TW201741796A - 參考電壓產生電路以及具備該電路的dcdc轉換器 - Google Patents

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Abstract

本發明提供一種參考電壓產生電路，實現電源接通時的啟動時間的縮短與功耗的降低。本發明的參考電壓產生電路包括：帶差參考電路，於輸出節點生成帶差電壓；第1電阻元件及第2電阻元件，串聯連接於輸出節點與接地端子之間；第3電阻元件、第4電阻元件及第1開關，串聯連接於輸出節點與接地端子之間；以及第2開關，一端連接於生成參考電壓的第1電阻元件與第2電阻元件的連接點，另一端連接於第3電阻元件與第4電阻元件的連接點，第1電阻元件與第2電阻元件的電阻值之比等於第3電阻元件與第4電阻元件的電阻值之比，於電源接通時使第1開關及第2開關導通，於參考電壓的啟動後使第1開關及第2開關斷開。

Description

參考電壓產生電路以及具備該電路的DCDC轉換器
本發明是有關於一種參考電壓產生電路以及具備該電路的直流直流（Direct Current-Direct Current，DCDC）轉換器（converter）。
於最近的電子設備，尤其是智慧電話（smartphone）、行動設備、可穿戴式（wearable）設備等中，為了延長電池（battery）驅動的製品的工作時間，要求低功耗。 於如上所述的電子設備中，作為對微電腦（micro computer）、應用處理器（Application Processor，AP）、記憶體（memory）或感測器（sensor）等供給電源的電源裝置，使用有開關調節器（switching regulator）或低壓差（Low Dropout，LDO）調節器等DCDC轉換器。
對DCDC轉換器中所用的誤差放大器等輸入的參考電壓必須是難以受電源電壓或溫度變動影響的穩定電壓，使用可產生此種穩定電壓的帶差參考電路，來生成所需電壓值的參考電壓。 圖4表示由該帶差（band gap）參考電路的輸出即帶差電壓獲得所需電壓值的參考電壓的、電路結構的一例。
圖4是以往的參考電壓產生電路400的電路圖，包含帶差參考電路40與輸出電路41。 由於帶差參考電路40為一般的電路（例如參照專利文獻1），因此，此處省略說明。
輸出電路41具備串聯連接於輸出節點（node）與接地端子之間的電阻元件401及電阻元件402，所述輸出節點輸出由帶差參考電路40所生成的帶差電壓VBG。藉由適當設定電阻元件401與電阻元件402的電阻值，可從電阻元件401與電阻元件402的連接點獲得經電阻分割的所需參考電壓VREF。 現有技術文獻 專利文獻
專利文獻1：日本專利特開2010-160700號公報
[發明所欲解決之問題] 然而，對於帶差輸出藉由電阻分壓而生成的參考電壓而言，因電阻元件自身所具備的電容成分或配線的電容等，而導致到達所需電壓值為止的時間（啟動時間）耗費較長。
進而，於輸出電路41中，為了應對雜訊（noise），較佳為於生成參考電壓VREF的輸出端子與接地端子之間設置電容403，但此時，啟動時間將進一步變長。
對於DCDC轉換器而言，即使從輸出端子供給至負載的電流從低電流大幅變化至大電流，亦必須維持高效率，尤其，於用於要求低功耗的設備時，重要的是於輕負載電流區域中維持高效率。
於此種於輕負載時要求高效率的DCDC轉換器中，必須降低如上所述的參考電壓產生電路的功耗。為了降低功耗，必須將電阻元件401與電阻元件402的電阻值設定得大。然而，若加大電阻元件401與電阻元件402的電阻值，則存在下述問題：參考電壓產生電路的啟動所需的時間進一步變長，從而會導致直至DCDC轉換器的開關動作開始為止的時間變得非常長。
本發明是有鑒於所述問題而完成，其目的在於提供一種低功耗且可短時間啟動的參考電壓產生電路以及具備該電路的DCDC轉換器。 [解決問題之手段]
