CN102270976A - 高频模块 - Google Patents

Abstract

本发明实现能在通频带外的宽频带内得到足够的衰减量的高频模块。三工器件(13)将LPF(311)、BPF(312)、HPF(313、314)进行组合，对从公共端子Pcr输入的不同频带的第一通信信号、第二通信信号、第三通信信号进行分波，从各独立端子输出。三工器件(13)的各独立端子(2)分别与平衡-不平衡变换器(321、322、323)连接。形成各平衡-不平衡变换器(321、322、323)，使其通频带与通信信号的频带及三工器件(13)的通频带重叠，并且，在三工器件(13)的衰减极点的频率下的衰减量成为-3dB以上。由此，能在衰减极点的弹回频带内取得较大的衰减量。

Description

高频模块

技术领域

本发明涉及共用单一天线并收发多种频率的高频信号的高频模块。

背景技术

现在，随着便携式电话等无线通信设备的高性能化和小型化，需要共用单一天线并收发频带各不相同的高频通信信号的电路。作为这种电路，已设计出各种用于收发不同的三种通信信号的三工器件。

例如，在专利文献1的三工器件中，对于公共端子，将低通滤波器、带通滤波器、以及高通滤波器并联连接，并使各滤波器的通频带不同。低通滤波器使三种通信信号内的最低频带的通信信号通过，高通滤波器使三种通信信号内的最高频带的通信信号通过，带通滤波器使中间频带的通信信号通过。而且，各滤波器使本身的通频带外的通信信号衰减。

在收发这样的多个频带的通信信号的情况下，特别是在各通信信号的频带接近的情况下，各滤波器为了仅使目标通信信号通过，不仅要提高通频带的通过特性，还要提高通频带外的衰减特性。作为提高该通频带外的衰减特性的一种方法，存在将利用了电感和电容器的谐振的衰减极点设定在通频带附近的方法。若利用该方法，则如专利文献1的图3所示，提高了通频带附近的衰减特性。

专利文献1：日本专利特开2006-332980号公报

发明内容

然而，在形成衰减极点的方法中，如专利文献1的图3所示，以通频带为基准，在进一步远离该衰减极点的频率区域内，产生了衰减量较低的频带(衰减极点所引起的弹回频带)。而且，若这样的通频带外的衰减量较低的频带与该高频模块中利用的其他通信信号的频带重叠，则会使得连该本来要衰减的其他通信信号都得以通过。

因而，本发明的目的在于实现一种能在通频带外的宽频带内得到足够的衰减量的高频模块。

本发明涉及一种高频模块，包括：不平衡侧的频率选择部，该频率选择部具有至少一个滤波电路，使通信信号的规定频带通过；以及平衡-不平衡变换部，该平衡-不平衡变换部与该不平衡侧的频率选择部的一方输入输出端子连接，进行不平衡-平衡变换。在该高频模块中，频率选择部的滤波电路在通信信号的规定频带附近具有衰减极点。平衡-不平衡变换部本身的通频带包含通信信号的规定频带以获得一致。并且，平衡-不平衡变换部以衰减极点为基准，在通信信号的规定频带的相反侧的频带内，通信信号的衰减量随着远离衰减极点而变大。

在该结构中，以滤波电路的通频带附近的衰减极点为基准，在该通频带的相反侧产生的衰减量较小的频带、即上述衰减极点所引起的弹回频带内，平衡-不平衡变换器的衰减量变大。因而，作为高频模块，衰减极点所引起的弹回频带内的衰减量变大。由此，能确保通频带外的得到较大衰减量的频带较宽。而且，通过利用这种平衡-不平衡变换部的特性，无需利用其他滤波器来使弹回频带衰减。

此外，在本发明的高频模块中，平衡-不平衡变换部具有如下特性：衰减极点的衰减量与通信信号的频带内的衰减量相比，增加约-3dB。

在该结构中，示出了具体的平衡-不平衡变换部的通频带外的衰减特性的示例。这样，若使平衡-不平衡变换部的通频带与滤波电路的通频带一致，在衰减极点的频率下平衡-不平衡变换器的衰减量为通频带的约-3dB，则具有如下特性：以衰减极点为基准，朝着通频带的相反侧，衰减量大体从约-3dB起缓缓增加。因而，能可靠地将上述那样的衰减极点所引起的弹回频带的衰减量取得较大。

