JP4295755B2 - コヒーレントｏｆｄｍ受信機のための周波数の相関に基づいた同期化及びその装置 - Google Patents

Description

本発明は概して、ディジタル放送システムに関する。より特定的には、本発明は、地上ディジタルビデオ放送（Digital Video Broadcasting-Terrestrial：ＤＶＢ−Ｔ）、ハンドヘルド装置用ディジタルビデオ放送（Digital Video Broadcasting-handheld：ＤＶＢ−Ｈ）及び地上統合サービスディジタル放送（Integrated Service Digital Broadcasting-Terrestrial：ＩＳＤＢ−Ｔ）システム等のマルチキャリアディジタル放送システムにおける、コヒーレントな直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：ＯＦＤＭ）受信機のための周波数の相関又は時間−周波数の相関に基づいた同期化に関する。

関連出願の相互参照．
本願は、２００４年１０月２２日に出願された「コヒーレントＯＦＤＭ復調器のための高速同期化（FAST SYNCHRONIZATION FOR COHERENT OFDM DEMODULATORS）」と題する米国仮出願第６０／６２０，７２５号の利益を主張して２００５年６月１５日に出願された「コヒーレントＯＦＤＭ受信機のための時間−周波数の相関に基づいた同期化（TIME-FREQUENCY CORRELATION-BASED SYNCHRONIZATION FOR COHERENT OFDM RECEIVER）」と題する米国特許出願第１１／１５３，１０５号の一部継続出願である。

ＯＦＤＭ伝送技術はマルチキャリア変調方式の一種であり、マルチパス伝搬の影響に対するその極めて高い効力に起因して現在の高データレートのディジタル通信及び放送に広く適用されている。ＯＦＤＭ技術は、ディジタルオーディオ放送（Digital Audio Broadcasting：ＤＡＢ）、ＤＶＢ−Ｔ、ＤＶＢ−Ｈ及びＩＳＤＢ−Ｔ等のいくつかの放送システムに採用され、さらにハイパーＬＡＮ／２（HiperLAN/2）及びＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ／ｎ等のローカルエリアネットワークにも採用されている。特に、ＯＦＤＭ伝送システムでは、マルチキャリア変調及び復調を効率的に実装するために（逆）高速フーリエ変換（ＦＦＴ）技術が使用される。

ＤＶＢ−Ｔ／Ｈ及びＩＳＤＢ−Ｔシステム等のコヒーレントなＯＦＤＭに基づいたシステムの場合、時間の次元及び周波数の次元において規則的に配置された、所定の分散されたパイロット（scattered pilot：以後ＳＰと呼ぶ。）は、ＯＦＤＭ送信機端では情報データとともに予め決められた既知の値で送信され、ＯＦＤＭ受信機端ではチャンネル推定及び等化に使用される。図１を参照すると、ＤＶＢ−Ｔ／Ｈシステムにおいて時間−周波数の次元に関して周波数領域で定義されたＳＰの位置を示す図面が提示されている。ＤＶＢ−Ｔ／ＨシステムにおけるＳＰの位置は、下記のように表わすことができる。

インデックスｌ（０乃至６７を範囲とする。）のＯＦＤＭシンボルについて、サブセット｛ｋ＝Ｋ_ｍｉｎ＋３×（ｌ ｍｏｄ ４）＋１２ｐ│ｐは整数，ｐ≧０，ｋ∈［Ｋ_ｍｉｎ，Ｋ_ｍａｘ］｝に属するインデックスｋを有する搬送波がＳＰである。ここでｐは、結果的なｋの値が有効範囲［Ｋ_ｍｉｎ，Ｋ_ｍａｘ］を超えないことを条件として、ゼロ以上のすべての可能な値をとる整数であり、Ｋ_ｍａｘは、ＤＶＢ−Ｔ／Ｈ規格で定義されているように、２Ｋモードのとき１７０４であり、４Ｋモードのとき３４０８であり、８Ｋモードのとき６８１６である。

ＳＰの位置は、コヒーレントＯＦＤＭ受信機において同期化シーケンス（又は同期化手順）によって検出されて識別される必要がある。受信される無線周波（ＲＦ）信号は、まずチューナ及び搬送波リカバリーループを使用してベースバンドへダウンコンバートされるものとする。図２に、典型的なＤＶＢ−Ｔ／Ｈベースバンド同期化シーケンス２０を示す。動作開始後、ステップ２１でＦＦＴ前同期化が実行され、ここでは、ガードインターバルの相関からすべてのメトリックが時間領域において導出される。次に、ベースバンド信号はＦＦＴを用いて周波数領域へ変換される。続いて、ステップ２２では、連続する２つのＯＦＤＭシンボルの連続パイロット（Continual Pilot：ＣＰ）を相関させることに基づいて、周波数領域においてＦＦＴ後同期化が実行される。特に、ＦＦＴ前同期化ブロック及びＦＦＴ後同期化ブロックは、クロックのサンプリングと、ＯＦＤＭシンボルのタイミング処理と、搬送波周波数の同期化とを実行する。

エル．シュウェラー及びジェイ．ヴェスマ，「ＤＶＢ−Ｔ及びＤＶＢ−Ｈのための分散されたパイロットの高速同期化」，第８回国際ＯＦＤＭワークショップ講演論文集，ドイツ国ハンブルグ，２００３年９月２４〜２５日（L. Schwoerer and J. Vesma, "Fast Scattered Pilot Synchronization for DVB-T and DVB-H," Proc. 8th International OFDM Workshop, Hamburg, Germany, Sept. 24-25, 2003）。 エル．シュウェラー，「ＤＶＢ−Ｈのための高速パイロット同期化方式」，プロシーディング・ワイヤレス・アンド・オプティカル・コミュニケーションズ，カナダ国バンフ，２００４年７月８日〜１０日，４２０〜４２４ページ（L. Schwoerer, "Fast Pilot Synchronization Scheme for DVB-H," Proc. Wireless and Optical Communications, Banff, Canada, July 8-10, 2004, pp. 420-424）。

ＦＦＴ前同期化及びＦＦＴ後同期化を介してクロックのサンプリングとＯＦＤＭシンボルのタイミング処理と搬送波周波数の同期化とが達成されると、ステップ２４でチャンネル推定が実行可能になる前に、ＯＦＤＭシンボル内のＳＰの位置が決定されなければならない。図２に示すように、ステップ２３では伝送パラメータシグナリング（Transmission Parameters Signaling：ＴＰＳ）の復号化手順が使用され、これによれば、分散されたパイロット位置（scattered pilot position：以後ＳＰＰと呼ぶ。）はＯＦＤＭフレームに直接的に関連しているので、フレーム境界を検出することによってＳＰの位置が決定される。フレーム境界の検出は、いわゆる「フレーム同期化」である。典型的にはフレーム同期化は、６８乃至１３６個のＯＦＤＭシンボルに係る可変な同期化時間、すなわち６８乃至１３６Ｔ_ＯＦＤＭを要し、これは、全体的な同期化手順２０に関連付けられた全同期化時間の約５０％乃至７０％になる。このように、従来のフレーム同期化は、非常に時間のかかるものである。特に、バーストモード伝送のＤＶＢ−Ｈタイムスライシングを目的とする場合、受信機は、フレーム同期化に必要とされる時間を、関心対象のデータバースト継続時間よりもさらに長く準備する場合がある。従って、従来のフレーム境界検出に基づいたＳＰＰ識別（又はＳＰ同期化）方式は、タイムスライシングされたＤＶＢ−Ｈ信号を受信することに関しては、電力削減の意味において特に非効率的である。

