TWI273807B

TWI273807B - Frequency correlation based synchronization for coherent OFDM receiver and apparatus thereof

Info

Publication number: TWI273807B
Application number: TW094137166A
Authority: TW
Inventors: Ching-Yung Chen; Yung-Hua Hung; Yi-Ting Wang
Original assignee: Ind Tech Res Inst
Priority date: 2004-10-22
Filing date: 2005-10-24
Publication date: 2007-02-11
Also published as: JP4295755B2; TW200640212A; DE602005025189D1; DE102005045361A1; JP2006148884A; EP1650921A3; EP1650921B1; US20060088133A1; EP1650921A2; ATE491295T1

Description

1273807 九、發明說明：【相關性申請交互參考】本申請案係2005年6月15日申審之美國專利申請案第11/153，1〇5號之部分接續申請案，其主張2004年1〇月 22曰所申審之美國臨時申請案號第60/620725號的權利。【發明所屬之技術領域】本發明概有關於數位廣播系統。特別是，本發明係有關於基於頻率相關性或時間-頻率相關性進行一像是「數位視訊廣播·地面03VB-T)」、「數位視訊廣播-手持式 (DVB-Η)」以及「整合式服務數位廣播-地面（ISCB)_T」系統之多重載波數位廣播系統中的同調「正交分頻多工 (OFDM)」接收器之同步。【先前技術】 OFDM傳輸技術屬於一種多重載波調變架構，因其在處理多重路徑傳播效果方面之極高效率性，而既已廣泛地運用在現代高資料傳輸速率之數位通訊及廣播。OFDM技術既已被許多像是「數位音祝廣播（DAB)」、DVB-T、DVB-H 及ISDB-T之廣播系統，並且由像是HiperLAN/2及IEEE 802.11a/g/n之區域網路，所採用。尤其是，（反）快速傅立葉轉換(FFT)技術既經運用在0FDM傳輸系統，藉以有效率地實作多重載波調變及解調變。對基於同調OFDM傳輸技術的系統，像是DVB-T/H 及ISDB-T系統，一些規則性地位於時間及頻率維度内之散佈性響導訊號信號(底下又稱為SP)會在〇FC)M傳送器端 6 1273807 連同資訊資料被傳送，以利OFDM接收器端用於通道估計及等化作業。現參照圖1，其中提供一說明在頻域上°， DVB-T/H系統内所定義之SP位置對應在時間-頻率維度的略圖。DVB-T/H系統中的SP位置可按如下所表示：又對於索引/(從0到67的範圍）的〇FDM符號，對於索引左屬於該子集合{h ^ + 3 X (/ mod 4) + 12；^整數^ 的載波為SP，其中只要是對是之所獲值 • 並未超過有效範圍[尤心，尤，其中Ρ為所有大於或^於零之可能值的整數。可如DVB-T/H標準中所定義般'，對於2K模式為1704，對於4K模式為34〇8，而對於8κ又模 - 式則為6816。 - 在一同調017〇]^接收器裡，應藉由同步序列（或同步程來偵測及識別各sp的位置。假定首先利用一諧調器及 —载波回復迴路，將所接收之射頻（RF)信號下行轉換成基頻。一典型DVB-T/H基頻同步序列20可如圖2中所繪。 • 在開始之後，會在步驟21裡執行FFT運算前的同步處理，其中所有測量值乃在時域上藉由保護間隔的相關性被導算，^過FFT運算將該基頻時域信號轉換至頻域。接者，會根據兩個相鄰OFDM符號中之「連貫性響導訊號 =p)」的相關性，在步驟22於頻域裡執行FFT運算後的同 ^理。詳細地說’該FFT運算前及該附運算後的同步 =理區塊會執行取樣時脈、0FDM符波頻率之同步。在取樣時脈、〇FDM符號時間及载波頻率之同步已透 1273807 過該附運算前及該FFT運算後的同步處理完成之後，必 …月b夠於24裡執行通道估計之前決定

出一 OFDM 的位置。即如圖2所示，在步驟23裡會利用 ^ w + , 1 h解碼程序，此程序可藉由偵測一訊

二界來歧該SP的位置，這是由於散佈性響導訊號的位 &下又稱為SPP)疋與該qFdm訊框直接地相關性。訊框邊界的偵測作業即為所謂的「訊框同步作業」。通常，訊簡步作業會nl36㈤〇FDM符號的可變同步時間’ 68〜136 T0FDM ’這大約是佔關聯於總同步程序2〇之整體同步時間中的篇〜观。從而，習知的訊框同步作業相當地耗時。特別是，為了突發模式傳輸的dvb_h時間切片之㈣’接收器會花費甚至更長於所欲之資料突發時段的訊框同步時間。因此，就節省用以接收該時間切片的 DVB-Η信號之功率而言’ f知的基於訊框邊界仙之spp 識別作業（或SP同步作業）架構會制地沒有效率。【發明内容】在-實施例中，提供_種將包含於由一多重載波傳輸系統内之-接收H所魏的符號巾之響導訊號加以同步的方法。該等響導訊號具有預定之已知值，且位於含有已接收符號之頻率維度内的資料載波間，且在麵率維度中具有-預定位置樣^。軸定位置樣式可包括有限數量的子位置樣式’其各對應於包含在該等符號中之—的響導訊號之位置。該方法可包括、定在至少—符號之二子載波間，於該頻率維度中之至少一相關性集合；產生一相關性集合 1273807 結果以回應各相關性集合；且決定在頻率維度中之響導訊號位置，以回應相關性集合結果。在另貝知例中提供一種將包含於由一多重載波傳輸