此外，在本发明的高频模块中，频率选择部包括多个滤波电路，并且，包括多个一方输入输出端子。频率选择部的各一方输入输出端子是频带各不相同的通信信号的独立输入输出端子。频率选择部的另一方输入输出端子是公共端子。平衡-不平衡变换部包括对每一独立输入输出端子配置多个的平衡-不平衡变换器。各平衡-不平衡变换器分别具有与所连接的输入输出端子相对应的通频带及衰减量的特性。

在该结构中，作为频率选择部的具体结构例，示出对于一个公共端子、设置有多个独立输入输出端子的情况。在这样的利用了多个频带的通信信号的情况下，虽然各个通信信号的干扰成为问题，但是，如上所述，由于在与各独立输入输出端子对应的各自的通频带外，遍及较宽的频带内取得较大的衰减量，因此，能有效地抑制这种干扰。

此外，在本发明的高频模块中，频率选择部是对从公共端子输入的、频带不同的三种通信信号进行分波的三工器件。

在该结构中，作为频率选择部的具体示例，示出三工器件的情况。

此外，在本发明的高频模块中，构成三工器件的电路要素由将多个电介质层层叠而成的层叠体内的内层电极图案或/及安装于层叠体的顶面的电路元器件形成。与由该三工器件进行传送和分波的三种通信信号中的最高频带的第一通信信号对应的第一平衡-不平衡变换器、与三种通信信号中的最低频带的第二通信信号对应的第二平衡-不平衡变换器、与频带在第一通信信号的频带和第二通信信号的频带的中间的第三通信信号对应的第三平衡-不平衡变换器由内层电极图案形成。对于第一平衡-不平衡变换器的内层电极图案和第二平衡-不平衡变换器的内层电极图案，至少一部分在层叠体的不同层上形成。

在该结构中，作为包含上述三工器件的高频模块的具体形成例，示出由层叠体形成的情况。而且，通过不将与特定的通信信号对应的平衡-不平衡变换器彼此在完全相同的层上形成，能抑制这些与特定的通信信号对应的平衡-不平衡变换器之间的耦合。

此外，在本发明的高频模块中，在层叠体的同一层中的第一平衡-不平衡变换器的内层电极图案与第二平衡-不平衡变换器的内层电极图案之间，配置有第三平衡-不平衡变换器的内层电极图案。

在该结构中，通过使第三平衡-不平衡变换器介于第一平衡-不平衡变换器与第二平衡-不平衡变换器之间，能抑制第一平衡-不平衡变换器与第二平衡-不平衡变换器之间的耦合。由此，即使第一平衡-不平衡变换器的通信信号的频率与第二平衡-不平衡变换器的通信信号的频率处于特定倍数的关系，即两个通信信号的频率处于相互成为高次谐波的频率的关系，也能可靠地被分波，因此，能抑制干扰等的不良影响。

此外，在本发明的高频模块中，第一平衡-不平衡变换器的内层电极图案和第二平衡-不平衡变换器的内层电极图案形成为螺旋形状，并且，所述螺旋形状的电极图案的卷绕方向相反。

在该结构中，能可靠地抑制第一平衡-不平衡变换器与第二平衡-不平衡变换器之间的耦合。

此外，在本发明的高频模块中，第一、第二、第三平衡-不平衡变换器由线路长度为各自的通信信号的大体1/2波长的不平衡侧线路和线路长度为大体1/4波长的两个平衡侧线路形成。在该高频模块中，对于出现在通频带低频侧的衰减极点，设定第一、第二、第三平衡-不平衡变换器的特性。

在该结构中，第一、第二、第三平衡-不平衡变换器由所谓的分布常数型平衡-不平衡变换器形成。通过利用这种分布常数型的平衡-不平衡变换器，能实现集中常数型无法得到的通频带外的衰减量的急剧增加。由此，能可靠地使接近衰减极点的弹回频带内的衰减量增加，并使衰减量增加得较多。

而且，对于这样的分布常数型的平衡-不平衡变换器的情况，虽然在所设定的通频带的高频侧的奇数倍频带中，也会再次出现通频带，但像本结构那样，通过仅在通频带外的低频侧利用该平衡-不平衡变换器的特性，能在较宽的范围内有效地将通频带外的衰减量设定得较大。

