TWI484753B

TWI484753B - High frequency module

Info

Publication number: TWI484753B
Application number: TW100110728A
Authority: TW
Inventors: Tomoya Bando; Kiyoshi Yamaguchi; Yasunori Nabetani
Original assignee: Murata Manufacturing Co
Priority date: 2010-06-07
Filing date: 2011-03-29
Publication date: 2015-05-11
Also published as: JP5299356B2; US9007145B2; CN102270976B; TW201206060A; JP2011259066A; CN102270976A; US20110298560A1

Description

高頻模組

本發明係關於一種共用單一天線以收發複數頻率之高頻訊號之高頻模組。

現在，隨著攜帶型電話等無線通訊機器的高性能化和小型化，需要共用單一天線以收發由頻帶各不相同的高頻波構成之通訊訊號的電路。作為這種電路，已設計出各種用於收發不同的三種通訊訊號的三工器。

例如，在專利文獻1的三工器中，對於共通端子，將低通濾波器、帶通濾波器、以及高通濾波器並聯連接，並使各濾波器的通頻帶不同。低通濾波器係使三種通訊訊號中的最低頻帶的通訊訊號通過，高通濾波器係使三種通訊訊號中的最高頻帶的通訊訊號通過，帶通濾波器係使中間頻帶的通訊訊號通過。又，各濾波器使本身的通頻帶外的通訊訊號衰減。

在收發此種複數個複數頻帶的通訊訊號的情況下，特別是在各通訊訊號的頻帶接近的情況下，各濾波器為了僅使目的通訊訊號通過，不僅要提高通頻帶的通過特性，還要提高通頻帶外的衰減特性。作為提高該通頻帶外的衰減特性的一種方法，有將利用電感器與電容器的諧振之衰減極點設定在通頻帶附近的方法。若利用該方法，則如專利文獻1的圖3所示，提高了通頻帶附近的衰減特性。

專利文獻1：日本特開2006-332980號公報

然而，在形成衰減極點的方法中，如專利文獻1的圖3所示，以通頻帶為基準，在進一步遠離該衰減極點的頻率區域內，產生了衰減量較低的頻帶(衰減極點所引起的彈回頻帶)。又，若這樣的通頻帶外的衰減量較低的頻帶與該高頻模組中利用的其他通訊訊號的頻帶重疊，則會使得連該本來要衰減的其他通訊訊號都得以通過。

從而，本發明的目的在於實現一種能在通頻帶外的寬頻帶獲得充分的衰減量之高頻模組。

本發明係關於一種高頻模組，具備：不平衡側的頻率選擇部，具有至少一個濾波電路，使通訊訊號的既定頻帶通過；以及平衡-不平衡轉換部，其與該不平衡側的頻率選擇部的一方輸入輸出端子連接，進行不平衡-平衡轉換。在該高頻模組中，頻率選擇部的濾波電路在通訊訊號的既定頻帶附近具有衰減極點。平衡-不平衡轉換部本身的通頻帶包含通訊訊號的既定頻帶以獲得一致。並且，平衡-不平衡轉換部以衰減極點為基準，在通訊訊號的既定頻帶的相反側的頻帶之對通訊訊號的衰減量係越遠離衰減極點越大。

在此構成中，以濾波電路的通頻帶附近的衰減極點為基準，在該通頻帶的相反側產生的衰減量較小的頻帶、即上述衰減極點所引起的彈回頻帶，平衡-不平衡轉換器的衰減量變大。從而，作為高頻模組，衰減極點所引起的彈回頻帶的衰減量變大。藉此，能確保獲得在通頻帶外的較大衰減量的頻帶較寬。又，藉由利用這種平衡-不平衡轉換部的特性，無需利用其他濾波器來使彈回頻帶衰減。

此外，在本發明的高頻模組中，平衡-不平衡轉換部具有如下特性：衰減極點的衰減量與通訊訊號的頻帶的衰減量相比，增加約-3dB。

在此構成中，示出了具體的平衡-不平衡轉換部的通頻帶外的衰減特性的示例。如此，若使平衡-不平衡轉換部的通頻帶與濾波電路的通頻帶一致，在衰減極點的頻率平衡-不平衡轉換器的衰減量為通頻帶的約-3dB，則具有如下特性：以衰減極點為基準，朝著通頻帶的相反側，衰減量大致從約-3dB起緩緩增加。從而，能確實地將上述般的衰減極點所引起的彈回頻帶的衰減量取得較大。