系統内之一接收器所接收的符號中之響導訊號加以同步的裝置。該等響導訊號具有預定之已知值，係位於在含有已接收符號之頻率維度中的資料載波間，且在該頻率維度中八有預疋位置‘式。該預定位置樣式可包括有限數量的 f位置樣式’其各對應於包含在該等符號巾之-的響導訊 $之位置’使得可決定在至少—符號之至少二子載波間，二，率維度中之至少—相關性集合。該裝置包括：-用以二^至:相關性集合之響導訊號補償器及信號選擇器；口口以對於各相關性集合產生一相關性集合結果之相關該等響導訊號之位置以回應該相關性統内重載波傳輸系號之時間4率= 值，係位於包括已接收符度中具有預載波間’且在時間與頻率維的子位置以ft 位麵切包括有限數量訊號之位二使得；包含在該等符號中之-的響導 :間與頻率維度中的至少-相關性隹人，、—付就間’该樣式。該裝置包括：用'、木σ以回應該子位置訊號補償器及卢選::疋〉、一相關性集合之-響導虎郝"，一用以對於各相關性集合產

Cs 9 1273807 生一相關性集合結果之相關器；以及一用以決定該等變導訊號之位置以回應該相關性集合結果的處理單元。【實施方式】根據本發明，絲为別提供一種運用SP之頻率相關性特徵與一種運用SP之時間-頻率相關性特徵，而提供強固sp 同步作業然無需TPS同步作業的基於頻率相關性架構與基於時間-頻率相關性架構。應理解本發明可按硬體、軟體、 Φ 韌體、特殊目的處理器或該等組合之各種形式實施。亦應進一步暸解，由於各附圖式中所示之某些組成系統元件與方法步驟係硬體及軟體組合之較佳實施，因此在 „ 該等系統元件（或該等處理步驟）間之實際連接或可根據程 , 式設計本發明之方式而互異。在此提供本教示後，熟悉本發明相關技藝之一般人士即能思及本發明之該等及類似實施態樣作或組態。爲便於呈現本發明的概念及方法，現考慮DVB_T/H系 φ 統中之spp識別作為實施例。應瞭解本發明概念及方法可適用於任何基於同調OFDM系統。現參照圖1，SPP的配置如圖中實心圓所標示並呈現規則位置樣式。與spp有關之位置樣式進一步包含四個子位置樣式：圖1裡的、 102、103及104，其中在時間維度裡的各子位置樣式會每四個OFDM符號而重複一次。該等四個子位置樣式1〇1、 102、103及104係分別標註為子位置樣式卜2、3及4。此外，對於兩個相鄰OFDM符號而言，各SPP會在頻率維度偏移三個子載波，且在各OFDM符號裡會將十一個資料 10 (β: 1273807 載波排置於兩個散佈性響導訊號之間。為易於表達，定義及α為在第/個OFDM符號之第々個子載波上所接收的基頻 4吕號。例如，在位置120的信號被標註為及，而在位置 140的信號被標註為及^ π。

圖3係一說明先前技藝基於時間相關性spP識別架構之略圖，即如在L· Schwoerer及J· Vesma在2003年9月 24-25 曰德菌漢堡 8th International OFDM Workshop 中所發表之「Fast Scattered Pilot Synchronization for DVB-T and DVB_H」講稿中所揭示者。即如可自圖3觀察到，會沿著時間維度對四種可能的SPP執行四組相關性作業，為執行各相關性作業必須接取目前及之前第四個〇FDm符號兩者。四個相關性集合Γ7(/)，/ e {1,2,3,4}可如下式給定：

Pmax Σ 及/，12p+3(/-l).及/—4,12/7+3(/-1) 理論上，SP間會彼此相關而資料符號間則不具相關性。因此，會發現一相關性規模最大值，此即對應到目前 SPP之子位置樣式(/) = arg mpc(7； (/)); / 6 {丨，2,3,4}。這種方式利用 SP本身的特性，而非TPS，使得所需用於SPP識別之時間會被縮短至5個T0FDM。然而，基於時間相關性SPP識別架構對於杜普勒效應以及取樣時脈頻率偏移（SCF〇)效應相當敏感。圖4係一說明如L. Schwoerer在2004年7月8-10日於加章 A班失布 Wireless and Optical Communications 中所發表之「Fast Pilot Synchronization Schemes for DVB-H」講稿中所揭示的另一先前技藝基於功率SPP識別架構之略 11 1273807 圖。即如可自圖4觀察到，會對四種可能的SPP執行四組功率估計作業，為執行各功率估計作業僅需要接取該目前 OFDM符號。這四個功率估計集合瓦(/)，/ g {1，2,3,4}可如下式給定：

Pmax . ，2 4(〇= Σ |及 Ll2p+3(i-l)\

p=Q 根據定義，SP的功率會高於資料符號。如此，會發現一功率最大值，此即對應到目前SPP之子位置樣式 _ ^^(/) = argmax〇Ez(/));/G{l52,3,4}。這種方式發揮 SP(而非 TPS)本 i 身的特性，使得SPP識別所需的時間會被縮短為1個 T〇fdm。然而，該基於功率SPP識別架構對於雜訊效應以及不良情況之通道效應（即如單一頻率網路（SFN)裡的回聲） ^ 會相當地敏感。 ^ 根據SPP的特徵，本發明陳述一種為OFDM接收器的快速及強固SP同步目的之一基於頻率或時間-頻率相關性架構。現參照圖5，此係一按略圖方式說明SPP，以解釋根 • 據本發明一具體實施例之一基於時間-頻率相關性架構的略圖。即如圖5中所示，對於兩個相鄰OFDM符號，會利用四個相關性集合（^(/)、02(7)、03(/)、^：4(/)(亦即50卜502、 503及504)以進行SPP識別作業。這四個相關性集合C7(/)， / e {1,2,3,4}可如下式給定： 12 (3: 1273807 C,(l)