此外，在本发明的高频模块中，第一通信信号的频带为2GHz频带，第二通信信号的频带为5GHz带。

在该结构中，示出由高频模块传送的具体的第一通信信号和第二通信信号的频带。在该情况下，第二通信信号的频带成为第一通信信号的两倍高次谐波的频带，第一通信信号的频带成为第二通信信号的1/2倍高次谐波的频带。然而，通过利用上述结构，能可靠地对这些第一通信信号和第二通信信号进行分波，可靠地抑制干扰。

根据本发明，即使在滤波电路的通频带外的衰减极点所引起的弹回频带内，也能得到足够的衰减量。由此，能实现基于通过特性和衰减特性等的分波性能优良的高频模块。

附图说明

图1是包含本发明的实施方式所涉及的高频模块的通信用模块的电路框图。

图2是本发明的实施方式所涉及的高频模块的等效电路图。

图3是将2.5GHz设定为通信频带的中心的分布常数型平衡-不平衡变换器的通过特性图。

图4是本实施方式的三工器件(triplexer)13、平衡-不平衡变换器321、以及高频模块的第一通信信号(2GHz频带)的通过特性图。

图5是本实施方式的三工器件13、平衡-不平衡变换器321、以及高频模块的第三通信信号(3GHz频带)的通过特性图。

图6是本实施方式的三工器件13、平衡-不平衡变换器321、以及高频模块的第二通信信号(5GHz频带)的通过特性图。

图7是表示本实施方式的通信用模块的各层结构的叠加图。

图8是表示本实施方式的通信用模块的各层结构的叠加图。

标号说明

10-高频模块，11-ESD保护电路，12-开关IC，13-三工器件，31-滤波部，141、144、151、161、164、313、314-高通滤波器(HPF)，142、311-低通滤波器(LPF)，312-带通滤波器(BPF)，143、153、163-发送放大器，145、155、165、321、322、323-平衡-不平衡变换器，145u、155u、165u、321u、322u、323u-不平衡侧线路，145p、155p、165p、145n、155n、165n、321p、322p、323p、321n、322n、323n-平衡侧线路

具体实施方式

参照附图，对本发明的实施方式所涉及的高频模块进行说明。图1是表示包含本实施方式的高频模块的通信用模块的主要结构的框图。图2是本实施方式的高频模块的等效电路图。

本实施方式的高频模块包括相当于本发明的“频率选择部”的三工器件13、和平衡-不平衡变换器321、322、323。该高频模块用于图1所示的通信用模块10的接收部，作为该通信模块10的一部分，通过后述的层叠体以及安装于该层叠体的电路元件来形成为一体。

对于包含高频模块的通信模块10的结构进行说明。通信模块10具有与天线连接的天线用共用端子Pan。天线用共用端子Pan与ESD电路(静电保护电路)11的一端相连接。ESD电路11的另一端与开关IC12的公共端子连接。开关IC12具有通过未图示的控制电压、将公共端子与四个RF端子切换连接的功能。开关IC12的第一RF端子与接收电路即三工器件13的公共端子(图2的Pcr)连接。开关IC12的第二、第三、第四RF端子分别与用于发送不同频带的通信信号的发送电路连接。

<发送电路>

第二RF端子通过HPF(高通滤波器)141、LPF(低通滤波器)142与发送放大器143的输出端连接。发送放大器143的输入端通过HPF144及平衡-不平衡变换器145，与平衡输入端子Pt1p、Pt1n连接。另外，在包含该平衡-不平衡变换器145的发送侧的平衡-不平衡变换器145、155、165的结构中，仅线路长度不同，与后述的接收侧的平衡-不平衡变换器相同，因此，省略详细的结构说明。而且，形成这些与第二RF端子连接的各电路结构要素，使其具有将由2GHz频带构成的第一通信信号的发送频带包含在内的通频带，并将其他第二、第三通信信号的发送频带包含在衰减频带内。

第三RF端子通过HPF151与发送放大器153的输出端连接。发送放大器153的输入端通过平衡-不平衡变换器155，与平衡输入端子Pt2p、Pt2n连接。形成这些与第三RF端子连接的各电路结构要素，使其具有将由3GHz频带构成的第三通信信号的发送频带包含在内的通频带，并将其他第一、第二通信信号的发送频带包含在衰减频带内。