此外，在本發明的高頻模組中，頻率選擇部具備複數個濾波電路，並且，具備複數個一方輸入輸出端子。頻率選擇部的各一方輸入輸出端子係由各不相同頻帶構成的通訊訊號的獨立輸入輸出端子。頻率選擇部的另一方輸入輸出端子為共通端子。平衡-不平衡轉換部具備對每一獨立輸入輸出端子配置複數個之平衡-不平衡轉換器。各平衡-不平衡轉換器分別具有與所連接的輸入輸出端子相對應的通頻帶及衰減量的特性。

在此構成中，作為頻率選擇部的具體構成例，示出對於一個共通端子、設置有複數個獨立輸入輸出端子的情況。在這樣的利用了複數個頻帶的通訊訊號的情況下，雖然各個通訊訊號的干擾成為問題，但是，如上該，由於在與各獨立輸入輸出端子對應的各自的通頻帶外，遍及較寬的頻帶取得較大的衰減量，因此，能有效地抑制這種干擾。

此外，在本發明的高頻模組中，頻率選擇部，係將從共通端子輸入之由不同頻帶構成的三種通訊訊號進行分波的三工器。

在此構成中，作為頻率選擇部的具體示例，示出三工器的情況。

此外，在本發明的高頻模組中，構成三工器的電路要素，係由將複數個電介質層積層而成的積層體內的內層電極圖案或/及構裝於積層體的頂面的電路零件形成。與由該三工器進行傳送和分波的三種通訊訊號中的最高頻帶的第一通訊訊號對應的第一平衡-不平衡轉換器、與三種通訊訊號中的最低頻帶的第二通訊訊號對應的第二平衡-不平衡轉換器、及與頻帶在第一通訊訊號的頻帶和第二通訊訊號的頻帶的中間的第三通訊訊號對應的第三平衡-不平衡轉換器，係由內層電極圖案形成。第一平衡-不平衡轉換器的內層電極圖案和第二平衡-不平衡轉換器的內層電極圖案，至少一部分形成在積層體的不同層。

在此構成中，作為包含上述三工器的高頻模組的具體形成例，示出由積層體形成的情況。又，藉由不將與特定的通訊訊號對應的平衡-不平衡轉換器彼此在完全相同的層上形成，能抑制這些與特定的通訊訊號對應的平衡-不平衡轉換器之間的耦合。

此外，在本發明的高頻模組中，在積層體的同一層中的第一平衡-不平衡轉換器的內層電極圖案與第二平衡-不平衡轉換器的內層電極圖案之間，配置有第三平衡-不平衡轉換器的內層電極圖案。

在此構成中，藉由使第三平衡-不平衡轉換器介於第一平衡-不平衡轉換器與第二平衡-不平衡轉換器之間，能抑制第一平衡-不平衡轉換器與第二平衡-不平衡轉換器之間的耦合。藉此，即使第一平衡-不平衡轉換器的通訊訊號的頻率與第二平衡-不平衡轉換器的通訊訊號的頻率處於特定倍數的關係，即兩個通訊訊號的頻率處於相互成為高次諧波的頻率的關係，也能確實地被分波，因此，能抑制干擾等的不良影響。

此外，在本發明的高頻模組中，第一平衡-不平衡轉換器的內層電極圖案和第二平衡-不平衡轉換器的內層電極圖案形成為螺旋形狀，並且，該螺旋形狀的電極圖案的捲繞方向相反。

在此構成中，能確實地抑制第一平衡-不平衡轉換器與第二平衡-不平衡轉換器之間的耦合。

此外，在本發明的高頻模組中，第一、第二、第三平衡-不平衡轉換器，係由各通訊訊號的大致1/2波長的線路長的不平衡側線路、及由大致1/4波長的線路長的兩個平衡側線路形成。在該高頻模組中，對於出現在較通頻帶為低的低頻側的衰減極點，設定第一、第二、第三平衡-不平衡轉換器的特性。

在此構成中，第一、第二、第三平衡-不平衡轉換器由所謂的分布常數型平衡-不平衡轉換器形成。藉由利用這種分布常數型的平衡-不平衡轉換器，能實現集中常數型無法獲得的通頻帶外的衰減量的急劇增加。藉此，能確實地使接近衰減極點的彈回頻帶的衰減量增加，並使衰減量增加得較多。

又，對於這樣的分布常數型的平衡-不平衡轉換器的情況，雖然在所設定的通頻帶的高頻側的奇數倍頻帶中，也會再次出現通頻帶，但如本構成般，藉由僅在通頻帶外的低頻側利用該平衡-不平衡轉換器的特性，能在較寬的範圍內有效地將通頻帶外的衰減量設定得較大。