為了解決所述問題，本發明的參考電壓產生電路的特徵在於包括：帶差參考電路，於輸出節點（node）生成帶差電壓；第1電阻元件及第2電阻元件，串聯連接於所述輸出節點與接地端子之間；第3電阻元件、第4電阻元件及第1開關，串聯連接於所述輸出節點與接地端子之間；第2開關，一端連接於所述第1電阻元件與所述第2電阻元件的連接點，另一端連接於所述第3電阻元件與所述第4電阻元件的連接點；以及控制電路，生成對所述第1開關及第2開關的通斷進行控制的控制信號，所述第1電阻元件與所述第2電阻元件的電阻值之比等於所述第3電阻元件與所述第4電阻元件的電阻值之比，所述第1開關及第2開關於所述控制信號為第1狀態時導通，於所述控制信號為第2狀態時斷開，於所述第1電阻元件與所述第2電阻元件的連接點生成第1參考電壓。
本發明的DCDC轉換器的特徵在於包括：所述參考電壓產生電路；以及誤差放大器，於反相輸入端子輸入有將輸出電壓分壓而成的反饋電壓，於非反相輸入端子輸入有所述第1參考電壓。
本發明的另一DCDC轉換器的特徵在於具備所述參考電壓產生電路，且所述控制電路於電源接通時將所述控制信號設為第1狀態，並基於從所述電源接通時開始執行的軟啟動（soft start）完成的情況，來將所述控制信號設為第2狀態。
本發明的又一DCDC轉換器的特徵在於具備所述參考電壓產生電路，且所述控制電路於脈寬調變（Pulse Width Modulation，PWM）模式時將所述控制信號設為第1狀態，於脈頻調變（Pulse Frequency Modulation，PFM）模式時將所述控制信號設為第2狀態。 [發明的效果]
根據本發明的參考電壓產生電路，於電源接通時將控制信號設為第1狀態而使第1開關及第2開關導通，藉此，除了包含設於輸出節點與接地端子之間的第1電阻元件及第2電阻元件的電流路徑以外，還於輸出節點與接地端子之間形成包含第3電阻元件及第4電阻元件與第1開關的電流路徑，而且，藉由第2開關，第3電阻元件與第4電阻元件的連接點、和第1電阻元件與第2電阻元件的連接點的電壓值變得相等，因此，可使於第1電阻元件與第2電阻元件的連接點處生成的第1參考電壓於短時間上升至所需的電壓值（即，使第1參考電壓啟動）。並且，隨後，藉由將控制信號設為第2狀態而使開關斷開，從而可於第1參考電壓的啟動後抑制功耗。
而且，本發明的參考電壓產生電路尤其可較佳地適用於低功耗的DCDC轉換器。此時，亦可縮短電源接通時的啟動時間，並且可降低功耗。進而，藉由於PWM模式時（重負載時）使第1開關及第2開關導通，從而可提高第1參考電壓的響應性，於PFM模式時（輕負載時），可使第1開關及第2開關斷開而抑制功耗。因此，可提供高效率且可穩定動作的DCDC轉換器。
以下，參照圖式來說明本發明的實施形態。 圖1是本實施形態的參考電壓產生電路100的電路圖。 本實施形態的參考電壓產生電路100包含帶差參考電路10、輸出電路11及產生控制信號CONT的控制電路12，於輸出端子4生成參考電壓VREF1。
帶差參考電路10具備運算放大器（operational amplifier）101、包含P通道金屬氧化物半導體（P-channel Metal Oxide Semiconductor，PMOS）電晶體的輸出電晶體102、電阻元件103～105以及二極體（diode）106、二極體107。 輸出電晶體102的源極（source）連接於電源端子1，汲極（drain）連接於輸出節點3，閘極（gate）連接於運算放大器101的輸出端子。
電阻元件104、電阻元件105及二極體107串聯連接於輸出節點3與接地端子2之間。電阻元件103及二極體106串聯連接於輸出節點3與接地端子2之間。 運算放大器101的反相輸入端子連接於電阻元件104與電阻元件105的連接點，非反相輸入端子連接於電阻元件103與二極體106的連接點。 藉由該結構，於輸出節點3生成帶差電壓VBG。