第四RF端子通过HPF161与发送放大器163的输出端连接。发送放大器163的输入端通过HPF164及平衡-不平衡变换器165，与平衡输入端子Pt3p、Pt3n连接。形成这些与第四RF端子连接的各电路结构要素，使其具有将由5GHz频带构成的第二通信信号的发送频带包含在内的通频带，并将其他第一、第三通信信号的发送频带包含在衰减频带内。

根据这种结构，构成通信模块10的发送电路。该发送电路由不平衡型电路实现，通过平衡-不平衡变换器145、155、165，分别与各平衡输入端子Pt1p、Pt1n、平衡输入端子Pt2p、Pt2n、平衡输入端子Pt3p、Pt3n连接。由此，能在该通信模块的前级连接现在利用得较多的平衡输入输出型IC，对由该IC生成的第一、第二、第三通信信号进行放大、滤波处理，并从天线发送。

<接收电路>

与开关IC12的第一RF端子连接的三工器件13采用图2所示的结构。

在三工器件13的共用端子Pcr连接有LPF311的一端和HPF314的一端。

LPF311的另一端与BPF(带通滤波器)312的一端及HPF313的一端连接。BPF31的另一端与平衡-不平衡变换器321连接，平衡-不平衡变换器321与平衡输出端子Pr1p、Pr1n连接。HPF313的另一端与平衡-不平衡变换器322连接，平衡-不平衡变换器322与平衡输出端子Pr2p、Pr2n连接。

HPF314的另一端与平衡-不平衡变换器323连接，平衡-不平衡变换器323与平衡输出端子Pr3p、Pr3n连接。

接下来，参照图2，说明三工器件13的具体电路结构。

LPF311包括一端与共用端子Pcr连接的电感L1。电感L1的另一端与BPF312的一端连接，并且，通过电感L8和电容器C2的串联电路接地。根据该结构，LPF311具有低通型的通过特性(衰减特性)，以将第一通信信号和第三通信信号的接收频带(2GHz频带和3GHz频带)包含在通频带内，将第二通信信号(5GHz频带)的接收频带包含在衰减频带内。

BPF312具有如下结构：在LPF311和平衡-不平衡变换器321之间，从LFP311侧起串联连接有电感L2、电容器C4、电容器C6、以及电容器C1。电感L2的一端与LPF311的另一端(电感L1的另一端)连接，另一端与电容器C4的一端连接。电感L2和电容器C4的连接点通过电感L3和电容器C3的串联电路接地。电容器C4的另一端与电容器C6的一端连接。电容器C4和电容器C6的连接点通过电感L4和电容器C5的串联电路接地。电容器C6的另一端与电容器C1的一端连接。电容器C6和电容器C1的连接点通过电感L5和电容器C7的串联电路接地。根据该结构，BPF312具有带通型的通过特性(衰减特性)，以将第一通信信号的接收频带(2GHz频带)包含在通频带内，将第三通信信号的接收频带(3GHz频带)包含在衰减频带内。

HPF313具有如下结构：在LPF311与平衡-不平衡变换器322之间串联连接有电容器C8、C10。电容器C8、C10的连接点通过电感L6和电容器C9的串联电路接地。根据该结构，HPF313具有高通型的通过特性(衰减特性)，以将第三通信信号的接收频带(3GHz频带)包含在通频带内，将第一通信信号的接收频带(2GHz频带)包含在衰减频带内。

HPF314具有如下结构：在共用端子Pcr与平衡-不平衡变换器323之间串联连接有电容器C11、C13。电容器C11、C13的连接点通过电感L7和电容器C12的串联电路接地。根据该结构，HPF314具有高通型的通过特性(衰减特性)，以将第二通信信号的接收频带(5GHz频带)包含在通频带内，将第一、第三通信信号的接收频带(2GHz频带及3GHz频带)包含在衰减频带内。

根据这种结构，从共用端子Pcr输入的第一通信信号(2GHz频带)输出到平衡-不平衡变换器321，第二通信信号(5GHz频带)输出到平衡-不平衡变换器323，第三通信信号(3GHz频带)输出到平衡-不平衡变换器322。