此外，在本發明的高頻模組中，第一通訊訊號的頻帶為2GHz帶，第二通訊訊號的頻帶為5GHz帶。

在此構成中，示出由高頻模組傳送的具體的第一通訊訊號和第二通訊訊號的頻帶。在該情況下，第二通訊訊號的頻帶成為第一通訊訊號的兩倍高次諧波的頻帶，第一通訊訊號的頻帶成為第二通訊訊號的1/2倍高次諧波的頻帶。然而，藉由利用上述構成，能確實地對這些第一通訊訊號和第二通訊訊號進行分波，確實地抑制干擾。

根據本發明，即使在濾波電路的通頻帶外的衰減極點所引起的彈回頻帶，也能獲得充分的衰減量。藉此，能實現基於通過特性和衰減特性等的分波性能優良的高頻模組。

參照附圖，對本發明的實施形態所關於的高頻模組進行說明。圖1係表示包含本實施形態的高頻模組的通訊用模組的主要構成的方塊圖。圖2係本實施形態的高頻模組的等效電路圖。

本實施形態的高頻模組具備相當於本發明的“頻率選擇部”的三工器13、及平衡-不平衡轉換器321、322、323。該高頻模組用於圖1所示的通訊用模組10的接收部，作為該通訊模組10的一部分，藉由後述的積層體以及構裝於該積層體的電路元件來一體形成。

對於包含高頻模組的通訊模組10的構成進行說明。通訊模組10具有與天線連接的天線用共用端子Pan。天線用共用端子Pan與ESD電路(靜電保護電路)11的一端相連接。ESD電路11的另一端與開關IC12的共通端子連接。開關IC12具有藉由未圖示的控制電壓、將共通端子與四個RF端子切換連接的功能。開關IC12的第一RF端子與接收電路即三工器13的共通端子(圖2的Pcr)連接。開關IC12的第二、第三、第四RF端子分別與用於發送不同頻帶的通訊訊號的發送電路連接。

<發送電路>

第二RF端子藉由HPF(高通濾波器)141、LPF(低通濾波器)142與發送放大器143的輸出端連接。發送放大器143的輸入端藉由HPF144及平衡-不平衡轉換器145，與平衡輸入端子Pt1p、Pt1n連接。另外，在包含該平衡-不平衡轉換器145的發送側的平衡-不平衡轉換器145、155、165的構成中，僅線路長不同，與後述的接收側的平衡-不平衡轉換器相同，因此，省略詳細的構造說明。又，形成這些與第二RF端子連接的各電路構成要素，使其具有將由2GHz頻帶構成的第一通訊訊號的發送頻帶包含在內的通頻帶，並將其他第二、第三通訊訊號的發送頻帶包含在衰減頻帶內。

第三RF端子藉由HPF151與發送放大器153的輸出端連接。發送放大器153的輸入端藉由平衡-不平衡轉換器155，與平衡輸入端子Pt2p、Pt2n連接。形成這些與第三RF端子連接的各電路構成要素，使其具有將由3GHz頻帶構成的第三通訊訊號的發送頻帶包含在內的通頻帶，並將其他第一、第二通訊訊號的發送頻帶包含在衰減頻帶內。

第四RF端子藉由HPF161與發送放大器163的輸出端連接。發送放大器163的輸入端藉由HPF164及平衡-不平衡轉換器165，與平衡輸入端子Pt3p、Pt3n連接。形成這些與第四RF端子連接的各電路構成要素，使其具有將由5GHz頻帶構成的第二通訊訊號的發送頻帶包含在內的通頻帶，並將其他第一、第三通訊訊號的發送頻帶包含在衰減頻帶內。

藉由此種構成，構成通訊模組10的發送電路。該發送電路由不平衡型電路實現，藉由平衡-不平衡轉換器145、155、165，分別與各平衡輸入端子Pt1p、Pt1n、平衡輸入端子Pt2p、Pt2n、平衡輸入端子Pt3p、Pt3n連接。藉此，能在該通訊模組的前級連接現在利用得較多的平衡輸入輸出型IC，對由該IC生成的第一、第二、第三通訊訊號進行放大、濾波處理，並從天線發送。

<接收電路>

與開關IC12的第一RF端子連接的三工器13採用圖2所示的構成。

在三工器13的共用端子Pcr連接有LPF311的一端和HPF314的一端。

LPF311的另一端與BPF(帶通濾波器)312的一端及HPF313的一端連接。BPF31的另一端與平衡-不平衡轉換器321連接，平衡-不平衡轉換器321與平衡輸出端子Pr1p、Pr1n連接。HPF313的另一端與平衡-不平衡轉換器322連接，平衡-不平衡轉換器322與平衡輸出端子Pr2p、Pr2n連接。

