TW200525878A - Mixer circuit for direct conversion transceiver with improved IP2 - Google Patents

Mixer circuit for direct conversion transceiver with improved IP2 Download PDF

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Description

200525878 16003pif.doc 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明是有關於一種無線射頻通訊系統，且特別是有 關於一種使用在直接轉換發送器與接收器的混合電路。 【先前技術】 在無線射頻（radio frequency，RF )通訊系統中傳送基 頻訊號時’會先轉換基頻訊號成（高）載頻並且在接收器 中會再轉換載頻回基頻訊號。為了傳送，會調變基頻訊號 成載頻並輸出至天線。在傳送中頻率的轉換稱之為，，升頻轉 換”。對於接收部分來說，載頻訊號會由天線偵測之後並解 調為基頻以用於輸出，而在接收中頻率的轉換稱之為，，降頻 轉換”。 升頻轉換指的是轉換基頻訊號為具有高於基頻訊號頻 率的載頻訊號，且降頻轉換指的是將載頻訊號轉換為具有 低於載頻訊號頻率的基頻訊號。 在相關技術中，接收/發送結構大體上分為内差結構與 外差結構。 外差結構在接收與發送中是使用具有低於RF頻率的 中頻（intermediate frequency，IF)訊號以致於在發送與接 收系統中可容易地執行放大且具有高的選擇性與傳真度。 内差結構稱之為”直接轉換，，，其直接轉換載頻訊號為 基頻訊號。因此在發送與接收系統中，，直接轉換，，指的是rF 頻率直接轉換為基頻頻率，中間不需要轉換為IF。此直接 轉換方式具有硬體配置較為簡單且減少功率消耗的優勢。 200525878 16003pif.doc ;、二而直接轉換具有一些問題，例如自我混頻、I-Q 不相配以及來自於混頻器的Dc元件。 由於RF訊號的中心頻率實質上相同於本地振盪器訊 號的^0頻率，所以自我混頻是造因於本地振盪器訊號的 汛唬藉由耦接力作用至RF輸入端（或部分RF訊號作用至 LO輸入端）的現象。因此，符合兩種訊號之間差異的DC 元件會產生在母個輸入端，為解決此問題就必須增加遮蔽 I 或絕緣。 ΐ-Q不相配是當直接轉換使用正交結構時所產生的， 其中在正父結構中本地振盪器訊號的訊號被分離為彼此具 有九十度相位差且具有相同振幅的訊號，且之後分離的訊 號會分別應用至I與Q通道混頻器。在兩個應用與分離的 訊號具有彼此不同振幅的或兩個訊號間具有除了九十度之 外的相位差的案例中，在接收與發送中有較高的可能發生 錯誤。 再者，在直接轉換中通訊系統設計者傳統上會考慮二 讚階截取點（second order intercept point，IP2 )，然而三階截 取點（Third Intercept point，IP3)在使用IF的超外差結構 中具有關鍵意義。在通訊系統中，具有基頻頻率的訊號被 調變成載頻訊號來發送或接收，當兩個或更多頻率通過非 線性系統或電路時，不存在作為輸入訊號的訊號會輸出， 此稱之為互調變（interm〇dulati〇n，IM )，互調失真 (mtermodulation distortion )指的是IM元件產生的失真， 當兩個頻率通過單一非線性系統且關於兩個頻率的諧音的 200525878 16003pif.doc 和與差的元件在輸出邊被偵測時IMD會產生問題並且 IMD會干擾調變與解調。 然而，在直接轉換的案例中（沒有使用IF)，由於在 混頻為中基頻訊號是直接從載頻訊號轉換，所以 的影響會大於第三IMD期。 一
因此，在載頻轉換至IF的案例中，第二IMD在頻率 上與基頻的原始訊财差異，第二細是鄰接基頻。並 且在直接轉換的案财，第二IMD是鄰接基頻訊號，因 此^直接難巾第二励_校正是避倾餘真的重 要考量。 第二IMD期的干擾程度的指示器是Ip2，Ip2指示系 統的線性的程度且在通訊中IP2是非常重要的參數。輸父 訊號的連續增加會增加第二咖訊號至與ιρ2中原始气缺 的相同功率等級。 ° ^ 、所以，原始訊號頻率能力符合第二IMD的功率點稱之 為 IP2。
Ip2應該很高以保證通訊系統的線性，其表示最 第二IMD的產生。 一般來說，用於直接轉換接收器的混頻器是與Ip2校 正電路一起提供，以用於校正Ip2。 又
圖1A與1B是繪示使用在直接轉換中的傳統混頻哭 電路圖。 。 J 圖1A是繪示使用在直接轉換中的傳統單一平衡混 器的電路圖。 7 200525878 16003pif.doc 請參照圖ΙΑ，單一平衡混頻器包括開關對101、負載 阻抗 103 與跨導級（transconducting stage) 105。跨導級 105包括電流源u與電晶體Q1，RF訊號會被輸入至電晶 體Q1的問極。 開關對101包括兩個開關S1與S2。開關S1執行藉由 本地振盪器訊號LO+控制的開關作業。開關S2執行藉由 本地振盪器訊號LO-控制的開關作業，其中本地振盪器訊 號L0-與本地振盪器訊號l〇+有180度的相位差。 負載阻抗電路103包括電阻器R1與R2。一般電晶體 會實作成開關S1與S2來使得單一平衡混頻器具有小訊號 增益。負載阻抗電路103可控制此小訊號增益並且使用在 校正IP2中。 圖1B是繪示使用在直接轉換中的傳統雙平衡混頻器 的電路圖。傳統雙平衡混頻器是以吉伯胞（Gilbert cdl) 來架構。吉伯胞（Gilbert cell)是跨耦接差分放大器。吉 伯胞（Gilbert cell)用來作為具有小訊號增益的主動混頻 杰與控制小訊號增益的負載阻抗111並且使用在校正IP2 中。 睛參照圖1B，雙平衡混頻器包括兩個開關對ι〇7與 109、負載阻抗111與跨導級113。 雙平衡混頻器的兩個開關對包括第一開關對1〇7 (具 有開關S1與S2)和第二開關對1〇9(具有開關幻與討）。 開關可以實作成金屬氧化半導體（metal 〇xide semiconductor，MOS )電晶體或雙極電晶體。開關S2與S3 200525878 16003pif.doc 執行藉由本地振盪器訊號LO+控制的開關作業。開關S1 與S4執行藉由本地振盪器訊號L〇_控制的開關作業，其中 本地振盪器訊號LO-與本地振盈器訊號LO+有18〇度的相 位差。 跨導級113包括電晶體Q1與（^2以及電流源lt，其中 RF被輸入至電晶體qi與Q2。RF訊號以此方法被輸入至 包括雙平衡混頻為的直接轉換接收器。在包括雙平衡混頻 器的發送器中，基頻訊號被輸入至電晶體Q1與Q2中。 