平衡-不平衡变换器321、322、323是所谓的分布常数型平衡-不平衡变换器，由层叠体内的内层电极图案形成。

平衡-不平衡变换器321包括不平衡侧线路321u、和平衡侧线路321p、321n。不平衡侧线路321u形成为线路长度是第一通信信号的接收频率的波长的大体1/2的长度。平衡侧线路321p、321n与不平衡侧线路321u的位置关系形成为以规定的耦合度进行耦合。平衡侧线路321p、321n形成为线路长度是第一通信信号的接收频率的波长的大体1/4的长度。平衡侧线路321p、321n的一端接地，另一端分别与平衡输出端子Pr1p、Pr1n连接。此时，平衡输出端子Pr1p、Pr1n以相互输出的信号的相位反转的方式连接到平衡侧线路321p、321n。

平衡-不平衡变换器322、323分别以第三通信信号的接收频率及第二通信信号的接收频率为基准来设定线路长度，其基本结构与平衡-不平衡变换器321相同。

根据这种结构，构成通信模块10的接收电路。该接收电路由不平衡型电路实现，通过平衡-不平衡变换器321、322、323，分别与各平衡输出端子Pr1p、Pr1n、平衡输出端子Pr2p、Pr2n、平衡输出端子Pr3p、Pr3n连接。由此，能在该通信模块的后级连接现在利用得较多的平衡输入输出型IC，由该平衡输入输出型IC对通信信号进行解调处理。

而且，如下面所述，与以往相比，本申请的通信模块10的接收电路仅利用上述那样的三工器件13、和平衡-不平衡变换器321、322、323，就能改善通频带外的衰减特性，该三工器件13仅在各通信信号的通频带的设定上进行了特殊处理且结构简单。

首先，形成上述平衡-不平衡变换器321、322、323的分布常数型平衡-不平衡变换器具有如图3所示的通过特性。图3是将2.5GHz设定为中心频率的分布常数型的平衡-不平衡变换器的通过特性图。如图3所示，在分布常数型平衡-不平衡变换器中，以设定的中心频率为基准，在低频侧朝着中心频率的1/2倍的频率，衰减量呈指数级增加。此外，以设定的中心频率为基准，在高频侧朝着中心频率的2倍的频率，衰减量呈指数级增加。此外，在所设定的中心频率的奇数倍频率下，再次出现通频带。

在本实施方式中，利用这种平衡-不平衡变换器的通过特性，改善第一、第二、第三通信信号在上述三工器件13的通频带外的衰减量。

图4是三工器件13、平衡-不平衡变换器321、以及高频模块的第一通信信号(2GHz频带)的通过特性图。图5是三工器件13、平衡-不平衡变换器322、以及高频模块的第三通信信号(3GHz频带)的通过特性图。图6是三工器件13、平衡-不平衡变换器323、以及高频模块的第二通信信号(5GHz频带)的通过特性图。

以往，平衡-不平衡变换器的通频带如图4、图5、图6的“平衡-不平衡变换器单体(频带偏移前)”细虚线所示，设定为如下特性：在频率比三工器件13的通频带的低频侧还要低的频带、以及频率比高频侧还要高的频带，也具有较宽的通频带宽度。

另一方面，在本申请的实施方式的结构中，如图4、图5、图6的粗虚线所示，使平衡-不平衡变换器的特性比上述“平衡-不平衡变换器单体(频带偏移前)”的特性要向高频侧偏移。此时，平衡-不平衡变换器的通频带内的低频侧的下限附近的频带、和三工器件13的通频带设定为重合，该重合的频带设定为与通信信号的频带一致。

此外，设定平衡-不平衡变换器的特性偏移量，使得在离三工器件13的通频带最近的衰减极点的频率下，平衡-不平衡变换器的衰减量相对于通频带的插入损耗(相当于最低的衰减量)成为-3dB以上。这样，通过使平衡-不平衡变换器的特性向高频侧偏移，能增大三工器件13的通频带的低频侧的衰减量。此外，在该情况下，若平衡-不平衡变换器的特性偏移量在-3dB以下，则利用平衡-不平衡变换器的特性偏移可得到足够的衰减特性的改善效果。此外，平衡-不平衡变换器的特性偏移量例如能通过使构成平衡-不平衡变换器的不平衡侧线路及平衡侧线路的线路长度变短等来实现。