HPF314的另一端與平衡-不平衡轉換器323連接，平衡-不平衡轉換器323與平衡輸出端子Pr3p、Pr3n連接。

其次，參照圖2，說明三工器13的具體電路構成。

LPF311具備一端與共用端子Pcr連接的電感器L1。電感器L1的另一端與BPF312的一端連接，並且，藉由電感器L8和電容器C2的串聯電路接地。藉由此構成，LPF311具有低通型的通過特性(衰減特性)，以將第一通訊訊號和第三通訊訊號的接收頻帶(2GHz頻帶和3GHz頻帶)包含在通頻帶內，將第二通訊訊號(5GHz頻帶)的接收頻帶包含在衰減頻帶。

BPF312具有如下構成：在LPF311和平衡-不平衡轉換器321之間，從LFP311側起串聯連接有電感器L2、電容器C4、電容器C6、以及電容器C1。電感器L2的一端與LPF311的另一端(電感器L1的另一端)連接，另一端與電容器C4的一端連接。電感器L2和電容器C4的連接點藉由電感器L3和電容器C3的串聯電路接地。電容器C4的另一端與電容器C6的一端連接。電容器C4和電容器C6的連接點藉由電感器L4和電容器C5的串聯電路接地。電容器C6的另一端與電容器C1的一端連接。電容器C6和電容器C1的連接點藉由電感器L5和電容器C7的串聯電路接地。藉由此構成，BPF312具有帶通型的通過特性(衰減特性)，以將第一通訊訊號的接收頻帶(2GHz頻帶)包含在通頻帶內，將第三通訊訊號的接收頻帶(3GHz頻帶)包含在衰減頻帶內。

HPF313具有如下構成：在LPF311與平衡-不平衡轉換器322之間串聯連接有電容器C8、C10。電容器C8、C10的連接點藉由電感器L6和電容器C9的串聯電路接地。藉由此構成，HPF313具有高通型的通過特性(衰減特性)，以將第三通訊訊號的接收頻帶(3GHz頻帶)包含在通頻帶內，將第一通訊訊號的接收頻帶(2GHz頻帶)包含在衰減頻帶。

HPF314具有如下構成：在共用端子Pcr與平衡-不平衡轉換器323之間串聯連接有電容器C11、C13。電容器C11、C13的連接點藉由電感器L7和電容器C12的串聯電路接地。藉由此構成，HPF314具有高通型的通過特性(衰減特性)，以將第二通訊訊號的接收頻帶(5GHz頻帶)包含在通頻帶內，將第一、第三通訊訊號的接收頻帶(2GHz頻帶及3GHz頻帶)包含在衰減頻帶。

藉由這種構成，從共用端子Pcr輸入的第一通訊訊號(2GHz頻帶)輸出到平衡-不平衡轉換器321，第二通訊訊號(5GHz頻帶)輸出到平衡-不平衡轉換器323，第三通訊訊號(3GHz頻帶)輸出到平衡-不平衡轉換器322。

平衡-不平衡轉換器321、322、323是所謂的分布常數型平衡-不平衡轉換器，由積層體內的內層電極圖案形成。

平衡-不平衡轉換器321具備不平衡側線路321u、和平衡側線路321p、321n。不平衡側線路321u形成為線路長是第一通訊訊號的接收頻率的波長的大致1/2的長度。平衡側線路321p、321n與不平衡側線路321u的位置關係形成為以既定的耦合度進行耦合。平衡側線路321p、321n形成為線路長是第一通訊訊號的接收頻率的波長的大致1/4的長度。平衡側線路321p、321n的一端接地，另一端分別與平衡輸出端子Pr1p、Pr1n連接。此時，平衡輸出端子Pr1p、Pr1n以相互輸出的訊號的相位反轉的方式連接到平衡側線路321p、321n。

平衡-不平衡轉換器322、323分別以第三通訊訊號的接收頻率及第二通訊訊號的接收頻率為基準來設定線路長，其基本構成與平衡-不平衡轉換器321相同。

藉由這種構成，構成通訊模組10的接收電路。該接收電路由不平衡型電路實現，藉由平衡-不平衡轉換器321、322、323，分別與各平衡輸出端子Pr1p、Pr1n、平衡輸出端子Pr2p、Pr2n、平衡輸出端子Pr3p、Pr3n連接。藉此，能在該通訊模組的後級連接現在利用得較多的平衡輸入輸出型IC，由該平衡輸入輸出型IC對通訊訊號進行解調處理。

又，如下面所述，與以往相比，本申請的通訊模組10的接收電路僅利用上述那樣的三工器13、和平衡-不平衡轉換器321、322、323，就能改善通頻帶外的衰減特性，該三工器13僅在各通訊訊號的通頻帶的設定上進行了特殊處理且構成簡單。