負載阻抗111包括電阻器R3與R4。 傳統用來改善IP2的方法是校正負載阻抗m來具有 相同於弟—諧音元件的振幅。此改善IP2特性的方法具有 一些限制，也就是其必須精細地校正負載阻抗Η丨，但校 正負載阻抗111卻相當困難。當RF的頻率相對低時此方 法顯的非常有效，然而，在RF的頻率相對高的案例中， 此方法會產生I-Q不相配以及IP2特性會因為負載阻抗U1 微小變化而降級的問題。 【發明内容】 本發明的實施例提供用於直接轉換發送器與接收器的 混頻器。第一實施例提供具有兩個開關對的直接轉換混頻 為，其係使用四個轉移相位的本地振盪器訊號來控制，這 些相位彼此垂直用於開關對來輸出訊號，而此些訊號也是 彼此垂直在I-Q圖上。兩個彼此垂直的輸出訊號不會彼此 影響且具有預先定義的小訊號增益。 一般來說，用於直接轉換發送器的混頻器包括四個或 ⑧ 9 200525878 16003pif.doc 八個開關其係使用四個轉移相位的本地振盡器訊號來控 制，這些相位彼此垂直用於開關對來輸出訊號，而此些訊 5虎也是彼此垂直在I-Q圖上。 從兩個藉由轉移相位的本地振盪器訊號來控制的開關 輸出的汛號移除I-Q不相配與Dc元件，並且改善ιρ2特 性，本發明實施例提供具有改善lp2特性的單一平衡混頻 為，其係藉由修正混頻器結構與L〇訊號輸入端來改善lp2 特性。 在一些實施例中，單一平衡混頻器包括第一開關對， 其係用以接收第一本地振盪器訊號與相較於第一本地振盪 器訊號具有大約90度相位差的第二本地振盪器訊號；第二 開關對，其係用以接收相較於第二本地振盪器訊號具有大 約丨80度相位差的第三本地振盪器訊號以及相較於第三本 地振盪器訊號具大約90度相位差且同時相較於第一本地 振盪裔訊號具有大約180度相位差的第四本地振盪器訊 號；跨導級，其係共用耦接至第一開關對與第二開關對， 跨導級用以接收輸入訊號；以及負載阻抗電路，其係耦接 在第一和第二開關對與供應電壓VDD之間。跨導級實質 上是由一個放大器（電晶體）所組成，其中此放大器與，， 電流源”（例如電阻器）串連。 在再一實施例中，雙平衡混頻器包括第一開關對，其 係藉由第一本地振盪器訊號來控制；第二開關對，其係藉 由第二本地振盪器訊號來控制；第三開關對，其係藉由第 三本地振盪器訊號來控制；第四開關對，其係藉由第四本 200525878 16003pif.doc 地振盪器訊號來控制；第五_對，其储由第四本地振 盪器訊號來控制；第六開_，其偏由第三本地㈣器 ，號，制’·第七開關對，其係藉由第二本地振盪器訊號 ，控，；以及第八開關對，其係、藉由第—本地振盪器 來控制。
第一本地振盪為訊號相較於第一本地振盪器訊號具有 大、’勺90度的相位差，第二本地振i器訊號相較於第二本地 振盪器訊號具有大約18〇度的相位差；以及第四本地振蓋 器訊號相較於第三本地振盈器訊號具有大約9G度的相位 差且同時相較於第—本地録器訊號具有大約⑽度的相 位差。 〃在又-實施例中，直接轉換接收器包括：移相器，其 係用以輸出轉移相位的本地振盪器訊號；第_混頻器（上 述實施例的第—與第二混頻器的其中之-），其係用°以在 RF訊號上使用轉移相位的本地振盛器訊號來執行第一降 頻轉換；第-基頻訊號處理器，其係依據第—混頻器的輸 出來產生對應同相元件的基頻訊號；第二混頻H(例如與 第一混頻器相同型態），其係用以在RF訊號上使用轉移 相位的本地振in訊號來執行第二降頻轉換；以及第二基 頻訊號處㈣，其係依據第二混頻H的輸絲產生對應正 交元件的基頻訊號。 y在另男'施例中，直接轉換發送器包括：移相器，其 係=以輸出轉移相位的本地振盪器訊號；第—基頻訊號處 理-其制以接收對應同相元件的基頻訊號·，第一混頻 200525878 16003pif.doc 器（上述實施例的第一與第二混頻器的其中之一），其係 用以接收第一基頻訊號處理器的輸出並依據轉移相位的本 地振盪器訊號執行第一升頻轉換來產生RF訊號；第二基 頻訊號處理器，其係用接收對應正交元件的基頻訊號；以 及第二混頻器（例如與第一混頻器相同型態），其係用以 接收第一基頻訊號處理器的輸出並依據轉移相位的本地振 盡為訊5虎執行第二升頻轉換來產生RF訊號。 再者，本發明的另一特色是提供使用接收器與發送器 的直接轉換無線電收發機，其包括單一平衡混頻器實施例 或雙平衡混頻器實施例的混頻器電路。 【實施方式】 圖2A、2B與2C是根據本發明實施例繪示單一平衡 混頻器的方塊與電路圖。 傳統單一平衡混頻器包括一個開關對與一個跨導級 (具有一個電晶體），而根據本發明實施例的混頻器包括 兩個開關對與一個跨導級（具有一個電晶體）。因此，嚴 格來說本發明範例實施例的混頻器並不是，，單一平衡”混頻 态。然而，為了方便說明，第一範例實施例的混頻器還是 稱之為單一平衡混頻器。 圖2A的單一平衡混頻器包括第一開關對2〇1、第二開 關對203、跨導級205與負載阻抗電路207。 第一開關對201接收第一本地振盪器訊號l〇1與第二 本地振盤态訊號L02。在第一本地振盪器訊號l〇1為參考 汛5虎的案例中，在I_q圖上L〇1落在1+(同相）訊號範圍内 ⑧ 12 200525878 16003pif.doc 且表示成L01(I+)。第二本地振盪器訊號L〇2相較於 本地振盪器訊號L01具有90度的相位差。倘若第二 — 振盪裔訊號L01落在1+(同相）訊號範圍内時:則在。 上第二本地振盪器訊號L02會落在q_(正交)範圍内/更= 地，L01訊號與L02訊號彼此具有相同振幅以及9〇户 相位差。 & 第二開關對203接收第三本地振盪器訊號L〇3與第四 φ 本地振盪器訊號L〇4。在第二本地振盪器訊號L〇2為 訊號的案例中，第三本地振盪器訊號L〇3為Q+訊號（且 在第二本地振盪器訊號L〇2為Q+訊號的案例中，第三本 地振盪态訊號L03為Q-訊號）。因此，l〇2訊號與L03 訊號彼此具有180度的相位差，類似地，第四本地振盪器 訊號L04相較於第一本地振盪器訊號l〇i具有18〇度的 相位差’因此在I-Q圖上第四本地振盪器訊號L〇4落在l 訊號的範圍内，更佳地，L〇3訊號與：仏^訊號彼此具有相 同振幅且90度的相位差。 ® 負載阻抗電路207具有第一負載209與第二負載 211。第一負載209的一端耦接至第一開關對2〇1的第一輸 出端與第二開關對203的第三輸出端。第一負載209的另 一端連接至供應電壓VDD。 再者’第二負載211 一端耦接至第一開關對2〇1的第 二輸出端與第二開關對203的第四輸出端。第二負載211 的另一端連接至供應電壓Vdd。 跨導級205連接在共用點（辆接至第一開關對201與 13 ⑧ 200525878 16003pif.doc 第二開關對203)與地電或VSS之間。