通过采用这种结构，如图4、图5、图6所示，在低频侧所产生的衰减量比衰减极点还要小的频带内，平衡-不平衡变换器所产生的通信信号的衰减量远大于3dB。因而，作为高频模块，如图4、图5、图6的粗实线所示，在通频带的低频侧的衰减区域中，能够抑制因衰减极点弹回而导致衰减量下降(传送信号的通过量增加)，在较宽的频带范围内，都能得到大衰减量。

另外，此时，由于各平衡-不平衡变换器的形状因各平衡-不平衡变换器的特性偏移而变形，因此，平衡-不平衡变换器的阻抗发生变化，与三工器件13的匹配发生偏差，平衡-不平衡变换器的插入损耗恶化。但是，通过适当调整与三工器件13中的各平衡-不平衡变换器321、322、323连接的电容器C1、C10、C13的电容，能取得平衡-不平衡变换器与三工器件之间的匹配。由此，既能改善作为高频模块的通频带的衰减特性，而又不使平衡-不平衡变换器的插入损耗恶化。

具体而言，对于通频带BT2G的第一通信信号(2GHz频带)，如图4所示，在三工器件13单体中，对于约1.9GHz的衰减极点，将从约0.5GHz到约1.5GHz的频带作为中心，存在衰减量减少至-15dB左右的弹回频带，但通过将平衡-不平衡变换器321的通过特性偏移以进行组合，能将衰减量改善到-30dB以上。

此外，对于通频带BT3G的第三通信信号(3GHz频带)，如图5所示，在三工器件13单体中，对于约2.7GHz的衰减极点，将从约0.5GHz到约2.2GHz的频带作为中心，存在衰减量减少至-15dB左右的弹回频带，但通过将平衡-不平衡变换器322的通过特性偏移以进行组合，能将衰减量改善到-30dB以上。

此外，对于通频带BT5G的第二通信信号(5GHz频带)，如图6所示，在三工器件13单体中，对于约3.8GHz的衰减极点，将从约2.0GHz到约3.6GHz的频带作为中心，存在衰减量减少至-10dB左右的弹回频带，但通过将平衡-不平衡变换器323的通过特性偏移以进行组合，能将衰减量改善到-20dB以上。

通过利用以上那样的本实施方式的电路结构，能实现既在较宽的频带内取得较大的通频带外的衰减量、而又不使通频带的通过量恶化的高频模块。此时，由于无需为了得到弹回频带的衰减量而附加插入独立的滤波器，因此，能以简单的结构实现小型的且具有上述优良特性的高频模块。

接下来，利用图7、图8，说明实现上述高频模块的层叠体及电路元件安装于该层叠体的安装结构。图7、图8是表示包含高频模块的通信用模块10的各层结构的叠加图。另外，图7表示成为层叠体的最上层的电介质层901到成为第15层的电介质层915，图8表示成为第16层的电介质层916到成为层叠体的最下层的电介质层928。在图7、图8中，成为最上层的电介质层901到成为第18层的电介质层918是从顶面侧(最上层侧)观察各电介质层的平面图，在图8中，成为第19层的电介质层919到成为最下层的电介质层928是从底面侧(最下层侧)观察各电介质层的平面图。此外，在图7、图8中，仅对高频模块即三工器件13及平衡-不平衡变换器321、322、323有关的部位附加记号以进行说明。此外，在图7、图8的各电介质层中所示的小圆圈表示在层叠方向上将各层的内层电极图案导通的导电性过孔。

在实现通信用模块10的层叠体的最上层即电介质层901的表面上，即在层叠体的顶面上，以规定图案形成安装用连接盘，来对安装型电路元器件进行安装。构成BPF312的电感L2、L3、L4、L5及电容器C1、构成HPF313的电感L6、构成HPF314的电感L7与为它们分别设定的安装用连接盘相对应地进行安装。

在电介质层902、903、905上，构成LPF311的电感L8由线状电极图案形成。

在电介质层904上，形成有分别构成BPF312的电容器C4、HPF313的电容器C8、以及HPF314的电容器C11的平板状的相对电极。

在电介质层905上，分别形成有电容器C4、C8、C11的相对电极。电介质层905的电容器C4的相对电极兼作BPF312的电容器C6的相对电极。电介质层905的电容器C8的相对电极兼作HPF313的电容器C10的相对电极。电介质层905的电容器C11的相对电极兼作HPF314的电容器C13的相对电极。