輸出電路11具備電阻元件111～114、開關115、開關116及電容117。 電阻元件111及電阻元件112串聯連接於帶差參考電路10的輸出節點3與接地端子2之間，電阻元件111與電阻元件112的連接點連接於輸出端子4。電阻元件113、電阻元件114及開關115串聯連接於輸出節點3與接地端子2之間。電阻元件113與電阻元件114的電阻值之比是設定為等於電阻元件111與電阻元件112的電阻值之比。
開關116的一端連接於電阻元件111與電阻元件112的連接點，另一端連接於電阻元件113與電阻元件114的連接點。 開關115及開關116藉由從控制電路12產生的控制信號CONT而受到通斷控制。 電容117是為了應對雜訊而設於輸出端子4與接地端子2之間。
接下來，對本實施形態的參考電壓產生電路100的動作進行說明。 首先，當電源電壓VDD接通時，控制電路12將控制信號CONT設為第1狀態（例如高（HIGH）位準）。藉此，開關115及開關116導通，於輸出節點3與接地端子2之間形成包含電阻元件113及電阻元件114與開關115的電流路徑。而且，藉由開關116，電阻元件113與電阻元件114的連接點、和電阻元件111與電阻元件112的連接點連接，電阻元件113與電阻元件114的連接點、和電阻元件111與電阻元件112的連接點的電壓值變得相等。
如此，輸出節點3與接地端子2之間的電流路徑成為包含電阻元件111及電阻元件112的電流路徑、和包含電阻元件113及電阻元件114與開關115的電流路徑這二條，且電阻元件113與電阻元件114的連接點、和電阻元件111與電阻元件112的連接點的電壓值變得相等，因此可使輸出端子4處生成的參考電壓VREF1於短時間上升至所需的電壓值（即，使第1參考電壓啟動）。
隨後，將控制信號CONT設為第2狀態（例如低（LOW）位準）而使開關斷開，藉此，於參考電壓VREF1啟動後，可抑制功耗。
此處，較佳為設定為使電阻元件113的電阻值小於電阻元件111的電阻值，且使電阻元件114的電阻值小於電阻元件112的電阻值。藉由該結構，當開關115及開關116導通時，藉由包含電阻元件113及電阻元件114與開關115的電流路徑，多數電流從輸出節點3流向接地端子2，因此可使電阻元件113與電阻元件114的連接點、即藉由開關116而與該連接點連接的輸出端子4的電壓更快地成為所需的電壓值。 另外，控制電路12用於將控制信號CONT由第1狀態切換為第2狀態的結構例如可以下述方式實現。
預先計測於將開關115及開關116設為導通的狀態下參考電壓VREF1從電源接通時開始、到達所需電壓值為止的時間，從電源接通時開始，藉由計時器（timer）來對時間進行計數，基於從電源接通時開始算起的經過時間已到達預先計測的時間的情況，將控制信號CONT由第1狀態切換為第2狀態，以此方式來構成控制電路12。 如此，根據本實施形態的參考電壓產生電路100，可縮短啟動時間，並且可抑制功耗。
接下來，對於將本實施形態的參考電壓產生電路100適用於DCDC轉換器的示例，使用圖2及圖3來進行說明。 圖2是具備圖1的參考電壓產生電路100的DCDC轉換器的一例即DCDC轉換器200的電路圖。
DCDC轉換器200的基本結構為一般電路，因此，此處省略詳細說明，對參考電壓產生電路100於DCDC轉換器200中如何使用進行說明。
本例的DCDC轉換器200具備軟啟動電路201，該軟啟動電路201輸出用於執行軟啟動的軟啟動電壓VREF_SS。 於誤差放大器202的二個非反相輸入端子，分別輸入有由參考電壓產生電路100所生成的參考電壓VREF1與軟啟動電壓VREF_SS，於反相輸入端子，輸入有DCDC轉換器200的輸出電壓VOUT經分壓所得的反饋電壓VFB。
誤差放大器202對參考電壓VREF1及軟啟動電壓VREF_SS中的電壓較低者、與反饋電壓VFB進行比較，並將誤差電壓VERR輸出至比較器203。