在單一平衡混頻器 使用在直接轉換發送器的案例中，基頻訊號會被輸入至跨 導級205。在單一平衡混頻器使用在直接轉換接收器的案 例中，RF訊號會輸入至跨導級2〇5。 請參照圖2B，第一開關對（圖2八的2〇1)包括開關 S1與S2。開關S1是由第一本地振盪器訊號L〇1(I+)來控 制且開關S2是由第二本地振盪器訊號L〇2(Q-)來控制。再 者，第二開關對（圖2A的203 )包括開關S3與S4。開關 S3疋由第二本地振盪器訊號l〇3(q+)來控制且開關s4是 由第四本地振盪器訊號L04(I-)來控制。 第一負載209連接在共用點（耦接至第一開關S1的 第一輸出ί而與第二開關S3的第三輸出端）與功率供應電 壓·之間。相同地，第二負載211是連接在共用點^ 接至第-開關S2的第二輸出端與第四開關料的第四輸出 端）與功率供應電壓VDD之間。 RF訊號會輸入至電晶體QN5的閘極。電晶體邮的 一個電極（其係用於跨導級來執行小訊號模式功能）共用 減至四個開關Sh S2、S3與S4 ;且另一電極連接至地 面或VSS。由於偏壓電流庫用福、取 电用通過QN5來運作開關電路 (通過開關 SI、S2、S3 與 S4)，％、，也、^ 士 、上、 、 、所以跨導級應該包括電 k源。然❿’在小訊號模式的觀點中，在跨導級2 電流源應塑模成電阻器（未綠示）。 開關S卜S2、S3與S4分別栖祕丄， t +刀別根據本地振盪器訊號LOl、 L02、L03與L04來執杆關人人 錢仃開_運作，且輸人至電晶體 200525878 16003pif.doc QN5閘極的RF訊號被本地振盪器訊號L〇1至l〇4加乘， 以致於加乘的訊號可分別透過開關SI、S2、S3與S4的輸 出端輸出。再者，本地振盪器訊號是方波或正弦波。 RF訊號由第一本地振盪器訊號L〇l(l+)(其係控制第 一開關S1的運作）與第三本地振盪器訊號l〇3(q+)(其 係控制第三開關S3的運作）來加乘。因此，在i-Q圖上 1+訊號與Q+訊號從第一輸出端與第三輸出端（並總合在一 • 個共用點，稱之為第一混頻器輸出端）來輸出。再者，由 於同相元件與正交元件在I_Q圖上不會互相干擾，所以在 第一輸出端與第三輸出端中具有相同振幅但9〇度相位差 的輸出訊號可被獲取。 再者，RF訊號由第二本地振盪器訊號l〇2(Q-)(其係 控制第二開關S2的運作）與第四本地振盪器訊號[04(^) (其係控制第四開關S4的運作）來加乘。因此，在圖 上的I-訊號與Q-訊號從第二輸出端與第四輸出端（並總合 在一個共用點，稱之為第二混頻器輸出端）來輸出。再者， I-汛號與Q-訊號是彼此垂直在PQ圖上，所以不會彼此互 相干擾’據此’在本地振盪器訊號L〇i、l〇2、L03與L04 具有相同振幅的案例中，在第二輸出端與第四輸出端中具 有相同振幅與90度相位差的輸出訊號可以被獲取。 再者，由於輸出在第_與第二混頻器輸出端的訊號彼 此具有180度相位差，所以可避免在I-Q圖上的不相配且 第二IMD可以最小。 圖2C是根據本發明範例實施例繪示以M〇s電晶體實 ⑧ 15 200525878 16003pif.doc 作單一平衡混頻器的電路圖。 請參照圖2C，第一開關對（圖2A的201)包括第一 電晶體QN1與第二電晶體QN2。因此，圖2B的第一開關 S1對應電晶體QN1且圖2B的第二開關S2對應電晶體 QN2。第一本地振盪器訊號l〇1(I+)輸入至電晶體qni(開 關S1)的閘極且第二本地振盪器訊號1〇2((^)輸入至電晶 體QN2 (開關S2)的閘極。 _ 同樣地，第二開關對（圖2A的203)包括第三電晶體 QN3與第四電晶體QN4。因此，圖2B的第三開關S3對 應電晶體QN3且圖2B的第四開關S4對應電晶體QN4。 第二本地振盪器訊號L03(Q+)輸入至電晶體qN3的閘極 且第四本地振盪器訊號L〇4(I-)輸入至電晶體qN4的閘極。 電晶體QN1的第一輸出端與電晶體QN3的第三輸出 h共同地|馬接至電阻為R1 (在圖2A的負載阻抗電路2〇7 上），因此電阻為R1對應圖2B的第一負載209。相同地， t晶體QN2的第二輸出端與電晶體QN4的第四輸出端共 同地耦接至電阻裔R2(在圖2A的負載阻抗電路207上）， 因此電阻器R2對應圖2B的第二負載211。 、跨導級（圖2A的205)包括電晶體QN5，其係與電 流源It連接。RF訊號被輸入至電晶體QN5的閘極，再者， 電晶體QN5的汲極共同搞接至四個電晶體_、_、 QN3與QN4，且電晶體qN5的源極搞接至電流源k，電 /瓜源It供應電壓電流至構成第一與第二開關對的電晶體 中0 ⑧ 16 200525878 16003pif.doc 與本地振ill訊號L01至L〇4的控制—樣，上述電 晶，執行開關運作，輸入至電晶體QN5間極的rf訊號會 由，個L01至LQ4訊號來加乘，以致於加乘的訊號可以 從母㈣晶體的輸出端輸出’再者，本地縫器訊號可以 是方波或正弦波。 RF訊號由第一本地振盈器訊號L01(I+)(其係控制電 晶體QNi的運作）與第三本地振逢器訊號l〇3_ (其係 控制電晶體QN3的運作）來加乘。因此，在w圖上ι+ ，號與Q+訊號從第—輸出端與第三輸出端來輸出並加 I。再者，由於同相元件與正交元件在叫圖上不會互相 干擾’所以具有相同振幅但彼此有9()度相位差的輸出訊號 可被獲取。 〃相同地，RF訊號由第二本地振廬器訊號l〇2(q_)(其 係控制電晶體QN2的運作）與第四本地振a器訊號L〇4⑸ (其係控制電晶體QN4的運作）來加乘。因此，在㈧圖 ^的I-峨與Q-訊號從第二輸出端與第四輸出端來輸出與 口總。輸出喊具有預先定義的小訊號增益，其係由每個 電:曰體與電阻S R2❺小訊號輸出電阻來控制。再者，【_ =號與Q_訊號是彼此垂直在LQ圖上，所以不會彼此互相 擾，據此，在本地振逢器訊號L(M、L〇2、L〇3與L〇4 ^有相同振幅的案例中’在第二輸出端與第四輸出端中具 有相同振幅與9G度相位差的輸出訊號具有相同振幅且彼 ^有90度的相位差。再者，由於輸出在第一與第二混頻器 别出端的訊號彼此具有18〇度相位差，所以可避免在 200525878 16003pif.doc 圖上的不相配且第二IMD可以最小。 二,、/二2C中開關被描述成由MOS電晶體構成，但 i，地雙極電晶體來做，或是其他变式的開關。再 型式與R1與R2具有蝴值並且根據其使用 n °°或誘導器來構成阻抗電路（例如其阻抗振幅 根據頻率而改變彡。 "οσ中，輪入至電晶體QN5的訊號是RF訊號， 鲁 *彳用单一平衡混頻器的組態是使用在直接轉換接收器 此外’由於執行直接轉換，所以不會輸出中頻，且RF I虎的中心頻率實質上相同於本地振i器訊號的頻率。 再者，在單一平衡混頻器使用在直接轉換發送器的案 例，，基頻訊號應用至電晶體QN5的閘極。