TW461226B - Integrated audio mixer - Google Patents

Description

461226 五、發明說明（l) 登_^之技術領域

本發明係關於供數位式混合多重類比輸入信號之整合聲 頻混合器。 J 之背景 在電子技藝有二基本類型之混合電路。第—為一種外差 式混合電路，其倍增其瞬時電壓，以產生一有新頻率組份之 輸出信號，藉以合併二輸入信號之能量第二類型為常稱 作聲頻混合器者，其產生多重輸入信號之線性和。聲頻混 合器常使用供合併多重語音及音樂源。 請參照圖1，一基本聲頻混合器9有多重類比輸入Ain卜 八11^3，分別加至單獨之增益級11_丨5。增益級1丨-；[5調整每 一輸入之權重，並且一般予以實施如固定或可變類比放大 器。來自增益級1 1 - 1 5之輸出予以加至一類比總和器1 γ，其 產生類比輸入A i η 1 - A i η 3之加權線性和。聲頻混合器之進 一步讨論，請見The ARRL Handbook, 1997 年，第 74 版， 15，1-15.3頁。如果希望，類比輸出A〇ut可予以加至一類比 數位轉換器（A/D)21，以產生數位輸出Dout。一種相似之 聲頻混合器見於授予Linz等人之美國專利5,589, 830號。 圖2之結構建立在圖1者之上，並且圖2中相似於圖1者之 所有元件具有相似參考圖號。在至聲頻混合器9之輸入為 數位式時，諸如Dini-Din3，輸入慣常在加至類比聲頻混合 器9前，予以加至各別數位-類比轉換器（D/A) 25-29。在授 予Farhangi等人之美國專利5, 647, 〇〇8號提出此種聲頻混 合器之實例。在混合前將數位輸入D丨n丨4丨n3轉換至類比

88117217,ptd 第6頁 461226 五、發明說明（2) 域藉以可避免與具有多重獨立數位化輸入Din 1-ΙΗ n3關聯 之若干複雜性。此等複雜性來自必須使數位輸入同步， 任何特殊情況，諸如數位輪入不具有相似取樣速率，量化 平，或共同系統時鐘脈衝。 然而’就一致性及處理變通性而言，在數位域工作提供優 點。由於數位處理通過可在碼或數位電路實施之—連串處 理算法予以設計，數位處理不需要由於環境變化或老化而 調整組件，如在類比電路之情形。另外，處理算法之變化可 予以實施為有最少或無數位電路之變化。因此，宜於使 數位域處理及混合類比輸入信號。 圖3中不一種在數位域處理類比輸入之聲頻混合器之一 實例。在圊3中相似於圖i者之所有組件以相似參考1 以標識，並在以上予以界定。類比輸入AinI_Ain3在聲頁ϋ、曰 合器9之控制下，首先予以加至各別類比_數位 = =卜來自每-"""5之所獲得之多位元輸3^ 藉各別乘法盗3 7-4 1及各別增益因數gi -G3數位式調整1 別權重。例如，乘法器37 |A/D 31接收一多位元字，並^ 收字乘以其各別多位元增益因數G1。來自每一乘法器’ u以直接加至一各別數位-類比轉換器 ♦次Y ΐ 在加至其各別D/A 43 —47前，首先通過另外 之各別處理步驟51-55。來自每一D/A 43-47之輸出予以加 至類比總和器1 7,並依循與圖1之類比混合器9者相同轸出口 級。 a贝 在圖3中，避免以上參照圖2所討論，與混合獨立數位化輸 88117217.ptd 第7頁 461226

入信號關聯之困難。此係因為圖3中之所有類比輸入Aini -Ah3,在聲頻混合器9之控制下，予以量化及數位化，並且 所獲得之數位化信號因此無未知之特徵。儘管如此圖3之 結構在將倍增及處理之數位信號在總和器丨7混合前，仍然 將其轉換回至類比域。此在此項技藝為代表性者（在電路 大小不是問題之情形），並利用類比總和器之相對簡單而堅 固結構。一種相似聲頻混合器見於授予Begaulti美國專 利 5, 438, 623 號。 雖然不嚴格與本發明相關’但為提供聲頻混合器之更完 全概要，圖4示供混合多重、獨立數位化輸入之數位聲頻混 合器49之實例。在此實例，第一數位輸入…示為有一取樣 頻率低於第二數位輸入D2。數位聲頻混合器4 9也接收一類 =輸入Ainl。為補償與每一獨立數位化輸入…及”關聯之 s知數位化因數，數位輸入必須在予以處理及混合前使其 同步在本實例’ D1之低取樣頻率予以内插，亦即增頻變頻 至一選定之共同因數頻率。D2之同樣高頻率予以十中取一 ，亦即減頻變頻至相同選定之共同因數頻率。 數位信號内插及十中取一有各種方法，並且圖4中示代表 法。首先’ A/D 61之取樣時鐘脈衝CLK1予以選擇為供 及D2同步之共同因數頻率。cui予以加至一内插器 ’其接收D1，並且加至一接收”之十中取一器59。内插器 ’新樣本值加在進入之D1樣本之間，以便在線路56在 限定之頻率產生-輸出樣本速率。存在各種算法供 ^斤樣本值，但此對討論無關緊要。十中取一器59同樣