首先，形成上述平衡-不平衡轉換器321、322、323的分布常數型平衡-不平衡轉換器具有如圖3所示的通過特性。圖3係將2.5GHz設定為中心頻率的分布常數型的平衡-不平衡轉換器的通過特性圖。如圖3所示，在分布常數型平衡-不平衡轉換器中，以設定的中心頻率為基準，在低頻側朝著中心頻率的1/2倍的頻率，衰減量呈指數級增加。此外，以設定的中心頻率為基準，在高頻側朝著中心頻率的2倍的頻率，衰減量呈指數級增加。此外，在所設定的中心頻率的奇數倍頻率，再次出現通頻帶。

在本實施形態中，利用這種平衡-不平衡轉換器的通過特性，改善第一、第二、第三通訊訊號在上述三工器13的通頻帶外的衰減量。

圖4是三工器13、平衡-不平衡轉換器321、以及高頻模組的第一通訊訊號(2GHz頻帶)的通過特性圖。圖5是三工器13、平衡-不平衡轉換器322、以及高頻模組的第三通訊訊號(3GHz頻帶)的通過特性圖。圖6是三工器13、平衡-不平衡轉換器323、以及高頻模組的第二通訊訊號(5GHz頻帶)的通過特性圖。

以往，平衡-不平衡轉換器的通頻帶如圖4、圖5、圖6的“平衡-不平衡轉換器單體(頻帶偏移前)”細虛線所示，設定為如下特性：在頻率比三工器13的通頻帶的低頻側還要低的頻帶、以及頻率比高頻側還要高的頻帶，也具有較寬的通頻帶寬度。

另一方面，在本申請的實施形態的構成中，如圖4、圖5、圖6的粗虛線所示，使平衡-不平衡轉換器的特性比上述“平衡-不平衡轉換器單體(頻帶偏移前)”的特性更向高頻側偏移。此時，平衡-不平衡轉換器的通頻帶內的低頻側的下限附近的頻帶、和三工器13的通頻帶設定為重合，該重合的頻帶設定為與通訊訊號的頻帶一致。

此外，設定平衡-不平衡轉換器的特性偏移量，使得在離三工器13的通頻帶最近的衰減極點的頻率，平衡-不平衡轉換器的衰減量相對於通頻帶的插入損耗(相當於最低的衰減量)成為-3dB以上。如此，藉由使平衡-不平衡轉換器的特性向高頻側偏移，能增大三工器13的通頻帶的低頻側的衰減量。此外，在該情況下，若平衡-不平衡轉換器的特性偏移量在-3dB以下，則利用平衡-不平衡轉換器的特性偏移可獲得充分的衰減特性的改善效果。此外，平衡-不平衡轉換器的特性偏移量例如能藉由使構成平衡-不平衡轉換器的不平衡側線路及平衡側線路的線路長變短等來實現。

藉由採用這種構成，如圖4、圖5、圖6所示，在低頻側所產生的衰減量比衰減極點還要小的頻帶，平衡-不平衡轉換器所產生的通訊訊號的衰減量遠大於3dB。從而，作為高頻模組，如圖4、圖5、圖6的粗實線所示，在通頻帶的低頻側的衰減區域中，能夠抑制因衰減極點彈回而導致衰減量下降(傳送訊號的藉由量增加)，在較寬的頻帶範圍內，都能獲得大衰減量。

另外，此時，由於各平衡-不平衡轉換器的形狀因各平衡-不平衡轉換器的特性偏移而變形，因此，平衡-不平衡轉換器的阻抗發生變化，與三工器13的匹配發生偏差，平衡-不平衡轉換器的插入損耗惡化。但是，藉由適當調整與三工器13中的各平衡-不平衡轉換器321、322、323連接的電容器C1、C10、C13的電容，能取得平衡-不平衡轉換器與三工器之間的匹配。藉此，既能改善作為高頻模組的通頻帶的衰減特性，而又不使平衡-不平衡轉換器的插入損耗惡化。

具體而言，對於通頻帶BT2G的第一通訊訊號(2GHz頻帶)，如圖4所示，在三工器13單體中，對於約1.9GHz的衰減極點，將從約0.5GHz到約1.5GHz的頻帶作為中心，存在衰減量減少至-15dB左右的彈回頻帶，但藉由將平衡-不平衡轉換器321的通過特性偏移以進行組合，能將衰減量改善到-30dB以上。