據此，在第一 與第二混頻器輪出端之間本地振盪器訊號的頻率實質上相 同於差分§孔5虎V 〇的中心頻率。 圖3Α至3C是根據本發明實施例繪示雙平衡混頻器的 方塊與電路圖。 ® 傳統雙平衡混頻器包括兩個開關對與一個具有兩個電 晶體的跨導級。本發明實施例包括四個開關對與一個具有 兩個電晶體的跨導級，且因此此架構的混頻器嚴格來說並 不是”雙平衡混頻器”。然而，為方便說明，根據本發明範 例實施例的混頻器以下稱之為雙平衡混頻器。 在圖3Α中，雙平衡混頻器包括第一開關對301、第二 開關對303、第三開關對305、第四開關對307、跨導級309 與負載阻抗電路311。 200525878 16003pif.doc 第一開關對301與第四開關對307同時接收第一本地 振盪器訊號L01與第二本地振盪器訊號L02。在第一本地 振盪器訊號L01設定成參考訊號的案例中，在i-Q圖上第 一本地振盪器訊號L01符合1+(同相）訊號。第二本地振盪 器訊號L02具有相較於第一本地振盪器訊號l〇190度的 相位差，所以訊號L01符合(1+)，則在ΐ-Q圖上第二本地 振盪器訊號L02就對應Q-(正交），更佳地，第一本地振盪 器訊號L01 (例如1+)與第二本地振盪器訊號L〇2 (例如 Q-)具有相同振幅且彼此之間具有90度的相位差。 第二開關對303與第三開關對305同時接收第三本地 振盈态訊號L03與第四本地振盡器訊號l〇4。第三本地振 盪器訊號L03是Q+訊號且具有相較於l〇2(Q-)訊號180 度的相位差。再者，第四本地振盪器訊號L〇4具有相較於 第一本地振盪器訊號LOl(I+)180度的相位差。換句話說， 其在I-Q圖上對應I-訊號，更佳地，第三本地振盪器訊號 L03 (例如Q+)與第四本地振盪器訊號L〇4 (例如μ)具 有相同振幅且彼此之間具有90度的相位差。 負載阻抗電路311包括第一負載313與第二負載 315。第一負載313連接在一個節點與供應電壓VDD之 間’其中此節點是共同地連接至第一開關對3(n的第一輸 出端與第二開關對303的第三輸出端並且也連接至第三開 關對305的第五輸出端與第四開關對3〇7的第七輸出端。 第二負載315連接在一個節點與供應電壓VDD之 間，其中此節點是共同地連接至第—開關對3()1的第二輸 ⑧ 19
而開關對S8是由LO 1(1+)來控制。 第一負載313連接在第一混頻器輸出端點與供應電壓 VDD之間，其中第一混頻器輸出端點是共同地耦接至第一 開關S1的第一輸出端與第三開關S3的第三輸出端以及第 五開關S5的第五輸出端與第七開關S7的第七輸出端。 第二負載315連接在第二混頻器輸出端點與供應電壓 200525878 16003pif.doc ===: = =出端並且也連接至第三開 匕級3°9連接在—個出ί; 接ΓΓ接至第—開關對301與第二開關對303 並^也連接至第三開關對3G5與第四開關對3G7。在 衡混頻减用在直婦換發㈣ 被應用在跨導級309中，而在雙 二= 換接收器的案例中，差分RF訊號被應用在跨導級H轉 器的=B@疋根據本發明另—_實施㈣錢平衡混頻 在圖3B的雙平衡混頻器中，第一開關對（圖3 朗包括開關對S1|%S2，其中S1是由L〇l⑻訊號來 控制而開關對S2是由L02(q_)來控制。第二開關對包括開 關對S3與S4 ’其中S3是由L03(Q+)訊號來控制而開關對 S4是由L04(I-)來控制。 第三開關對包括開關對S5與S6,其中S5是由L〇4(I+) 訊號來控制而開關對S6是由L03(Q+)來控制。第四開關 對包括開關對S7與S8，其中S7是由L02(q_)訊號來控制 ⑧ 20 200525878 16003pif.doc VDD之間，其中第-混頻器輸出端點是共同地减至第二 開關S2的第二輸出端與第四開關S4的第四輸出端以及第 六開關S6的第六輸出端與第八開關^的第八輸出端。
用於跨導級（圖3A@ 309)來執行小訊號功能的電 晶體QN5—i _接在圖3A +第-開關3(^第二開關3〇3 的四個開關Sh S2、S3與S4的共用點與地面或娜之 間。由於偏壓電流被使絲操相_路，所以跨導級應 該包括電流源。然而，在小訊號的觀點了，m㈣模 成單一電阻器（為繪示）。 用於跨導級（圖3A❸309)來執行小訊號功能的電 晶體QN5—2麵接在圖3A巾第三開關3〇5與第四開關3〇7 的四個開關S5、S6、S7與S8的共用點與地面或^之 間。電流源（例如電阻器未繪示）與電晶體QN 5 2和地面 串連以供應偏壓電流。 為差分訊號的RF訊號被應用至跨導級（圖3A的刈㈧ 的電晶體QN5 J與QN5_2的閘極。 開關S卜82、83、84、85、86、87與88執行開關運 作，且因此應用至電晶體qN5_1與qn5_2閘極的差分RF 訊號由每個LQ1至LQ4訊號來加乘以致於加乘的訊號可 以從每個開關的輪出端輸出，其中輸出端彼此連接至單\ 與偶數群組的開關。單數開關S1、S3、S5與S7的輸出端 共同地連接至第一混頻器輸出端（點）。偶數開關S2、s4、 S6與S8的輸出端共同地連接至第二混頻器輸出端（點）。 再者，本地振盪器訊號為方波或正弦波。 ⑧ 21 200525878 16003pif.doc RF訊號是由控制第一開關S1的L01(I+)訊號與控制 第三開關S3的L03(Q+)訊號來加乘，因此，在I-Q圖上 1+訊號與Q+訊號以加總方式從第一輸出端與第三輸出端 中輸出。再者，RF訊號是由控制第五開關S5的L04(I-) 訊號與控制第七開關S7的L02(Q-)訊號來加乘，由於電晶 體QN5一2是差別（輔助）輸入端，所以在圖上1+訊號 與Q+訊號以加總方式從第五輸出端與第七輸出端中輸 φ 出。所有單數開關（S1、S3、S5與S7)共同地連接至第 一混頻斋輸出端（點），且因此1+訊號與Q +訊號從四個 開關以加總方式輸出。具有1+特性的兩個小訊號電流會透 過上述程序被同相合併且具有Q+特性的兩個小訊號電流 也會透過上述程序同相合併。因此因為在第一與第三輪出 端不是垂直或彼此具有不同振幅而發生的I-Q不相配的影 響會藉由在第五與第七輸出端正交訊號而減少。再者，由 於同相元件與正交元件在I-Q圖上不會干擾，所以可以獲 ^ 轉有相同振幅且相差90度相位差的輸出訊號。 RF訊號是由控制第二開關S2的l〇2(q_)訊號與控制 ^開關S4白勺L04(I-)訊號來加乘，因此，在PQ圖上[ 與QHx加總方式從第二輸出端與第四輸出端中 口L。再者，RF訊號是由控制第六開關S6的L03(Q+)訊 雷制第八開關S8的L〇1(I+)訊號來加乘、然而，由於 訊^纺ί疋差別（輔助）輸入端，所以在圖上L :一 QaK唬以加總方式從第六輸出端與第八輸出端中 ,所有偶數開關（S2、S4、S6與S8)共同地連接至 ⑧ 22 200525878 16003pif.doc
