110A而在積層方向重疊，藉此構成電容器C1。平板電極53A、54A，相當於本發明的第一電容器電極。

根據第2實施形態，能夠縮小插入損耗、且縮小兩個平衡訊號的振幅差。此外，能夠利用積層基板使平衡-不平衡轉換器1A積體化，因此，能夠使平衡-不平衡轉換器1A小型化。此外，由於傳輸線路11、12形成為螺旋狀，因此，能夠提高傳輸線路11與傳輸線路12之間的耦合度。

針對本發明的第3實施形態之平衡-不平衡轉換器1B進行說明。第3實施形態之平衡-不平衡轉換器1B的電路構成及外觀，與第2實施形態之平衡-不平衡轉換器1A同樣。於以下，針對第3實施形態之平衡-不平衡轉換器1B的積層構造進行說明。圖7係第3實施形態之平衡-不平衡轉換器1B的分解立體圖。

平衡-不平衡轉換器1B，具備電介質層101B至電介質層111B。電介質層101B至電介質層111B按編號順序積層。

線狀電極41B，形成於電介質層102B。線狀電極41B的一端，與外部電極33連接。線狀電極42B，形成於電介質層103B。線狀電極 42B的一端，藉由通孔電極61B而與線狀電極41B的另一端連接。線狀電極41B、42B與通孔電極61B，構成電感器L1，相當於本發明的第一電感器電極。

線狀電極43B，形成於電介質層104B，且具有螺旋狀的形狀。線狀電極43B的一端，與外部電極31連接。線狀電極43B的另一端，藉由通孔電極62B而與線狀電極42B的另一端連接。線狀電極44B，形成於電介質層105B，且具有螺旋狀的形狀。線狀電極43B、44B，從積層方向觀察時重疊。線狀電極45B，形成於電介質層106B。線狀電極45B的一端，與外部電極35連接。線狀電極45B的另一端，藉由通孔電極63B而與線狀電極44B的一端連接。線狀電極43B對應於傳輸線路11，相當於本發明的第一傳輸線路電極。線狀電極44B對應於傳輸線路12，相當於本發明的第二傳輸線路電極。

線狀電極46B，形成於電介質層107B。線狀電極46B的一端，與外部電極35連接。線狀電極47B，形成於電介質層108B。線狀電極47B的一端，藉由通孔電極64B而與線狀電極46B的另一端連接。線狀電極48B，形成於電介質層109B。線狀電極48B的一端，與外部電極34連接。線狀電極48B的另一端，藉由通孔電極65B而與線狀電極47B的另一端連接。線狀電極46B、47B、48B與通孔電極64B、65B，構成電感器L2，相當於本發明的第二電感器電極。

平板電極51B、52B，形成於電介質層110B。平板電極51B，與外部電極33連接。平板電極52B，藉由通孔電極66B而與線狀電極44B的另一端連接。平板電極53B、54B，形成於電介質層111B。平板電極53B， 與外部電極32連接。平板電極54B，與外部電極34連接。平板電極51B、53B透過電介質層110B而在積層方向重疊，藉此構成電容器C1。平板電極51B、53B，相當於本發明的第一電容器電極。平板電極52B、54B透過電介質層110B而在積層方向重疊，藉此構成電容器C2。平板電極52B、54B，相當於本發明的第二電容器電極。

根據第3實施形態，能夠縮小插入損耗、且縮小兩個平衡訊號的振幅差。此外，能夠利用積層基板使平衡-不平衡轉換器1B積體化，因此，能夠使平衡-不平衡轉換器1B小型化。此外，由於傳輸線路11、12形成為螺旋狀，因此，能夠提高傳輸線路11與傳輸線路12之間的耦合度。此外，在電感器L1與電感器L2之間形成有傳輸線路11、12，且將電感器L1與電感器L2形成為在積層方向隔開。藉此，能夠抑制低通濾波器21與高通濾波器22之電磁耦合。

針對本發明的第4實施形態之平衡-不平衡轉換器1C進行說明。圖8係第4實施形態之平衡-不平衡轉換器1C的電路圖。於以下，針對與第1實施形態之平衡-不平衡轉換器1的不同點進行說明。

第4實施形態之平衡-不平衡轉換器1C，除了第1實施形態之平衡-不平衡轉換器1的構成外，還具備電容器C3、電感器L3、以及直流供給端子P4。此外，第4實施形態之平衡-不平衡轉換器1C，具備電感器L2C，以取代第1實施形態之電感器L2。

電容器C3，串聯連接在不平衡端子P1與傳輸線路11之間。電容器C3與傳輸線路11的連接點，透過電感器L3而與直流供給端子P4連接。電容器C2與平衡端子P3的連接點，透過電感器L2C而與直流供給 端子P4連接。

根據第4實施形態，能夠縮小插入損耗、且縮小兩個平衡訊號的振幅差。同時，能夠往平衡-不平衡轉換器1C所連接的IC等之電子零件供給直流電流。

針對本發明的第5實施形態之平衡-不平衡轉換器1D進行說明。圖9係第5實施形態之平衡-不平衡轉換器1D的電路圖。於以下，針對與第1實施形態之平衡-不平衡轉換器1的不同點進行說明。