ある実施態様では、マルチキャリア伝送システムにおいて受信機により受信される複数のシンボルに含まれる複数のパイロットを同期化するための方法が提供されている。これらのパイロットは、予め決められた既知の値を有し、受信されるシンボルを含む、周波数の次元における複数のデータキャリアの間に配置され、上記周波数の次元において予め決められた位置パターンを有する。上記予め決められた位置パターンは、シンボルの１つに含まれる複数のパイロットの位置にそれぞれ対応する、有限個数の部分位置（サブポジション）パターンを含む可能性がある。本方法は、少なくとも１つのシンボルの２つのサブキャリア間の、周波数の次元における少なくとも１つの相関セットを決定することと、上記各相関セットに応じて相関セット結果を生成することと、上記相関セット結果に応じて周波数の次元におけるパイロットの位置を決定することとを含む可能性がある。

別の実施態様では、マルチキャリア伝送システムにおいて受信機により受信される複数のシンボルに含まれる複数のパイロットを同期化するための装置が提供されている。これらのパイロットは、予め決められた既知の値を有し、受信されるシンボルを含む、周波数の次元における複数のデータキャリアの間に配置され、上記周波数の次元内に予め決められた位置パターンを有する。上記予め決められた位置パターンは、少なくとも１つのシンボルの少なくとも２つのサブキャリア間において周波数の次元で少なくとも１つの相関セットが決定され得るように、シンボルの１つに含まれる複数のパイロットの位置にそれぞれ対応する有限個数の部分位置パターンを含む可能性がある。本装置は、上記少なくとも１つの相関セットを決定するためのパイロット補償器及び信号セレクタと、上記相関セットの各々について１つの相関セット結果を発生させるための相関器と、上記相関セット結果に応じてパイロットの位置を決定するための処理装置とを含む。

さらに別の実施態様において、マルチキャリア伝送システムにおいて受信機により受信される複数のシンボルに含まれる複数のパイロットを同期化するための装置が提供されている。これらのパイロットは、予め決められた既知の値を有し、受信されるシンボルを含む、時間及び周波数の次元における複数のデータキャリアの間に配置され、上記時間及び周波数の次元において予め決められた位置パターンを有する。上記予め決められた位置パターンは、部分位置パターンに応じてシンボルのうちの少なくとも２つの間において時間及び周波数の次元で少なくとも１つの相関セットが決定され得るように、シンボルの１つに含まれる複数のパイロットの位置にそれぞれ対応する有限個数の部分位置パターンを含む可能性がある。本装置は、上記少なくとも１つの相関セットを決定するためのパイロット補償器及び信号セレクタと、上記相関セットの各々について１つの相関セット結果を発生させるための相関器と、上記相関セット結果に応じてパイロットの位置を決定するための処理装置とを含む。

本発明の上述の要約及び下記の詳細な説明は、添付の図面に関連して読むことでより良く理解されるであろう。図面は、本発明を説明するという目的上、単なる例示である。ただし、本発明はこれらに示す装置及び手段そのものに限定されるのではないということが理解されるべきである。

本発明によれば、ＴＰＳ同期化を用いない頑健なＳＰ同期化のために、ＳＰに係る周波数の相関特性又は時間−周波数の相関特性を利用する、周波数の相関又は時間−周波数の相関に基づいた方式が提供される。本発明が、様々な形式のハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、専用プロセッサ又はこれらの組み合わせで実装可能であることは理解されるべきである。

さらに、添付の図面に記載の構成する部分としてのシステム構成要素及び方法ステップのいくつかは好適にはハードウェア及びソフトウェアの組み合わせで実装されるので、システム構成要素（又は処理ステップ）間の実際の接続は、本発明がプログラミングされる方法に依存して変わる可能性のあることも理解されるべきである。関連技術における通常の技能を有する者は、本明細書における教示内容が与えられれば、本発明に係るこれらの実行又は構成と、類似の実装又は構成とを考えることができるであろう。

本発明の概念及び方法の提示を容易にするために、ＤＶＢ−Ｔ／ＨシステムのためのＳＰＰ識別を例に挙げて考察する。本発明の概念及び方法は、コヒーレントなＯＦＤＭに基づいた任意のシステムに適用可能であるということは理解されるべきである。図１を参照すると、ＳＰＰは、規則的な位置パターンで出現している、塗りつぶされた円で示されている。ＳＰＰに関連付けられる位置パターンはさらに、４つの部分位置パターン：すなわち図１における１０１，１０２，１０３及び１０４より成り、時間の次元における各部分位置パターンは、４つのＯＦＤＭシンボル毎に一度繰り返される。４つの部分位置パターン１０１，１０２，１０３及び１０４を、各々部分位置パターン１，２，３及び４で示す。さらに、ＳＰＰは、周波数の次元に関しては、隣接する２つのＯＦＤＭシンボル間で３つのサブキャリアだけずれていて、各ＯＦＤＭシンボルにおける２つの分散されたパイロットの間には１１個のデータキャリアが配置されている。表示を簡単にするために、Ｒ_ｌ，ｋを、ｌ番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のサブキャリア上で受信されるベースバンド信号と定義する。例えば、位置１２０における信号はＲ_１，０で示し、位置１４０における信号はＲ_９，１８で示す。

図３は、非特許文献１に開示されているような，従来技術に係る時間の相関に基づいたＳＰＰ識別方式を示す図である。図３から観察されるように、時間の次元に沿った４つの可能なＳＰＰについて４セットの相関が実行され、各相関セットについて現在のＯＦＤＭシンボルと第４の最終のＯＦＤＭシンボルとの双方がアクセスされなければならない。４つの相関セットＴ_ｉ（ｌ），ｉ∈｛１，２，３，４｝は、次式で与えられる。

理論的には、ＳＰは相関されるが、データシンボルは相関されない。従って、現在のＳＰＰの部分位置パターンについて、相関値の大きさの最大値は、次式で求められる。

このアプローチは、ＳＰＰの識別に必要とされる時間が５Ｔ_ＯＦＤＭにまで短縮されるように、ＴＰＳではなくＳＰ自体の特徴を利用する。しかしながら、時間の相関に基づいたＳＰＰ識別方式は、ドップラー効果の影響と、サンプリングクロック周波数オフセット（sampling clock frequency offset：ＳｃＦＯ）の影響とに対する感受性が非常に高い。

図４は、非特許文献２に開示されているような、もう１つの従来技術に係る電力に基づいたＳＰＰ識別方式を示す図である。図４から観察できるように、４つの可能なＳＰＰについて４セットの電力推定器が実行され、各電力推定器のセットについて現在のＯＦＤＭシンボルのみがアクセスされなければならない。４つの電力推定セットＥ_ｉ（ｌ），ｉ∈｛１，２，３，４｝は、次式で与えられる。

確実に、ＳＰの電力はデータシンボルより高い。よって、現在のＳＰＰの部分位置パターンの最大電力は、次式で求められる。

このアプローチは、ＳＰＰの識別に必要とされる時間が１Ｔ_ＯＦＤＭにまで短縮されるように、ＴＰＳではなくＳＰ自体の特徴を利用する。しかしながら、電力に基づいたＳＰＰ識別方式は、雑音の影響と、悪条件下にあるチャンネルの影響（例えば、単一周波数ネットワーク（single-frequency network：ＳＦＮ）におけるエコー）とに対する感受性が極めて高い。