Pmax C2(l)

Pmox Σ (^l,\2p+6 'Ρηρ+ό)'p+3'P\2p+3^ CAI)

Pmax Σ (^/,12/7+9 * ^12p+9 ) * (^/-1J2p+6 * ^12/7+6 ) C4(/):

Pmax p+9,

其中A = ±1為在由DVB-T/H標準所定義之第灸個子载波上的SP的訊號值（的正負符號）而々6 = {〇, 3, 6, 9?... ? Kmax }(一組關聯於所有SPP的所有子載波索引），且 (p卿X，尤,厲)對於2K、4K及8K模式分別地等於（141，1704)、 (283, 34〇8)及（567, 6816)。注意，計算相關性集合c心)所需之各個A乃用於SP補償作業，使得若％載荷一 sP，則 (心A)及dmU可為正性地相關性。然後，會發現一相關性規模敢大值，此即對應到目前Spp之子位置樣式二（l + argmpc(C〆/))) mod 4;/g{1，253,4}。

即以一實施例，假設如圖i所示之符號〇及符號i被用來產生四個相關性集合Cl(1)、C2⑴、Q⑴、C4⑴，其中符號1為目前〇FDM符號，亦即M。則該相關性集合 Ci(l)會大於其他三個相關性集合〇2⑴、Q⑴、C4⑴，因此對應到目前SPP之子位置樣式卿⑴=2 (亦即子位置樣式 2)。此外，若如圖i所示之符號i及符號2被用來產生四個：關性集合⑽_，，其中符號2為目剛OFDM付说’亦即’ =2。則該相關性集合以2)會大於其他三個相關性集合Cl(2)、C3(2)、C4(2)，因此對應到 1273807

目前SPP之子位置樣式πρ(2) = 3 (亦即子位置樣式3)。此外，若如圖1所示之符號2及符號3被用來產生四個相關性集合其中符號3為目前OFDM 符號，亦即/ = 3。則該相關性集合C3(3)會大於其他三個相關性集合Ci(3)、C2(3)、C4(3)，因此對應到目前SPP之子位置樣式ΧΡΡ(3) = 4 (亦即子位置樣式4)。同時，假設如圖1 所示之符號3及符號4被用來產生四個相關性集合0(4)、 C2(4)、C3(4)、C4(4)，其中符號4為目前OFDM符號，亦即/ = 4。則該相關性集合C4(4)會大於其他三個相關性集合 G(4)、C2(4)、C3(4)，因此對應到目前SPP之子位置樣式 6TP⑷=1 (亦即子位置樣式1)。應注意，不以累加對C7(/)，/ e {1，2,3,4}之 (^/,12^+3/ * 巧糾)· (<U2p+3㈣.心+3㈣）的所有可用（Ρ·+ 1 )複數值，而僅累加部分集合的 (^/,12ρ+3ζ ' Ρ\2ρ^ί)' (^/-1,12^+3(/-1) * 思㈣㈣)複數值，即可足以提供SPP識別的強固性。因此，四値相關性集合Cz(/X / e {1,2,3,4}可按如下式所廣義地衍生 ^ (^) ~ p+3i * ^\2p+3i) * 12p-f3(/-l) * ^12p+3(M)) ^ 其中 Zc{0,1，25...，/7_}。

現參照圖6，此係一用以實作如圖5中所示之本發明基於時間-頻率相關性架構的實施例之區塊圖。即如圖6所示，本發明之基於時間-頻率相關性架構基本上是包含一 SP 補償器及信號選擇器630、四個相關器660A、660B、660C 及660D ’以及一判斷或處理區塊670。施加於該sp補償器及信號選擇器630上之信號61〇及620是來自該OFDM 14 1273807 接收器所接收之基頻信號~以及已知巧，其中々e 3, 6, 9，··.，。该SP補償器及信號選擇器630係用以獲

得子信號 640A、640B、640C、640D、650A、650B、650C 及650D，這些是分別地關聯於⑺⑽+3.Pi2〃+3)、^凡⑽）、 (R!，up+9.Pup+9)、^，12ρ+η.Ρ12ρ+12)、（RK12p.Pi2p)、（R!_ii2p+3.Pi2p+3)、 (及/-1，12/7+6.户12/?+6)及(及/_1,12;?+9.户12;?+9)’其中^2[{0，1，2，...，/?麗}。最好，該SP補償器及信號選擇器630包含一緩衝器以接收該信號修 610用以儲存先前OFDM符號/-/的信號。將子信號640A 及650A施加於該相關器66〇a，將子信號640B及650B施加於該相關器660B，將子信號640C及650C施加於該相，關器660C，以及將子信號640D及650D施加於該相關器 . 660D。相關器660A、060B、060C及060D會被用以計算

四個相關性集合結果501、502、503及504，這些分別地關聯於如圖5中所述之相關性集合Ci(/)、C2⑺、C3⑺及 C4(/)。最好’該相關器660A包含一用以產生一信號之共 φ 輛部分的複數共軛功能、一複數乘法器及一累加器，而相關器660B、660C及660D可按相同方式所實作。接著，會將這四個相關性集合結果5〇1、502、503及504皆提供給一判斷或處理區塊670，以決定其最大值並產生一判斷或處理結果680為卿(/)，據此表示由在目前第，個〇FDM符號中SP所展現的子位置樣式。最好，該判斷或處理單元 680包含一尖峰偵測器或一比較器，藉此決定相關性集合結果501、502、503及504的最大值。應瞭解由於部分的子信號 640A、640B、640C、640D、650A、650B、650C