461226 五、發明說明（4) 在線路58在CLK1所確定之頻率產生一輪出樣本速率。在本 實例，十中取一器59忽略亦即拋棄每隔一進入之μ樣本，藉 以達成如此。十中取一器及内插器之進一步討論，請見The ARRL Handbook,1997年，第74版，18.1-18.18 頁。 因此使第一數位輸入D1，第二數位D2，及類比輸入Ainl之 數位化表示同步，並準備予以處理。Dl，D2及A/D 61之輸 出，在予以加至數位總和器69前，藉各別乘法器電路63-67 及各別增益因數G1 - G 3個別調整其權重。數位總和器6 9在 CLK1之頻率產生混合聲頻輸出。如果此混合聲頻輸出頻率 C L K1供隨後之諸處理級為太高，則可能必須藉第二個十中 取一器7 0將總和器6 9之輸出頻率減頻變頻。數位式滿合多（ 重，獨立數位化輸入之此種及其他方法，在授予Farhang丨等 人之美國專利5，647，008號及授予Ledzius之美國專利 5,729,225號中有進一步討論。 圖5回至本案之焦點，亦即多重類比輪入之數位混合。圖 5中相似於圖3者之所有元件具有相似參考圖號，並在以上 予以界定。如同在圖3，圖5之結構示類比輸入Ainl-Ain3應 用各別A/D轉換器31-35，並且每一 A/D轉換器31-35之輸出 予以加至各別乘法器電路37-41。然而，不同於圖3，來自圖 5中之乘法器3 7 - 41所獲得之輸出予以加至一數位總和器 71 (累加器），供在數位域内混合。由於無未知數位化因數， 故不必要特殊電路供使數位化輸入同步。此係因為類比輸 入A irU-A in3在聲頻混合器9之控制下予以直接量化及數位 化。如杲在稍後諸級需要另外之數位處理，在加法前不使

88117217.ptd 第9頁 461226 五、發明說明（5) 倍增#號接文D/A轉換，如以下在圖3中之情形，則尤為有利 。此係因為母次信號經歷D/A及A/j)轉換時，便使其降低品 質。然而，Dout可任選予以加至一D/A轉換器73，也提供類 比輸出Aout。在授予Christensen之美國專利5, 483, 528號 中示一種相似結構。 由於積體類比次電路之複雜性及大面積需求，圖5之結構 慣常限於電路板電平。另外，數位乘法器37_41為需要大量 I C晶方面積之同樣大型數位電路。因此，提供單獨之 31-35及單獨之乘法器37-41供每一輸入A inl-Ain3，使得圖 5之結構整合為單一 IC晶方過於昂貴。 方便A/D轉換器整合在ic之一種途徑，為限制類比電路之 級數。如此作之一種方法，為通過一種以積體數位電路之 高頻率能力，交換較少量化電平，及因而較少類比次電路之 過取樣技術。 —種很適合1C整合之有效過取樣類比-數位轉換器，為圖 5中所示之差量總和（△/ Σ )類比-數位轉換器。每一 A/D ，3卜35，包括一差量總和調變器72，後隨一總和十中取—濾 波器74。一差量總和調變器72對輸入信號在很多倍輸入信 號之Nyqui st頻率取樣。當取樣頻率增加時，可減低量化電 平，並因而減低位元解析度。一種代表性△/!；調變器72有 —位元解析度。所獲得之一位元資料流由總和十中取一滅 波器74予以收集，其包括一低通濾波器及重覆取樣器，並且 一般為依據IIR或FIR結構。總和十中取—濾波器74除去頻 帶外量化雜訊，然後並在N y q u i s t頻率重覆取樣，以獲得速