上述のＳＰＰの特性に基づいて、本発明は、ＯＦＤＭ受信機のための高速かつ頑健なＳＰ同期化を目的とする、周波数の相関又は時間−周波数の相関に基づいた方式を示す。図５を参照すると、本発明の一実施形態に係る時間−周波数の相関に基づいた方式を説明するためのＳＰＰを示す図が概略的に示されている。図５に示すように、隣接する２つのＯＦＤＭシンボルから見た４つの相関セットＣ_１（ｌ），Ｃ_２（ｌ），Ｃ_３（ｌ），Ｃ_４（ｌ）（すなわち５０１，５０２，５０３及び５０４）がＳＰＰの識別に使用される。４つの相関セットＣ_ｉ（ｌ），ｉ∈｛１，２，３，４｝は、次式で与えられる。

ここで、ｋ∈Ｓ_ＳＰ＝｛０，３，６，９，…，Ｋ_ｍａｘ｝（全ＳＰＰに関連付けられたすべてのサブキャリアのインデックスにてなるセット）とするときのＰ_ｋ＝±１は、ＤＶＢ−Ｔ／Ｈ規格により定義されているｋ番目のサブキャリア上のＳＰの値（の符号）であり、（ｐ_ｍａｘ，Ｋ_ｍａｘ）は、２Ｋ，４Ｋ及び８Ｋモードで各々（１４１，１７０４），（２８３，３４０８）及び（５６７，６８１６）である。ここで、相関値Ｃ_ｉ（ｌ）の計算に必要なＰ_ｋは、Ｒ_ｌ，ｋがＳＰを搬送する場合に（Ｒ_ｌ，ｋ・Ｐ_ｋ）及び（Ｒ_{ｌ−１，ｋ−３}・Ｐ_ｋ−３）が正に相関されることが可能となるように、ＳＰの補償に使用される。すると、現在のＳＰＰの部分位置パターンについて、明らかに識別可能な相関値の大きさの最大値が、次式で求められる。

一例として、シンボル１が現在のＯＦＤＭシンボルであるとき、すなわちｌ＝１であるときに、４つの相関値Ｃ_１（１），Ｃ_２（１），Ｃ_３（１），Ｃ_４（１）を発生させるために図１に示すシンボル０及びシンボル１が使用される場合、相関値Ｃ_１（１）は他の３つの相関値Ｃ_２（１），Ｃ_３（１），Ｃ_４（１）より大きくなり、よって現在のＳＰＰは部分位置パターンのインデックスＳＰＰ（１）＝２（すなわち、部分位置パターン２）に相当する。また、シンボル２が現在のＯＦＤＭシンボルであるとき、すなわちｌ＝２であるときに、４つの相関値Ｃ_１（２），Ｃ_２（２），Ｃ_３（２），Ｃ_４（２）を発生させるために図１に示すシンボル１及びシンボル２が使用される場合、相関値Ｃ_２（２）は他の３つの相関値Ｃ_１（２），Ｃ_３（２），Ｃ_４（２）より大きくなり、よって現在のＳＰＰは部分位置パターンのインデックスＳＰＰ（２）＝３（すなわち、部分位置パターン３）に相当する。さらにまた、シンボル３が現在のＯＦＤＭシンボルであるとき、すなわちｌ＝３であるときに、４つの相関値Ｃ_１（３），Ｃ_２（３），Ｃ_３（３），Ｃ_４（３）を発生させるために図１に示すシンボル２及びシンボル３が使用される場合、相関値Ｃ_３（３）は他の３つの相関値Ｃ_１（３），Ｃ_２（３），Ｃ_４（３）より大きくなり、よって現在のＳＰＰは部分位置パターンのインデックスＳＰＰ（３）＝４（すなわち、部分位置パターン４）に相当する。それに加えて、シンボル４が現在のＯＦＤＭシンボルであるとき、すなわちｌ＝４であるときに、４つの相関値Ｃ_１（４），Ｃ_２（４），Ｃ_３（４），Ｃ_４（４）を発生させるために図１に示すシンボル３及びシンボル４が使用される場合、相関値Ｃ_４（４）は他の３つの相関値Ｃ_１（４），Ｃ_２（４），Ｃ_３（４）より大きくなり、よって現在のＳＰＰは部分位置パターンのインデックスＳＰＰ（４）＝１（すなわち、部分位置パターン４）に相当する。

ただし、頑健なＳＰＰ識別のためには、Ｃ_ｉ（ｌ），ｉ∈｛１，２，３，４｝について利用可能な（ｐ_ｍａｘ＋１）個の複素数値である

のすべてを累算する代わりに、複素数値

の部分的なセットのみを累積することで十分である可能性があるということは留意されるべきである。従って、４つの相関セットＣ_ｉ（ｌ），ｉ∈｛１，２，３，４｝は、次式のように一般化されることが可能である。

ここで、Ｚ⊂｛０，１，２，…，ｐ_ｍａｘ｝である。

図６を参照すると、図５に示した本発明の時間−周波数の相関に基づいた方式を実装した一例の示すブロック図が提示されている。図６に示すように、本発明の時間−周波数の相関に基づいた方式は、基本的には、ＳＰ補償器及び信号セレクタ６３０と、４つの相関器６６０Ａ，６６０Ｂ，６６０Ｃ及び６６０Ｄと、判定又は処理ブロック６７０とを備える。ＳＰ補償器及び信号セレクタ６３０に印加される信号６１０及び６２０は、ＯＦＤＭ受信機から受信されるベースバンド信号Ｒ_ｌ，ｋであり、Ｐ_ｋとして知られる。ここで、ｋ∈Ｓ_ＳＰ＝｛０，３，６，９，…，Ｋ_ｍａｘ｝である。ＳＰ補償器及び信号セレクタ６３０は、サブ信号６４０Ａ，６４０Ｂ，６４０Ｃ，６４０Ｄ，６５０Ａ，６５０Ｂ，６５０Ｃ及び６５０Ｄを得るために使用され、これらは各々（Ｒ_{ｌ，１２ｐ＋３}・Ｐ_{１２ｐ＋３}），（Ｒ_{ｌ，１２ｐ＋６}・Ｐ_{１２ｐ＋６}），（Ｒ_{ｌ，１２ｐ＋９}・Ｐ_{１２ｐ＋９}），（Ｒ_{ｌ，１２ｐ＋１２}・Ｐ_{１２ｐ＋１２}），（Ｒ_{ｌ−１，１２ｐ}・Ｐ_１２ｐ），（Ｒ_{ｌ−１，１２ｐ＋３}・Ｐ_{１２ｐ＋３}），（Ｒ_{ｌ−１，１２ｐ＋６}・Ｐ_{１２ｐ＋６}）及び（Ｒ_{ｌ−１，１２ｐ＋９}・Ｐ_{１２ｐ＋９}）に関連付けられる。ここで、ｐ∈Ｚ⊂｛０，１，２，…，ｐ_ｍａｘ｝である。好適には、ＳＰ補償器及び信号セレクタ６３０は、信号６１０を受信して先行のＯＦＤＭシンボルｌ−１の信号を格納するバッファを含む。サブ信号６４０Ａ及び６５０Ａは相関器６６０Ａへ印加され、サブ信号６４０Ｂ及び６５０Ｂは相関器６６０Ｂへ印加され、サブ信号６４０Ｃ及び６５０Ｃは相関器６６０Ｃへ印加され、サブ信号６４０Ｄ及び６５０Ｄは相関器６６０Ｄへ印加される。相関器６６０Ａ，６６０Ｂ，６６０Ｃ及び６６０Ｄは、図５に示した相関セットＣ_１（ｌ），Ｃ_２（ｌ），Ｃ_３（ｌ），Ｃ_４（ｌ）にそれぞれ関連付けられる４つの相関セット結果５０１，５０２，５０３及び５０４を計算するために使用される。好適には、相関器６６０Ａは、信号の共役部分を生成する複素共役関数と、複素数乗算器と、累算器とを含み、相関器６６０Ｂ，６６０Ｃ及び６６０Ｄも同様に実装されることが可能である。続いて、４つの相関セット結果５０１，５０２，５０３及び５０４はすべて、判定又は処理ブロック６７０へ供給されて、その最大値が決定され、結果として、ｌ番目の現在のＯＦＤＭシンボルにおけるＳＰによって提示される部分位置パターンを示す判定又は処理結果６８０がＳＰＰ（ｌ）として発生される。好適には、判定又は処理装置６８０は、相関セット結果５０１，５０２，５０３及び５０４の最大値を決定するように、ピーク検出器又は比較器を含む。サブ信号６４０Ａ，６４０Ｂ，６４０Ｃ，６４０Ｄ，６５０Ａ，６５０Ｂ，６５０Ｃ及び６５０Ｄのうちのいくつかは異なる時間に出現するので、時分割に基づいたハードウェア設計等の関連分野における通常の技能を有する者であれば、ただ１つの相関器６６０Ａで４つの相関セット結果５０１，５０２，５０３及び５０４を取得できるであろうことは理解される必要がある。