第一混頻器輸出端（點），且因此^訊號與Q_訊號從四個 開關以加總方式輸出。具有μ特性的兩個小訊號電流會透 過上述程序被同相合併且具有屮特性的兩個小訊號電流 也會透過上述程序同相合併。因此因為在第二與第四輸出 端不^垂直或彼此具有不同振幅而發生的不相配的影 響會藉由在第六與第八輸出端正交訊號而減少。再者，由 於同相元件與正父元件在圖上不會干擾，所以可以獲 取具有相同振幅且相差90度相位差的輸出訊號 。再者，由 於上述I-訊號與Q-訊號是在圖上彼此垂直，所以不干 擾。據此，在本地振盪器訊號L(M、L〇2、L〇3與L〇4具 有2同振幅的案例中，在第二混頻器輸出端（第二、第四、 第六與第人輸出端的共用點）中可以獲取具有相同振幅但 彼此相差90度相位差的輸出訊號。 再者，因為在第一與第二混頻器輪出端的訊號彼此具 180度的相位差，所以在圖上不相配的問題可以避 免且可以最小化第二IMD的發生。 圖3C疋根據本發明範例實施例緣示使用M〇s電晶體 的雙平衡混頻器的電路圖。 請參照圖3C，第一開關對（圖3八的3〇1)包括電晶 體QNU與電晶體QN1-2。因此，圖3B的第一開關Si =應電晶體QN1—1且圖3B的第二開關S2對應電晶體 Nl—2。而L01(I+)訊號輸入至電晶體QNij的閘極且 L〇2(Q-)輸入至電晶體QN1_2的閘極。
相同地’第二開關對（圖3A的303 )包括電晶體QN2J ⑧ 23 200525878 16003pif.doc 與電晶體QN2一2。因此，圖3B的第三開關S3對應電晶體 QN2—1且圖3B的第四開關S4對應電晶體qN2_2。而 L03(Q+)訊號輸入至電晶體QN2—1的閘極且L04(I-)輸入 至電晶體QN2_2的閘極。 相同地，第三開關對（圖3A的305)包括電晶體QN3_1 與電晶體QN3 一2。因此，圖3B的第五開關S5對應電晶體 QN3J且圖3B的第六開關S6對應電晶體qn3_2。而 L04(I_)虎輸入至電晶體QN3—1的閘極且L03(Q+)輸入 至電晶體QN3_2的閘極。 再相同地，第四開關對（圖3A的307)包括電晶體 QN4—1與電晶體QN4—2。因此，圖3B的第七開關S7對 應電晶體QN4_1且圖3B的第八開關S8對應電晶體 QN4—2。而L02(Q_)訊號輸入至電晶體qn4_1的閘極且 L01(I+)輸入至電晶體QN4_2的閘極。 電晶體QN1_1的第一輸出端、電晶體qn2_1的第三 輸出端、電晶體QN3_1的第五輸出端與電晶體QN4_1的 第七輸出端是共同地連接至電阻器R1，因此，電阻器對應 圖3B的第一負載313。相同地，電晶體QN1_2的第二輸 出端、電晶體QN2_2的第四輸出端、電晶體QN3_2的第 六輸出端與電晶體QN4_2的第八輸出端是共同地連接至 電阻器R2，因此，電阻器對應圖3B的第二負載315。 跨導級包括電晶體QN5J與QN5_2以及電流源It。 RF訊號差別地輸入至電晶體QN5_1與QN5_2的閘極。再 者，電晶體QN5_1的汲極是共同地連接至四個（開關）電 ⑧ 24 200525878 16003pif.doc 曰曰體巧1「1、QN1—2、QN2—i與QN2—2且電晶體哪—i ，源極疋連接至電流源11。相同地，電晶體QN5—2的没極 疋，、同地連接至四個電晶體qn3—卜卩⑽―與 QN4:2^、電晶體QN5—2的源極是連接至電流源11。 電^原U供應偏壓電流至（開關）電晶體（S卜S2、 S3 S4、S5、S6、S7與S8)，其係組成第一、第二、第 三與第四開關對。 t晶體執行_運作來符合本地振盪器訊號[〇1至 L〇4的控制，據此，輸入至電晶體QN5—1與QN5—2每個 閘，的RF訊號是由L〇1至乙〇4訊號加乘來從每個（開關） 電曰曰體的輸出端輸出。再者，本地振盪器訊號可以是方波 或正弦波。 RF訊號是由控制電晶體qN1j的L〇l(I+)訊號與控 制電晶體QN2—1的L03(Q+)訊號來加乘，因此，在I-Q圖 上1+訊號與Q+訊號以加總方式從第一輸出端與第三輸出 端中輸出。輸出訊號獲取由每個電晶體與電阻器R1的小 訊號輸出電阻預先定義的小訊號增益。 RF訊號是由控制電晶體QN3_1的L04(I-)訊號與控制 電晶體QN4J的L02(Q-)訊號來加乘，因此，在I-Q圖上 1+訊號與Q+訊號以加總方式從第五輸出端與第七輸出端 中輸出。輸出訊號獲取由每個電晶體與電阻器R1的小訊 號輸出電阻預先定義的小訊號增益。第一輸出端、第三輸 出端、第五輸出端與第七輸出端共同地連接至第一混頻器 輸出端（點）。因此，形成在第一輸出端與第三輸出端的 25 200525878 16003pif.doc 小訊號電流會與形成在第五輸出端與第七輸出端的小訊號 電流加總。 再者，因為同相元件與正交元件在I-Q圖上不會干 擾，所以可以獲取具有相同振幅但相差90度相位差的輸出 訊號。 RF訊號也由控制電晶體QN1—2的L02(Q-)訊號與控 制電晶體QN2 一2的L04(I-)訊號來加乘，因此，在ΐ-Q圖 _ 上I-訊號與Q-訊號以加總方式從第二輸出端與第四輸出端 中輸出。輸出訊號獲取由每個電晶體與電阻器R2的小訊 號輸出電阻預先定義的小訊號增益。 RF訊號也由控制電晶體QN3_2的L03(Q+)訊號與控 制電晶體QN4 一2的L01(+)訊號來加乘，因此，在lq圖 上I- rfU虎與Q_訊號以加總方式從第六輸出端與第八輸出端 中輸出。輸出訊號獲取由每個電晶體與電阻器r2的小訊 號輸出電阻預先定義的小訊號增益。第二輸出端、第四輸 ^端、第六輸出端與第八輸出端共同地連接第二混頻輸出 i #(^)。因此，形成在第二輸出端與第四輸出端的小訊 说電抓會與形成在第六輸出端與第八輸出端的小訊號電流 加總。 再者’因為同相元件與正交元件在圖上不會干 擾/斤以可以獲取具有相同振幅但相差度相位差的輸出 虎。據此’在本地振盪器訊號LO卜L02、L03與L04 振幅的案例中，在每個第—與第二混頻器輸出端 "以^取具有相同振幅但相差90度相位差的輸出訊號。 26 ⑧ 200525878 16003pif.doc 再者’因為在第-與第二混頻器輪出端的訊號彼此具 有180度的相位差’所以在lq圖上不相配的問題可以避 免且可以最小化第二1MD的發生。 儘管在圖3C中顯示開關（ShS2、S3、S4、S5、s6、 S7與S8)是以MOS電晶體來構成，但是開關也可以由雙 極電aa體或其他開關技術來構成。再者，電阻盘化2 最好具有相同值且根據電容器與誘導器實作的型式來提 供’以致於阻抗電路的阻抗振幅可以依據頻率而改變。 