電源接通後，軟啟動電壓VREF_SS逐漸上升，但於軟啟動電壓VREF_SS低於參考電壓VREF1的期間，於誤差放大器202中，對反饋電壓VFB與軟啟動電壓VREF_SS進行比較，參考電壓VREF1不會對作為輸出的誤差電壓VERR造成影響。
並且，當規定的軟啟動時間經過時，軟啟動電壓VREF_SS變得高於參考電壓VREF1。因此，隨後，於誤差放大器202中，對反饋電壓VFB與參考電壓VREF1進行比較，軟啟動電壓VREF_SS不會對作為輸出的誤差電壓VERR造成影響。
另一方面，於本例的DCDC轉換器200中的參考電壓產生電路100中，控制電路12是具備比較器211與參考電壓源212而構成。比較器211於反相輸入端子輸入有軟啟動電壓VREF_SS，於非反相輸入端子輸入有參考電壓源212的參考電壓VREF2。參考電壓VREF2是成為軟啟動的完成基準的規定電壓。
參考電壓產生電路100於電源接通後，與如上所述的軟啟動的執行同時地，以下述方式進行動作。 軟啟動電壓VREF_SS於電源接通後，是從接地電位逐漸上升的電壓，因此於電源剛剛接通之後，低於參考電壓VREF2。因此，比較器211輸出高位準的信號，即，將控制信號CONT設為第1狀態。藉此，圖1所示的開關115及開關116導通，形成包含電阻元件113及電阻元件114與開關115的電流路徑，並且電阻元件113與電阻元件114的連接點、和電阻元件111與電阻元件112的連接點（即，輸出端子4）的電壓值變得相等。因此，對誤差放大器202輸入的參考電壓VREF1從電源接通開始，以短時間啟動。
隨後，當軟啟動電壓VREF_SS進一步上升而變得高於參考電壓VREF2時，比較器211輸出低位準的信號，即，將控制信號CONT設為第2狀態。藉此，圖1所示的開關115及開關116斷開，包含電阻元件113及電阻元件114的電流路徑消失，輸出節點3與接地端子2之間的電流路徑僅成為包含電阻值大的電阻元件111及電阻元件112的電流路徑。因此，電源接通後，於參考電壓VREF1啟動後，可抑制參考電壓產生電路100的功耗。
此處，構成控制電路12的參考電壓源212的參考電壓VREF2是成為軟啟動完成基準的電壓，於軟啟動完成而在誤差放大器202中與反饋電壓VFB進行比較的對象由軟啟動電壓VREF_SS切換為參考電壓VREF1的時刻，參考電壓VREF1必須完全到達所需的電壓值，因此較佳為，所述參考電壓VREF2是預先設定為較參考電壓VREF1稍高的電壓值。
如此，根據本例的DCDC轉換器200，可利用從電源接通時開始執行的軟啟動中所用的信號，基於軟啟動已完成的情況，將對參考電壓產生電路100內的開關115及開關116進行控制的控制信號CONT，由電源接通時的第1狀態切換為第2狀態。
圖3是具備圖1的參考電壓產生電路100的DCDC轉換器的另一例即DCDC轉換器300的電路圖。 DCDC轉換器300的基本結構與所述DCDC轉換器200同樣為一般電路，因此省略詳細說明。
本例的DCDC轉換器300構成為，與PWM模式和PFM模式的切換同步地，切換參考電壓產生電路100內的開關115及開關116。
具體而言，參考電壓產生電路100的控制電路12具備比較器311與參考電壓源312，比較器311於反相輸入端子輸入有參考電壓源312的參考電壓VREF3，於非反相輸入端子輸入有誤差放大器302的輸出即誤差電壓VERR。
誤差放大器302於非反相輸入端子輸入有由參考電壓產生電路100所生成的參考電壓VREF1，於反相輸入端子輸入有DCDC轉換器300的輸出電壓VOUT經分壓所得的反饋電壓VFB。誤差放大器302對參考電壓VREF1與反饋電壓VFB進行比較，並將誤差電壓VERR輸出至比較器303。