此外，對於通頻帶BT3G的第三通訊訊號(3GHz頻帶)，如圖5所示，在三工器13單體中，對於約2.7GHz的衰減極點，將從約0.5GHz到約2.2GHz的頻帶作為中心，存在衰減量減少至-15dB左右的彈回頻帶，但藉由將平衡-不平衡轉換器322的通過特性偏移以進行組合，能將衰減量改善到-30dB以上。

此外，對於通頻帶BT5G的第二通訊訊號(5GHz頻帶)，如圖6所示，在三工器13單體中，對於約3.8GHz的衰減極點，將從約2.0GHz到約3.6GHz的頻帶作為中心，存在衰減量減少至-10dB左右的彈回頻帶，但藉由將平衡-不平衡轉換器323的通過特性偏移以進行組合，能將衰減量改善到-20dB以上。

藉由利用以上那樣的本實施形態的電路構成，能實現既在較寬的頻帶取得較大的通頻帶外的衰減量、而又不使通頻帶的藉由量惡化的高頻模組。此時，由於無需為了獲得彈回頻帶的衰減量而附加插入獨立的濾波器，因此，能以簡單的構成實現小型的且具有上述優良特性的高頻模組。

其次，利用圖7、圖8，說明實現上述高頻模組的積層體及電路元件構裝於該積層體的構裝構成。圖7、圖8係表示包含高頻模組的通訊用模組10的各層構成的疊加圖。另外，圖7表示成為積層體的最上層的電介質層901到成為第15層的電介質層915，圖8表示成為第16層的電介質層916到成為積層體的最下層的電介質層928。在圖7、圖8中，成為最上層的電介質層901到成為第18層的電介質層918是從頂面側(最上層側)觀察各電介質層的平面圖，在圖8中，成為第19層的電介質層919到成為最下層的電介質層928是從底面側(最下層側)觀察各電介質層的平面圖。此外，在圖7、圖8中，僅對高頻模組即三工器13及平衡-不平衡轉換器321、322、323有關的部位附加記號以進行說明。此外，在圖7、圖8的各電介質層中所示的小圓圈表示在積層方向上將各層的內層電極圖案導通的導電性通孔。

在實現通訊用模組10的積層體的最上層即電介質層901的表面，即在積層體的頂面，以既定圖案形成構裝用連接盤，來對構裝型電路零件進行構裝。構成BPF312的電感器L2、L3、L4、L5及電容器C1、構成HPF313的電感器L6、構成HPF314的電感器L7與為它們分別設定的構裝用連接盤相對應地進行構裝。

在電介質層902、903、905，構成LPF311的電感器L8由線狀電極圖案形成。

在電介質層904，形成有分別構成BPF312的電容器C4、HPF313的電容器C8、以及HPF314的電容器C11的平板狀的相對電極。

在電介質層905，分別形成有電容器C4、C8、C11的相對電極。電介質層905的電容器C4的相對電極兼作BPF312的電容器C6的相對電極。電介質層905的電容器C8的相對電極兼作HPF313的電容器C10的相對電極。電介質層905的電容器C11的相對電極兼作HPF314的電容器C13的相對電極。

在電介質層906，分別形成有電容器C6、C10、C13的相對電極。

在電介質層908，形成有BPF312的電容器C3、C7的相對電極、以及接地電極GND。

在電介質層910，形成有電容器C3、C7共通的相對電極、以及接地電極GND。此外，在電介質層910，形成有LPF311的電容器C2、HPF314的電容器C12的相對電極。

在電介質層911，形成有BPF312的電容器C5、HPF313的電容器C9的相對電極。

在電介質層912，在大致整個表面形成有接地電極GND。該接地電極GND兼作電容器C2、C5、C9、C12的相對電極。在電介質層914，形成有接地電極GND。

在電介質層916，形成有構成平衡-不平衡轉換器321、322、323的線狀電極。在電介質層917，形成有構成平衡-不平衡轉換器323的線狀電極。在電介質層918，形成有構成平衡-不平衡轉換器321、322的線狀電極。由電介質層916、917、918的線狀電極實現的平衡-不平衡轉換器321、322、323分別由沿既定方向捲繞的螺旋形狀構成。由這些電介質層916、917、918實現的平衡-不平衡轉換器321、322、323是不平衡側線路321u、322u、323u。

在此，平衡-不平衡轉換器321、322與平衡-不平衡轉換器323形成為捲繞方向相反。藉此，能抑制平衡-不平衡轉換器321、322與平衡-不平衡轉換器323之間的耦合。

此外，對於平衡-不平衡轉換器321、322及平衡-不平衡轉換器323，部分形成在不同層。具體而言，平衡-不平衡轉換器321、322形成在電介質層916、918上，平衡-不平衡轉換器323形成在電介質層916、917上。如此，藉由使形成的層至少部分不同，能抑制平衡-不平衡轉換器321、322與平衡-不平衡轉換器323之間的耦合。