88117217.ptd 第10頁 46 12 26 五、發明說明（6) 率減低，或十中取一。實際上，總和十中取—濾波器W將 差量總和調變器72之進入一位元資料流再分為數大組之— 位元樣本，然後並使每一大組之一位元樣本重新成形及人 併，以產生一有代表性解析度大於丨〇位元之複合多位元輸1 出。在類比-數位轉換器之構造中之差量總和調變器及^ 和十中取一濾波器，其更詳細討論請見A n a 1 〇 g v L SI : [smail 等人之Signal and Information Processing, 1994 年，467-505 頁。 不幸的是，"十中取一” 一詞，在此項技藝用以指圖4之傳 統十中取—濾波器5 9,及圖5之總和十中取一濾波器7 4。二 種十中取一濾波器電路59及74在目的，功能及設計上實際 很為不同。二種十中取一濾波器5 9及74之詳細比較，超出 此論文之範圍。然而，請予察知，傳統十中取—濾波器5 9之 目的’為滿足一定之頻率響應規範，一般為藉拋棄進入信號 之每如此多樣本。對照而言，總和十中取一濾波器74之目 的，為抑制頻帶外量化雜訊，並重建—有位元解析度高於進 入信號之資料字。然而，儘管差量總和類比-數位轉換器之 可整合性，其仍然為很大而複雜之電路。這使得在一 1C包 括一單獨之差量總和類比—數位轉換器，供每一類比輸入之 概念，就不動產及成本而言，均為不切實際。 圖6中示減低每輪入差量總和類比—數位轉換器之數一種 途經°此處，多重類比輸入Ain卜A in3將一單一差量總和 類比-數位轉換器77分時。輸入信號Ain 1 - Ain3予以加炱〆 多工器75，其使對單一 77之存取交變。來自厶/

46 彳 2 26 五、發明說明（7) Σ A/D 77之輸出然後通過一解除多工器79,並予以加至數 位輸出信號Dout 1 -Dou 13之一選定者。然而，此結構由於其 必須為足夠緩慢，以順序共用一單一 △/ Σ A / D 7 7，而限制 輸入信號Ainl-Ain3之頻率。這嚴重限制其使用於聲頻應 用，並且慣常使用於控制系統，以監視緩慢變化之變數，諸 如溫度變化。另外，由於逐段順序產生輸出D〇uU_D〇ut3, 該結構無助於聲頻混合器電路，其需要同時供給其輸入信 號，以便混合在一起。關於此型多輸入、差量總和類比_數 位轉換器之更多資訊，請見授予SrameJt jr。之美國專利 5, 345, 236號，及授予Therssen之美國專利5, 561，425號。 本發明之一項目的為，提供適合整合為單一 iC，並可數位 式混合多重類比輸入之聲頻混合器結構。 本發明之另一目的，為提供一種整合聲頻混合器，其使用 差量總和類型類比-數位轉換器，但其不受傳統差量總和 A / D結構之大不動產需求所影響。 本發明之再一第三目的，為提供一種結構其允許多重、 不同類比輸入，以共用差量總和類比_數位轉換器之次組件 ，而不將任何另外頻率限制加諸於輪入 發明之概沭 ° f 3机種接 收：多類比輪入信號，在内部數位化類比輸入 :H Λ理及混合數位化輸入信號，並產生混合輸入 之數位及類比表示之多輪人獻相π .^ ^. <夕科』入聲頻混合器，滿足以上諸多目 的。所有類比輸入予以加复一 祕级^ ^ 刀至凡全差量總和類比-數位轉 換器之一半。亦即，所有類2 月類比輸入予以加至一各別差量總

第12頁 461226 五、發明說明⑻ ' " 和調變器’藉以初始量化，但差量總和調變器不後隨一總和 十中取一濾波器，因而在此階段不完成A/D轉換。每一差量 總和調變器較佳為產生一 1位元二進制資料流。 、要減低1C面積需求’在調整輸入信號之增益時不使用乘 ，器。對每一差量總和調變器之邏輯狀態輸出分配一數， 藉以調整每：輸入信號之權重係數。換言之，每一 i位元資 料流之邏輯高狀態及邏輯低狀態，予以個別分配一量級值 量Λ值為負，並另以二的補數記號予以表示、。要 位元資料流與一對係數暫存器關聯，-制低狀態之量級值，或權重分別儲 數暫存器予以轉合至-由各別1位元 之2對1多工器。響應其各別1位元 :料流之，狀態，二係數暫存器之一之内容予以選擇性 傳送至一求和（混合）裝置。 且i二=，因為，本發明之差量總和類比-數位轉換器不 :有個別十中取一滤波盗，而進一步減低1(：面積需求。而 疋’所有差量總和調變器共用一單一十中取一濾波器。在 所有輸入頻道藉加法裝置予以混合後，所獲得之多位元混 合信號予以加至一單一十中取一濾波器，其產生—多位元 輸出資料字。纟自加法裝置之多位元混合信號也予以加至 一數位-類比轉換器，以產生類比輸出。 圖式之簡單說明 圖1為一種代表性類比聲頻混合器。 圖2為一種供混合數位輸入之先前技藝類比聲頻混合器