在电介质层906上，分别形成有电容器C6、C10、C13的相对电极。

在电介质层908上，形成有BPF312的电容器C3、C7的相对电极、以及接地电极GND。

在电介质层910上，形成有电容器C3、C7公共的相对电极、以及接地电极GND。此外，在电介质层910上，形成有LPF311的电容器C2、HPF314的电容器C12的相对电极。

在电介质层911上，形成有BPF312的电容器C5、HPF313的电容器C9的相对电极。

在电介质层912上，在大体整个表面形成有接地电极GND。该接地电极GND兼作电容器C2、C5、C9、C12的相对电极。在电介质层914上，形成有接地电极GND。

在电介质层916上，形成有构成平衡-不平衡变换器321、322、323的线状电极。在电介质层917上，形成有构成平衡-不平衡变换器323的线状电极。在电介质层918上，形成有构成平衡-不平衡变换器321、322的线状电极。由电介质层916、917、918的线状电极实现的平衡-不平衡变换器321、322、323分别由沿规定方向卷绕的螺旋形状构成。由这些电介质层916、917、918实现的平衡-不平衡变换器321、322、323是不平衡侧线路321u、322u、323u。

在此，平衡-不平衡变换器321、322与平衡-不平衡变换器323形成为卷绕方向相反。由此，能抑制平衡-不平衡变换器321、322与平衡-不平衡变换器323之间的耦合。

此外，对于平衡-不平衡变换器321、322和平衡-不平衡变换器323，部分在不同层上形成。具体而言，平衡-不平衡变换器321、322形成在电介质层916、918上，平衡-不平衡变换器323形成在电介质层916、917上。这样，通过使形成的层至少部分不同，能抑制平衡-不平衡变换器321、322与平衡-不平衡变换器323之间的耦合。

此外，当俯视时，在平衡-不平衡变换器321与平衡-不平衡变换器323之间配置有平衡-不平衡变换器322。由此，能抑制平衡-不平衡变换器321与平衡-不平衡变换器323之间的耦合。

通过对平衡-不平衡变换器321、322、323进行这样的配置，能抑制平衡-不平衡变换器之间的耦合。特别是，根据上述结构，能更有效地抑制平衡-不平衡变换器321与平衡-不平衡变换器323之间的耦合。在此，平衡-不平衡变换器321用于由2GHz频带构成的第一通信信号，平衡-不平衡变换器323用于由56Hz频带构成的第二通信信号。因而，该第一通信信号与第二通信信号成为高次谐波的频率相互重合的关系。因此，虽然该第一通信信号与第二通信信号之间的相互干扰成为大问题，但通过采用上述结构，能抑制这种相互干扰。由此，能实现通过特性和衰减特性更优良的高频模块。

在电介质层919上，在大体整个表面形成有接地电极6ND。在电介质层920上，形成有接地电极GND。

在电介质层922上，形成有构成平衡-不平衡变换器321、322、323的线状电极。在电介质层923上，形成有构成平衡-不平衡变换器323的线状电极。在电介质层924上，形成有构成平衡-不平衡变换器321、322的线状电极。由电介质层922、923、924的线状电极实现的平衡-不平衡变换器321、322、323与电介质层916、917、918相同，平衡-不平衡变换器321、322与平衡-不平衡变换器323由沿不同方向卷绕的形状构成。由这些电介质层922、923、924实现的平衡-不平衡变换器321、322、323是平衡侧线路321p、321n、322p、322n、323p、323n。在电介质层922、923、924中，也能得到与上述电介质层916、917、918的结构相同的作用效果。

在电介质层926上，在大体整个表面形成有接地电极GND。

在层叠体的最下层即电介质层928上，以规定图案形成有各种外部连接用电极和接地电极GND。

这样，通过采用本实施方式的结构，能实现这样一种高频模块及通信用模块，该高频模块及通信用模块是小型化的层叠体，抑制通过特性的恶化，改善通频带外的衰减特性，并抑制因平衡-不平衡变换器之间的耦合而导致的特性劣化。