ただし、Ｒ_ｌ，ｋがＳＰを搬送すれば（Ｒ_ｌ，ｋ・Ｐ_ｋ）及び（Ｒ_{ｌ−１，ｋ−３}・Ｐ_ｋ−３）は正に相関され得るという事実によって、４つの相関セットＣ_ｉ（ｌ），ｉ∈｛１，２，３，４｝はさらに、次式のように簡略化可能である。

ここで、Ｚ⊂｛０，１，２，…，ｐ_ｍａｘ｝である。従って、１つの複素数乗算器により

の結果を得る代わりに、Ｃ_ｉ（ｌ），ｉ∈｛１，２，３，４｝について

を計算するには、２つの実数乗算器及び１つの加算器だけで十分である。

必要とされる同期化時間が５Ｔ_ＯＦＤＭである、従来の時間の相関に基づいた方式と比べ、本例の時間−周波数の相関に基づいた方式では、相関セット結果Ｃ_１（ｌ），Ｃ_２（ｌ），Ｃ_３（ｌ），Ｃ_４（ｌ）を計算し、次に現在のシンボルの正しいＳＰＰを示す判定又は処理結果６８０に関連付けられることになるそれらの最大値を決定するために、ただ２つの隣接するＯＦＤＭシンボルだけで済ませることができる。従って、本例の時間−周波数の相関に基づいた方式は、チャンネルのコヒーレンス時間に関する要件がさほど厳しくないことに起因して、同期化速度が高速であるという能力だけでなく、ドップラー効果に対する頑健さにとっても有益となる。さらに、本例の時間−周波数の相関に基づいた方式は、従来の時間の相関に基づいた方式よりもＳｃＦＯの影響に対する感受性が小さい可能性がある。一方で、Ｔ_ＯＦＤＭの同期化時間を必要とする従来の電力に基づいた方式と比べて、本例の時間−周波数の相関に基づいた方式は、２Ｔ_ＯＦＤＭというわずかに長い同期化時間をひきかえにした相関利得に起因して、雑音の影響に対する頑健さを提供することが可能である。さらに、時間の相関に基づいた方式及び電力に基づいた方式の双方に優る本例の別の優位点は、時間−周波数の相関に基づいた方式では、ＤＶＢ−Ｔ／Ｈ内に画成されるＣＰであって、すべてのＯＦＤＭシンボルにわたるサブキャリアの同じサブセットＳ_ＣＰに連続的に配置されかつＳ_ＣＰ⊂Ｓ_ＳＰであるＣＰに起因して生じる相関干渉が存在しないことにある。

図７Ａ及び図７Ｂに、ある例における時間−周波数の相関に基づいた方式の効力及び頑健さを支持する（１／４有効シンボル長のガードインターバルを用いたＤＶＢ−Ｔ／Ｈにおける８ｋモードの場合の）シミュレーション結果のいくつかを示す。図７Ａ及び図７Ｂは、非特許文献２に使用されている性能のインデックスである、最小保護率（minimum protection ratio：ＭＰＲ）をプロットしている。特に、図７Ａ及び図７Ｂは各々、様々な搬送波対雑音比（Ｃ／Ｎ）を有する静的ＡＷＧＮチャンネルモデルの場合と、（Ｃ／Ｎ＝５ｄＢのときの）様々なドップラー周波数を有する典型的な都市部のチャンネルモデルの場合とにおける、独立した１０００回の実行にわたる、時間−周波数の相関に基づいた方式の一例と、従来の時間の相関に基づいた方式及び電力に基づいた方式とに係るＭＰＲプロットである。この例の時間−周波数の相関に基づいた方式のＭＰＲは、次式により定義される。

ここで、ＰＲ（ｎ）は、ｎ番目の独立した実行に関連付けられた保護率であり、次式により定義される。

ここで、ｉ_ｔｒｕｅ∈｛１，２，３，４｝は、ｌ番目のＯＦＤＭシンボルに関連付けられた真のＳＰＰに対応する部分位置パターンのインデックスである。従来の時間の相関に基づいた方式及び電力に基づいた方式のＭＰＲは、Ｃ_ｉ ^（ｎ）（ｌ）を各々、Ｔ_ｉ ^（ｎ）（ｌ）及びＥ_ｉ ^（ｎ）（ｌ）で置き換えて同様に定義される。ＭＰＲ値が高いほど、ＳＰＰ識別方式の性能はより頑健になるということに注意する。ここで、ＭＰＲ＜１は、独立した１０００回の実行について少なくとも１つの誤ったＳＰＰ検出が存在することを意味する。

図７Ａ及び図７Ｂにおいて、曲線７０Ａ及び７０Ｂは１つの例の時間−周波数の相関に基づいた方式に関連付けられ、曲線７２Ａ及び７２Ｂは従来の時間の相関に基づいた方式に対応し、曲線７４Ａ及び７４Ｂは従来の電力に基づいた方式に対応している。