88117217.ptd 第13頁 五、發明說明（9) 圖3為一種代表性數位及類比混合技術聲頻混合器。 圖4為一種供獨立數位化輸入之先前技藝數位聲頻混合 器 圖5為一種先前技藝數位聲頻混合器，其本身數位化其類 比輸入。 圖6為一種能接收多重輸入之傳統差量總和類比-數位轉 換器。 圖7為一種根據本發明，供混合多重類比輸入之數位聲頻 混合器。 圖8為一種差量/總和調變器之方塊圖。 圖9為一自圖7之開關組組合之近視圖。 圖1 0為圖9之開關組組合之電路實施。 圖11為一種總和十中取一濾波器之方塊圖。 實施本發明之畢估气j 请參照圖7，示一根據本發明，很適合整合至單一丨c晶方 之數位類比混合器8〇。聲頻混合器8〇將傳統差量總和類比 -數位轉換器分開成其組成部份，然後並單獨使用諸組成部 :二？ 土所解釋，一傳統全差量總和類比_數位轉換器係 第- t f &所組成；第一次組件，一差量/總和調變器，後隨 轉換器釔構為相對大，並需要大量之IC不動產。 數：就二晶方面積及複雜性而言，全差量，總和類比-轉換杰之最昂貴組件均為總和十中取一濾波器。因此 imra 88117217.ptd 第14頁 461226

，本發明使所需要之總和+ 叙之击呈县/祕i』 十中取一濾波器之數最少，藉以減 低多重差量/總和類比-赵& 0Η . ^ φ Φ . ^ 數位轉換器之複雜性及大小。本發 ^ ^ L Λ 丨員φ為限制至整合聲頻混合器3輸入 之數之大型數位次電路藉以 ^ ^ ^ ^ , ’精以進一步減低整合聲頻混合器 之面積需求。 不同於需要所有類比輸入加至個別全差量，總和類比數 位轉換器之先前技藝，本發明僅將每一類比輸入Aini —AinN 加至傳統全差1/總和類比-數位轉換器之第一次組件，亦 即差量/總和調變器至Δ/ΣΝ。換言之，每一類比輸 AAlnl-AinN予以加至一不後隨各別總和十中取一濾波器 之各別差量/總和調變器△/Σ11Δ/ΣΝ。每一差量/總和 調變器么/[1至么/2?^將其各別類比輸入人111卜以1^轉換 為一較佳為一在邏輯高與邏輯低之間，在其各別輸出線 MD—1至MD_N交變之位元資料流。在此項技藝已知適合本發 明之位元差量/總和調變器之很多實例β 供例證性目的，圖8示一在1 994年Ismail等人之Analog V L SI S i g n a 1 a n d I n f ο I* m a t i ο η P r 〇 c e s s i n g，第 1 〇 章所說 明之基本一位元差量/總和調變器之方塊圖。如Ismail等 人所解釋，差量/總和調變器△ Σ 1為一有内部量化器之雜 訊成形過取樣調變器。一種代表性差量/總和調變器係由 一加法節點82, 一積分器84, 一個一位元A/D轉換器ge，及一 個一位元D/A轉換器88,在一反饋回路所組成。由於積分器 84在dc有無限增益，回路增益在dc為無限，並因此誤差信號 之平均之dc-組份為零。因此，來自D/A 88之輸出之仏/組