此外，當俯視時，在平衡-不平衡轉換器321與平衡-不平衡轉換器323之間配置有平衡-不平衡轉換器322。藉此，能抑制平衡-不平衡轉換器321與平衡-不平衡轉換器323之間的耦合。

藉由對平衡-不平衡轉換器321、322、323進行如此配置，能抑制平衡-不平衡轉換器之間的耦合。特別是，藉由上述構成，能更有效地抑制平衡-不平衡轉換器321與平衡-不平衡轉換器323之間的耦合。在此，平衡-不平衡轉換器321用於由2GHz頻帶構成的第一通訊訊號，平衡-不平衡轉換器323用於由5GHz頻帶構成的第二通訊訊號。從而，該第一通訊訊號與第二通訊訊號成為高次諧波的頻率相互重合的關係。因此，雖然該第一通訊訊號與第二通訊訊號之間的相互干擾成為大問題，但藉由採用上述構成，能抑制這種相互干擾。藉此，能實現通過特性和衰減特性更優良的高頻模組。

在電介質層919，在大致整個表面形成有接地電極GND。在電介質層920上，形成有接地電極GND。

在電介質層922，形成有構成平衡-不平衡轉換器321、322、323的線狀電極。在電介質層923，形成有構成平衡-不平衡轉換器323的線狀電極。在電介質層924，形成有構成平衡-不平衡轉換器321、322的線狀電極。由電介質層922、923、924的線狀電極實現的平衡-不平衡轉換器321、322、323與電介質層916、917、918相同，平衡-不平衡轉換器321、322與平衡-不平衡轉換器323由沿不同方向捲繞的形狀構成。由這些電介質層922、923、924實現的平衡-不平衡轉換器321、322、323是平衡側線路321p、321n、322p、322n、323p、323n。在電介質層922、923、924中，也能獲得與上述電介質層916、917、918的構成相同的作用效果。

在電介質層926，在大致整個表面形成有接地電極GND。

在積層體的最下層即電介質層928，以既定圖案形成有各種外部連接用電極和接地電極GND。

如此，藉由採用本實施形態的構成，能實現這樣一種高頻模組及通訊用模組，該高頻模組及通訊用模組是小型化的積層體，抑制通過特性的惡化，改善通頻帶外的衰減特性，並抑制因平衡-不平衡轉換器之間的耦合而導致的特性劣化。

另外，在上述實施形態中，雖然以三工器為例進行了說明，但只要是利用濾波器、使所希望的頻帶的通訊訊號藉由的高頻模組，就能適用上述構成。

此外，在上述實施形態中，雖然以改善三工器的通頻帶的低頻側的衰減量的情況為例進行了說明，但對高頻側也同樣適用。但是，如圖3所示，對於高頻側，在設定為平衡-不平衡轉換器的通頻帶的中心頻率的頻率的奇數倍頻率，會再次產生通頻帶。從而，在改善高頻側的衰減量的情況下，根據需要，有必要設法改變平衡-不平衡轉換器的通頻帶的中心頻率等。

此外，如上所述，在衰減極點的頻率為-3dB以上係表示用於設定平衡-不平衡轉換器的通過特性的具體設定例的一個示例。從而，為了獲得本實施形態的作用效果，可以如下設定平衡-不平衡轉換器的通過特性：使三工器和平衡-不平衡轉換器的通頻帶與所傳送的通訊訊號的頻帶重疊，將通頻帶附近的三工器的衰減極點作為基準，使得在通頻帶的相反側的頻帶，平衡-不平衡轉換器的衰減量變大。

10‧‧‧高頻模組

11‧‧‧ESD保護電路

12‧‧‧開關IC

13‧‧‧三工器

31‧‧‧濾波部

141、144、151、161、164、313、314‧‧‧高通濾波器(HPF)

142、311‧‧‧低通濾波器(LPF)

312‧‧‧帶通濾波器(BPF)