在圖3C中雙平衡混頻器是實作在直接轉換接收器 中，輸入至電晶體QN5一 1與QN5一2每個閘極的訊號是RF 訊號，此外，由於執行直接轉換，不會輸出中頻且RF訊 號的中心頻率實質上相同於本地振盪器訊號的頻率。 再者，雙平衡混頻器是實作在直接轉換發送器中，輸 入至電晶體QN5_1與QN5_2每個閘極的訊號是基頻訊 號，據此，本地振盪器訊號的頻率實質上相同於在第一混 頻器輸出端與第二混頻器輸出端之間的差分訊號Vo的中 心頻率。 圖4 A至4 C是根據本發明再一範例實施例繪示雙平衡 混頻器的方塊與電路圖。 圖4A的雙平衡混頻器除了下列說明外其餘相同於圖 3A的混頻器。L03(Q+)訊號取代L02(Q-)輸入至第一開關 對301 ; L02(Q_)訊號取代L03(Q+)訊號輸入至第二開關對 303 ; L02(Q-)訊號取代L03(Q+)訊號輸入至第三開關對 305 ; L03(Q+)訊號取代L〇2(Q-)輸入至第四開關對307。 27 ⑧ 200525878 16003pif.doc 因此1+訊號與Q·訊號從第—輸出端與第三輸出端被 輸出，且1+訊號與Q·從第五輸出端與第七輸出㈣輸出。 據此，彼此錄的訊號從第-現_輸出端被輸出，然而， 正交元件與圖3A的正交元件有不同的相位。
相同地，I-訊號與Q+訊號從第二輸出端與第四輸出端 被輸出，S I-訊號與Q+從第六輸出端與第八輸出端被輸 出。據此，與從第-混_輸出端輸出的喊互相垂直且 具有⑽度相位差的訊號會從第二混頻器輸出端輸出。 請參照® 4B，圖4B &雙平衡混頻器除了下列說明外 其餘相同於圖3B的混頻器。第二開關由L〇3(Q+)訊號控 制，第二開關S3由L02(Q-)訊號控制；第六開關S6由 L02(Q-)訊號控制；以及第七開關S7由l〇3(q+)訊號控 制。從每個開關的輸出端輸出的訊號如同圖4A所述。 請參照圖4C，圖4C的雙平衡混頻器除了下列說明外 其餘相同於圖3C的混頻器。L〇3(Q+)訊號輸入至電晶體 QN1—2的閘極，l〇2(q-；)訊號輸入至電晶體qN2—丨的閘 極，L〇2(Q_)訊號輸入至電晶體QN3—2的閘極，以及 L〇3(Q+)訊號輸入至電晶體洲七丨的閘極。再者，從每個 電晶體的輸出端輸出的訊號如同圖4A所述。 因此’根據本發明實施例，輸出彼此垂直的輸出訊號， 以致於最小化I-Q不相配且IP2特性可獲得改善。 圖5A與5B是根據本發明實施例分別繪示直接轉換接 收為與直接轉換發送器的方塊圖。 圖5A是根據本發明實施例繪示直接轉換接收器的方 28 200525878 16003pif.doc 塊圖。 •咕參照圖5A’直接轉換接收器包括低雜訊放大器（1〇w ncme amplifier，LNA ) 513，其係用以放大接收的RF訊號； 夔壓杰511 ’其係用以執行接收的RF訊號的阻抗配對；第 一混頻為501，其係用以執行第一降頻轉換；第一基頻訊 唬處理為505 ;第二混頻器5〇3，其係用以執行第二降頻轉 換，第一基頻訊號處理器507與移相器509。 移相杰509接收從本地振盡器（i〇caj 〇sciuat〇r，l〇) 輸出的LO訊號，且移相器509接收LO訊號以致於LO訊 號與已轉移相位的L0訊號輸出至第一混頻器501與第二 混頻器503。因此，輸入至第一混頻器5〇1與第二混頻器 503的移相器509的輸出訊號是第一本地振盪器l〇1訊 號、第一本地振盡器L02訊號、第三本地振盛器L03訊 號以及第四本地振盪器L04訊號，此些訊號彼此具有不同 的相位。 在第一本地振盪器L01訊號設定為參考訊號的案例 中，第二本地振盪器L02訊號具有與第一本地振盪器L01 訊號相差90度的相位差，第三本地振盪器L03訊號具有 與第一本地振盪器L01訊號相差180度的相位差，以及第 四本地振盪器L04訊號具有與第二本地振盪器L02訊號 相差180度的相位差。 第一混頻器501接收RF訊號與從移相器509中輸出 的LO訊號（L01、L02、L03、L04)。相同地，第二混 頻器503接收RF訊號與從移相器509中輸出的L0訊號 ⑧ 29 200525878 16003pif.doc (LOl、L02、L03、L04) 〇 第一混頻器501與第二混頻器5〇3的結構相同於上述 圖2A、3A或4A的混頻器。 因此，接收的RF訊號會被輸入至第一混頻器5〇1的 跨導級’且由移相器509輸出的四個本地振魅L〇訊號 會被輸入至開關對（例如圖2A、3A或4A)。 由於在直接轉換接收器中RF訊號的中心頻率實質上 ⑩彳目同於本地振盤LQ訊號，所以包括細訊號的訊號會從 第-混頻f 501與第二混頻器5〇3的混頻器輸出端輸出。 =此輸出藉由混頻器運作加乘接收的RF訊號與本地振盪 器L0訊號的乘積。因此，當執行乘積的傅立業轉換時， 可以瞭解的是具有純RF喊與本地振㈣訊號頻率差 的訊，元件會被輸出，此運作稱為降頻轉換。 第一混頻器501的輸出被輸入至第一基頻訊號處理器 505並過濾、與放大來輸出成基頻訊號I (同相）元件。相同 地’第一混頻器5〇3的輸出被輸入至第二基頻處理器507 並過濾與放大來輸出成基頻訊號Q (正交）it件，其中基 頻訊號Q元件與基頻訊號I元件垂直。 圖5B疋根據本發明實施例繪示直接轉換發送器的方 塊圖。 _睛參照圖5B，直接轉換發送器包括第一基頻訊號處理 器/05 ’其係用以過濾與放大基頻訊號I元件；第二基頻 Λ號處理H 6G7 ’其係用以過濾與放大基頻訊號q元件； 移相為609 ’其係用以執行第一升頻轉換；第二混頻器 200525878 16003pif.doc 603，其係用以執行第二升頻轉換；驅動放大器611，其係 用以放大混頻器的輸出並改善目前驅動能力；以及變壓器 613，其係用以執行阻抗匹配。 移相器609接收本地振盪器（未繪示）輸出的本地振 盪器LO訊號，且相位轉移接收的LO訊號以致於轉移相 位的LO訊號（L01、L02、L03、L04)能輸出至第一混 頻器601與第二混頻器603。因此，被輸入至第一混頻器 601與第二混頻器603的移相器609的輸出訊號是第一本 攀 地振盪器L01訊號、第二本地振盪器L02訊號、第三本 地振盪器L03訊號與第四本地振盪器L04訊號，此些訊 號具有不同的相位。在第一本地振盪器L01訊號設定為參 考訊號的案例中，第二本地振盪器L02訊號具有與第一本 地振盪器L01訊號相差90度的相位差，第三本地振盪器 L03訊號具有與第一本地振盪器L01訊號相差180度的相 位差，以及第四本地振盪器L04訊號具有與第二本地振盪 器L02訊號相差180度的相位差。 馨第一混頻器601接收來自於第一基頻訊號處理器605 的輸出以及從移相器609中輸出的LO訊號（L(M、L02、 L03、L04)。相同地，第二混頻器603接收來自於第二 基頻訊號處理器607的輸出以及從移相器609中輸出的LO 訊號（L01、L02、L03、L04)。 