88117217.ptd 第15頁 461226 五、發明說明（11) ~ ^ 份或平均，將會元全相同於輸入信號A i n 1之d c _組份。這表 示即使因為使用一僅有二電平之量化器在所有樣本之量 化誤差大，但量化信號之平均，並因此在線路D — i之調變器 輸出，追蹤類比輸入信號Ainl。此平均一般將會由一總和 十中取一濾波器予以計算，其正常將會依循在一全差量/總 和類比_數位轉換器之差量/總和調變器。 通常，積分器84之輸出斜升’並根據D/A 88之值而擁有。 一位元A/D 86對應輸出一及零之流，其為輸入值之一穩 脈衝密度調變表示。例如，如果輸入A丨n丨為i / 7 v，及積分器 84之初始狀況為零，在線路D_1第一 2〇循環之輸出序列可為 ·0,0, 0, 0, 1，0’0, 0, 0, 〇, 〇, 1，〇, 〇, 〇，〇, 0, 〇, 〇。此輸出序 列之平均值趨近1/7。在平均過程包括更多樣本時，或增加 取樣頻率對Nyqui st速率之比時，轉換器之解析度增加。 在圖8中由於輪出MD_1至MD一2不加至一各別總和十中取 一遽波器，供回復數值同等者，並且由於其為一位元寬流， 其權重，亦即增益，無法藉乘法器予以調整如一般在該技 藝所完成者。要克服此限制，本發明使用多工器MXj至 MX一N,以在其被一總和十中取一濾波器收集，並回復至一同 等多位元字前，修改每一個一位元資料流MD_1至MD_N之權 重。要不然，如果不希望調整資料流至MD—N之權重，資 料流可予以直接連接至加法電路8 5。 然而，在目前之較佳實施例，每一調變輸出線MD_1至md__N 控制一各別多工器MX J至MX_N。每一多工器MX„1至MX_J選 擇性傳送二多位元輸入丨N_L及IN一Η之一至其各別輸出匯流

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Γ」—:二A，藉以在其各別〇-丨至〇』控制線路響應邏 軏南或邏輯低。調整多位元輸入^L&IN —H之值 路MD—1至MD — N調整一各別一位元資料流之權重。，任線 在每一線路MD_1至MD-N之邏輯低信號之權重，予以儲 在各別第一暫存器Reg —L。暫存器Reg_L予以耦合至各別多 工器MX一1至MX — N之輸入in_L。同樣，在每一線路md 1至 MD_N之邏輯高信號之權重，予以儲存在各別第二暫存器 Reg_H。暫存器Reg—η同樣予以輕合至各別多工器訂1至 ΜΧ_Ν之輸入IN —Η。暫存器Reg—H &RegL之值可藉一暫 匯流排81予以更新。 ° 每一多工器之輸出匯流排Bl—A至BN_A，藉一各別有效開 關組組合S1-SN選擇性傳送至一對應加法匯流排B1—B至 BN-B。每一有效開關組組合S1_SN藉一頻道選擇器83予以 個別控制。例如，如果頻道選擇輸出C1有邏輯高，則其將會 啟動各別有效開關組組合S1，並將多工器輸出匯流排8丨_八 搞合至加法匯流排B1 一B。同樣，如果頻道匯流排選擇輪出 C3有邏輯低，則其將會導致開關組組合S3不僅使多工器輸 出匯流排B3一A自加法匯流排B3_B分開，而且也使加法匯流 排B3_B之所有線路接地。 此點參照圖9及1 〇予以較佳例示。圖9示控制匯流排對 B1_A/B1_B及匯流排對BN_A/BN_B之頻道選擇器83之近視圖 。開關組組合S1示為由範圍自1至μ之多重模組所組成。開 關組組合S1 -SΝ之匯流排大小等於一來自權重暫存器reg_L 及Reg —Η之多位元字之大小，並因而等於多工器輸出匯流排

88117217.ptd 第17頁 4 b' 1 2 2 6 五、發明說明（13) bi_j，bn a m组個別傳送—各別線路自匯流排 B -A至匯流排613。在開關組組合i内之所有模組由一各 =道選擇線路C1予以同時控制。同樣，頻道選擇線路⑶ 控制開關組組合N，並藉以控制匯流排BN A及M B。如果 一頻道選擇線路諸如Cl有邏輯高，則在開關組組合i内之所 有模組1至N將會將其各別Bi j線路耦合至其各別β1 β線 路。如果，在另一方面，Cl有一邏輯低，則在開關組组合 之所有模組1至Μ將會使其各別Bij線路與其各別βι_β線路 隔離，並另外將其各別Β1 線路耦合至接地。 圖1 0示一在開關組組合SI -SN内之開關模組μ，其一種實 施之實例。一來自匯流排Β1—Α之輸入線路示為耦合至電晶 體Q1及Q2之一側。電晶體Q1/2連同反相器Q3/Q4構成一傳 輸閘。頻道選擇線路C1控制傳輸閘。C1予以連接至NMOS電 晶體Q1及連接至反相器Q3/Q4之輸入。反相器Q3/Q4之輸出 予以耦合至PMOS電晶體Q2及NMOS下拉電晶體Q5之控制閘。 來自電晶體Q1/2之輸出予以耦合至匯流排Β1_Β之一線路， 並且電晶體Q5將匯流排Β1_Β之同一線路選擇性耦合至接 地。如果C1有邏輯高，則其將會直接接通NMOS電晶體Q1，同 時導致反相器Q3/Q4將邏輯低加在PM0S電晶體Q2及NMOS電 晶體Q5。這導致PM0S電晶體Q2也接通，但導致NMOS電晶體 Q5斷開。因此，Q1及Q2 —起將來自匯流排B1_A之線路耦合 至匯流排B1_B之對應線路。如果C1有邏輯低，則其將會直 接使Q1斷開，並導致反相器Q3/Q4將邏輯高置於PM0S電晶體 Q2及NMOS電晶體Q5。這導致PM0S電晶體Q2也斷開，但導致