15 CC 1273807 及650D會在不同時間内出現，故熟諸即如基於時間共享硬體設計之相關技藝人士應能僅藉單一相關器660A，即可獲得四個相關性集合結果501、502、503及504。應注意，有鑒於若~载荷一 SP則(/^.巧）及⑻_U3 u可為正性地相關性之事實，可將這四個相關性集合C7(/)，/ e {1,2,3,4}進一步簡化為：

Ci (0 = Σ ^{(^/,12/7+3/，Pl2p+3i)'(Rl~l,l2p+3〇-l) 'P\2p+3(i-l))} peZ J 其中ζ[{〇5ι52，...，ρ_}。因此，不以藉由一複數乘法器獲得 (^/,12^+32 * ^12^+3/) * (^/-U2^+3(z-l) * Ρ1*2；7+3(Ζ-1))的結果，而是僅兩個實數乘法器及一加法器即足以計算

Re{(穴U2/7+3/ .户12;?+3/ HK 1,12/7+3(/-1) ^12/7+3(/-1))|— 12^+3/ *^12/?+3/ 12/7+3(/-1) ' ^I2p+3(i-l)} + ]m{Rll2p+3i '^\2p+3i} 對於 C?(/)5 / E {1又3,4}。相較於習知的基於時間相關性架構其所需同步時間為 5個T0FDM，此實施例之基於時間-頻率相關性架構可僅需兩個相鄰OFDM符號，以計算出該相關性集合結果CK/)、 C2(/)、C3(/)、C4(/)與判斷其最大值，然後依判斷或處理結果680決定該目前符號之正確散佈性響導訊號位置。此實施例之基於時間-頻率相關性架構，不僅有助於加快同步化速度的能力，同時因為對通道同調時間之較不嚴苛的要求可增強對於杜普勒效應之強固性。此外，相較於習知的基於時間相關性架構，此實施例之基於時間-頻率相關性架構可較不敏感於ScFO效應。另一方面，相較於所需同步時

Cs 16 1273807 間tofdm的習知基於功率架構，此實施例之基於時間_頻率關聯相關性性基礎式架構可以略微較長之同步時間2 '個 T0Fdm的代價’保有相關性增益特性而能夠提供對於雜訊效應的強固性。此外，此實施例優於基於時間相關性及基於功率兩者架構之另一優點，即為該基於時間-頻率相關性架構可免於受到因DVB-T/H裡所定義之CP而造成的相關: 干擾，其中各CP會連續地位在所有0FDM符號上各子載波的相同子集合Sep處，其中c 。籲部分的模擬結果（對於DVB-T/H裡8k模式，具1/4可用符號長度之保護間隔）如圖7A及7B所示，以支援根據 - 在一實施例中之基於時間-頻率相關性架構的效率及強固 . 性。圖7A及7B點繪出最小保護比（MpR)，其中MpR是 L· Schwoerer在2004年7月8-10日於加拿大班夫市奶心以 and Optical Communications 講稿「past Pi\〇t Synchronization Schemes for DVB-H」中所採用的效能指 φ 標。尤其是，圖7Α及7Β分別地對於靜態AWGN通道模型而具各種載波對雜訊比（C/N)與對於各種杜普勒頻率（而 C/N = 5 dB)之典型都市通道模型基於1〇〇〇個獨立試驗關聯於基於時間-頻率相關性架構及習知的基於時間相關性及基於功率架構之實施例的MPR圖。用於此實施例之基於時間-頻率相關性架構的MPR定義如下：讀^呼U洲⑻);” G {1，2，,..，1〇〇〇} 其中伙㈨為關聯於第n個獨立試驗之保護比，且被定義為 ⑧ 17 1273807 ’C(;7) (/)) 洲⑷二呼i;/g{1，2,3,4}及…她其中、S {1，2,3,4}為對應於與第/個OFDM符號關聯之真實SPP的子位置樣式索引。可按類似方式而將义切分別地代換成7^(/)及泞奶，來定義對於習知的基於時間相關性及基於功率架構的MPR。應注意該MPR值愈高，則spp 識別架構的效能就愈強固，其中MPR < 1意味著在10〇〇鲁個獨立試驗下至少存在一個SPP錯誤偵測結果。在各圖7A及7B裡，曲線70A及70B關聯於一實施例之基於時間-頻率相關性架構，其中曲線72A及72β對應 • 於習知的基於時間相關性架構，而曲線74Λ及74B對應^ : 習知的基於功率架構。〜、 - 即如圖7A所示，一實施例之基於時間-頻率相關性架構及習知的基於時間相關性架構，比起習知的基於功率架構，一致地因相關性增益更能強抗於雜訊效應。一些實施 _ 例中之基於時間·頻率相關性架構在更高的C/N下可進一步比起該習知基於時間相關性架構展現較優效能，因為後者可能會受到因主導低雜訊情況之效能的cp所產生之相關性干擾所影響。即如圖7B所示，如預期般地習知的基於功率架構較不敏感於杜普勒效應，而此實施例之基於時間、_ 頻率相關性架構比起其效能在對於6〇 Hz以上之杜普勒頻率會顯著地劣化的習知基於時間相關性架構來說可更強抗於杜普勒效應，這是因為後者要求較長的同調時間。總結而言，即以抗於杜普勒及雜訊效應之強固性而言，此實施