第一基頻訊號處理器605過濾與放大基頻訊號I元件 來輸入至跨導級的第一混頻器601，且第二基頻訊號處理 器607過濾與放大基頻訊號Q元件來輸入至跨導級的第二 31 ⑧ 200525878 16003pif.doc 混頻器603。 第一混頻器601與第二混頻器6〇3的結構相同於上述 圖2A、3A或4A的混頻器。 因此，基頻訊號I元件或基頻訊號q元件被輸入至跨 導級的第一混頻器601，且本地振盪器訊號的四個相 位（其係藉由移相器509輸出的訊號）被輸入至開關對（見 2A、3A或4A)。藉由混頻器運作加乘基頻訊號與本地振 ⑩ 盪器L0訊號（L01、L02、L03、L04)的乘積以預先定 義的方法加總並輸出，因此，當執行加總乘積的傅立葉轉 換時，可以瞭解的是會輸出具有加總基頻訊號與本地振盪 器汛號頻率的訊號元件，且此一運作稱之為升頻轉換。因 此’RF汛號會透過上述調變程序從第一混頻器與第二 混頻器603的混頻器輸出端輸出。輸出的RF訊號的中心 頻率貝質上相同於輸入至移相器609的本地振堡器l〇訊 號的頻率。 輸出的RF訊號透過驅動放大器611與變壓器613被 輸入至功率放大器（power amplifier，PA)。 根據上述本發明實施例，具有兩個彼此垂直的元件（例 如I與Q)的訊號從混頻器輸出端輸出，以致於最小化 ^相配且改善IP2的特性。再者，因為移除混頻器輸出訊 號的DC元件，所以自我混頻的現象獲得改善。 此頻為的輸出訊號的一般型式可以下列符號表示··
Vo Vdc+aivin+a2vin2+a3Vin3+............公式 1 d： 32 200525878 16003pif.doc 在上述公式1中，Vdc為混頻器輸出端的DV電壓， 且在混頻器輸出端中Vo是即時值。第二諧音元件是由公 式1的參數a2來產生且IP2特性因此下降。 然而，在本發明中，當RF(I+)=cos(w丨t)+cos(w2t)時， RF(Q+)是 sir^wA+sir^w#)，倘若 LO(I+)=cos(W3t)，則 LO(Q+)二sin(W3t)，並且輸出彼此垂直的訊號。混頻器的輪 出訊號可以下列符號表示：
Vo 1 = Vdc+a! (cos(w4t)+cos(w5t))+a2(cos(w4t)+cos(w5t))2+ · · · …公式2
Vo2=VdC+ai(sin(W4t)+sin(W5t))+a2(sin(W4t)+sin(W5t))2 七― …公式3 在么式2中’ Μ為WpW3且％為μ,。由於混頻器 的輸出訊號Vo是Vol_v〇2，所以第：IMD期的％元件 與（W4_ws)元件不存在於v〇中。 因此，根據本發明可移除DC元件並改善IP2特性。 雖本毛明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以 月丄任何熟習此技藝者，在不脫離本發明之精神 ’ ’虽可作些許之更動與潤飾，因此本發明之保護 範圍當視後附之巾請專利範_界定者為準。 【圖式簡單說明】 d： 33 200525878 16003pif.doc 圖1A與1B是緣示使用在直接轉換中的傳統混頻器的 電路圖。 圖2A至2C是根據本發明實施例繪示單一平衡混頻器 的方塊與電路圖。 圖3A至3C是根據本發明實施例緣示雙平衡混頻器的 方塊與電路圖。 圖4A至4C是根據本發明再一實施例繪示雙平衡混頻 0 器的方塊與電路圖。 圖5A是根據本發明實施例繪示直接轉換接收裔的方 塊圖。 圖5B是根據本發明實施例繪示直接轉換發送器的方 塊圖。 【主要元件符號說明】 101、107、109 :開關對 103、111 :負載阻抗 105、113、205、309 ··跨導級（transc〇nducting stage) • 2(Π、301 :第一開關對 203、303 :第二開關對 207、311 ··負載阻抗電路 209、313 :第一負載 211、315 :第二負載 305 :第三開關對305 307 ··第四開關對 501、601 ··第一混頻器 ⑧ 200525878 16003pif.doc 503、603 :第二混頻器 505、606 ··第一基頻訊號處理器 507、607 :第二基頻訊號處理器 509、609 :移相器 511、613 :變壓器 513 :低雜訊放大器（low noise amplifier，LNA) 611 :驅動放大器
35 d

Claims (1)

  1. 200525878 16003pif.doc 十、申請專利範圍： 1·一種混頻器，包括·· ★一第Μ目對，其係藉由—第—本地振盞器訊號與一 第一本地振盪器訊號來控制； 〃一第二開關對，其係藉由-第三本地振i器訊號與一 第四本地振盪器訊號來控制；以及 一跨導級，其電性耦接至該第一開關對與該第二開關 對，該跨導級用以接收一輸入訊號。 2·如申請專利範圍第1項所述之混頻器，其中·· 該第二本地振盪器訊號相較於該第一本地振盪器訊號 具有一相位差； e亥第二本地振盪器訊號相較於該第二本地振盪器訊號 具有一相位差；以及 该第四本地振盪器訊號相較於該第三本地振盪器訊號 具有一相位差且同時相較於該第一本地振盪器訊號具有一 相位差。 3·如申請專利範圍第2項所述之混頻器，其中： 該第二本地振盪器訊號相較於該第一本地振盪器訊號 具有一大約90度的相位差； 該第三本地振盪器訊號相較於該第二本地振盪器訊號 具有一大約180度的相位差；以及 6玄第四本地振盪器訊號相較於該第三本地振盪器訊號 具一大約90度的相位差且同時相較於該第一本地振盪器 訊號具有一大約180度的相位差。 ⑧ 36 200525878 16003pif.doc 級二利範圍第1項所述之混頻器，其中該跨導 級，、包括-個電晶體，其制於放大該輸人訊號。A —5.如申凊專利範圍第丨項所述之混頻器其中該 級實質上是由與—電流源串連的-個放大器所板成了 7 器實6質1=專電====鮮’其中該放大 電阻器所構成。成且嫩_質上是由— 7·如申請專利範圍第i項所述之混頻器，盆中. 關與—第二開關 ίΐ!，是岐第―本地縫器訊號來控制岐第二2 疋由该第二本地振β訊號來控制；以及 第-=1關對包括一第三開關與一第四開關，其中該 第三本地振ail訊號來控制且該第四 疋由忒弟四本地振盪器訊號來控制。 載二==圍第1項所述之混頻器，更包括-負 且傳導偏壓電流至關電性連接並 關對。 ' 開關對;I亥第二開 37 200525878 16003pif.doc ι〇·一種混頻器，包括： 一第一開關對，其係藉由一第一本地振盪器訊號來控 制； 一第一開關對，其係藉由一第二本地振盪器訊號來控 制； 第一開關對，其係藉由一第三本地振盪器訊號來控 制； 一第四開關對，其係藉由一第四本地振盪器訊號來控 制； 一第五開關對，其係藉由一第四本地振盪器訊號來控 制； 一第六開關對，其係藉由一第三本地振盪器訊號來控 制； 一第七開關對，其係藉由一第二本地振盪器訊號來控 制；以及 一第八開關對，其係藉由一第一本地振盪器訊號來控 制。 11·如申請專利範圍第10項所述之混頻器，其中·· S亥第一本地振盡器訊號相較於該第一本地振盪器訊號 具有一大約90度的相位差； 該第三本地振盪器訊號相較於該第二本地振蓋器訊號 具有一大約180度的相位差；以及 該第四本地振盪器訊號相較於該第三本地振盈器訊號 具一大約90度的相位差且同時相較於該第一本地振盪器 38 ⑧ 200525878 16003pif.doc 訊號具有一大約180度的相位差。 12. 如申請專利範圍第1〇項所述之混頻器，更包括一 負載阻抗電路，其包括： 一第一負載，其共同耦接至該第一、第三、第五與第 七開關的輸出端；以及 一第二負載，其共同耦接至該第二、第四、第六與第 八開關的輸出端。 13. 如申請專利範圍第1〇項所述之混頻器，更包栝一 ® 跨導級，其中： 一第一輸入訊號與一第二輸入訊號被輸入至該跨導級 以作為一差訊輸入訊號。 14·如申請專利範圍第1〇項所述之混頻器，其中當該 混頻器實作在一發送器中時，在每個該開關的該輸出端的 一中心頻率實質上相同於該本地振盪器訊號的一頻率，且 當戎混頻為實作在一接收器中時，該差訊輸入訊號的一中 心頻率實質上相同於該本地振盪頻率訊號的該頻率。 Φ I5·一種直接轉換接收器，包括： 一，相器，其係用以輸出轉移相位的本地振盪器訊號; 一第一混頻器，其係在一 RF訊號上使用該轉移相位 的本地振盪器訊號來執行一第一降頻轉換； 一第一基頻訊號處理器，其係從該第一混頻器的一輸 出中產生對應一同相元件的一基頻訊號； 一第二混頻器，其係在該RF訊號上使用該轉移相位 的本地振盪器訊號來執行一第二降頻轉換，·以及 ⑧ 39 200525878 16003pif.doc 一第二基頻訊號處理器，其係從該第二混頻器的一輪 出中產生對應一正交元件的一基頻訊號。 16·如申請專利範圍第15項所述之直接轉換接收器， 其中該移相器輸出一第一本地振盪訊號、一第二本地振盪 sfL號、一苐二本地振蘯訊號與一第四本地振盪訊號，其中 该第二本地振盘器訊號相較於該第一本地振盪器訊號具有 一大約90度的相位差、該第三本地振盪器訊號相較於該第 二本地振盪器訊號具有一大約180度的相位差且該第四本 修 地振盈器訊號相較於該第二本地振盈器訊號具有一大約 180度的相位差。 17·如申請專利範圍第16項所述之直接轉換接收器， 其中該第一混頻器與該第二混頻器的至少其中之一包括： 一第一開關對，其係用以接收該第一本地振盪器訊號 與該第二本地振盪器訊號； 一第二開關對，其係用以接收該第三本地振盪器訊號 與該第四本地振盪器訊號；以及 • 一跨導級，其係用以接收一 RF訊號並串連在該第一 開關對與該第二開關對的一共用節點之間。 18.如申請專利範圍第17項所述之直接轉換接收器， 其中該RF的一中心頻率實質上是相同於該本地振盪器訊 號的一頻率。 19·如申請專利範圍第16項所述之直接轉換接收器， 其中該第一混頻器與該第二混頻器的至少其中之一包括·· 一第一開關對，其係藉由該第一本地振盪器訊號與該 200525878 16003pif.doc 第一本地振盪器訊號來控制； …:第二開關對’其係藉由該第三本地振I器訊號與該 弟四本地振盪器訊號來控制； ’其係藉由該第三本地振盪器訊號與該 第四本地振盪器訊號來控制；以及 …第四開關對’其係藉由該第_本地缝器訊號與該 苐二本地振盡器訊號來控制。 m如申請專利範圍第19項所述之直接轉換接收器， 其中,亥RF的-中心頻率實質上是相同於該本地振盡器訊 號的該頻率。 21·—種直接轉換發送器，包括： -移相H，其係用以輸its轉移相位的本地振盪器訊號; -第-基頻織處理^，其制以接收對應—同相元 件的一基頻訊號； -第了混頻n，其係用以接㈣第—基頻訊號處理器 的一輸出並依據该轉移相位的本地振盪器訊號執行一第一 升頻轉換來產生一 RF訊號； -第二基頻訊號處理H，其制接收對應—正交元件 的一基頻訊號；以及 -第二混頻H ’其係用以接收該第二基頻訊號處理器 的一輸出並依據該轉移相位的本地振盪器訊號執行一第二 升頻轉換來產生該RF訊號。 22·如申請專利範圍第21項所述之直接轉換發送器， 其中該移相器輸出一第一本地振盪訊號、一第二本地振盪 ⑧ 41 16003pif.doc
    200525878 說5虎、一第二本地振盡訊5虎與一第四本地振盈訊號，其中 該第二本地振盪器訊號相較於該第一本地振盪器訊號具有 一大約90度的相位差、該第三本地振盪器訊號相較於該第 二本地振盪器訊號具有一大約180度的相位差且該第四本 地振盪器訊號相較於該第二本地振盪器訊號具有一大約 180度的相位差。 23·如申請專利範圍第22項所述之直接轉換發送器， 其中該第一混頻器與該第二混頻器的至少其中之一包括： 一第一開關對，其係用以接收該第一本地振盪器訊號 與該第二本地振盪器訊號； 一第二開關對，其係用以接收該第三本地振盪器訊號 與該第四本地振盪器訊號； 一跨導級，其係串連在該第一開關對與該第二開關對 的-共用節點之間並從該第—或第二基頻訊號處理器中接 收一輸出；以及 -負載阻抗部分，其係減在該第—和該第二開關對 與一供電電壓之間。 24.如申請專利範圍第23項所述 其中該RF的一中心頻率垂晳μ θ , η 號的該頻率。 上疋相同於該本地振盈器訊 • π —第22項所述之直接轉換發送器， 其中该苐-混頻器與該第二混頻器的至少其中之—包括： 第-Lt ’其係藉由該第—本地振I器訊號與該 第一本地振盪器訊號來控制； ⑧ 42 200525878 16003pif.doc 一第二開關對’其係藉由該第三本地振盈器訊號與該 第四本地振盪器訊號來控制； 一第三開關對’其係藉由該第三本地振蘯器訊號與該 第四本地振盪器訊號來控制，·以及 -苐四開關對’其係藉由該第一本地振|器訊號與該 第一本地振盪器訊號來控制。 26·如申請專利範圍第25項所述之直接轉換發送器， 更包括： 一跨導級，其係串連在該第一、第二、第三與第四開 關對的共用節點之間並從該第一或第二基頻訊號處理器 中接收一輸出；以及 一負載阻抗部分，其係耦接在該第一、第二、第三和 弟四開關對與一供電電壓之間。 27·如申請專利範圍第26項所述之直接轉換發送器， 其中該RF的該中心頻率實質上是相同於該本地振盪器訊 號的該頻率。 °
    ⑧ 43
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