88117217.ptd 第18頁 ^ 46 12 2 6 五、發明說明（14) ' ' " NM〇S下拉電晶體卯接通。因此，Q1及Q2 —起使匯流排B1_A 之線路與其匯流排B1-B之對應線路隔離，同時Q5將匯流排 B1 —B之同一對應線路耦合至接地。 凊回至圖7，所有求和匯流排μ_B至⑽^予以加至一數位 總和器電路85。如以上所解釋，與其各別加法匯流排^』 至BN_B分開之任何輸入Ainl至^⑽將會有其各別加法匯流 排線路連結至接地，並從而將一數值零加至加法電路85 , 因此，僅只將邏輯低置於適當頻道選擇線路C1_CN，便可藉 以自加法電路85迅速除去任何輸入。總和器μ之輸出含輸 入A ini-AinN之一種混合，高頻率，多位元加權表示。 如以上所述，類比輸入A i η 1 - A i η N不加至全差量/總和類 比-數位轉換器。其僅予以加至差量/總和調變器△ 至 △ Σ Ν，全差量/總和類比—數位轉換器之第一級。因此，在 求和匯流排Bl—Β至BN —Β之位元流，在其已加至總和十中取 一濾波器前予以混合，亦即求和。然而，申請人等發現，在 一混合電路80加至各別差量/總和調變器Μχ—丨至^^之多 重類比輸入A ini - AinN之和，可共用一單一總和十令取一濟 波器89，而無資料之損失。來自加法電路85之輪出，也予以 加至一數位-類比轉換器，修句濾波器87，以提供數位式混 合類比輸入Ainl-AinN之類比表示。較佳為，聲頻混合器 予以整合至一單一積體電路晶方。 由於來自每一差量/總和調變器△ Σ1至△ ςν之一位元 資料流，被各別多工器MX_1至MX — N轉換為加權，多位元資料 流，接收所獲得之混合資料之總和十中取一濾波器8 9，應該

4612 2 6 五、發明說明〇5) 能處理多位元資料字。此黧_ ,,^ U 寺多位70總和十中取一濾浊哭y 此項技藝為已知並且一參 嗯及15在 a / y ^ . &為緊接在一先前技藝多位亓八 :而丄位 之單-多位元△/ Σ調變器後實： 。然而’在本案情形，申請人等後實施 滤波器在多重1位元Δ/Σ調變器之/。彳u十中取一 原貝j上，多位元總和十中一仰 仙j：丄山 Y取，慮波盗8 9相似於基太1办一 總和十中取一濾波器。因為盆丞本1位兀 樣器所組成。在渡波時，作Ww .-通滅波器及重覆取 。慮波器之目的為除本禮取樣 从广缺的為除去頻帶外量化雜訊，並抑制亂真頻帶 τ a ，.且很多樣本重建一多位元字。速率減低 或维：一通常為在二或更多步驟進行，以增加濾波器之’ 過·;又帶寬對取樣速率之比，並藉以減少個別濾波器之整理 。如以上所解釋，總和十中取一濾波器設計不同於傳統十 中取一滤波器設計’因為希望之目的為抑制頻帶外量化雜 訊’而非滿足一定之頻率響應規範。 在量化雜訊總和差量調變器之功率頻譜密度有一種正弦 響應之情形’總和十中取一濾波器可有效率使用一級聯之 梳形濾波器予以實施。此型之十中取一濾波器呈現一種 正弦-類型頻率響應。圖丨丨中示此種濾波器之概括方塊圖 。一量化輪入予以加至級聯之積分器91至93。每一積分器 91至93包括一反饋延遲元件92及一總和器94 ^所獲得之輸 出然後予以加至一重覆取樣單元9 5，其對進入之位元流十 中取一。來自重覆取樣單元95之十中取一輸出，予以加至 一級聯之微分器97至99。每一微分器包括一前饋延遲96及