Cs, 18 1273807 例之基於__鮮㈣性架構的效時間相關性及基於功率架構。 < 於白知的基於

曰基於時間·頻率相關性架構可在—些實施例中進一步提供一種在硬體成本及同步時間之間轉的彈性設計。現爹照圖8 ’此係-說明SPP，以解釋另—基於時間.頻率相關性架構的具體實_略圖。相較於圖5之具體實施例，此具體實施例運用僅—個相關性集合，例如⑽，來決定該目前符號之正確SPP。如圖8之基於時間.頻率相關性架構係按與圖6相同的方式所實作，則可藉對spp識別架構進订-些修改來省略三組相關器66GB、6_及。一種所牽相的可A修改方^即為判斷或處理區塊67〇應包含一執行門榧值偵測方式的_器，使得若Ci(/)大於一 n =值’則將目f SPP識別為子位置樣d—種可能的修改方式為應執行該相關器66〇A四次，以分別地利用 )(7 1,/2)(/-2,/-3)及(/-3，/-4)〇卩1)]\4符號對，獲得 ci(/) CK/-1)、（^(/-2)及<^(/-3)。然後，可藉由該判斷或處理區塊670在Cl(/)、σι(/-υ、q㈣及〇㈣間發現一明顯不同的相關性規模最大值。標註 /max ，因此可將該第/個〇fdm符號的SPP被識別為子位置樣^ 2。對於相同理由，可按類似方式利用任何兩個或三個相關性集合0(0、C2(0、0(0 及CVO的組合作為如圖8所示之第二具體實施例的直接延

19 (S 1273807 伸，以減少所需相關器的數量，而交換以增加同步時間為 2 〜5 個 T0FDM。

參考圖9，在另一實施例中，可實作一基於頻率相關性之架構。該實作可用以增加一 OFDM接收器之處理速度及改進SP的同步化。參考圖9，在具有OFDM符號之實施例中，諸如圖9中所示之巧⑺、⑺、心⑺及^⑺的一相關性集合，可用以決定目前符號的正確SPP。例如，相關性集合，h{l，2，3，4}可給定為：

Pmox

FiQ) f2Q)

Pmox Σ ⑺U2p+3 ·Λ2/?+3)·(β/，12〇+1)+3 ^12(/7+1)+3, f,(1) 尸max Σ (^KUp+6 '^Πρ+ό)'12(p+1)+6 *^12(^+1)+6 ) F,Q)

Pma.x Σ (A/，12/?+9 ·Λ2/?+9)·(Α/，120+1)+9 * 户 12〇+1)+9) 在一實施例中，計算相關性所需之iVs可用於SP補償，使得若~載荷一 SP則與 (R!，k+U ’Pk+12 )可為正性相關性。接著，可找到一不同相關性規模之最大值，其可對應於目前SPP之子位置樣式，成為 SPP (/) = arg max(Fz (/)); / e {15 2? 3,4} / 〇作為一實施例，若圖1所示之符號0係用以產生四個相關性巧⑼⑼、A⑼及仏⑼，其中符號0係目前OFDM 符號（即/=〇)。相關性厂;(〇)會大於其他三個相關性RW)、 20 1273807 A⑼及A⑼。因此，目前SPP的子位置樣式係χρρ⑼(子位置樣式1)。再者，若圖1所示之符號1係用以產生四個相關性Α(/)、Α(/)、Α(/)及F〆/)，其中符號1係目前〇FDM 符號（即/=1)。相關性a⑺則會大於其他三個相關性 A⑺、A⑺及厂/⑺，且因此對應於目前SPP的子位置樣式卿⑴=2(子位置樣式2)。再者，若圖1所示之符號2係用

以產生四個相關性及以，其中符號 2係目前OFDM符號（即/=2)。相關性會大於其他三個相關性及，且因此對應於目前spp的子位置樣式幻^(2) = 3(子位置樣式3)。同樣地，若圖1所示之符號3係用以產生四個相關性F/⑺、。⑺、巧⑺及，其中符號3係目前0FDM符號（即/=3)。相關性會大於其他三個相關性及A⑺，且因此對應於目前SPP的子位置樣式pp(3) = 4(子位置樣式4)。應注意的是，不以累加針對F/⑺，/e{1，2，3，4}之 (叫Λ2ρ)(Α/’12(_)+3㈣’p12㈣㈣_”）的所有可用狀十^複數值，而僅累加部分集合的4 )·(‘(鄉3㈣.㈣娜— 即可足以提供SPP識別的強固性。因此，四個相關性集合 W ^ e {1 ， 2 ， 3 ， 4}可按如