図７Ａに示すように、ある例の時間−周波数の相関に基づいた方式と、従来の時間の相関に基づいた方式との双方は、相関利得に起因して、従来の電力に基づいた方式より雑音の影響に対する頑健さが一様に高い。より高いＣ／Ｎ下では、従来の時間の相関に基づいた方式は、低雑音条件の性能を支配するＣＰに起因して相関−干渉の影響を受ける可能性があるので、いくつかの例における時間−周波数の相関に基づいた方式は、従来の時間の相関に基づいた方式の性能を上回ることが可能である。図７Ｂに示すように、従来の電力に基づいた方式は、期待される通りに、ドップラー効果の影響を受けにくく、時間−周波数の相関に基づいた方式は、従来の時間の相関に基づいた方式よりドップラー効果に対する頑健さが高くなりうる。ここで、従来の時間の相関に基づいた方式は、より長いコヒーレンス時間を必要とするので、その性能は、ドップラー周波数が６０Ｈｚを超えるときには著しく低下する。要約すれば、時間−周波数の相関に基づいた方式は、ドップラー効果の影響及び雑音の影響の双方に対する頑健さの観点から、従来の時間の相関に基づいた方式及び電力に基づいた方式の性能を上回ることが可能である。

いくつかの例では、時間−周波数の相関に基づいた方式はさらに、ハードウェアのコストと同期化時間とのトレードオフに関して柔軟な設計を提供することができる。図８を参照すると、時間−周波数の相関に基づいた方式に係るもう１つの実施形態を説明するためのＳＰＰの図が示されている。図５の実施形態と比較すると、この実施形態は、ただ１つの相関セット、例えばＣ_１（ｌ）を使用して、現在のシンボルの正しいＳＰＰを決定する。図８の時間−周波数の相関に基づいた方式が図６と同様に実装されるとき、３セットの相関器６６０Ｂ，６６０Ｃ及び６６０Ｄは、ＳＰＰ識別方式に所定の変更を行うことで省略可能である。必要とされる１つの可能な変更は、Ｃ_１（ｌ）がしきい値より大きければ現在のＳＰＰが部分位置パターン２として識別されるようにしきい値検出手法を装備した検出器を包含することである。もう１つの可能な変更は、Ｃ_１（ｌ），Ｃ_１（ｌ−１），Ｃ_１（ｌ−２）及びＣ_１（ｌ−３）を得るために各々ＯＦＤＭシンボル対（ｌ，ｌ−１），（ｌ−１，ｌ−２），（ｌ−２，ｌ−３）及び（ｌ−３，ｌ−４）を使用して相関器６６０Ａが４回動作させられるようにすることである。すると、判定又は処理ブロック６７０により、Ｃ_１（ｌ），Ｃ_１（ｌ−１），Ｃ_１（ｌ−２）及びＣ_１（ｌ−３）間での、明らかに識別可能な相関値の大きさの最大値が求められる。

と表すと、ＯＦＤＭシンボルのｌ_ｍａｘ番目のＳＰＰは、部分位置パターン２として識別される。同じ理由で、増大する同期化時間２乃至５Ｔ_ＯＦＤＭとひきかえに必要な相関器の数を削減するために、図８に示す第２の実施形態の直接的拡張として、相関セットＣ_１（ｌ），Ｃ_２（ｌ），Ｃ_３（ｌ），Ｃ_４（ｌ）のうちの２つ又は３つの任意の組み合わせを同様に使用可能である。

図９を参照すると、別の例において、周波数の相関に基づいた方式が実装可能である。本実装は、上述のＳＰＰの特徴に基づくことが可能であり、いくつかの例では、ＯＦＤＭ受信機のための高速かつ頑健なＳＰ同期化をもたらすために使用可能である。本実装は、ＯＦＤＭ受信機の処理速度を増大させ、かつＳＰ同期化を改善するために使用可能である。図９を参照すると、１つのＯＦＤＭシンボルを有する例において、図９におけるように示されるＦ_１（ｌ），Ｆ_２（ｌ），Ｆ_３（ｌ）及びＦ_４（ｌ）等の１つの相関セットは、現在のシンボルの正しいＳＰＰを決定するために使用可能である。例えば、相関セットＦ_ｉ（ｌ），ｉ∈｛１，２，３，４｝は、次式のように与えられることが可能である。

ある例では、相関の計算に必要とされるＰ_ｋは、Ｒ_ｌ，ｋがＳＰを搬送していれば（Ｒ_ｌ，ｋ・Ｐ_ｋ）及び（Ｒ_{ｌ，ｋ＋１２}・Ｐ_ｋ＋１２）が正に相関され得るように、ＳＰの補償に使用可能である。すると、現在のＳＰＰの部分位置パターンに対応する可能性のある、識別可能な相関値の大きさの最大値を、次式により求めることができる。

例として、シンボル０が現在のＯＦＤＭシンボルであるとき、すなわちｌ＝０であるときに、４つの相関値Ｆ_１（０），Ｆ_２（０），Ｆ_３（０），Ｆ_４（０）を発生させるために図１に示すシンボル０が使用される場合、相関値Ｆ_１（０）は他の３つの相関値Ｆ_２（０），Ｆ_３（０），Ｆ_４（０）より大きくなり、よって、現在のＳＰＰの部分位置パターンはＳＰＰ（０）＝１（部分位置パターン１）である。また、シンボル１が現在のＯＦＤＭシンボルであるとき、すなわちｌ＝１であるときに、４つの相関値Ｆ_１（１），Ｆ_２（１），Ｆ_３（１），Ｆ_４（１）を発生させるために図１に示すシンボル１が使用される場合、相関値Ｆ_２（１）は他の３つの相関値Ｆ_１（１），Ｆ_３（１），Ｆ_４（１）より大きくなり、よって現在のＳＰＰの部分位置パターンＳＰＰ（１）＝２（部分位置パターン２）に相当する。さらにまた、シンボル２が現在のＯＦＤＭシンボルであるとき、すなわちｌ＝２であるときに、４つの相関値Ｆ_１（２），Ｆ_２（２），Ｆ_３（２），Ｆ_４（２）を発生させるために図１に示すシンボル２が使用される場合、相関値Ｆ_３（２）は他の３つの相関値Ｆ_１（２），Ｆ_２（２），Ｆ_４（２）より大きくなり、よって現在のＳＰＰの部分位置パターンＳＰＰ（２）＝３（部分位置パターン３）に相当する。同様に、シンボル３が現在のＯＦＤＭシンボルであるとき、すなわちｌ＝３であるときに、４つの相関値Ｆ_１（３），Ｆ_２（３），Ｆ_３（３），Ｆ_４（３）を発生させるために図１に示すシンボル３が使用される場合、相関値Ｆ_４（３）は他の３つの相関値Ｆ_１（３），Ｆ_２（３），Ｆ_３（３）より大きくなり、よって現在のＳＰＰの部分位置パターンＳＰＰ（３）＝４（部分位置パターン４）に相当する。

ただし、頑健なＳＰＰ識別をもたらすためには、Ｆ_ｉ（ｌ），ｉ∈｛１，２，３，４｝について利用可能な（ｐ_ｍａｘ＋１）個の複素数値である

のすべてを累算する代わりに、複素数値

の部分的なセットのみを累積することで十分である可能性があるということは留意されるべきである。従って、４つの相関セットＦ_ｉ（ｌ），ｉ∈｛１，２，３，４｝は、次式により一般化されることが可能である。