連接於DCDC轉換器300的負載越重時，誤差電壓VERR成為越高的電位，負載越輕時，則成為越低的電位，因此藉由將參考電壓VREF3設為成為PWM模式與PFM模式的切換基準的規定電壓，從而基於誤差電壓VERR的電壓值，來將控制信號CONT切換為第1狀態與第2狀態。
藉由該結構，於誤差電壓VERR高於參考電壓VREF3的PWM模式時，比較器311輸出高位準的信號，即，將控制信號CONT設為第1狀態。藉此，圖1所示的開關115及開關116導通，形成包含電阻元件113及電阻元件114與開關115的電流路徑，並且，電阻元件113與電阻元件114的連接點、和電阻元件111與電阻元件112的連接點的電壓值變得相等。
另一方面，於誤差電壓VERR低於參考電壓VREF3的PFM模式時，比較器311輸出低位準的信號，即，將控制信號CONT設為第2狀態。藉此，圖1所示的開關115及開關116斷開，包含電阻元件113及電阻元件114的電流路徑消失，輸出節點3與接地端子2之間的電流路徑僅成為包含電阻值大的電阻元件111及電阻元件112的電流路徑。
為重負載的PWM模式時，開關持續進行，經由構成誤差放大器302的差動輸入電晶體的閘極電容來進行的充放電變多，因此參考電壓產生電路100的輸出即參考電壓VREF1亦容易發生變動。然而，根據本例，於PWM模式時形成包含電阻元件113及電阻元件114與開關115的電流路徑，且電阻元件113與電阻元件114的連接點、和電阻元件111與電阻元件112的連接點（輸出端子4）相連接，因此，即使參考電壓VREF1發生變動，亦可立即恢復至所需電壓值。 而且，為輕負載的PFM模式時，消除包含電阻元件113及電阻元件114的電流路徑，可降低參考電壓產生電路100的功耗。
如此，根據本例的DCDC轉換器300，於PWM模式時（重負載時），可提高參考電壓VREF1的響應性，於PFM模式時（輕負載時），藉由以低消耗電流來使參考電壓產生電路100動作，從而可提高效率。
以上，對本發明的實施形態進行了說明，但本發明並不限定於所述實施形態，當然可於不脫離本發明主旨的範圍內進行各種變更。 例如，亦可構成為：將圖3所示的DCDC轉換器300中的比較器311的輸出信號CONT，輸入至圖2所示的DCDC轉換器200的參考電壓產生電路100內的輸出電路11，於電源接通時與啟動後，切換圖1所示的開關115及開關116的通斷，除此以外，於通常動作時的PWM模式時與PFM模式時，亦切換開關115及開關116的通斷。
而且，圖3所示的DCDC轉換器300中，是於控制電路12中生成控制信號CONT，但於另行生成PWM模式與PFM模式的切換用信號的情況下，亦可將該信號作為控制信號CONT而直接輸入至輸出電路11，以控制開關115及開關116的通斷。
1‧‧‧電源端子
2‧‧‧接地端子
3‧‧‧輸出節點
4‧‧‧輸出端子
10、40‧‧‧帶差參考電路
11、41‧‧‧輸出電路
12‧‧‧控制電路
100、400‧‧‧參考電壓產生電路
101‧‧‧運算放大器
102‧‧‧輸出電晶體
103～105、111～114、401、402‧‧‧電阻元件
106、107‧‧‧二極體
115、116‧‧‧開關
117、403‧‧‧電容
200、300‧‧‧DCDC轉換器
201‧‧‧軟啟動電路
202、302‧‧‧誤差放大器
203、303、211、311‧‧‧比較器
212、312‧‧‧參考電壓源
CONT‧‧‧控制信號
VBG‧‧‧帶差電壓
VDD‧‧‧電源電壓
VERR‧‧‧誤差電壓
VFB‧‧‧反饋電壓
VREF_SS‧‧‧軟啟動電壓
VREF、VREF1、VREF2、VREF3‧‧‧參考電壓
VOUT‧‧‧輸出電壓
圖1是本發明的實施形態的參考電壓產生電路的電路圖。 圖2是表示具備圖1的參考電壓產生電路的DCDC轉換器的一例的電路圖。 圖3是表示具備圖1的參考電壓產生電路的DCDC轉換器的另一例的電路圖。 圖4是以往的實施形態的參考電壓產生電路的電路圖。
1‧‧‧電源端子
2‧‧‧接地端子