Σ (^/J2p P\2p)'(R

peZ 其中Zd{〇丄2，...，八產生 21 1273807

圖6之方塊圖可應用於圖9及以上段落中之實施例性實作。圖10顯示用於實作基於頻率相關性架構之實施例性方塊圖。參考圖10，基於頻率相關性之架構可包括一 SP 補償器及信號選擇器1030、四相關器1060a、1060b、1060C 及1060D，及一判斷或處理區塊ι〇7〇。施加於sp補償器及仏號選擇器1030之信號1〇1〇及係來自一接收器所接收具有已知怂之基頻信號％，其中 3 ’ 6 ’ 9 ’…’ U。該SP補償器及信號選擇器1〇3〇會被用來獲得子信號1040A、1040B、1040C、1040D及 1050D，其係關聯至^ 4)、（W3.PiW、 (\ηΡ+9 -ΡηΡ+9) ^ (^2iP^yPU{p+l)) ^ (^/,12(,+1)+3·Λ2(,+1)+3) ^ (^,12(,+1)+6·Λ2(,+1)+6) 及(及/，12〇?+1)+9.户12(/?+1)+9)’其中/^2〔{〇，1，2，...5/?_}。在一實施例中，可將子信號1040Α及1050Α施加於相關器i〇6〇A;子信號 1040B及1050B施加於相關器ι〇6〇Β ;子信號i〇4〇C及 1050C施加於相關器1060C ;子信號i〇4〇D及1050D施加於相關器1060D。相關器1060A、1060B、1060C及1060D可用以計算四個相關性集合結果901、902、903及904，其係個別地關聯於如圖9中所述之相關性集合⑺及在一實施例中，相關器660A可包括一產生信號的共軛部分之複數共軛功能、一複數乘法器及一累加器，而相關器 22 1273807 660B、660C及660D可依相同或類似方式實作。接著，四個相關性集合結果901、902、903及904可被提交給判斷或處理區塊1070，以決定其中之最大值且產生一判斷或處理結果1080成為^仲(/)，因此其可表示在目前第/個OFDM 符號中SP之子位置樣式。在一實施例中，判斷或處理單元1080可包含一尖峰偵測器或一比較器，以決定相關性集合結果901、902、903 及904的最大值。應注意的是，一些子信號i〇4〇A、1040B、 1040C、1040D、1050A、1050B、1050C 及 1050D 可能在不同時間處出現。因此，熟習在諸如時間共享或資源共享硬體設計之此項技術領域中的人士應能以較少數量之相關器（諸如僅具有一相關器1060A)，即可獲得四個相關性集合結果 9(H、902、903 及 904. 應注意的是由於若~載荷一 SP，則以及可為正關聯之事實，故可將四個相關性集合Fz丫/j，/6 {1，2， 3 ’ 4}進一步簡化為：

Ft (/)

ςΜ(α 1,12ρ ·Ργΐρ HR p* /,12(^+1)+3(/-1)，r\2(p+l)+3(j~\)

peZ 其中Z(={0，1，2，···，/?·}。因此，不以藉由一複數乘法器獲得 '^12p )*(^/j2(p+l)+3〇-l) 'P\2(p+l)+3(i-l) )的結果，而是僅兩個實數乘法裔及一加法器即足以計算 23 1273807 {(^/,12^ '^\2p )* (^/,12(^+1)+3(7-1) ^12(/7+1)+3(/-1))} ~ ^\2p }*^e{^/J2(p+l)+3(z-l) ^12(/7+1)+3(/-1)} + ^^/,12/7 .户12/? 及/，12(p+l)+3(;-l).户12〇+1)+3(/-1)} 對於，/e{l，2，3，4}。相較於習知的基於時間相關性架構所需同步時間為 5T0FDM，在此等實施例中之基於頻率相關性架構僅需一 OFDM符號，以計算出該相關性集合結果FK/)、F2(/)、 φ Α(/)、Α(0且決定此等結果之最大值。判斷或處理結果1080 可識別目前符號的正確SPP。因此，一基於頻率相關性的架構可改進快速同步速度的能力及/或由於對通道同調時間較不嚴苛的要求故可改進針對杜普勒效應之強固性。此 ‘ 外，當與習知基於時間相關性之架構比較時，基於頻率相關性之架構對ScFO效應可能較不敏感。在一些實施例中，當與需要同步時間T〇FDM的習知基於功率之架構比較時’ • 基於頻率相關性之架構可以務長之同步時間2T〇fdm的代價獲得之相關性增益，而提供針對雜訊效應的強固性。此外，基於頻率相關性之架構可免於由於DVB-T/H中定義之 CP所造成的相關性干擾。在以上實施例中所述之基於頻率相關性架構可提供一在硬體成本及同步時間之間考量的彈性設計。圖11顯示實作一基於頻率相關性之架構的另一實施例。參考圖11，此實施例僅使用一諸如Α(/)之相關性集合以決定一目前符號 (β 1273807 之正確SPP。當圖10所示之設計係用於此實作時，可修改 SPP識別成分以移走三相關器1060B、1060C及1060D。一實施例係使判斷或處理區塊1070包含一臨限值偵測裝置，使得當Α(/)大於一某限定值時，則將目前SPP識別為子位置樣式1。另一實施例係執行相關器660Α四次，以使

用第/、第/-1、第/-2、第/-3個OFDM符號，以分別獲得 FiW、Λ(Π)、巧(/-2)及FK/-3)。然後，判斷或處理區塊 1070可揭示相關性規模的不同最大值，其可標註為： m 且弟/職個OFDM符號之SPP 可因此被識別為子位置樣式1。應用在此所述之技術，可依如圖11中實施例之變化的類似方式使用二或三個相關性集合Fi(/)、心(/)、F3(/)及F4(/)的任何組合，以減少增加同步時間1〜4T0FDM所需相關器的數量。發明在麵.顶接收器中同步程序之應用的二二= 如圖2所示之典型DVB-T/H料序列，可透出通道估計作業所要求的卿而域TPS同步處理。熟習此項技藝者應即瞭解可行變化，而不痛其廣義之發明性二例進本發明並不限於本揭之特定具體實施例了匕;= 如後載各請求柄定義之本發明精神及範圍内的修^歸屬另外，在.兄明本發明之代表性具體實施書可將本發明之方法及/或製程表示為一特定之序；不過，由於該方法或製程的範疋之步私次之特定的步驟次序，故該方法蘩；本文所提出万法或製程不應受限於所述之特 25 1273807 定步驟次序。身為熟習本技藝者當會了解其它步驟次序也是可行的。所以，不應將本說明書所提出的特定步驟次序視為對申請專利範圍的限制。此外，亦不應將有關本發明之方法及/或製程的申請專利範圍僅限制在以書面所載之步驟次序之實施，熟習此項技藝者易於瞭解，該等次序亦可加以改變，並且仍涵蓋於本發明之精神與範疇之内。【圖式簡單說明】當併同各隨附圖式而閱覽時，即可更佳瞭解本發明之前揭摘要以及上文詳細說明。為達本發明之說明目的，各圖式裏圖繪有現屬較佳之各具體實施例。然應瞭解本發明並不限於所繪之精確排置方式及設備裝置。圖式中：圖1係一說明在DVB-Τ/Η系統裡各SP之位置的略圖；圖2係一說明一典型DVB-T/H同步序列（或同步程序) 之略圖；圖3係一說明一先前技藝基於時間相關性SPP識別架構之略圖；圖4係一說明一先前技藝基於功率SPP識別架構之略圖，圖5係一說明各SP之位置，以解釋一根據基於時間-頻率相關性架構的一具體實施例略圖；圖6係一爲以實作圖5較佳具體實施例之實施例的區塊圖，圖7A及7B係說明對於各項模擬結果，關聯於本發明 26