ここで、Ｚ⊂｛０，１，２，…，ｐ_ｍａｘ｝である。

図６のブロック図は、図９及び上記各段落に記載の例示的な実装にも適用可能である。図１０は、周波数の相関に基づいた方式を実装するための例示的なブロック図を示す。図１０を参照すると、周波数の相関に基づいた方式は、ＳＰ補償器及び信号セレクタ１０３０と、４つの相関器１０６０Ａ，１０６０Ｂ，１０６０Ｃ及び１０６０Ｄと、判定又は処理ブロック１０７０とを含むことが可能である。ＳＰ補償器及び信号セレクタ１０３０に印加される信号１０１０及び１０２０は、既知のＰ_ｋを有する、ＯＦＤＭ受信機から受信されるベースバンド信号Ｒ_ｌ，ｋである。ここで、ｋ∈Ｓ_ＳＰ＝｛０，３，６，９，…，Ｋ_ｍａｘ｝である。ＳＰ補償器及び信号セレクタ１０３０は、サブ信号１０４０Ａ，１０４０Ｂ，１０４０Ｃ、１０４０Ｄ，１０５０Ａ，１０５０Ｂ，１０５０Ｃ，１０５０Ｄを得るために使用可能であり、これらは（Ｒ_{ｌ，１２ｐ}・Ｐ_１２ｐ），（Ｒ_{ｌ，１２ｐ＋３}・Ｐ_{１２ｐ＋３}），（Ｒ_{ｌ，１２ｐ＋６}・Ｐ_{１２ｐ＋６}），（Ｒ_{ｌ，１２ｐ＋９}・Ｐ_{１２ｐ＋９}），（Ｒ_{ｌ，１２（ｐ＋１）}・Ｐ_{１２（ｐ＋１）}），（Ｒ_{ｌ，１２（ｐ＋１）＋３}・Ｐ_{１２（ｐ＋１）＋３}），（Ｒ_{ｌ，１２（ｐ＋１）＋６}・Ｐ_{１２（ｐ＋１）＋６}）及び（Ｒ_{ｌ，１２（ｐ＋１）＋９}・Ｐ_{１２（ｐ＋１）＋９}）に関連付けられる。ここで、ｐ∈Ｚ⊂｛０，１，２，…，ｐ_ｍａｘ｝である。ある例では、サブ信号１０４０Ａ及び１０５０Ａは相関器１０６０Ａへ印加されることが可能であり、サブ信号１０４０Ｂ及び１０５０Ｂは相関器１０６０Ｂへ印加されることが可能であり、サブ信号１０４０Ｃ及び１０５０Ｃは相関器１０６０Ｃへ印加されることが可能であり、サブ信号１０４０Ｄ及び１０５０Ｄは相関器１０６０Ｄへ印加されることが可能である。

相関器１０６０Ａ，１０６０Ｂ，１０６０Ｃ及び１０６０Ｄは、図９に示す相関セットＦ_１（ｌ），Ｆ_２（ｌ），Ｆ_３（ｌ）及びＦ_４（ｌ）にそれぞれ相関される４つの相関セット結果９０１，９０２，９０３及び９０４を計算するために使用可能である。ある例では、相関器１０６０Ａは信号の共役部分を生成する複素共役関数と、複素数乗算器と、累算器とを含むことが可能であり、相関器１０６０Ｂ，１０６０Ｃ及び１０６０Ｄも同じく、又は同様に実装されることが可能である。続いて、４つの相関セット結果９０１，９０２，９０３及び９０４は判定又は処理ブロック１０７０へ供給されて、それらのうちの最大値が決定され、結果として、ｌ番目の現在のＯＦＤＭシンボルのＳＰの部分位置パターンを示すことが可能な判定又は処理結果１０８０がＳＰＰ（ｌ）として発生されることが可能である。

ある例では、判定又は処理装置１０８０は、相関セット結果９０１，９０２，９０３及び９０４の最大値を決定するように、ピーク検出器又は比較器を含むことが可能である。サブ信号１０４０Ａ，１０４０Ｂ，１０４０Ｃ，１０４０Ｄ，１０５０Ａ，１０５０Ｂ，１０５０Ｃ及び１０５０Ｄのうちのいくつかは、異なる時間に出現する可能性があるということは留意されるべきである。従って、時分割又はリソース分割をするハードウェア設計分野等の関連技術における通常の技能を有する者であれば、ただ１つの相関器１０６０Ａ等のより少ない数の相関器を使用して、４つの相関セット結果９０１，９０２，９０３及び９０４を取得できるであろう。

ただし、Ｒ_ｌ，ｋがＳＰを搬送していれば（Ｒ_ｌ，ｋ・Ｐ_ｋ）及び（Ｒ_{ｌ，ｋ＋１２}・Ｐ_ｋ＋１２）は正に相関され得るという事実に起因して、４つの相関セットＦ_ｉ（ｌ），ｉ∈｛１，２，３，４｝は、次式のように簡略化可能である。

ここで、Ｚ⊂｛０，１，２，…，ｐ_ｍａｘ｝である。従って、１つの複素数乗算器により

の結果を得る代わりに、Ｆ_ｉ（ｌ），ｉ∈｛１，２，３，４｝について

を計算するには、２つの実数乗算器及び１つの加算器だけで十分である。

必要とされる同期化時間が５Ｔ_ＯＦＤＭである、従来の時間の相関に基づいた方式と比べ、これらの例における周波数の相関に基づいた方式では、相関セット結果Ｆ_１（ｌ），Ｆ_２（ｌ），Ｆ_３（ｌ），Ｆ_４（ｌ）を計算しかつこれらの結果の最大値を決定するために、ただ１つのＯＦＤＭシンボルを必要とするだけである。判定又は処理結果１０８０は、現在のシンボルの正しいＳＰＰを識別することが可能である。従って、周波数の相関に基づいた方式は、チャンネルのコヒーレンス時間に関する要件がさほど厳しくないことに起因して、同期化速度が速いという能力を向上させ、及び／又は、ドップラー効果に対する頑健さを増大させることができる。さらに、周波数の相関に基づいた方式は、従来の時間の相関に基づいた方式に比較してＳｃＦＯの影響に対する感受性が小さい可能性がある。いくつかの例では、必要な同期化時間Ｔ_ＯＦＤＭを有する従来の電力に基づいた方式と比較すると、周波数の相関に基づいた方式は、２Ｔ_ＯＦＤＭというわずかに長い同期化時間をひきかえにした相関利得に起因して、雑音の影響に対する頑健さを提供することが可能である。さらに、周波数の相関に基づいた方式では、ＤＶＢ−Ｔ／Ｈ内に画成されるＣＰに起因して生じる相関−干渉が存在しない可能性がある。

上述の例において示した周波数の相関に基づいた方式は、ハードウェアのコストと同期化時間との双方を考慮した柔軟な設計を提供することができる。図１１は、周波数の相関に基づいた方式を実装したもう１つの例を示す。図１１を参照すると、本例は、現在のシンボルの正しいＳＰＰを決定するために、Ｆ_１（ｌ）等のただ１つの相関値を使用する。図１０に示す設計がこのような実装に使用される場合、ＳＰＰを識別する構成要素は、３つの相関器１０６０Ｂ，１０６０Ｃ及び１０６０Ｄを除去するように変更されることが可能である。一例は、Ｆ_１（ｌ）が所定のしきい値より大きければ現在のＳＰＰが部分位置パターン１として識別され得るように、判定又は処理ブロック１０７０にしきい値検出装置を包含させることである。もう１つの例は、ｌ番目、ｌ−１番目、ｌ−２番目及びｌ−３番目のＯＦＤＭシンボルを用いてＦ_１（ｌ），Ｆ_１（ｌ−１），Ｆ_１（ｌ−２）及びＦ_１（ｌ−３）をそれぞれ得るために、相関器６６０Ａを４回動作させるというものである。その後、判定又は処理ブロック１０７０は、