3‧‧‧輸出節點
4‧‧‧輸出端子
10‧‧‧帶差參考電路
11‧‧‧輸出電路
12‧‧‧控制電路
100‧‧‧參考電壓產生電路
101‧‧‧運算放大器
102‧‧‧輸出電晶體
103~105、111~114‧‧‧電阻元件
106、107‧‧‧二極體
115、116‧‧‧開關
117‧‧‧電容
CONT‧‧‧控制信號
VBG‧‧‧帶差電壓
VDD‧‧‧電源電壓
VREF1‧‧‧參考電壓

Claims (8)

  1. 一種參考電壓產生電路，其特徵在於包括： 帶差參考電路，於輸出節點生成帶差電壓； 第1電阻元件及第2電阻元件，串聯連接於所述輸出節點與接地端子之間； 第3電阻元件、第4電阻元件及第1開關，串聯連接於所述輸出節點與所述接地端子之間； 第2開關，一端連接於所述第1電阻元件與所述第2電阻元件的連接點，另一端連接於所述第3電阻元件與所述第4電阻元件的連接點；以及 控制電路，生成對所述第1開關及所述第2開關的通斷進行控制的控制信號， 所述第1電阻元件與所述第2電阻元件的電阻值之比等於所述第3電阻元件與所述第4電阻元件的電阻值之比， 所述第1開關及所述第2開關於所述控制信號為第1狀態時導通，於所述控制信號為第2狀態時斷開， 於所述第1電阻元件與所述第2電阻元件的連接點生成第1參考電壓。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的參考電壓產生電路，其中 所述第3電阻元件的電阻值小於所述第1電阻元件。
  3. 如申請專利範圍第1項或第2項所述的參考電壓產生電路，其中 所述控制電路於電源接通時將所述控制信號設為第1狀態，並基於從所述電源接通時計起的經過時間到達所述第1參考電壓成為規定電壓的時間的情況，來將所述控制信號設為第2狀態。
  4. 一種直流直流轉換器，其特徵在於包括： 申請專利範圍第1項至第3項中任一項所述的參考電壓產生電路；以及 誤差放大器，於反相輸入端子輸入有將輸出電壓分壓而成的反饋電壓，於非反相輸入端子輸入有所述第1參考電壓。
  5. 一種直流直流轉換器，具備申請專利範圍第1項所述的參考電壓產生電路，所述直流直流轉換器的特徵在於， 所述控制電路於電源接通時將所述控制信號設為第1狀態，並基於從所述電源接通時開始執行的軟啟動完成的情況，來將所述控制信號設為第2狀態。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的直流直流轉換器，其包括： 軟啟動電路，輸出用於執行所述軟啟動的軟啟動電壓， 所述控制電路具有比較器，所述比較器對成為所述軟啟動的完成基準的第2參考電壓與所述軟啟動電壓進行比較，並輸出所述控制信號以作為輸出信號， 所述比較器於所述軟啟動電壓低於所述第2參考電壓時，將所述控制信號設為第1狀態，於所述軟啟動電壓高於所述第2參考電壓時，將所述控制信號設為第2狀態。
  7. 一種直流直流轉換器，具備申請專利範圍第1項所述的參考電壓產生電路，所述直流直流轉換器的特徵在於， 所述控制電路於脈寬調變動作時將所述控制信號設為第1狀態，於脈頻調變動作時將所述控制信號設為第2狀態。
  8. 如申請專利範圍第7項所述的直流直流轉換器，其包括： 誤差放大器，於反相輸入端子輸入對輸出電壓進行分壓所得的反饋電壓，於非反相輸入端子輸入所述第1參考電壓， 所述控制電路具有比較器，所述比較器對第3參考電壓、與所述誤差放大器的輸出電壓進行比較，並輸出所述控制信號以作為輸出信號，所述第3參考電壓成為從所述脈寬調變動作向所述脈頻調變動作的切換基準， 所述比較器於所述誤差放大器的輸出電壓高於所述第3參考電壓時，將所述控制信號設為第1狀態，於所述誤差放大器的輸出電壓低於所述第3參考電壓時，將所述控制信號設為第2狀態。
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