Cs； 1273807 之基於時間-頻率相關性架構、習知的基於時間相關性及基於功率架構之最小保護比(MPR)的略圖；圖8係一說明用於解釋基於時間-頻率相關性架構之另一具體實施例的SP之位置的圖式；圖9係一說明用於解釋基於頻率相關性架構之具體實施例的SP之位置的圖式；

圖10係一實作圖9之具體實施例的實施例之方塊圖；圖11係一說明用於解釋基於頻率相關性架構之另一具體實施例的SP之位置的圖式；及圖12係一說明本發明在DVB-T/H接收器之同步程序的應用之略圖。【主要元件符號說明】同步序列 FFT運算前的同步處理 FFT運算後的同步處理 TPS同步處理通道估計處理子位置樣式子位置樣式子位置樣式子位置樣式位置位置相關性集合 20 21 22 23 24 101 102 103 104 120 140 501 1273807

502 相關性集合 503 相關性集合 504 相關性集合 610 信號 620 信號 630 SP補償器及信號選擇器 640A-D 子信號 650A-D 子信號 660A—D 相關器 670 判斷或處理區塊 680 判斷或處理結果 901 相關性集合 902 相關性集合 903 相關性集合 904 相關性集合 1010 信號 1020 信號 1030 SP補償器及信號選擇器 1040A-D 子信號 1050A-D 子信號 1060A-D 相關器 1070 判斷或處理區塊 1080 判斷或處理結果 1200 同步序列 28 1273807 1201 1202 1203 1204 FFT運算前的同步處理 FFT運算後的同步處理基於頻率或時間-頻率相關性 SPP識別處理通道估計處理

Claims

1273807 十、申請專利範圍： 1. 一種將包含於由一多重載波傳輪系統内之一接收器所接收的符號中之響導訊號加以同步的方法，该等響導訊號具有位於包括該等所接收符號之—頻率維度裡各資料載波之間的預定已知值，且具有—在嗲頻率維度裡的預定位置樣式，其中該預定位置樣式^ 含二有限數量的子位置樣式，且各者對應於包二二：

等符號其一者内之響導訊號的位置，該方法包含如^ 步驟： Γ 決定在至少一符號之二子載波間，於該頻率維度裡的至少一相關性集合；又回應於該等相關性集合各者，產生一相關性集合結果；以及 $ ° 回應於該該相關性集合結果，決定該等變在該頻率維度内之位置。入如明求項1之方法，其中決定至少一相關性集合=該步驟包含回應於該子位置樣式，而在該等所接收符號之該頻率維度裡選擇至少一組信號值之步驟。 3.如請求項1之方法，其中該等響導訊號係位於由該等已接收符號組成之該頻率維度及一時間維度中之貝料载波間，且具有一在該頻率及時間維度中定位錄式，且其中決定至少一相關性集合包含決定於糾間及^率維度二者中的至少—相關性集合。 4·如明求項3之方法，其中產生-相關性集合結 (s) 30 1273807 果之该步驟進一步包含如下步驟：儲存-、、且對於先前符號之信號值，其中該等㈣值為在-組子載波内之信號乘上相對應該等預定^ 響導訊號值的乘積’ ^該子载波為該置及該等資料載波之其一者；此又位

、㈣㈢财號之信號值，其中該等信號值為在-組子載波内之信號乘上相對應該等預定^ 響導訊號值的乘積，且該子载波為該位置及該等資料載波之其一者；以及虮之位一回應於該所決定之相·集合，藉由計算對於該先爾符號之該组信號值與對於該目前符號之該組信號值的内積之絕對值，產生該相難集合結果。相關性集合結：>·如睛來項1之方法，其中產生果之該步驟進一步包含如下步驟：儲存-組對於先前符號之信號值，其中該等信號

值為在-組子錢内之信縣上相對應該等預定已知響導訊號ί的乘積’且該子载波為該等響導訊號之位置及该專資料载波其中一者；產生-組對於目前符號之信號值，其中該等信號值為在-組子载波内之信號乘上⑽應該等預定已知響導訊號Ϊ的乘積，且料紐為該㈣導訊號之位置及该荨資料載波之其一者·，以及一回應於朗決定之相關性集合，藉由計算對於該先前符號之該組信號值與對於該目前符號之該組信號 1273807 值的内k實部的絕對值，產生該相關性集合結果。詨等I:::項1之方法，進一步包含當產生複數個 r p *合結糾’蚊料相雜集合結果之敢大值的步驟。、酋汝明求項6之方法，其中該目前符號之該等變 =:位置係按對應於具該最大相關性集合結果：相關性*合的料位置樣式而決定。