88117217.ptd 第20頁 tr今卜月寻 修正 曰 90· a 17 補充 五、發明說明（16) 一總和器9 8。 圖1 1中所示之總和十中取一濾波器之概括結構，同樣適 用於多位元總和十中取一濾波器，諸如圖7之濾波器8 9。此 等多位元總和十中取一濾波器之很多實例，在此項技藝所 已知者。一種多位元總和十中取一濾波器之實例示於經予 參考併入本案，授予Brown之美國專利5, 751，615號。 元件編號說明 9 聲頻混合器 11-15 增益級 17 類比總和器 21 類比-數位轉換器 25-29 數位類比轉換器 31-35 類比-數位轉換器 37-41 乘法器 43-47 數位-類比轉換器 49 數位聲頻混合器 56, 58 訊號線路 57 内插器 59 十中取一器 61 類比-數位轉換器 63-67 乘法器 69, 71 數位總和器 70 第二十中取一器 72 △ / Σ調變器

88117217.ptc 第21頁 461226 案號 88117217 年月曰 修正 90. S. 17 五、 發明說明 ¢17) 73 數 位 -類比轉換器 74 Σ 十 中 取 滤波器 75 多 工 器 77 Σ / Δ類比- 數位轉換器 80 數 位 類 比 混 合器 81 暫 存 器 匯 流 排 82 加 法 fzfT 即 點 83 頻 道 選 擇 器 84 積 分 器 85 加 法 電 路 86 —. 位 元 類 比 -數位轉換器 87 修 勻 濾 波 器 88 '— 位 元 數 位 -類比轉換器 89 Σ 十 中 取 — 滤波器 91 ,93 積 分 器 92 反 饋 延 遲 元 件 94 總 和 器 95 重 覆 取 樣 單 元 96 前 謂 延 遲 97; ,99 微 分 器 98 總 和 器 A i η 1 -A i n3 類 比 fm 入 Bl. _A-BN_ .A 輸 出 匯 流 排 Bl- _B-BN一 —B 加 法 匯 流 排

\\326\2d-\90-07\88117217.ptc 第21-1頁 90. Β. 17 案號88117217_年月曰 修正 五、發明說明（18) C1-CN 頻道選擇線路 D i η 1-D i n s 數位輸入 Doutl-Dout3 數位輸出訊· G1 -G3 增益因數 GLK1 取樣時鐘脈衝 IIL-IN_H 多位元輸入 M 開關模組 MDig 1 -MD]3 n 輸出線路 MD_1-MD_N 一位元資料流 MX_1-MX_N 多工器 Ql，Q2, Q5 電晶體 Q3/Q4 反相器 Reg_L, Reg_] H 暫存器 Sl-SN 開關組組合 Δ/ Σ 1- Δ/ Σ η △ / Σ調變器

\\326\2d-\90-07\88117217.ptc 第21-2頁

Claims (1)

1. 46 12 2 6 六、申請專利範圍 1. 一種聲頻信號混合器.，包含： 一差量/總和調變器，具有多重量化電平，該差量/總和 調變器有一輸入節點供接收一類比信號，並有一量化輸出 響應類比輸入節點產生該量化電平之一； 一多工器，有一控制輸入響應量化輸出，該多工器具有多 重輸入頻道及一輸出頻道，該等輸入頻道各對應於差量/ 總和調變器之量化電平之一，該多工器為有效供響應量化 輸出將該等輸入頻道之一對應者選擇性耦合至輸出頻道； 以及 一總和器電路，有一輸入匯流排及一輸出匯流排，該輸入 匯流排予以耦合至多工器之輸出頻道。 2. 如申請專利範圍第1項之聲頻信號混合器，另包括一總 和十中取一濾波器，該加法電路之輸出匯流排予以耦合至 總和十中取一濾波器之輸入。 3. 如申請專利範圍第1項之聲頻信號混合器，其中該差 量/總和調變器有一位元解析度，並且其量化輸出僅在第 一量化電平與第二量化電平之間交變。 4. 如申請專利範圍第3項之聲頻信號混合器，其中對應於 該第一量化電平之多工器之輸入頻道接收一正數，並且其 對應於該第二量化電平之輸入頻道接收一負數。 5 .如申請專利範圍第4項之聲頻信號混合器，其中該多工 器之輸入頻道係由單獨資料暫存器所供給。 6.如申請專利範圍第5項之聲頻信號混合器，其中該負數 以二的補數記號予以實施。