によって示すことが可能な、識別可能な相関値の大きさの最大値を発見することが可能であり、よってｌ_ｍａｘ番目のＯＦＤＭシンボルのＳＰＰは部分位置パターン１として識別される。上述の技術を適用すれば、相関セットＦ_１（ｌ），Ｆ_２（ｌ），Ｆ_３（ｌ），Ｆ_４（ｌ）のうちの２つ又は３つの任意の組み合わせを図１１における例の変形例として同様に使用し、同期化時間を１乃至４Ｔ_ＯＦＤＭと増大させながら必要な相関器の数を減らすことができる。

図１２は、ＤＶＢ−Ｔ／Ｈ受信機の同期化手順における本発明のアプリケーションを示す図である。図２に示す典型的なＤＶＢ−Ｔ／Ｈ同期化シーケンスと比較すると、チャンネル推定に必要なＳＰＰは、本発明を用いることによりＴＰＳ同期化なしで識別される。

当業者には、上述の実施形態に対し、その広範な発明的概念を逸脱することなく変更を行い得ることが認識されるであろう。従って、本発明は開示されている特定の実施形態に限定されず、添付の特許請求の範囲により画成される本発明の精神及び範囲に含まれる変形物も包含されることが意図されているという点は理解される。

さらに、本発明を描写する実施形態の説明において、本明細書は本発明の方法及び／又は処理を特定のステップのシーケンスとして提示している可能性がある。しかしながら、上記方法又は処理が本明細書に述べる特定のステップ順序に依存しない限りにおいて、上記方法又は処理は、説明された特定のステップのシーケンスに限定されるものではない。当業者には理解されるであろうが、他のステップシーケンスもまた可能でありうる。従って、本明細書に述べる特定のステップ順序は特許請求の範囲を限定するものと解釈されるべきではない。さらに、本発明の方法及び／又は処理に関する請求項は、記述した順序でのそのステップの実行に限定されるべきではなく、当業者であれば、そのシーケンスは変化しながらなお、本発明の精神及び範囲内に留まることが可能であるということを容易に理解することができる。

ＤＶＢ−Ｔ／ＨシステムにおけるＳＰの位置を示す図である。 典型的なＤＶＢ−Ｔ／Ｈ同期化シーケンス（又は同期化手順）を示す図である。 従来技術に係る時間の相関に基づいたＳＰＰ識別方式を示す図である。 従来技術に係る電力に基づいたＳＰＰ識別方式を示す図である。 時間−周波数の相関に基づいた方式に係る実施形態を説明するための、ＳＰの位置を示す図である。 図５の実施形態を実装した一例のブロック図である。 シミュレーション結果に基づき、本発明の時間−周波数の相関に基づいた方式と、従来の時間の相関に基づいた方式と、電力に基づいた方式とに関連付けられた最小保護率（ＭＰＲ）を示す図である。 シミュレーション結果に基づき、本発明の時間−周波数の相関に基づいた方式と、従来の時間の相関に基づいた方式と、電力に基づいた方式とに関連付けられた最小保護率（ＭＰＲ）を示す図である。 時間−周波数の相関に基づいた方式に係るもう１つの実施形態を説明するための、ＳＰの位置を示す図である。 周波数の相関に基づいた方式に係る実施形態を説明するための、ＳＰの位置を示す図である。 図９の実施形態を実装した一例のブロック図である。 周波数の相関に基づいた方式に係るもう１つの実施形態を説明するための、ＳＰの位置を示す図である。 ＤＶＢ−Ｔ／Ｈ受信機の同期化手順における本発明のアプリケーションを示す図である。

符号の説明

５０１，５０２，５０３，５０４，９０１，９０２，９０３，９０４…相関セット結果、
６１０，６２０，１０１０，１０２０…信号、
６３０，１０３０…ＳＰ補償器及び信号セレクタ、
６４０Ａ，６４０Ｂ，６４０Ｃ，６４０Ｄ，６５０Ａ，６５０Ｂ，６５０Ｃ，６５０Ｄ，１０４０Ａ，１０４０Ｂ，１０４０Ｃ，１０４０Ｄ，１０５０Ａ，１０５０Ｂ，１０５０Ｃ，１０５０Ｄ…サブ信号、
６６０Ａ，６６０Ｂ，６６０Ｃ，６６０Ｄ，１０６０Ａ，１０６０Ｂ，１０６０Ｃ，１０６０Ｄ…相関器、
６７０，１０７０…判定又は処理ブロック、
６８０，１０８０…判定又は処理結果、
１２００…同期化シーケンス、
１２０１…ＦＦＴ前同期化、
１２０２…ＦＦＴ後同期化、
１２０３…周波数の相関又は時間−周波数の相関に基づいたＳＰＰ識別、
１２０４…チャンネル推定。

Claims (23)