另外，在上述实施方式中，虽然以三工器件为例进行了说明，但只要是利用滤波器、使所希望的频带的通信信号通过的高频模块，就能适用上述结构。

此外，在上述实施方式中，虽然以改善三工器件的通频带的低频侧的衰减量的情况为例进行了说明，但对高频侧也同样适用。但是，如图3所示，对于高频侧，在设定为平衡-不平衡变换器的通频带的中心频率的频率的奇数倍频率下，会再次产生通频带。因而，在改善高频侧的衰减量的情况下，根据需要，有必要设法改变平衡-不平衡变换器的通频带的中心频率等。

此外，如上所述，在衰减极点的频率下为-3dB以上是表示用于设定平衡-不平衡变换器的通过特性的具体设定例的-个示例。因而，为了得到本实施方式的作用效果，可以如下设定平衡-不平衡变换器的通过特性：使三工器件和平衡-不平衡变换器的通频带与所传送的通信信号的频带重叠，将通频带附近的三工器件的衰减极点作为基准，使得在通频带的相反侧的频带内，平衡-不平衡变换器的衰减量变大。

Claims (9)

1.一种高频模块，其特征在于，包括：

不平衡侧的频率选择部，该频率选择部具有至少一个滤波电路，使通信信号的规定频带通过；以及

平衡-不平衡变换部，该平衡-不平衡变换部与该不平衡侧的频率选择部的一方输入输出端子连接，进行不平衡-平衡变换，

所述频率选择部的所述滤波电路在所述通信信号的规定频带附近具有衰减极点，

所述平衡-不平衡变换部本身的通频带包含所述通信信号的规定频带，并且，

以所述衰减极点为基准，在所述通信信号的规定频带的相反侧的频带内，所述通信信号的衰减量随着远离所述衰减极点而变大。

2.如权利要求1所述高频模块，其特征在于，

对于所述平衡-不平衡变换部，所述衰减极点的衰减量与所述通信信号的频带内的衰减量相比，增加约-3dB。

3.如权利要求1或2所述的高频模块，其特征在于，

所述频率选择部包括多个滤波电路，并且，包括多个所述一方输入输出端子，各一方输入输出端子是频带各不相同的通信信号的独立输入输出端子，另一方输入输出端子是公共端子，

所述平衡-不平衡变换部包括对每一所述独立输入输出端子配置多个的平衡-不平衡变换器，各平衡-不平衡变换器具有与所连接的输入输出端子相对应的通频带及所述衰减量的特性。

4.如权利要求3所述的高频模块，其特征在于，

所述频率选择部是对从所述公共端子输入的、频带不同的三种通信信号进行分波的三工器件。

5.如权利要求4所述的高频模块，其特征在于，

构成所述三工器件的电路要素由将多个电介质层层叠而成的层叠体内的内层电极图案或/及安装于所述层叠体的顶面的电路元器件形成，

与所述三种通信信号中的最高频带的第-通信信号对应的第-平衡-不平衡变换器、与所述三种通信信号中的最低频带的第二通信信号对应的第二平衡-不平衡变换器、与频带在所述第一通信信号的频带和所述第二通信信号的频带的中间的第三通信信号对应的第三平衡-不平衡变换器由所述内层电极图案形成，

对于所述第一平衡-不平衡变换器的内层电极图案和所述第二平衡-不平衡变换器的内层电极图案，至少一部分在所述层叠体的不同层上形成。

6.如权利要求5所述的高频模块，其特征在于，

在所述层叠体的同一层中的所述第一平衡-不平衡变换器的内层电极图案与所述第二平衡-不平衡变换器的内层电极图案之间，配置有所述第三平衡-不平衡变换器的内层电极图案。

7.如权利要求5或6所述的高频模块，其特征在于，

所述第-平衡-不平衡变换器的内层电极图案和所述第二平衡-不平衡变换器的内层电极图案形成为螺旋形状，并且，所述螺旋形状的电极图案的卷绕方向相反。

8.如权利要求4至7的任一项所述的高频模块，其特征在于，

第一、第二、第三平衡-不平衡变换器由线路长度为各自的通信信号的大体1/2波长的不平衡侧线路和线路长度为大体1/4波长的两个平衡侧线路形成，

对于出现在所述频率选择电路的通频带低频侧的衰减极点，设定所述第一、第二、第三平衡-不平衡变换器的特性。

9.如权利要求4至8的任一项所述的高频模块，其特征在于，

所述第一通信信号的频带为2GHz频带，所述第二通信信号的频带为5GHz带。

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