低通濾波器21D，包含電感器L1與電容器C1。高通濾波器22D，包含電容器C2。電感器L4的一端，連接在電容器C2與平衡端子P3之間。電感器L4的另一端，連接在電感器L1與電容器C1之間。

根據第5實施形態，能夠縮小插入損耗、且縮小兩個平衡訊號的振幅差。此外，藉由調整電感器L4的電感，能夠使從平衡端子P2觀察不平衡端子P1側的阻抗的相位、與從平衡端子P3觀察不平衡端子P1側的阻抗的相位，以相同的相位量旋轉。藉此，能夠對平衡-不平衡轉換器1D的平衡端子P1、P2的輸出阻抗的相位分量進行調整，以與平衡端子P1、P2所連接的IC等電子零件的輸入阻抗的相位分量相匹配。

針對本發明的第6實施形態之平衡-不平衡轉換器1E進行說明。圖10係第6實施形態之平衡-不平衡轉換器1E的電路圖。於以下，針對與第1實施形態之平衡-不平衡轉換器1的不同點進行說明。

低通濾波器21E，包含電感器L1。高通濾波器22E，包含電感器L2與電容器C2。電容器C4的一端，連接在電容器C2與電感器L2之間。電容器C4的另一端，連接在電感器L1與平衡端子P2之間。

根據第6實施形態，能夠縮小插入損耗、且縮小兩個平衡訊號的振幅差。此外，藉由調整電容器C4的電容，能夠使從平衡端子P2觀察不平衡端子P1側的阻抗的相位、與從平衡端子P3觀察不平衡端子P1側的阻抗的相位，以相同的相位量旋轉。藉此，能夠對平衡-不平衡轉換器1E的平衡端子P1、P2的輸出阻抗的相位分量進行調整，以與平衡端子P1、P2所連接的IC等之電子零件的輸入阻抗的相位分量相匹配。

1‧‧‧平衡-不平衡轉換器

11、12‧‧‧傳輸線路

21‧‧‧低通濾波器

22‧‧‧高通濾波器

23‧‧‧定向耦合器

111、112、121、122‧‧‧端子

C1、C2‧‧‧電容器

L1、L2‧‧‧電感器

P1‧‧‧不平衡端子

P2、P3‧‧‧平衡端子

S1‧‧‧不平衡訊號

S2、S3、S4、S5‧‧‧訊號

Claims (7)

1. 一種平衡-不平衡轉換器，其特徵在於，具備：不平衡端子，輸入和輸出不平衡訊號；第一及第二平衡端子，輸入和輸出平衡訊號；以及定向耦合器，具有第一、第二、第三及第四端子，所述第一端子與所述不平衡端子連接，於所述第二端子的輸出訊號與所述第三端子的輸出訊號具有既定的相位差；所述定向耦合器的所述第二端子，藉由構成所述定向耦合器的線路，與所述定向耦合器的所述第一端子連接；該平衡-不平衡轉換器，進一步具備：低通濾波器，連接在所述定向耦合器的所述第二端子與所述第一平衡端子之間；以及高通濾波器，連接在所述定向耦合器的所述第三端子與所述第二平衡端子之間。
2. 如申請專利範圍第1項之平衡-不平衡轉換器，其中，所述低通濾波器，具有串聯連接在所述定向耦合器的所述第二端子與所述第一平衡端子之間的電感器；所述高通濾波器，具有串聯連接在所述定向耦合器的所述第三端子與所述第二平衡端子之間的電容器。
3. 如申請專利範圍第1或2項之平衡-不平衡轉換器，其具備：串聯連接在所述不平衡端子與所述定向耦合器的所述第一端子之間的電容器； 一端連接在該電容器與所述定向耦合器的所述第一端子之間的電感器；以及與該電感器的另一端連接的直流供給端子。
4. 如申請專利範圍第1或2項之平衡-不平衡轉換器，其中，所述低通濾波器，具有第一電感器和第一電容器；所述高通濾波器，具有第二電感器和第二電容器；該平衡-不平衡轉換器，藉由積層以下部分而形成：電介質層；所述第一電感器所使用的第一電感器電極；所述第二電感器所使用的第二電感器電極；所述第一電容器所使用的第一電容器電極；所述第二電容器所使用的第二電容器電極；以及所述定向耦合器所使用的第一及第二傳輸線路電極。
5. 如申請專利範圍第4項之平衡-不平衡轉換器，其中，所述第一傳輸線路電極與所述第二傳輸線路電極，形成為螺旋狀，且從積層方向觀察時重疊。
6. 如申請專利範圍第4項之平衡-不平衡轉換器，其中，將所述第一電感器電極與所述第二電感器電極，以使所述第一及第二傳輸線路電極夾於其間之方式積層。
7. 如申請專利範圍第4項之平衡-不平衡轉換器，其中，將所述第一電容器電極與所述第二電容器電極，以使所述第一及第二傳輸線路電極夾於其間之方式積層。