8·如請求項1之方法，進一步包含：設定一門檻值；以及、疋u亥相關性集合結果是否大於該門檻值。 9·如明求項8之方法，其中該目前符號之各塑導訊號的位置是按對應於具有該相關性集合 ⑴監值之相_集合_子位置樣式職定。中之-接^ M將包含於由在—多重載波傳輪系統

狀晉1 =所接收的符助之響導訊號加以同步的衣置’ 訊號具有預定已知值且位雜f符號之i率維度内4資料載波間，且具ί ::::維度内之預定位置樣式，其中該預定位置 0匕3 -有ρ隨量的子位置樣^，者内之響導訊號的位置，使得可決3 ;^⑽之兩子载波間該頻率維度裡的至少一相關性集合，該裝置包含·· 一用以決定駐少―相關性#合器及信號選擇器； ^雨1貝 1273807 一用以對該等相關性集人結果之相關器；以及。各者產生一相關性集合背之# s回應於仙關性集合結絲決定該等響導汛虓之位置的處理單元。、包含一一1〇 :裝置’其中該響導訊號補償器货内之工 #隸之乘法器，該信號值係-符

= 載波裡的信號乘上相對應該預定已知響導該等資料較之其1_該轉導訊號之位置及一用以儲1Q之H其中該信號選擇器包含 /儲存—組對於先前符號之該等信號值的緩衝 -以及-紐對於目前符號之該等信號值的緩衝器。

於人It請求項1G之方法’其中該等響導訊號係位 ;:有鱗已接收符號之該解維度及—時間維之貝料載波間’且具有—在該頻率及時間維度二者中之預定位置樣式，且可決定在該等符號至少二符號間’於㈣率及時間維度中的至少―相關性集合。 14·如明求項π之裝置，其中該相關器包含·· 用以產生對於該先前符號之該組信號值的共軛之複數共扼單元；用以產生對於该先前符號之該組信號值的該共軛，以及對於目前符號之該組信號值的乘積之複數乘法器；以及一用以回應於該相關性集合，藉由累加該乘積以 33 1273807 產生該相關性集合結果，然後採用該累加結果之絕對值的累加器。 15·如請求項1〇之裝置，其中該相關器包含·· 一用以產生對於該先前符號之該組信號值的實 4 以及對於该目前符號之該組信號值的實部之實部乘積的實數乘法器；一用以產生對於該先前符號之該組信號值的虛部，以及對於該目前符號之該組信號值的虛部之虛部乘積的實數乘法器；以及一用以回應於該相關性集合，藉由累加該實部乘積及該虛部乘積以產生該相關性集合結果，然後採用該累加結果之絕對值的累加器。 16·如請求項10之裝置，其中該處理單元包含一用以當產生複數個該等相關性集合結果時，決定該相關性集合結果之最大值的比較器。 17·如請求項16之裝置，其中該目前符號之各響導訊號的位置係由該處理單元按對應於具該最大相關性集合結果之相關性集合的該子位置樣式而決定。 18.如請求項10之裝置，其中該處理單元包含一用以決㈣相關性集合結果是否大於—預定m監值之門檻值偵測器。 19_如請求項10之裝置’其中該目前符號之各響導訊號的位置係由該處理單元按對應於具該相關性华合結果大麟狀Η魏之相關轉合㈣子位置樣 l2738〇7 式而決定。 2〇. —種用以將包含於由在一多重載波傳輸系統中之接收裔所接收的符號内的響導訊號加以同步化的裝置’該等響導訊號具有預定已知值且位於包括該等所接收符號之時間及頻率維度内之各#料載波間，且具有一在该時間及頻率維度内之預定位置樣式，其中該預定位置樣式包含有限數量的子位置樣式，各者

對應於包含在該等符號其中之一符號内的響導訊號之位置，使得可決定該等符號中至少二符號間，於該時間及^頁率維度中的至少—相關性集合，以回應該子位置樣式，該裝置包含：〜-響導訊號補償器及_信號選擇器，其係用以決定該至少一相關性集合；相關裔，其係用以針對各該相關性集合產生一相關性集合結果；及

處理單凡，其係用以決定該等響導訊號之位置以回應該相關性集合結果。 •如明求項2〇之裝置，其中該等響導訊號補償以產生—信號值之乘法器，該信號值係一 =的+载波巾的—信號細對應於該響導訊號之 ^已，值的_，且該子紐係該轉導訊號之位置及該寻資料载波其中_者。泣如請求項20之裝置，其中該相關器包含： 1數共辟元’其係㈣產生躲域前符號 35 1273807 之该組信號值的共輛；複數乘法裔，其係用以產生對於該先前符號之該組信號值的該共軛，以及用於該目前符號之該組\言號值的乘積；及一累加器，其係用於藉由累加該等乘積來產生該相關性集合結果，以回應該相關性集合，然後採用該累加結果之絕對值。 • 23.如請求項20之裝置，其中該相關器包含·· 貝數乘法裔，其係用以產生對於該先前符號之 A組彳&號值的實部，與對於該目前符號之該組信號值的實部之實部乘積；一實數乘法器，其係用以產生對於該先前符號之及組彳a號值的虛部，與對於該目前符號之該組信號值的虛部之虛部乘積；以及一累加器’其係用於藉由累加該實部乘積及該虛。卩乘積來產生該相關性集合結果，以回應於該相關性木己，然後採用該累加結果之絕對值。 36