   88117217.ptd 第22頁 461 a 26 六、申請專利範圍 .如申請專利範圍第1項之聲 :料暫存器，該等資料暫存器各有二:：器，另包括許多 該等多重輸入頻道之-對應者有其内令轉合至多工器之 ^ :申請專利範圍第】項之聲頻信 1輪出頻道藉-切換裝置予以選擇？ ’其中咸多工 之輪入匯流排。 轉〇至總和器電路 9.如申請專利範圍第8項之聲頻作 θ 切換裝置不將資料輸出頻道耦合至：輸7器’其中每當該 換裝置另有效供將預定量化電平置：：入匯流排時，該切 流排。 置亿电十置於總和器電路之輸入匯 1 0 ·如申凊專利範圍第8項之聲頻 換裝置響應-頻道選擇器 〜I合器，其中該切 .士申4專利範圍第1項之聲頻信號混 — 接收總和器電路之鹼屮膝$ Μ々虹& 益，另匕括 出藤-μ : 數位-類比轉換器，並在輸 出匯OIL排產生内谷之類比表示。 國 I國 S8117217.ptd 461226 六、申請專利範圍 I和綱變器各另有一量化輸出線響應其輸入節點，在第一 邏，狀態與—第二邏輯狀態之間交變； 許多2對1多工器，各有一控制輸入自許多差量/總和調變 器之一對應者耦合至該等量化輸出線之一單獨之一者，該 等多工器各有一第一 Μυχ輸入頻道，一第二MUX輸入頻道及 一 MUX輪出頻道，該等多工器各響應其接收第一邏輯狀態 之控制輸入，有效供傳送其各別第一MUX輸入頻道至其各別 MUX輸出頻道，並響應其接收第二邏輯狀態之控制輪入，有 效供傳送其第二MUX輸入頻道至其MUX輸出頻道； 許多加法匯流排； 許多開關組組合，將該等MUX輸出頻道之一各別者選擇性 耦合至許多加法匯流排之一對應者；以及 一加法電路，接收所有該等加法匯流排，該加法電路有效 供將所有該等加法匯流排之内容加在一起，並將所獲得之 總和置於一輪出匯流排。 1 5.如申請專利範圍第丨4項之整合信號混合器電路，另包 含一自加法電路接收輸出匯流排之總和十中取一據波器^ 1 6.如申請專利範圍第丨4項之整合信號混合器電路，^中 該許多開關組組合每當其不將其各別資料輸出匯流排^人 至其各別加法匯流排時，另有效供將第一邏輯狀態置於合 對應之加法匯流排。 〜 ；其 1 7.如申請專利範圍第14項之整合信號混合器電路 該許多2對1多工器之第一及第二Μυχ之輸入各由單獨’之、次中 料暫存器予以供給。 資

   88117217.ptd 第24頁 4612 2 6

   18 由 .如甲請專利範圍第1 7項之整合信號混合器電路豆由 在* '^音 iteL缸· ’六T μ貝科暫存器之任何負數係以二的補數記號予以實施。 ▲ 1 9 ·如申請專利範圍第丨4項之整合信號混合器電路，其中 5玄許多開關組組合各由—頻道選擇器電路予以個別控制。 2 0，一種在積體電路之類比混合器電路，包含： 許多1位元差量/總和調變器，該等差量/總和調變器各有 一單獨之輸入節點，供接收一單獨之類比信號，該等差量/ 總和調變器各另有一量化輸出響應其各別輸入節點； 一加法電路，有多重資料入頻道及一資料出頻道，該等差 量/總和調變器之量化輸出各予以直接連接至該等資料入 頻道之一各別者；以及 一總和十中取一濾波器，有一輸入匯流排及一輪出匯流 排，資料出頻道予以直接連接至總和十中取一濾波器之輸 入匯流排。 21. —種整合至單一 I 〇電路晶方之類比混合器，包含： 許多差量/總和調變器，該等差量/總和調變器各有一單 獨之輸入節點，供接收一單獨之類比信號，該等差量/總和 調變器各另有一量化輸出在多重邏輯狀態之間交變； «午多增益調整器，有一信號輸入及一信號輸出，該等差量 /總和調變器各有其量化輸出直接連接至—各別增益調整 器之信號輸入； 、加法電路，有多重資料入頻道及一資料出頻道，該等增 益調整器之該信號輸出各予以直接連接至該等資料入頻道 之一各別者；以及

   461226 六、申請專利範圍 一總和十中取一滤波器，有一輸入匯流排及一輸出匯流 排，資料出頻道予以直接連接至總和十中取一濾波器之輸 入匯流排。 22.如申請專利範圍第21項之類比混合器，其中該許多差 量/總和調變器各有一位元解析度。

   88117217.ptd 第26頁