143、153、163‧‧‧發送放大器

145、155、165、321、322、323‧‧‧平衡-不平衡轉換器

145u、155u、165u、321u、322u、323u‧‧‧不平衡側線路

145p、155p、165p、145n、155n、165n、321p、322p、323p、321n、322n、323n‧‧‧平衡側線路

圖1係包含本發明的實施形態的高頻模組的通訊用模組的電路方塊圖。

圖2係本發明的實施形態的高頻模組的等效電路圖。

圖3係將2.5GHz設定為通訊頻帶的中心的分布常數型平衡-不平衡轉換器的通過特性圖。

圖4係本實施形態的三工器(triplexer)13、平衡-不平衡轉換器321、以及高頻模組的第一通訊訊號(2GHz頻帶)的通過特性圖。

圖5係本實施形態的三工器13、平衡-不平衡轉換器321、以及高頻模組的第三通訊訊號(3GHz頻帶)的通過特性圖。

圖6係本實施形態的三工器13、平衡-不平衡轉換器321、以及高頻模組的第二通訊訊號(5GHz頻帶)的通過特性圖。

圖7係表示本實施形態的通訊用模組的各層構成的疊加圖。

圖8係表示本實施形態的通訊用模組的各層構成的疊加圖。

Claims

一種高頻模組，其特徵在於，具備：不平衡側的頻率選擇部，具有至少一個濾波電路，使通訊訊號的既定頻帶通過；以及平衡-不平衡轉換部，其與該不平衡側的頻率選擇部的一方輸入輸出端子連接，進行不平衡-平衡轉換；該頻率選擇部的該濾波電路在該通訊訊號的既定頻帶附近具有衰減極點，該平衡-不平衡轉換部本身的通頻帶包含該通訊訊號的既定頻帶，並且，具有以該衰減極點為基準，在該通訊訊號的既定頻帶的相反側的頻帶之對該通訊訊號的衰減量係越遠離該衰減極點越大之特性；該頻率選擇部的該濾波電路與該平衡-不平衡轉換部，係透過構成該濾波電路的電容器連接，藉由調整該電容器之電容量，相對於對應該特性而設計之該平衡-不平衡轉換部之阻抗，而與該濾波電路的阻抗匹配。
如申請專利範圍第1項之高頻模組，其中，該平衡-不平衡轉換部，其在該衰減極點之衰減量，比該通訊訊號的頻帶的衰減量增加。
如申請專利範圍第2項之高頻模組，其中，該平衡-不平衡轉換部，其在該衰減極點之衰減量，比該通訊訊號的頻帶的衰減量增加3dB。
如申請專利範圍第1或2項之高頻模組，其中，該頻率選擇部具備：共通端子、分別與該共通端子連接之複數個該濾波電路、及由與各濾波電路連接且分別不相同頻帶構成的通訊訊號的個別輸入輸出端子；該平衡-不平衡轉換部具備對每一該獨立輸入輸出端子配置複數個該平衡-不平衡轉換器，該複數個平衡-不平衡轉換器具有與所連接的該個別輸入輸出端子相對應的通頻帶及該衰減量的特性。
如申請專利範圍第3項之高頻模組，其中，該頻率選擇部，係將從該共通端子輸入之由不同頻帶構成的三種通訊訊號進行分波的三工器。
如申請專利範圍第5項之高頻模組，其中，構成該三工器的電路要素，係由將複數個電介質層積層而成的積層體內的內層電極圖案或/及構裝於該積層體的頂面的電路零件形成；與該三種通訊訊號中的最高頻帶的第一通訊訊號對應的第一平衡-不平衡轉換器、與該三種通訊訊號中的最低頻帶的第二通訊訊號對應的第二平衡-不平衡轉換器、及與頻帶在該第一通訊訊號的頻帶和該第二通訊訊號的頻帶的中間的第三通訊訊號對應的第三平衡-不平衡轉換器，係由該內層電極圖案形成；該第一平衡-不平衡轉換器的內層電極圖案和該第二平衡-不平衡轉換器的內層電極圖案，至少一部分形成在該積層體的不同層。
如申請專利範圍第6項之高頻模組，其中，在該積層體的同一層中的該第一平衡-不平衡轉換器的內層電極圖案與該第二平衡-不平衡轉換器的內層電極圖案之間，配置有該第三平衡-不平衡轉換器的內層電極圖案。
如申請專利範圍第6項之高頻模組，其中，該第一平衡-不平衡轉換器的內層電極圖案和該第二平衡-不平衡轉換器的內層電極圖案形成為螺旋形狀，並且，該螺旋形狀的電極圖案的捲繞方向相反。
如申請專利範圍第6項之高頻模組，其中，第一、第二、第三平衡-不平衡轉換器，係由各通訊訊號的大致1/2波長的線路長構成的不平衡側線路、及由大致1/4波長的線路長構成的兩個平衡側線路形成；對於出現在較該頻率選擇部的通頻帶為低的低頻側的衰減極點，設定該第一、第二、第三平衡-不平衡轉換器的特性。
如申請專利範圍第6項之高頻模組，其中，該第一通訊訊號的頻帶為2GHz帶，該第二通訊訊號的頻帶為5GHz帶。