1. マルチキャリア伝送システムにおいて受信機により順次に受信された複数のシンボル内に含まれる複数のパイロットを同期化する方法であって、
   上記マルチキャリア伝送システムは、上記受信されたシンボルを含む周波数次元の複数のサブキャリアを含み、上記各サブキャリアは、パイロット及びデータのいずれかの信号を伝送し、
   上記パイロットは、予め決められた既知の値を有し、上記パイロットはまた、データのサブキャリア間におけるパイロットのサブキャリアに配置され、上記パイロットはまた、周波数次元において予め決められた位置パターンを有し、
   上記予め決められた位置パターンは、上記受信されたシンボルの１つに含まれるパイロットのサブキャリアにそれぞれ対応する、有限個数の部分位置パターンを含み、
   上記方法は、
   周波数次元において、少なくとも１つのシンボルの少なくとも２つのサブキャリア間で少なくとも１つの相関セットを決定することと、
   上記相関セットの各々に応答して相関セット結果を生成することと、
   上記相関セット結果に応答して、周波数次元においてパイロットのサブキャリアを決定することとを含む方法。
2. 上記少なくとも１つの相関セットを決定するステップは、上記部分位置パターンに応答して、上記受信されたシンボルの周波数次元における少なくとも一組の信号値を選択するステップを含む請求項１記載の方法。
3. 上記パイロットは、上記受信されたシンボルにてなる周波数次元及び時間次元のデータのサブキャリア間におけるパイロットのサブキャリアに配置され、周波数次元及び時間次元において予め決められた位置パターンを有し、
   上記少なくとも１つの相関セットを決定することは、時間次元及び周波数次元の双方において少なくとも１つの相関セットを決定することを含む請求項１記載の方法。
4. 上記相関セット結果を生成するステップはさらに、
   先行したシンボルに係る一組の信号値を格納するステップを含み、上記信号値は、上記先行したシンボルの一組のサブキャリアにおける信号と、対応する上記予め決められた既知の値のパイロットとの積であり、
   現在のシンボルに係る一組の信号値を生成するステップを含み、上記信号値は、上記現在のシンボルの一組のサブキャリアにおける信号と、対応する上記予め決められた既知の値のパイロットとの積であり、
   上記決定された相関セットに応答して、上記先行したシンボルに係る一組の信号値と上記現在のシンボルに係る一組の信号値との内積の絶対値を計算することにより上記相関セット結果を生成するステップを含む請求項３記載の方法。
5. 上記相関セット結果を生成するステップはさらに、
   先行したシンボルに係る一組の信号値を格納するステップを含み、上記信号値は、上記先行したシンボルの一組のサブキャリアにおける信号と、対応する上記予め決められた既知の値のパイロットとの積であり、
   現在のシンボルに係る一組の信号値を生成するステップを含み、上記信号値は、上記現在のシンボルの一組のサブキャリアにおける信号と、対応する上記予め決められた既知の値のパイロットとの積であり、
   上記決定された相関セットに応答して、上記先行したシンボルに係る一組の信号値と上記現在のシンボルに係る一組の信号値との内積の実数部の絶対値を計算することにより上記相関セット結果を生成するステップを含む請求項３記載の方法。
6. 複数の相関セット結果が生成されるときに上記相関セット結果の最大値を決定するステップをさらに含む請求項１記載の方法。
7. 現在のシンボルのパイロットのサブキャリアは、上記相関セット結果の最大値を有する相関セットに対応する部分位置パターンとして決定される請求項６記載の方法。
8. しきい値を設定することと、
   上記相関セット結果が上記しきい値より大きいか否かを決定することとをさらに含む請求項１記載の方法。
9. 現在のシンボルのパイロットのサブキャリアは、上記しきい値より大きい相関セット結果を有する相関セットに対応する部分位置パターンとして決定される請求項８記載の方法。
10. マルチキャリア伝送システムにおいて受信機により受信された複数のシンボル内に含まれる複数のパイロットを同期化する装置であって、
    上記マルチキャリア伝送システムは、上記受信されたシンボルを含む周波数次元の複数のサブキャリアを含み、上記各サブキャリアは、パイロット及びデータのいずれかの信号を伝送し、
    上記パイロットは、予め決められた既知の値を有し、上記パイロットはまた、データのサブキャリア間におけるパイロットのサブキャリアに配置され、上記パイロットはまた、周波数次元において予め決められた位置パターンを有し、
    上記予め決められた位置パターンは、周波数次元において少なくとも１つのシンボルの少なくとも２つのサブキャリアの間で少なくとも１つの相関セットが決定されるように、上記受信されたシンボルの１つに含まれるパイロットのサブキャリアにそれぞれ対応する有限個数の部分位置パターンを含み、
    上記装置は、
    上記少なくとも１つの相関セットを決定するパイロット補償器及び信号セレクタと、
    上記相関セットの各々について１つの相関セット結果を生成する相関器と、
    上記相関セット結果に応答してパイロットのサブキャリアを決定する処理装置とを備えた装置。
11. 上記パイロット補償器は、１つのシンボルのサブキャリアにおける信号と、対応する上記予め決められた既知の値のパイロットとの積である信号値を生成する乗算器を備えた請求項１０記載の装置。
12. 上記信号セレクタは、先行したシンボルに係る一組の信号値と、現在のシンボルに係る一組の信号値とを格納するバッファを備えた請求項１０記載の装置。
13. 上記パイロットは、上記受信されたシンボルを含む周波数次元及び時間次元の双方のデータのサブキャリア間におけるパイロットのサブキャリアに配置され、周波数次元及び時間次元の双方において予め決められた位置パターンを有し、
    周波数次元及び時間次元において上記少なくとも１つのシンボルの少なくとも２つのサブキャリアの間で少なくとも１つの相関セットが決定される請求項１０記載の装置。
14. 上記相関器は、
    先行したシンボルに係る一組の信号値の共役を生成する複素共役装置と、
    上記先行したシンボルに係る一組の信号値の共役と、現在のシンボルに係る一組の信号値との積を生成する複素数乗算器と、
    上記相関セットに応答して上記積を累算し、続いて上記累算結果の絶対値を計算することにより上記相関セット結果を生成する累算器とを備えた請求項１３記載の装置。
15. 上記相関器は、
    先行したシンボルに係る一組の信号値の実数部と、現在のシンボルに係る一組の信号値の実数部との実数部積を生成する実数乗算器と、
    上記先行したシンボルに係る一組の信号値の虚数部と、上記現在のシンボルに係る一組の信号値の虚数部との虚数部積を生成する虚数乗算器と、
    上記相関セットに応答して上記実数部積と上記虚数部積とを累算し、続いて上記累算結果の絶対値を計算することにより上記相関セット結果を生成する累算器とを備えた請求項１３記載の装置。
16. 上記処理装置は、複数の相関セット結果が生成されるとき上記相関セット結果の最大値を決定する比較器を備えた請求項１０記載の装置。
17. 現在のシンボルのパイロットのサブキャリアは、上記処理装置により、上記相関セット結果の最大値を有する相関セットに対応する部分位置パターンとして決定される請求項１６記載の装置。
18. 上記処理装置は、上記相関セット結果が予め決められたしきい値より大きいか否かを決定するしきい値検出器を備えた請求項１０記載の装置。
19. 現在のシンボルのパイロットのサブキャリアは、上記処理装置によって、上記予め決められたしきい値より大きい相関セット結果を有する相関セットに対応する部分位置パターンとして決定される請求項１８記載の装置。
20. マルチキャリア伝送システムにおいて受信機により受信された複数のシンボル内に含まれる複数のパイロットを同期化する装置であって、
    上記マルチキャリア伝送システムは、上記受信されたシンボルを含む時間次元及び周波数次元の複数のサブキャリアを含み、上記各サブキャリアは、パイロット及びデータのいずれかの信号を伝送し、
    上記パイロットは、予め決められた既知の値を有し、上記パイロットはまた、データのサブキャリア間におけるパイロットのサブキャリアに配置され、上記パイロットはまた、時間次元及び周波数次元において予め決められた位置パターンを有し、
    上記予め決められた位置パターンは、部分位置パターンに応答して時間次元及び周波数次元において少なくとも１つのシンボルの少なくとも２つのサブキャリアの間で少なくとも１つの相関セットが決定されるように、上記受信されたシンボルの１つに含まれるパイロットのサブキャリアにそれぞれ対応する有限個数の部分位置パターンを含み、
    上記装置は、
    上記少なくとも１つの相関セットを決定するパイロット補償器及び信号セレクタと、
    上記相関セットの各々について１つの相関セット結果を生成する相関器と、
    上記相関セット結果に応答してパイロットのサブキャリアを決定する処理装置とを備えた装置。
21. 上記パイロット補償器は、１つのシンボルのサブキャリアにおける信号と、対応する上記予め決められた既知の値のパイロットとの積である信号値を生成する乗算器を備えた請求項２０記載の装置。
22. 上記相関器は、
    先行したシンボルに係る一組の信号値の共役を生成する複素共役装置と、
    上記先行したシンボルに係る一組の信号値の共役と、現在のシンボルに係る一組の信号値との積を生成する複素数乗算器と、
    上記相関セットに応答して上記積を累算し、続いて上記累算結果の絶対値を計算することにより上記相関セット結果を生成する累算器とを備えた請求項２０記載の装置。
23. 上記相関器は、
    先行したシンボルに係る一組の信号値の実数部と、現在のシンボルに係る一組の信号値の実数部との実数部積を生成する実数乗算器と、
    上記先行したシンボルに係る一組の信号値の虚数部と、上記現在のシンボルに係る一組の信号値の虚数部との虚数部積を生成する虚数乗算器と、
    上記相関セットに応答して上記実数部積と上記虚数部積とを累算し、続いて上記累算結果の絶対値を計算することにより上記相関セット結果を生成する累算器とを備えた請求項２０記載の装置。

Images